CN105027422A - 旋转电机控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供旋转电机控制装置，不管旋转电机的动作状态如何，都高精度地推断磁极位置。具备：高速区域位置运算部(3)，其基于感应电压来运算转子的磁极位置；低速区域位置运算部(5)，其对旋转电机施加高频的观测信号并运算磁极位置；以及切换部(1)，其在高速区域位置运算部(3)的高速区域运算模式和低速区域位置运算部(5)的低速区域运算模式的至少2个模式之间切换运算模式。切换部(1)在由转速以及转矩规定的高速旋转区域(RH)，应用高速区域运算模式，在低速旋转区域(RL)应用低速区域运算模式。切换部将高速旋转区域(RH)和与其相比低速侧的区域的边界即高速区域侧边界(HB)、以及低速旋转区域(RL)和与其相比高速侧的区域的边界即低速区域侧边界(LB)的双方，设定为在转矩相对较高的情况下与转矩相对较低的情况相比转速成为较低的一侧。

Description

旋转电机控制装置

技术领域

本发明涉及对旋转电机进行矢量控制的旋转电机控制装置。

背景技术

作为永磁式同步旋转电机例如3相同步马达的控制方法，已知有被称为矢量控制的控制方法。在矢量控制中，将流入马达的3相定子线圈的马达电流坐标转换为作为配置于转子的永磁所产生的磁场的方向的d轴、和与该d轴正交的q轴的2相的矢量分量并进行反馈控制。为了该坐标转换，需要高精度地检测转子的位置(磁极位置)。在多数情况下，磁极位置检测利用分解器等旋转传感器。但是，有以降低成本等为目的，不使用那样的旋转传感器，而是基于与磁极位置相应的电气现象，来进行电检测磁极位置的无传感器磁极检测的情况。例如，能够利用通过转子的旋转产生的感应电动势来电检测磁极位置。但是，由于该方法在转子停止的情况下、或以非常低速旋转的情况下，不产生感应电动势，或感应电动势很小，所以不能高精度地检测磁极位置。因此，也提出了向马达给予高频电流、高频电压根据其响应来推断磁极位置的方法。

像这样，欲以利用感应电动势的方法以及施加高频的方法的任意一种方法，换句话说，以单一的方法来决定磁极位置(或者旋转的dq轴坐标系的相位)，则在高速旋转区域(旋转频率的高频率区域)、或者低速旋转区域(旋转频率的低频率区域)中精度降低。在日本特开平10－94298号公报(专利文献1)中，提出了应对与无传感器磁极检测相关的这样的问题的技术。根据专利文献1，使用低频率区域用的相位决定方法和高频率区域用的相位决定方式两种相位决定方式分别生成相位，并对这两种相位在频率上加权平均，来作为dq轴坐标系的相位。

若应用专利文献1的技术，通过采取在频率上加权平均，根据旋转频率以一定的比率切换两种相位决定方式，基于两种方式内适合旋转频率的方式来决定相位。但是，在低频率区域使用的方式(例如，对马达施加高频电流、高频电压的方式)、以及在高频率区域使用的方式(例如，利用感应电动势的方式)根据马达的转矩均有磁极位置的推断的推断精度发生变化的趋势。因此，只是基于旋转频率，来切换相位决定方式，或决定加权平均的权重，并不能充分确保相位决定(磁极位置的推断)的精度。

专利文献1:日本特开平10－94298号公报

鉴于上述背景，希望不管旋转电机的动作状态如何，都高精度地推断磁极位置的技术的提供。

发明内容

鉴于上述技术问题的本发明所涉及的旋转电机控制装置的特征结构在于以下的点，

是将具备以具有磁性凸极性的方式配置了永磁的转子的旋转电机作为控制对象，并在作为上述永磁所产生的磁场的方向的d轴和与该d轴正交的q轴的dq轴矢量坐标系中，基于电流指令与来自上述旋转电机的反馈电流的偏差来反馈控制上述旋转电机的旋转电机控制装置，具备：

高速区域位置运算部，其基于上述旋转电机所产生的感应电压来运算上述转子的磁极位置；

低速区域位置运算部，其对上述旋转电机施加高频的观测信号，并基于作为针对该观测信号的响应分量包含于上述反馈电流的高频分量来运算上述转子的磁极位置；以及

切换部，其在通过上述高速区域位置运算部运算上述磁极位置的高速区域运算模式、和通过上述低速区域位置运算部运算上述磁极位置的低速区域运算模式的至少2个模式之间，切换运算上述转子的磁极位置的运算模式，

上述切换部被构成为设定由上述旋转电机的转速以及转矩规定的高速旋转区域和由上述旋转电机的转速以及转矩规定并且被规定在与该高速旋转区域相比上述转速低的一侧的低速旋转区域，在上述高速旋转区域应用上述高速区域运算模式，在上述低速旋转区域应用上述低速区域运算模式，并且将与上述高速旋转区域相比上述转速低的一侧的区域与上述高速旋转区域的边界即高速区域侧边界、以及与上述低速旋转区域相比上述转速高的一侧的区域与上述低速旋转区域的边界即低速区域侧边界双方，设定为上述转矩相对较高的情况下与上述转矩相对较低的情况相比上述转速成为较低的一侧。

根据该特征结构，由于具备高速区域位置运算部和低速区域位置运算部，能够在适合各个运算部的转速区域推断磁极位置。并且，由于切换部在运算这些磁极位置的至少2个模式之间，切换运算模式，所以能够遍及较宽的转速区域进行精度较高的磁极位置的推断。另外，在切换部设定有低速旋转区域和高速旋转区域，但这些旋转区域并不是单纯地仅对应转速来设定的，也对应转矩来设定。在高速区域位置运算部的磁极位置的推断中，例如在以输出转矩成为最大的方式控制旋转电机的情况下(实施最大转矩控制的情况下)，用于推断磁极位置的感应电压也增加，推断精度提高。换句话说，在高速区域位置运算部的磁极位置的推断中，与低转矩的情况相比，高转矩的情况一方的推断精度进一步提高。

