CN105122628B - 控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的在于即便补偿电流(Ic)的目标值即指令值(Id*,iq*)的变动会周期性地变得急剧，也能使电压指令值(Vid,Viq)进而使补偿电流Ic快速响应并追踪该周期性的急剧变化。偏差处理部(714,715)输出分别对偏差(Δid,Δiq)进行比例积分控制而得到的值(ido,iqo)。重复控制器(716,717)输出分别对值(ido,idq)进行重复控制而得到的值(idr1,iqr1)。加法器(718)将值(ido)和值(idr1)相加来生成电压指令值(Vid)。加法器(719)将值(iqo)和值(iqr1)相加来生成电压指令值(Viq)。

Description

控制装置
技术领域
本发明涉及一种根据控制输入来进行动作并获得周期性变动的可观测量、且基于可观测量来对成为控制对象的系统(以下称为“控制对象系统”)输出控制输入的技术。
背景技术
当负载电流从交流电源流入负载时，一般在负载电流中会产生所谓的谐波分量。由于这样的谐波分量是所谓的谐波危害的原因，因此减少此谐波分量已成为一个众所周知的研究课题。
有源滤波器的提出是解决此课题的一种方法。有源滤波器起到防止负载电流的谐波分量流入交流电源的作用。
例如并联型有源滤波器通过互连电抗器来与交流电源相连接。通过从并联型有源滤波器使补偿电流流动，从而降低流向交流电源的电源电流的谐波分量。
为了使并联型有源滤波器实现这样的功能，用于控制并联型有源滤波器的控制输入是必要的。
并联型有源滤波器如上述那样与负载一同连接到交流电源。因此，将包含互连电抗器在内的并联型有源滤波器、和负载汇总为控制对象系统来掌握。
由于并联型有源滤波器基于控制输入来进行动作，所以可以理解为该控制对象系统也基于该控制输入而进行动作。
另外，补偿电流根据交流电源的电源相位发生相应的变动。因此，在上述控制对象系统中可获得称作补偿电流的、周期性变动的可观测量。
基于补偿电流的指令值和检测值(以下，分别称为“补偿电流指令值”，“补偿电流检测值”)之间的偏差，来决定该控制输入。
因此，上述控制对象系统能被一般地理解为根据由周期性变动的可观测量所决定的控制输入而进行动作。
如上所述，并联型有源滤波器的控制输入基于补偿电流指令值和补偿电流检测值之间的偏差来决定。更具体地，根据偏差的积分值的常数倍、和与电源相位对应来累加偏差所获得的结果的常数倍这两者之和，来求出控制输入。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开平1-227630号公报
专利文献2：日本专利特开2001-186752号公报
发明内容
本发明所要解决的技术问题
然而，通过上述方法获得的控制输入中，不能有效地抵消高次谐波分量。
因此，本发明的目的在于，即使当可观测量(上述例子中“补偿电流”)的目标值(上述例子中“补偿电流指令值”)的变动周期性地急剧变化，也能使控制输入、进而使可观测量对于该周期性的急剧变化进行快速响应和追踪。
解决技术问题所采用的技术手段
本发明涉及一种控制装置(7)，该控制装置(7)根据控制输入(Vid,Viq)进行动作，并对获得周期性变动的可观测量(id，iq)的控制对象系统(2,4,6,8)基于所述可观测量来输出所述控制输入。
而且，在第一方面，包括：偏差处理部(714，715)，该偏差处理部(714，715)对作为所述可观测量的目标值且周期性变动的指令值(id*,iq*)、与所述可观测量之间的偏差，至少进行比例积分控制；以及累计部(716,717,718,719)，该累计部(716,717,718,719)在所述指令值的每个周期对所述偏差处理部的输出(ido，iqo)进行累计并生成所述控制输入。
