CN108736786A - 电动机的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供能更恰当地减轻混叠的影响的电动机的控制装置。电动机(101)的控制装置中，三相/两相转换部(203)在每个作为载波周期的1/N倍(其中N为2以上的整数)的测定周期，输出N个d轴电流值及N个q轴电流值。平均值运算部(204)计算它们的平均值。差分运算部(205)计算第k个d轴电流值与d轴电流值的平均值之差来作为d轴电流差分，并且计算第k个q轴电流值与q轴电流值的平均值之差来作为q轴电流差分。滤波处理部(206)对各差分实施低通滤波处理，输出d轴电流校正值及q轴电流校正值。校正运算部(207)进行第k个的各电流值与各电流校正值的线性运算，输出完成校正的各电流值。

Description

电动机的控制装置

技术领域

本发明涉及电动机的控制装置，特别涉及对具备逆变器的电动机进行电流反馈控制的控制装置。

背景技术

在现在已知的电动机的控制装置中，利用各种传感器检测电动机与逆变器间的三相线的电流值和电动机的转子旋转位置，并以追随目标转矩的方式实施电流反馈控制。此时，控制装置通过PWM控制对逆变器进行控制，电流反馈控制利用矢量控制方法进行控制。在使用矢量控制方法时，将由设置于逆变器的三相交流侧的电流传感器检测到的三相电流值转换为与电动机的转子旋转位置同步的旋转坐标系中的d轴电流与q轴电流。

已知在微机等根据特定的周期来检测三相电流值时，若叠加于三相电流的电动机的基波频率的谐波分量(例如5次、7次、11次、13次、17次、19次等)与检测周期相一致，则检测到的电流值中会发生混叠。

对此，具有增加电流检测的次数，来减轻混叠的影响的方法(例如专利文献1)。专利文献1所记载的技术中，通过对以载波周期和载波周期的1/2倍周期检测到的多个电流进行平均，来重现受到混叠影响前的实际电流值。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第5252229号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

然而，现有技术具有如下问题，即：有时无法减轻混叠的影响。

例如，专利文献1的技术中，能求得电流的平均值，但仅仅平均值的话，对控制的应用有限，因此有时无法减轻混叠的影响。

本发明是为了解除上述问题点而完成的，其目的在于，提供一种能更恰当地减轻混叠的影响的电动机的控制装置。

解决技术问题所采用的技术方案

本发明所涉及的电动机的控制装置包括：驱动控制部，该驱动控制部通过控制对电动机进行供电的逆变器，来控制电动机的驱动；旋转角检测传感器，该旋转角检测传感器用于检测电动机的旋转位置；以及电流检测传感器，该电流检测传感器用于按三相分别检测通过电动机的电流的电流值，其中，驱动控制部包括：电流控制部，该电流控制部进行反馈控制，使得检测到的电流值追随电流指令值；信息存储部，该信息存储部存储与逆变器的开关周期即载波周期相等的第1控制周期及作为第1控制周期的1/N倍的第2控制周期，其中N为2以上的整数；测定控制部，该测定控制部在每个第2控制周期获取逆变器的三相电流值及电动机的旋转位置；以及电流处理部，该电流处理部进行与电流值相关的运算，电流处理部包括：三相/两相转换部，该三相/两相转换部对在每个第2控制周期获取到的连续的N个三相电流值及旋转位置进行三相/两相转换，输出N个d轴电流值及N个q轴电流值；平均值运算部，该平均值运算部计算N个d轴电流值的平均值及N个q轴电流值的平均值；差分运算部，该差分运算部计算N个d轴电流值中的在与第1控制周期相对应的定时获取到的第k个d轴电流值与d轴电流值的平均值之差，来作为d轴电流差分，并且计算N个q轴电流值中的第k个q轴电流值与q轴电流值的平均值之差，来作为q轴电流差分，其中k为满足1≤k≤N的整数；

滤波处理部，该滤波处理部对d轴电流差分及q轴电流差分实施低通滤波处理，输出d轴电流校正值及q轴电流校正值；以及校正运算部，该校正运算部进行第k个d轴电流值与d轴电流校正值的线性运算，输出完成校正的d轴电流值，并且进行第k个q轴电流值与q轴电流校正值的线性运算，输出完成校正的q轴电流值。

根据特定的方式，驱动控制部还包括PWM控制方法选择部，该PWM控制方法选择部对逆变器进行PWM控制并控制电动机，电流控制部根据PWM控制方法选择部的控制进行控制。