另一方面，在低速区域位置运算部的磁极位置的推断中，由于以下叙述的理由，与高转矩的情况相比，低转矩的情况一方的运算更加稳定。为了饱和特性的表现，存在作为转子的电感定义动态电感的情况。例如在实施最大转矩控制的情况下，若转矩增大则q轴电流增加而q轴的磁通逐渐接近饱和区域。由于动态电感通过微分来表示，所以若q轴电流增加而接近饱和区域则接近“0”。换句话说，随着转矩增大，q轴的动态电感变小。凸极比由q轴的动态电感除以d轴的动态电感来表示。由于随着q轴的动态电感变小，凸极比变小，所以进行利用了凸极性的磁极位置的推断的情况下的稳定性降低。换句话说，在低速区域位置运算部的磁极位置的推断中，即使转速相同，与高转矩的情况相比低转矩的情况的一方的推断精度进一步提高。

如上述那样，在切换部中，设定有低速旋转区域和高速旋转区域，但这些旋转区域并不是单纯地仅对应转速来设定的，也对应转矩来设定。具体而言，以在转矩相对较高的情况下与转矩相对较低的情况相比，转速成为较低的一侧的方式，设定有高速区域侧边界以及低速区域侧边界的双方。因此，将转速较高的一侧，并且转矩较高的一侧的区域作为应用区域来执行高速区域位置运算部的磁极位置的推断，将转速较低的一侧，并且转矩较低的一侧的区域作为应用区域来执行低速区域位置运算部的磁极位置的推断。其结果，由于通过切换部以2个运算部的每一个运算部都能够更加稳定地推断磁极位置的方式，设定每一个运算部的应用区域，所以能够以较高的精度，进行磁极位置的推断。像这样，根据本特征结构，不管旋转电机的动作状态如何，都能够高精度地推断磁极位置。

旋转电机所产生的感应电压主要由于转子的旋转在定子上产生。因此，作为一个方式，本发明的旋转电机控制装置优选上述高速区域位置运算部被构成为基于至少通过上述转子的旋转在上述定子上产生的感应电压来运算上述转子的磁极位置。

另外，为了提高高速区域运算模式的磁极位置的推断精度，优选适当地进行在旋转电机上产生的感应电压的确定。因此，作为一个方式，优选上述高速区域位置运算部被构成为通过使用了扩展感应电压的扩展感应电压模型来运算上述转子的磁极位置，该扩展感应电压根据由于利用d轴电流在上述转子上产生的磁通的旋转而产生的感应电压、由于流过定子侧的q轴的电感的电流的变化量而产生的感应电压、由于上述永磁的磁通的旋转而产生的感应电压来计算。根据该结构，与使用了一般的感应电压模型的磁极位置的运算相比，能够进行更加高精度的磁极位置的推断。

如上述那样，切换部以在高速旋转区域应用高速区域运算模式，在低速旋转区域应用低速区域运算模式的方式，切换运算模式。若高速旋转区域与低速旋转区域的边界是固定的，则在该边界附近转速发生了变化时，也有频繁地切换运算模式，磁极位置的推断结果产生摆动的可能性。因此，优选在该边界设定有磁滞回线。作为一个方式，本发明所涉及的旋转电机控制装置优选上述高速区域位置运算部以及上述低速区域位置运算部运算上述转子的转速，在上述高速区域侧边界设定比由于在上述高速区域运算模式下运算的上述磁极位置的误差而产生的上述转速的误差大的磁滞回线，在上述低速区域侧边界设定比由于在上述低速区域运算模式下运算的上述磁极位置的误差产生的上述转速的误差大的磁滞回线。

在从未进行低速区域位置运算部的磁极位置的推断的运算模式向进行低速区域位置运算部的磁极位置的推断的运算模式的切换时，有用于对旋转电机施加高频的观测信号，并对其响应分量进行信号处理的时滞。因此，在实际进行磁极位置的推断之前，施加并准备观测信号，从而在该切换时，也能够抑制迷失被推断的磁极位置。作为一个方式，本发明所涉及的旋转电机控制装置优选设定高频施加区域，该高频施加区域与对于上述低速区域侧边界来说上述转速高的一侧邻接，执行在与上述低速旋转区域相比上述转速高的一侧的区域应用的上述运算模式，并且对上述旋转电机施加上述观测信号。

附图说明

图1是示意性地表示旋转电机控制装置的结构的一个例子的框图

图2是表示由转速以及转矩规定的旋转特性映射的一个例子的图

图3是表示由转速以及转矩规定的旋转特性映射的一个例子的图

图4是表示由转速以及转矩规定的旋转特性映射的一个例子的图

图5是示意性地表示低速区域位置运算部的结构的一个例子的框图

图6是表示dq轴矢量坐标系和δγ轴矢量坐标系的关系的图

图7是表示αβ轴矢量坐标系和dq轴矢量坐标系的关系的图

具体实施方式

以下，基于附图对本发明的实施方式进行说明。如图1所示，旋转电机控制装置是具备不使用分解器等旋转传感器，而是利用所谓的无传感器来检测交流的旋转电机30的旋转状态(磁极位置、转速)的功能的控制装置。在本实施方式中，旋转电机30是内埋式永磁同步马达(interior permanent magnet synchronous motor:IPMSM)，具有转子的永磁的N极方向的磁特性和在电性上与其垂直的方向(在电气角上错开90°的方向)的与磁特性不同的凸极性(包括反凸极性)。虽然详细内容后述，但在本实施方式中马达控制装置利用该凸极性，即使在旋转电机30停止时、低速旋转时也通过无传感器判定磁极位置、磁极的方向、转速等旋转状态。因此，本发明也能够应用于具有凸极性的其他方式的旋转电机，例如，同步磁阻马达。另外，当然，旋转电机30也包含马达(电动机)、发电机(Generator)、以及根据需要起到马达以及发电机双方的功能的电动发电机的任意一个。