本发明所涉及的控制装置的第二方面在所述第一方面的基础上，所述偏差处理部(714,715)包括：比例运算器(714p,715p)，该比例运算器(714p,715p)对所述指令值(id*,iq*)和所述可观测量(id,iq)之间的偏差乘上第一增益(Kpd,Kpq)并输出相乘所得的结果(idp,iqp)；积分运算器(714i,715i)，该积分运算器(714i,715i)输出将所述偏差的积分与第二增益(Kid,Kiq)相乘所得的值(idi，iqi)；以及第一加法器(714s,715s)，该第一加法器(714s,715s)至少将所述比例运算器的输出与所述积分运算器的输出进行相加并输出。
所述累计部包括：重复控制器(716,717)，该重复控制器(716,717)在所述指令值的每个周期对所述第一加法器的输出进行重复累加，并将该累加的结果与第三增益(Krd，Krq)相乘并输出相乘所得的结果(idr1，iqr1)；以及第二加法器(718,719)，该第二加法器(718,719)将所述第一加法器的输出与所述重复控制器的输出进行相加并输出所述控制输入(Vid，Viq)。
本发明所涉及的控制装置的第三方面在所述第二方面的基础上，在所述控制对象系统(2,4,6,8)启动后经过规定时间后起，所述积分运算器(714i，715i)进行动作。
本发明所涉及的控制装置的第四方面在所述第二方面或第三方面的基础上，所述偏差处理部(714,715)还包括：微分运算器(714d,715d)，该微分运算器(714d,715d)对所述偏差进行微分并将该微分结果与第四增益(Kdd,Kdq)相乘，并将该相乘所得的结果(idd,iqd)进行输出。
所述第一加法器(714s,715s)将所述比例运算器(714p,715p)的输出(idp,iqp)、所述积分运算器(714i,715i)的输出(idi,iqi)和所述微分运算器的输出进行相加。
本发明所涉及的控制装置的第五方面在所述第二方面至第四方面的任一方面的基础上，所述重复控制器(716,717)包括：延迟部(716b,717b)，该延迟部(716b,717b)使输入的值延迟所述周期并进行输出；第三加法器(716s,717s)，该第三加法器(716s,717s)将所述第一加法器(714s,715s)的输出和所述延迟部的输出进行相加并输入至所述延迟部；以及乘法器(716c,717c)，该乘法器(716c,717c)将所述第三增益(Krd,Krq)相乘来得到所述重复控制器的输出。
本发明所涉及的控制装置的第六方面在所述第五方面的基础上，所述第三加法器(716s,717s)对所述延迟部(716b,717b)的输出进行低通滤波处理，之后与所述第一加法器(714s,715s)的输出相加。
本发明所涉及的控制装置的第七方面在所述第二方面至第六方面的任一方面的基础上，所述第二加法器(718,719)将所述周期的第一相位的所述重复控制器(716,717)的输出(idr1，iqr1)与所述周期的第二相位的所述第一加法器(714s,715s)的输出(ido，iqo)进行相加，并输出所述控制输入(Vid,Viq)。所述第一相位与所述第二相位不同。
发明效果
根据本发明所涉及的控制装置的第一方面，即使当指令值的变动周期性地变得急剧，控制输入进而可观测量也能快速响应并追踪该周期性的急剧变化。
根据本发明所涉及的控制装置的第二方面，不仅获得根据控制定时来对偏差进行积分而得的结果，而且重复控制器还在指令值的每个周期对这个结果进行积分。因此，即使当指令值的变动周期性地变得急剧，控制输入进而可观测量也能快速响应并追踪该周期性的急剧变化。
根据本发明所涉及的控制装置的第三方面，能将刚启动后的电源电流的谐波分量减小。
根据本发明所涉及的控制装置的第四方面，控制对象系统的稳定性得到改善。
根据本发明所涉及的控制装置的第五方面，这将有利于第二方面的结构。
根据本发明所涉及的控制装置的第六方面，控制对象系统的稳定性得到改善。
根据本发明所涉及的控制装置的第七方面，能将第一相位和第二相位选定为即使当指令值的变动周期性地变得急剧，控制输入进而可观测量也能快速响应并追踪该周期性的急剧变化。
请参考以下详细说明和附图来进一步理解本发明的目的、特征、方面和优点，。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式的一个示例的框图。