根据特定的方式，PWM控制方法选择部根据电动机的每个基波周期的载波周期的个数与电动机的转速中的至少一方来计算N。

根据特定的方式，低通滤波处理的响应性比电流控制部的响应性要低。

发明效果

根据本发明所涉及的电动机的控制装置，能更恰当地减轻混叠的影响。

附图说明

图1是表示包含本发明实施方式1所涉及的电动机的驱动控制装置的结构的概要框图。

图2是更详细地表示图1的电流处理部的结构的框图。

图3是表示图2的电流/旋转变压器角度获取部获得测定值的获取定时的图。

图4是表示由图2的电流/旋转变压器角度获取部按载波周期获取的d轴电流与按载波周期的1/N倍周期获取的d轴电流之间的关系的图。

图5是表示实施方式1中的非同步PWM控制与同步PWM控制的载波周期的图。

图6是表示实施方式1中不同的载波周期分割数N下的测定值的获取定时的图。

图7是表示实施方式1中的载波周期分割数N的计算方法的一个示例的图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。

实施方式1.

图1是表示包含本发明实施方式1所涉及的电动机101及其控制装置的结构的概要框图。本实施方式所涉及的电动机101及其控制装置用于电动车，但本发明并不限于电动车，只要是具有电动机与逆变器的工业产品，均能适用。例如，可以适用于混合动力汽车、电梯等。

电动机101将从后述的逆变器102输出的交流电作为输入，并输出轴转矩。本实施方式中，电动机101的输出轴与未图示的主传动齿轮相连接，未图示的轮胎经由该主传动齿轮被驱动，从而车辆进行推进。

逆变器102将从后述的直流电池103输出的直流电转换成交流电，并将转换后的电力提供给电动机101。逆变器102包括例如6个开关元件(例如IGBT)，通过由PWM信号生成器114运算得到的开关信号的导通及关断进行动作。

直流电池103由例如额定输出为100V的锂离子电池构成。

电动机101的控制装置包括与电动机101相连接的旋转变压器104。旋转变压器104是用于检测电动机101的旋转位置(例如转子的旋转角度)的旋转角检测传感器。旋转变压器104将检测出的旋转位置作为旋转变压器角度θ输出。

电动机101是三相电动机，电动机101的控制装置包括设置于电动机101的各相的电流传感器105。电流传感器105是用于分别按三相来检测通过电动机101的电流的电流值的电流检测传感器。本说明书中，作为通过电动机101的电流，分别以Iu、Iv、Iw来表示流过马达的三相电流值。此外，以Iuvw来表示上述三相电流值的组(矢量)。另外，本实施方式中，各相分别有一个电流传感器105，合计设置有3个电流传感器105，但在合计有两个电流传感器的情况下，也能获得与分别按三相来检测通过电动机101的电流的电流值的情况实质相同的效果。

电动机101的控制装置包括驱动控制装置106。驱动控制装置106是通过控制逆变器102来控制电动机101的驱动的驱动控制部。驱动控制装置106例如由包括处理器与存储器(也可以包含后述的信息存储部120)的计算机构成。该处理器与存储器进行协同工作，从而驱动控制装置106执行记载于本说明书中的处理，实现记载于本说明书中的功能。

驱动控制装置106基于来自车辆控制器110的转矩指令值Trq_ref、从旋转变压器104输出的旋转变压器角度θ、由电流传感器105检测出的三相电流值Iuvw，来计算电压指令值Vu、Vv、Vw。电压指令值Vu、Vv、Vw是成为开关信号的基准的指令值。

本实施方式中，驱动控制装置106包括转速运算部107(作为变形例，转速运算部107可以设置于驱动控制装置106的外部)。转速运算部107基于每单位时间的旋转变压器角度θ的变化，计算电动机101的转速Rev(例如转子的转速)。

本实施方式中，驱动控制装置106包括PWM控制方法选择部108(作为变形例，PWM控制方法选择部108可以设置于驱动控制装置106的外部)。PWM控制方法选择部108根据电动机101的转速Rev来选择性地决定是进行非同步PWM控制，还是进行同步PWM控制。PWM控制方法选择部108输出表示决定了进行哪一种控制的信号(PWM控制方法信号)PWM_Select。并且，在决定了进行同步PWM控制的情况下，PWM控制方法选择部108决定第1控制周期。第1控制周期例如等于载波周期。

