CN107078664A - 电力变换装置 - Google Patents

电力变换装置 Download PDF

Info

Publication number
CN107078664A
CN107078664A CN201680003417.0A CN201680003417A CN107078664A CN 107078664 A CN107078664 A CN 107078664A CN 201680003417 A CN201680003417 A CN 201680003417A CN 107078664 A CN107078664 A CN 107078664A
Authority
CN
China
Prior art keywords
power
circuit
timing
signal
semiconductor element
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201680003417.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107078664B (zh
Inventor
五十岚弘
大川太
中村宏之
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of CN107078664A publication Critical patent/CN107078664A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107078664B publication Critical patent/CN107078664B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/003—Constructional details, e.g. physical layout, assembly, wiring or busbar connections
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/493—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/22—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral
    • H03K5/24—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05K—PRINTED CIRCUITS; CASINGS OR CONSTRUCTIONAL DETAILS OF ELECTRIC APPARATUS; MANUFACTURE OF ASSEMBLAGES OF ELECTRICAL COMPONENTS
    • H05K7/00—Constructional details common to different types of electric apparatus
    • H05K7/20—Modifications to facilitate cooling, ventilating, or heating
    • H05K7/2089—Modifications to facilitate cooling, ventilating, or heating for power electronics, e.g. for inverters for controlling motor
    • H05K7/209—Heat transfer by conduction from internal heat source to heat radiating structure

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Thermal Sciences (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