图2是表示比例积分控制器和重复控制器的结构的框图。
图3是表示比例积分控制器和重复控制器的结构的框图。
图4是表示比较技术的一个示例的框图。
图5是表示本实施方式所涉及的技术中诸量的波形的曲线图。
图6是表示比较技术中的诸量的波形的曲线图。
图7是表示本实施方式所涉及的技术中诸量的波形的曲线图。
图8是表示本实施方式所涉及的技术中诸量的波形的曲线图。
图9是表示本实施方式所涉及的技术中诸量的波形的曲线图。
图10是表示本实施方式所涉及的技术中诸量的波形的曲线图。
图11是表示本实施方式所涉及的技术中诸量的波形的曲线图。
图12是表示本实施方式所涉及的技术中诸量的波形的曲线图。
图13是表示比较技术中的诸量的波形的曲线图。
图14是表示比较技术中的诸量的波形的曲线图。
图15是表示比较技术中的诸量的波形的曲线图。
图16是表示比较技术中的诸量的波形的曲线图。
图17是表示比较技术中的诸量的波形的曲线图。
图18是表示比较技术中的诸量的波形的曲线图。
具体实施方式
以下，作为根据控制输入进行动作并获得周期性变动的可观测量的控制对象系统，对包括从交流电源流进负载电流的负载和并联型有源滤波器的结构为例进行说明。但是相关控制对象系统不限于此例。
图1表示实施本发明的实施方式的一个示例的框图。三相交流电源1向负载2提供三相负载电流Io。并联型有源滤波器6通过三相互连电抗器4与交流电源1相连接。并联型有源滤波器6输出三相补偿电流Ic。
另外，在这里要针对补偿电流Ic加以说明，从并联型有源滤波器6朝交流电源1的方向作为正向，从交流电源1流出的电源电流Is与补偿电流Ic之和作为负载电流Io。
当然，即使补偿电流Ic的方向与该实施方法中说明的方向相反，也只不过是补偿电流Ic的极性符号(正负)发生了改变而已。
并联型有源滤波器6例如包括逆变器61和电容器62。逆变器61通过输入输出补偿电流Ic，来将电容器62充电和放电为直流电压Vdc。
例如，逆变器61是电压型逆变器，三个电流路径(图中未示出)与电容器62并联连接，在每条电流路径中设置有二个开关元件(图中未示出)。
有源滤波器控制装置7具有变压器701，相位检测器702，dq转换器703、711，高通滤波器704、705，减法器707、712、713，比例积分控制器708、714、715，加法器709、718、719，以及重复控制器716、717。
变压器701检测出交流电源1的三相电压Vs的一相分量，并将其提供到相位检测器702。相位检测器702将检测到的相位ωt传给dq转换器703、711。
dq转换器703对检测到的负载电流Io进行三相/两相转换。d轴和q轴是与相位检测器702所检测的相位同步地旋转的旋转坐标系。
在这种情况下，因为负载电流Io为三相，如果检测出负载电流中的两相ir和it，则能够得到负载电流Io的d轴分量和q轴分量。图1例示了这种负载电流的两相ir和it被检测出来的情况。
dq转换器711对检测到的补偿电流Ic进行三相/两相转换，获得d轴电流id和q轴电流iq。在这种情况下，因为补偿电流Ic也是三相，如果检测出补偿电流中的两相，则就能获得d轴电流id和q轴电流iq。图1例示了这种两相电流被检测出来的情况。
高通滤波器704、705分别去除负载电流Io的d轴分量以及q轴分量的直流分量。
负载电流Io中，与交流电源1的相位同步的分量对于d轴分量和q轴分量均呈现为直流分量。即，如果负载电流Io中不含谐波分量，则d轴分量和q轴分量成为直流。因此，上述高通滤波器704、705仅输出负载电流Io的d轴分量、q轴分量中的谐波分量。
如果补偿电流Ic的d轴电流id、q轴电流iq无相位偏移地与负载电流Io的谐波分量相一致，则会负担负载电流Io的谐波分量，电源电流Is不会产生谐波分量。因此，如果高通滤波器704、705忽略了后述的d轴上的校正，则可以说其输出了补偿电流Ic的d轴电流id、q轴电流iq的指令值。