如图1所示，旋转电机控制装置具备变频器控制部10、旋转状态信息运算部7而构成。变频器控制部10以及旋转状态信息运算部7构成为微型计算机等以逻辑电路为核心部件来构建的ECU(electroniccontrol unit：电子控制单元)。变频器控制部10进行使用了矢量控制法的电流反馈控制，经由变频器23对旋转电机30进行驱动控制。变频器控制部10以及旋转状态信息运算部7具有各种功能部而构成，各功能部通过微型计算机等的硬件和软件(程序)的配合来实现。

与变频器23连接的直流电源21是蓄电池等能够充电的二次电池。变频器23被由变频器控制部10提供的开关控制信号S开关控制，在直流与交流之间转换电力。例如，变频器23将直流电源21的直流电力转换为3相交流并供给至旋转电机30。另外，变频器23将旋转电机30作为发电机发挥功能时发出的交流电力转换为直流并供给至直流电源21。

变频器23具有多个开关元件而构成。开关元件优选应用IGBT(insulated gate bipolar transistor：绝缘栅双极晶体管)、MOSFET(metal oxide semiconductor field effect transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)等。另外，也优选代替这些Si(硅)器件，将SiC－MOSFET、SiC－SIT(static induction transistor：静电感应晶体管)等SiC(碳化硅)器件应用于开关元件。在直流与多相交流(这里是3相交流)之间进行电力转换的变频器23由具有与被广泛熟知的多相(这里是3相)的每一相对应的数量的桥臂的电桥电路构成。换句话说，在变频器23的直流正极侧(正极电源线)与直流负极侧(负极电源线)之间以串联的方式连接2个开关元件构成一个桥臂。在这里，将与正极电源线连接的开关元件称为上段侧开关元件，将与负极电源线连接的开关元件称为下段侧开关元件。

在多相交流是3相交流的情况下，并列连接3个该串联电路(一个桥臂)。换句话说，在与旋转电机30的U相、V相、W相对应的定子线圈的每一个线圈上构成一组串联电路(桥臂)所对应的电桥电路。成为对的各相的开关元件的串联电路(桥臂)的中间点，换句话说，上段侧开关元件与下段侧开关元件的连接点分别与旋转电机30的定子线圈连接。另外，开关元件分别以并联的方式连接续流二极管(再生二极管)。

变频器23经由未图示的驱动电路与变频器控制部10连接，根据变频器控制部10所生成的开关控制信号S进行开关动作。驱动电路具备电压转换电路、绝缘电路等，是将变频器控制部10所生成的开关控制信号S中转到开关元件的控制端子(栅极端子、基极端子等)的电路。例如，在旋转电机30是车辆的驱动力源的情况等，直流电源21是高电压，变频器23的各开关元件开关高电压。像这样，被输入至开关高电压的元件的控制端子的脉冲状的驱动信号(控制信号)的高电平与低电平的电位差是远远高于微型计算机等一般的电子电路的动作电压的电压。因此，控制信号在经由驱动电路被电压转换、绝缘后，输入至变频器23的各开关元件。

像这样旋转电机30经由被变频器控制部10开关控制的变频器23，以规定的输出转矩以及转速驱动。此时，流入旋转电机30的各定子线圈的电流的值被反馈到变频器控制部10。变频器控制部10对与电流指令(Id*、Iq*)的偏差执行PI控制(比例积分控制)、PID控制(比例积分微分控制)来驱动控制旋转电机30。为了实现该反馈控制，通过电流传感器9检测流过设置在变频器23的各相桥臂与旋转电机30的各相定子线圈之间的母线等导体的电流(Iu、Iv、Iw)。在图1中，例示有电流传感器9对母线等交流电力线以非接触的方式检测交流电流的非接触电流传感器的方式。另外，在本实施方式中，例示有对3相全部配置电流传感器9的方式，但由于3相各相的电流平衡瞬时值为0，所以也可以是仅检测2相的电流值通过运算求剩余的1相的结构。

在这里，对变频器控制部10的矢量控制简单地进行说明。该矢量控制中的矢量空间(坐标系)是作为配置于旋转电机30的转子的永磁所产生的磁场的方向的d轴和与该d轴电正交的q轴的dq轴矢量坐标系(dq轴矢量空间)。在本实施方式中变频器控制部10具备转矩指令运算部11、转矩控制部12(电流指令运算部)、电流控制部13(电压指令运算部)、调制控制部14、以及3相2相坐标转换部15而构成。

在本实施方式中，转矩指令运算部11基于来自未图示的上位的ECU等的速度指令ω*以及实际的转速，来运算转矩指令T*(目标转矩)。另外，在本实施方式中，由于不使用分解器等旋转传感器而是通过无传感器来检测旋转电机30的旋转，所以实际的转速是由旋转状态信息运算部7推断的推断转速，如图1所示是带有＾(帽子)的ω(为了方便，在文中中记作ω＾。)。转矩控制部12根据转矩指令T*设定矢量控制的电流指令Id*、Iq*。电流指令Id*、Iq*与上述的dq轴矢量坐标系对应地设定。

电流控制部13例如PI控制dq轴矢量坐标系中的电流指令Id*、Iq*与反馈电流Id、Iq的偏差，运算dq轴矢量坐标系中的电压指令Vd*、Vq*。反馈电流Id、Iq是将流入旋转电机30的各定子线圈的3相电流的检测值通过3相2相坐标转换部15坐标转换并反馈到2相的dq轴矢量坐标系的值。电压指令Vd*、Vq*在调制控制部14中被坐标转换为3相的电压指令。另外，调制控制部14基于该3相的电压指令例如通过PWM(pulse width modulation：脉冲宽度调制)生成开关控制变频器23的开关控制信号S。

调制控制部14以及3相2相坐标转换部15中的坐标转换基于转子的磁极位置θ来进行。换句话说，为了矢量控制旋转电机30，需要现实的3相空间与2相的dq轴矢量坐标系之间的相互的坐标转换。因此，需要高精度地检测转子的磁极位置θ。在本实施方式中，不用具备分解器等旋转检测装置，采用推断转子的磁极位置θ的无传感器控制。因此，磁极位置θ是推断磁极位置，如图1所示是带有＾的θ(为了方便，在文中记作θ＾。)。

