CN105960757B - 比较电路 - Google Patents

Abstract

提供除去比较电路中的比较器的补偿电压的影响并且在高温中也能得到高精度的比较判定结果的比较电路。具备：比较器，具有第一输入电压经由第一电容而输入的第一输入端子、第二输入电压经由第二电容而输入的第二输入端子、以及输出端子；第一开关，一端与第一输入端子连接，在取样相位导通而使第一输入端子的电压成为输出端子的电压；第二开关，一端与第二输入端子连接，在取样相位导通而使第二输入端子的电压成为基准电压；以及第三开关，在比较相位导通而使第一开关的另一端和第二开关的另一端的电压相等。

Description

比较电路

技术领域

本发明涉及比较电压的大小的比较电路，尤其涉及抑制高温时由电路元件的泄漏电流、噪声造成的影响而进行高精度的电压比较的电路。

背景技术

电子电路中，作为比较多个电压从而判定其大小的电路，一般采用比较电路（例如，参照专利文献1）。

图9示出现有的比较电路的一个例子的电路图。现有的比较电路利用比较器（comparator），判定两个输入电压的差值电压是大于既定电压还是小于既定电压。在该比较中，比较器所具有的补偿（offset）电压（输入补偿电压）、噪声成为误差的因素，存在精度下降这一问题。作为一个例子，上述输入补偿电压因构成比较器的输入电路的元件的特性偏差而产生。另外上述噪声因构成电路的单体晶体管所具有的闪变噪声或单体晶体管、电阻元件所具有的热噪声而产生。

为了降低前述的比较器所具有的补偿电压的影响，图9所示的比较电路成为以下结构。具有：比较器5；连接在比较器5的反相输入端子N3与输出端子之间的开关S3；连接在比较器5的反相输入端子N3与输入端子N1之间的电容3；连接在比较器5的同相输入端子N4与比较电压输入端子Nref之间的开关S4；连接在比较器5的同相输入端子N4与连接点N41之间的开关S1；连接在输入端子N2与连接点N41之间的电容4；以及连接在连接点N41与比较电压输入端子N0之间的开关S2。在此，设比较电压输入端子N0的电压为V0、比较电压输入端子Nref的电压为Vref、输入端子N1的电压为V1、输入端子N2的电压为V2、比较器5的反相输入端子N3的电压为V3、比较器5的同相输入端子N4的电压为V4、比较器5的输出端子的电压为Vo。另外，将比较器5的输入补偿电压设为Voa。

图9的比较电路如图10所示因开关S1～S4受控制而动作。动作的一个周期由取样相位（sample phase）φ1和比较相位φ2构成。在取样相位φ1中，开关S1截止（OFF）、开关S2～S4导通（ON）。在比较相位φ2中，开关S1导通、开关S2～S4截止。另外，附在各连接点或端子的电压末尾的φ1或φ2设为分别表示取样相位φ1或比较相位φ2中的电压。

在取样相位φ1中，开关S1截止、开关S2导通，向电容4充电ΔVC4φ1＝V0－V2φ1。由于开关S4导通，所以成为V4φ1＝Vref。比较器5由于开关S3导通，所以作为电压输出器电路而动作，由于具有输入补偿电压Voa，所以成为Voφ1＝V4φ1＋Voa。另外，由于开关S3导通，所以V3φ1＝Voφ1，即成为V3φ1＝Vref＋Voa，向电容3充电ΔVC3φ1＝V3φ1－V1φ1＝Vref＋Voa－V1φ1。总结取样相位φ1中的蓄积到电容3和电容4的电荷，则成为如下。

ΔVC3φ1＝Vref＋Voa－V1φ1　（43）

ΔVC4φ1＝V0－V2φ1　（44）

在比较相位φ2中，开关S2～S4截止、开关S1导通。在电容3中保持由式（43）所示的ΔVC3φ1，因此电压V3成为如下。

V3φ2＝V1φ2＋ΔVC3φ1　（45）

另一方面，在电容4中保持由式（44）所示的ΔVC4φ1，因此电压V4成为如下。

V4φ2＝V2φ2＋ΔVC4φ1　（46）

最终，由式（45）表示的电压V3和由式（46）表示的电压V4在比较器5中被比较，并从输出端子输出高电平或低电平。

考虑比较器5的输入补偿电压Voa，则在比较器5比较的电压成为如下。

（V4φ2＋Voa）－V3φ2＝｛（V2φ2－V1φ2）－（V2φ1－V1φ1）｝－（Vref－V0）（47）

式（47）中，不包含比较器5的输入补偿电压Voa，示出补偿电压被抵消。因而，在比较相位φ2，比较器5中比较输入电压分量｛（V2φ2－V1φ2）－（V2φ1－V1φ1）｝和基准电压分量（Vref－V0）。通过以上方式，消除成为误差因素的比较器的补偿电压分量的影响，从而能够实现误差少的高精度输出的比较电路。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2008－236737号公报。

发明内容

发明要解决的课题

然而，关于搭载到汽车等的电路，近年来，要求更高温动作，另外有要求进一步高精度化的倾向。在如前述的现有的比较电路中，存在比较相位中因高温时变显著的开关的截止泄漏电流而电荷注入电容，从而在比较的结果产生误差这一课题。具体而言，在图9的比较电路中，在比较相位φ2只有开关S3的泄漏电流流入电容3，而对电容4流入开关S2及S4的泄漏电流，因此比较器的输入中的电压的变动量在反相输入端子N3侧和同相输入端子N4侧不同，在比较结果产生误差。一般，构成开关的晶体管的泄漏电流随着成为高温而增加，因此误差越是高温就越显著。另外，在晶体管为MOS晶体管的情况下，沟道间的泄漏电流会依赖漏极－源极间的电压差，因此，因截止的开关中未与电容连接的一侧的电压而开关的泄漏电流的流动方向、大小有所不同，会在比较结果产生误差。

另外，在现有的比较电路中，关于构成开关的晶体管元件从导通迁移到截止时产生的噪声分量（例如，沟道电荷注入或时钟馈通）的影响，也因对各电容的开关的连接非对称而开关的噪声分量造成的比较器的输入中的电压的变动量在反相输入端子N3侧和同相输入端子N4侧有所不同，从而存在成为误差产生的因素这一课题。