具备：第1电力变换电路，包括多个第1电力用半导体元件；第2电力变换电路，与第1电力变换电路并联连接，包括多个第2电力用半导体元件；控制电路，产生用于控制第1电力变换电路及第2电力变换电路的各电力用半导体元件的控制信号；定时控制信号产生电路，对流过第1电力用半导体元件的第1电流量与流过第2电力用半导体元件的第2电流量进行比较，根据比较结果，产生对输入到第1电力变换电路及第2电力变换电路的控制信号的上升或者下降的定时进行控制的定时控制信号；以及定时校正电路，进行控制以根据定时控制信号，校正输入到第1电力变换电路及第2电力变换电路的控制信号的上升或者下降的定时。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及包括多个电力变换电路(逆变器电路)的电力变换装置。
背景技术
以往，有如下的电力变换装置(并行驱动装置)：将使用多个电力用半导体元件来进行脉冲宽度调制控制的多个电力变换电路并联地连接，根据相同的交流电压将它们并行驱动。然而，在并联地连接多个电力用半导体元件时，由于电力用半导体元件在制造上的特性偏差，流过电力用半导体元件的电流产生不平衡。因此，当在相同的定时进行开关时，由于特性偏差，电流失衡地流过先导通的电力用半导体元件和后截止的电力用半导体元件，产生大的开关损耗而发热。为了抑制该发热，需要大型的散热片，所以并行驱动装置难以小型化。进而，在电流的失衡(current deviation)变大而超过电力用半导体元件的额定电流时，有可能会产生故障，存在即使并行驱动电力用半导体元件也无法使输出电流增加的问题。
例如，在专利文献1中，公开了能够抑制该电流不平衡的PWM方式的并行驱动装置。另外，并行驱动装置具备校正电路，该校正电路能够使PWM波形的上升和下降分别独立地延迟。在此，校正电路对各并行驱动装置的输出电流的差进行比例积分运算，判定输出电流的失衡，进行控制以使在PWM波形的上升时使输出电流大的并行驱动装置的校正电路的上升延迟时间比输出电流小的并行驱动装置的校正电路的延迟时间长，进行控制以使在PWM波形的下降时使输出电流大的并行驱动装置的校正电路的下降延迟时间比输出电流小的并行驱动装置的校正电路的延迟时间短。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平5-30661号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，在引用文献1公开的并行驱动装置中，为了对由各电流检测器检测出的输出电流的差进行比例积分运算，需要DSP或微型机等具有运算功能的IC，还需要用于将从电流检测器输出的模拟信号变换为数字信号的AD转换器。因此，电路规模变大，所以存在需要宽大的安装空间的问题。
另外，因为检测各并行驱动装置的输出电流并进行比例运算处理来判定电流的失衡，所以需要对用于检测输出电流的信号实施绝缘措施。因此，需要绝缘型电流检测器，所以存在制造成本变高的问题。
本发明的目的在于解决以上的问题，提供一种能够抑制由于电力用半导体元件在制造上的特性偏差所致的流过电力用半导体元件的电流不平衡的电力变换装置。
解决技术问题的技术方案
本发明的电力变换装置，其特征在于，具备：
第1电力变换电路，包括多个第1电力用半导体元件；
第2电力变换电路，与所述第1电力变换电路并联连接，包括多个第2电力用半导体元件；
控制电路，产生用于控制所述第1电力变换电路及所述第2电力变换电路的各电力用半导体元件的控制信号；
定时控制信号产生电路，对流过所述第1电力用半导体元件的第1电流量与流过所述第2电力用半导体元件的第2电流量进行比较，根据该比较结果，产生对输入到所述第1电力变换电路及第2电力变换电路的控制信号的上升或者下降的定时进行控制的定时控制信号；以及
定时校正电路，进行控制以根据所述定时控制信号，校正输入到所述第1电力变换电路及第2电力变换电路的控制信号的上升或者下降的定时、或者校正输入到所述第1电力变换电路及第2电力变换电路的控制信号的上升以及下降的定时逻辑积逻辑积逻辑积逻辑积逻辑积逻辑积逻辑积逻辑积。
发明效果
根据本发明的电力变换装置，能够使用以逻辑电路为基础的简易的电路来抑制流过各电力用半导体元件的电流的不平衡，所以能够缩小电路规模。
附图说明
图1是本发明的实施方式1的电力变换装置的立体图。
图2是示出图1的电力变换装置的构成要素的框图。
图3是示出图2的电力变换装置的工作的各信号的时序图。
图4是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的构成要素的框图。
图5是实施方式3的定时校正电路22(23)的电路图。
图6是本发明的实施方式4的电力变换装置的立体图。
图7是示出本发明的实施方式5的电力变换装置的构成要素的框图。
图8是示出图7的电力变换装置的工作的各信号的时序图。
(符号说明)
41：散热器；2、3、2-1、3-1：电力变换电路；2A、3A、2-1A、3-1A：上支路；2B、3B、2-1B、3-1B：下支路；4、44：印刷基板；5、45：连接器；6、46：逻辑电路；7、47：缓冲电容器；8、48：螺钉端子台；9：母线；10：马达；18：上升沿检测电路；19：下降沿检测电路；20、20A：第1定时控制信号产生电路；21、21A：第2定时控制信号产生电路；22、23：定时校正电路；24：控制电路；25：直流电压源；26：平滑电容器；50：移位寄存器；200、210：比较器；201、202、211、212：与门；203、213：加法器；37、38：计数器电路。
具体实施方式
以下，参照附图，对本发明的实施方式进行说明。此外，在以下的各实施方式中，对同样的构成要素附加相同符号而省略说明。
实施方式1.
在将包括多个电力用半导体元件的三相马达驱动用的逆变器电路收纳于1个封装的功率模块并行驱动的情况下，内置于各功率模块的三相马达驱动用的逆变器电路是将两个电力用半导体元件串联地连接并对其进行3并联连接而构成的。在该逆变器电路中，将两个串联连接的电力用半导体元件的连接部取出到功率模块的封装外作为输出端子。
图1是本发明的实施方式1的电力变换装置的立体图。在图1中，在功率模块PM1、PM2中，分别由多个电力用半导体元件构成的电力变换电路2、3(后述)分别被树脂密封，功率模块PM1、PM2被用螺丝拧紧在同一散热器1上，两个功率模块PM1、PM2的引线部被焊接到印刷基板4。因此，在同一散热器1上安装有两个功率模块PM1、PM2，所以能够抑制两个功率模块PM1、PM2之间的温度差。
在图1中，在印刷基板4上，安装有用于与各设备连接的连接器5、逻辑电路6、缓冲电容器7、用于与电源或负载连接的通过螺钉端子台8固定的母线9等，其中逻辑电路6包括比较流过功率模块PM1、PM2内的电力用半导体元件的电流的失衡的比较器200、210、定时校正电路22、23等。在此，电力变换电路2、3经由螺钉端子台8以及母线9与作为负载的马达(感应电动机)10连接。
在此，为了在同一散热器上安装两个功率模块PM1、PM2，需要使各功率模块PM1、PM2到散热器1的安装面的高度一致。因此，在将功率模块PM1、PM2固定到夹具之后，将各功率模块PM1、PM2分别焊接到印刷基板4。
图2是示出图1的电力变换装置的构成要素的框图。在图2中，电力变换装置构成为具备：直流电压源25，负极侧被接地；平滑电容器26，与该直流电压源25并联连接；以及第1电力变换电路2及第2电力变换电路3，将从直流电压源25供给的直流电压变换为预定电压及预定频率的交流电压并输出到马达(M)10。电力变换装置构成为具备：电阻R1～R3，检测第1电力变换电路的U相、V相、W相各相的电流；电阻R4～R6，检测第2电力变换电路的U相、V相、W相各相的电流；以及控制电路24，产生用于对第1电力变换电路2及第2电力变换电路3的各电力用半导体元件进行开关控制的栅极控制信号GS。
电力变换装置构成为具备：上升沿检测电路18，检测栅极控制信号GS的上升沿；下降沿检测电路19，检测栅极控制信号GS的下降沿；第1定时控制信号产生电路20，将流过构成第1电力变换电路2的各电力用半导体元件的电流量与流过构成第2电力变换电路3的各电力用半导体元件的电流量进行比较，根据该比较结果产生对输入到第1电力变换电路2的栅极控制信号GS的上升或者下降的定时进行控制的第1定时控制信号TS1；以及定时校正电路22，进行控制以根据第1定时控制信号TS1，校正输入到第1电力变换电路2的栅极控制信号GS的上升或者下降的定时。
在此，在流过构成第1电力变换电路2的各电力用半导体元件的电流量大于流过构成第2电力变换电路3的各电力用半导体元件的电流量时，第1定时控制信号产生电路20产生进行控制以使输入到第1电力变换电路2的各电力用半导体元件的控制信号GS的上升的定时延迟的第1定时控制信号TS1。
电力变换装置构成为具备：第2定时控制信号产生电路21，将流过构成第1电力变换电路2的各电力用半导体元件的电流量与流过构成第2电力变换电路3的各电力用半导体元件的电流量进行比较，根据该比较结果，产生对输入到第2电力变换电路3的栅极控制信号GS的上升或者下降的定时进行控制的第2定时控制信号TS2；以及定时校正电路23，进行控制以根据第2定时控制信号TS2来校正输入到第2电力变换电路3的栅极控制信号GS的上升或者下降的定时。
在此，在第2电力变换电路3的各电力用半导体元件的电流量大于第1电力变换电路2的各电力用半导体元件的电流量时，第2定时控制信号产生电路21产生进行控制以使输入到第2电力变换电路3的各电力用半导体元件的控制信号的下降的定时提前的第2定时控制信号TS2。
第1电力变换电路2构成为具备：第1～第6电力用半导体元件UP1、VP1、WP1、UN1、VN1、WN1；以及分别相对于第1～第6电力用半导体元件UP1、VP1、WP1、UN1、VN1、WN1逆并联地作为续流二极管而连接的高频用二极管D1、D3、D5、D2、D4、D6。