在旋转电机30旋转中，由于反馈电流Id、Iq包含感应电动势的脉动分量，所以能够通过检测该脉动分量来运算转速ω(推断转速ω＾)，能够根据该推断转速ω＾来运算磁极位置θ(推断磁极位置θ＾)。另一方面，在旋转电机30停止时当然也不产生感应电动势。另外，在旋转电机30以低速旋转时，感应电动势也变小，反馈电流Id、Iq所包含的脉动分量也变小。因此，在转速ω(ω＾)以及磁极位置θ(θ＾)的运算中，需要使用其它的方法。例如，在旋转电机30停止中或者以低速旋转中的情况下，能够对旋转电机30施加成为电刺激的高频的观测信号(观测电流或者观测电压)，并根据其响应来运算转速ω(ω＾)以及磁极位置θ(θ＾)。

如图1所示，在本实施方式中，具备在能够主要利用感应电动势(感应电压)的高速旋转区域中运算转速ω(ω＾_H)以及磁极位置θ(θ＾_H)的高速区域位置运算部3、和主要使用高频的观测信号在低速旋转区域中运算转速ω(ω＾_L)以及磁极位置θ(θ＾_L)的低速区域位置运算部5这2个位置运算部。如后述那样通过切换部1对高速区域位置运算部3的运算结果(ω＾_H以及θ＾_H)和低速区域位置运算部5的运算结果(ω＾_L以及θ＾_L)进行选择或合成，利用在转矩指令运算部11、调制控制部14、3相2相坐标转换部15中。另外，切换部1控制开关2，也进行是否施加高频的观测信号(这里是“Vd_h*”)的切换。

图2～图4示意性地示有由旋转电机30的转速(转速[rpm])以及转矩[Nm]规定的旋转特性映射。图中，“RL”表示低速旋转区域，“RH”表示高速旋转区域。另外，“RB”表示低速旋转区域RL与高速旋转区域RH的边界区域，“BL”表示低速旋转区域RL与比其高速的旋转区域的边界、高速旋转区域RH与比其低速的旋转区域的边界。在区分这些边界的情况下，将与低速旋转区域RL相比转速高的一侧的区域与低速旋转区域RL的边界称为低速区域侧边界LB。另外，将与高速旋转区域RH相比转速低的一侧的区域与高速旋转区域RH的边界称为高速区域侧边界HB。

边界BL为了在切换部1的切换时，转速ω(ω＾)以及磁极位置θ(θ＾)的值不产生摆动，能够具有磁滞回线。例如，在图1中优选转速[rpm]从低速变化到高速的情况下，在更高速侧的边界BL(高速区域侧边界HB)，切换为高速区域位置运算部3的运算，在从高速变化到低速的情况下，在更低速侧的边界BL(低速区域侧边界LB)，切换为低速区域位置运算部5的运算。此时，能够将被2个边界BL(LB、HB)夹持的区域称为边界区域RB。另外，作为一个方式，优选在高速区域侧边界HB，设定比在高速区域位置运算部3的高速区域运算模式下运算的转速ω(ω＾_H)的误差大的磁滞回线，在低速区域侧边界LB，设定比在低速区域位置运算部5的低速区域运算模式下运算的转速ω(ω＾_L)的误差大的磁滞回线。如图2的例子那样，在仅设定有低速区域侧边界LB和高速区域侧边界HB这2个边界BL的情况下，低速区域侧边界LB与高速区域侧边界HB之间的横轴方向的间隔(转速)也可以以比位置运算部(3、5)双方的转速ω(ω＾_L、ω＾_H)的误差大的方式设定。

另外，如上述那样，在低速区域位置运算部5的低速区域运算模式下，需要对旋转电机30施加成为电刺激的高频的观测信号(观测电流或者观测电压)，并根据其响应运算转速ω(ω＾)以及磁极位置θ(θ＾)。换句话说，需要等待来自旋转电机30的响应的期间。因此，需要从开始低速区域运算模式之前，就开始高频的观测信号(观测电流或者观测电压)的对旋转电机30的施加。换句话说，在开始低速区域运算模式之前，需要准备期间，设定作为旋转区域的准备区域。该准备区域以与对于低速区域侧边界LB来说转速高的一侧邻接的方式设定。优选将准备区域设定为执行在与低速旋转区域RL相比转速高的一侧的区域应用的运算模式，并且对旋转电机30施加观测信号的高频施加区域。例如，在转速从高速变化到低速的情况下，能够将上述的边界区域RB用作作为该准备区域的高频施加区域。

在上述说明中，例示了边界BL具有磁滞回线的方式，但在转速ω(ω＾)以及磁极位置θ(θ＾)的值所产生的摆动在实用上没有问题的情况下，当然也可以不设置磁滞回线。图3例示有那样的未设定磁滞回线的情况的边界BL。另外，边界BL没必要是连续的直线、曲线，也可以是图3中用虚线所示的那样的阶梯状。

另外，除了低速区域位置运算部5的低速区域运算模式、以及高速区域位置运算部3的高速区域运算模式以外，例如，也可以执行使用了低速区域位置运算部5以及高速区域位置运算部3的边界运算模式。换句话说，也可以在图2所示的低速旋转区域RL执行低速区域运算模式，在高速旋转区域RH执行高速区域运算模式，在边界区域RB执行边界运算模式。作为一个方式，优选在边界运算模式下，根据低速区域位置运算部5的运算结果(ω＾_L以及θ＾_L)与高速区域位置运算部3的运算结果(ω＾_H以及θ＾_H)的与转速相应的加权平均，来求转速ω(ω＾)和磁极位置θ(θ＾)。