本发明鉴于这样的点而构思，目的在于提供能够以简便的电路构成除去比较器的输入补偿电压的影响，并且抑制开关的截止泄漏电流、噪声分量造成的误差的影响，从而得到高精度的比较判定结果的比较电路。

用于解决课题的方案

为了解决现有的这样的问题点，本发明的比较电路采用如以下的结构。

一种比较电路，具备：比较器，具备第一输入电压经由第一电容而输入的第一输入端子、第二输入电压经由第二电容而输入的第二输入端子、以及输出端子；第一开关，一端与第一输入端子连接，在取样相位导通而将第一输入端子的电压作为输出端子的电压；第二开关，一端与第二输入端子连接，在取样相位导通而将第二输入端子的电压作为基准电压；以及第三开关，在比较相位导通而使第一开关的另一端和第二开关的另一端的电压相等。

发明效果

依据本发明的比较电路，通过有效地活用开关和电容和比较器，能够以简便的电路构成除去比较器中产生的补偿分量或因开关的截止泄漏电流分量、开关的噪声分量而产生的误差，从而在广泛的温度区域内进行高精度的比较。

附图说明

图1是第1实施方式的比较电路的电路图。

图2是示出第1实施方式的各开关的动作的图。

图3是示出本发明的比较电路所使用的比较器的一个例子的电路图。

图4是示出本发明的比较电路所使用的比较器的其他例子的电路图。

图5是第2实施方式的比较电路的电路图。

图6是示出第2实施方式的各开关的动作的图。

图7是第3实施方式的比较电路的电路图。

图8是第4实施方式的比较电路的电路图。

图9是现有的比较电路的电路图。

图10是示出现有的比较电路的各开关的动作的图。

具体实施方式

本发明的比较电路作为半导体电路中的高精度的比较电路而能够广泛利用。以下，参照附图，对本发明的比较电路进行说明。

＜第1实施方式＞

图1是第1实施方式的比较电路的电路图。第1实施方式的比较电路具备比较器11和电容C1、C2和开关S11、S12、S13、S21。

比较器11具有4个输入端子和1个输出端子，详细而言，具有第一差动输入对的第一输入端子N3、第一差动输入对的第二输入端子N4、第二差动输入对的第一输入端子N5、第二差动输入对的第二输入端子N6和输出端子OUT。电容C1具有两个端子，一个端子与比较器11的第一差动输入对的第一输入端子N3连接，另一个端子与输入端子N1连接。电容C2具有两个端子，一个端子与比较器11的第一差动输入对的第二输入端子N4连接，另一个端子与输入端子N2连接。开关S11具有两个端子，一个端子与比较器11的第一差动输入对的第一输入端子N3连接，另一个端子与比较器11的输出端子OUT连接。开关S12具有两个端子，一个端子与比较器11的第一差动输入对的第二输入端子N4连接。开关S13具有两个端子，一个端子与基准电压输入端子Nref0连接。开关S21具有两个端子，一个端子与比较器11的输出端子OUT连接。开关S12、S13、S21各自的另一个端子共同连接。开关S11、S12、S13、S21通过开关控制信号（电路图中未图示），被控制导通或截止。在比较器11的第二差动输入对的第一输入端子N5连接有第一基准电压输入端子Nref1，在比较器11的第二差动输入对的第二输入端子N6连接有第二基准电压输入端子Nref2。

接着，说明第1实施方式的比较电路的动作。

首先，说明比较器11的动作。比较器11具有输出放大一对输入电压之差后的值与放大另一对输入电压之差后的值之和的功能。在图3示出概念性表示该放大功能的图。

图3是表示比较器11的功能的概念图。

图3的比较器11具有差动放大器111、112和加法器113，如以下那样连接而构成。比较器11的第一差动输入对的第一输入端子N3与差动放大器111的反相输入端子连接，第一差动输入对的第二输入端子N4与差动放大器111的同相输入端子连接，第二差动输入对的第一输入端子N5与差动放大器112的反相输入端子连接，第二差动输入对的第二输入端子N6与差动放大器112的同相输入端子连接。差动放大器111的输出和差动放大器112的输出分别与加法器113的输入连接，加法器113的输出与比较器11的输出端子OUT连接。

比较器11如以上那样连接，并如下进行动作。

差动放大器111放大两个输入端子N3和N4的电压之差并向加法器113输入，差动放大器112放大两个输入端子N5和N6的电压之差并向加法器113输入。加法器113输出差动放大器111与差动放大器112的输出之和。由式子表示该放大功能，则成为

Vo＝A1×（V4－V3）＋A2×（V6－V5）　（1）。

在这里A1及A2分别为差动放大器111及112的放大率。另外，将各端子N3～N6及OUT的电压分别设为V3～V6及Vo。

在图1的比较电路中，图3所示的比较器11的第一差动输入对的第一输入端子N3和输出端子OUT连接到开关S11的两端。在开关S11导通的状态下，Vo和V3成为大致相等的电压，因此Vo从式（1）如下表示。

Vo＝A1/（1＋A1）×V4＋A2/（1＋A1）×（V6－V5）　（2）

在说明的方便起见，放大率A1及A2设为充分大，则得到下式。

Vo＝V4＋（A2/A1）×（V6－V5）　（3）

即在开关S11导通的状态下，比较器11的输出端子OUT与第一差动输入对的第一输入端子N3即差动放大器111的反相输入端子电连接，从而形成反馈环，进行输出电压Vo不仅追随输入电压V4，而且还输出将输入V6和V5的电压的差值以放大率A2和A1的比放大后的电压之和的、如一种电压输出器那样的动作。

另一方面，在开关S11截止的状态下在比较器11不会形成反馈环，因此比较器11作为比较器（comparator）本身而动作。由式（1）

Vo＝A1×｛（V4－V3）＋（A2/A1）×（V6－V5）｝　（4），

即比较器11在开关S11截止的状态下，将V4和V3的差值的电压与以放大率A2和A1的比放大V6和V5的差值后的电压之和的电压，以充分大的放大率A1进行放大，进行从输出端子OUT输出高电平信号（一般为正的电源电压电平）或低电平信号（一般为负的电源电压电平，或GND电平）的比较动作。