从而，能从高通滤波器705获得q轴电流iq的指令值iq*。另外，构成为，对于q轴电流iq的指令值iq*，无需使用高通滤波器705就能对q轴电流iq的直流分量进行补偿，因此能改善基波功率。
另一方面，d轴电流id的指令值id*对高通滤波器704的输出进行校正以便应对直流电压Vdc的变动。具体进行如下那样的校正。
减法器707求出电容器62提供的直流电压Vdc和其指令值Vdc*之间的偏差。比例积分控制器708对从减法器707获得的偏差进行比例积分控制从而求出校正值。由加法器709将该校正值与高通滤波器704的输出相加。由此，从加法器709获得受直流电压Vdc的变动影响较小的d轴电流指令值id*。
减法器712、713分别输出偏差Δid、Δiq。偏差Δid通过从指令值id*减去d轴电流id来获得。偏差Δiq通过从指令值iq*减去q轴电流iq来获得。
比例积分控制器714、715分别对偏差Δid、Δiq进行比例积分控制并输出比例积分运算结果的值ido和iqo。
重复控制器716与加法器718配合，在指令值id*的每个周期对值ido进行累计，并输出电压指令值Vid。重复控制器717与加法器719配合，在指令值iq*的每个周期对值iqo进行累计，并输出电压指令值Viq的。也就是说，可将重复控制器716和加法器718结合来理解为累计部，可将重复控制器717和加法器719结合来理解为累计部。
例如这里交流电源1提供三相电压，因此指令值id*、iq*稳定状态下具有该三相电压的周期的1/6周期并与该三相电压同步。
驱动信号生成电路8基于电压指令值Vid、Viq，来生成用于驱动并联型有源滤波器6的驱动信号G。由于拥有此功能的驱动信号生成电路8的结构众所周知，在此省略说明。
电压指令值Vid、Viq间接控制并联型有源滤波器6。因此将包括负载2、互连电抗器4、并联型有源滤波器6、驱动信号生成电路8的结构设为控制对象系统，可以说有源滤波器控制装置7是控制该控制对象系统的控制装置。
这里，可进行如下理解：从控制对象系统获得的可观测量是补偿电流Ic(特别是其d轴电流id和q轴电流)，可观测量的目标值是指令值id*、iq*，控制输入是电压指令值Vid、Viq。
另外，从去除补偿电流Ic的脉动的观点来看，低通滤波器9优选设置于例如互连电抗器4和变压器701之间。这里，仅图示了一相的低通滤波器9，但实际上在三相设置低通滤波器。
在本实施方式的示例中，负载2是包括逆变器23、以及受逆变器23控制并对制冷剂(未示出)进行压缩的压缩机24的空调机。为了向逆变器23提供直流电源，负载2进一步包括转换器21和低通滤波器22，其中低通滤波器22并联地插入于转换器21和逆变器23之间。
通过上述结构，即使当指令值的变动周期性地变得急剧，控制输入进而可观测量也能对该周期性的急剧变化快速响应并追踪。以下将更详细地加以说明。
图2是将比例积分控制器714和重复控制器716的结构以包含与加法器718和减法器712的连接关系的方式来示出的框图。由于比例积分控制器714对偏差Δid进行处理，因此以下可以称为偏差处理部。偏差处理部714包括比例运算器714p、积分运算器714i和加法器714s。
比例运算器714p对指令值id*与d轴电流id之间的偏差Δid乘上增益Kpd,并将相乘所获得的结果idp进行输出。
积分运算器714i对偏差Δid的积分乘上增益Kid，并将相乘所获得的值idi进行输出。
加法器714s至少将比例运算器714p的输出和积分运算器714i的输出相加，并将相加得到的值ido进行输出。
重复控制器716在指令值id*的每个周期对值ido进行重复累加，并输出该累加的结果与增益Krd相乘所获得的值idr1。
加法器718将重复控制器716输出的值idr1和加法器714s输出的值ido相加，并输出电压指令值Vid。
图3是将比例积分控制器715、重复控制器717的结构以包含与加法器719和减法器713的连接关系在内的方式来表示的框图。由于比例积分控制器715对偏差Δiq进行处理，因此以下也可以称为偏差处理部。偏差处理部715包括比例运算器715p、积分计算器715i、以及加法器715s。