在图2中，构成将第1电力用半导体元件UP1和第4电力用半导体元件UN1串联连接而成的第1半桥电路、将第2电力用半导体元件VP1和第5电力用半导体元件VN1串联连接而成的第2半桥电路以及将第3电力用半导体元件WP1和第6电力用半导体元件WN1串联连接而成的第3半桥电路，将第1及第2半桥电路并联连接，将第2及第3半桥电路并联连接。在此，作为第1～第6电力用半导体元件UP1、VP1、WP1、UN1、VN1、WN1，使用IGBT(绝缘栅极双极型晶体管)，分别连接有各第1、第2及第3电力用半导体元件UP1、VP1、WP1的集电极端子的3个第1～第3电力用半导体元件UP1、VP1、WP1构成上支路2A，各第4～第6电力用半导体元件UN1、VN1、WN1构成下支路2B。
另外，第1电力变换电路2被密封在图1的功率模块PM1内，功率模块PM1具有第1～第7端子，第1端子是电源供给端子，与第1～第3半桥电路的各一方的端子连接，第2～第4端子分别与第1～第3半桥电路的各另一方的端子连接，各第5～第7端子分别与上支路2A的电力用半导体元件UP1、VP1、WP1和下支路2B的电力用半导体元件UN1、VN1、WN1各自的连接部连接。
第1电力变换电路2的上支路2A的第1～第3电力用半导体元件UP1、VP1、WP1的各集电极端子经由与该各集电极端子连接的电源供给端子T1连接于直流电压源25的正侧。下支路2B的电力用半导体元件UN1、VN1、WN1的发射极端子T2、T3、T4经由各电阻R1～R3被接地。
上支路2A的第1电力用半导体元件UP1的发射极端子和下支路2B的第4电力用半导体元件UN1的集电极端子连接，上支路2A的第2电力用半导体元件VP1的发射极端子和下支路2B的第5电力用半导体元件VN1的集电极端子连接，上支路2A的第3电力用半导体元件WP1的发射极端子和下支路2B的第6电力用半导体元件WN1的集电极端子连接，各连接部分别与马达10连接。
另外，第2电力变换电路3构成为具备：第1～第6电力用半导体元件UP2、VP2、WP2、UN2、VN2、WN2；以及分别相对于第1～第6电力用半导体元件UP2、VP2、WP2、UN2、VN2、WN2逆并联地作为续流二极管而连接的高频用二极管D7、D9、D11、D8、D10、D12。在此，第2电力变换电路3与第1电力变换电路2并联连接。
在图2中，构成将第2电力用半导体元件UP2和第4电力用半导体元件UN2串联连接而成的第1半桥电路、将第2电力用半导体元件VP2和第5电力用半导体元件VN2串联连接而成的第2半桥电路以及将第3电力用半导体元件WP2和第6电力用半导体元件WN2串联连接而成的第3半桥电路，将第1及第2半桥电路并联连接，将第2及第3半桥电路并联连接。在此，作为第1～第6电力用半导体元件UP2、VP2、WP2、UN2、VN2、WN2，使用IGBT(绝缘栅极双极型晶体管)，分别连接有各第1、第2及第3电力用半导体元件UP2、VP2、WP2的集电极端子的3个第1～第3电力用半导体元件UP2、VP2、WP2构成上支路3A，各第4～第6电力用半导体元件UN2、VN2、WN2构成下支路3B。
另外，第2电力变换电路3被密封在功率模块PM2内，功率模块PM2具有第1～第7端子，第1端子是电源供给端子，与第4～第6半桥电路的各一方的端子连接，第2～第4端子分别与第4～第6半桥电路的各另一方的端子连接，各第5～第7端子分别与上支路的电力用半导体元件和下支路的电力用半导体元件的连接部连接。
第2电力变换电路3的上支路3A的第1～第3电力用半导体元件UP2、VP2、WP2的各集电极端子经由与该各集电极端子连接的电源供给端子T5连接于直流电压源25的正侧。下支路3B的电力用半导体元件UN2、VN2、WN2的发射极端子T6、T7、T8经由各电阻R6～R8被接地。
上支路3A的第1电力用半导体元件UP2的发射极端子和下支路3B的第4电力用半导体元件UN2的集电极端子连接，上支路3A的第2电力用半导体元件VP2的发射极端子和下支路3B的第5电力用半导体元件VN2的集电极端子连接，上支路3A的第3电力用半导体元件WP2的发射极端子和下支路3B的第6电力用半导体元件WN2的集电极端子连接，各连接部分别与马达10连接。
在图2中，第1定时控制信号产生电路20构成为具备比较器200、与门201、202以及加法器203。第2定时控制信号产生电路20构成为具备比较器210、与门211、212以及加法器213。
上升沿检测电路18与栅极控制信号GS的上升同步地产生具有预定脉冲宽度的高电平的上升沿检测信号GRS，并分别输出到与门201、211。下降沿检测电路19与栅极控制信号GS的下降同步地产生具有预定脉冲宽度的高电平的下降沿检测信号GDS，并分别输出到与门202、212。在此，上述脉冲宽度能够按照在各上升沿检测电路18以及下降沿检测电路19包含的电阻R以及电容C的CR时间常数来任意地设定。
比较器200将与第1电力变换电路2的W相的电流I1相当的电阻R3的两端电压差的值输入到同相输入端，将与第2电力变换电路3的W相的电流I2相当的电阻R6的两端电压差的值输入到反相输入端。在此，比较器200比较电流I1和电流I2，产生该比较结果信号COS1，输出到与门201以及与门202。即，比较器200在电流I1大于电流I2时输出高电平信号(H)作为比较结果信号COS1，在电流I1为电流I2以下时输出低电平信号(L)作为比较结果信号COS1。
与门201计算比较结果信号COS1和上升沿检测信号GRS的逻辑积的值，产生电流失衡信号S1并输出到加法器203。与门202计算比较结果信号COS1和下降沿检测信号GDS的逻辑积的值，产生电流失衡信号S2并输出到加法器203。加法器203将从各与门201、202输入的电流失衡信号S1和电流失衡信号S2相加，将该相加值作为对控制第2电力变换电路3的栅极控制信号GS的上升或者下降的定时进行控制的定时控制信号TS1输出到定时校正电路23。即，第1定时控制信号产生电路20计算第1比较结果信号COS1和上升沿检测信号GRS的第1逻辑积的值，计算第1比较结果信号COS1和下降沿检测信号GDS的第2逻辑积的值，根据第1逻辑积的值及第2逻辑积的值中的某一个产生第1定时控制信号TS1。
比较器210将与第1电力变换电路2的W相的电流I1相当的电阻R3的两端电压差的值输入到同相输入端，将与第2电力变换电路3的W相的电流I2相当的电阻R6的两端电压差的值输入到反相输入端。在此，比较器210比较电流I1和电流I2，产生该比较结果信号COS2并输出到与门211以及与门212。即，比较器210在电流I2大于电流I1时，输出高电平信号(H)作为比较结果信号COS2，在电流I2为电流I1以下时，输出低电平信号(L)作为比较结果信号COS2。
与门211计算比较结果信号COS2和上升沿检测信号GRS的逻辑积的值，产生电流失衡信号S3并输出到加法器213。与门212计算比较结果信号COS2和下降沿检测信号GDS的逻辑积的值，产生电流失衡信号S4并输出到加法器213。加法器213将从各与门211、212输入的电流失衡信号S3和电流失衡信号S4相加，将该相加值作为对控制第1电力变换电路2的栅极控制信号GS的上升或者下降的定时进行控制的定时控制信号TS2输出到定时校正电路22。即，第2定时控制信号产生电路21计算第2比较结果信号COS2和上升沿检测信号GRS的第1逻辑积的值，计算第2比较结果信号COS2和下降沿检测信号GDS的第2逻辑积的值，根据第1逻辑积的值及第2逻辑积的值中的某一个，产生第2定时控制信号TS2。
定时校正电路22根据定时控制信号TS1，控制栅极控制信号GS的上升或者下降的定时。在此，定时校正电路22在被输入电流失衡信号S3时，使栅极控制信号GS的上升的定时延迟。另外，定时校正电路22在被输入电流失衡信号S4时，使栅极控制信号GS的下降的定时提前。
定时校正电路23根据定时控制信号TS2，控制栅极控制信号GS的上升或者下降的定时。在此，定时校正电路23在被输入电流失衡信号S1时，使栅极控制信号GS的上升的定时延迟。另外，定时校正电路23在被输入电流失衡信号S2时，使栅极控制信号GS的下降的定时提前。
以下，对如以上那样地构成的电力变换装置的工作以及作用效果进行说明。
图3是示出图2的电力变换装置的工作的各信号的时序图。图3是对分别安装在图1的两个功率模块PM1、PM2内的第1电力变换电路2及第2电力变换电路3的电力用半导体元件WP1以及电力用半导体元件WP2分别输入同一栅极控制信号GS时的时序图。在此，假设为由于内置于两个功率模块PM1、PM2的电力用半导体元件的特性偏差，内置于功率模块PM1的第1电力变换电路2内的电力用半导体元件WP1从截止到导通、从导通到截止的定时比内置于功率模块PM2的第2电力变换电路3内的电力用半导体元件WP2早。另外，在栅极控制信号GS的每一脉冲，检测流过第1电力变换电路2及第2电力变换电路3各自的电流的失衡，在接下来的栅极控制信号GS的1个脉冲，校正控制信号GS的上升或者下降，分别输出到第1电力变换电路2及第2电力变换电路3。
在最先的1个脉冲，输入到第1电力变换电路2的电力用半导体元件WP1及第2电力变换电路3的电力用半导体元件WP2的栅极控制信号GS1、GS2在时刻t1至时刻t4分别是高电平(H)。在此，各栅极控制信号GS1、GS2与控制电路24所产生的栅极控制信号GS的上升以及下降的定时相同。即，在最先的1个脉冲，栅极控制信号GS的上升或者下降的定时不被定时校正电路22、23校正。
由上升沿检测电路18检测到的上升沿检测信号GRS从时刻t1至时刻t2为高电平。另外，由下降沿检测电路19检测到的下降沿检测信号GDS从时刻t4至时刻t5为高电平。在此，时刻t2、t5是根据上升沿检测电路18以及下降沿检测电路19各自的CR时间常数来决定的。