载波周期是基于电动机101的基波周期而决定的周期，是逆变器102的开关周期。载波周期有时被决定为例如电动机101的基波周期的1/M(其中M为正的整数)。M的值可以是常数，也可以是根据转速Rev或其他条件计算或决定的变量。

PWM控制方法选择部108输出表示由此决定的载波周期的信号。本实施方式中，该信号是表示电动机101的一个基波周期所包含的控制脉冲的个数的控制脉冲数信号Pulse_Select。

由此，PWM控制方法选择部108决定是否进行基于载波周期的控制，并且在决定了进行基于载波周期的控制的情况下，决定载波周期。

驱动控制装置106包括电流处理部109。电流处理部109根据PWM控制方法选择部108的控制进行控制。例如，电流处理部109在基于PWM控制方法选择部108所选择的控制方法的处理定时(例如如后所述，在对载波周期进一步进行分割后的每个测定周期)，获取流过电动机101的各相的电流值Iu、Iv、Iw与旋转变压器角度θ。此外，电流处理部109计算d轴电流值Id与q轴电流值Iq，并进行输出。

本实施方式中，电动机101的控制装置包括车辆控制器110。车辆控制器110根据驾驶员的加速操作及车辆的速度，通过运算等决定对电动机101发出的转矩指令值Trq_ref。

本实施方式中，驱动控制装置106包括电流指令生成部111(作为变形例，电流指令生成部111可以设置于驱动控制装置106的外部)。电流指令生成部111基于转矩指令值Trq_ref和转速Rev，来计算能输出该转矩指令值Trq_ref的d轴电流指令值Id_ref及q轴电流指令值Iq_ref。

驱动控制装置106包括电流控制部112。电流控制部112根据PWM控制方法选择部108的控制进行与电流值相关的运算。尤其，电流控制部112实施电流控制运算，以使d轴电流值Id及q轴电流值Iq分别追随d轴电流指令值Id_ref及q轴电流指令值Iq_ref，计算并输出d轴电压指令值Vd_ref及q轴电压指令值Vq_ref。该动作等效于进行反馈控制，以使由电流传感器105检测出的电流值Iu、Iv、Iw追随d轴电流指令值Id_ref及q轴电流指令值Iq_ref。

本实施方式中，驱动控制装置106包括电压控制部113(作为变形例，电压控制部113可以设置于驱动控制装置106的外部)。电压控制部113将从电流控制部112输出的d轴电压指令值Vd_ref及q轴电压指令值Vq_ref转换成三相电压指令值Vu、Vv、Vw并进行输出。

电动机101的控制装置包括PWM信号生成器114。PWM信号生成器114基于三相电压指令值Vu、Vv、Vw，生成针对逆变器102的开关信号并进行输出。

驱动控制装置106包括信息存储部120。信息存储部120包括半导体或硬盘等存储介质，存储在驱动控制装置106内进行处理的信息。

图2是更详细地表示电流处理部109的结构的框图。本实施方式中，电流处理部109包括周期运算部201(作为变形例，周期运算部201可以设置于电流处理部109的外部)。周期运算部201计算或决定载波周期分割数N(其中N为2以上的整数)。本实施方式中，N基于从PWM控制方法选择部108输出的PWM控制方法信号PWM_Select及控制脉冲数信号Pulse_Select被计算或决定。

本实施方式中，电流处理部109包括电流/旋转变压器角度获取部202(作为变形例，电流/旋转变压器角度获取部202可以设置于电流处理部109的外部(但是在驱动控制装置106内))。电流/旋转变压器角度获取部202起到在每个规定的测定周期(第2控制周期)获取逆变器102的三相电流值Iu、Iv、Iw及电动机101的旋转变压器角度θ的测定控制部的功能。该获取例如通过接收从电流传感器105及旋转变压器104输出的测定信号来进行。基于例如从周期运算部201输出的载波周期分割数N来决定测定周期。作为更具体的示例，测定周期是载波周期的1/N倍。

例如，在选择了载波周期分割数N＝3的情况下，电流/旋转变压器角度获取部202对载波周期进行三等分，获取成为载波周期的1/3倍的每个测定周期的三相电流值Iu、Iv、Iw及旋转变压器角度θ，并读取到电流处理部109内。这里，将在每个测定周期中出现的N次的测定定时测定的U相的电流值分别表示为Iu(n)(其中n是满足1≤n≤N的整数)。同样，将V相的电流值表示为Iv(n)，将W相的电流值表示为Iw(n)，将旋转变压器角度表示为θ(n)。