比例运算器715p对指令值iq*与q轴电流iq之间的偏差Δiq乘上增益Kpq，并将相乘所获得的结果iqp进行输出。
积分运算器715i对偏差Δiq的积分乘上增益Kiq并将相乘所获得的值iqi进行输出。
加法器715s至少将比例运算器715p的输出和积分运算器715i的输出相加并将相加得到的值iqo进行输出。
重复控制器717在指令值iq*的每个周期对值iqo进行重复累加，并将该累加的结果与增益Krq相乘所获得的值iqr1进行输出。
加法器719将重复控制器717输出的值iqr1和加法器715s输出的值iqo相加，并输出电压指令值Viq。
偏差处理部714、715按照比电源周期要短的规定控制定时进行动作。
在本实施方式中，不仅获得按照控制定时来对偏差Δid进行积分而得的积分值idi，进一步地，重复控制器716在指令值id*的每个周期对该值idi进行积分。另外，不仅获得按照控制定时来对偏差Δiq进行积分而得的积分值iqi，进一步地，重复控制器717在指令值iq*的每个周期对该值iqi进行积分。由此，即使当指令值id*，iq*的变动会周期性地变得急剧，电压指令值Vid、Viq进而补偿电流Ic也能对该周期性的急剧变化进行快速响应和追踪。这有利于减少电源电流Is的谐波分量。
与其他技术相比来对此效果进行说明。图4是表示其他技术(以下称为“比较技术”)的一个示例的框图。比较技术的结构与图1中示出的结构相比，不同点仅在于，将偏差Δid、Δiq输入到重复控制器716、717，而非将比例积分控制器714、715输出的值ido，iqo输入到重复控制器716、717。
也就是说，在本实施方式所涉及的技术中，对偏差处理器714、715的输出进行累计从而生成电压指令值Vid，Viq，与此不同，比较技术中对偏差处理器714、715的输出累计偏差Δid、Δiq，从而生成电压指令值Vid，Viq。为了明确上述差异，重复控制器716,717输出的值在图1中被标记为idr1、iqr1，在图4中被标记为idr2，iqr2，分别采用了不同的符号。
图5是表示本实施方式所涉及的技术中诸量的波形的曲线图。图6是表示比较技术中的诸量的波形的曲线图。两者都从上开始在第一段示出电源电流Is、在第二段示出d轴电流id以及它的指令值id*、在第三段示出q轴电流iq以及它的指令值iq*。横轴采用时间。
从图5可以判断，在本实施方式所涉及的技术中，d轴电流id很好地追踪着它的指令值id*，q轴电流iq很好地追踪着它的指令值iq*。特别是q轴电流iq，尽管它的指令值iq*呈现周期性的急剧变化，但波形几乎都是重叠的。
与此相对，从图6可以判断，比较技术中，d轴电流id与它的指令值id*的波形大致重叠，但q轴电流iq在它的指令值iq*呈现周期性的急剧变化的时刻，振荡(ringing)变大。
由于如上所述的q轴电流iq的行为，采用本实施方式的技术的情况与采用比较技术的情况相比，电源电流Is的谐波分量显著降低。
这种效果源自如下原因：即，如上所述那样在本实施方式所涉及的技术中，对于按照控制定时将偏差Δid、Δiq进行积分来得到的值idi、iqi，将其进一步由重复控制器716、717在指令值id*，iq*的每个周期进行积分。
但是，这成为下述现象发生的原因，即，在所谓启动时的不稳定状态下反而会导致振荡增大。
图7和图8是表示采用本实施方式所涉及的技术的情况下，刚启动上述控制对象系统后的诸量的曲线图。横轴采用以启动时作为原点的时间。
在图7中，从上开始在第一段示出电源电流Is以及补偿电流Ic、在第二段示出d轴电流id以及它的指令值id*、在第三段示出q轴电流iq以及它的指令值iq*，在图8中，从上开始在第一段示出积分运算器714i输出的值idi、在第二段示出重复控制器716输出的值idr1。
就d轴电流id追踪指令值id*的追踪性而言，刚启动后显著差于稳定状态。这也体现在值idi，idr1的波形中。特别是启动后经过0.02秒左右时，d轴电流id和指令值id*的相位相反。另外，在启动后经过0.07秒左右后，d轴电流id和指令值id*的相位相同，两者的背离程度在启动后经过0.15秒左右为止较大。因此，电源电流Is的波形达到稳定状态前，谐波分量变得较多。