图中示出流过先导通的电力用半导体元件WP1的电流I1和流过后导通的电力用半导体元件WP2的电流I2。在此，电流I1在开始流动时失衡地流过电力用半导体元件WP1而呈现高的峰值。即，在从时刻t1至时刻t2的期间电流I1急剧增加，流过电力用半导体元件WP2的电流I2在从时刻t1至时刻t3的期间逐渐增加。因此，随着电流I2的增加，电流I1减少，在时刻t3，电流I1和电流I2成为大致相同的值。
先导通的电力用半导体元件WP1比后导通的电力用半导体元件WP2先截止。在此，在电力用半导体元件WP2，在电力用半导体元件WP1从导通到截止的定时，流过电力用半导体元件WP2的电流产生失衡而呈现高的峰值。即，因此，当电力用半导体元件WP1截止时(时刻t4)，流过电力用半导体元件WP1的电流I1从时刻t4至时刻t5逐渐减少而变为零值。与之相对，流过比电力用半导体元件WP1后截止的电力用半导体元件WP2的电流I2在电力用半导体元件WP1截止的时刻t4急剧增加，在电力用半导体元件WP2截止之后随着接近时刻t5逐渐减少而变为零值。
由于从时刻t1至时刻t3，电流I1大于电流I2，所以通过比较器200产生的比较结果信号COS1为高电平信号(H)。由于从时刻t4至时刻t5，电流I2为电流I1以下，所以通过比较器210产生的比较结果信号COS2为高电平信号(H)。
从时刻t1至时刻t2，作为比较结果信号COS1和上升沿检测电路GRS的逻辑积的电流失衡信号S1为高电平信号(H)。从时刻t1至时刻t5，作为比较结果信号COS1和下降沿检测电路GDS的逻辑积的电流失衡信号S2为低电平信号(L)。在此，在电流失衡信号S1为高电平信号的情况下，电力用半导体元件WP1先导通，从而探测到电流失衡地流过第1电力变换电路2。
从时刻t1至时刻t5，作为比较结果信号COS2和上升沿检测电路GRS的逻辑积的电流失衡信号S3为低电平信号(L)。另外，从时刻t4至时刻t5，作为比较结果信号COS2和下降沿检测电路GDS的逻辑积的电流失衡信号S4为高电平信号(H)。在此，在电流失衡信号S4为高电平信号的情况下，电力用半导体元件WP1先截止，从而探测到电流失衡地流过第2电力变换电路3。
在向定时校正电路22输入电流失衡信号S1时，输入到第1电力变换电路2的栅极控制信号GS的上升的定时延迟。因此，接下来的开关时的输入到第1电力变换电路2的栅极控制信号GS的上升的定时延迟时间段tdon(秒)。即，电力用半导体元件WP2在时刻t6导通，电力用半导体元件WP1在时刻t7导通。因此，流过电力用半导体元件WP1的电流I1的峰值减少，第1电力变换电路2的电流失衡减少。
在向定时校正电路23输入电流失衡信号S4时，输入到第2电力变换电路3的栅极控制信号GS的下降的定时提前。因此，接下来的开关时的输入到第2电力变换电路3的栅极控制信号GS的下降的定时提前时间段tdoff(秒)。即，电力用半导体元件WP2在时刻t8截止，电力用半导体元件WP1在时刻t9截止。因此，流过电力用半导体元件WP2的电流I2的峰值减少，第2电力变换电路3的电流失衡减少。
根据以上的实施方式的电力变换装置，能够使用以逻辑电路为基础的简易的电路来抑制电力用半导体元件在制造上的特性偏差所致的流过电力用半导体元件的电流不平衡。因此，不使用DSP或微型机等具有运算处理功能的IC，所以能够缩小电路规模，能够得到不需要宽大的安装空间的效果。
另外，根据本实施方式的电力变换装置，能够抑制由于电力用半导体元件在制造上的偏差所致的流过电力用半导体元件的电流的不平衡，所以能够减小两个功率模块之间的温度差。因此，还能够抑制内置于功率模块的电力用半导体元件的温度特性所引起的电流失衡。进而，不需要将两个功率模块安装于同一散热器上，所以不需要在同一基板上安装两个功率模块。因此，能够将两个功率模块分别安装到不同的散热器上，进而能够分别安装到不同的基板上。
另外，根据本实施方式的电力变换装置，将检测流过各电力用半导体元件的电流的电阻设置于下支路的电力用半导体元件与接地之间，检测电阻的两端电位来检测流过各电力用半导体元件的电流，所以不需要用于检测流过各电力用半导体元件的输出电流的绝缘型电流检测器。因此，能够大幅削减制造成本。
在以上的实施方式中，通过比较W相的电流来抑制电流不平衡，但本发明不限于此。例如，还可以通过分别比较U相、V相的电流来抑制电流不平衡，也可以通过比较U相的电流和V相的电流、V相的电流和W相的电流、W相的电流和U相的电流来抑制电流不平衡。在该情况下也能够得到与本实施方式同样的效果。
另外，在本实施方式中，将控制上支路的电力用半导体元件的栅极控制信号和控制下支路的电力用半导体元件的栅极控制信号设为相同，但本发明不限于此。例如，也可以使用不同的栅极控制信号来控制上支路的电力用半导体元件和下支路的电力用半导体元件。在该情况下也能够得到与本实施方式同样的效果。进而，相比于与上述实施方式，因为能够计算与上支路的电力用半导体元件的栅极控制信号同步的上升沿检测信号或者下降沿检测信号和与下支路的电力用半导体元件的栅极控制信号同步的上升沿检测信号或者下降沿检测信号的逻辑积，所以能够检测电流是否失衡地流过上支路的电力用半导体元件或者电流是否失衡地流过下支路的电力用半导体元件。
此外，作为本实施方式的变形例，也可以不使用图1的直流电压源25而使用交流电源，在该情况下，例如二极管整流电路等交流直流变换电路被设置于电力变换装置内。在该情况下也能够得到与本实施方式同样的效果。
实施方式2.
在上述实施方式中，进行控制以在每1脉冲检测电流的失衡并在接下来的脉冲校正控制信号的上升或者下降的定时。在该结构中，因为每单位时间的控制次数变多，所以控制工作变得复杂而有时会产生误动作。与之相对，在本实施方式中，其特征在于，减少校正对第1电力变换电路2及第2电力变换电路3的控制信号GS的次数，来抑制控制工作的误动作。
图4是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的构成要素的框图。图4的电力变换装置相比于图2的电力变换装置，其特征在于，在第1定时控制信号产生电路20与第1定时校正电路22之间还具备计数器电路37，在第2定时控制信号产生电路21与第2定时校正电路23之间还具备计数器电路38。
计数器电路37对第1定时控制信号TS1产生的次数进行计数，如果在预定的单位时间内其次数达到第1计数器值，则将第1定时控制信号TS1输出到第1定时校正电路22。计数器电路38对第2定时控制信号TS2产生的次数进行计数，如果在预定的单位时间内其次数达到第2计数器值，则将第2定时控制信号TS2输出到第2定时校正电路23。
本实施方式的电力变换装置能够进行与上述实施方式1的电力变换装置同样的工作，得到同样的作用效果。进而，本实施方式的电力变换装置相比于上述实施方式1的电力变换装置，在以下方面不同：对第1及第2定时控制信号TS1、TS2的产生次数进行计数，如果分别达到预定次数，则将这些信号分别输出到第1定时校正电路22及第2定时校正电路23。因此，本实施方式的电力变换装置相比于实施方式1的电力变换装置，因为能够减少校正对第1电力变换电路2及第2电力变换电路3的控制信号GS的上升或者下降的定时的次数，所以能够抑制误动作的产生。
实施方式3.
在上述实施方式2中，如果第1及第2定时控制信号产生的次数分别达到预定的计数器值，则对输入到第1电力变换电路2及第2电力变换电路3的各电力用半导体元件的栅极控制信号GS的下降或者上升的定时进行控制。在本实施方式中，其特征在于，还能够根据各计数器值来变更栅极控制信号GS的上升或者下降的定时。
图5是实施方式3的定时校正电路22(23)的电路图。在图5中，各定时校正电路22、23构成为具备：逆变器IV0，与控制电路24连接；多个(N个)开关SW1～SWN，分别与逆变器IV0的输出端子连接；电阻R及逆变器IV1～IVN，与各SW1～SWN串联连接；电容C，分别设置于各电阻R的输出端子与各逆变器IV1～IVN的输入端子之间；以及移位寄存器50。在此，各逆变器IV1～IVN的输出端子与第1电力变换电路2及第2电力变换电路3的各电力用半导体元件的栅极端子连接，各电容C的一端被接地。
移位寄存器50输入来自计数器电路37、38的第1计数器值、第2计数器值CO1、CO2，根据各计数器值CO1、CO2，对切换CR时间常数的切换电路SW的开关SW1～SWN进行开关控制，来对控制第1电力变换电路2及第2电力变换电路3的各电力用半导体元件的栅极控制信号GS的上升或者下降的定时进行控制。
本实施方式的电力变换装置能够进行与上述实施方式1的电力变换装置同样的工作，得到同样的作用效果。进而，本实施方式的电力变换装置相比于上述实施方式1的电力变换装置，能够根据各计数器值来变更栅极控制信号GS的上升或者下降的定时，所以能够将能够由校正电路22、23控制的定时增加到几种样式。因此，能够设定适应于各电力用半导体元件的特性偏差的定时。
实施方式4.
在上述实施方式1的电力变换装置中，将安装有各电力变换电路的功率模块PM1、PM2安装到同一散热器上。因此，若未使各功率模块PM1、PM2到散热器1的安装面的高度一致而将各功率模块PM1、PM2焊接到印刷基板4，则在将功率模块PM1、PM2用螺丝拧紧到散热器1时，存在如下问题：对功率模块1的焊接部施加应力而产生裂纹，功率模块PM1、PM2和印刷基板1被电断开。与之相对，在本实施方式中，其特征在于，将各功率模块PM1、PM2分别用螺丝拧紧到机械性地分离的散热器41上。
图6是本发明的实施方式4的电力变换装置的立体图。在图6中，在各小型散热器41上，功率模块PM1、PM2被分别用螺丝拧紧，各功率模块PM1、PM2的引线部被分别焊接到印刷基板44。另外，在各印刷基板44上，安装有缓冲电容器47、用于与各设备连接的连接器45以及用于与电源或负载连接的螺钉端子台48。在此，与各功率模块PM1、PM2接近地安装各缓冲电容器47。