在以下的说明中，将Iu(n)、Iv(n)、Iw(n)、θ(n)中在同一载波周期所包含的测定定时(但不包含载波周期的开始点)中最早的定时获取到的各值分别设为Iu(1)、Iv(1)、Iw(1)、θ(1)。即，在载波周期的终点获取到的各值成为Iu(N)、Iv(N)、Iw(N)、θ(N)。

另外，信息存储部120(图1)存储有载波周期与测定周期。例如，可以存储M及N的值，也可以存储与其对应的时间长度。

电流处理部109包括三相/两相转换器203(三相/两相转换部)。三相/两相转换器203对在每个测定周期获取到的连续的N个三相电流值Iu(n)、Iv(n)、Iw(n)及旋转变压器角度θ(n)进行三相/两相转换，输出N个d轴电流值Id(n)及N个q轴电流值Iq(n)。三相/两相转换例如利用下式来进行。

[数学式1]

电流处理部109包括平均值运算部204。平均值运算部204计算N个d轴电流值Id(n)的平均值和N个q轴电流值Iq(n)的平均值，输出平均d轴电流值Id_Ave及平均q轴电流值Iq_Ave。例如，在选择了载波周期分割数N＝3的情况下，平均d轴电流值Id_Ave作为

Id＿Ave＝(1/3)×{Id(1)+Id(2)+Id(3)}

被求得。平均q轴电流值Iq_Ave也同样。

电流处理部109包括差分运算部205。差分运算部205运算从三相/两相转换器203输出的N个d轴电流值Id(n)、q轴电流值Iq(n)中分别在第N个获取到的d轴电流值Id(N)、q轴电流值Iq(N)与从平均值运算部204输出的平均d轴电流值Id_Ave、平均q轴电流值Iq_Ave之差，并输出表示各个差的d轴电流差分Id_Delta、q轴电流差分Iq_Delta。例如，在选择了载波周期分割数N＝3的情况下，d轴电流差分Id_Delta成为

Id＿Delta＝Id＿Ave-Id(3)

。q轴电流差分Iq_Delta也同样。

另外，上述示例中，将最后获取的d轴电流值Id(N)及q轴电流值Iq(N)作为基准来计算差分，但成为基准的电流值根据载波周期的起点及终点的定义的不同而不同。根据更普通的表述，差分运算部205计算N个d轴电流值Id(n)中在与载波周期相对应的定时(具有与载波周期相同的周期的周期性定时。例如，可以是控制脉冲的电流微分值从负或0变为正的定时，可以是控制脉冲的电流微分值从正或0变为负的定时，也可以是其他的定时)获取到的d轴电流值(将其设为第k个d轴电流值Id(k)。其中，k是满足1≤k≤N的整数，上述具体例中k＝N)与平均d轴电流值Id_Ave之差，来作为d轴电流差分Id_Delta，并且计算N个q轴电流值Iq(n)中的第k个q轴电流值Iq(k)与平均q轴电流值Id_Ave之差，来作为q轴电流差分Iq_Delta。

电流处理部109包括滤波处理部206。滤波处理部206对从差分运算部205输出的d轴电流差分Id_Delta及q轴电流差分Iq_Delta分别实施低通滤波处理(例如一次低通滤波处理)，并输出d轴电流校正值Id_Fix及q轴电流校正值Iq_Fix。更严密而言，滤波处理部206对d轴电流差分Id_Delta的时间序列值及q轴电流差分Iq_Delta的时间序列值进行低通滤波处理，获取d轴电流校正值Id_Fix的时间序列值及q轴电流校正值Iq_Fix的时间序列值。低通滤波器的响应性可以设定为比电流控制部112的响应性要低。由此，能减轻对电流控制部112中的电流反馈控制的控制响应性的影响。

电流处理部109包括校正运算部207。校正运算部207利用从滤波处理部206输出的d轴电流校正值Id_Fix、q轴电流校正值Iq_Fix对从三相/两相转换器203输出的N个d轴电流Id(n)、q轴电流Iq(n)中在与电流控制部112的处理定时相同的(或最接近该定时的)载波周期获取到的d轴电流Id(k)、q轴电流Iq(k)进行校正运算，输出完成校正的d轴电流Id、q轴电流Iq。例如，在选择了载波周期分割数N＝3、电流控制部112的执行周期与载波周期相同的情况下，d轴电流Id成为