另外，此时，优选在从高速区域运算模式向边界运算模式的移动之前，设置用于开始低速区域位置运算部5的运算的准备期间。即，优选对执行低速区域位置运算部5的运算的旋转区域与比该旋转区域高速侧的边界，以与转速高的侧邻接的方式设置准备区域。如上述那样，在该准备区域设定有高频施加区域，该高频施加区域执行在比执行低速区域位置运算部5的运算的旋转区域转速高的一侧的区域应用的运算模式(例如高速区域运算模式)，并且对旋转电机30施加观测信号。

并且，在这种情况下，也可以以具有磁滞回线的方式设定有从低速区域运算模式、高速区域运算模式移至边界运算模式的边界BL、从边界运算模式移至低速区域运算模式、高速区域运算模式的边界BL。例如，如图4所示，设定第一边界BL1、第二边界BL2、第三边界BL3、第四边界BL4。在转速升高的情况下，在第二边界BL2，开始从低速区域运算模式向边界运算模式的移动，在第四边界BL4从边界运算模式移至高速运算模式。即，在转速升高的情况下，转速小于第二边界BL2的区域是执行低速区域运算模式的低速旋转区域(RL)，第二边界BL2以上且小于第四边界BL4的区域是执行边界运算模式的边界区域(RB)，第四边界BL4以上的区域是执行高速区域运算模式的高速旋转区域(RH)。

在转速降低的情况下，在第三边界BL3，开始从高速区域运算模式向边界运算模式的移动，在第一边界BL1从边界运算模式移至低速区域运算模式。即，在转速降低的情况下，转速是第三边界BL3以上的区域是执行高速区域运算模式的高速旋转区域(RH)，小于第三边界BL3且是第一边界BL1以上的区域是执行边界运算模式的边界区域(RB)，小于第一边界BL1的区域是执行低速区域运算模式的低速旋转区域(RL)。

以上，参照图2～图4，对与运算旋转状态信息(推断转速ω＾、推断磁极位置θ＾)的运算模式的切换有关的各种方式进行了说明，但旋转状态信息运算部7至少具备低速区域位置运算部5和高速区域位置运算部3这2个位置运算部而构成。另外，在旋转状态信息运算部7中，执行通过高速区域位置运算部3至少运算磁极位置θ(θ＾)的高速区域运算模式和通过低速区域位置运算部5至少运算磁极位置θ(θ＾)的低速区域运算模式至少2个模式。切换部1在这些至少2个模式之间切换运算模式。

如上述那样，在该切换时设定边界BL，但以在由旋转电机30的转速(转速[rpm])以及转矩[Nm]规定的旋转特性映射中，在转矩相对较高的情况下与转矩相对较低的情况相比转速成为较低的一侧的方式设定该边界BL。即，切换部1被构成为设定由旋转电机30的转速以及转矩规定的高速旋转区域RH和被规定在比该高速旋转区域RH转速低的一侧的低速旋转区域RL，在高速旋转区域RH应用高速区域运算模式，在低速旋转区域RL应用上述低速区域运算模式。另外，切换部1与设定旋转区域一起，以在转矩相对较高的情况下与转矩相对较低的情况相比转速成为较低的一侧的方式设定比高速旋转区域RH转速低的一侧的区域与高速旋转区域RH的边界即高速区域侧边界HB、以及比低速旋转区域RL转速高的一侧的区域与低速旋转区域RL的边界即低速区域侧边界LB双方的边界BL。当然，边界BL没必要是如图2、图4那样的连续的直线、曲线，也可以是图3中用虚线所示的阶梯状。

以下，对高速区域位置运算部3以及低速区域位置运算部5的旋转状态信息的运算方法进行说明。高速区域位置运算部3基于旋转电机30所产生的感应电压来运算上述转子的磁极位置θ(θ＾)。旋转电机30所产生的感应电压主要由于转子的旋转在定子上产生。因此，高速区域位置运算部3也可以至少基于由于旋转电机30的转子的旋转在定子上产生的感应电压来运算转子的磁极位置θ(θ＾)。作为这样的运算方法，例如，能够使用基于一般的感应电压模式(使用下述式(1)的模式)的运算方法。但是，在本实施方式中，为了进一步提高磁极位置的推断精度，高速区域位置运算部3通过使用了扩展感应电压的“扩展感应电压模型”来运算转子的磁极位置θ(θ＾)，该扩展感应电压对由于利用d轴电流在转子上产生的磁通的旋转而产生的感应电压、由于流入定子侧的q轴的电感的电流的变化量而产生的感应电压、由于永磁的磁通的旋转而产生的感应电压进行合计所得的。在具有磁性凸极性的旋转电机的旋转坐标系(dq轴矢量坐标系)中的一般的电路方程式通过下述式(1)来表示。在这里，p是微分运算符，Ld、Lq分别是d轴电感以及q轴电感，K_E是感应电压常量。

[公式1]

$\left[\begin{array}{c}Vd\\ Vq\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+pLd& -\mathrm{\ω}Lq\\ \mathrm{\ω}Ld& R+pLq\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}Id\\ Iq\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ {\mathrm{\ωK}}_E\end{array}\right]\mathrm{...}\left(1\right)$

若基于使用了该式(1)的模式(一般的感应电压模式)，运算旋转状态信息构成无传感器控制，则由于存在取决于旋转电机的式样导致推断精度的降低的情况，所以在通用性的点上并不充分。有关该技术性背景，由于在市川真士等的论文“基于扩展感应电压模式的凸极方永磁同步马达的无传感器控制(Sensorless Controls of Salient-Pole PermanentMagnet Synchronous Motors Using Extended Electromotive ForceModels,T.IEE Japan,vol.N0.12,2002)”中很详细，所以在这里省略详细的说明。根据该论文，式(1)所包含的位置信息能够视为d轴与q轴的差异。换句话说，式(1)的右边第一项的矩阵的对角分量以及逆对角分量的电感的差异和右边第二项的感应电压项包含位置信息。若将该位置信息总结为一个，则式(1)能够改写为下述式(2)。对“Iq”附加的“·”意味着“Iq”的时间微分，由于仅对带有点的变量作用微分，所以作成与式(1)的微分运算符p相区别的标记。