在控制基板48，安装有逻辑电路6，经由电缆49与各连接器45连接，其中逻辑电路6包括比较流过功率模块PM1、PM2内的电力用半导体元件的电流的失衡的比较器200、210、定时校正电路22、23等。另外，安装有各功率模块PM1、PM2的各印刷基板44上的螺钉端子台48分别经由电缆49而连接，并经由该电缆49与作为负载的马达(感应电动机)10连接。
本实施方式的电力变换装置进行与上述实施方式1的电力变换装置同样的工作，能够得到同样的作用效果。进而，本实施方式的电力变换装置相比于上述实施方式1的电力变换装置，因为将各功率模块PM1、PM2分别用螺丝拧紧到机械性地分离的散热器41上，所以能够抑制在散热器上产生裂纹，避免该裂纹所引起的功率模块PM1、PM2和印刷基板1的电断开。因此，在本实施方式中，不需要用夹具使功率模块安装面的高度一致，所以相比于上述实施方式1，电力变换装置的可装配性被改善。
实施方式5.
在上述实施方式中，作为第1～第6电力用半导体元件UP1～WN1及第7～第12电力用半导体元件UP2～WN2，使用IGBT，用6个电阻检测电力变换电路的UVW相的电流，从而抑制了流过电力用半导体元件的电流的不平衡。根据该结构，IGBT中存在作为半导体特性的积蓄时间，所以在栅极控制信号GS截止之后，在IGBT中尾电流还持续流过一定时间。该尾电流流过的时间根据通电电流的值而变化，所以在各电力变换电路中，需要在栅极控制信号GS的上升以及下降的定时，比较流过构成同一相的电力用半导体元件的电流失衡，分别地控制栅极控制信号GS的上升以及下降的时间。
与之相对，在本实施方式中，其特征在于，作为第1～第6电力用半导体元件UP1～WN1及第7～第12电力用半导体元件UP2～WN2，使用MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，用1个电阻检测电力变换电路的UVW相的电流，从而抑制流过电力用半导体元件的电流的不平衡。
图7是示出本发明的实施方式5的电力变换装置的构成要素的框图。图7的电力变换装置构成为具备：直流电压源25，负极侧被接地；平滑电容器26，与该直流电压源25并联连接；以及第1电力变换电路2-1及第2电力变换电路3-1，将从直流电压源25供给的直流电压电力变换为预定电压及预定频率的交流电压而输出到马达(M)10。电力变换装置构成为具备：电阻R7，检测第1电力变换电路2-1的U相、V相、W相的电流；电阻R8，检测第2电力变换电路3-1的U相、V相、W相各相的电流；以及控制电路24，产生用于对第1电力变换电路2-1及第2电力变换电路3-1的各电力用半导体元件进行开关控制的栅极控制信号GS。
电力变换装置构成为具备：上升沿检测电路18，检测栅极控制信号GS的上升沿；第1定时控制信号产生电路20A，将流过构成第1电力变换电路2-1的各电力用半导体元件的电流量与流过构成第2电力变换电路3-1的各电力用半导体元件的电流量进行比较，根据该比较结果，产生对输入到第1电力变换电路2-1的栅极控制信号GS的上升或者下降的定时进行控制的第1定时控制信号TS1；以及定时校正电路22，进行控制以根据第1定时控制信号TS1，校正输入到第1电力变换电路2-1的栅极控制信号GS的上升或者下降的定时。
在此，在流过构成第1电力变换电路2-1的各电力用半导体元件的电流量大于流过构成第2电力变换电路3-1的各电力用半导体元件的电流量时，第1定时控制信号产生电路20A产生进行控制以使输入到第1电力变换电路2-1的各电力用半导体元件的控制信号GS的上升或者下降的定时延迟的第1定时控制信号TS1。
电力变换装置构成为具备：第2定时控制信号产生电路21A，将流过构成第1电力变换电路2-1的各电力用半导体元件的电流量与流过构成第2电力变换电路3-1的各电力用半导体元件的电流量进行比较，根据该比较结果，产生对输入到第2电力变换电路3-1的栅极控制信号GS的上升或者下降的定时进行控制的第2定时控制信号TS2；以及定时校正电路23，进行控制以根据第2定时控制信号TS2，校正输入到第2电力变换电路3-1的栅极控制信号GS的上升或者下降的定时。
在此，在第2电力变换电路3-1的各电力用半导体元件的电流量大于第1电力变换电路2-1的各电力用半导体元件的电流量时，第2定时控制信号产生电路21A产生进行控制以使输入到第2电力变换电路3-1的各电力用半导体元件的控制信号的上升或者下降的定时延迟的第2定时控制信号TS2。
第1电力变换电路2-1构成为具备第1～第6电力用半导体元件UP1、VP1、WP1、UN1、VN1、WN1以及分别相对于第1～第6电力用半导体元件UP1、VP1、WP1、UN1、VN1、WN1逆并联地作为续流二极管而连接的高频用二极管D1、D3、D5、D2、D4、D6。
在图7中，构成将第1电力用半导体元件UP1和第4电力用半导体元件UN1串联连接而成的第1半桥电路、将第2电力用半导体元件VP1和第5电力用半导体元件VN1串联连接而成的第2半桥电路以及将第3电力用半导体元件WP1和第6电力用半导体元件WN1串联连接而成的第3半桥电路，将第1及第2半桥电路并联连接，将第2及第3半桥电路并联连接。在此，作为第1～第6电力用半导体元件UP1、VP1、WP1、UN1、VN1、WN1，使用由Si半导体或者SiC半导体构成的MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，分别连接各第1、第2及第3电力用半导体元件UP1、VP1、WP1的漏极端子的3个第1～第3电力用半导体元件UP1、VP1、WP1构成上支路2-1A，各第4～第6电力用半导体元件UN1、VN1、WN1构成下支路2-1B。
另外，第1电力变换电路2-1被密封在图1的功率模块PM1内，功率模块PM1具有第1～第7端子，第1端子是电源供给端子，与第1～第3半桥电路的各一方的端子连接，第2～第4端子分别与第1～第3半桥电路的各另一方的端子连接，各第5～第7端子分别与上支路2-1A的电力用半导体元件UP1、VP1、WP1和下支路2-1B的电力用半导体元件UN1、VN1、WN1各自的连接部连接。
第1电力变换电路2-1的上支路2-1A的第1～第3电力用半导体元件UP1、VP1、WP1的各漏极端子经由与该各漏极端子连接的电源供给端子T1连接于直流电压源25的正侧。下支路2-1B的电力用半导体元件UN1、VN1、WN1的源极端子T2、T3、T4经由电阻R7被接地。
在图7中，构成将第1电力用半导体元件UP2和第4电力用半导体元件UN2串联连接而成的第1半桥电路、将第2电力用半导体元件VP2和第5电力用半导体元件VN2串联连接而成的第2半桥电路以及将第3电力用半导体元件WP2和第6电力用半导体元件WN2串联连接而成的第3半桥电路，将第1及第2半桥电路并联连接，将第2及第3半桥电路并联连接。在此，作为第1～第6电力用半导体元件UP2、VP2、WP2、UN2、VN2、WN2，使用由Si半导体或者SiC半导体构成的MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，分别连接各第1、第2及第3电力用半导体元件UP2、VP2、WP2的漏极端子的3个第1～第3电力用半导体元件UP2、VP2、WP2构成上支路3-1A，各第4～第6电力用半导体元件UN2、VN2、WN2构成下支路3-1B。
另外，第2电力变换电路3-1被密封在功率模块PM2内，功率模块PM2具有第1～第7端子，第1端子是电源供给端子，与第4～第6半桥电路的各一方的端子连接，第2～第4端子分别与第4～第6半桥电路的各另一方的端子连接，各第5～第7端子分别与上支路的电力用半导体元件和下支路的电力用半导体元件的连接部连接。
第2电力变换电路3-1的上支路3-1A的第1～第3电力用半导体元件UP2、VP2、WP2的各集电极端子经由与该各集电极端子连接的电源供给端子T5连接于直流电压源25的正侧。下支路3-1B的电力用半导体元件UN2、VN2、WN2的发射极端子T6、T7、T8经由电阻R8被接地。
上支路3-1A的第1电力用半导体元件UP2的源极端子和下支路3-1B的第4电力用半导体元件UN2的漏极端子连接，上支路3-1A的第2电力用半导体元件VP2的源极端子和下支路3-1B的第5电力用半导体元件VN2的漏极端子连接，上支路3-1A的第3电力用半导体元件WP2的源极端子和下支路3-1B的第6电力用半导体元件WN2的漏极端子连接，各连接部分别与马达10连接。
在图7中，第1定时控制信号产生电路20A构成为具备比较器200和与门201。第2定时控制信号产生电路21A构成为具备比较器210和与门211。
上升沿检测电路18与栅极控制信号GS的上升同步地产生具有预定脉冲宽度的高电平的上升沿检测信号GRS，并分别输出到与门201、211。在此，上述脉冲宽度能够按照各上升沿检测电路18中包含的电阻R以及电容C的CR时间常数而任意地设定。
比较器200将与第1电力变换电路2-1的UVW相的合计电流I3相当的电阻R7的两端电压差的值输入到同相输入端，将与第2电力变换电路3-1的UVW相的电流I4相当的电阻R8的两端电压差的值输入到反相输入端。在此，比较器200比较电流I3和电流I4，产生该比较结果信号COS1并输出到与门201。即，比较器200在电流I3大于电流I4时，输出高电平信号(H)作为比较结果信号COS1，在电流I3为电流I4以下时，输出低电平信号(L)作为比较结果信号COS1。
与门201计算比较结果信号COS1和上升沿检测信号GRS的逻辑积的值，作为判断第1电力变换电路2-1的开关定时比第2电力变换电路3-1快的定时控制信号TS1输出到定时校正电路22、23。即，第1定时控制信号产生电路20A计算第1运算结果信号COS1和上升沿检测信号GRS的逻辑积的值，根据逻辑积的值产生第1定时控制信号TS1。