另外，刚启动后的q轴电流iq虽然与指令值iq*相位相同，但与稳定状态相比，其与指令值iq*的背离程度(特别是指令值iq*急剧变化的时刻)较大。
这样的刚启动后的现象是由积分运算器714i、715i的动作引起的，它可以通过将增益Kid，Kiq设置为0来确认。
图9和10采用本实施方式的技术，是表示在将增益Kid、Kiq设置为0的情况下刚启动上述控制对象系统后的诸量的曲线图。横轴采用以启动时作为原点的时间。
在图9和图10中与图7和图8中采用相同方式，示出了电源电流Is以及补偿电流Ic、d轴电流id以及其指令值id*，q轴电流iq以及其指令值iq*，值idi和值idr1。
由于将增益Kid设置为0，值idi成为0。由此将值idi预先设为0，则d轴电流与指令值id*的背离程度较小。同样，q轴电流iq与指令值iq*的背离程度也降低。
因此，优选在从刚启动后转移到稳定状态所需的预期期间即此处为0.15秒的期间，将增益Kid，Kiq设定为0。也就是说，控制对象系统启动后经过规定时间后使积分运算器714i，715i动作，则刚启动后起d轴电流id和q轴电流iq的振动减小，进而有利于抑制电源电流Is的谐波分量。
图11和12是表示采用本实施方式涉及的技术且仅在刚启动后经过0.15秒为止的期间将增益Kid，Kiq设置为0的情况下，启动上述控制对象系统后的诸量的曲线图。横轴是以启动时为原点的时间。
在图11和图12中与图7和图8、图9和图10采用相同方式，示出了电源电流Is以及补偿电流Ic、d轴电流id以及其指令值id*，q轴电流iq以及其指令值iq*，值idi和值idr1。
图11和12所示的波形在启动后经过0.15秒为止的期间与图9和10所示的波形一致，在启动后经过0.15秒后与图7和8所示的波形大致一致。
由此，从刚启动后的规定期间内无法进行积分运算的观点来看，本实施方式所涉及的技术看起来比比较技术要差，然而并非如此。如下所述，即使在比较技术中，在刚启动后的规定时间内，也不应进行稳定状态下所期望的动作。
图13和图14是表示在比较技术(参照图4)中，刚启动上述控制对象系统后的诸量的曲线图。图15和图16是表示在比较技术中仅在从启动后经过0.15秒为止的期间将增益Kid，Kiq设置为0的情况下，刚启动上述控制对象系统后的诸量的曲线图。两者的横轴均是以启动时为原点的时间。
在图13到图16中，与图7到图12中采用相同方式，示出了电源电流Is以及补偿电流Ic、d轴电流id以及其指令值id*，q轴电流iq以及其指令值iq*，值idi和值idr2。
图13和图14与图15和图16相比，d轴电流id和指令值id*的背离程度，q轴电流iq和指令值iq*的背离程度几乎无差异，两者都在刚启动后显著。换句话说，该背离程度几乎不依赖于增益Kid、Kiq。这是比较技术与本实施方式不同所导致的必然结果，因为比较技术中未利用重复控制器716、717对积分运算器714i、715i所输出的值idi，iqo进行累加。
因此，在比较技术中为了减少d轴电流id和指令值id*的背离程度以及q轴电流iq和指令值iq*的背离程度，进而抑制电源电流Is的谐波分量，在启动后的规定期间优选使重复控制器716、717停止动作(具体来说是将增益Krd、Krq设置为0)。
图17和18是表示采用比较技术且仅在从启动后经过0.15秒为止的期间将增益Krd、Krq设置为0的情况下，刚启动上述控制对象系统后的诸量的曲线图。横轴是以启动时为原点的时间。
在图17和图18中，在从启动后经过0.15秒为止的期间将增益Krd，Krq设置为0，因此值idr2成为0。
在图17和图18中，d轴电流id与指令值id*的相位相反的期间持续到刚启动后经过0.07秒为止的期间，但接下去两者的背离程度减小。而且，q轴电流iq和指令值iq*的背离程度也降低。
如上所述，即使是在比较技术，在刚启动后不应进行稳定状态下所希望的动作。因此，在这点上不能说本实施方式所涉及的技术更差。