Id＝Id(3)+Id＿Fix

。q轴电流值Iq也同样。

根据更普通的表述，校正运算部207进行第k个d轴电流值Id(k)与d轴电流校正值Id_Fix的线性运算(上述示例中为加法，但可以是减法，也可以是其他的线性运算)，输出完成校正的d轴电流值Id，并且，进行第k个q轴电流值Iq(k)与q轴电流校正值Iq_Fix的线性运算(上述示例中为加法，但可以是减法，也可以是其他的线性运算)，输出完成校正的q轴电流值Iq。

图3是表示电流/旋转变压器角度获取部202获得测定值的获取定时的图。特别示出电流/旋转变压器角度获取部202中三相电流值Iuvw、旋转变压器角度θ的获取定时、及其他处理(例如三相/两相转换器203、平均值运算部204、差分运算部205、滤波处理部206、校正运算部207等的处理)的周期。

例如，作为本发明所未包含的比较例，在载波周期分割数N＝1的情况下，仅在每个载波周期获取三相电流值Iuvw、旋转变压器角度θ。另一方面，在如本发明那样载波周期的分割数N＝3的情况下，在载波周期的1/3倍的每个测定周期获取三相电流值Iuvw、旋转变压器角度θ。

另外，本实施方式中，对于电流/旋转变压器角度获取部202中获取到的N个三相电流值Iuvw(n)、旋转变压器角度θ(n)，从三相/两相转换器203到校正运算部207一并进行处理，但上述一系列的处理也可以在每个载波周期进行处理，也可以按例如比载波周期要长的周期进行处理。

图4是表示由图2的电流/旋转变压器角度获取部按载波周期获取的d轴电流与按载波周期的1/N倍周期获取的d轴电流之间的关系的图。其示出平均值运算部204及差分运算部205中N个d轴电流值及N个q轴电流值的运算处理的一个示例。该示例的d轴电流中叠加有电动机的基波频率的6倍的谐波分量。该图是电动机101的转速较高时的示例，叠加有谐波分量的d轴电流的周期与载波周期相一致。一般而言，可以认为叠加于dq轴电流的因电动机的基波频率而引起的谐波为6倍、12倍、18倍等。已知这些电动机的谐波分量的振幅及相位因电动机的特性的不同而不同。例如，在某个电动机中，6倍谐波的振幅大于12倍谐波，但不同特性的电动机中，12倍谐波的振幅有时大于6倍谐波的振幅。此外，已知该谐波的振幅、相位的特性因电动机的转速的不同而不同。

图4中，实际d轴电流值401与将载波周期分割数N设为无限大时获取的d轴电流值相一致。

以“●”记号标记的d轴电流值402表示上述第k个d轴电流值Id(k)。因混叠的影响而叠加有直流分量，总是检测到偏离实际d轴电流值401的中心值的值。这可以被称为误检测。

以“○”记号标记的在每个测定周期获取的d轴电流403表示上述Id(n)(其中1≤n≤N)(更严密而言，包含以“●”记号标记的d轴电流值402)。图4示出在载波周期内N次获取d轴电流值的情况。

平均d轴电流值404是在每个测定周期获取到的d轴电流值Id(n)的平均值，表示上述Id_Ave。这例如基于在每个测定周期获取到的N个d轴电流值Id(n)，并利用下式计算得到。

[数学式2]

可以说在每个测定周期获取到的d轴电流值Id(n)的平均值Id_Ave充分模拟了实际d轴电流值401的直流分量。

差分405表示在电流控制部112的处理周期与载波周期为同一周期的情况下，在每个载波周期获取到的d轴电流值Id(k)与在每个测定周期获取到的d轴电流值Id(n)的平均值Id_Ave之间的差分Id_Delta。差分405表示在每个载波周期获取到的d轴电流Id(k)中因混叠而产生的误差。

滤波处理部206例如对该d轴电流差分Id_Delta进行一次低通滤波处理，获得d轴电流校正值Id_Fix。即使在获取到了N个d轴电流值中的数个d轴电流值因噪声等影响而大大脱离实际d轴电流值的值的情况下，也能通过实施一次低通滤波处理，抑制该脱离对d轴电流差分Id_Delta产生的影响。对于q轴电流值也进行相同的处理。

d轴电流校正值Id_Fix被作为在每个载波周期获取到的d轴电流值Id(k)的校正值来使用。校正运算部207例如对在每个载波周期获取到的d轴电流值Id(k)加上或减去d轴电流校正值Id_Fix。校正后的d轴电流Id成为由电流控制部112使用的d轴电流Id。电流控制部112进行PI控制，使得校正后的d轴电流Id与电流指令生成部111的输出即d轴电流指令值Id_ref相一致。对于q轴电流也同样。

