CN104793677A - 半导体集成电路及其动作方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种半导体集成电路及其动作方法。用于能够从输入电源电压(Vin)向平滑电容(C)和负载(3)的并联连接供给输出电源电压(Vout)的稳定化电源电路(1)的半导体集成电路(10)具备：对输出电源电压(Vout)的误差进行检测的误差放大器(11)；连接在输入端子与输出端子之间的输出控制电路(12)；与误差放大器(11)连接的相位补偿电路(14)；与相位补偿电路(14)连接的检测控制电路(15)。检测控制电路(15)检测平滑电容(C)的等效串联电阻的温度的变动或由该温度的变动引起的电阻的变动，并按照其检测结果对相位补偿电路(14)进行可变控制。

Description

半导体集成电路及其动作方法

技术领域

本发明涉及稳定化电源所使用的半导体集成电路及其动作方法，尤其是涉及在防止因低温时的电解电容器的等效串联电阻(ESR)的增加而引起的稳定化电源的不稳定性、异常振荡时有效地减轻外置部件的增大的技术。

背景技术

正如众所周知那样，稳定化电源包括串联稳压器和开关稳压器。

在串联稳压器中，在输入电压与负载之间串联(series)地连接有输出控制电路，输出控制电路的压降由误差放大器控制。误差放大器将负载的输出电压的分压电压与基准电压进行比较并以使负载的输出电压的分压电压与基准电压相等的方式控制输出控制电路，因此实现负载的输出电压的稳定化。该串联稳压器记载在例如下述专利文献1中。

开关稳压器被分类成具有降压功能的类型和具有升压功能的类型。具有降压功能的开关稳压器由具有第一开关元件和第二开关元件的开关电路、具有平滑线圈和平滑电容的低通滤波器、误差放大器、开关控制电路构成。输入电压经由第一开关元件能够向平滑线圈的一端供给，接地电压经由第二开关元件能够向平滑线圈的一端供给，平滑线圈的另一端经由平滑电容与负载的并联连接而与接地电压连接。在通过开关控制电路将第一开关元件控制成接通状态并将第二开关元件控制成断开状态的接通期间，线圈电流和负载的输出电压增加，在通过开关控制电路将第一开关元件控制成断开状态并将第二开关元件控制成接通状态的断开期间，线圈电流和负载的输出电压减少。误差放大器将负载的输出电压的分压电压与基准电压进行比较并以使负载的输出电压的分压电压与基准电压相等的方式控制开关控制电路来调整接通期间T_ON和断开期间T_OFF，因此负载的输出电压实现稳定化。具有降压功能的开关稳压器的输出电压V_OUT利用输入电压V_IN、接通期间T_ON及断开期间T_OFF而通过下式得到。

V_OUT＝V_IN·T_ON/(T_ON+T_OFF)    …(1)式

具有升压功能的开关稳压器由平滑线圈、具有第一开关元件和第二开关元件的开关电路、平滑电容、误差放大器、开关控制电路构成。输入电压向平滑线圈的一端供给，平滑线圈的另一端与第一开关元件的一端和第二开关元件的一端连接，第一开关元件的另一端经由平滑电容和负载的并联连接而与接地电压连接，第二开关元件的另一端与接地电压连接。在通过开关控制电路将第一开关元件控制成断开状态并将第二开关元件控制成接通状态的接通期间，线圈电流增加，在通过开关控制电路将第一开关元件控制成接通状态并将第二开关元件控制成断开状态的断开期间，线圈电流减少。误差放大器将负载的输出电压的分压电压与基准电压进行比较并以使输出电压的分压电压与基准电压相等的方式控制开关控制电路来调整接通期间T_ON和断开期间T_OFF，因此负载的输出电压实现稳定化。具有升压功能的开关稳压器的输出电压V_OUT利用输入电压V_IN、接通期间T_ON及断开期间T_OFF而通过下式得到。

V_OUT＝(1+T_ON/T_OFF)·V_IN    …(2)式

该具有降压功能和升压功能的开关稳压器例如记载于下述专利文献2。

在下述非专利文献1中记载有如下技术：为了抑制输出脉动电压而开关电源的输出平滑电容器选择小的等效串联电阻(ESR)时，会产生被称为输出电压的异常振荡的现象。开关电源为了实现输出电压的稳定化而具有负反馈电路，因此当使用具有小的等效串联电阻(ESR)的输出平滑电容器时，直至更高频带成为理想的LC滤波器，在相位接近180度之前，容易产生延迟振荡的情况记载于下述非专利文献1。而且，在下述非专利文献1中也记载有利用误差放大器的反馈电路进行相位补偿、由此防止输出电压的振荡的技术。用于防止振荡的相位补偿电路在开关电源的平滑线圈L与输出平滑电容器Cout的连接点的输出端子和误差放大器的反转输入端子之间通过输入电阻与输入电容的串联连接或并联连接来构成，或者在误差放大器的反转输入端子和输出端子之间通过反馈电阻与反馈电容的串联连接或并联连接来构成。

在下述非专利文献2中，与下述非专利文献1同样地，记载有如下情况：在PWM控制断路器型稳压器中，在平滑线圈和输出平滑电容器的LC滤波器的部分，相位延迟达到-180°而负反馈回路的相位延迟为-180°，由此相位的偏移的总计达到360°，会产生异常振荡。而且在下述非专利文献2中记载有如下情况：由于输出平滑电容器的等效串联电阻(ESR)的影响而LC滤波器的相位延迟比180°减少，通过该等效串联电阻(ESR)的相位校正效果而能够确保稳压器的相位容限。而且，在下述非专利文献2中也记载有如下情况：在等效串联电阻(ESR)大的情况下，LC滤波器的相位延迟减小，但是存在因LC滤波器的减衰率的下降而引起的增益上升用的相位容限的下降、因输出脉动电压增大而引起的异常振荡的可能性。此外，在下述非专利文献2中记载有如下情况：LC滤波器使用钽质电容器或层叠陶瓷电容器那样的等效串联电阻(ESR)非常小的电容器时，滤波器部分的相位延迟增大，因此从确保相位容限的方面出发，输出滤波器使用电解电容器比较适当。

在下述非专利文献3中记载有如下情况：向运算放大器的非反转输入端子供给输入信号，将运算放大器的反转输入端子与输出端子连接而构成电压跟随器电路的情况下，以100～200MHz附近的频率，增益具有0dB以上的峰值的相位延迟达到-180°，动作变得不稳定。而且，在下述非专利文献3中记载有如下情况：在运算放大器的非反转输入端子与反转输入端子之间连接输入电阻和输入电容的串联连接而进行相位补偿，由此增益的0dB以上的峰值消失，能够防止振荡。而且，在下述非专利文献3中记载有如下情况：在运算放大器的输出端子与接地电压之间连接补偿电阻和补偿电容的串联连接而进行相位补偿，由此增益的0dB以上的峰值消失，能够防止振荡。

在下述专利文献3中记载有解决如下课题的技术：与开关电源的变压器的二次侧绕线连接的电解电容器的等效串联电阻(ESR)在低温下升高，输出脉动电压增大，该等效串联电阻(ESR)在高温下降低，从而控制系统的稳定性受到影响。为了解决该课题，在下述专利文献3中，考虑电解电容器的温度特性而在大的温度范围内，使更深的负反馈实现稳定。因此，在下述专利文献3中，与开关电源的变压器的二次侧绕线连接的输出电压控制电路是具有带温度补偿的相位补偿电路的结构，具体而言，在带温度补偿的相位补偿电路中，作为感温元件的热敏电阻、电容器、电阻的串联连接与变压器的二次侧绕线和并联稳压器的基准端子之间连接。在低温时，电解电容器的等效串联电阻(ESR)增加，因此输出脉动电压增加，但是在低温时，带温度补偿的相位补偿电路的热敏电阻的电阻值增加，因此向并联稳压器的基准端子的输出脉动成分的重叠量减少而并联稳压器的相位超前信号减少。在高温时，电解电容器的等效串联电阻(ESR)下降而带温度补偿的相位补偿电路的热敏电阻的电阻值下降，因此向并联稳压器的基准端子的输出脉动成分的重叠量增加而将并联稳压器的相位超前信号保持为恒定。此外，在该开关电源中，对于与变压器的二次侧绕线的输出电压响应的光耦合器的发光元件的发光量进行响应，光耦合器的受光元件的反馈受光量发生变化。与变压器的一次侧绕线连接的控制用IC对反馈受光量进行响应而控制与一次侧绕线连接的2个开关元件的接通断开的工作状态，因此变压器的二次侧绕线的输出电压维持为恒定。而且，在光耦合器的受光元件的两端间并联连接有通过电阻和电容器的串联连接而构成的一次侧的相位补偿电路。