在此，将比较器11的输入补偿电压在第一差动输入对的第二输入端子N4中设为Voa1、在第二差动输入对的第二输入端子N6中设为Voa2，则表示考虑了输入补偿电压的比较器11的动作的式，在开关S11导通时和截止时，分别由式（3）、式（4）成为如下。

当开关S11导通时

Vo＝（V4＋Voa1）＋（A2/A1）×（V6＋Voa2－V5）　（5）

当开关S11截止时

Vo＝A1×｛（V4＋Voa1－V3）＋（A2/A1）×（V6＋Voa2－V5）｝　（6）

以上为图3所示的比较器11的动作说明。

图2是示出各开关的动作的图。

比较动作的一个周期由取样相位φ1和比较相位φ2这两个相位构成。开关S11、S12、S13、S21由图2的开关控制信号控制。开关S11、S12、S13在取样相位φ1导通、在比较相位φ2截止。另外，开关S21在取样相位φ1截止、在比较相位φ2导通。

说明图1的比较电路的各相位中的动作的概略。取样相位φ1是将输入端子N1的电压V1、输入端子N2的电压V2、第一基准电压输入端子Nref1的电压Vref1、第二基准电压输入端子Nref2的电压Vref2和比较器11的补偿电压存储于电容C1及C2的相位。比较相位φ2抵消取样相位φ1中的比较器11的补偿分量，并且，是进行输入端子N1与输入端子N2之间的电压差和第一基准电压Vref1与第二基准电压Vref2之间的电压差的比较的相位。

以下，对取样相位φ1和比较相位φ2进行详细说明。

在取样相位φ1中，开关S11、S12、S13导通，开关S21截止。因而，对比较器11的各输入端子供给以下的电压。对比较器11的第一差动输入对的第一输入端子N3供给输出端子OUT的电压Vo，对第一差动输入对的第二输入端子N4供给基准电压Vref0，对第二差动输入对的第一输入端子N5供给第一基准电压Vref1，对第二差动输入对的第二输入端子N6供给第二基准电压Vref2。当开关S11导通时，比较器11如式（5）所示那样动作，因此第一差动输入对的第一输入端子N3的电压如下那样表示。

V3φ1＝Vref0φ1＋Voa1φ1＋（A2/A1）×（Vref2φ1＋Voa2φ1－Vref1φ1）　（7）

各电压末尾的φ1是表示在取样相位φ1中的电压。在后面，对其他电压、另外比较相位φ2也同样地表记。

对电容C1充电电压V3与电压V1的差值ΔVC1φ1

ΔVC1φ1＝V3φ1－V1φ1　（8）

向上式代入式（7），则得到下式。

ΔVC1φ1＝－V1φ1＋Vref0φ1＋Voa1φ1＋（A2/A1）×（Vref2φ1＋Voa2φ1－Vref1φ1）　（9）

另一方面，对电容C2充电电压V4与电压V2的差值ΔVC2φ1

ΔVC2φ1＝V4φ1－V2φ1　（10）

由于对第一差动输入对的第二输入端子N4供给基准电压Vref0，从式（10）得到下式。

ΔVC2φ1＝Vref0φ1－V2φ1　（11）

另一方面，在比较相位φ2中，开关S11、S12、S13截止，开关S21导通。由于开关S11截止、对电容C1充电ΔVC1φ1，电压V3取决于电压V1和ΔVC1φ1，由下式表示。

V3φ2＝V1φ2＋ΔVC1φ1　（12）

向上式代入表示充电至电容C1的ΔVC1φ1的式（9），则成为如下。

V3φ2＝V1φ2－V1φ1＋Vref0φ1＋Voa1φ1＋（A2/A1）×（Vref2φ1＋Voa2φ1－Vref1φ1）　（13）

另外，由于开关S12截止、对电容C2充电ΔVC2φ1，因此电压V4取决于电压V2和ΔVC2φ1，由下式表示。

V4φ2＝V2φ2＋ΔVC2φ1　（14）

向上式代入表示向电容C2充电的ΔVC2φ1的式（11），则成为如下。

V4φ2＝V2φ2－V2φ1＋Vref0φ1　（15）

另外，当开关S11截止时，比较器11如式（6）所示那样动作，因此比较器11的输出端子OUT的电压Vo如下表示。

Voφ2＝A1×｛（V4φ2＋Voa1φ2－V3φ2）＋（A2/A1）×（Vref2φ2＋Voa2φ2－Vref1φ2）｝　（16）

向上式代入由式（13）表示的V3φ2、由式（15）表示的V4φ2，则得到下式。

Voφ2＝A1×[｛（V2φ2－V1φ2）－（V2φ1－V1φ1）＋（Voa1φ2－Voa1φ1）｝－（A2/A1）×｛（Vref2φ1－Vref1φ1）－（Vref2φ2－Vref1φ2）－（Voa2φ2－Voa2φ1）｝]（17）

为了便于理解式（17），将从输入端子N1及输入端子N2供给的电压分量置为ΔVin，将从第一基准电压输入端子Nref1及第二基准电压输入端子Nref2供给的电压分量置为ΔVref，则式（17）如下表示。

Voφ2＝A1×[｛ΔVin＋（Voa1φ2－Voa1φ1）｝－（A2/A1）×｛ΔVref－（Voa2φ2－Voa2φ1）｝]　（18）

在此，

ΔVin＝（V2φ2－V1φ2）－（V2φ1－V1φ1）　（19）

ΔVref＝（Vref2φ1－Vref1φ1）－（Vref2φ2－Vref1φ2）　（20）。

在此，比较器11的输入补偿电压Voa1、Voa2严格而言示出随时间变化、温度变化（温度漂移），因此并非恒定值，但是，如果取样相位φ1及比较相位φ2的时间相对于输入补偿电压的随时间变化、温度变化而言充分短的时间，则能够视输入补偿电压的值为在取样相位φ1和比较相位φ2大致相等的值。因而，在式（18）中，Voa1φ2－Voa1φ1、Voa2φ2－Voa2φ1成为大致零的值，在比较相位φ2的比较器11中的比较动作时，比较器11的补偿分量被消除。因而式（18）能如下表示。

