CN111277195A - 电动机控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种能够在连续推定电角度的情况中，对电角度的推定的误差进行修正的电动机控制装置。在本电动机控制装置100中，电角度推定部12构成为在通过基于向d轴施加电压而使q轴的漏电流变为零的第1方法、和基于电压方程式的第3方法中的至少一种来推定电动机200的电角度的情况下，在通过基于相电流的差分以及线电流的差分中的至少一方的第2方法推定的电角度中，将通过第1方法和第3方法中的至少一种推定出的电角度替换为通过第2方法推定出的电角度。

Description

电动机控制装置

技术领域

本发明涉及一种电动机控制装置，尤其是涉及一种具备对电动机的电角度进行推定的电角度推定部的电动机控制装置。

背景技术

以往，已知一种具备对电动机的电角度进行推定的电角度推定部的电动机控制装置(例如，参照专利文献1以及2)。

在上述专利文献1中，向电动机施加交变电压，并检测由于施加交变电压(交流电压)而流动的电动机电流。并且，检测到的电动机电流被分离为相对于施加的交变电压平行的成分、和正交的成分。在此，如果向电动机施加交变电压，则在交变电压的矢量(vector)与转子磁极轴平行或正交的时间之外，在相对于交变电压的矢量正交的方向上，也有会电流流动。通过检测该电流，能够检测交变电压的矢量与磁通轴之间的相位差角。而且，通过调整施加的交变电压的矢量的相位而使相位差角为0，能够间接地推定磁极位置(电角度)。

在上述专利文献2中，基于自适应观测器(adaptive observer)模型和扩展反电动势观测器(extended electromotive force observer)模型来推定电动机的电角度。应予说明，在自适应观测器模型中，基于交流电动机的输入((逆变器(inverter)的电压指令)，通过运算来推定交流电动机的状态(磁通量)和输出(电流)，并基于推定出的电流与通过电流传感器检测到的电流的偏差，来进行电角度的推定。此外，在扩展反电动势观测器模型中，从电阻以及电感这些可事先测定的电动机参数、和电流以及电压这些可通过传感器等检测的物理量，得到具有转子的位置信息的被称为扩展反电动势的状态量，从而进行电角度的推定。

此外，认为在上述专利文献1以及上述专利文献2所公开的电角度的推定中，电角度是被连续(以较小的角度间隔)推定的。

专利文献

专利文献1：日本专利第3312472号公报

专利文献2：日本特开2017-70122号公报

发明内容

在此，认为在上述专利文献1以及上述专利文献2公开的电角度的推定中，电角度是被连续地(以较小的角度间隔)推定的，另一方面，发现了在电角度的推定中可能会出现误差这一课题。

本发明是为了解决上述课题而完成的，本发明的一个目的在于提供一种在连续推定电角度的情况下，能够对电角度的推定的误差进行修正的电动机控制装置。

为了达到上述目的，本发明的一个技术方案中的电动机控制装置通过基于转矩指令而设定的d轴电流指令以及q轴电流指令，对设有永久磁铁的电动机的驱动进行控制，上述电动机控制装置具备电角度推定部，上述电角度推定部基于第1方法、第2方法、和第3方法中的至少一种方法来推定电动机的电角度，上述第1方法为根据电动机的角速度、pwm信号的调制率(modulation factor)、以及是否为磁通量的变化为非线性的非线性区域，并基于向d轴施加电压而使q轴的漏电流(leakage current)变为零，来推定电动机的电角度，上述第2方法基于因感应电压而产生的相电流的差分以及线电流的差分中的至少一方变为零，来推定电动机的电角度，上述感应电压通过电动机的旋转而产生，上述第3方法基于电压方程式，来推定电动机的电角度，电角度推定部构成为在通过第1方法和第3方法中的至少一种来推定电动机的电角度的情况下，在通过第2方法推定的电角度中，将通过第1方法和第3方法中的至少一种推定出的电角度替换为通过第2方法推定出的电角度。

在基于本发明的一个技术方案的电动机控制装置中，如上所述，电角度推定部构成为在通过第1方法和第3方法中的至少一种来推定电动机的电角度的情况下，在通过第2方法推定的电角度中，将通过第1方法和第3方法中的至少一种推定出的电角度替换为通过第2方法推定出的电角度。在此，在第2方法中，通过对相电流的差分以及线电流的差分中的至少一方变为零(零交叉时间(zero cross timing))进行检测，能够相对正确地推定电角度。由此，在通过第1方法和第3方法中的至少一方来连续推定电角度的情况下，即使在推定出的电角度中产生误差，也能够在零交叉时间，利用通过第2方法推定出的电角度来修正误差。其结果为，能够在连续推定电角度的情况下，对电角度的推定的误差进行修正。

在基于上述一个技术方案的电动机控制装置中，优选为，电角度推定部构成为在电动机的角速度较小的情况下，通过第1方法和第2方法来推定电角度，在电动机的角速度较大的情况下，通过第2方法和第3方法来推定电角度。

如果这样构成，由于使用在电动机的角速度较小的情况下电角度的推定精度较高的第1方法，并使用在电动机的角速度较大的情况下电角度的推定精度较高的第3方法，因此，在电动机的角速度较小以及较大的两种情况中，均能够高精度地进行电角度的推定。其结果为，在电动机的角速度较小的情况以及较大的情况的两种情况中，均能够一边高精度地进行电角度的推定，一边对电角度的推定的误差进行修正。

在基于上述一个技术方案的电动机控制装置中，优选为，电角度推定部构成为在pwm信号的调制率为1以上的过调制的情况下，以及在磁通量的变化为非线性的非线性区域中，根据第2方法推定电角度。

在此，在第1方法以及第3方法中，在pwm信号为过调制的情况下以及在非线性区域中，无法高精度地进行电角度的推定。因此，如果以上述方式构成，则通过利用第2方法检测零交叉时间，即使在pwm信号为过调制的情况下以及在非线性区域中，也能够相对正确地推定电角度。

在这种情况下，优选为，电角度推定部构成为在磁通量的变化为非线性的非线性区域中的第2方法中，对多个指定的电角度进行推定，并且，通过内插(interpolation)运算，对指定的电角度之间的电角度进行推定。

如果这样构成，则在第2方法中，仅能够在零交叉时间(30度、60度、90度等)进行电角度的推定，因此，通过进行内插运算，能够对零交叉时间以外的时间的电角度进行推定。

在基于上述一个技术方案的电动机控制装置中，优选为，电角度推定部构成为：在第2方法中，在相电流的差分无法变为零时，以及在线电流的差分无法变为零时，基于下述的数学式4以及数学式5，对相电流的差分变为零的电角度、以及线电流的差分变为零的电角度进行推定。

[数学式4]

θ0c^＝θ0t^-Δi*×ω^/ΔΔ1*

[数学式5]

θ10c^＝θ01t^-Δi*×ω^/ΔΔ1*

在此，θ0t^以及θ01t^分别为目标值(指定的电角度)，Δi*为电流的差，ΔΔ1i*为Δi*的变化率。此外，*为d轴或q轴。

如果这样构成，根据第2方法，在无法进行零交叉时间的检测时，能够基于数学式4以及数学式5，来推定电角度。

在基于上述一个技术方案的电动机控制装置中，优选为，电角度推定部构成为在第2方法中，基于电动机的设备常数，进行对通过第2方法推定出的电角度的滞后补偿。

如果这样构成，由于第2方法基于电流(相电流、线电流)来推定电角度，因此，存在相位相对于电压滞后的情况。此时，通过以上述方式构成，电角度(相位)的滞后被补偿，因而，能够提高电角度的推定精度。

在基于上述一个技术方案的电动机控制装置中，优选为，第2方法除了包含基于相电流的差分的方法以及基于线电流的差分的方法之外，还包含基于静止坐标系的电流值的方法、以及基于两相发生短路时的电流的差分的方法。

如果这样构成，即使在通过基于相电流的差分的方法以及基于线电流的差分的方法无法恰当地推定电角度的情况下，也能够通过基于静止坐标系的电流值的方法、以及基于两相发生短路时的电流的差分的方法来推定电角度。

在这种情况下，优选构成为在基于静止坐标系的电流值的方法中，基于三个相中电流值的绝对值或电流的变化量的绝对值较大的两个相的电流值，来推定电动机的电角度。

如果这样构成，能够提高对于电流值的值以及电流值的变化率的耐噪声性。

在上述第2方法包含基于静止坐标系的电流值的方法以及基于两相发生短路时的电流的差分的方法的电动机控制装置中，优选为，电角度推定部构成为在基于静止坐标系的电流值的方法中，基于d轴电流值以及q轴电流值，来减少噪声。