[公式2]

$\left[\begin{array}{c}Vd\\ Vq\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+pLd& -\mathrm{\ω}Lq\\ \mathrm{\ω}Lq& R+pLd\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}Id\\ Iq\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \left(Ld-Lq\right)\left(\mathrm{\ω}Id-\stackrel{\·}{I}q\right)+{\mathrm{\ωK}}_E\end{array}\right]\mathrm{...}\left(2\right)$

将式(2)所示的电压方程式称为“扩展感应电压模型”，将式(2)的第二项如下述式(3)那样，定义为“扩展感应电压”。

[公式3]

$\left[\begin{array}{c}Ed\\ Eq\end{array}\right]=\left\{\left(Ld-Lq\right)\left(\mathrm{\ω}Id-\stackrel{\·}{I}q\right)+{\mathrm{\ωK}}_E\right\}\left[\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right]\mathrm{...}\left(3\right)$

式(3)的右边第一项“(Ld－Lq)ωId”表示由于d轴电流在转子上产生的磁通的旋转而产生的感应电压。式(3)的右边第二项“(Ld－Lq)ωIq”表示由于流入定子侧的q轴的电感的电流的变化量而产生的感应电压。式(3)的右边第三项“ωKE”表示由于安装于转子的永磁的磁通的旋转而产生的感应电压。换句话说，旋转电机的永磁和电感中的位置信息全部集中为“扩展感应电压”。详细的说明由于在市川氏等的论文中很详细所以省略，但若将式(2)转换为对旋转电机的定子设定的固定坐标系(例如αβ轴矢量坐标系)，则不存在包含在磁极位置的推断时处理较困难的值(在论文中采用“2θ”)的项，所以使用于推断的运算变得容易。在使用了一般的感应电压模式的磁极位置的运算时产生使用近似的需要而具有降低推断精度的可能性，但在使用了扩展感应电压模式的情况下，无需近似，能够进行高精度的磁极位置θ(θ＾)、转速ω(ω＾)的推断。

低速区域位置运算部5对旋转电机30施加高频的观测信号，并基于作为针对该观测信号的响应分量包含于反馈电流而被反馈的高频分量来运算转子的磁极位置θ(θ＾)。如图5所示，低速区域位置运算部5例如具备观测指令生成部51、解调部52以及相位同步部53而构成。观测指令生成部51是生成对旋转电机30施加的高频的观测信号的功能部。在本实施方式中，生成与d轴电压指令Vd重叠的高频的观测信号(Vd_h*：V_ahcos(ω＾_ht))。

与该观测信号相应的坐标系是γδ轴矢量坐标系。如图6所示，在dq轴矢量坐标系与γδ轴矢量坐标系之间，存在“θ_h”(作为指令值是相位指令“θ_h*”)的相位差。针对作为指令值与电压指令重叠的相位差的响应分量被包含在来自旋转电机30的反馈电流中。

若在这里考虑对旋转电机30的定子设定的固定坐标系(αβ轴矢量坐标系)与dq轴矢量坐标系的关系，则dq轴矢量坐标系成为相对于该αβ轴矢量坐标系旋转的坐标系，磁极位置θ能够如图7所示定义为以αβ轴为基准的相位角“θ”。另外，转子的转速ω能够定义为相对于αβ轴矢量坐标系的dq轴矢量坐标系的转速ω。如本实施方式那样，在通过运算来推断磁极位置θ的情况下，不能够直接检测实际的dq轴矢量坐标系。因此，如在图7中通过带有＾(帽子)的dq轴所示的那样，设定基于通过运算推断出的磁极位置θ＾的推断dq轴矢量坐标系。以αβ轴为基准的转子的磁极位置被定义为如图7所示带有＾的“θ＾”，相对于αβ轴矢量坐标系的推断dq轴矢量坐标系的转速被定义为带有＾的“ω＾”。

如图7所示，通过将与实际的dq轴矢量坐标系和推断dq轴矢量坐标系的误差相当的Δθ设为0，推断dq轴矢量坐标系与实际的dq轴矢量坐标系一致。换句话说，由于通过将Δθ设为0，推断dq轴成为实际的dq轴，所以高精度地检测磁极位置。旋转状态信息运算部7根据该原理来运算磁极位置。

如图5所示，在本实施方式中，q轴反馈电流Iq(δ轴反馈电流Iδ)在解调部52中被解调为“εf”。解调部52具备高通滤波器52a、构成外差电路的核心的混频器52b、低通滤波器52c而构成。从q轴反馈电流Iq(δ轴反馈电流Iδ)中，利用通过高通滤波器52a来提取针对高频的观测信号的响应分量。

然而，在用于表示饱和特性的转子的电感中，针对转子的交链磁通Φ(Φd，Φq)，具有在下述式(4)中定义的动态电感和在下述式(5)中定义的静态电感。在这里，Ld_h：d轴的动态电感，Lq_h：q轴的动态电感，Ld_s：d轴的静态电感，Lq_s：q轴的静态电感。

[公式4]

${\mathrm{Ld}}_h=\frac{\∂\mathrm{\Φ}d}{\∂Id},{\mathrm{Lq}}_h=\frac{\∂\mathrm{\Φ}q}{\∂Iq}\mathrm{...}\left(4\right)$

[公式5]

${\mathrm{Ld}}_s=\frac{\mathrm{\Φ}d}{Id},{\mathrm{Lq}}_s=\frac{\mathrm{\Φ}q}{Iq}...\left(5\right)$

表示旋转电机30的磁性凸极性的凸极比由q轴的动态电感除以d轴的动态电感所得的值“Lq_h/Ld_h”来表示。另外，在磁极位置的推断中凸极比大于“1”为条件。而且，若将d轴与q轴的动态电感的平均值“ΣL”设为“(Ld_h+Lq_h)/2”，将d轴与q轴的动态电感的差分“ΔL”设为“(Ld_h－Lq_h)/2”，则通过高通滤波器52a后的δ轴反馈电流Iδ的高频分量“Iδ_h”通过下述式(6)来表示。