Voφ2＝A1×｛ΔVin－（A2/A1）×ΔVref｝　（21）

因而，比较从输入端子N1及输入端子N2供给的电压分量ΔVin与从第一基准电压输入端子Nref1及第二基准电压输入端子Nref2供给的电压分量ΔVref的结果，被以充分大的放大率A1放大，最终成为从比较器11的输出端子OUT作为高电平信号或低电平信号而输出。作为例子，举出对决定ΔVin的输入端子N1及输入端子N2施加的电压，则例如以成为V1φ2＝V2φ1＝V1’、V1φ1＝V2φ2＝V2’的方式从外部输入电压的情况下，由式（19）成为ΔVin＝2×（V2’－V1’），将V1’与V2’之差2倍后的电压作为输入电压分量而会向比较器11输入。另外另一方面，决定ΔVref的第一基准电压Vref1及第二基准电压Vref2，例如，以成为Vref2φ1＝Vref1φ1＝Vref2φ2＝Vref2’、Vref1φ2＝Vref1’的方式从外部施加基准电压的情况下，由式（20）成为ΔVref＝Vref1’－Vref2’，Vref1’与Vref2’之差的电压作为基准电压分量而会向比较器11输入。为了简便，以成为A1＝A2的方式设计差动放大器111、112时，在该例子的情况下式（21）成为

Voφ2＝A1×｛2×（V2’－V1’）－（Vref1’－Vref2’）｝　（22），

会得到输入电压分量2×（V2’－V1’）和基准电压分量（Vref1’－Vref2’）的比较结果。

在此，当注目式（17）时，该式中不包含Vref0的项。这是因为在对电容C1充电的电压ΔVC1φ1和对电容C2充电的电压ΔVC2φ1的双方包含Vref0φ1的项，而在导出Voφ2的过程中Vref0的项被抵消。这情况表示在本实施方式的比较电路中，无论提供给基准电压输入端子Nref0的电压为何值，比较结果也与Vref0的电压无关。在实际的电路中，能够向比较器11输入的电压的范围存在同相输入电压范围这一限制，在脱离该电压范围的情况下，有可能不能正常进行高精度的比较。即便作为比较对象的输入端子N1及输入端子N2的电压为比较器11的同相输入电压范围外的电压，本实施方式的比较电路磁传感器装置也具有通过以使基准电压输入端子Nref0的电压成为比较器11的同相输入电压范围内的方式进行选择，能够进行高精度的比较的优点。若采用其他表达，则可以说具有能够显著缓和对比较器11要求的同相输入电压范围的优点。

接着，说明开关S13和S21产生的效果。在比较相位φ2中，开关S13截止、开关S21导通，从而以使开关S12的另一个端子的电压与比较器11的输出端子OUT的电压Vo相等的方式进行动作。因而，处于截止状态的开关S11和S12各自的另一个端子的电压会与比较器11的输出端子OUT的电压Vo相等。

假设，考虑开关S13在比较相位φ2中与取样相位φ1同样地保持导通、开关S21在比较相位φ2中与取样相位φ1同样地保持截止的情况，换言之不依赖开关S13和S21而开关S12的另一个端子与基准电压输入端子Nref0直接连接的情况。在该情况下，比较相位φ2中，开关S11的另一个电压会成为与比较器11的输出端子OUT的电压Vo相等，根据比较结果成为高电平信号（一般为正的电源电压电平）或低电平信号（一般为负的电源电压电平，或GND电平）的电压。另一方面，开关S12的另一个电压会与基准电压输入端子Nref0的电压相等。如前所述，基准电压输入端子Nref0的电压优选以成为比较器11的同相输入电压范围内的方式进行选择，一般设定为正的电源电压电平与负的电源电压电平（或GND电平）之间的电压，作为例子，设定为中间的电压。因而，在比较相位φ2中，开关S11的另一个端子的电压和开关S21的另一个端子的电压成为相差非常大的电压。另一方面，开关S11和S12的一个端子的电压分别为由式（13）及式（15）表示的电压，未必是相等的电压，均为以基准电压输入端子Nref0的取样相位φ1中的电压为基准的电压，特别是在比较器11的比较判定结果切换的边界条件附近成为大体接近的电压（至少不会产生一方成为正或负的电源电压、另一方成为正和负的电源电压的中间电压程度的电压差）。由以上，处于截止状态的开关S11的两端子间的电压差会与开关S12的两端子间的电压差显著不同。作为截止状态的开关的理想的特性，可举出不依赖两端子间的电压差而端子间不流过电流的情况，但是在实际的电路中，在开关的端子间流过泄漏电流，另外因两端子间的电压差而泄漏电流变化。因此可举出很多降低泄漏电流的开关电路的结构，但是泄漏电流不会成为零而取有限的值。开关S12中，一个端子的电压为以由式（15）表示的Vref0φ1为基准的电压，另一个端子的电压为Vref0φ1的电压，因此虽然有泄漏电流流过，但是为比较小的泄漏电流。开关S11中，一个端子的电压为以由式（13）表示的Vref0φ1为基准的电压，另一个端子的电压与比较器11的输出端子OUT的电压Vo相等，是高电平信号（一般为正的电源电压电平）或低电平信号（一般为负的电源电压电平，或GND电平）的电压，因此会流过比开关S12的泄漏电流更大的泄漏电流。因而，流入电容C1和电容C2的泄漏电流不同，第一差动输入对的第一输入端子N3的电压的变动量和第一差动输入对的第二输入端子N4的电压的变动量会不同，作为结果成为在比较结果产生误差的因素。一般，泄漏电流具有越是高温就越增加的倾向，因此越成为高温，比较电路的误差就越增大。

对于上述的假设情况，在本实施方式中，通过在比较相位φ2使开关S13截止、开关S21导通，以使开关S12的另一个端子的电压与比较器11的输出端子OUT的电压Vo相等的方式进行控制，因此以使开关S11的两端子间的电压差与开关S12的两端子间的电压差之差变小的方式进行改善，从而泄漏电流之差变小，以减小流入电容C1和电容C2的泄漏电流之差的方式进行改善，作为结果能够减小产生在比较结果的误差。因而，通过开关S13和S21，能够抑制因开关的泄漏电流而产生的误差的影响，从而会得到高精度的比较判定结果。