如果这样构成，噪声被减少，因此，能够提高电角度的推定精度。

在包含基于上述静止坐标系的电流值的方法以及基于两相发生短路时的电流的差分的方法的电动机控制装置中，优选为，应用基于静止坐标系的电流值的方法的电动机的角速度高于应用基于两相发生短路时的电流的差分的方法的电动机的角速度。

如果这样构成，可根据电动机的角速度来选择电角度的推定精度较高的方法，因此，能够进一步提高电角度的推定精度。

在包含基于上述静止坐标系的电流值的方法以及基于两相发生短路时的电流的差分的方法的电动机控制装置中，优选为，在通过一个分流电阻来检测被供给至电动机的电流的情况下，电角度推定部构成为在第2方法中，不使用基于相电流的差分的方法以及基于静止坐标系的电流值的方法，而通过基于线电流的差分的方法和基于两相发生短路时的电流的差分的方法中的至少一种，来推定电角度。

如果这样构成，基于线电流的差分的方法和基于两相发生短路时的电流的差分的方法即使在通过一个分流电阻来检测被供给至电动机的电流的情况(对每个相在不同时间点检测电流值的情况)下，也能够推定电角度。由此，即使在通过一个分流电阻来检测被供给至电动机的电流的情况下，也能够恰当地推定电角度。

在包含基于上述静止坐标系的电流值的方法以及基于两相发生短路时的电流的差分的方法的电动机控制装置中，优选为，第2方法进一步包含如下方法：在通过一个分流电阻来检测向电动机供给的电流的情况中，基于无矢量(off vector)状态中的感应电压，来推定电角度。应予说明，“无矢量状态”是指：在由多个开关元件(上臂以及下臂)形成的H桥电路(电力变换电路)中，所有的开关元件均断开的状态。

如果这样构成，基于无矢量状态中的感应电压来推定电角度的方法、与基于线电流的差分的方法以及基于两相发生短路时的电流的差分的方法相比，具有更高的鲁棒性(robustness)，因此，能够更加恰当地推定电角度。

在基于上述一个技术方案的电动机控制装置中，优选为，电角度推定部构成为在第2方法中，以电动机的角速度越小则越增加采样(sampling)次数的方式多次进行用于检测电角度的采样，并且，对多个采样的结果进行移动平均，来推定电角度。

如果这样构成，即使在电流(相电流、线电流)含有噪声的情况下，也能够减少噪声的影响。

在基于上述一个技术方案的电动机控制装置中，优选为，电角度推定部构成为在第1方法中，在q轴电流的变化率较大的情况下，与q轴电流的变化率较小的情况相比，减小用于通过第1方法来推定电角度的采样的间隔。

如果这样构成，即使在q轴电流的变化率较大的情况下，也能够通过第1方法恰当地推定电角度。

在基于上述一个技术方案的电动机控制装置中，优选为，电角度推定部构成为在第1方法中，基于下述的数学式6，对在磁通量饱和时推定出的电角度进行补正。

[数学式6]

θvd^＝θvd^×SV0/SV1

SV0＝ω^×Kt^idn0+(Ld^idn0-Lq^idn0)×(ω^×idrefn-p iqrefn)

SV1＝ω^×Kt^idn+(Ld^idn-Lq^idn)×(ω^×idrefn-piqrefn)

在此，ω为角速度，Kt为反电动势常数，Ld为d轴电感，Lq为q轴电感，idrefn为d轴电流指令值，iqrefn为q轴电流指令值。此外，后缀ind指现在的值，ind0指电动机的磁通量不饱和的区域的值。此外，p为时间微分。

如果这样构成，即使在磁通量饱和的情况下，也能够恰当地推定电角度。

在基于上述一个技术方案的电动机控制装置中，优选为，电角度推定部构成为在将通过第1方法与第3方法中的至少一种推定出的推定值替换为通过第2方法而推定出的电角度时，进行平滑(smoothing)处理，以使替换前后的值变得连续。

如果这样构成，能够抑制推定的电角度发生急剧变化。

在基于上述一个技术方案的控制装置中，优选为，电角度推定部构成为在当电动机发生失步时，电动机的角速度为零附近的情况下，基于向电动机的永久磁铁施加电压来推定电动机的初始位置，在电动机的角度大于零附近的情况下，继续对电角度的推定，在指定期间内检测到指定次数以上的电动机的失步的情况下，停止电动机。

如果这样构成，在电动机的角速度为零附近的情况下推定电动机的初始位置，因此，能够高精度地进行其后的电角度的推定。此外，在指定期间内检测到指定次数以上的电动机的失步的情况下停止电动机，因此，能抑制在电动机失步的状态下继续驱动电动机。

在基于上述一个技术方案的电动机控制装置中，优选为，电角度推定部构成为通过对推定出的电角度进行时间微分而算出角速度，并且，将基于通过第3方法推定出的电角度而算出的角速度替换为基于通过第2方法推定出的电角度而算出的角速度。

如果这样构成，基于通过可相对正确地推定电角度的第2方法而推定出的电角度，来替换角速度，因此，能够提高电角度的推定精度，并且，能够提高电角度的推定的鲁棒性。

在基于上述一个技术方案的电动机控制装置中，优选为，该电动机控制装置构成为在第1方法中，在q轴电感与d轴电感的差比指定的阈值小的情况下，通过增加q轴电感、和降低d轴电感中的至少一方，来增大q轴电感与d轴电感的差。

如果这样构成，即使在因q轴电感与d轴电感的差比较小而导致难以根据第1方法进行电角度的推定的情况下，也能够通过如上述般的结构，容易地推定电角度。

附图说明

图1为基于本发明的第一实施方式的电动机控制装置的方框图。

图2为用于说明基于3分流方式而进行的电流检测的图。

图3为表示q轴电流与转矩的关系的图。

图4为表示q轴电流的变化率与负载的关系的图。

图5为用于说明通过第1方法来推定电角度的处理的流程图。

图6为基于本发明的第一实施方式的电动机控制装置的方框图(局部放大图)。

图7为表示dω的映射(map)的图。

图8为用于说明内插运算的图。

图9为用于说明第1方法与第3方法的切换的图。

图10为用于说明推定出的电角度的平滑处理的图。

图11为用于说明θe^和θ01e^的切换(混合运算)的图。

图12为用于说明多个采样的图。

图13为用于说明对通过第2方法推定出的电角度的相位补正的图。

图14为用于说明基于本发明的第二实施方式的基于1分流方式而进行的电流检测的图。

图15为用于说明PWM信号的图。

图16为用于说明基于本发明的第二实施方式的通过第2方法来推定电角度的处理的流程图。

图17为用于说明电角度推定脉冲移位处理的图。

图18为用于说明1分流脉冲移位处理的图。

具体实施方式

下面，基于附图对本发明的实施方式进行说明。

[第一实施方式]

(电动机控制装置的构造)

参照图1～图13，对第一实施方式所涉及的电动机控制装置100的结构进行说明。应予说明，在以下说明中，“ref”意味着指令，“idn”表示时间经过，意味着也被扩展至非线性区域。

(电动机控制装置的结构)

如图1所示，电动机控制装置100构成为通过基于转矩指令Tref设定的d轴电流指令idref以及q轴电流指令iqref，对设有永久磁铁(未图示)的电动机200的驱动进行控制。下面，作具体说明。

在电动机200中设有多个永久磁铁。并且，电动机200由将永久磁铁埋入转子(未图示)中的IPM电动机(Interior Permanent Magnet Motor，内置式永磁电动机)、或将永久磁铁配置于转子的表面的SPM电动机(Surface Permanent Magnet Motor，表面式永磁电动机)构成。

电动机控制装置100具备转矩/电流变换部1。转矩指令Tref经由电力管理控制部2而被输入至转矩/电流变换部1。并且，通过后述的电角度推定部12推定出的电动机200的角速度ωs^被输入至转矩/电流变换部1。然后，转矩/电流变换部1基于转矩指令Tref以及电动机200的角速度ωs^，算出d轴电流指令idrefidn和q轴电流指令iqrefidn。

此外，电动机控制装置100具备电流电压变换部4。在电流电压变换部4中，将通过转矩/电流变换部1算出的d轴电流指令idrefidn以及q轴电流指令iqrefidn分别变换为d轴电压指令vdref以及q轴电压指令vqref。

具体而言，来自三相/两相变换部13的d轴电流id以及q轴电流iq被输入至电流电压变换部4。然后，在电流电压变换部4中，对d轴电流指令idref与d轴电流id的差分、q轴电流指令iqref与q轴电流iq的差分分别进行积分。应予说明，d轴电流指令idref与d轴电流id的差分积分值、q轴电流指令iqref与q轴电流iq的差分积分值分别在与增益(ki、kp)相乘后的状态下相加。