[公式6]

${\mathrm{I\δ}}_h=\left(\frac{-\mathrm{\Δ}L}{{\mathrm{\ΣL}}^2-{\mathrm{\ΔL}}^2}\right)\sin \left(2\mathrm{\Δ}\mathrm{\θ}\right)\left(\frac{V_{\mathrm{\ω}h}}{{\mathrm{\ω}}_k}{\mathrm{sin\ω}}_{h}t\right)\mathrm{...}\left(6\right)$

接下来，在高通滤波器52a中提取出的响应分量“Iδ_h”和由观测指令生成部51传递的观测指令的高频分量的正弦分量“sin(ω_ht)”通过混频器52b混合成为下述式(7)所示的“ε”。“A”以及“B”是系数。通过低通滤波器52c的“ε”成为下述式(8)所示的“εf”。

[公式7]

ε＝A·cos(2ω_ht)+B·sin(2Δθ)  …(7)

[公式8]

${\mathrm{\ϵ}}_f\≈\frac{V_{\mathrm{\ω}h}}{2{\mathrm{\ω}}_h}\left(\frac{-\mathrm{\Δ}L}{{\mathrm{Ld}}_h{\mathrm{Lq}}_h}\right)\mathrm{\Δ}\mathrm{\θ}\mathrm{...}\left(8\right)$

从图7中也可以清楚地看出，若式(8)的“Δθ”接近“0”，则推断dq轴矢量坐标系与dq轴矢量坐标系的误差变小。因此，在相位同步部53(PLL：phase locked loop(锁相环))中以“Δθ”成为“0”的方式执行PI控制。在本实施方式中，设置有第一PI控制部53a和第二PI控制部53b这2个PI控制部。PI控制的结果，求出推断转速“ω＾_L”。由于若对转速(角速度)进行积分则得到距离，即角度，所以通过将该推断转速“ω＾_L”在积分器53c中积分，求出推断磁极位置“θ＾L”。

如以上说明的那样，通过低速区域位置运算部5以及高速区域位置运算部3分别运算旋转状态信息。切换部1基于由旋转电机30的转速以及转矩规定的旋转特性映射(参照图2～图4等)切换运算模式，决定推断转速“ω＾”以及推断磁极位置“θ＾”。成为切换部1进行运算模式的切换的判定时的基准的转速可以是指令值“ω*”，也可以是推断转速“ω＾”。另外，成为基准的转速也可以是对指令值“ω*”应用考虑了控制系统的延迟的滤波器而得到的值。另外，成为切换部1进行运算模式的切换的判定时的基准的转矩并不限于转矩指令T*，也可以是根据d轴反馈电流Id(γ轴反馈电流Iγ)、q轴反馈电流Iq(δ轴反馈电流Iδ)通过运算求得的值。另外，成为基准的转矩也可以是对指令值“T*”应用考虑了控制系统的延迟的滤波器而得到的值。

如上述那样，本发明的旋转电机控制装置由于具备高速区域位置运算部3和低速区域位置运算部5，所以能够在适合各个运算部的转速区域推断磁极位置θ(θ＾)。在切换部1中，设定有低速旋转区域RL和高速旋转区域RH，但这些旋转区域并不是单纯地仅对应转速(转数)而设定的，也对应转矩来设定。这一点在如本实施方式那样，利用扩展感应电压模型构建高速区域位置运算部3，利用利用了磁性凸极性的高频响应构建低速区域位置运算部5的情况下，特别有用。以下，对其技术意义进行说明。

在扩展感应电压模型中，像表示式(1)～式(3)上述那样，包含有由于d轴电流在转子上产生的磁通的旋转而产生的感应电压。在以输出转矩成为最大的方式控制旋转电机30的情况下(实施最大转矩控制的情况下)，由于d轴电流也流过定子，所以用于推断磁极位置的感应电压也增加。换句话说，在高速区域位置运算部3的磁极位置的推断中，与低转矩的情况(转矩较小的情况)相比，高转矩的情况(转矩较大的情况)的一方的推断精度提高，且运算更加稳定。

另一方面，在低速区域位置运算部5的磁极位置θ(θ＾)的推断中，由于以下叙述的理由，与高转矩的情况(转矩较大的情况)相比，低转矩的情况(转矩较小的情况)的一方的推断精度提高，且运算更加稳定。在实施最大转矩控制的情况下，由于d轴电流一般为负值所以不管转矩的大小如何，d轴的动态电感“Ld_h”基本不发生变化。另一方面，若转矩增大则q轴电流增加而q轴的磁通逐渐接近饱和区域。由于动态电感是磁通的微分值，所以若q轴电流增加而接近饱和区域则q轴的动态电感“Lq_h”接近“0”。换句话说，随着转矩增大，q轴的动态电感“Lq_h”变小。

根据针对高频的观测信号的响应分量来推断磁极位置的方法，利用了旋转电机的磁性凸极性，如上述那样凸极比是“Lq_h/Ld_h”。由于随着q轴的动态电感“Lq_h”变小，凸极比变小，所以进行利用了凸极性的磁极位置的推断的情况下的稳定性降低。如上述那样，由于在磁极位置的推断中凸极比大于“1”成为条件，所以即使转速相同，若转矩增大而q轴的动态电感“Lq_h”变小则运算的稳定性降低。

如上述那样，在切换部1中，设定有低速旋转区域RL和高速旋转区域RH，但这些旋转域并不是仅单纯地对应转速来设定的，也对应转矩来设定。具体而言，将转速较高的一侧，并且转矩较高的一侧的区域作为应用区域来执行高速区域位置运算部3的磁极位置的推断，将转速较低的一侧，并且转矩较低的一侧的区域作为应用区域来执行低速区域位置运算部5的磁极位置的推断。其结果，由于通过切换部1设定2个运算部(3、5)的每一个运算部能够更加稳定地推断磁极位置的区域，所以能够以较高的精度进行磁极位置的推断。