返回到图2和图3，对偏差处理部714、715进行追加说明。
如上所述，重复控制器716、717分别与加法器718、719配合，在指令值id*、iq*的每个周期分别对值ido、iqo进行累计，输出电压指令值Vid、Viq。具体地，加法器718将重复控制器716输出的值idr1和加法器714s输出的值ido进行相加并输出电压指令值Vid。此外，加法器719将重复控制器717输出的值iqr1和加法器715s输出的值iqo进行相加并输出电压指令值Viq。
但是，在加法器718进行相加时的值ido、idr1彼此在该周期中可以对应于互不相同的相位。此外，在加法器719进行相加时的值iqo、iqr1彼此也可在该周期中对应于互不相同的相位。这样的技术，例如，在控制偏差处理部714、715的动作的控制定时的频率不是电源频率的整数倍的情况下，有助于减少电源电流Is的谐波分量。这种对相位不同的值进行累加并重复控制本身例如通过专利文献2已经成为公知的技术。
在本实施方式中，具体地设置了该周期中互不相同的第一相位和第二相位。加法器718将第一相位的值idr1与第二相位的值ido进行相加并输出电压指令值Vid。加法器719将第一相位的值idq1与第二相位的值iqo进行相加并输出电压指令值Viq。
将第一相位和第二相位选定为即使指令值id*和iq*的变动会周期性地急剧变化，电压指令值Vid、Viq进而补偿电流Ic的d轴电流id、q轴电流iq也可以快速响应并追踪该周期性的急剧变化。可通过使用相位检测器702检测出的相位ωt来控制重复控制器716、717，从而设定第一相位和第二相位。
偏差处理部714优选为进一步包括微分运算器714d。在这里，微分运算器714d对偏差Δid进行微分，将微分的结果与增益Kdd相乘并输出相乘得到的结果idd。且加法器714s将比例运算器714p输出的值idp和积分运算器714i输出的值idi和微分运算器714d输出的值idd进行相加并输出。
偏差处理部715优选为进一步包括微分运算器715d。在这里，微分运算器715d对偏差Δiq进行微分，将微分的结果与增益Kdq相乘并输出相乘得到的结果iqd。且加法器715s将比例运算器715p输出的值iqp和积分运算器715i输出的值iqi和微分运算器715d输出的值iqd进行相加并输出。
相关结构根据众所周知的原因来改善控制对象系统的稳定性。
重复控制器716例如包括延迟部716b、加法器716s和乘法器716c。
延迟部716b根据指令值id*的周期将所输入的值进行延迟并输出。图2中例示了采用存储装置的情况。加法器716s将加法器714s的输出与延迟部716b的输出进行相加并输入到延迟部716b。乘法器716c将延迟部716b的输出与增益Krd相乘来得到重复控制器716的输出。
重复控制器717例如包括延迟部717b、加法器717s和乘法器717c。
延迟部717b根据指令值iq*的周期对所输入的值进行延迟并输出。图3中例示了采用存储装置的情况。加法器717s将加法器714s的输出与延迟部717b的输出进行相加并输入到延迟部717b。乘法器717c将延迟部717b的输出与增益Krq相乘来得到重复控制器717的输出。
加法器716s、717s优选为对延迟部716b、717b的输出进行低通滤波处理后，再将其与加法器714s，715s的输出相加。电源阻抗和低通滤波器9的电容器之间的谐振能防止高频带变得不稳定，这是因为改善了控制对象系统的稳定性。
为了进行这样的低通滤波处理，例如将低通滤波器716a，717a设置于重复控制器716、717。
上述说明只是示例，本发明并不限于上述说明。在不损害本发明的作用的前提下，能将上述结构要素相互结合或省略。例如，还可省略低通滤波器717a、716a。
此外，考虑到图7中q轴电流iq的波动不及d轴电流id的波动那么杂乱，刚启动后的规定期间可由偏差处理部714将增益Kid设置为0，而偏差处理部715不将增益Kiq设置为0。
虽然对本发明进行了详细描述，上述说明在所有方面都是例示，本发明并不限于此。可理解为在不脱离本发明的范围的情况下，想到未例示的无数个变形例。