此外，电动机控制装置100具备限制部5。限制部5构成为限制从电流电压变换部4输出的d轴电压指令vdref以及q轴电压指令vqref的增大。例如，当d轴电压指令vdref(q轴电压指令vqref)为指定的阈值以下时，d轴电压指令vdref(q轴电压指令vqref)被按照其原本的值从限制部5输出。另一方面，当d轴电压指令vdref(q轴电压指令vqref)大于限幅器vdlim(vqlim)时，d轴电压指令vdref(q轴电压指令vqref)被变换为限幅器vdlim(vqlim)的值(某个一定的值)而输出。

此外，电动机控制装置100具备两相/三相变换部6。两相/三相变换部6构成为：通过对从限制部5输出的d轴电压指令vdref(q轴电压指令vqref)进行Park逆变换(inversePark transformation)以及Clarke逆变换(inverse Clarke transformation)，而输出与三相的电压值对应的电压vu、vv以及vw。

此外，电动机控制装置100具备调制部7。调制部7对由两相/三相变换部6输入的电压vu、vv以及vw进行包络线中心移位调制。具体而言，调制部7对电压vu、vv以及vw的值进行相互比较，将电压vu、vv以及vw的中间值的1/2作为补正值。然后，调制部7从电压vu、vv以及vw中减去补正值，并输出相减后的值。

此外，电动机控制装置100具备PWM输出部8。PWM输出部8基于从调制部7输出的信号(从电压vu、vv以及vw中减去了补正值后的信号)，输出PWM信号pwmu、pwmv以及pwmw，该PWM信号pwmu、pwmv以及pwmw用于对驱动部9所包含的相互桥接的多个开关元件(未图示)进行驱动。

此外，电动机控制装置100具备驱动部9。驱动部9基于PWM信号pwmu、pwmv以及pwmw，通过对多个开关元件9a(参照图2)进行通断，来向电动机200施加三相的电压vu、vv以及vw。由此，电动机200以与被施加的电压vu、vv以及vw的周期相对应的速度进行旋转。

此外，电动机控制装置100具备电流限制部10。电流限制部10构成为对用于电动机200的控制(矢量控制)的电流进行限制。即，电流限制部10构成为：在电动机200的矢量控制中，对电流进行限制，使得不会出现比电流限制(Iam、Iame)更大的电流的流动。

此外，电动机控制装置100具备滞后补偿部11。滞后补偿部11构成为对电动机200的旋转的滞后进行补偿。一般而言，电动机200的旋转会由于软件的运算处理或电动机200的响应滞后等多个因素而出现滞后。而滞后补偿部11基于考虑到上述多个因素的滞后时间、和通过电角度推定部12推定出的角速度ωs^，将滞后角(θc)输入至两相/三相变换部6。应予说明，对于电角度推定部12的详细结构，将在后文中叙述。

滞后补偿部11构成为：不对后述的三相/两相变换部13进行滞后补偿，而对两相/三相变换部6进行滞后补偿。即，滞后补偿仅在两相/三相变换部6中进行，不会在被输入包含弱磁控制的影响的电流的三相/两相变换部13中进行。

此外，电动机控制装置100具备三相/两相变换部13。三相/两相变换部13通过对电动机200的各相的励磁电流Iu、Iv以及Iw进行Clark变换以及Park变换，从而算出q轴电流iq以及d轴电流id。

应予说明，如图2所示，电动机200的各相的励磁电流Iu、Iv以及Iw在每个相中单独进行检测。也就是说，各相的励磁电流Iu、Iv以及Iw通过3分流(3-shunt)方式进行检测。具体而言，在由多个开关元件9a构成的H桥电路的下游侧，在每个相设有分流电阻20。然后，通过这三个分流电阻20，检测励磁电流Iu、Iv以及Iw。

此外，电动机控制装置100具备非干涉控制部14。非干涉控制部14对从角速度计算部3输入的角速度ωs^、和从三相/两相变换部13输出的q轴电流iq以及d轴电流id进行指定的运算(关于iq与id的干涉的运算)，并向限制部5输出补正值vd1以及vq1。

此外，电动机控制部100具备决定部15，该决定部15决定(确定)d轴电感Ld、q轴电感Lq、电枢电阻Ra、以及电枢交链磁通矢量ψa(转矩常数Kt)，上述各参数为对电动机200的驱动进行控制的参数。

此外，电动机控制装置100具备非线性化处理部16，该非线性化处理部16将决定部15所决定的电枢交链磁通矢量ψa、d轴电感Ld、以及q轴电感Lq扩展至磁通量的变化为非线性的非线性区域。而且，转矩/电流变换部1基于通过非线性化处理部16扩展至非线性区域的电枢交链磁通矢量ψa、d轴电感Ld、以及q轴电感Lq，计算出d轴电流指令idrefidn以及q轴电流指令iqrefidn。应予说明，对于向非线性区域扩展的详细情况将在后文中叙述。

参照图3，对线性区域以及非线性区域进行说明。如图3所示，随着q轴电流(横轴)的增加，转矩(纵轴)增加。在此，当q轴电流小于iq_sat时，转矩随着q轴电流的增加，大致线性地(大致直线状地)增加。另一方面，当q轴电流为iq_sat以上时，转矩随着q轴电流的增加，非线性地增加。具体而言，转矩的增加量随着q轴电流的增加而缓慢地变小。即，磁通量的变化在随着q轴电流的增加而线性地增加后，非线性地增加。应予说明，在本说明书中，将q轴电流小于iq_sat的区域称为线性区域，将q轴电流为iq_sat以上的区域称为非线性区域。应予说明，在图3中展示了q轴电流与转矩的关系，而d轴电流与转矩的关系也与图3相同。

(电角度推定部的详细结构)

接着，对于电角度推定部12的详细结构进行说明。

在此，在第一实施方式中，如下述表1所示，电角度推定部12构成为：根据电动机200的角速度ω^、pwm信号的调制率、以及是否为磁通量的变化为非线性的非线性区域，通过第1方法、第2方法、和第3方法中的至少一种方法来推定电动机200的电角度。应予说明，第1方法为如下方法：向d轴施加电压并基于q轴的漏电流变为零，来推定电动机200的电角度(θvd^)的方法。此外，第2方法为如下方法：基于由电动机200的旋转而产生的感应电压所引起的相电流的差分以及线电流的差分中的至少一方变为零，来推定电动机200的电角度(θ0^、θ01^、θ0e^、θ01e^)的方法。此外，第3方法为如下方法：基于电压方程式，来推定电角度((θo^)。此外，在电动机200的角速度大致为0的区域中，推定与初始位置相对应的电角度(Δθp^)。下面，进行具体说明。

[表1]

(初始位置推定)

在初始位置推定中，向永久磁铁施加电压，并对施加了电压时的电流的纹波(ripple)进行积分。然后，根据该积分值(下述表2的Σθpd^、Σθpq^)的极性，推定电角度的初始位置(Δθp^)。应予说明，根据Σθpd^、Σθpq^，能够判别凸极机以及非凸极机的初始位置。此外，初始位置推定在电动机200的角速度大致为0时仅进行1次。此外，将Δθp^作为后述的第1方法(θvd^)的初始值。

[表2]

∑θpd^的极性	∑θpq^的极性	Δθp^
			+	+	0～-90deg
+	-	0～90deg
			-	+	-90～-180deg
-	-	90～180deg

(第1方法)

在第1方法中，向d轴施加电压，并以使泄漏至q轴的漏电流为0的方式调整向d轴施加的电压。由此，能够间接地推定电角度(θvd^)。

此外，电角度推定部12构成为：在第1方法中，在q轴电流的变化率(Δiqref)较大的情况下，与q轴电流的变化率较小的情况相比，减小用于通过第1方法推定电角度的采样的间隔。具体而言，如图4所示，在低速且高负载时(ωi较大时)，q轴电流的变化率(Δiqref)变大。在这种情况下，根据q轴电流的变化率(Δiqref)的大小，减小采样的间隔(Δt)，同时减小pwm信号的宽度。由此，能够减小电角度(θvd^)的推定误差。此外，能够减小开关损耗(switching loss)。

此外，电角度推定部12构成为：在第1方法中，基于下述的数学式7，对在磁通量饱和时推定出的电角度(θvd^)进行补正。

[数学式7]

θvd^＝θvd^×SV0/SV1

SV0＝ω^×Kt^idn0+(Ld^idn0-Lq^idn0)×(ω^×idrefn-p iqrefn)