另外，作为开关的非理想分量，除了上述泄漏电流之外，可举出构成开关的晶体管元件从导通迁移到截止时产生的噪声分量，例如，沟道电荷注入或时钟馈通。在本实施方式中，以与电容C1的一个端子和比较器11的第一差动输入对的第一输入端子N3的连接点、电容C2的一个端子和比较器11的第一差动输入对的第二输入端子N4的连接点分别对称的方式连接开关S11、S12，因此因开关的噪声分量而产生的电荷对各连接点以大致相等地注入，第一差动输入对的第一输入端子N3的电压和第一差动输入对的第二输入端子N4的电压虽然分别变动，但是以使该变动量大致相等的方式进行动作。因而，能够抑制开关从导通状态迁移到截止状态时产生的噪声分量造成的误差的影响，从而得到高精度的比较判定结果。

在此，先示出构成图1的磁传感器装置的要素即比较器11的电路构成的一个例子。图3的概念图所示的比较器11的功能，更具体而言，例如能够由如图4所示的电路构成来实现。

图4是比较器11的电路构成的一个例子。

比较器11具有：恒流电路I1；NMOS晶体管M13、M14A、M14B、M15A、M16A、M15B、M16B；以及PMOS晶体管M11、M12，并且如下连接而构成。恒流电路I1的一方与电源电压端子VDD连接，另一方与NMOS晶体管M13的漏极及栅极连接。将该连接点设为Nb。Nb与NMOS晶体管M14A的栅极和NMOS晶体管M14B的栅极连接。NMOS晶体管M13、M14A、M14B的源极与接地端子VSS连接。NMOS晶体管M15A和M16A的源极与M14A的漏极连接，NMOS晶体管M15B和M16B的源极与M14B的漏极连接。NMOS晶体管M15A和M15B的漏极与PMOS晶体管M11的漏极连接。将该连接点设为Na。NMOS晶体管M16A和M16B的漏极与PMOS晶体管M12的漏极连接。该连接点与比较器11的输出端子OUT连接。PMOS晶体管M11和M12的栅极与连接点Na连接，源极与电源电压端子VDD连接。NMOS晶体管M15A、M16A的栅极分别与第一差动输入对的第二输入端子N4、第一输入端子N3连接，NMOS晶体管M15B、M16B的栅极分别与第二差动输入对的第二输入端子N6、第一输入端子N5连接。

比较器11如以上那样连接，并且如下进行动作。

恒流电路I1产生恒流并向NMOS晶体管M13供给。NMOS晶体管M13、M14A、M14B构成电流反射镜电路，在NMOS晶体管M14A、M14B的漏极‐源极间，流过基于流过M13的漏极‐源极间的电流的电流。由NMOS晶体管M14A、M15A、M16A、PMOS晶体管M11、M12组成的5个晶体管构成差动放大器，以放大构成第一差动输入对的NMOS晶体管M15A、M16A的栅极电压之差，即第一差动输入对的第二输入端子N4和第一差动输入对的第一输入端子N3的电压差，然后向输出端子OUT输出的方式进行动作。将该放大率设为A1。在此，关于电流反射镜电路构成及差动放大器构成的动作，详细记载于CMOS模拟电路的文献等，在此省略详细的说明。另外，由NMOS晶体管M14B、M15B、M16B、PMOS晶体管M11、M12组成的5个晶体管也构成差动放大器，以放大构成第二差动输入对的NMOS晶体管M15B、M16B的栅极电压之差，即第二差动输入对的第二输入端子N6和第二差动输入对的第一输入端子N5的电压差，并向输出端子OUT输出的方式进行动作。将该放大率设为A2。另外，构成第一差动输入对的NMOS晶体管M15A的漏极和构成第二差动输入对的NMOS晶体管M15B的漏极在连接点Na与PMOS晶体管M11的漏极连接，构成第一差动输入对的NMOS晶体管M16A的漏极和构成第二差动输入对的NMOS晶体管M16B的漏极在输出端子OUT与PMOS晶体管M12的漏极连接，从而以在该连接点Na及输出端子OUT相加由第一差动输入对和第二差动输入对的各差动输入对放大的电压的方式进行动作。由式子表示这些动作，则成为

Vo＝A1×（V4－V3）＋A2×（V6－V5）　（23）。

即，进行与式（1）相等的动作。

通过以上方式，说明第1实施方式的比较电路的动作，示出以简便的电路构成除去比较器的输入补偿电压的影响，并且抑制开关的截止泄漏电流、噪声分量造成的误差的影响，从而能够得到高精度的比较判定结果。

本说明中，示出了对于比较器11的具体的电路构成及开关控制的时间图，但是只要为进行由本说明内记载的动作的构成，就未必局限于该结构。例如，在图2中，记载为从取样相位φ1迁移到比较相位φ2时，或相反迁移时切换开关的导通或截止的定时为同时，但是也可以使开关S11截止后开关S12截止，进而在其后使S13截止、S21导通的方式错开定时而进行控制。在比较器11的过渡响应特性良好的情况下，或比较器11的第一差动输入对的第一输入端子N3与第一差动输入对的第二输入端子N4之间的寄生电容为无法忽略的大小等的情况下，使开关S12截止时产生的开关噪声从第一差动输入对的第二输入端子N4传播到第一差动输入对的第一输入端子N3，有时在向电容C1充电的电压产生无法忽略的误差。在这样的情况下，若使开关S12截止的定时相对于开关S11截止的定时慢，则更优选。

另外本说明中，列举了对输入端子N1和输入端子N2施加的输入电压的一个例子，以及对第一基准电压输入端子Nref1和第二基准电压输入端子Nref2施加的电压的一个例子，但未必一定局限于该例子。例如，如现有技术所示，对根据向传感器元件施加的物理量的强度进行逻辑输出的信号检测电路适用本实施方式的比较电路的情况下，输入电压分量的例子成为如下。