比较器210将与第1电力变换电路2-1的UVW相的合计电流I3相当的电阻R7的两端电压差的值输入到反相输入端，将与第2电力变换电路3-1的W相的电流I2相当的电阻R6的两端电压差的值输入到同相输入端。在此，比较器210比较电流I3和电流I4，产生该比较结果信号COS2并输出到与门211。即，比较器210在电流I4大于电流I3时，输出高电平信号(H)作为比较结果信号COS2，在电流I4为电流I3以下时，输出低电平信号(L)作为比较结果信号COS2。
与门211计算比较结果信号COS2和上升沿检测信号GRS的逻辑积的值，作为判断第2电力变换电路3-1的开关定时比第1电力变换电路2-1快的定时控制信号TS2输出到定时校正电路22、23。即，第2定时控制信号产生电路21A计算第2比较结果信号COS2和上升沿检测信号GRS的逻辑积的值，根据逻辑积的值产生第2定时控制信号TS2。
定时校正电路22根据定时控制信号TS1、TS2，控制栅极控制信号GS的上升以及下降的定时。在此，定时校正电路22在被输入定时控制信号TS1时，使栅极控制信号GS的上升以及下降的定时延迟。定时校正电路22在被输入定时控制信号TS2时，使栅极控制信号GS的上升以及下降的定时提前。
定时校正电路23根据定时控制信号TS1、TS2，控制栅极控制信号GS的上升或者下降的定时。在此，定时校正电路23在被输入定时控制信号TS2时，使栅极控制信号GS的上升以及下降的定时延迟。定时校正电路23在被输入定时控制信号TS1时，使栅极控制信号GS的上升以及下降的定时提前。
以下，对如以上所述构成的电力变换装置的工作以及作用效果进行说明。
在图7的电力变换装置中，作为第1～第6电力用半导体元件UP1～WN1及第7～第12电力用半导体元件UP2～WN2，使用MOSFET。因此，与在上述实施方式的电力变换装置中所使用的IGBT不同，MOSFET不存在作为半导体特性的积蓄时间，所以不论对MOSFET的通电电流的值是多少，在栅极控制信号变为截止时，在经过了元件特性所引起的某一固定的延迟时间之后，MOSFET都变为截止。因此，如果预先掌握元件特性所引起的某一固定的延迟时间，则能够不用在栅极控制信号GS的下降的定时比较流过各电力变换电路的电流失衡，而仅在栅极控制信号GS的上升的定时比较电流失衡，在预先设定的固定的时间用定时校正电路22、23控制栅极控制信号GS的上升以及下降的时间。以下详细进行说明。
图8是示出图7的电力变换装置的工作的各信号的时序图。图8是向分别安装在图1的两个功率模块PM1、PM2内的第1电力变换电路2-1及第2电力变换电路3-1的电力用半导体元件WP1以及电力用半导体元件WP2分别输入同一栅极控制信号GS时的时序图。在此，假设为由于内置于两个功率模块PM1、PM2的电力用半导体元件的特性偏差，内置于功率模块PM1的第1电力变换电路2-1内的电力用半导体元件WP1从截止到导通、从导通到截止的定时比内置于功率模块PM2的第2电力变换电路3内的电力用半导体元件WP2早。另外，在栅极控制信号GS的每一脉冲，检测流过第1电力变换电路2-1及第2电力变换电路3-1各自的电流的失衡，在接下来的栅极控制信号GS的1个脉冲，校正控制信号GS的上升或者下降，分别输出到第1电力变换电路2-1及第2电力变换电路3-1。
在最先的1个脉冲，输入到第1电力变换电路2-1的电力用半导体元件WP1及第2电力变换电路3-1的电力用半导体元件WP2的栅极控制信号GS1、GS2在时刻t1至时刻t4分别是高电平(H)。在此，各栅极控制信号GS1、GS2与控制电路24所产生的栅极控制信号GS的上升以及下降的定时相同。即，在最先的1个脉冲，栅极控制信号GS的上升或者下降的定时不被定时校正电路22、23校正。
由上升沿检测电路18检测的上升沿检测信号GRS从时刻t1至时刻t2为高电平。在此，时刻t2根据上升沿检测电路18的CR时间常数而决定。
图中示出流过先导通的电力用半导体元件WP1的电流I1和流过后导通的电力用半导体元件WP2的电流I2。在此，电流I1在开始流动时失衡地流过电力用半导体元件WP1而呈现高的峰值。即，在从时刻t1至时刻t2的期间电流I1急剧增加，流过电力用半导体元件WP2的电流I2在从时刻t1至时刻t3的期间逐渐增加。因此，随着电流I2的增加，电流I1减少，在时刻t3，电流I1和电流I2成为大致相同的值。
先导通的电力用半导体元件WP1比后导通的电力用半导体元件WP2先截止。在此，在电力用半导体元件WP2，在电力用半导体元件WP1从导通到截止的定时，流过电力用半导体元件WP2的电流产生失衡而呈现高的峰值。即，因此，当电力用半导体元件WP1截止时(时刻t4)，流过电力用半导体元件WP1的电流I1从时刻t4至时刻t5逐渐减少而变为零值。与之相对，流过比电力用半导体元件WP1后截止的电力用半导体元件WP2的电流I2在电力用半导体元件WP1截止的时刻t4急剧增加，在电力用半导体元件WP2截止之后随着接近时刻t5逐渐减少而变为零值。
由于从时刻t1至时刻t3，电流I1大于电流I2，所以通过比较器200产生的比较结果信号COS1为高电平信号(H)。由于从时刻t4至时刻t5，电流I2为电流I1以下，所以通过比较器210产生的比较结果信号COS2为高电平信号(H)。
从时刻t1至时刻t2，作为比较结果信号COS1和上升沿检测电路GRS的逻辑积的定时控制信号TS1为高电平信号(H)。在此，在定时控制信号TS1为高电平信号的情况下，电力用半导体元件WP1先导通，从而探测到电流失衡地流过第1电力变换电路2-1。
从时刻t1至时刻t5，作为比较结果信号COS2和上升沿检测电路GRS的逻辑积的定时控制信号TS2为低电平信号(L)。在此，在定时控制信号TS2为高电平信号的情况下，电力用半导体元件WP1先截止，从而探测到电流失衡地流过第2电力变换电路3-1。
在输入到定时校正电路22的定时控制信号TS1成为高电平信号时，从接下来的开关周期以后输入到第1电力变换电路2-1的栅极控制信号GS的上升以及下降的定时延迟。因此，接下来的开关时的输入到第1电力变换电路2-1的栅极控制信号GS的上升以及下降的定时延迟时间段tdon、tdoff(秒)。即，电力用半导体元件WP2在时刻t6导通，电力用半导体元件WP1在时刻t7导通。因此，流过电力用半导体元件WP1的电流I1的峰值减少，第1电力变换电路2-1的电流失衡减少。
在输入到定时校正电路22的定时控制信号TS2成为高电平信号时，在定时校正电路22的输出信号GS1的上升以及下降的定时相比于栅极控制信号GS延迟了tdon、tdoff(秒)的情况下，在接下来的开关周期，上升以及下降的定时提前tdon、tdoff(秒)。
在输入到定时校正电路23的定时控制信号TS1成为高电平信号时，从接下来的开关周期以后输入到第2电力变换电路3-1的栅极控制信号GS的上升以及下降的定时提前。因此，接下来的开关时的输入到第2电力变换电路3-1的栅极控制信号GS的上升以及下降的定时提前时间段tdon、tdoff(秒)。即，电力用半导体元件WP2在时刻t8截止，电力用半导体元件WP1在时刻t9截止。因此，流过电力用半导体元件WP2的电流I2的峰值减少，第2电力变换电路3-1的电流失衡减少。
在输入到定时校正电路23的定时控制信号TS2成为高电平信号时，在定时校正电路23的输出信号GS2的上升以及下降的定时相比于栅极控制信号GS提前tdon、tdoff(秒)的情况下，在接下来的开关周期，上升以及下降的定时延迟tdon、tdoff(秒)。
根据以上的实施方式的电力变换装置，能够得到与已说明的实施方式1同样的效果。进而，相比于上述实施方式1～4的电力变换装置，能够仅在栅极控制信号GS的上升的定时检测流过第1电力变换电路2及第2电力变换电路3各自的电流的失衡，判定哪个电力变换电路中失衡地流过电流。因此，即使在通电电流的值在UVW相不同的情况下，因为MOSFET不存在积蓄时间，所以能够通过比较UVW相中的任意一相的电流来抑制电流不平衡。
另外，根据以上的实施方式的电力变换装置，相比于上述实施方式1的电力变换装置，能够削减电流检测用的电阻的数量，所以能够进一步简化布线图案，并且能够进一步减小电路规模。因此，相比于上述实施方式1的电力变换装置，能够进一步节省空间并且降低成本。
此外，根据以上的电力变换装置，对于流过UVW相的电流，使用电阻R7或者R8一并检测UVW相的电流来判定电力的失衡，但本发明不限于此。例如，制造1个电力变换电路的多个电力用半导体元件的工序是相同的，所以能够减小特性偏差，所以可以在UVW相中的任意的开关定时检测各电力变换电路的电流，判定电流失衡来判定电力的失衡。
另外，在本实施方式的电力变换装置中，仅在栅极控制信号GS的上升的定时比较并联的电力变换电路的电流失衡，但本发明不限于此。例如，也可以仅在栅极控制信号GS的下降的定时比较并联的电力变换电路的电流失衡。在该结构中也能够得到与上述实施方式同样的效果。
另外，在本实施方式的电力变换装置中，作为第1～第6电力用半导体元件UP1～WN1及第7～第12电力用半导体元件UP2～WN2，使用了MOSFET，但本发明不限于此。例如，也可以使用积蓄时间根据通电电流值而变化并产生尾电流的双极型晶体管以及除了IGBT以外的晶闸管等控制系统电力用半导体元件。在该情况下也能够得到与本实施方式同样的效果。
进而，本实施方式的电力变换装置与上述实施方式2、3的电力变换装置同样地，通过与计数器电路组合，能够得到同样的作用效果。
产业上的可利用性
如以上详述地，根据本发明的电力变换装置，能够使用以逻辑电路为基础的简易的电路来抑制流过各电力用半导体元件的电流的不平衡，所以能够缩小电路规模。