SV1＝ω^×Kt^idn+(Ld^idn-Lq^idn)×(ω^×idrefn-piqrefn)

在此，ω为角速度，Kt为反电动势常数，Ld为d轴电感，Lq为q轴电感，idrefn为d轴电流指令值，iqrefn为q轴电流指令值。此外，后缀ind指现在的值，ind0指电动机的磁通量不饱和的区域的值。此外，p为时间微分。

在此，如果电动机200的负载增大并且电流量增大，则会发生磁通量饱和的现象。由此，局部的电感的凸极性会非线性地减少，因此，在高负载区域中，利用了凸极性的磁极位置检测的灵敏度变差。因此，如上述般，对在磁通量饱和时推定出的电角度(θvd^)作补正。

在此，在第一实施方式中，构成为：在第1方法中，当q轴电感Lq与d轴电感Ld的差小于指定的阈值时，通过增加q轴电感Lq、和降低d轴电感Ld中的至少一种方式，来增大q轴电感Lq与d轴电感Ld的差。在此，第1方法被用于电动机200的角速度较小的情况(低速的情况)，然而，在凸极差(Lq与Ld的差)比较小的情况下，难以对电角度θvd^进行推定。因此，如上述般，增大Lq与Ld的差。

此外，由于转矩降低等控制限制或干涉较多，对d轴进行调整。弱磁使电动机200的转矩降低，并且是退磁的主要原因。而且，在凸极性比较小的电动机200中，d轴以及q轴各自的磁饱和点相近。于是，通过使电动机200形成强磁状态，在磁饱和区域中降低Ld。由此，可增大凸极性(Lq与Ld的差)。其结果为，能够容易地推定电角度θvd^。此外，通过使电动机200形成强磁状态，在低速的区域中，电动机200的转矩增大。也就是说，具有使起动电动机200的转矩增大的优点。应予说明，在中速以及高速的区域中，不进行上述的处理(使Ld降低)，因此，上述的处理不会影响中速以及高速的区域中的电动机200的性能。

应予说明，线圈的电感L由下述的数学式8表示。

[数学式8]

L＝μ×N²×S/l

在此，μ为磁导率，N为线圈的匝数，S为线圈的截面积，I为线圈长度。而且，在强磁(增加在磁铁的磁通量方向上的电流)的状态下，会出现磁饱和。由此，磁导率μ降低。其结果为，L降低。如果使Ld降低、Lq不变，则凸极差(实际上为反凸极差)增大。应予说明，电动机200具有Lq大于Ld(Lq＞Ld)的反凸极差。

具体而言，如图5所示，进行如下处理。首先，在步骤S1中，通过决定部15，决定Lq以及Ld(确定参数)。

接着，在步骤S2中，判定Lq-Ld是否大于0且为指定的阈值(kΔθ)以下。在步骤S2中为是的情况下，在步骤S3中，使Iinjdc标志(flag)处于开(ON)状态。由此，如图6所示，相对于电压ΔVd(在第1方法中，施加于d轴的电压)，在强磁的方向上施加直流的饱和电压vdsat，以使电动机200变为强磁状态。其结果为，d轴的饱和电流(Iinjdc)流动。

接着，在步骤S4中，判定Lq-Ld是否大于指定的阈值(kΔθ)。在步骤S4中为是的情况下，进入步骤S5，推定电角度θvd^。

应予说明，在步骤S2中，在为否的情况下，进入步骤S6。在步骤S6中，判断Lq-Ld是否大于指定的阈值(kΔθ)。在步骤S6中，在为是的情况下，进入步骤S5，推定电角度θvd^。此外，在步骤S6中，在为否的情况(也就是说，Lq-Ld小于0的情况)下，进入步骤S7。也就是说，不进行电角度θvd^的推定(无法进行电角度θvd^的推定)。

此外，在步骤S4中，在为否的情况下，进入步骤S8，使Iinjdc标志处于闭(OFF)状态。然而，进入步骤S7。

(第2方法)

第2方法包含基于相电流的差分的方法(θ0^)、基于线电流的差分的方法(θ01^)、基于静止坐标系的电流值的方法(θ0e^)、以及基于两相发生短路时的电流的差分的方法(θ01e^)。

在基于相电流的差分的方法中，基于下述数学式9，推定电角度θ0^。

[数学式9]

E×sinθ+Ldi*/dt+Ri*＝0

在此，E指相感应电压，L指磁阻，i指电流，Ri指电阻，*指d轴或q轴。在零交叉(相电流的差分为0)的附近，Ri＝0，因此，能够得到下述的数学式10。

[数学式10]

E×sinθ≈-Ldi*/dt

根据上述式，相感应电压E能够通过零矢量期间的相电流的时间变化来表示。由此，能够推定电角度θ0^。

在基于线电流的差分的方法中，基于下述的数学式11，推定电角度θ01^。

[数学式11]

Ev×sin(θ-2π/3)-Ewsin(θ+2n/3)+L(div/dt-diw/dt)+R(iv-iw)＝0

在此，Ev以及Ew为线感应电压，L为磁阻，iv以及iw为电流，R为电阻。在零交叉(线电流的差分为0)的附近，R＝0，因此，能够得到下述的数学式12。

[数学式12]

Evw×sinθ≈-Ldivw/dt

根据上述式，线感应电压Evw能够通过零矢量期间的线电流的时间变化来表示。由此，能够推定电角度θ01^。

在基于静止坐标系的电流值的方法中，基于下述的数学式13，推定电角度(θ0e^)。

[数学式13]

θ0e^≈tan^-1(piβ/piα)-π/2

在此，iα表示作为固定坐标系的α轴的电流，iβ表示作为固定坐标系的β轴的电流。此外，p为时间微分。也就是说，根据固定坐标系的β轴电流以及α轴电流的时间变化率比，可以近似地求出θ0e^。应予说明，电角度θ0e^为无法检测电角度θ0^时的备用(backup)。由此，能够提高零交叉的检测稳定性。此外，电角度θ0e^的检测和电角度θ0^的检测为or检测。

在此，在第一实施方式中，构成为：在基于静止坐标系的电流值的方法中，基于三个相中的电流值的绝对值或电流的变化量的绝对值较大的两个相的电流值，来推定电动机200的电角度。具体而言，例如，在U相以及V相的电流值的绝对值或电流的变化量的绝对值较大(比W相大)的情况下，基于下述的数学式14，求出piα以及piβ。

[数学式14]

此外，在V相以及W相的电流值的绝对值或电流的变化量的绝对值较大(比U相大)的情况下，基于下述的数学式15，求出piα以及piβ。

[数学式15]

此外，在W相以及U相的电流值的绝对值或电流的变化量的绝对值较大(比V相大)的情况下，基于下述的数学式16，求出piα以及piβ。

[数学式16]

此外，电角度推定部12构成为：在基于静止坐标系的电流值的方法中，基于d轴电流值以及q轴电流值来减少噪声。具体而言，基于下述的数学式17来减少噪声。

[数学式17]

θ0e^＝tan^-1(piβ/piα)-π/2-tan^-1(piq/pid)

在此，iq以及id分别为q轴电流以及d轴电流。

此外，在基于两相发生短路时的电流的差分的方法中，基于下述的数学式18，推定电角度(θ01e^)。

[数学式18]

iv＝iw时

cosθ01e^/sinθ01e^

＝(-(ω×(Ld-Lq)×(3×iu/2)))/(-Ld×p(3×iu/2)

-(-R×(3×iu/2)))

iu＝iv时

iw＝iu时

在此，iu、iv以及iw分别为u相的电流、v相的电流以及w相的电流。此外，R为电阻。应予说明，电角度θ01e^为无法检测电角度θ01^时的备用。由此，能够提高零交叉的检测稳定性。此外，电角度θ01e^的检测和电角度θ01^的检测为or检测。

应予说明，上述的数学式18根据两相发生短路时的边界条件，可表示为下述的数学式19。

[数学式19]

iv＝iw时

cosθ01e^/sinθ01e^＝(-(ω×(Ld-Lq)×(iu)))/(一Ld×p(iu)-(-R×(iu)))

iu＝iv时

iw＝iu时

进而，在电流变化率较小的情况(也就是说，p(iu)大致为0的情况)下，如下述的数学式20所示，可仅通过ω(推定值)和设备常数来推定电角度。

[数学式20]

iv＝iw时

cosθ01e^/sinθ01e^＝(-(ω×(Ld-Lq)))/(-(-R))

iu＝iv时

iw＝iu时

此外，在第一实施方式中，电角度推定部12构成为：在第2方法中，在相电流的差分不变为零时、以及线电流的差分不变为零时，基于下述的数学式21以及数学式22，推定相电流的差分为零的电角度、以及线电流的差分为零的电角度。