图5是表示了PWM控制中的非同步PWM控制与同步PWM控制的载波周期的图。

一般而言，电动机101的电角度501以0～360deg为一周期。也将其称为基波周期。

较多情况下，将非同步PWM控制中的载波502的周期设定为相比于电动机101的基波周期足够短的周期。能在电动机的基波周期内多次执行电流控制部112及电压控制部113的处理，因此虽然对于作为目标的d轴电流指令值Id_ref及q轴电流指令值Iq_ref的追随性(控制性)较为优异，但由于每一个载波的周期较短，因此可能会因微机的性能等条件的不同而产生处理能力不足的情况。

作为同步PWM控制中的载波的一个示例的载波503在电动机101的基波周期内具有12个载波周期，即实现12脉冲控制。固定电动机的每个基波周期的载波数也即是指固定电动机101的每个基波周期的电流控制部112及电压控制部113所进行的处理的执行次数。由此，能对电动机101所能取得的广泛的转速区域维持一定的控制性，但随着电动机101的转速的增加，电动机101的基波周期变短，同步PWM控制的每一个脉冲(一个载波)的周期也变短，因此与非同步PWM控制相同，可能会因条件的不同而产生微机的处理能力不足的情况。

作为同步PWM控制的载波的其他示例的载波504在电动机101的基波周期内具有6个载波，即实现6脉冲控制。为了解决关于载波502及载波503而说明的微机的处理能力不足的问题，在同步PWM控制中，优选适当变更电动机101的基波周期内的脉冲数(载波数)。在变更脉冲数时优选将电动机101的转速Rev作为基准。

然而，随着电动机101的基波周期内的脉冲数(载波数＝载波周期分割数N)的减少，获取三相电流值Iuvw的周期(每一个脉冲的周期)与三相电流的谐波分量的周期变得接近，因此有可能在获取电流时无法完全去除混叠的影响，会误检测到与实际状态偏离的值。

因此，随着载波周期分割数N变小，若增加载波周期内的三相电流值Iuvw的获取次数，则具有能抑制混叠的发生的可能性。优选设定为获取三相电流值Iuvw的次数不超过微机等的处理能力的上限。

在本实施方式的结构中，在选择了同步PWM控制的情况下，通过对载波周期进行N等分，从而具有能减轻或排除混叠的影响的可能性。图6示出选择载波周期分割数N时的基准的一个示例。

图6是表示实施方式1中不同的载波周期分割数N下的测定值的获取定时的图。利用该图，对三相电流的谐波分量与能有效减轻或排除该谐波分量所产生的混叠的影响的载波周期分割数N之间的关系进行说明。

图6中，以针对电动机101的基本频率的6倍频率(基波周期的1/6周期)的谐波使用了同步PWM控制中的6脉冲控制的情况为例。

发生混叠，并叠加于d轴电流而生成实际d轴电流值401。作为本发明所不包含的比较例，在N＝1的情况下，以“○”记号标记的d轴电流值601是在每个载波周期计算得到的d轴电流值，但包含混叠的影响，且偏离实际d轴电流值401的中心值。d轴电流值601的平均值(粗单点划线)偏离实际d轴电流值401的平均值(以细实线示出)。

作为本发明的一个示例，在N＝2的情况下，以“□”记号标记的d轴电流值602是按载波周期的1/2倍周期计算得到的d轴电流值。通过计算d轴电流值602的平均值，能减轻或排除混叠的影响。d轴电流值602的平均值(粗单点划线)与实际d轴电流值401的平均值(以细实线示出)相一致。

作为本发明的其他示例，在N＝3的情况下，以“△”记号标记的d轴电流值603是按载波周期的1/3倍周期计算得到的d轴电流值。通过计算d轴电流值603的平均值，能减轻或排除混叠的影响。d轴电流值603的平均值(粗单点划线)与实际d轴电流值401的平均值(以细实线示出)相一致。