在下述专利文献4中记载了解决如下课题的技术：在作为开关电源装置的降压DC-DC转换器中，在平滑线圈和输出平滑电容器的LC滤波器的部分，输出平滑电容器的等效串联电阻(ESR)在低温时增大而输出脉动电压增大，输出电压变得不稳定，开关电源装置会引起误动作。为了解决该课题，在下述专利文献4中，在对驱动LC滤波器的开关元件的接通断开的工作状态进行控制的控制部中，在作为误差放大器的差动放大器的反转输入端子上连接脉动电压检测电路、比较器、切换电路、脉动电压抑制电路。脉动电压检测电路检测开关电源装置的输出电压包含的脉动电压，并将检测值向比较器供给。与比较直流电压相比当开关电源装置的输出电压中包含的脉动电压增大时，比较器向切换电路供给切换信号。与比较直流电压相比当开关电源装置的输出电压中包含的脉动电压低时，作为低通滤波器的脉动电压抑制电路通过切换电路而未与差动放大器的反转输入端子连接。反之与比较直流电压相比当开关电源装置的输出电压中包含的脉动电压增大的情况下，通过切换电路而将作为低通滤波器的脉动电压抑制电路与差动放大器的反转输入端子连接。其结果是，开关电源装置的输出电压中包含的脉动电压的频率成分以上的信号被隔断，与开关电源装置的输出电压中包含的脉动电压的频率成分相比，仅将比较低频的频率成分向差动放大器的反转输入端子供给，因此实现反馈回路的稳定，这种情况记载于下述专利文献4。因此，脉动电压抑制电路在差动放大器的获利实际上减小，因此，在低温时，即使电容器的等效串联电阻(ESR)增大而脉动电压增大，也能够使反馈回路稳定的情况记载于下述专利文献4中。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2000-284843号公报

专利文献2：日本特开2007-151246号公报

专利文献3：日本特开2002-136123号公报

专利文献4：日本特开2002-044938号公报

非专利文献

非专利文献1：“スイッチング電源の平滑コンデンサへの応用”pp.65-69.

http://itonet.co.jp/DataSheets/三洋电机/OS-CON/pld/65.pdf[平成25年11月07日检索]

非专利文献2：“アプリケーションノート面実装チョッパ型スイッチングレギュレータICSI－8000JDシリーズ”pp.1-29,sanken电气株式会社,2010年1月

http://www.semicon.sanken-ele.co.jp/sk_content/si-80xxjdseries_an_jp.pdf[平成25年11月07日检索]

非专利文献3：“位相·ゲイン余裕の小さいオペアンプの使用の注意点”pp.1-8,

http://tij.co.jp/jp/lit/an/jaja130/jaja130.pdf[平成25年11月07日检索]

本申请发明人等在本发明之前，从事了搭载于机动车的稳定化电源能够使用的车载半导体集成电路的开发。该半导体集成电路为车载用途，因此要求半导体集成电路在-40°的低温至+110°的高温的周围温度稳定动作。而且稳定化电源的输出平滑电容器难以集成化为半导体集成电路的半导体芯片，因此该输出平滑电容器成为外置部件。

在稳定化电源中，要求半导体集成电路(IC)的成本降低，并使外置部件尽量廉价。因此，为了稳定化电源的成本降低，研究了将输出平滑电容器从高成本陶瓷电容器变更为低成本的铝电解电容器的情况。

然而，如上述专利文献3和上述专利文献4记载那样，铝电解电容器的等效串联电阻(ESR；Equivalent Series Resistance)与陶瓷电容器的等效串联电阻(ESR)相比，低温时的电阻增加大。其结果是，判明了低温时的铝电解电容器的等效串联电阻(ESR)的增加成为原因，稳定化电源电路的负反馈回路(负反馈电路)变得不稳定或存在引起异常振荡的危险性的情况。

因此，为了防止低温时的电解电容器的等效串联电阻(ESR)的增加引起的稳定化电源电路的不稳定性或异常振荡，本申请发明人等在本发明之前，对上述专利文献3和上述专利文献4记载的方法进行了研究。

根据上述专利文献3记载的方法，由于在电解电容器的附近需要设置感温元件(热敏电阻)作为外置部件，因此部件成本增大。而且，定电压电源用IC的使用者需要将感温元件(热敏电阻)作为外置部件而设置于配线基板，因此配线基板的面积和制造工序数增加，存在稳定化电源电路装置的制造成本增加这样的问题，这种情况通过本发明之前的本申请发明人等进行的研究而明确可知。

根据上述专利文献4记载的方法，在平滑电容器的等效串联电阻(ESR)的电阻值增加的情况下，差动放大器的获利实际上减小，因此会使决定抑制输出电压变动的定电压设定动作性能的负反馈回路的回路增益下降。其结果是，根据该方法，难以实现稳定化电源的本来的目的的用于抑制输出电压变动的定电压设定动作性能。即，根据该方法，即使能够抑制平滑电容器的等效串联电阻(ESR)的增加引起的输出电压的脉动，存在抑制输入电压的变动或负载电流的变动引起的输出电压的变动这样的作为稳定化电源电路的本来的性能下降的问题，这种情况通过本发明之前的本申请发明人等的研究而明确可知。

发明内容

以下说明用于解决这样的课题的方案等，但是其他课题和新的特征通过本说明书的记载及附图而得以明确。

当简单说明在本申请中公开的代表性的实施方式的概要时，如下所述。

即，代表性的实施方式是用于能够从供给到输入端子的输入电源电压(Vin)向与输出端子连接的平滑电容(C)和负载(3)的并联连接供给输出电源电压(Vout)的稳定化电源电路(1)的半导体集成电路(10)。

所述半导体集成电路(10)具备：误差放大器(11)，检测输出电源电压(Vout)的误差；输出控制电路(12)，连接于输入端子与输出端子之间；相位补偿电路(14)，与误差放大器(11)连接；以及检测控制电路(15)，与相位补偿电路(14)连接。

输出控制电路(12)由对输出电源电压(Vout)的误差进行响应的所述误差放大器(11)来控制，从而生成输出电源电压(Vout)。

检测控制电路(15)检测平滑电容(C)的等效串联电阻(ESR)的温度的变动或由该温度的变动引起的电阻的变动，并按照其检测结果对相位补偿电路(14)进行可变控制(参照图1)。

简单说明通过本申请中公开的实施方式中的代表性的结构得到的效果的话，如下所述。

即，根据本半导体集成电路，在防止低温时的电解电容器的等效串联电阻(ESR)的增加引起的稳定化电源的不稳定性或异常振荡时，能够减轻外置部件的增大。

附图说明

图1是表示利用了稳定化电源电路1的电子装置的结构的图，该稳定化电源电路1使用了实施方式1的半导体集成电路10。

图2是表示构成图1所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1所使用的低通滤波器的平滑电容C的铝电解电容器的等效串联电阻(ESR)的温度依赖性的图。

图3是将构成图1所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1所使用的低通滤波器的平滑电容C的铝电解电容器的等效串联电阻的例如1MHz的特定的三角波信号的频率下的温度依赖性与陶瓷电容器的等效串联电阻的温度依赖性进行比较的图。

图4是表示图1所示的实施方式1的半导体集成电路10的检测控制电路15的结构的图。

图5是表示图4所示的实施方式1的检测控制电路15中包含的温度测定电路151和代码生成电路152的结构的图。

图6是表示图5所示的温度测定电路151的串联连接二极管DS为n个二极管D1～Dn的各二极管的结构的图。

图7是表示通过采用实施方式1的其他方式的检测控制电路15而能够检测由铝电解电容器构成的平滑电容C的温度变动或电阻变动的半导体集成电路10的结构的图。

图8是表示图1所示的实施方式1的半导体集成电路10的检测控制电路15的其他结构的图。

图9是表示图8所示的其他方式的检测控制电路15中包含的脉动电压测定电路153和代码生成电路154的结构的图。

图10是表示在图1或图7所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1中，相位补偿特性通过检测控制电路15的检测结果来控制的相位补偿电路14的结构的图。

图11是说明图10所示的实施方式1的相位补偿电路14的动作的图。

图12是说明图1至图6所示的实施方式1的相位补偿电路14的动作的图。

图13是表示在图1或图7所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1中，相位补偿特性通过检测控制电路15的检测结果来控制的相位补偿电路14的其他结构的图。

图14是说明图13所示的实施方式1的相位补偿电路14的动作的图。

图15是表示在图1或图7所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1中，相位补偿特性通过检测控制电路15的检测结果来控制的相位补偿电路14的其他结构的图。

图16是说明图15所示的实施方式1的相位补偿电路14的动作的图。

图17是表示采用了实施方式1的其他方式的相位补偿电路14的半导体集成电路10的结构的图。

图18是表示采用了实施方式1的其他方式的相位补偿电路14的半导体集成电路10的结构的图。

图19是表示在图18所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1中，相位补偿特性通过检测控制电路15的检测结果来控制的相位补偿电路14′的结构的图。

图20是说明图19所示的实施方式1的相位补偿电路14′的动作的图。

图21是表示参照图1至图20说明的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1的最低温时(比-25℃低的状态下)的相位补偿特性的图。

图22是表示参照图1至图20说明的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1的最高温时(比+25℃高的状态下)的相位补偿特性的图。

图23是表示利用了稳定化电源电路1的电子装置的结构的图，该稳定化电源电路1使用了实施方式2的半导体集成电路10。

图24是表示利用了稳定化电源电路1的电子装置的结构的图，该稳定化电源电路1使用了实施方式3的半导体集成电路10。

图25是表示将上述非稳定化电源2、负载电路3、使用了实施方式1至实施方式3中的任一个半导体集成电路的稳定化电源电路1搭载于车辆27的情况的图。

图26是表示图25所示的电子控制装置(ECU)29的内部的负载电路3即作为微型控制器的半导体集成电路3的结构的图。

标号说明

1…稳定化电源电路

2…非稳定化电源

3…负载电路

10…半导体集成电路

11…误差放大器

12…输出控制电路

13…PWM控制电路

14、14′…相位补偿电路14

15…检测控制电路

L…平滑线圈

C…平滑电容

Vin…输入电压

Vout…输出电压

GND…接地电压

MP1…MOS晶体管

Di…二极管

R1、R2…分压电阻

具体实施方式

1.实施方式的概要

首先，关于本申请中公开的代表性的实施方式，说明其概要。在代表性的实施方式的概要说明中带有括弧而参照的附图的参照标号只不过是例示了包含在标注有该标号的结构要素的概念中的情况。

〔1〕代表性的实施方式是用于能够从供给到输入端子的输入电源电压(Vin)向与输出端子连接的平滑电容(C)和负载(3)的并联连接供给输出电源电压(Vout)的稳定化电源电路(1)的半导体集成电路(10)。

所述半导体集成电路(10)具备：检测所述输出电源电压(Vout)的误差的误差放大器(11)；连接于所述输入端子与所述输出端子之间的输出控制电路(12)；与所述误差放大器(11)连接的相位补偿电路(14)；以及与所述相位补偿电路(14)连接的检测控制电路(15)。

所述输出控制电路(12)由对所述输出电源电压(Vout)的所述误差进行响应的所述误差放大器(11)来控制，从而生成所述输出电源电压(Vout)。

其特征在于，所述检测控制电路(15)检测所述平滑电容(C)的等效串联电阻(ESR)的温度的变动或由该温度的变动引起的电阻的变动，并按照其检测结果对所述相位补偿电路(14)进行可变控制(参照图1)。

根据所述实施方式，在防止低温时的电解电容器的等效串联电阻(ESR)的增加引起的稳定化电源的不稳定性或异常振荡时，能够减轻外置部件的增大。

在优选实施方式中，在所述平滑电容(C)的所述温度比预定的温度低的状态下，所述检测控制电路(15)将所述相位补偿电路(14)的时间常数(R3VC1)设定为比预定的时间常数小的时间常数(R3C10)。

其特征在于，在所述平滑电容(C)的所述温度比所述预定的温度高的状态下，所述检测控制电路(15)将所述相位补偿电路(14)的所述时间常数(R3VC1)设定为比所述预定的时间常数大的其他时间常数(R3(C10+C11+C12+C13))(参照图1)。

在其他优选实施方式中，在所述平滑电容(C)的所述温度为所述低的状态下，将通过所述小的时间常数的相位补偿而设定的极点频率设定为比预定的频率高的频率(fp(LT))。

其特征在于，在所述平滑电容(C)的所述温度为所述高的状态下，将通过所述大的时间常数的相位补偿而设定的极点频率设定为比所述预定的频率低的频率(fp(HT))(参照图21、图22)。

在其他优选实施方式中，其特征在于，所述检测控制电路(15)通过至少四个阶段来检测所述平滑电容(C)的所述等效串联电阻(ESR)的所述温度的变动或所述电阻的变动，由此通过至少四个阶段对所述相位补偿电路(14)的相位补偿特性进行可变控制(参照图5、图9)。

更优选的实施方式的特征在于，所述检测控制电路(15)执行如下的A/D转换：使用至少三个基准值，将作为所述温度的变动或所述电阻的变动的模拟输入信号判定为至少四个多值电平(参照图5、图9)。

其他更优选的实施方式的特征在于，所述A/D转换通过快闪型A/D转换器、逐次比较型A/D转换器、流水线型A/D转换器中的任一个来执行。

在其他更优选的实施方式中，其特征在于，所述检测控制电路(15)利用PN结二极管的正向压降的温度变化率(ΔV_F)，来检测所述稳定化电源电路(1)的周围温度即所述平滑电容(C)的所述温度的变动(参照图5)。

在其他更优选的实施方式中，其特征在于，所述检测控制电路(15)通过检测所述输出电源电压(Vout)中包含的脉动电压的电压振幅电平的变动，来检测由所述温度的变动引起的所述平滑电容(C)的所述等效串联电阻(ESR)的所述电阻的变动(参照图9)。

在其他更优选的实施方式中，在所述平滑电容(C)和所述负载(3)的所述并联连接与所述输出端子之间能够连接低通滤波器的平滑线圈(L)。

所述输出控制电路(12)包括连接在所述输入端子与所述输出端子之间的第一开关元件(MP1)和连接在所述输出端子与接地电压(GND)之间的第二开关元件(Di)。

所述半导体集成电路(10)还具备开关控制电路(13)，该开关控制电路(13)对所述误差放大器(11)的误差检测输出信号(Vd2)进行响应，而控制所述输出控制电路(12)的所述第一开关元件(MP1)和所述第二开关元件(Di)的开关。

通过所述开关控制电路(13)将所述第一开关元件(MP1)控制成接通状态并将所述第二开关元件(Di)控制成断开状态的期间成为向所述低通滤波器的所述平滑线圈(L)蓄积磁能的接通期间(T_ON)。

通过所述开关控制电路(13)将所述第一开关元件(MP1)控制成断开状态并将所述第二开关元件(Di)控制成接通状态的其他期间成为所述低通滤波器的所述平滑线圈(L)的磁能被消耗的断开期间(T_OFF)。

其特征在于，所述开关控制电路(13)对所述误差放大器(11)的所述误差检测输出信号(Vd2)进行响应而将所述接通期间(T_ON)和所述断开期间(T_OFF)分别设定为预定的值，由所述稳定化电源电路(1)生成相比所述输入电源电压(Vin)降压了的所述输出电源电压(Vout)(参照图1、图7、图17、图18)。

在其他更优选的实施方式中，在被供给所述输入电源电压(Vin)的所述输入端子上能够连接平滑线圈(L)的一端，所述平滑线圈(L)的另一端能够与所述输出控制电路(12)连接。

所述输出控制电路(12)包括能够连接在所述平滑线圈(L)的所述另一端与所述输出端子之间的第一开关元件(Di)和能够连接在所述平滑线圈(L)的所述另一端与接地电压(GND)之间的第二开关元件(MN1)。

所述半导体集成电路(10)还具备开关控制电路(13)，该开关控制电路(13)对所述误差放大器(11)的误差检测输出信号(Vd2)进行响应而控制所述输出控制电路(12)的所述第一开关元件(Di)和所述第二开关元件(MN1)的开关。

通过所述开关控制电路(13)将所述第二开关元件(MN1)控制成接通状态并将所述第一开关元件(Di)控制成断开状态的期间成为向所述平滑线圈(L)蓄积磁能的接通期间(T_ON)。

通过所述开关控制电路(13)将所述第二开关元件(MN1)控制成断开状态并将所述第一开关元件(Di)控制成接通状态的其他期间成为所述平滑线圈(L)的磁能被消耗的断开期间(T_OFF)。

其特征在于，所述开关控制电路(13)对所述误差放大器(11)的所述误差检测输出信号(Vd2)进行响应而将所述接通期间(T_ON)和所述断开期间(T_OFF)分别设定成预定的值，由所述稳定化电源电路(1)生成相比所述输入电源电压(Vin)升压了的所述输出电源电压(Vout)(参照图23)。

在具体的实施方式中，在所述输出端子上能够连接所述平滑电容(C)与所述负载(3)的所述并联连接。

其特征在于，以即使所述输入电源电压发生变动也使所述输出电源电压实质恒定的方式通过所述误差放大器(11)的所述误差检测输出信号(Vd2)来调整所述输出控制电路(12)的压降，所述稳定化电源电路(1)作为通过所述输出控制电路的压降来吸收所述输入电源电压(Vin)的变动的串联稳压器而进行动作(参照图24)。

在其他具体的实施方式中，所述相位补偿电路(14、14′)包括与所述误差放大器(11)的输入端子和输出端子中的至少任一方串联连接的补偿电阻和补偿电容。

所述相位补偿电路(14、14′)的所述补偿电阻和所述补偿电容中的任一个是能够通过所述检测控制电路(15)进行可变控制的可变常数元件。

在更具体的实施方式中，其特征在于，所述可变常数元件是能够通过所述检测控制电路(15)进行可变控制的可变电阻元件和可变电容元件中的任一个。

在其他更具体的实施方式中，其特征在于，所述误差放大器(11)、所述输出控制电路(12)、所述开关控制电路(13)、所述相位补偿电路(14)及所述检测控制电路(15)集成化为所述半导体集成电路(10)的单一的半导体芯片。

在最具体的实施方式中，其特征在于，所述误差放大器(11)、所述输出控制电路(12)、所述开关控制电路(13)、所述相位补偿电路(14)及所述检测控制电路(15)形成为由系统级封装(SIP)或多芯片模块(MCP)构成的所述半导体集成电路(10)的单一的树脂封固封装体。

在其他最具体的实施方式中，其特征在于，所述负载(3)包括对作为车辆的动力源的发动机和马达中的至少任一方(28)进行控制的电子控制装置(29)(图25、图26)。

〔2〕另一观点的代表性的实施方式是用于能够从供给到输入端子的输入电源电压(Vin)向与输出端子连接的平滑电容(C)和负载(3)的并联连接供给输出电源电压(Vout)的稳定化电源电路(1)的半导体集成电路(10)的动作方法。

所述半导体集成电路(10)具备：检测所述输出电源电压(Vout)的误差的误差放大器(11)；连接于所述输入端子与所述输出端子之间的输出控制电路(12)；与所述误差放大器(11)连接的相位补偿电路(14)；以及与所述相位补偿电路(14)连接的检测控制电路(15)。

所述输出控制电路(12)由对所述输出电源电压(Vout)的所述误差进行响应的所述误差放大器(11)来控制，从而生成所述输出电源电压(Vout)。

其特征在于，所述检测控制电路(15)检测所述平滑电容(C)的等效串联电阻(ESR)的温度的变动或由该温度的变动引起的电阻的变动，并按照其检测结果对所述相位补偿电路(14)进行可变控制(参照图1)。

根据所述实施方式，在防止低温时的电解电容器的等效串联电阻(ESR)的增加引起的稳定化电源的不稳定性或异常振荡时，能够减轻外置部件的增大。

2.实施方式的详情

接着，更详细地说明实施方式。此外，在用于说明实施发明用的最佳方式的所有图中，对于具有与所述图相同的功能的部件，标注同一标号，省略其重复的说明。

[实施方式1]

《利用了稳定化电源电路的电子装置的结构》

图1是表示利用了稳定化电源电路1的电子装置的结构的图，该稳定化电源电路1使用了实施方式1的半导体集成电路10。

该电子装置由非稳定化电源2、稳定化电源电路1、负载电路3构成。非稳定化电源2的输出电压(Vin)能够设为负载电路3的推荐动作电源范围外的电压。非稳定化电源2的高电压侧端子(+)与稳定化电源电路1的输入端子Vin连接，非稳定化电源2的低电压侧端子(-)与接地电压GND连接。稳定化电源电路1构成为向负载电路3供给将输入电压Vin转换成负载电路3的推荐动作电源范围内的电压而生成的输出电压Vout。负载电路3从稳定化电源电路1的输出电压Vout和接地电压GND接受动作电力(电压×电流)的供给，进行所希望的动作。

如开头说明那样，在稳定化电源电路1中，存在具有降压功能的类型和具有升压功能的类型这两种类型。即，其中的1个类型是非稳定化电源2的电压Vin为负载电路3的推荐动作电源电压范围以上的降压型稳定化电源电路。另1个类型是非稳定化电源2的电压Vin为负载电路3的推荐动作电源电压范围以下的升压型稳定化电源电路。图1所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1是降压型稳定化电源电路。

《使用了半导体集成电路的稳定化电源电路的结构》

图1所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1是开头说明的具有降压功能的开关稳压器，因此输出电压Vout经由由平滑线圈L和平滑电容C构成的低通滤波器向负载电路3供给。

为了将稳定化电源电路1构成为降压型开关稳压器，半导体集成电路10具备误差放大器11、输出控制电路12及PWM控制电路13。利用由平滑线圈L和平滑电容C构成的低通滤波器生成的输出电压Vout作为输出检测电压Sv而通过两个分压电阻R1、R2来分压。2个分压电阻R1、R2的连接节点Np1处的分压电压Vm1向误差放大器11的反转输入端子-供给，误差检测用的基准电压Vref向误差放大器11的非反转输入端子+供给。误差放大器11的输出端子Np2处的误差检测输出电压Vd2向PWM控制电路13供给。

PWM控制电路13由比较器Cmp和三角波生成器TWG构成，向比较器Cmp的反转输入端子-供给误差放大器11的输出端子Np2的误差检测输出电压Vd2，向比较器Cmp的非反转输入端子+供给由三角波生成器TWG生成的三角波信号。

在PWM控制电路13中，向比较器Cmp的非反转输入端子+供给的三角波生成器TWG的三角波信号的电压电平比向比较器Cmp的反转输入端子-供给的误差放大器11的输出端子Np2的误差检测输出电压Vd2的电压电平下降时，PWM控制电路13的比较器Cmp的输出电压Vpwm成为低电平。其结果是，对比较器Cmp的输出电压Vpwm的低电平进行响应，在输出控制电路12中，P沟道MOS晶体管MP1被控制成接通状态，而二极管Di被控制成断开状态。在该状态下，经由P沟道MOS晶体管MP1的源极/漏极电流路径从非稳定化电源2向平滑线圈L流入的输出电流Iout和输出电压Vout随着时间经过而增加。其结果是，将P沟道MOS晶体管MP1控制成接通状态并将二极管Di控制成断开状态的期间成为向低通滤波器的平滑线圈L蓄积磁能的接通期间T_ON。

在PWM控制电路13中，在向比较器Cmp的非反转输入端子+供给的三角波生成器TWG的三角波信号的电压电平比向比较器Cmp的反转输入端子-供给的误差放大器11的输出端子Np2的误差检测输出电压Vd2的电压电平上升时，PWM控制电路13的比较器Cmp的输出电压Vpwm成为高电平。其结果是，对比较器Cmp的输出电压Vpwm的高电平进行响应，在输出控制电路12中，将P沟道MOS晶体管MP1控制成断开状态，而将二极管Di控制成接通状态。在该状态下，经由二极管Di的阳极和阴极从接地电压GND向平滑线圈L流动输出电流Iout，输出电流Iout和输出电压Vout随着时间经过而减少。其结果是，将P沟道MOS晶体管MP1控制成断开状态并将二极管Di控制成接通状态的期间成为低通滤波器的平滑线圈L的磁能被消耗的接通期间T_OFF。

当由于向负载电路3流入的输出电流Iout的减少而输出电压Vout增加时，向误差放大器11的反转输入端子-供给的分压电压Vm1也增加，误差放大器11的输出端子Np2处的误差检测输出电压Vd2下降。其结果是，在PWM控制电路13中，向比较器Cmp的非反转输入端子+供给的三角波生成器TWG的三角波信号的电压电平比向比较器Cmp的反转输入端子-供给的误差放大器11的误差检测输出电压Vd2的电压电平下降的接通期间T_ON的时间缩短。因此，从上述(1)式可知，对接通期间T_ON的时间的缩短进行响应，作为降压型开关稳压器而构成的稳定化电源电路1的输出电压Vout减少，将输出电压Vout维持成大致恒定。

当由于向负载电路3流入的输出电流Iout的增加而输出电压Vout减少时，向误差放大器11的反转输入端子-供给的分压电压Vm1也减少，误差放大器11的输出端子Np2处的误差检测输出电压Vd2增加。其结果是，在PWM控制电路13中，向比较器Cmp的非反转输入端子+供给的三角波生成器TWG的三角波信号的电压电平比向比较器Cmp的反转输入端子-供给的误差放大器11的误差检测输出电压Vd2的电压电平下降的接通期间T_ON的时间增大。因此，从上述(1)式可知，对接通期间T_ON的时间的增大进行响应，作为降压型开关稳压器而构成的稳定化电源电路1的输出电压Vout增加，将输出电压Vout维持成大致恒定。

图1所示的实施方式1的半导体集成电路10内置有上述误差放大器11、输出控制电路12、PWM控制电路13、两个分压电阻R1、R2、以下说明的相位补偿电路14及检测控制电路15。在优选实施方式中，误差放大器11、输出控制电路12、PWM控制电路13、两个分压电阻R1、R2、相位补偿电路14及检测控制电路15集成化为半导体集成电路10的单一的半导体芯片。

在输出控制电路12中，P沟道MOS晶体管MP1可以置换成PNP型双极晶体管。为了改善图1所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1的电力效率，为了减少该晶体管的压降，需要使用晶体管尺寸大的功率晶体管。然而，在该功率晶体管难以集成化为上述半导体集成电路10的单一的半导体芯片时，该功率晶体管形成为与上述半导体集成电路10的单一的半导体芯片不同的半导体芯片。

在输出控制电路12中，二极管Di可以由PN结二极管形成，但是为了进一步改善稳定化电源电路1的电力效率，而由具有比PN结二极管的正向电压更小的正向电压的肖特基势垒二极管来形成。为了减小该肖特基势垒二极管Di的正向电压，通过在势垒金属中使用特殊的金属，而减少依赖于势垒金属的功函数与半导体硅的费密电位之差的势垒高度(屏障高度)。然而，在势垒金属使用了特殊的金属的肖特基势垒二极管Di难以集成化成上述半导体集成电路10的单一的半导体芯片的情况下，该二极管Di形成为与上述半导体集成电路10的单一的半导体芯片不同的半导体芯片。

如上述那样将多个半导体芯片形成为半导体集成电路10的单一的树脂封固封装体的技术被称为系统级封装(SIP)或多芯片模块(MCP)。

输出控制电路12的P沟道MOS晶体管MP1可以置换成N沟道MOS晶体管或NPN型双极晶体管。这种情况下，在该晶体管的栅极或基极上连接自举电容，通过PWM控制电路13和自举电容将栅或基极驱动成比稳定化电源电路1的输出电压Vout高的电压。其结果是，能够减少N沟道MOS晶体管或NPN型双极晶体管的接通状态的压降。

而且，输出控制电路12的二极管Di能够置换成N沟道MOS晶体管或NPN型双极晶体管。这种情况下，该晶体管可以集成化为半导体集成电路10的单一的半导体芯片，也可以形成为与半导体集成电路10的单一的半导体芯片不同的半导体芯片。

《相位补偿电路》

稳定化电源电路1构成为使用包含平滑线圈L和平滑电容C的低通滤波器的降压型开关稳压器，因此在半导体集成电路10中，在误差放大器11上连接有相位补偿电路14。即，与图1的实施方式1的半导体集成电路10的误差放大器11连接的相位补偿电路14如上述非专利文献1记载那样具有如下功能：在低通滤波器的平滑电容C的等效串联电阻(ESR)小的情况下，防止包含平滑线圈L和平滑电容C的低通滤波器的相位延迟达到180度附近而产生的异常振荡。此外，该相位补偿电路14由串联连接在误差放大器11的输出端子Np2与接地电压GND之间的补偿电阻R3和补偿电容VC1构成。

《检测控制电路和电解电容器的等效串联电阻的温度依赖性》

进而在低通滤波器的平滑电容C由铝电解电容器构成的情况下，平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值在低温时显著增大，考虑到开关稳压器变得不稳定而引起异常振荡的情况，而在图1所示的实施方式1的半导体集成电路10的相位补偿电路14上连接检测控制电路15。

图2是表示构成图1所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1所使用的低通滤波器的平滑电容C的铝电解电容器的等效串联电阻(ESR)的温度依赖性的图。

在图2中，纵轴是构成平滑电容C的铝电解电容器的等效串联电阻(ESR)的电阻值，横轴是PWM控制电路13的三角波生成器TWG的三角波信号的频率。

在+20°、+65°、+105°的高温时，依赖于特别是1kHz以下的频率下降而等效串联电阻ESR的值增加，但是高温时的等效串联电阻ESR与-25°的低温时的等效串联电阻ESR相比成为小的电阻值。-25°的低温时的等效串联电阻ESR的三角波信号的频率依赖性也小，与高温时的等效串联电阻ESR相比成为大的电阻值。

图3是将构成图1所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1所使用的低通滤波器的平滑电容C的铝电解电容器的等效串联电阻(ESR)的例如1MHz的特定的三角波信号的频率下的温度依赖性与陶瓷电容器的等效串联电阻(ESR)的温度依赖性进行比较的图。

与低成本的铝电解电容器的等效串联电阻(ESR)的大的温度依赖性相比，可知高成本的陶瓷电容器的等效串联电阻(ESR)的温度依赖性极小。而且可知，在-25°的低温时，低成本的铝电解电容器的等效串联电阻(ESR)具有高成本的陶瓷电容器的等效串联电阻(ESR)的大致100倍以上的电阻值。

考虑图2和图3所示的大的温度依赖性，图1的实施方式1的半导体集成电路10的与相位补偿电路14连接的检测控制电路15检测由铝电解电容器构成的平滑电容C的温度变动或该温度变动引起的电阻变动，并按照其检测结果来控制相位补偿电路14的相位补偿特性。

在图1所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1中，在周围温度为高温的情况下，半导体集成电路10的温度和由铝电解电容器构成的平滑电容C的温度也成为高温。在该高温时，在低通滤波器中由铝电解电容器构成的平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值减小，包含平滑线圈L和平滑电容C的低通滤波器的相位延迟达到180度附近。另一方面，在误差放大器11的反转输入端子-与输出端子Np2之间存在180度的相位延迟，因此低通滤波器与误差放大器11的总计的相位延迟达到360度，开关稳压器变得不稳定而存在引起异常振荡的危险性。考虑到该危险性，在图1所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1中，检测控制电路15检测该高温状态，并按照其检测结果来控制相位补偿电路14而设定为强的相位补偿特性。由于设定为强的相位补偿特性的相位补偿电路14的作用，低通滤波器与误差放大器11的总计的回路增益成为0dB的频率下的误差放大器11的相位延迟被控制成比180度小。其结果是，能确保总计的回路增益成为0dB的频率下的频率容限，能够减轻高温状态下的开关稳压器的引起不稳定动作和异常振荡的危险性。相位补偿电路14的强的相位补偿特性通过利用检测控制电路15将相位补偿电路14的串联连接的补偿电阻R3和补偿电容VC1的时间常数设定为大值来实现。即，在图1所示的例子中，作为可变电容元件，补偿电容VC1的电容值通过检测控制电路15而设定为大的电容。

在图1所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1中，在周围温度为低温的情况下，半导体集成电路10的温度和由铝电解电容器构成的平滑电容C的温度也成为低温。在该低温时，在低通滤波器中由铝电解电容器构成的平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值显著增大，包含平滑线圈L和平滑电容C的低通滤波器的相位延迟比180度减小，引起不稳定动作和异常振荡的危险性减少。另一方面，由于平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值的增大，存在包含平滑线圈L和平滑电容C的低通滤波器的输出电压脉动增大，开关稳压器的负反馈控制系统变得不稳定的危险性。考虑到该危险性，在图1所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1中，检测控制电路15检测该低温状态，并按照其检测结果来控制相位补偿电路14，而设定为弱的相位补偿特性。由于设定为弱的相位补偿特性的相位补偿电路14的作用，输出电压脉动高的频率成分下的误差放大器11的增益和回路增益被设定为比较大的值。其结果是，由于输出电压脉动高的频率成分下的高的回路增益，会使开关稳压器执行强的负反馈控制，因此能够减轻开关稳压器的负反馈控制系统变得不稳定的危险性。相位补偿电路14的弱的相位补偿特性通过利用检测控制电路15将相位补偿电路14的串联连接的补偿电阻R3和补偿电容VC1的时间常数设定为小值来实现。即，在图1所示的例子中，作为可变电容元件的补偿电容VC1的电容值通过检测控制电路15而设定为小的电容。

根据优选实施方式，图1所示的实施方式1的半导体集成电路10的集成化为单一的半导体芯片的相位补偿电路14和检测控制电路15以四个阶段来检测由铝电解电容器构成的平滑电容C的温度变动或电阻变动，按照其检测结果以四个阶段来控制相位补偿电路14的相位补偿特性。检测控制电路15为了能够进行该四个阶段的检测而使用3值的基准值。其结果是，与以四个阶段检测到的平滑电容C的温度值或电阻值最相适的相位补偿电路14的相位补偿特性能够通过半导体集成电路10的单一的半导体芯片的低成本来实现。

《检测控制电路的结构》

图4是表示图1所示的实施方式1的半导体集成电路10的检测控制电路15的结构的图。

如图4所示，检测控制电路15包括温度测定电路151和代码生成电路152。

为了能够进行检测控制电路15对由铝电解电容器构成的平滑电容C的温度变动或电阻变动的精密的检测，检测控制电路15的温度测定电路151需要与平滑电容C的温度高精度地一致。

在长时间的时间经过中，检测控制电路15的温度测定电路151的温度和平滑电容C的温度与图1所示的利用了稳定化电源电路1的电子装置的周围温度一致，该稳定化电源电路1使用了实施方式1的半导体集成电路10。因此，在长时间的时间经过中，为了使检测控制电路15的温度测定电路151的温度与平滑电容C的温度一致而无需另外的手段。

另一方面，在短时间的时间经过中，内置于半导体集成电路10的检测控制电路15的温度测定电路151的温度与由铝电解电容器构成的平滑电容C的温度存在不一致的可能性。例如，由于半导体集成电路10的消耗电力的增大而半导体集成电路10的发热增加的情况下，在短时间内，检测控制电路15的温度测定电路151的温度与由铝电解电容器构成的平滑电容C的温度不一致，因此无法进行平滑电容C的温度变动或电阻变动的精密的检测。

为了能够进行该短时间内的精密的检测，需要利用低的热电阻将内置于半导体集成电路10的检测控制电路15的温度测定电路151与由铝电解电容器构成的平滑电容C结合(热结合)。为了具体实现该热结合，在利用了图1所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1的电子装置的电路配线基板上，将半导体集成电路10的半导体芯片封固的封装体与由铝电解电容器构成的平滑电容C以近距离配置。更优选的是，封装体与平滑电容C在电路配线基板上以直接接触的方式配置，由此两者之间的热结合成为可能，能够进行短时间内的平滑电容C的温度变动或电阻变动的精密的检测。

其结果是，温度测定电路151计测由铝电解电容器构成的平滑电容C的温度，并将作为温度测定结果的模拟信号St向代码生成电路152的输入端子供给。代码生成电路152对作为温度测定结果的模拟信号St进行响应而生成对相位补偿电路14的相位补偿特性进行控制的作为数字控制信号的代码信号Cnt1。即，代码生成电路152执行将模拟信号St转换成作为数字控制信号的代码信号Cnt1的A/D转换。而且，代码生成电路152可以包含用于将A/D转换数字信号转换成其他代码信号的查阅表。根据更优选的实施方式，由代码生成电路152生成的作为数字控制信号的代码信号Cnt1是如上述那样通过四个阶段来控制相位补偿电路14的相位补偿特性的信号。

图5是表示图4所示的实施方式1的检测控制电路15中包含的温度测定电路151和代码生成电路152的结构的图。

如图5所示，温度测定电路151包含由n个二极管D1～Dn的串联连接构成的串联连接二极管DS和定电流源CS。向定电流源CS的一端供给作为稳定化电源电路1的输入电压Vin的动作电压V_DD，定电流源CS的另一端与串联连接二极管DS的阳极A连接，由此生成模拟信号St。串联连接二极管DS以在二极管Dn的阴极上连接二极管D2的阳极并在二极管D2的阴极上连接二极管D1的阳极的方式将二极管Dn～D1的n个二极管沿正向串联连接。因此，来自定电流源的定电流向二极管的正向流入串联二极管DS的阳极A。串联二极管DS的阴极K与基准电源GND连接。其结果是，串联连接二极管DS的n个二极管D1～Dn分别产生正向压降V_F。

正如众所周知那样，二极管的正向压降V_F的值因温度变化而变化。在硅的PN结二极管中，其正向压降V_F的变化率ΔV_F因二极管的流入电流值而变化，但是通常为ΔV_F＝-2[mV/℃]。

图5所示的温度测定电路151的串联连接二极管DS由n个二极管D1～Dn的串联连接来构成，因此相对于串联二极管DS的正向压降VFs的温度变化的电压变化率ΔVFs成为ΔVFs＝-2×n[mV/℃]。

因此，周围温度T0＝25℃时的二极管的正向压降V_F的值为V_F0，二极管D1～Dn的串联连接的个数为n时，任意的周围温度T的情况下的串联二极管DS的正向压降VFs由下式表示。

VFs＝(V_F0+ΔVF×(T-T0))×n    …(3)式

当假定串联连接的个数n＝10、周围温度T0＝25℃时的二极管的正向压降V_F0＝0.65V时，周围温度T分别为25℃、+20℃、+0℃、-25℃时的串联二极管DS的正向压降VFs如以下所述。

周围温度T＝+25℃时，

VFs0＝(0.65-0.002×(25-(+25)))×10＝6.5[V]

周围温度T＝+20℃时，

VFs0＝(0.65-0.002×(20-(+25)))×10＝6.6[V]

周围温度T＝+0℃时，

VFs0＝(0.65-0.002×(0-(+25)))×10＝7.0[V]

周围温度T＝-25℃时，

VFs0＝(0.65-0.002×(-25-(+25)))×10＝7.5[V]

如图5所示，代码生成电路152由用于构成将模拟信号St转换成作为数字控制信号的代码信号Cnt1的快闪型A/D转换器的执行并联动作的三个电压比较器CMP1～3和三个基准电压Vref1～3构成。

从温度测定电路151将作为温度测定结果的模拟信号St共同向三个电压比较器CMP1、2、3的反转输入端子(-)供给。另一方面，向第一电压比较器CMP1的非反转输入端子(+)供给第一基准电压Vref1，向第二电压比较器CMP2的非反转输入端子(+)供给第二基准电压Vref2，向第三电压比较器CMP3的非反转输入端子(+)供给第三基准电压Vref3。

为了能够通过第一电压比较器CMP1来判定周围温度T是否低于-25℃而将第一基准电压Vref1设定为7.5[V]，为了能够通过第二电压比较器CMP2来判定周围温度T是否低于+0℃而将第二基准电压Vref2设定为7.0[V]。而且，为了能够通过第三电压比较器CMP3来判定周围温度T是否低于+20℃而将第三基准电压Vref3设定为6.6[V]。

通过三个电压比较器CMP1、2、3的三个控制位信号Cnt11、12、13来构成作为数字控制信号的代码信号Cnt1。

在周围温度T比-25℃低时，串联二极管DS的正向压降VFs与7.5[V]相比成为高电压。其结果是，第一电压比较器CMP1的第一控制位信号Cnt11、第二电压比较器CMP2的第二控制位信号Cnt12、第三电压比较器CMP3的第三控制位信号Cnt13全部成为低电平“0”。

在周围温度T比-25℃高且比+0℃低时，串联二极管DS的正向压降VFs成为7.5[V]与7.0[V]之间的中间电压。其结果是，第一电压比较器CMP1的第一控制位信号Cnt11成为高电平“1”，而第二电压比较器CMP2的第二控制位信号Cnt12和第三电压比较器CMP3的第三控制位信号Cnt13成为低电平“0”。

在周围温度T比+0℃高且比+25℃低时，串联二极管DS的正向压降VFs成为7.0[V]与6.5[V]之间的中间电压。其结果是，第一电压比较器CMP1的第一控制位信号Cnt11和第二电压比较器CMP2的第二控制位信号Cnt12成为高电平“1”，而第三电压比较器CMP3的第三控制位信号Cnt13成为低电平“0”。

在周围温度T比+25℃高时，串联二极管DS的正向压降VFs与6.5[V]相比成为低电压。其结果是，第一电压比较器CMP1的第一控制位信号Cnt11、第二电压比较器CMP2的第二控制位信号Cnt12、第三电压比较器CMP3的第三控制位信号Cnt13全部成为高电平“1”。

图6是表示图5所示的温度测定电路151的串联连接二极管DS为n个二极管D1～Dn的各二极管的结构的图。

如图6所示，各二极管D的阳极A和阴极K可以由NPN双极晶体管的集电极/基极共用连接点和发射极分别构成，且可以由PNP双极晶体管的发射极和基极/集电极共用连接点分别构成。

《其他方式的检测控制电路》

图7是表示通过采用实施方式1的其他方式的检测控制电路15而能够进行由铝电解电容器构成的平滑电容C的温度变动或电阻变动的半导体集成电路10的结构的图。图7所示的半导体集成电路10的其他结构与图1所示的半导体集成电路10完全相同，因此省略重复的说明。

如图7所示，其他方式的检测控制电路15的输入端子与分压电阻R1的一端连接，而且经由外部端子Sv被供给利用由平滑线圈L和平滑电容C构成的低通滤波器生成的输出电压Vout。其结果是，图7所示的该其他方式的检测控制电路15检测利用由平滑线圈L和平滑电容C构成的低通滤波器生成的输出电压Vout中包含的脉动电压的电压振幅。

通过图7所示的该其他方式的检测控制电路15检测的低通滤波器的输出电压Vout中包含的脉动电压的电压振幅电平与平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值的大小成正比例。因此，在平滑电容C由铝电解电容器构成时，随着周围温度的下降，平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值的大小增加，因此输出电压Vout中包含的脉动电压的电压振幅电平也增加。

在周围温度T比+25℃高时，平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值成为最小值，输出电压Vout中包含的脉动电压的电压振幅电平也成为最小值。

在周围温度T比+0℃高且比+25℃低时，平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值成为比最小值稍高的电阻，输出电压Vout中包含的脉动电压的电压振幅电平也成为比最小值稍高的电平。

在周围温度T比-25℃高且比+0℃低时，平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值成为远高于最小值的电阻，输出电压Vout中包含的脉动电压的电压振幅电平也成为远高于最小值的电平。

在周围温度T比-25℃低时，平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值成为最大值，输出电压Vout中包含的脉动电压的电压振幅电平也成为最大值。

图8是表示图1所示的实施方式1的半导体集成电路10的检测控制电路15的其他结构的图。

如图8所示，图7所示的其他方式的检测控制电路15包括脉动电压测定电路153和代码生成电路154。

脉动电压测定电路153计测利用由平滑线圈L和平滑电容C构成的低通滤波器生成的输出电压Vout中包含的脉动电压的电压振幅电平，并将作为脉动电压测定结果的模拟信号St向代码生成电路154的输入端子供给。代码生成电路154对作为脉动电压测定结果的模拟信号St进行响应而生成对相位补偿电路14的相位补偿特性进行控制的作为数字控制信号的代码信号Cnt1。即，代码生成电路154执行将模拟信号St转换成作为数字控制信号的代码信号Cnt1的A/D转换。而且，代码生成电路154也可以包含用于将A/D转换数字信号转换成其他代码信号的查阅表。在更优选的实施方式中，由代码生成电路154生成的作为数字控制信号的代码信号Cnt1是如上述那样通过四个阶段来控制相位补偿电路14的相位补偿特性的信号。

图9是表示图8所示的其他方式的检测控制电路15中包含的脉动电压测定电路153和代码生成电路154的结构的图。

如图9所示，脉动电压测定电路153包含取样保持电路S/H，经由外部端子Sv向取样保持电路S/H的输入端子供给利用由平滑线圈L和平滑电容C构成的低通滤波器生成的输出电压Vout。因此，取样保持电路S/H对输出电压Vout中包含的脉动电压的电压振幅电平的峰值进行取样并保持，由此将作为脉动电压测定结果的模拟信号St向代码生成电路154的输入端子供给。如图9所示，脉动电压测定电路153的取样保持电路S/H由取样开关1531和保持电容1532构成。通过取样时钟在取样期间内将取样开关1531控制成接通状态，因此将输出电压Vout中包含的脉动电压的电压振幅电平的峰值经由外部端子Sv而取样到保持电容1532中。然后，通过取样时钟在保持期间内将取样开关1531控制成断开状态，将脉动电压的电压振幅电平的峰值保持在保持电容1532中。这样，由保持电容1532保持的脉动电压的电压振幅电平的峰值(作为脉动电压测定结果的模拟信号St)向代码生成电路154的输入端子供给。此外，在脉动电压测定电路153的取样保持电路S/H中，可以是取样开关1531由MOS晶体管等构成，保持电容1532由MOS电容、PN结电容等构成。

输出电压Vout的脉动电压的频率可认为与对输出控制电路12的P沟道MOS晶体管MP1和二极管Di的接通/断开/开关动作进行控制的三角波生成器TWG所生成的三角波信号的频率相等。因此，向脉动电压测定电路153的取样保持电路S/H的取样开关1531供给的取样时钟可以由通过三角波生成器TWG生成的三角波信号来生成。

如图9所示，代码生成电路154由用于构成将模拟信号St转换成作为数字控制信号的代码信号Cnt1的快闪型A/D转换器的执行并联动作的三个电压比较器CMP1～3和三个基准电压Vref1～3构成。

将来自脉动电压测定电路153的作为脉动电压测定结果的模拟信号St共同向三个电压比较器CMP1、2、3的反转输入端子(-)供给。另一方面，向第一电压比较器CMP1的非反转输入端子(+)供给第一基准电压Vref1，向第二电压比较器CMP2的非反转输入端子(+)供给第二基准电压Vref2，向第三电压比较器CMP3的非反转输入端子(+)供给第三基准电压Vref3。

为了能够通过第一电压比较器CMP1来判定周围温度T是否低于-25℃而将第一基准电压Vref1设定为最大电压，为了能够通过第二电压比较器CMP2来判定周围温度T是否低于+0℃而将第二基准电压Vref2设定为中间电压。而且，为了能够通过第三电压比较器CMP3来判定周围温度T是否低于+20℃而将第三基准电压Vref3设定为最小电压。

通过三个电压比较器CMP1、2、3的三个控制位信号Cnt11、12、13来构成作为数字控制信号的代码信号Cnt1。

在周围温度T比-25℃低时，平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值成为最大值，因此作为脉动电压测定结果的模拟信号St与三个基准电压Vref1、2、3中的任一个相比都成为高电压。其结果是，第一电压比较器CMP1的第一控制位信号Cnt11、第二电压比较器CMP2的第二控制位信号Cnt12、第三电压比较器CMP3的第三控制位信号Cnt13全部成为低电平“0”。