V1φ1＝Vcmφ1＋Vsigφ1＋Voffφ1

V2φ1＝Vcmφ1－Vsigφ1－Voffφ1

V1φ2＝Vcmφ2－Vsigφ2＋Voffφ2

V2φ2＝Vcmφ2＋Vsigφ2－Voffφ2

在此，Vcm为传感器元件的信号电压的同相电压分量，Vsig为传感器元件的信号电压分量，Voff为传感器元件的补偿电压分量（误差因素）。将以上的各输入电压代入式（19）中，则成为

ΔVin＝2×（Vsigφ2＋Vsigφ1）－2×（Voffφ2－Voffφ1）　（24）。

传感器元件的补偿电压分量在取样相位φ1和比较相位φ2表示大致相等的值，因此被抵消。因而，会只有传感器元件的信号电压分量作为输入电压分量而向比较器11输入。在这样的输入电压分量的情况下，也不会脱离本发明的宗旨，即除去比较器的输入补偿电压的影响，并且抑制开关的截止泄漏电流、噪声分量造成的误差的影响，从而得到高精度的比较判定结果。

＜第2实施方式＞

图5是第2实施方式的比较电路的电路图。与图1所示的第1实施方式的差异在于删除开关S13和S21，并追加了开关S14和S22这一点。追加的要素如下构成并连接。另外因删除的要素而以下的连接与第1实施方式不同。

开关S12的另一个端子与基准电压输入端子Nref0连接。开关S14具有两个端子，一个端子与比较器11的输出端子OUT连接，另一个端子与开关S11的另一个端子连接。开关S22具有两个端子，一个端子与开关S11的另一个端子连接，另一个端子与开关S12的另一个端子连接。关于其他连接及结构，与第1实施方式相同。

接着，说明第2实施方式的比较电路的动作。

开关S14、S22与开关S11、S12同样通过开关控制信号（电路图中未图示），被控制导通或截止。

图6是示出第2实施方式的比较电路中的各开关的动作的图。开关S11、S12、S14以在取样相位φ1导通、比较相位φ2截止的方式被控制。开关S22以在取样相位φ1截止、比较相位φ2导通的方式被控制。

取样相位φ1中，开关S11、S12、S14导通，开关S22截止。因而，对比较器11的各输入端子供给以下电压。对比较器11的第一差动输入对的第一输入端子N3提供给输出端子OUT的电压Vo，对第一差动输入对的第二输入端子N4提供给基准电压输入端子Nref0的电压，对第二差动输入对的第一输入端子N5提供给第一基准电压输入端子Nref1的电压，对第二差动输入对的第二输入端子N6提供给第二基准电压输入端子Nref2的电压。即，由于与第1实施方式的比较电路同样，关于动作也与第1实施方式的比较电路同样。

在比较相位φ2中，开关S11、S12、S14截止，开关S22导通。由于开关S11和S12截止，所以电压V3取决于电压V1和ΔVC1φ1，另外，电压V4取决于电压V2和ΔVC2φ1。即，由于与第1实施方式的比较电路同样，关于动作也与第1实施方式的比较电路同样。

在比较相位φ2中开关S14截止、开关S22导通，因此开关S11和S12的另一个端子的电压会与基准电压输入端子Nref0的电压相等。在第1实施方式的比较电路的情况下，开关S11和S12的另一个端子的电压与比较器11的输出端子OUT的电压Vo相等，因此这一点与第1实施方式不同。在本实施方式中，通过在比较相位φ2中使开关S14截止、开关S22导通，开关S12的一个端子的电压成为以由式（15）表示的Vref0φ1为基准的电压，另一个端子的电压成为Vref0φ1的电压，因此，虽然流过泄漏电流，但是成为比较小的泄漏电流。关于开关S11，由于一个端子的电压成为以由式（13）表示的Vref0φ1为基准的电压，另一个端子的电压成为Vref0φ1的电压，所以与开关S12同样流过泄漏电流，但是成为比较小的泄漏电流。因而，以使开关S11的两端子间的电压差与开关S12的两端子间的电压差之差变小的方式进行改善，与第1实施方式的比较电路的情况同样，结果上可以减小在比较判定结果产生的误差。因而，通过开关S14和S22，能够抑制因开关的泄漏电流而产生的误差的影响，从而得到高精度的比较判定结果。

另外，作为开关的非理想分量，除了上述泄漏电流之外，可举出构成开关的晶体管元件从导通迁移到截止时产生的噪声分量，例如，沟道电荷注入、时钟馈通。在本实施方式中，以对称的方式对电容C1的一个端子与比较器11的第一差动输入对的第一输入端子N3的连接点、电容C2的一个端子与比较器11的第一差动输入对的第二输入端子N4的连接点分别连接开关S11、S12，因此，因开关的噪声分量而产生的电荷以大致相等的方式向各连接点注入，第一差动输入对的第一输入端子N3的电压和第一差动输入对的第二输入端子N4的电压虽然分别变动，但以使该变动量大致相等的方式进行动作。因而，能够抑制开关从导通状态迁移到截止状态时产生的噪声分量造成的误差的影响，从而得到高精度的比较判定结果。另外，在可以抑制开关从导通状态迁移到截止状态时产生的噪声分量造成的误差的影响，从而得到高精度的比较判定结果这一点上，与第1实施方式的情况同样。

通过以上方式，说明了第2实施方式的比较电路的动作，并示出与第1实施方式的情况同样以简便的电路构成除去比较器的输入补偿电压的影响，并且抑制开关的截止泄漏电流、噪声分量造成的误差的影响，从而能够得到高精度的比较判定结果。

＜第3实施方式＞

图7是第3实施方式的比较电路的电路图。与图1所示的第1实施方式的差异在于以比较器12置换比较器11这一点、以及删除与比较器11的输入连接的第一基准电压输入端子Nref1和第二基准电压输入端子Nref2这一点。置换的要素如下构成并连接。