以上使用图6进行的与d轴电流相关的说明对于q轴电流也同样完全适用。

即，可知在叠加了电动机101的基本频率的6倍频率(基波周期的1/6周期)的谐波的情况下，能通过选择载波周期分割数N＝2或N＝3，来减轻或排除混叠的影响。当选择载波频率分割数N时，每当N增加，微机的运算负荷也增加，因此优选在可获得同样的效果的范围内选择尽可能小的N的值。同样，对于电动机的基波频率的12倍、18倍的谐波分量，也存在能减轻或排除混叠的最佳的载波周期分割数N。

例如，在谐波的次数除以每基波周期的控制脉冲数所得到的值为N的整数倍的情况下，与不是N的整数倍的情况相比，混叠降低的效果变弱。更具体而言，在图6的示例中，谐波的次数为6，每基波周期的控制脉冲数也为6，因此它们的除法结果为1，在选择了N＝2及选择了N＝3的两种情况下，均能期待混叠降低的效果。作为其他示例，在谐波的次数为12，每基波周期的控制脉冲数为6的情况下，它们的除法结果为2，它是2的整数倍但不是3的整数倍，因此在选择了N＝2的情况下，混叠降低的效果变弱，在选择了N＝3的情况下，能期待混叠降低的效果。并且，作为其他示例，在谐波的次数为18，每基波周期的控制脉冲数为6的情况下，它们的除法结果为3，它不是2的整数倍但是3的整数倍，因此在选择了N＝2的情况下，能期待混叠降低的效果，在选择了N＝3的情况下，混叠降低的效果变弱。

作为该情况下的载波周期分割数N的选择基准，优选考虑电动机101的特性。例如，通过获取电动机101的三相电流值的波形，并对获取到的波形进行傅里叶变换，来计算规定的谐波(例如具有电动机101的基波频率的6倍、12倍及18倍频率的各谐波)的振幅值。然后，选择能减轻振幅值最大的谐波所产生的混叠的N。上述动作可以由驱动控制装置106执行，也可以另行设置独立的结构要素来执行。

在选择载波周期分割数N时，优选以电动机101的转速Rev、同步PWM控制时的脉冲数、或它们双方作为基准。例如，PWM控制方法选择部108可以根据电动机101的每基波周期的载波周期的个数与电动机101的转速Rev中的至少一方来计算N。

控制电动机101时，较多情况下依据电动机101的转速Rev来决定选择非同步PWM控制及同步PWM控制的哪一个来作为控制方法、及将脉冲数设定为多少。因此，周期运算部201中，基于电动机101的转速Rev或同步PWM控制时的控制脉冲数信号Pulse_Select等来选择载波周期分割数N。

图7是表示实施方式1中的载波周期分割数N的计算方法的一个示例的图。粗折线表示与电动机转速Rev相对应的载波周期分割数N的变化。由此，载波周期分割数N可以利用例如将电动机转速Rev作为输入的一维映射来计算得到。或者，载波周期分割数N可以根据PWM控制方法信号PWM_Select来计算或决定。或者，载波周期分割数N可以根据控制脉冲数信号Pulse_Sele ct来计算或决定。或者，可以利用将PWM控制方法信号PWM_Select与控制脉冲数信号Pulse_Select相组合的二维映射来决定。

已知叠加于三相电流或d轴电流(或q轴电流)的电动机的基波频率的谐波分量的特性根据电动机101的特性及转速Rev而变化。因此，为了减轻混叠而根据电动机101的特性及转速Rev事先把握有效的载波周期分割数N，事先定义与各种条件相对应的载波周期分割数N的值(例如存储于信息存储部120)，从而能抑制微机处理的增加，且能减轻混叠的影响。

如以上说明的那样，根据本发明实施方式1所涉及的电动机的控制装置，能更恰当地减轻混叠的影响。例如，能在不损害现有的电流反馈控制的控制稳定性的情况下，减轻混叠的影响。此外，能根据电动机的特性抑制混叠的影响。

由于不仅对电流的平均值进行低通滤波处理，还计算经低通滤波处理的值与特定定时的电流值(第k个d轴电流值及第k个q轴电流值)的差分来作为校正值，因此能应用到更恰当的控制。

例如，通过将差分用作校正值，能抑制电流值(例如d轴电流值402)所产生的延迟，能提高电流反馈控制的响应性。假设将平均d轴电流值Id_Ave及平均q轴电流值Iq_Ave作为反馈控制的输入，则会因获取移动平均而产生延迟，可能会导致电流反馈控制的响应性发生恶化，但根据本发明实施方式1能避免上述情况。