[数学式21]

θ0c^＝θ0t^-Δi*×ω^/ΔΔ1*

[数学式22]

θ10c^＝θ01t^-Δi*×ω^/ΔΔ1*

在此，θ0t^以及θ01t^分别为目标值(从0度开始每60度的电角度、从30度开始每60度的电角度)，Δi*为电流的差分，ΔΔ1i*为Δi*的变化率。此外，*为d轴或q轴。

(第3方法)

第3方法基于下述的数学式23来推定电角度(θo^)。应予说明，第3方法被称为自适应观测器模型。

[数学式23]

θo^＝tan^-1(λβ/λα)

在此，λ为电枢绕组的磁场磁通链数，后缀α以及β为固定坐标系(α轴、β轴)。

在此，在第1实施方案中，如上述表1所示，电角度推定部12在电动机200的角速度较小的情况(低速)下，通过第1方法(θvd^)和第2方法(θ0^、θ01^、θ0e^、θ01e^)来推定电角度。应予说明，在低速中的微低速区域，不进行θ0e^的推定。此外，在电动机200的角速度较大的情况(中速、高速)下，通过第2方法(θ0^、θ01^、θ0e^)和第3方法(θo^)来推定电角度。应予说明，在电动机200的角速度为中速的情况下，进行第1方法(θvd^)和第3方法(θo^)的切换(混合运算)。此外，电角度推定部12构成为：在pwm信号的调制率为1以上的过调制的情况下，以及在磁通量的变化为非线性的非线性区域中，通过第2方法(θ0^、θ0e^)来推定电角度。

具体而言，从0度开始，每60度进行电角度θ0^的推定。详细而言，当电动机200进行顺时针旋转时，推定0度、60度、120度、180度、240度以及300度的电角度θ0^。此外，当电动机200进行逆时针旋转时，推定0度、-60度、-120度、-180度、-240度以及-300度的电角度θ0^。

此外，从30度开始，每60度进行电角度θ01^的推定。详细而言，当电动机200进行顺时针旋转时，推定30度、90度、150度、210度、270度以及330度的电角度θ01^。此外，当电动机200进行逆时针旋转时，推定-30度、-90度、-150度、-210度、-270度以及-330度的电角度θ01^。

此外，在第一实施方式中，电角度推定部12构成为：在磁通量的变化为非线性的非线性区域中的第2方法中，推定多个指定的电角度(仅θ0e^，或θ0^以及θ0e^双方)，并通过内插运算对指定的电角度之间的电角度进行推定。而且，基于下述的数学式24，通过内插运算来推定指定的电角度(每60度的电角度)之间的电角度θ0^t。

[数学式24]

θ0^t＝(θ0*^t1+(θT^t))

θT^t＝(ω0^t1+kj×dω0^t1×(t-t1))×(t-t1)

在此，θ0＊^t1为某个电角度(例如，0度)，t1为进入某区间(zone)(例如，从0度到60度之间)的时间，dω为电角度的加速度，ω0^为电动机200的角速度的推定值，kj为dω的映射(参照图7)。根据上述式，如图8所示，通过内插运算，推定电角度θ0^t。

此外，在过调制的情况下或在非线性区域中，在各相的电压指令比较大、且没有能够检测零交叉的时间的情况(无法检测电流变化率零交叉的情况)下，强制地施加零矢量(主动零矢量(active 0vector))。具体而言，电角度θ0^从0度开始，在每60度的附近，施加主动零矢量。由此，推定电角度θ0e^。

此外，在要求伺服电动机的响应性的情况下，需要进行在从比较低速(表1中的中速)到产生感应电压的区域为止的电角度的推定，因此，除了基于零交叉的电角度(θ0^、θ01^、θ0e^、θ01e^)以外，也对电角度θo^进行推定。另一方面，在不要求伺服电动机的响应性的情况下，仅进行基于零交叉的电角度(θ0^、θ01^、θ0e^、θ01e^)的推定。由此，能够减轻电动机控制装置100的负载。

在此，在第一实施方式中，电角度推定部12构成为：在通过第1方法和第3方法中的至少一种来推定电动机的电角度的情况下，在通过第2方法推定的电角度中，将通过第1方法和第3方法中的至少一种推定出的电角度替换(覆盖(override))为通过第2方法推定出的电角度。具体而言，如表1所示，在角速度为低速的区域中，当通过第1方法推定电角度θvd^时，在指定的电角度(从0度开始每60度的电角度，或从30度开始每60度的电角度)中，将通过第1方法推定出的电角度θvd^替换(覆盖)为通过第2方法推定的电角度(θ0^、θ01^、θ0e^、θ01e^中的任一个)。此外，在角速度为中速的区域中，当通过第1方法推定电角度θvd^或通过第3方法推定的电角度θo^时，在指定的电角度中，将通过第1方法推定出的电角度θvd^或通过第3方法推定的电角度θo^替换为通过第2方法推定的电角度(θ0^、θ01^、θ0e^中的任一个)。此外，在角速度为高速的区域中，在通过第3方法推定电角度θo^时，在指定的电角度中，将通过第3方法推定出的电角度θo^替换为通过第2方法推定的电角度(θ0^、θ01^、θ0e^中的任一个)。

应予说明，如图9所示，在角速度为中速的区域中，切换基于第1方法的对电角度θvd^的推定、和基于第3方法的对电角度θo^的推定。当角速度(|ω^|)比较小时，通过第1方法推定电角度θvd^，当角速度(|ω^|)比较大时，通过第3方法推定电角度θo^。应予说明，在角速度为中等程度的情况下，进行第1方法和第3方法的混合运算。

此外，在相电流的差分或线电流的差分变为零的时间进行覆盖。具体而言，相电流的差分变为零(零交叉)的时间为从0度开始每60度的时候。线电流的差分变为零的时间为从30度开始每60度的时候。

此外，在暂时无法检测上述零交叉时，例如，在从0度开始每60度的电角度的附近，强制地施加零矢量(主动零矢量)。由此，可通过第2方法，检测电角度(θ0^、θ01^、θ0e^、θ01e^)。

此外，在过调制的情况下以及在非线性区域中，例如，在从0度开始每60度的电角度的附近，强制地施加零矢量(主动零矢量)。由此，可通过第2方法，检测电角度(θ0^、θ0e^)。

此外，电角度的推定值包含电角度推定用的推定值、和控制用(速度控制、位置控制)的电角度的推定值。而且，电角度推定用的推定值即为通过上述第1～第3方法推定出的推定值本身(即，值ωs^，参照图10的粗实线)。另一方面，如图10所示，由于进行覆盖，存在推定的电角度变为离散值(值急剧变化)的情况，因此，在控制用的电角度的推定值中，会进行平滑处理(参照图10的粗虚线)。具体而言，对被覆盖之前的最新的电角度的值进行平滑处理，使之与角速度ω成比例。此外，不对角速度推定用的电角度进行平滑处理。由此，能够维持电角度(角速度)的推定精度，同时，谋求控制性的提高。

此外，如表1所示，在角速度比较快的区域(高速)中，使用电角度θ0e^进行覆盖。如果调制率变高，则来自正弦波驱动的偏移将变大，这是由于推定电角度θ0^的方法中误差变大。应予说明，在角速度比较快的区域(高速)中，仅根据电角度θ0e^，就能够实现高精度的电角度的推定(参照下述的数学式25)。

[数学式25]

cosθ^^/sinθ^^＝(Ld×piβ-(-R×iβ+ω×(Ld-Lq)×iα))/(-Ld×piα+(-ω×(Ld-Lq)×iβ-R×iα))

应予说明，表1的“(O)”指也能够进行基于电角度θ0^的推定，同时，基于上述理由，不进行基于电角度θ0^的推定。由此，能够减轻电动机控制装置100的负载，并且，提高电角度的推定的响应性。由上述的数学式13表示的电角度θ0e^没有边界条件，因此，即使在角速度比较快的区域中无法检测零交叉，也能够根据由上述的数学式13表示的电角度θ0e^，来检测电角度。

此外，应用基于静止坐标系的电流值的方法(θ0e^)的电动机的角速度比应用基于两相发生短路时的电流的差分的方法(θ01e^)的电动机的角速度高。具体而言，可基于下述的数学式26，推定电角度θe^。

[数学式26]

θe^＝kθ01e×θ01e^+kθ0e×θ0e^

在此，kθ01e以及kθ0e为具有如图11所示特性的系数。kθ01e在角速度|ω^|比较小的区域中为1，在角速度|ω^|比较大的区域中为0。此外，kθ01e在角速度|ω^|为中等程度的区域中，从1到0直线性地减少。并且，kθ0e在角速度|ω^|比较小的区域中为0，在角速度|ω^|比较大的区域中为1。此外，kθ0e在角速度|ω^|为中等程度的区域中，从0到1直线性地增加。由此，能够提高电角度的推定精度。