比较器12具有两个输入端子和1个输出端子，详细而言，具有差动输入对的第一输入端子N3和差动输入对的第二输入端子N4和输出端子OUT。比较器12的差动输入对的第一输入端子N3与电容C1的一个端子连接，差动输入对的第二输入端子N4与电容C2的一个端子连接，输出端子OUT与开关S11的另一个端子连接。关于其他连接及结构，与第1实施方式相同。开关S11、S12、S13、S21与第1实施方式的比较电路同样通过开关控制信号（电路图中未图示），被控制导通或截止。

接着，说明第3实施方式的比较电路的动作。

首先，说明比较器12的动作。比较器12具有将放大输入电压之差后的值输出的功能。用式表示该放大功能，则成为

Vo＝A3×（V4－V3）　（25）。

这里A3为比较器12的放大率。

在图7的比较电路中，差动输入对的第一输入端子N3和输出端子OUT与开关S11的两端连接。在开关S11导通的状态下，Vo和V3成为大致相等的电压，因此Vo能从式（25）表示如下。

Vo＝A3/（1＋A3）×V4　（26）

说明的方便起见，设放大率A3充分大，则得到下式。

Vo＝V4　（27）

即在开关S11导通的状态下，比较器12的输出端子OUT和差动输入对的第一输入端子N3电连接，形成反馈环，输出电压Vo追随输入电压V4，进行电压输出器动作。

另一方面，在开关S11截止的状态下在比较器12不会形成反馈环，比较器11作为比较器（comparator）本身而进行动作。此时的动作与式（25）相等，

Vo＝A3×（V4－V3）　（28），

即比较器12在开关S11截止的状态下，以充分大的放大率A3放大V4与V3的差值的电压，进行从输出端子OUT输出高电平信号（一般为正的电源电压电平）或低电平信号（一般为负的电源电压电平，或GND电平）的比较动作。

在此，将比较器12的输入补偿电压在差动输入对的第二输入端子N4中设为Voa3，则表示考虑了输入补偿电压的比较器12的动作的式，在开关S11导通时和截止时，分别从式（27）、式（28）成为如下。

当开关S11导通时

Vo＝V4＋Voa3　（29）

当开关S11截止时

Vo＝A3×｛（V4＋Voa3－V3）｝　（30）

以上为图7所示的比较器12的动作说明。

关于开关的动作也与第1实施方式同样地控制，按照图2的表示各开关的动作的图进行动作。若说明各相位中的图7的比较电路的动作的概略，则取样相位φ1为将输入端子N1、输入端子N2的各端子电压和比较器12的补偿电压存储于电容C1及C2的相位，比较相位φ2为抵消取样相位φ1中的比较器12的补偿分量，并且进行输入端子N1与输入端子N2之间的电压差的比较的相位。以下说明细节。

取样相位φ1中，开关S11、S12、S13导通、开关S21截止。因而，对比较器12的差动输入对的第一输入端子N3提供给输出端子OUT的电压Vo，对差动输入对的第二输入端子N4提供给基准电压输入端子Nref0的电压。当开关S11导通时，比较器12如式（29）所示那样进行动作，因此差动输入对的第一输入端子N3的电压可如下表示。

V3φ1＝Vref0φ1＋Voa3φ1　（31）

对电容C1充电电压V3与电压V1的差值ΔVC1φ1

ΔVC1φ1＝V3φ1－V1φ1　（32）

向上式代入式（31），则得到下式。

ΔVC1φ1＝－V1φ1＋Vref0φ1＋Voa3φ1　（33）

另一方面，对电容C2充电电压V4与电压V2的差值ΔVC2φ1

ΔVC2φ1＝V4φ1－V2φ1　（34）

对差动输入对的第二输入端子N4提供给基准电压输入端子Nref0的电压，因此从式（34）得到下式。

ΔVC2φ1＝Vref0φ1－V2φ1　（35）

另一方面，在比较相位φ2中，开关S11、S12、S13截止，开关S21导通。由于开关S11截止，并对电容C1充电ΔVC1φ1，所以电压V3取决于电压V1和ΔVC1φ1，可由下式表示。

V3φ2＝V1φ2＋ΔVC1φ1　（36）

向上式代入表示对电容C1充电的ΔVC1φ1的式（33），则成为如下。

V3φ2＝V1φ2－V1φ1＋Vref0φ1＋Voa3φ1　（37）

另外，由于开关S12截止、对电容C2充电ΔVC2φ1，所以电压V4取决于电压V2和ΔVC2φ1，可由下式表示。

V4φ2＝V2φ2＋ΔVC2φ1　（38）

向上式代入表示对电容C2充电的ΔVC2φ1的式（35），则成为如下。

V4φ2＝V2φ2＋Vref0φ1－V2φ1　（39）

另外，当开关S11截止时，比较器12如式（30）所示那样进行动作，因此比较器12的输出端子OUT的电压Vo可如下表示。

Voφ2＝A3×｛（V4φ2＋Voa3φ2－V3φ2）｝　（40）

向上式代入由式（37）表示的V3φ2、由式（39）表示的V4φ2，而得到下式。

Voφ2＝A3×｛（V2φ2－V2φ1）－（V1φ2－V1φ1）＋（Voa3φ2－Voa3φ1）｝　（41）

在此，比较器12的输入补偿电压Voa3与第1实施方式同样，只要取样相位φ1及比较相位φ2的时间相对于输入补偿电压的随时间变化或温度变化而言为充分短的时间，就能视为在取样相位φ1和比较相位φ2是大致相等的值。因而，式（41）中，Voa3φ2－Voa3φ1成为大致零的值，在比较相位φ2进行比较器12中的比较动作时，比较器12的补偿分量被消除。因而式（41）如下表示。

Voφ2＝A3×｛（V2φ2－V2φ1）－（V1φ2－V1φ1）｝　（42）

因而，比较输入到输入端子N1的电压和输入到输入端子N2的电压的结果，被以充分大的放大率A3放大，最终会从比较器12的输出端子OUT作为高电平信号或低电平信号而输出。

在式（42）中不包含Vref0的项。这与第1实施方式同样具有以下优点：即便输入端子N1及输入端子N2的电压处于比较器12的同相输入电压范围外，通过以成为比较器12的同相输入电压范围内的方式选择基准电压输入端子Nref0的电压，也可以进行高精度的比较。若采用其他表达方式，则可以说具有能够明显缓和对比较器12要求的同相输入电压范围这一优点。