此外，实施方式1中，低通滤波处理的响应性比电流控制部的响应性要低，因此能减轻对电流控制部112中的电流反馈控制的控制响应性的影响。假设，在将滤波处理部206中的低通滤波器的响应性设定为电流控制部的响应性以上的情况下，可能d轴电流差分Id_Delta及q轴电流差分Iq_Delta具有振动性，或对外部干扰(例如采样时的值跳跃)变得敏感，因此控制性有时会发生恶化，但根据实施方式1能避免上述情况。另外，对于针对转矩指令值Trq_ref的电流控制的追随性，电流控制侧的响应性可能成为瓶颈，因此即使将滤波处理部的响应性提高到电流控制的响应性以上，转矩指令值Trq_ref的追随性也不会提高。

另外，根据本发明的实施方式1，并不是将经低通滤波处理后的值与在每个载波周期获取到的d轴电流(或q轴电流)单纯相加，并直接利用相加的结果的结构，因此直流分量不会成为两倍，电流控制的控制稳定性不会变差。

根据本发明的实施方式1，不对检测电流实施高通滤波处理，因此能抑制滤波器的延迟。

另外，实施方式1中，可以省略PWM控制方法选择部108。该情况下，电流处理部109及电流控制部112可以构成为始终执行同步PWM控制，此外，电动机101的每基波周期的控制脉冲数可以是固定的数。

标号说明

101电动机、102逆变器、104旋转变压器(旋转角检测传感器)、105电流传感器(电流检测传感器)、106驱动控制装置(驱动控制部)、107转速运算部、108PWM控制方法选择部、109电流处理部、120信息存储部、202电流/旋转变压器角度获取部、203三相/两相转换器(三相/两相转换部)、204平均值运算部、205差分运算部、206滤波处理部、207校正运算部。

Claims (4)

1.一种电动机的控制装置，包括：

驱动控制部，该驱动控制部通过控制对电动机进行供电的逆变器，来控制所述电动机的驱动；

旋转角检测传感器，该旋转角检测传感器用于检测所述电动机的旋转位置；以及

电流检测传感器，该电流检测传感器用于按三相分别检测通过所述电动机的电流的电流值，该电动机的控制装置的特征在于，

所述驱动控制部包括：

电流控制部，该电流控制部进行反馈控制，使得检测到的电流值追随电流指令值；

信息存储部，该信息存储部存储与逆变器的开关周期即载波周期相等的第1控制周期及作为所述第1控制周期的1/N倍的第2控制周期，其中N为2以上的整数；

测定控制部，该测定控制部在每个所述第2控制周期获取所述逆变器的三相电流值及所述电动机的旋转位置；以及

电流处理部，该电流处理部进行与电流值相关的运算，

所述电流处理部包括：

三相/两相转换部，该三相/两相转换部对在每个所述第2控制周期获取到的连续的N个所述三相电流值及所述旋转位置进行三相/两相转换，输出N个d轴电流值及N个q轴电流值；

平均值运算部，该平均值运算部计算所述N个d轴电流值的平均值及所述N个q轴电流值的平均值；

差分运算部，该差分运算部计算所述N个d轴电流值中的在与所述第1控制周期相对应的定时获取到的第k个d轴电流值与所述d轴电流值的平均值之差，来作为d轴电流差分，并且计算所述N个q轴电流值中的第k个q轴电流值与所述q轴电流值的平均值之差，来作为q轴电流差分，其中k为满足1≤k≤N的整数；

滤波处理部，该滤波处理部对所述d轴电流差分及所述q轴电流差分实施低通滤波处理，输出d轴电流校正值及q轴电流校正值；以及

校正运算部，该校正运算部进行所述第k个d轴电流值与所述d轴电流校正值的线性运算，输出完成校正的d轴电流值，并且进行所述第k个q轴电流值与所述q轴电流校正值的线性运算，输出完成校正的q轴电流值。

2.如权利要求1所述的电动机的控制装置，其特征在于，

所述驱动控制部还包括PWM控制方法选择部，该PWM控制方法选择部对逆变器进行PWM控制并控制所述电动机，

所述电流控制部根据所述PWM控制方法选择部的控制进行控制。

3.如权利要求2所述的电动机的控制装置，其特征在于，

所述PWM控制方法选择部根据所述电动机的每基波周期的载波周期的个数与所述电动机的转速中的至少一方来计算N。

4.如权利要求1至3的任一项所述的电动机的控制装置，其特征在于，

所述低通滤波处理的响应性比所述电流控制部的响应性要低。