此外，电角度推定部12构成为：在第2方法中，多次进行用于检测电角度的采样，并且，对多个采样的结果进行移动平均(moving average)，由此，推定电角度。例如，如图12所示，在电角度θ0^以及电角度θ01^的推定中，在进行零交叉附近的电角度中，进行多次(例如，每5度10次)的采样。然后，基于多次采样的差分移动平均的符号的变化，检测出零交叉。此外，在电角度θ0e^以及电角度θ01e^的推定中，也同样地进行多次采样，并且，基于采样结果的移动平均，推定电角度θ0e^以及电角度θ01e^。应予说明，电动机200的角速度ω^越小，采样的次数越多。例如，采样的次数随着电动机200的角速度ω^的变小而指数性增加。

此外，在pwm信号的前半和后半进行上述覆盖。另一方面，也可根据pwm信号的每个周期(每1周期、每2周期)等来进行覆盖。这是由于在第2方法(利用了电流纹波的电角度推定)中，当电动机200的设备常数La/Ra(电气时间常数)较大时，存在无法检测出零交叉的情况。

此外，在第一实施方式中，电角度推定部12构成为：在第2方法中，基于电动机200的设备常数，进行对通过第2方法推定出的电角度的滞后补偿。具体而言，在角速度|ω^|比较大的情况下，无法忽略电动机200的设备常数La/Ra(电气时间常数)的影响，因此，对通过第2方法推定出的电角度的相位进行补正。具体而言，如图13所示，相对于通过第2方法推定出的电角度θ0＊^(θ0^、θ01^)，通过图13的映射所示的对电角度(deg)进行差分，从而进行补正。应予说明，关于电角度θ0e^、θ01e^，根据需要同样进行补正。

此外，在第一实施方式中，电角度推定部12通过对推定出的电角度进行时间微分，从而算出角速度ω^。例如，基于通过第1方法推定出的电角度θvd^，算出角速度ωvd^。而且，基于通过第2方法推定出的电角度θ0^、θ01^、θ0e^以及θ01e^，算出角速度ω0^。而且，基于通过第3方法推定出的电角度θo^，算出角速度ωo^。并且，在通过第2方法推定出角速度ω0^时，将通过第3方法推定出的角速度ωo^替换(覆盖)为通过第2方法推定出的角速度ω0^。应予说明，角速度ω^基于最新推定出的电角度的时间微分而算出。

应予说明，由于在角速度中，也与上述的电角度推定同样地进行覆盖，存在被推定的角速度形成离散值(值急剧发生变化)的情况，因此，对控制用的角速度的推定值进行平滑处理。此外，不对角速度推定用的角速度进行平滑处理。

此外，在第一实施方式中，如表1所示，在当电动机200发生失步时，电动机200的角速度ω^在零附近的情况下，电角度推定部12基于向电动机200的永久磁铁施加电压来推定电动机200的初始位置(Δθp^)。此外，在电动机200的角速度ω^大于零附近的情况下，电角度推定部12通过第1方法(θvd^)以及第2方法(仅θ0^，或θ0^以及θ0e^双方)，继续进行电角度的推定。此外，电角度推定部12构成为：当在指定期间内检测到指定次数以上的电动机200的失步时，使电动机200停止。当推定出的电角度与零交叉的时间的偏差较大时，结果会发生失步。另一方面，在第一实施方式中，由于在零交叉的时间进行覆盖，理论上不会发生失步。然而，在角速度ω^发生突变等情况下，也可能会发生失步。因此，进行如上处置。

(第一实施方式的效果)

在第一实施方式中，能够得到如下效果。

在第一实施方式中，如上所述，电角度推定部12构成为：在通过第1方法和第3方法中的至少一种来推定电动机200的电角度(θvd^、θo^)的情况下，在通过第2方法推定的电角度(θ0^、θ01^、θ0e^、θ01e^)中，将通过第1方法和第3方法中的至少一种而推定出的电角度(θvd^、θo^)替换为通过第2方法推定出的电角度(θ0^、θ01^、θ0e^、θ01e^)。在此，在第2方法中，通过对相电流的差分或线电流的差分变为零的情况(零交叉时间)进行检测，能够相对正确地推定电角度(θ0^、θ01^、θ0e^、θ01e^)。由此，在通过第1方法和第3方法中的至少一方而连续地推定电角度(θvd^、θo^)的情况下，即使推定出的电角度(θvd^、θo^)中产生误差，也能够在零交叉时间，利用通过第2方法推定出的电角度(θ0^、θ01^、θ0e^、θ01e^)来修正误差。其结果为，能够在连续推定电角度的情况下，对电角度的推定误差进行修正。

此外，在第一实施方式中，如上所述，使用在电动机200的角速度ω^较小的情况下电角度θvd^的推定精度较高的第1方法，并使用在电动机200的角速度ω^较大的情况下电角度θo^的推定精度较高的第3方法，因此，在电动机200的角速度ω^较小的情况以及较大的情况的两方，都能够高精度地进行电角度的推定。其结果为，在电动机200的角速度ω^较小的情况以及较大的情况的两方，都能够一边高精度地进行电角度的推定，一边对电角度的推定的误差进行修正。

此外，在第1方法以及第3方法中，在pwm信号为过调制的情况下以及在非线性区域中，无法高精度地进行电角度的推定。因此，通过利用第2方法来检测零交叉时间，即使在pwm信号为过调制的情况以及在非线性区域中，也能够相对正确地推定电角度。

此外，在第一实施方式中，如上所述，在第2方法中，仅能在零交叉时间(30度、60度、90度等)进行电角度的推定，因此通过进行内插运算，能够对零交叉时间以外的时间的电角度进行推定。

此外，在第一实施方式中，如上所述，根据第2方法，在无法进行零交叉时间的检测时，可基于数学式21以及数学式22来推定电角度。

此外，在第一实施方式中，如上所述，第2方法基于电流(相电流、线电流)来推定电角度(θ0^、θ01^、θ0e^、θ01e^)，因此，存在相位相对于电压而发生滞后的情况。因此，通过上述结构，电角度(θ0^、θ01^、θ0e^、θ01e^)(相位)的滞后被补偿，因而，能够提高电角度(θ0^、θ01^、θ0e^、θ01e^)的推定精度。

此外，在第一实施方式中，如上所述，即使在利用基于相电流的差分的方法(θ0^)以及基于线电流的差分的方法(θ01^)无法恰当地推定电角度的情况下，也能够利用基于静止坐标系的电流值的方法(θ0e^)、以及基于两相发生短路时的电流的差分的方法(θ01e^)来推定电角度。

此外，在第一实施方式中，如上所述，基于电流值的绝对值或电流的变化量的绝对值较大的两个相的电流值，推定电动机200的电角度，由此，能提高对于电流值的值以及电流值的变化量的耐噪声性。

此外，在第一实施方式中，如上所述，基于d轴电流值以及q轴电流值来减少噪声，因此，能够提高电角度(θ0e^)的推定精度。

此外，在第一实施方式中，如上所述，根据电动机200的角速度来选择电角度的推定精度较高的方法(θ0e^、θ01e^)，因此，能够进一步提高电角度推定的精度。

此外，在第一实施方式中，如上所述，即使在电流(相电流、线电流)中含有噪声的情况下，也能减少噪声的影响。

此外，在第一实施方式中，如上所述，即使在q轴电流的变化率较大的情况下，也能够通过第1方法恰当地推定电角度(θvd^)。

此外，在第一实施方式中，如上所述，即使在磁通量饱和的情况下，也能够恰当地推定电角度(θvd^)。

此外，在第一实施方式中，如上所述，能够抑制推定的电角度(θ0^、θ01^)发生急剧变化。

此外，在第一实施方式中，如上所述，在电动机200的角速度ω^为零附近时，推定电动机200的初始位置，因此，能够高精度地进行其后的电角度的推定。此外，在指定期间内检测到指定次数以上的电动机200的失步时，停止电动机200，因此，能抑制在电动机200失步的状态下继续对电动机200进行驱动。

此外，在第一实施方式中，如上所述，基于根据能够相对正确地推定电角度的第2方法而推定出的电角度θ0^、θ01^、θ0e^以及θ01e^，替换角速度ω0^，因此，能够提高电角度的推定精度，并且，能够提高电角度的推定的鲁棒性。