Claims (12)

1.一种电力变换装置，其特征在于，具备：
第1电力变换电路，包括多个第1电力用半导体元件；
第2电力变换电路，与所述第1电力变换电路并联连接，包括多个第2电力用半导体元件；
控制电路，产生用于控制所述第1电力变换电路及所述第2电力变换电路的各电力用半导体元件的控制信号；
定时控制信号产生电路，对流过所述第1电力用半导体元件的第1电流量与流过所述第2电力用半导体元件的第2电流量进行比较，根据该比较结果产生对输入到所述第1电力变换电路及第2电力变换电路的控制信号的上升或者下降的定时进行控制的定时控制信号；以及
定时校正电路，进行控制以根据所述定时控制信号，校正输入到所述第1电力变换电路及第2电力变换电路的控制信号的上升或者下降的定时、或者校正输入到所述第1电力变换电路及第2电力变换电路的控制信号的上升以及下降的定时。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述定时控制信号产生电路产生对输入到所述第1电力变换电路的控制信号的上升或者下降的定时进行控制的第1定时控制信号和对输入到所述第2电力变换电路的控制信号的上升或者下降的定时进行控制的第2定时控制信号，
所述定时校正电路进行控制以根据所述第1定时控制信号，校正输入到所述第1电力变换电路的控制信号的上升或者下降的定时，并且进行控制以根据所述第2定时控制信号，校正输入到所述第2电力变换电路的控制信号的上升或者下降的定时。
3.根据权利要求1或者2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述定时控制信号产生电路在所述第1电流量大于所述第2电流量时，产生进行控制以使输入到所述第1电力用半导体元件的控制信号的上升的定时延迟的所述第1定时控制信号，在所述第2电流量大于所述第1电流量时，产生进行控制以使输入到所述第2电力用半导体元件的控制信号的下降的定时提前的所述第2定时控制信号。
4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，还具备：
第1比较器，比较所述第1电流量和所述第2电流量，在所述第1电流量大于所述第2电流量时，产生高电平的第1比较结果信号；
第2比较器，比较所述第1电流量和所述第2电流量，在所述第1电流量为所述第2电流量以下时，产生高电平的第2比较结果信号；
上升沿检测电路，检测所述控制信号的上升沿，产生上升沿检测信号；以及
下降沿检测电路，检测所述控制信号的下降沿，产生下降沿检测信号，
所述定时控制信号产生电路包括第1定时控制信号产生电路及第2定时控制信号产生电路，
所述第1定时控制信号产生电路计算所述第1比较结果信号和所述上升沿检测信号的第1逻辑积的值，计算所述第1比较结果信号和所述下降沿检测信号的第2逻辑积的值，根据所述第1逻辑积的值及第2逻辑积的值中的某一个，产生所述第1定时控制信号，
所述第2定时控制信号产生电路计算所述第2比较结果信号和所述上升沿检测信号的第3逻辑积的值，计算所述第2比较结果信号和所述下降沿检测信号的第4逻辑积的值，根据所述第3逻辑积的值及第4逻辑积的值中的某一个，产生所述第1定时控制信号。
5.根据权利要求1～4中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
还具备第1计数器电路，该第1计数器电路对所述第1定时控制信号产生的次数进行计数，
所述定时校正电路包括第1定时校正电路及第2定时校正电路，
所述第1计数器电路在所述第1定时控制信号产生的次数达到预定的第1计数器值时，将所述第1定时控制信号输出到所述第1定时校正电路，
还具备第2计数器电路，该第2计数器电路对所述第2定时控制信号产生的次数进行计数，
所述第2计数器电路在所述第2定时控制信号产生的次数达到预定的第2计数器值时，将所述第2定时控制信号输出到所述第2定时校正电路。
6.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，
所述第1定时校正电路根据所述第1计数器值，控制输入到所述第1电力变换电路的控制信号的上升或者下降的定时，
所述第2定时校正电路根据所述第2计数器值，控制输入到所述第2电力变换电路的控制信号的下降或者下降的定时。
7.根据权利要求1～6中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
所述第1电力变换电路具备分别将第1支路的电力用半导体元件和第2支路的电力用半导体元件串联连接而成的第1～第3半桥电路，所述第1～第3半桥电路被并联连接，
所述第2电力变换电路具备分别将第3支路的电力用半导体元件和第4支路的电力用半导体元件串联连接而成的第4～第6半桥电路，所述第4～第6半桥电路被并联连接。
8.根据权利要求7所述的电力变换装置，其特征在于，还具备：
第1～第3电阻，分别与各所述第1～第3半桥电路串联连接；以及
第4～第6电阻，分别与各所述第4～第6半桥电路串联连接，
所述第1比较器比较所述第1～第3电阻中的某一个电阻的两端电压差和所述第4～第6电阻中的某一个电阻的两端电压差，来比较所述第1电流量和所述第2电流量，
所述第2比较器比较所述第1～第3电阻中的某一个电阻的两端电压差和所述第4～第6电阻中的某一个电阻的两端电压差，来比较所述第1电流量和所述第2电流量。
9.根据权利要求7或者8所述的电力变换装置，其特征在于，
所述第1电力变换电路被密封在第1功率模块内，
所述第1功率模块具有第1端子～第7端子，
所述第1端子是电源供给端子，与所述第1～第3半桥电路的各一方的端子连接，
所述第2～第4端子分别与所述第1～第3半桥电路的各另一方的端子连接，
各所述第5～第7端子分别与所述第1支路的电力用半导体元件和所述第2支路的电力用半导体元件的连接部连接，
所述第2电力变换电路被密封在第2功率模块内，
所述第2功率模块具有第8端子～第14端子，
所述第8端子是电源供给端子，与所述第4～第6半桥电路的各一方的端子连接，
所述第9～第11端子分别与所述第4～第6半桥电路的各另一方的端子连接，
各所述第12～第14端子分别与所述第3支路的电力用半导体元件和所述第4支路的电力用半导体元件的连接部连接。
10.根据权利要求9所述的电力变换装置，其特征在于，
还具备第1散热器及第2散热器，
所述第1功率模块安装在所述第1散热器上，所述第2功率模块安装在所述第2散热器上。
11.根据权利要求1～7中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
所述第1电力用半导体元件以及所述第2电力用半导体元件是由硅半导体或者碳化硅半导体构成的金属氧化物半导体场效应晶体管，
所述电力变换装置具备：
第3定时控制信号产生电路，对流过所述第1电力用半导体元件的第1电流量与流过所述第2电力用半导体元件的第2电流量进行比较，根据该比较结果，产生对输入到所述第1电力变换电路及第2电力变换电路的控制信号的上升定时进行控制的定时控制信号；以及
第3定时校正电路，进行控制以根据所述定时控制信号，校正输入到所述第1电力变换电路及第2电力变换电路的控制信号的上升或者下降的定时。
12.根据权利要求11所述的电力变换装置，其特征在于，还具备：
第7电阻，分别与各所述第1～第3半桥电路串联连接；以及
第8电阻，分别与各所述第4～第6半桥电路串联连接，
所述第1比较器比较所述第7电阻的两端电压差和所述第8电阻的两端电压差，来比较所述第1电流量和所述第2电流量。
CN201680003417.0A 2015-01-05 2016-01-04 电力变换装置 Active CN107078664B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015000268 2015-01-05
JP2015-000268 2015-01-05
PCT/JP2016/050028 WO2016111260A1 (ja) 2015-01-05 2016-01-04 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107078664A true CN107078664A (zh) 2017-08-18
CN107078664B CN107078664B (zh) 2019-05-21