Claims (12)

1.一种控制装置，该控制装置基于控制输入进行动作，对能获得周期性地变动的可观测量的控制对象系统基于所述可观测量来输出所述控制输入，其特征在于，包括：
偏差处理部，该偏差处理部对作为所述可观测量的目标值且周期性地变动的指令值、与所述可观测量之间的偏差，至少进行比例积分控制；以及
累计部，该累计部在所述指令值的每个周期对所述偏差处理部的输出进行累计并生成所述控制输入，
所述偏差处理部包括：
比例运算器，该比例运算器对所述指令值和所述可观测量之间的偏差乘上第一增益并输出相乘所得的结果；
积分运算器，该积分运算器输出将所述偏差的积分与第二增益相乘所得的值；以及
第一加法器，该第一加法器最少将所述比例运算器的输出与所述积分运算器的输出进行相加并输出，
所述累计部包括：
重复控制器，该重复控制器在所述指令值的每个周期对所述第一加法器的输出进行重复累加，并将该累加的结果与第三增益相乘并输出相乘所得的结果；以及
第二加法器，该第二加法器将所述第一加法器的输出与所述重复控制器的输出进行相加并输出所述控制输入。
2.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，
在所述控制对象系统启动后经过规定时间后起，所述积分运算器进行动作。
3.如权利要求1或2所述的控制装置，其特征在于，
所述偏差处理部还包括：
微分运算器，该微分运算器对所述偏差进行微分并将该微分结果与第四增益相乘，并将该相乘所得的结果进行输出，
所述第一加法器将所述比例运算器的输出、所述积分运算器的输出和所述微分运算器的输出进行相加并进行输出。
4.如权利要求1或2所述的控制装置，其特征在于，
所述重复控制器包括：
延迟部，该延迟部使输入的值延迟所述周期并进行输出；
第三加法器，该第三加法器将所述第一加法器的输出和所述延迟部的输出进行相加并输入至所述延迟部；以及
乘法器，该乘法器将所述第三增益相乘来得到所述重复控制器的输出。
5.如权利要求4所述的控制装置，其特征在于，
所述第三加法器对所述延迟部的输出进行低通滤波处理，之后与所述第一加法器的输出相加。
6.如权利要求1或2所述的控制装置，其特征在于，
所述第二加法器将所述周期的第一相位的所述重复控制器的输出与所述周期的第二相位的所述第一加法器的输出进行相加，并输出所述控制输入，
所述第一相位与所述第二相位不同。
7.如权利要求3所述的控制装置，其特征在于，
所述重复控制器包括：
延迟部，该延迟部使输入的值延迟所述周期并输出；
第三加法器，该第三加法器将所述第一加法器的输出和所述延迟部的输出进行相加并输入至所述延迟部；以及
乘法器，在该乘法器中与所述第三增益相乘来获得所述重复控制器的输出。
8.如权利要求7所述的控制装置，其特征在于，
所述第三加法器对所述延迟部的输出进行低通滤波处理，之后与所述第一加法器的输出进行相加。
9.如权利要求3所述的控制装置，其特征在于，
所述第二加法器将所述周期的第一相位的所述重复控制器的输出与所述周期的第二相位的所述第一加法器的输出进行相加，并输出所述控制输入，
所述第一相位与所述第二相位不同。
10.如权利要求4所述的控制装置，其特征在于，
所述第二加法器将所述周期的第一相位的所述重复控制器的输出与所述周期的第二相位的所述第一加法器的输出进行相加，并输出所述控制输入，
所述第一相位与所述第二相位不同。
11.如权利要求5所述的控制装置，其特征在于，
所述第二加法器将所述周期的第一相位的所述重复控制器的输出与所述周期的第二相位的所述第一加法器的输出进行相加，并输出所述控制输入，
所述的第一相位与所述的第二相位不同。
12.如权利要求8所述的控制装置，其特征在于，
所述第二加法器将所述周期的第一相位的所述重复控制器的输出与所述周期的第二相位的所述第一加法器的输出进行相加，并输出所述控制输入，
所述第一相位与所述第二相位不同。
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