另外，通过在比较相位φ2中使开关S13截止、开关S21导通，从而以使开关S11及开关S12的另一个端子的电压与比较器11的输出端子OUT的电压Vo相等的方式使开关S13和S21进行动作。因此，与第1实施方式同样，通过开关S13和S21，能够抑制因开关的泄漏电流而产生的误差的影响，从而得到高精度的比较判定结果。

另外，关于开关S11、S12的非理想分量，也与第1实施方式同样，能够抑制开关从导通状态迁移到截止状态时产生的噪声分量造成的误差的影响，从而得到高精度的比较判定结果。

通过以上方式，说明了第3实施方式的比较电路的动作，并示出以简便的电路构成除去比较器的输入补偿电压的影响，并且抑制开关的截止泄漏电流、噪声分量造成的误差的影响，从而能够得到高精度的比较判定结果。

＜第4实施方式＞

图8是第4实施方式的比较电路的电路图。与图7所示的第3实施方式的差异在于删除开关S13和S21并追加开关S14和S22这一点。追加的要素如下构成并连接。另外因删除的要素而以下的连接与第3实施方式不同。

开关S12的另一个端子与基准电压输入端子Nref0连接。开关S14具有两个端子，一个端子与比较器12的输出端子OUT连接，另一个端子与开关S11的另一个端子连接。开关S22具有两个端子，一个端子与开关S11的另一个端子连接，另一个端子与开关S12的另一个端子连接。关于其他连接及结构，与第3实施方式相同。

另外，本实施方式与图5所示的第2实施方式的差异，与图7所示的第3实施方式和图1所示的第1实施方式的差异相同，是以比较器12置换比较器11这一点、以及删除与比较器11的输入连接的第一基准电压输入端子Nref1和第二基准电压输入端子Nref2这一点。

接着，说明第4实施方式的比较电路的动作。

开关S14、S22与开关S11、S12同样通过开关控制信号（电路图中未图示），被控制导通或截止。关于开关的动作与第2实施方式同样控制，按照图6的表示各开关的动作的图而进行动作。

在取样相位φ1中，开关S11、S12、S14导通，开关S22截止。因此，对比较器12的各输入端子供给以下的电压。对比较器12的差动输入对的第一输入端子N3提供给输出端子OUT的电压Vo，对差动输入对的第二输入端子N4提供给基准电压输入端子Nref0的电压。即，由于与第3实施方式的比较电路同样，关于动作也与第3实施方式的比较电路同样。

在比较相位φ2中，开关S11、S12、S14截止，开关S22导通。由于开关S11和S12截止，所以电压V3取决于电压V1和ΔVC1φ1，另外，电压V4取决于电压V2和ΔVC2φ1。即，由于与第3实施方式的比较电路同样，关于动作也与第3实施方式的比较电路同样，成为具有除去比较器12的补偿分量，并能够显著缓和对比较器12所要求的同相输入电压范围这一优点的、能够得到高精度的比较判定结果的比较电路。

另外，由于在比较相位φ2中开关S14截止、开关S22导通，所以开关S11和S12的另一个端子的电压成为与基准电压输入端子Nref0的电压相等。即，由于与第2实施方式的比较电路同样，所以成为抑制开关S11和S12的泄漏电流造成的误差的影响，从而能够得到高精度的比较判定结果的比较电路。

通过以上方式，说明了第4实施方式的比较电路的动作，并示出与第3实施方式的情况同样以简便的电路构成除去比较器的输入补偿电压的影响，并且抑制开关的截止泄漏电流、噪声分量造成的误差的影响，从而能够得到高精度的比较判定结果。

本说明中，为了说明示出具体例而进行了说明，但未必一定局限于该结构、开关控制定时。这对第1、第2、第3实施方式的比较电路的情况也同样。

标号说明

11、12　比较器

111、112　差动放大器

113　加法器

I1　恒流电路。

Claims (3)

1.一种比较电路，其特征在于，具备：

第一电容及第二电容；

比较器，具备第一输入电压经由所述第一电容而输入的第一输入端子、第二输入电压经由所述第二电容而输入的第二输入端子、以及输出端子；

基准电压端子，输入基准电压；

第一开关，一端与所述第一输入端子连接，在取样相位导通而使所述第一输入端子的电压成为所述输出端子的电压；

第二开关，一端与所述第二输入端子连接，在所述取样相位导通而使所述第二输入端子的电压成为所述基准电压；以及

第三开关，设在所述第一开关的另一端与所述第二开关的另一端之间，在比较相位导通而使所述第一开关的另一端和所述第二开关的另一端的电压相等，

所述比较电路具备第四开关，该第四开关设在所述第二开关的另一端与所述基准电压端子之间，在取样相位导通，

所述第三开关使所述第一开关的另一端和所述第二开关的另一端的电压成为所述输出端子的电压。

2.一种比较电路，其特征在于，具备：

第一电容及第二电容；

比较器，具备第一输入电压经由所述第一电容而输入的第一输入端子、第二输入电压经由所述第二电容而输入的第二输入端子、以及输出端子；

基准电压端子，输入基准电压；

第一开关，一端与所述第一输入端子连接，在取样相位导通而使所述第一输入端子的电压成为所述输出端子的电压；

第二开关，一端与所述第二输入端子连接，在所述取样相位导通而使所述第二输入端子的电压成为所述基准电压；以及

第三开关，设在所述第一开关的另一端与所述第二开关的另一端之间，在比较相位导通而使所述第一开关的另一端和所述第二开关的另一端的电压相等，

所述比较电路具备第四开关，该第四开关设在所述第一开关的另一端与所述输出端子之间，在取样相位导通，

所述第三开关使所述第一开关的另一端和所述第二开关的另一端的电压成为所述基准电压。

3.如权利要求1或2所述的比较电路，其特征在于，

所述比较器具备：

第一放大器，与所述第一输入端子和所述第二输入端子连接；以及

第二放大器，与第三输入端子和第四输入端子连接，

对所述第三输入端子输入第二基准电压，对所述第四输入端子输入第三基准电压。