另外，虽然高速区域位置运算部3的磁极位置的推断像上述那样在旋转电机30的转矩较高的一方更为优选，但并不是在转矩较低的情况下不能够推断。另一方面，低速区域位置运算部5的磁极位置的推断在转矩较高的情况下，存在凸极比低于“1”而不能够推断的可能性。因此，也可以不管转矩如何，将转速较高的一侧的全部区域作为应用区域来执行高速区域位置运算部3的磁极位置的推断，将转速较低的一侧，并且转矩较低的一侧的区域作为应用区域来执行低速区域位置运算部5的磁极位置的推断。即，也可以将转速较高的一侧的转矩较低的一侧以及较高的一侧双方的区域和在转速较低的一侧转矩较高的一侧的区域作为应用区域来执行高速区域位置运算部3的磁极位置的推断，将在转速较低的一侧转矩较低的一侧的区域作为应用区域来执行低速区域位置运算部5的磁极位置的推断。

另外，在通过低速区域位置运算部5推断磁极位置θ(θ＾)时，需要对电压指令Vd*重叠高频的观测指令。因此，切换部1在执行低速区域位置运算部5的运算时，切换开关2，使高频的观测指令与电压指令Vd*重叠。切换部1在不执行低速区域位置运算部5的运算时，切换开关2，将针对电压指令Vd*的重叠信号设定为“0”。

另外，优选如上述那样在边界区域RB执行边界运算模式，根据低速区域位置运算部5的运算结果(ω＾_L以及θ＾_L)与高速区域位置运算部3的运算结果(ω＾_H以及θ＾_H)的与转速相应的加权平均，来求出转速ω(ω＾)和磁极位置θ(θ＾)。优选该加权平均也在切换部1中执行。加权平均的具体的方法由于像专利文献1等所公开的那样是公知的所以省略详细的说明。

另外，在上述说明中，使用低速区域位置运算部5使观测信号与电压指令重叠的例子进行了说明，但低速区域位置运算部5的结构并不限于该方式。能够应用对旋转电机施加高频的观测信号，并根据其响应推断磁极位置各种方式。例如，也可以是将观测信号与电流指令重叠的方式。

本发明能够用于矢量控制旋转电机的旋转电机控制装置。

图中符号说明：

1…切换部；3…高速区域位置运算部；5…低速区域位置运算部；21…直流电源；30…旋转电机；BL…边界；BL1…第一边界(边界)；BL2…第二边界(边界)；BL3…第三边界(边界)；BL4…第四边界(边界)；HB…高速区域侧边界；Id…d轴反馈电流(反馈电流)；Iq…q轴反馈电流(反馈电流)；Iδ…δ轴反馈电流(反馈电流)；LB…低速区域侧边界；RH…高速旋转区域；RL…低速旋转区域；Vd…d轴电压指令；θ…磁极位置；θ＾…推断磁极位置(磁极位置)；ω…转速；ω＾…推断转速(转速)。

Claims (5)

1.一种旋转电机控制装置，是将具备以具有磁性凸极性的方式配置了永磁的转子的旋转电机作为控制对象，在所述永磁所产生的磁场的方向亦即d轴和与该d轴正交的q轴的dq轴矢量坐标系中，基于电流指令和来自所述旋转电机的反馈电流的偏差来反馈控制所述旋转电机的旋转电机控制装置，具备：

高速区域位置运算部，其基于所述旋转电机所产生的感应电压来运算所述转子的磁极位置；

低速区域位置运算部，其对所述旋转电机施加高频的观测信号，并基于作为针对该观测信号的响应分量而包含于所述反馈电流的高频分量来运算所述转子的磁极位置；以及

切换部，其在通过所述高速区域位置运算部运算所述磁极位置的高速区域运算模式、和通过所述低速区域位置运算部运算所述磁极位置的低速区域运算模式的至少2个模式之间，切换运算所述转子的磁极位置的运算模式，

所述切换部被构成为设定由所述旋转电机的转速以及转矩规定的高速旋转区域、和由所述旋转电机的转速以及转矩规定并且被规定在与该高速旋转区域相比所述转速低的一侧的低速旋转区域，在所述高速旋转区域应用所述高速区域运算模式，在所述低速旋转区域应用所述低速区域运算模式，并且将与所述高速旋转区域相比所述转速低的一侧的区域与所述高速旋转区域的边界即高速区域侧边界、和与所述低速旋转区域相比所述转速高的一侧的区域与所述低速旋转区域的边界即低速区域侧边界的双方设定为在所述转矩相对较高的情况下，与所述转矩相对较低的情况相比所述转速成为较低的一侧。

2.根据权利要求1所述的旋转电机控制装置，其中，

所述高速区域位置运算部至少基于由于所述转子的旋转而在所述定子上产生的感应电压来运算所述转子的磁极位置。

3.根据权利要求1或者2所述的旋转电机控制装置，其中，

所述高速区域位置运算部通过使用了扩展感应电压的扩展感应电压模型来运算所述转子的磁极位置，该扩展感应电压根据由于利用d轴电流在所述转子上产生的磁通的旋转而产生的感应电压、由于流入定子侧的q轴的电感的电流的变化部分而产生的感应电压、由于所述永磁的磁通的旋转而产生的感应电压来计算。

4.根据权利要求1～3中任意一项所述的旋转电机控制装置，其中，

所述高速区域位置运算部以及所述低速区域位置运算部运算所述转子的转速，

在所述高速区域侧边界，设定比由于在所述高速区域运算模式下运算的所述磁极位置的误差而产生的所述转速的误差大的磁滞回线，

在所述低速区域侧边界，设定比由于在所述低速区域运算模式下运算的所述磁极位置的误差而产生的所述转速的误差大的磁滞回线。

5.根据权利要求1～4中任意一项所述的旋转电机控制装置，其中，

设定高频施加区域，该高频施加区域与相对于所述低速区域侧边界所述转速高的一侧邻接，执行在与所述低速旋转区域相比所述转速高的一侧的区域应用的所述运算模式，并且对所述旋转电机施加所述观测信号。