此外，在第一实施方式中，如上所述，由于q轴电感Lq与d轴电感Ld的差比较小，根据第1方法难以进行电角度θvd^的推定，但即使在这种情况下，通过增大q轴电感Lq与d轴电感Ld的差，能够容易地推定电角度θvd^。

[第二实施方式]

参照图14～图18，对基于第二实施方式的电动机控制装置100的结构进行说明。在第二实施方式中，与通过三个分流电阻20来检测电流的上述第一实施方式不同，其通过一个分流电阻20来检测电流(1分流方式)。

具体而言，如图14所示，在电动机控制装置100的驱动部109，设有分流电阻20(电流检测部)。例如，分流电阻20构成为：对流经三相交流电的直流侧(正侧：P)的电流进行检测，该三相交流电将来自电源部210的电力供给至电动机200。应予说明，分流电阻20也可构成为：对流经GND侧的电流进行检测。此时，将开关元件9a的下游侧的相电流设为iuL、ivL、以及iwL。

图15显示了PWM信号pwm*的1个周期的例子。将1个周期的长度设为期间T，周期的起点设为时间点t0，并将仅向U相施加来自电源部210的电压的期间设为T100。应予说明，将施加来自电源部210的电压记载为“进行加压”，将不施加电压记载为“非加压”，来进行说明。而且，将U相加压、V相加压、以及W相非加压的期间设为T110，将U相加压、V相加压、以及W相加压的期间设为T111，将U相非加压、V相非加压、以及W相非加压的期间设为T000。应予说明，“零矢量”设为表示期间T000的状态。

如图15所示，作为一个例子，在期间T100中，检测电流ir、相电流iu、iv以及iw、和相电流iuL、ivL以及iwL具有下述的数学式27的关系。此外，在期间T110中，具有下述的数学式28的关系。此外，在时间点t0中，电流iut0(时间点t0中的iu)、ivt0(时间点t0中的iv)、以及iwt0(时间点t0中的iw)具有下述的数学式29的关系。

[数学式27]

iu＝ivL+iwL＝ir

[数学式28]

iw＝-iwL＝-ir

[数学式29]

ivt0＝0-iut0-iwt0

在此，在第二实施方式中，当通过一个分流电阻20对向电动机200供给的电流进行检测时，电角度推定部12在第2方法中不使用基于相电流的差分的方法(电角度θ0^)以及基于静止坐标系的电流值的方法(电角度θ0e^)。这是由于在1分流方式中，无法检测到零矢量状态(上臂或下臂的所有开关元件9a为断开状态)中的循环电流。而且，电角度推定部12构成为：通过基于线电流的差分的方法(电角度θ01^)和基于两相发生短路时的电流的差分的方法(电角度θ01e^)中的至少一种(在第二实施方式中为两种)，来推定电角度。

具体而言，进行如下处理。首先，如图16所示，在步骤S11中，判定电动机200是否为零交叉状态(相电流的差分为0)。应予说明，零交叉的时间(电角度)为30度、90度、150度、210度、270度以及330度。实际上，零交叉的时间(电角度)在这些角度±k0deg的范围内。

在步骤S11中为是的情况下，在步骤S12中，判定pwm的周期是否为偶数次。

在步骤S12中为是的情况(pwm的周期为偶数次的情况)下，在步骤S13中，通过基于线电流的差分的方法(电角度θ01^)和基于两相发生短路时的电流的差分的方法(电角度θ01e^)中的至少一种，来推定电角度。应予说明，在步骤S12中，进行电角度推定脉冲移位处理。电角度推定脉冲移位处理是指，即使在通过后述的1分流脉冲移位处理无法检测两相发生短路的状态的情况下，为了确保用于检测两相发生短路的状态的最小时间的处理。具体而言，如图17所示，为了确保用于检测两相发生短路的状态的最小时间，对pwm信号的脉冲宽度进行伸缩。例如，在检测电流的时间，pwm信号(pwmv)的脉冲宽度伸长(参照图17的虚线)。应予说明，在其他的时间，pwm信号的脉冲宽度缩短，以补全pwm信号的脉冲宽度的伸长。由此，整体的电流的输出量不变。此外，通过电角度推定脉冲移位处理检测出的电流值被用于电流控制。

此外，在步骤S11中为否的情况下，以及在步骤S12中为否的情况(pwm的周期为奇数次的情况)下，进入步骤S14。在步骤S14中，进行1分流推定脉冲移位处理。如图18所示，1分流脉冲移位处理是指如下处理：在对检测电流进行检测的时间点，使pwm信号的脉冲宽度相对于三角形波C移动(移位)，以产生pwm信号的脉冲。如此，在电角度推定脉冲移位处理和1分流脉冲移位处理中，处理方法不同。因此，如上所述，根据pwm的周期为偶数次还是奇数次，来切换电角度推定脉冲移位处理和1分流脉冲移位处理，由此，能够抑制两种处理发生干涉。

应予说明，第二实施方式的其他的结构与第一实施方式相同。

(第二实施方式的效果)

在第二实施方式中，能够得到如下效果。

在第二实施方式中，如上所述，基于线电流的差分的方法(电角度θ01^)和基于两相发生短路时的电流的差分的方法(电角度θ01e^)即使在通过一个分流电阻20来检测向电动机200供给的电流的情况(对每个相在不同时间点检测电流值的情况)下，也能够推定电角度。其结果为，即使在通过一个分流电阻20来检测向电动机200供给的电流的情况下，也能够恰当地推定电角度。

[第三实施方式]

对基于第三实施方式的电动机控制装置100的结构进行说明。在第三实施方式中，与根据电角度θ01^和电角度θ01e^来推定电角度的上述第二实施方式不同，其基于无矢量状态中的感应电压来推定电角度θev^。

第2方法进一步包含如下方法：在通过一个分流电阻20来检测向电动机200供给的电流的情况下，基于零矢量状态中的感应电压来推定电角度。具体而言，在电动机控制装置100中，如下述的数学式30所示，基于线感应电压，推定电角度θev^。

[数学式30]

在此，Euv为U相与V相之间的线感应电压，Evw为V相与W相之间的线感应电压。此外，Ewu为W相与U相之间的线感应电压。

具体而言，线感应电压由下述的数学式31表示。

[数学式31]

在此，ke为反电动势常数，kvgain为电压读取增益(voltage reading gain)。此外，Eu、Ev以及Ew分别为U相、V相以及W相的端子感应电压。此外，ω为电角速度(electric angularvelocity)。

此外，电角度θev^根据电动机200的旋转是顺时针(cw)还是逆时针(ccw)而进行切换。具体而言，当电动机200的旋转为顺时针(cw)时，电角度θev^为θev^本身(θev^＝θev^)。另一方面，当电动机200的旋转为逆时针(ccw)时，电角度θev^为θev-π^(θev^＝θev^-π)。

应予说明，也可如下述的数学式32所示，使电动机控制装置100基于相电压(从中性点至各相的端子之间的端子感应电压)，来推定电角度θev^。

[数学式32]

此外，基于相电压推定的电角度θev^也如上述般根据电动机200的旋转是顺时针(cw)还是逆时针(ccw)而进行切换。

此外，端子感应电压由下述的数学式33表示。

[数学式33]

Eu^＝Eu-E0＝-kvgain×ke×ω×sin(θ)

Ev^＝Ev-E0＝-kvgain×ke×ω×sin(θ-2×π/3)

Ew^＝Ew-E0＝-kvgain×ke×ω×sin(θ-4×π/3)

在此，Eu、Ev以及Ew分别为U相、V相以及W相的端子感应电压。此外，中性点需要通过硬件进行检测、或通过软件进行推定。中性点的电压E0^可通过E0^＝Eu+Ev+Ew的关系式算出。

此外，在第三实施方式的推定电角度θev^的方法中，通过上述第二实施方式的电角度推定脉冲移位处理而读取到的电流值不用于电流控制。这是由于读取到的电流值为零矢量状态(无矢量状态)中的电流值。

此外，在第三实施方式的推定电角度θev^的方法中，施加无矢量的时间为0度、60度、120度、180度、240度、300度。实际上，施加无矢量的时间在这些角度±k0deg的范围内。在这种情况下，无法取得端子感应电压的差分，因此，施加一次无矢量。

应予说明，第三实施方式的其他的结构与上述第一以及第二实施方式相同。

(第三实施方式的效果)

在第三实施方式中，能够得到如下效果。

在第三实施方式中，如上所述，基于无矢量状态中的感应电压来推定电角度的方法与基于线电流的差分的方法以及基于两相发生短路时的电流的差分的方法相比，具有更高的鲁棒性，因此，能够更加恰当地推定电角度。

(变形例)