Family

ID=56355948

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201680003417.0A Active CN107078664B (zh) 2015-01-05 2016-01-04 电力变换装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9985552B2 (zh)
JP (1) JP6366738B2 (zh)
CN (1) CN107078664B (zh)
WO (1) WO2016111260A1 (zh)

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106464162B (zh) * 2014-06-20 2019-02-19 通用电气公司 用于对多逆变器功率变换器的控制的装置及方法
US11205919B2 (en) * 2015-09-30 2021-12-21 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Uninterruptible power supply system
CN109474167A (zh) * 2017-09-07 2019-03-15 台达电子工业股份有限公司 驱动电路及功率开关的驱动方法
DE112018007125T5 (de) * 2018-02-20 2020-11-05 Mitsubishi Electric Corporation Leistungshalbleitermodul und leistungswandler mit demselben
JP7028050B2 (ja) * 2018-04-27 2022-03-02 株式会社デンソー スイッチの駆動装置
CN109194012B (zh) * 2018-10-31 2020-07-21 林国尊 吊扇快装接线盒
EP3683587A1 (en) * 2019-01-15 2020-07-22 Mahle International GmbH Power supply control circuits for brushless dc (bldc) motors
EP4029139A4 (en) 2019-09-13 2023-09-27 Milwaukee Electric Tool Corporation CURRENT TRANSFORMER WITH WIDE BANDGAP SEMICONDUCTORS
CN214240677U (zh) * 2020-09-16 2021-09-21 深圳市英维克信息技术有限公司 新能源车及其电控盒

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6443067A (en) * 1987-08-07 1989-02-15 Mitsubishi Heavy Ind Ltd Overcurrent detection method for inverter
JPH0530661A (ja) * 1991-07-23 1993-02-05 Meidensha Corp 電力変換ユニツトの並列運転装置
CN1630183A (zh) * 2003-12-19 2005-06-22 松下电器产业株式会社 步进马达驱动装置和方法
JP2006121834A (ja) * 2004-10-22 2006-05-11 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP2007143326A (ja) * 2005-11-21 2007-06-07 Sanken Electric Co Ltd 無停電電源装置
JP2008109846A (ja) * 2006-09-27 2008-05-08 Toshiba Kyaria Kk インバータ装置
JP2011091992A (ja) * 2009-09-28 2011-05-06 Daikin Industries Ltd 相電流検出装置、及びそれを用いた電力変換装置
CN102420519A (zh) * 2011-12-22 2012-04-18 东南大学 一种自适应调整功率管栅宽的控制电路
CN102891612A (zh) * 2012-09-21 2013-01-23 上海交通大学 一种变流器多单元并联系统的不均流控制方法
JP2013038855A (ja) * 2011-08-04 2013-02-21 Sharp Corp 同期モータ駆動装置およびそれを備えた冷凍サイクルを有する機器

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009017727A (ja) 2007-07-06 2009-01-22 Mitsubishi Electric Corp 電力用半導体装置
JP5006771B2 (ja) 2007-11-29 2012-08-22 三菱電機株式会社 並列駆動装置

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6443067A (en) * 1987-08-07 1989-02-15 Mitsubishi Heavy Ind Ltd Overcurrent detection method for inverter
JPH0530661A (ja) * 1991-07-23 1993-02-05 Meidensha Corp 電力変換ユニツトの並列運転装置
CN1630183A (zh) * 2003-12-19 2005-06-22 松下电器产业株式会社 步进马达驱动装置和方法
JP2006121834A (ja) * 2004-10-22 2006-05-11 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP2007143326A (ja) * 2005-11-21 2007-06-07 Sanken Electric Co Ltd 無停電電源装置
JP2008109846A (ja) * 2006-09-27 2008-05-08 Toshiba Kyaria Kk インバータ装置
JP2011091992A (ja) * 2009-09-28 2011-05-06 Daikin Industries Ltd 相電流検出装置、及びそれを用いた電力変換装置
JP2013038855A (ja) * 2011-08-04 2013-02-21 Sharp Corp 同期モータ駆動装置およびそれを備えた冷凍サイクルを有する機器
CN102420519A (zh) * 2011-12-22 2012-04-18 东南大学 一种自适应调整功率管栅宽的控制电路
CN102891612A (zh) * 2012-09-21 2013-01-23 上海交通大学 一种变流器多单元并联系统的不均流控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN107078664B (zh) 2019-05-21
JPWO2016111260A1 (ja) 2017-06-29
JP6366738B2 (ja) 2018-08-01
US9985552B2 (en) 2018-05-29
WO2016111260A1 (ja) 2016-07-14
US20170302190A1 (en) 2017-10-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107078664B (zh) 电力变换装置
CN105553235B (zh) 半导体驱动装置及使用该半导体驱动装置的电力变换装置
US8446206B2 (en) Current balancing of parallel connected semiconductor components
US20140233278A1 (en) System and method for single-phase and three-phase current determination in power converters and inverters
Chennu et al. New resonant gate driver circuit for high-frequency application of silicon carbide MOSFETs
JP6475594B2 (ja) パワー半導体素子の駆動回路、電力変換ユニットおよび電力変換装置
CN109155593B (zh) 电力转换装置
JP2016220481A (ja) 電力変換装置
CN106208729A (zh) 电力变换装置
JP2014117112A (ja) 半導体制御装置及び電力変換装置
CN105960758A (zh) 具有自钳位晶体管的整流器电路
CN107534397B (zh) 一种igbt参数辨识方法、死区补偿方法及逆变装置
JP2015033149A (ja) 半導体素子の駆動装置及びそれを用いた電力変換装置
Li et al. Circuit mismatch and current coupling effect influence on paralleling SiC MOSFETs in multichip power modules
JP6729451B2 (ja) 電力変換器制御装置
CN113454899A (zh) 逆变器装置
JP6861079B2 (ja) 電力変換装置
Dong et al. Engineering design for structure and bus bar of 1.2 MVA hybrid clamped five-level converter module
JP2017093073A (ja) 電力変換装置
CN106887942B (zh) 变流器相模块损耗计算方法、装置及变流器损耗计算方法
CN110932587A (zh) 用于高开关频率碳化硅逆变器的高效率低谐波控制方法
WO2019188876A1 (ja) 電力変換システム、電圧変換回路の制御方法
KR20200123385A (ko) 집적형 서지 전압 제한 요소를 구비한 전력 모듈
WO2017034028A1 (ja) インバータの制御方法及び制御装置、並びにインバータ装置
Zhang et al. An In-Situ On-Board Offline Diagnostic Method of IGBT Modules for Bond Wire Degradation Within High-Power 3L-NPC Converters

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant