JP2020096503A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電気角が連続的に推定されている場合において、電気角の推定の誤差を修正することが可能なモータ制御装置を提供する。【解決手段】このモータ制御装置１００では、電気角推定部１２は、ｄ軸に電圧を印加してｑ軸の漏れ電流がゼロになることに基づく第１の方法と、電圧方程式に基づく第３の方法とのうちの少なくとも一方によりモータ２００の電気角が推定されている場合に、相電流の差分および線間電流の差分の少なくとも一方に基づく第２の方法により推定される電気角において、第１の方法と第３の方法とのうちの少なくとも一方により推定された電気角を、第２の方法により推定された電気角に置き換えるように構成されている。【選択図】図１

Description

本発明は、モータ制御装置に関し、特に、モータの電気角を推定する電気角推定部を備えるモータ制御装置に関する。

従来、モータの電気角を推定する電気角推定部を備えるモータ制御装置が知られている（たとえば、特許文献１および２参照）。

上記特許文献１では、モータに交番電圧を印加するとともに、交番電圧（交流電圧）が印加されることにより流れる電動機電流が検出される。また、検出された電動機電流は、印加されている交番電圧に対して平行な成分と直交する成分とに分離される。ここで、電動機に交番電圧を印加すると、交番電圧のベクトルと回転子磁極軸とが平行または直交している時以外は、交番電圧のベクトルに対して直交する方向にも電流が流れる。この電流を検出することにより、交番電圧のベクトルと磁束軸との間の相差角を検出することができる。そして、相差角がゼロになるように印加する交番電圧のベクトルの位相を調整することにより、磁極位置（電気角）が間接的に推定されている。

上記特許文献２では、適用オブザーバモデルと拡張誘起電圧オブザーバモデルとに基づいてモータの電気角が推定されている。なお、適用オブザーバモデルでは、交流モータの入力（インバータの電圧指令）に基づいて、交流モータの状態（磁束）と出力（電流）とを演算により推定し、推定された電流と電流センサにより検出された電流との偏差に基づいて、電気角の推定が行われる。また、拡張誘起電圧オブザーバモデルでは、回転子の位置情報を有する拡張誘起電圧という状態量を、抵抗およびインダクタンスのような事前に測定可能なモータパラメータと、電流および電圧のようなセンサなどによって検出可能な物理量とから、電気角の推定が行われる。

また、上記特許文献１および上記特許文献２に開示されている電気角の推定では、電気角が連続的に（比較的小さい角度間隔で）推定されていると考えられる。

特許第３３１２４７２号公報 特開２０１７−７０１２２号公報

ここで、上記特許文献１および上記特許文献２に開示されている電気角の推定では、電気角が連続的に（比較的小さい角度間隔で）推定されていると考えられる一方、電気角の推定に誤差が生じる場合があるという課題が見出された。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、この発明の１つの目的は、電気角が連続的に推定されている場合において、電気角の推定の誤差を修正することが可能なモータ制御装置を提供することである。

上記目的を達成するために、この発明の一の局面におけるモータ制御装置は、トルク指令に基づいて設定されたｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令により、永久磁石が設けられるモータの駆動を制御するモータ制御装置であって、モータの角速度、ｐｗｍ信号の変調率、および、磁束の変化が非線形である非線形領域であるか否かに応じて、ｄ軸に電圧を印加してｑ軸の漏れ電流がゼロになることに基づいてモータの電気角を推定する第１の方法と、モータが回転されることにより発生する誘起電圧に起因して生じる相電流の差分および線間電流の差分の少なくとも一方がゼロになることに基づいてモータの電気角を推定する第２の方法と、電圧方程式に基づいて電気角を推定する第３の方法とのうちの少なくとも１つの方法によりモータの電気角を推定する電気角推定部を備え、電気角推定部は、第１の方法と第３の方法とのうちの少なくとも一方によりモータの電気角が推定されている場合に、第２の方法により推定される電気角において、第１の方法と第３の方法とのうちの少なくとも一方により推定された電気角を、第２の方法により推定された電気角に置き換えるように構成されている。

この発明の一の局面によるモータ制御装置では、上記のように、電気角推定部は、第１の方法と第３の方法とのうちの少なくとも一方によりモータの電気角が推定されている場合に、第２の方法により推定される電気角において、第１の方法と第３の方法とのうちの少なくとも一方により推定された電気角を、第２の方法により推定された電気角に置き換えるように構成されている。ここで、第２の方法では、相電流の差分および線間電流の差分の少なくとも一方がゼロになること（０クロスタイミング）を検出することにより、比較的正確に電気角を推定することができる。これにより、第１の方法と第３の方法とのうちの少なくとも一方により、電気角が連続的に推定されている場合において、推定された電気角に誤差が生じる場合でも、０クロスタイミングにおいて、第２の方法により推定された電気角によって誤差を修正することができる。その結果、電気角が連続的に推定されている場合において、電気角の推定の誤差を修正することができる。

上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、電気角推定部は、モータの角速度が小さい場合に、第１の方法と第２の方法とによって電気角を推定し、モータの角速度が大きい場合に、第２の方法と第３の方法とによって電気角を推定するように構成されている。

このように構成すれば、モータの角速度が小さい場合において電気角の推定の精度が比較的高い第１の方法が用いられ、モータの角速度が大きい場合に電気角の推定の精度が比較的高い第３の方法が用いられるので、モータの角速度が小さい場合および大きい場合の両方において、電気角の推定を精度よく行うことができる。その結果、モータの角速度が小さい場合および大きい場合の両方において、電気角の推定を精度よく行いながら、電気角の推定の誤差を修正することができる。

上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、電気角推定部は、ｐｗｍ信号の変調率が１以上である過変調の場合、および、磁束の変化が非線形である非線形領域において、第２の方法によって電気角を推定するように構成されている。

ここで、第１の方法および第３の方法では、ｐｗｍ信号が過変調の場合および非線形領域において、電気角の推定を精度よく行うことができない。そこで、上記ように構成すれば、第２の方法によって０クロスタイミングを検出することにより、ｐｗｍ信号が過変調の場合および非線形領域においても、比較的正確に電気角を推定することができる。

この場合、好ましくは、電気角推定部は、磁束の変化が非線形である非線形領域における第２の方法において、複数の所定の電気角を推定するとともに、所定の電気角の間の電気角を補間演算により推定するように構成されている。

このように構成すれば、第２の方法では、０クロスタイミングのみ（３０度、６０度、９０度など）でしか電気角の推定が行えないので、補間演算を行うことによって、０クロスタイミング以外のタイミングの電気角を推定することができる。

上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、電気角推定部は、第２の方法において、相電流の差分がゼロにならない時、および、線間電流の差分がゼロにならない時、下記の数式４および数式５に基づいて、相電流の差分がゼロになる電気角、および、線間電流の差分がゼロになる電気角を推定するように構成されている。

ここで、θ０ｔ＾およびθ０１ｔ＾は、それぞれ、目標値（所定の電気角）であり、Δｉ＊は、電流の差分、ΔΔ１ｉ＊は、Δｉ＊の変化率である。また、＊は、ｄ軸またはｑ軸である。

このように構成すれば、第２の方法によって、０クロスタイミングの検出が行えなかったとき、数式４および数式５に基づいて、電気角を推定することができる。

上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、電気角推定部は、第２の方法において、モータの機器定数に基づいて、第２の方法により推定された電気角の遅れ補償を行うように構成されている。

このように構成すれば、第２の方法は、電流（相電流、線間電流）に基づいて電気角を推定するため、電圧に対して位相が遅れる場合がある。そこで、上記のように構成することによって、電気角（位相）の遅れが補償されるので、電気角の推定の精度を向上させることができる。

上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、第２の方法は、相電流の差分に基づいた方法および線間電流の差分に基づいた方法に加えて、静止座標系の電流値に基づいた方法、および、２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法を含む。

このように構成すれば、相電流の差分に基づいた方法および線間電流の差分に基づいた方法によって、適切に電気角が推定できない場合でも、静止座標系の電流値に基づいた方法、および、２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法によって電気角を推定することができる。

この場合、好ましくは、静止座標系の電流値に基づいた方法において、３つの相のうち、電流値の絶対値または電流の変化量の絶対値が大きい２つの相の電流値に基づいて、モータの電気角を推定するように構成されている。

このように構成すれば、電流値の値および電流値の変化量に対する耐ノイズ性を向上させることができる。

上記第２の方法が静止座標系の電流値に基づいた方法および２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法を含むモータ制御装置において、好ましくは、電気角推定部は、静止座標系の電流値に基づいた方法において、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値に基づいて、ノイズを低減するように構成されている。

このように構成すれば、ノイズが低減されるので、電気角の推定の精度を高めることができる。

上記静止座標系の電流値に基づいた方法および２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法を含むモータ制御装置において、好ましくは、静止座標系の電流値に基づいた方法が適用されるモータの角速度は、２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法が適用されるモータの角速度よりも高い。

このように構成すれば、モータの角速度に応じで電気角の推定の精度の高い方法が選択されるので、電気角の推定の精度をより高めることができる。

上記静止座標系の電流値に基づいた方法および２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法を含むモータ制御装置において、好ましくは、モータに供給される電流を１つのシャント抵抗により検出する場合、電気角推定部は、第２の方法において、相電流の差分に基づいた方法および静止座標系の電流値に基づいた方法は用いずに、線間電流の差分に基づいた方法と２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法とのうちの少なくとも一方により電気角を推定するように構成されている。

このように構成すれば、線間電流の差分に基づいた方法と２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法とは、モータに供給される電流を１つのシャント抵抗により検出する場合（相毎に異なる時点に電流値が検出される場合）でも電気角を推定することができる。これにより、モータに供給される電流を１つのシャント抵抗により検出する場合でも、適切に、電気角を推定することができる。

上記静止座標系の電流値に基づいた方法および２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法を含むモータ制御装置において、好ましくは、第２の方法は、モータに供給される電流を１つのシャント抵抗により検出する場合において、オフベクトル状態における誘起電圧に基づいて電気角を推定する方法をさらに含む。なお、「オフベクトル状態」とは、複数のスイッチング素子（上アームおよび下アーム）から構成されるＨブリッジ回路（電力変換回路）において、全てのスイッチング素子がオフとなっている状態を意味する。

このように構成すれば、オフベクトル状態における誘起電圧に基づいて電気角を推定する方法は、線間電流の差分に基づいた方法および２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法よりも比較的ロバスト性が高いので、電気角をより適切に推定することができる。

上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、電気角推定部は、第２の方法において、モータの角速度が小さいほどサンプリング回数が増加するように、電気角を検出するためのサンプリングを複数回行うとともに、複数のサンプリングの結果について移動平均を行うことにより、電気角を推定するように構成されている。

このように構成すれば、電流（相電流、線間電流）にノイズが含まれる場合でも、ノイズの影響を低減することができる。

上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、電気角推定部は、第１の方法において、ｑ軸電流の変化率が大きい場合は、ｑ軸電流の変化率が小さい場合に比べて、第１の方法により電気角を推定するためのサンプリングの間隔を小さくするように構成されている。

このように構成すれば、ｑ軸電流の変化率が大きい場合でも、第１の方法によって適切に電気角を推定することができる。

上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、電気角推定部は、第１の方法において、下記の数式６に基づいて、磁束が飽和している際において推定された電気角を補正するように構成されている。

ここで、ωは、角速度、Ｋｔは逆起電力定数、Ｌｄは、ｄ軸インダクタンス、Ｌｑは、ｑ軸インダクタンス、ｉｄｒｅｆｎはｄ軸電流指令値、ｉｑｒｅｆｎはｑ軸電流指令値である。また、添字ｉｎｄは、現在の値、ｉｎｄ０は、モータの磁束が飽和していない領域の値を意味している。また、ｐは、時間微分である。

このように構成すれば、磁束が飽和している場合でも、適切に電気角を推定することができる。

上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、電気角推定部は、第１の方法と第３の方法とのうちの少なくとも一方により推定された推定値を、第２の方法により推定された電気角に置き換える際に、置き換える前後の値が連続になるようにスムージング処理を行うように構成されている。

このように構成すれば、推定される電気角が急激に変化するのを抑制することができる。

上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、電気角推定部は、モータが脱調した際において、モータの角速度がゼロ近傍である場合に、モータの永久磁石に電圧を印加することに基づいてモータの初期位置を推定し、モータの角速度がゼロ近傍よりも大きい場合、電気角の推定を継続し、モータの脱調が所定の期間内に所定の回数以上検出された場合、モータを停止させるように構成されている。

このように構成すれば、モータの角速度がゼロ近傍である場合に、モータの初期位置が推定されるので、その後の電気角の推定を精度よく行うことができる。また、モータの脱調が所定の期間内に所定の回数以上検出された場合、モータが停止されるので、モータが脱調した状態でモータの駆動が継続されるのを抑制することができる。

上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、電気角推定部は、推定された電気角を時間微分することにより角速度を算出するとともに、第３の方法により推定された電気角に基づいて算出された角速度を、第２の方法により推定された電気角に基づいて算出された角速度に置き換えるように構成されている。

このように構成すれば、比較的正確に電気角が推定可能な第２の方法により推定された電気角に基づいて角速度が置き換えられるので、電気角の推定の精度を向上させることができるとともに、電気角の推定のロバスト性を向上させることができる。

上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、第１の方法において、ｑ軸インダクタンスとｄ軸インダクタンスとの差が所定の閾値よりも小さい場合、ｑ軸インダクタンスを増加させることと、ｄ軸インダクタンスを低下させることとのうちの少なくとも一方により、ｑ軸インダクタンスとｄ軸インダクタンスとの差を大きくするように構成されている。

このように構成すれば、ｑ軸インダクタンスとｄ軸インダクタンスとの差が比較的小さいことに起因して、第１の方法によって電気角の推定が困難な場合でも、上記のように構成することによって、容易に、電気角を推定することができる。

本発明の第１実施形態によるモータ制御装置のブロック図である。 ３シャント方式による電流検出を説明するための図である。 ｑ軸電流とトルクとの関係を示す図である。 ｑ軸電流の変化率と、負荷との関係を示す図である。 第１の方法によって電気角を推定する処理を説明するためのフロー図である。 本発明の第１実施形態によるモータ制御装置のブロック図（部分拡大図）である。 ｄωのマップを示す図である。 補間演算を説明するための図である。 第１の方法と第３の方法との切り替えを説明するための図である。 推定された電気角のスムージングを説明するための図である。 θ０ｅ＾とθ０１ｅ＾との切り替え（混合演算）を説明するための図である。 複数のサンプリングを説明するための図である。 第２の方法により推定された電気角の位相の補正を説明するための図である。 本発明の第２実施形態による１シャント方式による電流検出を説明するための図である。 ＰＷＭ信号を説明するための図である。 本発明の第２実施形態による第２の方法によって電気角を推定する処理を説明するためのフロー図である。 電気角推定パルスシフト処理を説明するための図である。 １シャントパルスシフト処理を説明するための図である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

［第１実施形態］
（モータ制御装置の構造）
図１〜図１３を参照して、第１実施形態によるモータ制御装置１００の構成について説明する。なお、以下の説明において、「ｒｅｆ」は、指令を意味し、「ｉｄｎ」は、時間経過を示すものであり、非線形領域にも拡張されていることを意味している。

（モータ制御装置の構成）
図１に示すように、モータ制御装置１００は、トルク指令Ｔｒｅｆに基づいて設定されたｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆにより、永久磁石（図示せず）が設けられるモータ２００の駆動を制御するように構成されている。以下、具体的に説明する。

モータ２００には、複数の永久磁石が設けられている。また、モータ２００は、ロータ（図示せず）に永久磁石が埋め込まれたＩＰＭモータ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｍｏｔｏｒ）、または、ロータの表面に永久磁石が配置されたＳＰＭモータ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｍｏｔｏｒ）からなる。

モータ制御装置１００は、トルク／電流変換部１を備えている。トルク／電流変換部１には、電力管理制御部２を介して、トルク指令Ｔｒｅｆが入力される。また、トルク／電流変換部１には、後述する電気角推定部１２によって推定されたモータ２００の角速度ωｓ＾が入力される。そして、トルク／電流変換部１は、トルク指令Ｔｒｅｆおよびモータ２００の角速度ωｓ＾に基づいて、ｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆｉｄｎとｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆｉｄｎとを算出する。

また、モータ制御装置１００は、電流電圧変換部４を備えている。電流電圧変換部４には、トルク／電流変換部１により算出されたｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆｉｄｎおよびｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆｉｄｎを、それぞれ、ｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆおよびｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆに変換する。

具体的には、電流電圧変換部４には、３相／２相変換部１３からのｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑが入力される。そして、電流電圧変換部４では、ｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆとｄ軸電流ｉｄとの差分、ｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆとｑ軸電流ｉｑとの差分が、それぞれ、積分される。なお、ｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆとｄ軸電流ｉｄとの差分積分値、ｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆとｑ軸電流ｉｑとの差分積分値は、それぞれ、ゲイン（ｋｉ、ｋｐ）が乗算された状態で加算される。

また、モータ制御装置１００は、制限部５を備えている。制限部５は、電流電圧変換部４から出力されるｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆおよびｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆの増大を制限するように構成されている。たとえば、ｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆ（ｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆ）が、所定のしきい値以下の場合には、ｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆ（ｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆ）は、そのままの値で制限部５から出力される。一方、ｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆ（ｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆ）が、リミッタｖｄｌｉｍ（ｖｑｌｉｍ）よりも大きい場合には、ｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆ（ｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆ）は、リミッタｖｄｌｉｍ（ｖｑｌｉｍ）の値（ある一定の値）に変換されて出力される。

また、モータ制御装置１００は、２相／３相変換部６を備えている。２相／３相変換部６は、制限部５から出力されるｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆ（ｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆ）を、逆パーク変換および逆クラーク変換することにより、３相の電圧値に応じた電圧ｖｕ、ｖｖおよびｖｗを出力するように構成されている。

また、モータ制御装置１００は、変調部７を備えている。変調部７は、２相／３相変換部６から入力される電圧ｖｕ、ｖｖおよびｖｗに対して、包絡線中心シフト変調を行う。具体的には、変調部７は、電圧ｖｕ、ｖｖおよびｖｗの値を互いに比較して、電圧ｖｕ、ｖｖおよびｖｗの中間値の１／２を補正値とする。そして、変調部７は、電圧ｖｕ、ｖｖおよびｖｗから、補正値を減算し、減算された値を出力するように構成されている。

また、モータ制御装置１００は、ＰＷＭ出力部８を備えている。ＰＷＭ出力部８は、変調部７から出力された信号（電圧ｖｕ、ｖｖおよびｖｗから補正値が減算された信号）に基づいて、駆動部９に含まれる互いにブリッジ接続された複数のスイッチング素子（図示せず）を駆動するためのＰＷＭ信号ｐｗｍｕ、ｐｗｍｖおよびｐｗｍｗを出力する。

また、モータ制御装置１００は、駆動部９を備えている。駆動部９は、ＰＷＭ信号ｐｗｍｕ、ｐｗｍｖおよびｐｗｍｗに基づいて、複数のスイッチング素子９ａ（図２参照）をオンオフすることにより、モータ２００に３相の電圧ｖｕ、ｖｖおよびｖｗを印加する。これにより、モータ２００は、印加された電圧ｖｕ、ｖｖおよびｖｗの周期に応じた速度により回転する。

また、モータ制御装置１００は、電流制限部１０を備えている。電流制限部１０は、モータ２００の制御（ベクトル制御）に用いられる電流を制限するように構成されている。すなわち、電流制限部１０は、モータ２００のベクトル制御において、電流制限（Ｉａｍ、Ｉａｍｅ）よりも大きな電流が流れないように電流を制限するように構成されている。

また、モータ制御装置１００は、遅れ補償部１１を備えている。遅れ補償部１１は、モータ２００の回転の遅れを補償するように構成されている。一般にモータ２００の回転は、ソフトウェアの演算処理やモータ２００の応答の遅れ等、複数の要因によって遅れる。そして、遅れ補償部１１は、上記の複数の要因を考慮した遅れ時間と、電気角推定部１２によって推定された角速度ωｓ＾に基づいて、遅れ角（θｃ）を、２相／３相変換部６に入力する。なお、電気角推定部１２の詳細な構成については、後述する。

遅れ補償部１１は、後述する３相／２相変換部１３に対して遅れ補償は行わずに、２相／３相変換部６に対して遅れ補償を行うように構成されている。すなわち、遅れ補償は、２相／３相変換部６のみで行い、弱め磁束制御の影響を含む電流が入力される３相／２相変換部１３では行われない。

また、モータ制御装置１００は、３相／２相変換部１３を備えている。３相／２相変換部１３は、モータ２００の各相の励磁電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを、クラーク変換およびパーク変換することにより、ｑ軸電流ｉｑおよびｄ軸電流ｉｄを算出する。

なお、図２に示すように、モータ２００の各相の励磁電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗは、各相毎に単独に検出される。つまり、各相の励磁電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗは、は、３シャント方式により検出されている。具体的には、複数のスイッチング素子９ａから構成されるＨブリッジ回路の下流側に、各相毎に、シャント抵抗２０が設けられている。そして、これらの３つのシャント抵抗２０によって励磁電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗが検出される。

また、モータ制御装置１００は、非干渉制御部１４を備えている。非干渉制御部１４は、角速度算出部３から入力される角速度ωｓ＾と、３相／２相変換部１３から出力されるｑ軸電流ｉｑおよびｄ軸電流ｉｄに対して、所定の演算（ｉｑとｉｄとの干渉に関する演算）を行い、補正値ｖｄ１およびｖｑ１を制限部５に出力する。

また、モータ制御装置１００は、モータ２００の駆動を制御するパラメータである、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、電機子抵抗Ｒａ、および、電機子鎖交磁束ベクトルψａ（トルク定数Ｋｔ）を決定（同定）する決定部１５を備えている。

また、モータ制御装置１００は、決定部１５に決定された、電機子鎖交磁束ベクトルψａ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、および、ｑ軸インダクタンスＬｑを、磁束の変化が非線形である非線形領域に拡張する非線形化処理部１６を備えている。そして、トルク／電流変換部１は、非線形化処理部１６により非線形領域まで拡張された、電機子鎖交磁束ベクトルψａ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、および、ｑ軸インダクタンスＬｑに基づいて、ｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆｉｄｎおよびｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆｉｄｎを算出するように構成されている。なお、非線形領域への拡張の詳細については、後述する。

図３を参照して、線形領域および非線形領域について説明する。図３に示すように、ｑ軸電流（横軸）の増加に伴って、トルク（縦軸）が増加する。ここで、ｑ軸電流がｉｑ_ｓａｔよりも小さい場合、トルクは、ｑ軸電流の増加に伴って略線形に（略直線状に）増加する。一方、ｑ軸電流がｉｑ_ｓａｔ以上の場合、トルクは、ｑ軸電流の増加に伴って非線形に増加する。具体的には、トルクの増加量がｑ軸電流の増加に伴って徐々に小さくなる。すなわち、磁束の変化は、ｑ軸電流の増加に伴って線形に増加した後、非線形に増加する。なお、この明細書では、ｑ軸電流がｉｑ_ｓａｔよりも小さい領域を、線形領域と呼び、ｑ軸電流がｉｑ_ｓａｔ以上の領域を、非線形領域と呼ぶ。なお、図３では、ｑ軸電流とトルクとの関係が示されているが、ｄ軸電流とトルクとの関係も、図３と同様である。

（電気角推定部の詳細な構成）
次に、電気角推定部１２の詳細な構成について説明する。

ここで、第１実施形態では、下記の表１に示すように、電気角推定部１２は、モータ２００の角速度ω＾、ｐｗｍ信号の変調率、および、磁束の変化が非線形である非線形領域であるか否かに応じて、第１の方法と、第２の方法と、第３の方法とのうちの少なくとも１つの方法によりモータ２００の電気角を推定するように構成されている。なお、第１の方法とは、ｄ軸に電圧を印加してｑ軸の漏れ電流がゼロになることに基づいてモータ２００の電気角（θｖｄ＾）を推定する方法である。また、第２の方法とは、モータ２００が回転されることにより発生する誘起電圧に起因して生じる相電流の差分および線間電流の差分の少なくとも一方がゼロになることに基づいてモータ２００の電気角（θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾、θ０１ｅ＾）を推定する方法である。また、第３の方法とは、電圧方程式に基づいて電気角（θｏ＾）を推定する方法である。また、モータ２００の角速度が略０の領域では、初期位置に対応する電気角（Δθｐ＾）が推定されている。以下、具体的に説明する。

（初期位置推定）
初期位置推定では、永久磁石に電圧を印加するとともに、電圧が印加された際の電流のリップルを積分する。そして、この積分値（下記の表２のΣθｐｄ＾、Σθｐｑ＾）の極性によって、電気角の初期位置（Δθｐ＾）が推定される。なお、Σθｐｄ＾、Σθｐｑ＾により、突極機および非突極機の初期位置を判別できる。また、初期位置推定は、モータ２００の角速度が略０の時に１回のみ行われる。また、Δθｐ＾は、後述する第１の方法（θｖｄ＾）の初期値とされる。

（第１の方法）
第１の方法では、ｄ軸に電圧を印加して、ｑ軸に漏れる漏れ電流が０になるように、ｄ軸に印加される電圧が調整される。これにより、電気角（θｖｄ＾）を間接的に推定することが可能になる。

また、電気角推定部１２は、第１の方法において、ｑ軸電流の変化率（Δｉｑｒｅｆ）が大きい場合は、ｑ軸電流が変化率より小さい場合に比べて、第１の方法により電気角を推定するためのサンプリングの間隔を小さくするように構成されている。具体的には、図４に示すように、低速でかつ高負荷時（ωｉが大きいとき）には、ｑ軸電流の変化率（Δｉｑｒｅｆ）が大きくなる。この場合、ｑ軸電流の変化率（Δｉｑｒｅｆ）の大きさに応じて、サンプリングの間隔（Δｔ）が小さくされるとともに、ｐｗｍ信号の幅も小さくされる。これにより、電気角（θｖｄ＾）の推定の誤差を低減することが可能になる。また、スイッチング損失を低減することが可能になる。

また、電気角推定部１２は、第１の方法において、下記の数式７に基づいて、磁束が飽和している際において推定された電気角（θｖｄ＾）を補正するように構成されている。

ここで、ωは、角速度、Ｋｔは逆起電力定数、Ｌｄは、ｄ軸インダクタンス、Ｌｑは、ｑ軸インダクタンス、ｉｄｒｅｆｎはｄ軸電流指令値、ｉｑｒｅｆｎはｑ軸電流指令値である。また、添字ｉｎｄは、現在の値、ｉｎｄ０は、モータの磁束が飽和していない領域の値を意味している。また、ｐは、時間微分である。

ここで、モータ２００の負荷が増大して電流量が増大すると、磁束が飽和する現象が発生する。これにより、局所的なインダクタンスの突極性が非線形的に減少するため、高負荷領域において突極性を利用した磁極位置検出の感度が悪化する。そこで、上記のように、磁束が飽和している際において推定された電気角（θｖｄ＾）が補正される。

ここで、第１実施形態では、第１の方法において、ｑ軸インダクタンスＬｑとｄ軸インダクタンスＬｄとの差が所定の閾値よりも小さい場合、ｑ軸インダクタンスＬｑを増加させることと、ｄ軸インダクタンスＬｄを低下させることとのうちの少なくとも一方により、ｑ軸インダクタンスＬｑとｄ軸インダクタンスＬｄとの差を大きくするように構成されている。ここで、第１の方法は、モータ２００の角速度が小さい場合（低速の場合）に用いられる一方、突極差（ＬｑとＬｄのと差）が比較的小さい場合、電気角θｖｄ＾を推定することが困難になる。そこで、上記のように、ＬｑとＬｄのと差が大きくされる。

また、トルク低下等の制御制限や干渉が多いために、ｄ軸を調整する。弱め磁束は、モータ２００のトルクを低下させるとともに、減磁の要因となる。そして、突極性が比較的小さいモータ２００では、ｄ軸およびｑ軸の各々の磁気飽和点が近い。そして、モータ２００を強め磁束の状態にすることにより、磁気飽和領域においてＬｄを低下させる。これにより、突極差（ＬｑとＬｄのと差）が大きくされる。その結果、容易に、電気角θｖｄ＾を推定することが可能になる。また、モータ２００が強め磁束の状態にされることにより、低速の領域において、モータ２００のトルクが増大する。つまり、モータ２００を起動するトルクが増大するという利点がある。なお、中速および高速の領域では、上記の処理（Ｌｄを低下させること）は行われないので、上記の処理は、中速および高速の領域におけるモータ２００の性能に影響を与えない。

なお、コイルのインダクタンスＬは、下記の数式８によって表される。

ここで、μは、透磁率、Ｎは、コイルの巻き数、Ｓは、コイルの断面積、ｌは、コイル長である。そして、強め磁束（磁石の磁束方向に電流を増加させること）の状態では、磁気飽和が生じる。これにより、透磁率μが低下する。その結果、Ｌが低下する。Ｌｄが低下し、Ｌｑが変化しないとすると、突極差（実際には、逆突極差）が増大する。なお、モータ２００は、ＬｑがＬｄよりも大きい（Ｌｑ＞Ｌｄ）、逆突極差を有する。

具体的には、図５に示すように、以下のような処理が行われる。まず、ステップＳ１において、決定部１５により、ＬｑおよびＬｄが決定（パラメータ同定）される。

次に、ステップＳ２において、Ｌｑ−Ｌｄが、０よりも大きく、かつ、所定の閾値（ｋΔθ）以下であるか否かが判定される。ステップＳ２において、ｙｅｓの場合、ステップＳ３において、Ｉｉｎｊｄｃフラグがオン状態にされる。これにより、図６に示すように、モータ２００が強め磁束状態となるように、電圧ΔＶｄ（第１の方法において、ｄ軸に印加される電圧）に対して、強め磁束の方向に直流の飽和電圧ｖｄｓａｔが印加される。その結果、ｄ軸の飽和電流（Ｉｉｎｊｄｃ）が流される。

次に、ステップＳ４において、Ｌｑ−Ｌｄが所定の閾値（ｋΔθ）よりも大きいか否かが判定される。ステップＳ４において、ｙｅｓの場合、ステップＳ５に進んで、電気角θｖｄ＾が推定される。

なお、ステップＳ２において、ｎｏの場合、ステップＳ６に進む。ステップＳ６では、Ｌｑ−Ｌｄが所定の閾値（ｋΔθ）よりも大きいか否かが判断される。ステップＳ６において、ｙｅｓの場合、ステップＳ５に進んで、電気角θｖｄ＾が推定される。また、ステップＳ６において、ｎｏの場合（つまり、Ｌｑ−Ｌｄが０よりも小さい場合）、ステップＳ７に進む。つまり、電気角θｖｄ＾の推定が行われない（電気角θｖｄ＾の推定ができない）。

また、ステップＳ４において、ｎｏの場合、ステップＳ８に進んで、Ｉｉｎｊｄｃフラグがオフ状態にされる。その後、ステップＳ７に進む。

（第２の方法）
第２の方法は、相電流の差分に基づいた方法（θ０＾）、線間電流の差分に基づいた方法（θ０１＾）、静止座標系の電流値に基づいた方法（θ０ｅ＾）、および、２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法（θ０１ｅ＾）を含む。

相電流の差分に基づいた方法では、下記の数式９に基づいて、電気角θ０＾が推定される。

ここで、Ｅは相誘起電圧、Ｌはリラクタンス、ｉは電流、Ｒｉは抵抗、＊は、ｄ軸またはｑ軸を意味する。０クロス（相電流の差分が０）の近傍では、Ｒｉ＝０なので、下記の数式１０が得られる。

上記の式により、相誘起電圧Ｅが、ゼロベクトル期間の相電流の時間変化によって表すことができる。これにより、電気角θ０＾を推定することが可能にできる。

線間電流の差分に基づいた方法では、下記の数式１１に基づいて、電気角θ０１＾が推定される。

ここで、ＥｖおよびＥｗは線間誘起電圧、Ｌはリラクタンス、ｉｖおよびｉｗは電流、Ｒは抵抗である。０クロス（線間電流の差分が０）の近傍では、Ｒ＝０なので、下記の数式１２が得られる。

上記の式により、線間誘起電圧Ｅｖｗが、ゼロベクトル期間の線間電流の時間変化によって表すことができる。これにより、電気角θ０１＾を推定することが可能にできる。

静止座標系の電流値に基づいた方法では、下記の数式１３に基づいて電気角（θ０ｅ＾）が推定される。

ここで、ｉαは、固定座標系であるα軸の電流、ｉβは、固定座標系であるβ軸の電流を表す。また、ｐは、時間微分である。つまり、固定座標系のβ軸電流およびα軸電流の時間変化率比から、θ０ｅ^が近似的に求められる。なお、電気角θ０ｅ＾は、電気角θ０＾が検出できない時のバックアップである。これにより、ゼロクロスの検出の安定性を向上させることが可能になる。また、電気角θ０ｅ＾の検出と電気角θ０＾の検出とは、ｏｒ検出である。

ここで、第１実施形態では、静止座標系の電流値に基づいた方法において、３つの相のうち、電流値の絶対値または電流の変化量の絶対値が大きい２つの相の電流値に基づいて、モータ２００の電気角を推定するように構成されている。具体的には、たとえば、Ｕ相およびＶ相の電流値の絶対値または電流の変化量の絶対値が大きい（Ｗ相よりも大きい）場合、下記の数式１４に基づいて、ｐｉαおよびｐｉβが求められる。

また、Ｖ相およびＷ相の電流値の絶対値または電流の変化量の絶対値が大きい（Ｕ相よりも大きい）場合、下記の数式１５に基づいて、ｐｉαおよびｐｉβが求められる。

また、Ｗ相およびＵ相の電流値の絶対値または電流の変化量の絶対値が大きい（Ｖ相よりも大きい）場合、下記の数式１６に基づいて、ｐｉαおよびｐｉβが求められる。

また、電気角推定部１２は、静止座標系の電流値に基づいた方法において、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値に基づいて、ノイズを低減するように構成されている。具体的には、下記の数式１７に基づいて、ノイズが低減される。

ここで、ｉｑおよびｉｄは、それぞれ、ｑ軸電流およびｄ軸電流である。

また、２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法では、下記の数式１８に基づいて電気角（θ０１ｅ＾）が推定される。

ここで、ｉｕ、ｉｖおよびｉｗは、それぞれ、ｕ相の電流、ｖ相の電流およびｗ相の電流である。また、Ｒは、抵抗である。なお、電気角θ０１ｅ＾は、電気角θ０１＾が検出できない時のバックアップである。これにより、ゼロクロスの検出の安定性を向上させることが可能になる。また、電気角θ０１ｅ＾の検出と電気角θ０１＾の検出とは、ｏｒ検出である。

なお、上記の数式１８は、２相が短絡したときの境界条件により、下記の数式１９のように示すことが可能である。

さらに、電流変化率が小さい場合（つまり、ｐ（ｉｕ）が略０の場合）、下記の数式２０に示すように、ω（推定値）と機器定数のみで、電気角を推定することが可能になる。

また、第１実施形態では、電気角推定部１２は、第２の方法において、相電流の差分がゼロにならない時、および、線間電流の差分がゼロにならない時、下記の数式２１および数式２２に基づいて、相電流の差分がゼロになる電気角、および、線間電流の差分がゼロになる電気角を推定するように構成されている。

ここで、θ０ｔ＾およびθ０１ｔ＾は、それぞれ、目標値（０度から６０度毎の電気角、３０度か６０度毎の電気角）であり、Δｉ＊は、電流の差分、ΔΔ１ｉ＊は、Δｉ＊の変化率である。また、＊は、ｄ軸またはｑ軸である。

（第３の方法）
第３の方法は、下記の数式２３に基づいて電気角（θｏ＾）が推定される。なお、第３の方法は、適応オブザーバモデルと呼ばれる。

ここで、λは、電機子巻線の界磁磁束鎖交数であり、添え字αおよびβは、固定座標系（α軸、β軸）である。

ここで、第１実施形態では、上記の表１に示すように、電気角推定部１２は、モータ２００の角速度が小さい場合（低速）に、第１の方法（θｖｄ＾）と第２の方法（θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾、θ０１ｅ＾）とによって電気角を推定する。なお、低速のうちの微低速の領域では、θ０ｅ＾の推定は行われない。また、モータ２００の角速度が大きい場合（中速、高速）に、第２の方法（θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾）と第３の方法（θｏ＾）とによって電気角を推定するように構成されている。なお、モータ２００の角速度が中速の場合、第１の方法（θｖｄ＾）と第３の方法（θｏ＾）との切り替え（混合演算）が行われる。また、電気角推定部１２は、ｐｗｍ信号の変調率が１以上である過変調の場合、および、磁束の変化が非線形である非線形領域において、第２の方法（θ０＾、θ０ｅ＾）によって電気角を推定するように構成されている。

具体的には、電気角θ０＾の推定は、０度から６０度毎に行われる。詳細には、モータ２００が時計回りに回転する場合では、０度、６０度、１２０度、１８０度、２４０度および３００度の電気角θ０＾が推定される。また、モータ２００が反時計回りに回転する場合では、０度、−６０度、−１２０度、−１８０度、−２４０度および−３００度の電気角θ０＾が推定される。

また、電気角θ０１＾の推定は、３０度から６０度毎に行われる。詳細には、モータ２００が時計回りに回転する場合では、３０度、９０度、１５０度、２１０度、２７０度および３３０度の電気角θ０１＾が推定される。また、モータ２００が反時計回りに回転する場合では、−３０度、−９０度、−１５０度、−２１０度、−２７０度および−３３０度の電気角θ０１＾が推定される。

また、第１実施形態では、電気角推定部１２は、磁束の変化が非線形である非線形領域における第２の方法において、複数の所定の電気角（θ０ｅ＾のみ、または、θ０＾およびθ０ｅ＾の両方）を推定するとともに、所定の電気角の間の電気角を補間演算により推定するように構成されている。そして、下記の数式２４に基づいて、所定の電気角（６０度毎の電気角）の間の電気角θ０＾ｔを補間演算により推定する。

ここで、θ０＊＾ｔ１は、ある電気角（たとえば、０度）、ｔ１は、あるゾーン（たとえば、０度から６０度の間）に入った時間、ｄωは、電気角の加速度、ω０＾は、モータ２００の角速度の推定値、ｋｊは、ｄωのマップ（図７参照）である。上記の式により、図８に示すように、補間演算により電気角θ０＾ｔが推定される。

また、過変調である場合または非線形領域において、各相の電圧指令が比較的大きく、０クロス検知できるタイミングが無い場合（電流変化率０クロスが検出ができない場合）、強制的に０ベクトル（アクティブ０ベクトル）を印加する。具体的には、電気角θ０＾が、０度から６０度毎の近傍において、アクティブ０ベクトルが印加される。これにより、電気角θ０ｅ＾が推定される。

また、サーボモータの応答性が要求される場合では、比較的低速（表１の中速）から誘起電圧が発生する領域までの電気角の推定を行う必要があるので、０クロスに基づく電気角（θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾、θ０１ｅ＾）に加えて、電気角θｏ＾が推定される。一方、サーボモータの応答性が要求されない場合では、０クロスに基づく電気角（θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾、θ０１ｅ＾）のみの推定が行われる。これにより、モータ制御装置１００の負荷を軽減することが可能になる。

ここで、第１実施形態では、電気角推定部１２は、第１の方法と第３の方法とのうちの少なくとも一方によりモータの電気角が推定されている場合に、第２の方法により推定される電気角において、第１の方法と第３の方法とのうちの少なくとも一方により推定された電気角を、第２の方法により推定された電気角に置き換える（オーバライドする）ように構成されている。具体的には、表１に示すように、角速度が低速の領域では、第１の方法により電気角θｖｄ＾が推定されている際に、所定の電気角（０度から６０度毎の電気角、または、３０度から６０度毎の電気角）において、第１の方法により推定された電気角θｖｄ＾が、第２の方法により推定される電気角（θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾、θ０１ｅ＾のいずれか）に置き換えられる（オーバライドされる）。また、角速度が中速の領域では、第１の方法により電気角θｖｄ＾または第３の方法により電気角θｏ＾が推定されている際に、所定の電気角において、第１の方法により推定された電気角θｖｄ＾または第３の方法により推定された電気角θｏ＾が、第２の方法により推定される電気角（θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾のいずれか）に置き換えられる。また、角速度が高速の領域では、第３の方法により電気角θｏ＾が推定されている際に、所定の電気角において、第３の方法により推定された電気角θｏ＾が、第２の方法により推定される電気角（θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾のいずれか）に置き換えられる。

なお、図９に示すように、角速度が中速の領域では、第１の方法による電気角θｖｄ＾の推定と、第３の方法による電気角θｏ＾の推定とが切り替えられる。比較的角速度（｜ω＾｜）が小さい場合、第１の方法によって電気角θｖｄ＾が推定され、比較的角速度が大きい場合、第３の方法によって電気角θｏ＾が推定される。なお、角速度が中程度の場合、第１の方法と第３の方法との混合演算が行われる。

また、オーバライドは、相電流の差分または線間電流の差分がゼロになるタイミングで行われる。具体的には、相電流の差分がゼロ（ゼロクロス）になるタイミングは、０度から６０度毎である。線間電流の差分がゼロになるタイミングは、３０度から６０度毎である。

また、上記のゼロクロスがしばらく検知できない場合、たとえば、０度から６０度毎の電気角の近傍で、強制的にゼロベクトル（アクティブゼロベクトル）が印加される。これにより、第２の方法によって、電気角（θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾、θ０１ｅ＾）が検出される。

また、過変調の場合および非線形領域では、たとえば、０度から６０度毎の電気角の近傍で、強制的にゼロベクトル（アクティブゼロベクトル）が印加される。これにより、第２の方法によって、電気角（θ０＾、θ０ｅ＾）が検出される。

また、電気角の推定値は、電気角推定用の推定値と、制御用（速度制御、位置制御）の電気角の推定値とを含む。そして、電気角推定用の推定値は、上記第１〜第３の方法により推定された推定値そのもの（即値、ωｓ＾、図１０の太い実線参照）である。一方、図１０に示すように、オーバライドが行われることによって、推定される電気角が離散値になる（急激に値が変化する）場合があるため、制御用の電気角の推定値では、スムージング（図１０の太い点線参照）が行われる。具体的には、オーバライドされる前の最新の電気角の値に対して、角速度ωに比例するようにスムージングが行われる。また、角速度推定用の電気角は、スムージングが行われない。これにより、電気角（角速度）の推定の精度を維持しながら、制御性の向上を図ることが可能になる。

また、表１に示すように、角速度が比較的速い領域（高速）では、オーバライドは、電気角θ０ｅ＾を用いて行われる。変調率が高くなると正弦波駆動からのズレが大きくなり、電気角θ０＾を推定する方法では誤差が大きくなるためである。なお、角速度が比較的速い領域（高速）では、電気角θ０ｅ＾のみによって精度よく電気角の推定が可能になる（下記の数式２５参照）。

なお、表１の「（○）」は、電気角θ０＾による推定も可能である一方、上記の理由により、電気角θ０＾による推定を行わないことを意味している。これにより、モータ制御装置１００の負荷が軽減されるとともに、電気角の推定の応答性を向上させることが可能になる。上記の数式１３で表される電気角θ０ｅ＾は、境界条件がないので、角速度が比較的速い領域においてゼロクロスが検出できなくても、上記の数式１３で表される電気角θ０ｅ＾によって、電気角を検出することが可能である。

また、静止座標系の電流値に基づいた方法（θ０ｅ＾）が適用されるモータの角速度は、２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法（θ０１ｅ＾）が適用されるモータの角速度よりも高い。具体的には、下記の数式２６に基づいて、電気角θｅ＾が推定される。

ここで、ｋθ０１ｅおよびｋθ０ｅは、図１１に示される特性を有する係数である。ｋθ０１ｅは、角速度｜ω＾｜が比較的小さい領域で１であり、角速度｜ω＾｜が比較的大きい領域で０である。また、ｋθ０１ｅは、角速度｜ω＾｜が中程度の領域では、１から０に直線的に減少する。また、ｋθ０ｅは、角速度｜ω＾｜が比較的小さい領域で０であり、角速度｜ω＾｜が比較的大きい領域で１である。また、ｋθ０ｅは、角速度｜ω＾｜が中程度の領域では、０から１に直線的に増加する。これにより、電気角の推定の精度を向上させることが可能になる。

また、電気角推定部１２は、第２の方法において、電気角を検出するためのサンプリングを複数回行うとともに、複数のサンプリングの結果について移動平均を行うことにより、電気角を推定するように構成されている。たとえば、図１２に示すように、電気角θ０＾および電気角θ０１＾の推定において、０クロスする近傍の電気角において、複数回（たとえば、５度毎に１０回）のサンプリングが行われる。そして、複数回のサンプリングの差分移動平均の符号が変化することに基づいて、０クロスが検出される。また、電気角θ０ｅ＾および電気角θ０１ｅ＾の推定においても同様に、複数回のサンプリングが行われるとともに、サンプリングされた結果の移動平均に基づいて、電気角θ０ｅ＾および電気角θ０１ｅ＾が推定される。なお、サンプリングの回数は、モータ２００の角速度ω＾が小さいほど増加する。たとえば、サンプリングの回数は、モータ２００の角速度ω＾が小さくなるに従って指数関数的に増加する。

また、上記のオーバライドは、ｐｗｍ信号の前半と後半とで行われる。一方、オーバライドを、ｐｗｍ信号の周期毎（１周期毎、２周期毎）などによって行ってもよい。第２の方法（電流リップルを利用した電気角推定）では、モータ２００の機器定数Ｌａ／Ｒａ（電気時定数）が大きい場合、０クロスが検出できない場合があるからである。

また、第１実施形態では、電気角推定部１２は、第２の方法において、モータ２００の機器定数に基づいて、第２の方法により推定された電気角の遅れ補償を行うように構成されている。具体的には、角速度｜ω＾｜が比較的大きい場合、モータ２００の機器定数Ｌａ／Ｒａ（電気時定数）の影響を無視することができなくなるので、第２の方法により推定された電気角の位相の補正が行われる。具体的には、図１３に示すように、第２の方法によって推定された電気角θ０＊＾（θ０＾、θ０１＾）に対して、図１３のマップに示される電気角（ｄｅｇ）が差分されることにより、補正が行われる。なお、電気角θ０ｅ＾、θ０１ｅ＾に関しても、必要に応じて同様に補正される。

また、第１実施形態では、電気角推定部１２は、推定された電気角を時間微分することにより角速度ω＾を算出する。たとえば、第１の方法により推定された電気角θｖｄ＾に基づいて、角速度ωｖｄ＾が算出される。また、第２の方法により推定された電気角θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾およびθ０１ｅ＾に基づいて、角速度ω０＾が算出される。また、第３の方法により推定された電気角θｏ＾に基づいて、角速度ωｏ＾が算出される。そして、第３の方法により推定された角速度ωｏ＾は、第２の方法により角速度ω０＾が推定された際に、第２の方法により推定された角速度ω０＾に置き換えられる（オーバライドされる）。なお、角速度ω＾は、最新の推定された電気角の時間微分に基づいて算出される。

なお、上記の電気角の推定と同様に、角速度においてもオーバライドが行われることによって、推定される角速度が離散値になる（急激に値が変化する）場合があるため、制御用の角速度の推定値では、スムージングが行われる。また、角速度推定用の角速度は、スムージングが行われない。

また、第１実施形態では、表１に示すように、電気角推定部１２は、モータ２００が脱調した際において、モータ２００の角速度ω＾がゼロ近傍である場合に、モータ２００の永久磁石に電圧を印加することに基づいてモータ２００の初期位置（Δθｐ＾）を推定する。また、電気角推定部１２は、モータ２００の角速度ω＾がゼロ近傍よりも大きい場合、第１の方法（θｖｄ＾）および第２の方法（θ０＾のみ、または、θ０＾およびθ０ｅ＾の両方）によって、電気角の推定を継続する。また、電気角推定部１２は、モータ２００の脱調が所定の期間内に所定の回数以上検出された場合、モータ２００を停止させるように構成されている。推定された電気角と、０クロスのタイミングとのズレが大きい場合、結果として脱調が発生する。一方、第１実施形態では、０クロスのタイミングにおいてオーバライドが行われているので、論理的には脱調は発生しない。しかしながら、角速度ω＾の急変時などにおいて脱調が発生する場合がある。そこで、上記のような処置が行われる。

（第１実施形態の効果）
第１実施形態では、以下のような効果を得ることができる。

第１実施形態では、上記のように、電気角推定部１２は、第１の方法と第３の方法とのうちの少なくとも一方によりモータ２００の電気角（θｖｄ＾、θｏ＾）が推定されている場合に、第２の方法により推定される電気角（θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾、θ０１ｅ＾）において、第１の方法と第３の方法とのうちの少なくとも一方により推定された電気角（θｖｄ＾、θｏ＾）を、第２の方法により推定された電気角（θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾、θ０１ｅ＾）に置き換えるように構成されている。ここで、第２の方法では、相電流の差分または線間電流の差分がゼロになること（０クロスタイミング）を検出することにより、比較的正確に電気角（θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾、θ０１ｅ＾）を推定することができる。これにより、第１の方法と第３の方法とのうちの少なくとも一方により、電気角（θｖｄ＾、θｏ＾）が連続的に推定されている場合において、推定された電気角（θｖｄ＾、θｏ＾）に誤差が生じる場合でも、０クロスタイミングにおいて、第２の方法により推定された電気角（θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾、θ０１ｅ＾）によって誤差を修正することができる。その結果、電気角が連続的に推定されている場合において、電気角の推定の誤差を修正することができる。

また、第１実施形態では、上記のように、モータ２００の角速度ω＾が小さい場合において電気角θｖｄ＾の推定の精度が比較的高い第１の方法が用いられ、モータ２００の角速度ω＾が大きい場合に電気角θｏ＾の推定の精度が比較的高い第３の方法が用いられるので、モータ２００の角速度ω＾が小さい場合および大きい場合の両方において、電気角の推定を精度よく行うことができる。その結果、モータ２００の角速度ω＾が小さい場合および大きい場合の両方において、電気角の推定を精度よく行いながら、電気角の推定の誤差を修正することができる。

また、第１の方法および第３の方法では、ｐｗｍ信号が過変調の場合および非線形領域において、電気角の推定を精度よく行うことができない。そこで、第２の方法によって０クロスタイミングを検出することにより、ｐｗｍ信号が過変調の場合および非線形領域においても、比較的正確に電気角を推定することができる。

また、第１実施形態では、上記のように、第２の方法では、０クロスタイミングのみ（３０度、６０度、９０度など）でしか電気角の推定が行えないので、補間演算を行うことによって、０クロスタイミング以外のタイミングの電気角を推定することができる。

また、第１実施形態では、上記のように、第２の方法によって、０クロスタイミングの検出が行えなかったとき、数式２１および数式２２に基づいて、電気角を推定することができる。

また、第１実施形態では、上記のように、第２の方法は、電流（相電流、線間電流）に基づいて電気角（θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾、θ０１ｅ＾）を推定するため、電圧に対して位相が遅れる場合がある。そこで、上記のように構成することによって、電気角（θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾、θ０１ｅ＾）（位相）の遅れが補償されるので、電気角（θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾、θ０１ｅ＾）の推定の精度を向上させることができる。

また、第１実施形態では、上記のように、相電流の差分に基づいた方法（θ０＾）および線間電流の差分に基づいた方法（θ０１＾）によって、適切に電気角が推定できない場合でも、静止座標系の電流値に基づいた方法（θ０ｅ＾）、および、２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法（θ０１ｅ＾）によって電気角を推定することができる。

また、第１実施形態では、上記のように、電流値の絶対値または電流の変化量の絶対値が大きい２つの相の電流値に基づいて、モータ２００の電気角を推定することによって、電流値の値および電流値の変化量に対する耐ノイズ性を向上させることができる。

また、第１実施形態では、上記のように、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値に基づいてノイズが低減されるので、電気角（θ０ｅ＾）の推定の精度を高めることができる。

また、第１実施形態では、上記のように、モータ２００の角速度に応じで電気角の推定の精度の高い方法（θ０ｅ＾、θ０１ｅ＾）が選択されるので、電気角の推定の精度をより高めることができる。

また、第１実施形態では、上記のように、電流（相電流、線間電流）にノイズが含まれる場合でも、ノイズの影響を低減することができる。

また、第１実施形態では、上記のように、ｑ軸電流の変化率が大きい場合でも、第１の方法によって適切に電気角（θｖｄ＾）を推定することができる。

また、第１実施形態では、上記のように、磁束が飽和している場合でも、適切に電気角（θｖｄ＾）を推定することができる。

また、第１実施形態では、上記のように、推定される電気角（θ０＾、θ０１＾）が急激に変化するのを抑制することができる。

また、第１実施形態では、上記のように、モータ２００の角速度ω＾がゼロ近傍である場合に、モータ２００の初期位置が推定されるので、その後の電気角の推定を精度よく行うことができる。また、モータ２００の脱調が所定の期間内に所定の回数以上検出された場合、モータ２００が停止されるので、モータ２００が脱調した状態でモータ２００の駆動が継続されるのを抑制することができる。

また、第１実施形態では、上記のように、比較的正確に電気角が推定可能な第２の方法により推定された電気角θ０＾、θ０１＾、θ０ｅ＾およびθ０１ｅ＾に基づいて角速度ω０＾が置き換えられるので、電気角の推定の精度を向上させることができるとともに、電気角の推定のロバスト性を向上させることができる。

また、第１実施形態では、上記のように、ｑ軸インダクタンスＬｑとｄ軸インダクタンスＬｄとの差が比較的小さいことに起因して、第１の方法によって電気角θｖｄ＾の推定が困難な場合でも、ｑ軸インダクタンスＬｑとｄ軸インダクタンスＬｄとの差が大きくされることにより、容易に、電気角θｖｄ＾を推定することができる。

［第２実施形態］
図１４〜図１８を参照して、第２実施形態によるモータ制御装置１００の構成について説明する。第２実施形態では、３つのシャント抵抗２０によって電流が検出される上記第１実施形態と異なり、１つのシャント抵抗２０によって電流が検出（１シャント方式）される。

具体的には、図１４に示すように、モータ制御装置１００の駆動部１０９には、シャント抵抗２０（電流検出部）が設けられている。たとえば、シャント抵抗２０は、電源部２１０からの電力をモータ２００に供給する３相交流の直流側（正側：Ｐ）を流れる電流を検出するように構成されている。なお、シャント抵抗２０は、ＧＮＤ側を流れる電流を検出するように構成されていてもよい。また、スイッチング素子９ａの下流側の相電流をｉｕＬ、ｉｖＬ、および、ｉｗＬとする。

図１５にＰＷＭ信号ｐｗｍ＊の１周期の例を示す。１周期の長さを期間Ｔとし、周期の始点を時点ｔ０、および、Ｕ相のみに電源部２１０からの電圧を印加する期間をＴ１００とする。なお、電源部２１０からの電圧を印加することを、「加圧する」とし、電圧を印加しないことを「非加圧」と記載して説明する。そして、Ｕ相加圧、Ｖ相加圧、および、Ｗ相非加圧の期間をＴ１１０とし、Ｕ相加圧、Ｖ相加圧、および、Ｗ相加圧の期間をＴ１１１とし、Ｕ相非加圧、Ｖ相非加圧、および、Ｗ相非加圧の期間をＴ０００する。なお、「０ベクトル」とは、期間Ｔ０００の状態を意味するものとする。

図１５に示すように、一例として、期間Ｔ１００では、検出電流ｉｒと、相電流ｉｕ、ｉｖ、および、ｉｗと、相電流ｉｕＬ、ｉｖＬ、および、ｉｗＬとは、以下の数式２７の関係がある。また、期間Ｔ１１０において、以下の数式２８の関係がある。また、時点ｔ０において、電流ｉｕｔ０（時点ｔ０でのｉｕ）、ｉｖｔ０（時点ｔ０でのｉｖ）、および、ｉｗｔ０（時点ｔ０でのｉｗ）は、以下の数式２９の関係がある。

ここで、第２実施形態では、モータ２００に供給される電流を１つのシャント抵抗２０により検出する場合、電気角推定部１２は、第２の方法において、相電流の差分に基づいた方法（電気角θ０＾）および静止座標系の電流値に基づいた方法（電気角θ０ｅ＾）は用いない。１シャント方式では、０ベクトル状態（上アームまたは下アームの全てのスイッチング素子９ａがオフ状態）における循環電流が検知できないためである。そして、電気角推定部１２は、線間電流の差分に基づいた方法（電気角θ０１＾）と２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法（電気角θ０１ｅ＾）とのうちの少なくとも一方（第２実施形態では、両方）により電気角を推定するように構成されている。

具体的には、以下のような処理が行われる。まず、図１６に示すように、ステップＳ１１において、モータ２００が０クロス状態（相電流の差分が０）であるか否かが判定される。なお、０クロスのタイミング（電気角）は、３０度、９０度、１５０度、２１０度、２７０度および３３０度である。実際には、０クロスのタイミング（電気角）は、これらの角度±ｋ０ｄｅｇの範囲内である。

ステップＳ１１において、ｙｅｓの場合、ステップＳ１２において、ｐｗｍの周期が、偶数回か否かが判定される。

ステップＳ１２において、ｙｅｓの場合（ｐｗｍの周期が偶数回の場合）、ステップＳ１３において、線間電流の差分に基づいた方法（電気角θ０１＾）と２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法（電気角θ０１ｅ＾）とのうちの少なくとも一方により電気角が推定される。なお、ステップＳ１２では、電気角推定パルスシフト処理が行なわれる。電気角推定パルスシフト処理とは、後述する１シャントパルスシフト処理によって、２相が短絡した状態が検知できない場合でも、２相が短絡した状態を検知するための最小の時間を確保するための処理である。具体的には、図１７に示すように、２相が短絡した状態を検知するための最小の時間を確保するために、ｐｗｍ信号のパルス幅が伸縮される。たとえば、電流を検出するタイミングで、ｐｗｍ信号（ｐｗｍｖ）のパルス幅が伸長（図１７の点線参照）される。なお、ｐｗｍ信号のパルス幅が伸長されるのを補完するように、他のタイミングにおいて、ｐｗｍ信号のパルス幅は短縮される。これにより、全体の電流の出力量は、変化しない。また、電気角推定パルスシフト処理によって検出された電流値は、電流制御のために使用される。

また、ステップＳ１１においてｎｏの場合、および、ステップＳ１２においてｎｏの場合（ｐｗｍの周期が奇数回の場合）、ステップＳ１４に進む。ステップＳ１４では、１シャントパルスシフト処理が行われる。図１８に示すように、１シャントパルスシフト処理とは、検出電流を検出する時点に、ｐｗｍ信号のパルスが生じるように、ｐｗｍ信号のパルス幅を、三角波Ｃに対して移動（シフト）させる処理である。このように、電気角推定パルスシフト処理と１シャントパルスシフト処理とでは、処理の方法が異なる。そこで、上記のように、ｐｗｍの周期が偶数回か奇数回かによって、電気角推定パルスシフト処理と１シャントパルスシフト処理とを切り替えることにより、両方の処理が干渉するのを抑制することが可能になる。

なお、第２実施形態のその他の構成は、上記第１実施形態と同様である。

（第２実施形態の効果）
第２実施形態では、以下のような効果を得ることができる。

第２実施形態では、上記のように、線間電流の差分に基づいた方法（電気角θ０１＾）と２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法（電気角θ０１ｅ＾）とは、モータ２００に供給される電流を１つのシャント抵抗２０により検出する場合（相毎に異なる時点に電流値が検出される場合）でも電気角を推定することができる。その結果、モータ２００に供給される電流を１つのシャント抵抗２０により検出する場合でも、適切に、電気角を推定することができる。

［第３実施形態］
第３実施形態によるモータ制御装置１００の構成について説明する。第３実施形態では、電気角θ０１＾と電気角θ０１ｅ＾とによって電気角を推定する上記第２実施形態と異なり、オフベクトル状態における誘起電圧に基づいて電気角θｅｖ＾を推定する。

第２の方法は、モータ２００に供給される電流を１つのシャント抵抗２０により検出する場合において、ゼロベクトル状態における誘起電圧に基づいて電気角を推定する方法をさらに含む。具体的には、モータ制御装置１００では、下記の数式３０に示すように、線間誘起電圧に基づいて、電気角θｅｖ＾が推定される。

ここで、Ｅｕｖは、Ｕ相とＶ相との間の線間誘起電圧であり、Ｅｖｗは、Ｖ相とＷ相との間の線間誘起電圧である。また、Ｅｗｕは、Ｗ相とＵ相との間の線間誘起電圧である。

具体的には、線間誘起電圧は、下記の数式３１によって表される。

ここで、ｋｅは、逆起電力定数であり、ｋｖｇａｉｎは、電圧読み取りゲインである。また、Ｅｕ、ＥｖおよびＥｗは、それぞれ、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の端子誘起電圧である。また、ωは、電気角速度である。

また、電気角θｅｖ＾は、モータ２００の回転が、時計回り（ｃｗ）か、反時計回り（ｃｃｗ）かで、切り替えられる。具体的には、モータ２００の回転が、時計回り（ｃｗ）の時、電気角θｅｖ＾は、θｅｖ＾のままである（θｅｖ＾＝θｅｖ＾）。一方、モータ２００の回転が、反時計回り（ｃｃｗ）の時、電気角θｅｖ＾は、θｅｖ＾−πとされる（θｅｖ＾＝θｅｖ＾−π）。

なお、モータ制御装置１００を、下記の数式３２に示すように、相電圧（中性点から各相の端子まで間の端子誘起電圧）に基づいて、電気角θｅｖ＾を推定してもよい。

また、相電圧に基づいて推定される電気角θｅｖ＾も、上記のように、モータ２００の回転が、時計回り（ｃｗ）か、反時計回り（ｃｃｗ）かで、切り替えられる。

また、端子誘起電圧は、下記の数式３３によって表される。

ここで、Ｅｕ、ＥｖおよびＥｗは、それぞれ、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の端子誘起電圧である。また、中性点は、ハードウェアによって検出するか、または、ソフトウェアによって推定する必要がある。中性点の電圧Ｅ０＾は、Ｅ０＾＝Ｅｕ＋Ｅｖ＋Ｅｗの関係式によって算出される。

また、第３実施形態の電気角θｅｖ＾を推定する方法において、上記の第２実施形態の電気角推定パルスシフト処理によって読み取られた電流値は、電流制御に使用されない。読み取られた電流値が、ゼロベクトル状態（オフベクトル状態）における電流値であるためである。

また、第３実施形態の電気角θｅｖ＾を推定する方法において、オフベクトルを印加するタイミングは、０度、６０度、１２０度、１８０度、２４０度、３００度である。実際には、オフベクトルを印加するタイミングは、これらの角度±ｋ０ｄｅｇの範囲内である。この場合、端子誘起電圧の差分は取られないので、オフベクトルは、１回の印加される。

なお、第３実施形態のその他の構成は、上記第１および第２実施形態と同様である。

（第３実施形態の効果）
第３実施形態では、以下のような効果を得ることができる。

第３実施形態では、上記のように、オフベクトル状態における誘起電圧に基づいて電気角を推定する方法は、線間電流の差分に基づいた方法および２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法よりも比較的ロバスト性が高いので、電気角をより適切に推定することができる。

（変形例）
なお、今回開示された実施形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施形態の説明ではなく特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更（変形例）が含まれる。

たとえば、上記第１〜第３実施形態では、表１に基づいて、第１の方法、第２の方法および第３の方法のいずれかが適用される例を示したが、本発明はこれに限られない。表１は、一例であり、表１に示される適用法（適用範囲）以外の適用法によって、第１の方法、第２の方法および第３の方法のいずれかを適用するようにしてもよい。

また、上記第１〜第３実施形態では、第２の方法において、相電流の差分がゼロにならない時、および、線間電流の差分がゼロにならない時、上記の数式２１および数式２２に基づいて、電気角が推定される例を示したが、本発明はこれに限られない。本発明では、上記の数式２１および数式２２に基づいた電気角の推定を行わないようにしてもよい。

また、上記第１〜第３実施形態では、モータが脱調した際にモータの初期位置を推定するなどの処理を行う例を示したが、本発明はこれに限られない。上記のように０クロスのタイミングにおいてオーバライドが行われており、論理的には脱調は発生しないので、モータが脱調した際の処理を行わないように構成してもよい。

また、上記第２実施形態では、ｐｗｍの周期（偶数回および奇数回）に対して、電気角推定パルスシフト処理と１シャントパルスシフト処理とが交互に行われる例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、複数回の１シャントパルスシフト処理に対して、電気角推定パルスシフト処理を１回行うようにしてもよい。

１２ 電気角推定部
１００ モータ制御装置
２００ モータ

Claims (19)

1. トルク指令に基づいて設定されたｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令により、永久磁石が設けられるモータの駆動を制御するモータ制御装置であって、
   前記モータの角速度、ｐｗｍ信号の変調率、および、磁束の変化が非線形である非線形領域であるか否かに応じて、ｄ軸に電圧を印加してｑ軸の漏れ電流がゼロになることに基づいて前記モータの電気角を推定する第１の方法と、前記モータが回転されることにより発生する誘起電圧に起因して生じる相電流の差分および線間電流の差分の少なくとも一方がゼロになることに基づいて前記モータの電気角を推定する第２の方法と、電圧方程式に基づいて電気角を推定する第３の方法とのうちの少なくとも１つの方法により前記モータの電気角を推定する電気角推定部を備え、
   前記電気角推定部は、前記第１の方法と前記第３の方法とのうちの少なくとも一方により前記モータの電気角が推定されている場合に、前記第２の方法により推定される電気角において、前記第１の方法と前記第３の方法とのうちの少なくとも一方により推定された電気角を、前記第２の方法により推定された電気角に置き換えるように構成されている、モータ制御装置。
2. 前記電気角推定部は、前記モータの角速度が小さい場合に、前記第１の方法と前記第２の方法とによって電気角を推定し、前記モータの角速度が大きい場合に、前記第２の方法と前記第３の方法とによって電気角を推定するように構成されている、請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記電気角推定部は、前記ｐｗｍ信号の変調率が１以上である過変調の場合、および、磁束の変化が非線形である前記非線形領域において、前記第２の方法によって電気角を推定するように構成されている、請求項１または２に記載のモータ制御装置。
4. 前記電気角推定部は、磁束の変化が非線形である前記非線形領域における前記第２の方法において、複数の所定の電気角を推定するとともに、前記所定の電気角の間の電気角を補間演算により推定するように構成されている、請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 前記電気角推定部は、前記第２の方法において、前記相電流の差分がゼロにならない時、および、前記線間電流の差分がゼロにならない時、下記の数式１および数式２に基づいて、前記相電流の差分がゼロになる電気角、および、前記線間電流の差分がゼロになる電気角を推定するように構成されている、請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
   

   

   

   ここで、θ０ｔ＾およびθ０１ｔ＾は、それぞれ、目標値であり、Δｉ＊は、電流の差分、ΔΔ１ｉ＊は、Δｉ＊の変化率である。また、＊は、ｄ軸またはｑ軸である。
6. 前記電気角推定部は、前記第２の方法において、前記モータの機器定数に基づいて、前記第２の方法により推定された電気角の遅れ補償を行うように構成されている、請求項１〜５のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
7. 前記第２の方法は、前記相電流の差分に基づいた方法および前記線間電流の差分に基づいた方法に加えて、静止座標系の電流値に基づいた方法、および、２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法を含む、請求項１〜６のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
8. 前記電気角推定部は、前記静止座標系の電流値に基づいた方法において、３つの相のうち、電流値の絶対値または電流の変化量の絶対値が大きい２つの相の電流値に基づいて、前記モータの電気角を推定するように構成されている、請求項７に記載のモータ制御装置。
9. 前記電気角推定部は、前記静止座標系の電流値に基づいた方法において、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値に基づいて、ノイズを低減するように構成されている、請求項７または８に記載のモータ制御装置。
10. 前記静止座標系の電流値に基づいた方法が適用される前記モータの角速度は、前記２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法が適用される前記モータの角速度よりも高い、請求項７〜９のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
11. 前記モータに供給される電流を１つのシャント抵抗により検出する場合、前記電気角推定部は、前記第２の方法において、前記相電流の差分に基づいた方法および前記静止座標系の電流値に基づいた方法は用いずに、前記線間電流の差分に基づいた方法と前記２相が短絡した時の電流の差分に基づいた方法とのうちの少なくとも一方により電気角を推定するように構成されている、請求項７〜１０のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
12. 前記第２の方法は、前記モータに供給される電流を１つのシャント抵抗により検出する場合において、オフベクトル状態における誘起電圧に基づいて電気角を推定する方法をさらに含む、請求項７〜１１のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
13. 前記電気角推定部は、前記第２の方法において、前記モータの角速度が小さいほどサンプリング回数が増加するように、電気角を検出するためのサンプリングを複数回行うとともに、複数のサンプリングの結果について移動平均を行うことにより、電気角を推定するように構成されている、請求項１〜１２のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
14. 前記電気角推定部は、前記第１の方法において、ｑ軸電流の変化率が大きい場合は、ｑ軸電流の変化率が小さい場合に比べて、前記第１の方法により電気角を推定するためのサンプリングの間隔を小さくするように構成されている、請求項１〜１３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
15. 前記電気角推定部は、前記第１の方法において、下記の数式３に基づいて、磁束が飽和している際において推定された電気角を補正するように構成されている、請求項１〜１４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
    

    

    ここで、ωは、角速度、Ｋｔは逆起電力定数、Ｌｄは、ｄ軸インダクタンス、Ｌｑは、ｑ軸インダクタンス、ｉｄｒｅｆｎはｄ軸電流指令値、ｉｑｒｅｆｎはｑ軸電流指令値である。また、添字ｉｎｄは、現在の値、ｉｎｄ０は、前記モータの磁束が飽和していない領域の値を意味している。また、ｐは、時間微分である。
16. 前記電気角推定部は、前記第１の方法と前記第３の方法とのうちの少なくとも一方により推定された推定値を、前記第２の方法により推定された電気角に置き換える際に、置き換える前後の値が連続になるようにスムージング処理を行うように構成されている、請求項１〜１５のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
17. 前記電気角推定部は、前記モータが脱調した際において、前記モータの角速度がゼロ近傍である場合に、前記モータの前記永久磁石に電圧を印加することに基づいて前記モータの初期位置を推定し、前記モータの角速度がゼロ近傍よりも大きい場合、電気角の推定を継続し、前記モータの脱調が所定の期間内に所定の回数以上検出された場合、前記モータを停止させるように構成されている、請求項１〜１６のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
18. 前記電気角推定部は、推定された電気角を時間微分することにより角速度を算出するとともに、前記第３の方法により推定された電気角に基づいて算出された角速度を、前記第２の方法により推定された電気角に基づいて算出された角速度に置き換えるように構成されている、請求項１〜１７のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
19. 前記第１の方法において、前記ｑ軸インダクタンスと前記ｄ軸インダクタンスとの差が所定の閾値よりも小さい場合、前記ｑ軸インダクタンスを増加させることと、前記ｄ軸インダクタンスを低下させることとのうちの少なくとも一方により、前記ｑ軸インダクタンスと前記ｄ軸インダクタンスとの差を大きくするように構成されている、請求項１〜１８のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
    
    

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