应予说明，应认为今次公开的实施方式在所有方面均为例示，而不存在任何限制。本发明的范围由权利要求书而非上述实施方式的说明来表示，并进一步包含与权利要求书等同的含义及范围内的所有变形(变形例)。

例如，在上述第一～第三实施方式中，虽然基于表1，展示了应用第1方法、第2方法以及第3方法中的任一种的例子，但本发明不限于此。表1为一个例子，也可依据表1所示的应用方法(应用范围)之外的应用方法，应用第1方法、第2方法以及第3方法中的任一种。

此外，在上述第一～第三实施方式中虽然展示了在第2方法中，当相电流的差分无法变为零时、以及线电流的差分无法变为零时，基于上述的数学式21以及数学式22，对电角度进行推定的例子，但本发明不限于此。在本发明中，也可不进行基于上述的数学式21以及数学式22的电角度的推定。

此外，在上述第一～第三实施方式中虽然展示了在电动机失步时，进行推定电动机的初始位置等的处理的例子，但本发明不限于此。如上所述，在零交叉的时间中进行覆盖，理论上不会发生失步，因此，也可构成为不进行在电动机失步时的处理。

此外，在上述第二实施方式中虽然展示了对于pwm的周期(偶数次以及奇数次)，交替进行电角度推定脉冲移位处理和1分流脉冲移位处理的例子，但本发明不限于此。例如，也可相对于多次的1分流脉冲移位处理，进行1次电角度推定脉冲移位处理。

附图说明

12 电角度推定部

100 电动机控制装置

200 电动机

Claims (19)

1.一种电动机控制装置，其中，

所述电动机控制装置通过基于转矩指令而设定的d轴电流指令以及q轴电流指令，对设有永久磁铁的电动机的驱动进行控制，

所述电动机控制装置具备电角度推定部，所述电角度推定部基于第1方法、第2方法、和第3方法中的至少一种方法来推定所述电动机的电角度，

所述第1方法根据所述电动机的角速度、pwm信号的调制率、以及是否为磁通量的变化为非线性的非线性区域，并基于向d轴施加电压而使q轴的漏电流变为零，来推定所述电动机的电角度，

所述第2方法基于因感应电压而产生的相电流的差分以及线电流的差分中的至少一方变为零，来推定所述电动机的电角度，所述感应电压通过所述电动机的旋转而产生，

所述第3方法基于电压方程式，来推定电角度，

所述电角度推定部构成为在通过所述第1方法和所述第3方法中的至少一种来推定所述电动机的电角度的情况下，在通过所述第2方法推定的电角度中，将通过所述第1方法和所述第3方法中的至少一种推定出的电角度替换为通过所述第2方法推定出的电角度。

2.如权利要求1所述的电动机控制装置，其中，

所述电角度推定部构成为在所述电动机的角速度较小的情况下，通过所述第1方法和所述第2方法来推定电角度，在所述电动机的角速度较大的情况下，通过所述第2方法和所述第3方法来推定电角度。

3.如权利要求1或2所述的电动机控制装置，其中，

所述电角度推定部构成为在所述pwm信号的调制率为1以上的过调制的情况下，以及在磁通量的变化为非线性的所述非线性区域中，根据所述第2方法推定电角度。

4.如权利要求3所述的电动机控制装置，其中，

所述电角度推定部构成为在磁通量的变化为非线性的所述非线性区域中的所述第2方法中，对多个指定的电角度进行推定，并且，通过内插运算，对所述指定的电角度之间的电角度进行推定。

5.如权利要求1～4中任一项所述的电动机控制装置，其中，

所述电角度推定部构成为在所述第2方法中，在所述相电流的差分无法变为零时，以及在所述线电流的差无法变为零时，基于下述的数学式1以及数学式2，对所述相电流的差分变为零的电角度、以及所述线电流的差分变为零的电角度进行推定，

[数学式1]

θ0c^＝θ0t^-Δi*×ω^/ΔΔ1*

[数学式2]

θ10c^＝θ0it^-Δi*×ω^/ΔΔi*

在此，θ0t^以及θ01t^分别为目标值，Δi*为电流的差分，ΔΔ1i*为Δi*的变化率，此外，*为d轴或q轴。

6.如权利要求1～5中任一项所述的电动机控制装置，其中，

所述电角度推定部构成为在所述第2方法中，基于所述电动机的设备常数，进行对通过所述第2方法推定出的电角度的滞后补偿。

7.如权利要求1～6中任一项所述的电动机控制装置，其中，

所述第2方法除了包含基于所述相电流的差分的方法以及基于所述线电流的差分的方法之外，还包含基于静止坐标系的电流值的方法、以及基于两相发生短路时的电流的差分的方法。

8.如权利要求7所述的电动机控制装置，其中，

所述电角度推定部构成为在基于所述静止坐标系的电流值的方法中，基于三个相中电流值的绝对值或电流的变化量的绝对值较大的两个相的电流值，来推定所述电动机的电角度。

9.如权利要求7或8所述的电动机控制装置，其中，

所述电角度推定部构成为在基于所述静止坐标系的电流值的方法中，基于d轴电流值以及q轴电流值，来减少噪声。

10.如权利要求7～9中任一项所述的电动机控制装置，其中，

应用基于所述静止坐标系的电流值的方法的所述电动机的角速度高于应用基于所述两相发生短路时的电流的差分的方法的所述电动机的角速度。

11.如权利要求7～10中任一项所述的电动机控制装置，其中，

在通过一个分流电阻来检测被供给至所述电动机的电流的情况下，所述电角度推定部构成为在所述第2方法中，不使用基于所述相电流的差分的方法以及基于所述静止坐标系的电流值的方法，而通过基于所述线电流的差分的方法和基于所述两相发生短路时的电流的差分的方法中的至少一种，来推定电角度。

12.如权利要求7～11中任一项所述的电动机控制装置，其中，

所述第2方法进一步包含如下方法：在通过一个分流电阻来检测被供给至所述电动机的电流的情况下，基于无矢量状态中的感应电压，来推定电角度。

13.如权利要求1～12中任一项所述的电动机控制装置，其中，

所述电角度推定部构成为在所述第2方法中，以所述电动机的角速度越小则越增加采样次数的方式多次进行用于检测电角度的采样，并且，对多个采样的结果进行移动平均，由此来推定电角度。

14.如权利要求1～13中任一项所述的电动机控制装置，其中，

所述电角度推定部构成为在所述第1方法中，在q轴电流的变化率较大的情况下，与q轴电流的变化率较小的情况相比，减小用于通过所述第1方法来推定电角度的采样的间隔。

15.如权利要求1～14中任一项所述的电动机控制装置，其中，

所述电角度推定部构成为在所述第1方法中，基于下述的数学式3，对在磁通量饱和时推定出的电角度进行补正，

[数学式3]

θvd^＝θvd^×SV0/SV1

SV0＝ω∧×Kt^idn0+(Ld^idn0-Lq^idn0)×(ω∧×idrefn-p iqrefn)

SV1＝ω∧×Kt^idn+(Ld^idn-Lq∧idn)×(ω∧×idrefn-piqrefn)

在此，ω为角速度，Kt为反电动势常数，Ld为d轴电感，Lq为q轴电感，idrefn为d轴电流指令值，iqrefn为q轴电流指令值，此外，后缀ind指现在的值，ind0指所述电动机的磁通量不饱和的区域的值，此外，p为时间微分。

16.如权利要求1～15中任一项所述的电动机控制装置，其中，

所述电角度推定部构成为在将通过所述第1方法与所述第3方法中的至少一种推定出的推定值替换为通过所述第2方法推定出的电角度时，进行平滑处理，以使替换前后的值变得连续。

17.如权利要求1～16中任一项所述的电动机控制装置，其中，

所述电角度推定部构成为，在当所述电动机发生失步时，所述电动机的角速度为零附近的情况下，基于向所述电动机的所述永久磁铁施加电压来推定所述电动机的初始位置，在所述电动机的角度大于零附近的情况下，继续对电角度的推定，在指定的期间内检测到指定次数以上的所述电动机的失步的情况下，停止所述电动机。

18.如权利要求1～17中任一项所述的电动机控制装置，其中，

所述电角度推定部构成为通过对推定出的电角度进行时间微分而算出角速度，并且，将基于通过所述第3方法推定出的电角度而算出的角速度替换为基于通过所述第2方法推定出的电角度而算出的角速度。

19.如权利要求1～18中任一项所述的电动机控制装置，其中，

所述电动机控制装置构成为在所述第1方法中，在所述q轴电感与所述d轴电感的差小于指定的阈值的情况下，通过增加所述q轴电感、和降低所述d轴电感中的至少一方，来增大所述q轴电感与所述d轴电感的差。

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