在周围温度T比-25℃高且比+0℃低时，平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值比最大值稍下降，因此作为脉动电压测定结果的模拟信号St成为第一基准电压Vref1与第二基准电压Vref2之间的中间电压。其结果是，第一电压比较器CMP1的第一控制位信号Cnt11成为高电平“1”，而第二电压比较器CMP2的第二控制位信号Cnt12和第三电压比较器CMP3的第三控制位信号Cnt13成为低电平“0”。

在周围温度T比+0℃高且比+25℃低时，平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值远低于最大值，因此作为脉动电压测定结果的模拟信号St成为第二基准电压Vref2与第三基准电压Vref3之间的中间电压。其结果是，第一电压比较器CMP1的第一控制位信号Cnt11和第二电压比较器CMP2的第二控制位信号Cnt12成为高电平“1”，而第三电压比较器CMP3的第三控制位信号Cnt13成为低电平“0”。

在周围温度T比+25℃高时，平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值成为最小值，因此作为脉动电压测定结果的模拟信号St成为比第三基准电压Vref3低的电压。其结果是，第一电压比较器CMP1的第一控制位信号Cnt11、第二电压比较器CMP2的第二控制位信号Cnt12、第三电压比较器CMP3的第三控制位信号Cnt13全部成为高电平“1”。

《相位补偿电路的结构及动作》

图10是表示在图1或图7所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1中，根据检测控制电路15的检测结果来控制相位补偿特性的相位补偿电路14的结构的图。

如图10所示，相位补偿电路14由串联连接在误差放大器11的输出端子Np2与接地电压GND之间的补偿电阻R3和补偿电容VC1构成。尤其是补偿电容VC1由基础电容C10、第一电容C11、第二电容C12、第三电容C13、第一开关元件Mn11、第二开关元件Mn12及第三开关元件Mn13构成。第一电容C11与第一开关元件Mn11的第一串联连接、第二电容C12与第二开关元件Mn12的第二串联连接、第三电容C13与第三开关元件Mn13的第三串联连接并联连接在基础电容C10的两端间。在图10所示的相位补偿电路14中，第一开关元件Mn11、第二开关元件Mn12、第三开关元件Mn13由N沟道MOS晶体管构成。

如图10所示，相位补偿电路14的第一开关元件Mn11的第一控制输入端子、第二开关元件Mn12的第二控制输入端子、第三开关元件Mn13的第三控制输入端子分别通过由检测控制电路15生成的作为数字控制信号的代码信号Cnt1的三个控制位信号Cnt11、12、13来控制。

图11是说明图10所示的实施方式1的相位补偿电路14的动作的图。

如上所述，检测控制电路15通过四个阶段检测由铝电解电容器构成的平滑电容C的温度变动或电阻变动，因此在图11的第一行示出作为四个阶段的检测结果的数字控制信号即代码信号Cnt1。

在与周围温度T比-25℃低的状态对应的第一状态“0”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1中，如图11的第一列的第二行至第四行所示，第一控制位信号Cnt11、第二控制位信号Cnt12、第三控制位信号Cnt13全部成为低电平“0”(Off)。其结果是，相位补偿电路14的第一开关元件Mn11、第二开关元件Mn12、第三开关元件Mn13全部成为断开状态。因此，如图11的第一列的第五行所示，相位补偿电路14的补偿电容VC1仅成为基础电容C10，相位补偿电路14设定为补偿电阻R3与基础电容C10的相乘值即最小值的第一时间常数。其结果是，通过与周围温度T比-25℃低的状态对应的第一状态“0”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1，将相位补偿电路14设定为最弱的相位补偿特性。

在与周围温度T比-25℃高且比+0℃低的情况对应的第二状态“1”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1中，如图11的第二列的第二行至第四行所示，第一控制位信号Cnt11成为高电平“1”(On)，第二控制位信号Cnt12和第三控制位信号Cnt13成为低电平“0”(Off)。其结果是，在相位补偿电路14中，第一开关元件Mn11成为接通状态，第二开关元件Mn12和第三开关元件Mn13成为断开状态。因此，如图11的第二列的第五行所示，相位补偿电路14的补偿电容VC1成为基础电容C10与第一电容C11的相加电容C10+C11，相位补偿电路14设定为补偿电阻R3与相加电容C10+C11的相乘值即比最小值稍大的第二时间常数。其结果是，通过与周围温度T比-25℃高且比+0℃低的情况对应的第二状态“1”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1，将相位补偿电路14设定为稍弱的相位补偿特性。

在与周围温度T比+0℃高且比+25℃低的情况对应的第三状态“2”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1中，如图11的第三列的第二行至第四行所示，第一控制位信号Cnt11和第二控制位信号Cnt12成为高电平“1”(On)，第三控制位信号Cnt13成为低电平“0”(Off)。其结果是，在相位补偿电路14中，第一开关元件Mn11与第二开关元件Mn12成为接通状态，第三开关元件Mn13成为断开状态。因此，如图11的第三列的第五行所示，相位补偿电路14的补偿电容VC1成为基础电容C10、第一电容C11、第二电容C12的相加电容C10+C11+C12，相位补偿电路14设定为补偿电阻R3与相加电容C10+C11+C12的相乘值即远大于最小值的第三时间常数。其结果是，通过与周围温度T比+0℃高且比+25℃低的情况对应的第三状态“2”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1，将相位补偿电路14设定为稍强的相位补偿特性。

在与周围温度T比+25℃高的情况对应的第四状态“3”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1中，如图11的第四列的第二行至第四行所示，第一控制位信号Cnt11、第二控制位信号Cnt12、第三控制位信号Cnt13全部成为高电平“1”(On)。其结果是，相位补偿电路14的第一开关元件Mn11、第二开关元件Mn12、第三开关元件Mn13全部成为接通状态。因此，如图11的第四列的第五行所示，相位补偿电路14的补偿电容VC1成为基础电容C10、第一电容C11、第二电容C12、第三电容C13的相加电容C10+C11+C12+C13，相位补偿电路14设定为补偿电阻R3与相加电容C10+C11+C12+C13的相乘值即最大值的第四时间常数。其结果是，通过与周围温度T比+25℃高的情况对应的第四状态“3”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1，将相位补偿电路14设定为最强的相位补偿特性。

图12是说明图1至图6所示的实施方式1的相位补偿电路14的动作的图。

图12是在图11中追加了四个阶段的周围温度的变化及四个阶段的串联二极管DS的正向压降VFs的温度变化的图。

图13是表示在图1或图7所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1中，根据检测控制电路15的检测结果来控制相位补偿特性的相位补偿电路14的其他结构的图。

如图13所示，相位补偿电路14由串联连接在误差放大器11的输出端子Np2与接地电压GND之间的补偿电阻R3和补偿电容VC1构成。尤其是补偿电容VC1由基础电容C10、第一电容C11、第二电容C12、第三电容C13、第一开关元件Mn11、第二开关元件Mn12及第三开关元件Mn13构成。第一电容C11与第一开关元件Mn11的第一并联连接、第二电容C12与第二开关元件Mn12的第二并联连接、第三电容C13与第三开关元件Mn13的第三并联连接和基础电容C10、补偿电容VC1串联连接。在图13所示的相位补偿电路14中，第一开关元件Mn11、第二开关元件Mn12、第三开关元件Mn13由N沟道MOS晶体管构成。

如图13所示，相位补偿电路14的第一开关元件Mn11的第一控制输入端子、第二开关元件Mn12的第二控制输入端子、第三开关元件Mn13的第三控制输入端子分别通过由检测控制电路15生成的作为数字控制信号的代码信号Cnt1的三个控制位信号Cnt11、Cnt12、Cnt13来控制。

图14是说明图13所示的实施方式1的相位补偿电路14的动作的图。

如上所述，检测控制电路15通过四个阶段检测由铝电解电容器构成的平滑电容C的温度变动或电阻变动，因此在图11的第一行示出作为四个阶段的检测结果的数字控制信号即代码信号Cnt1。

在与周围温度T比-25℃低的状态对应的第一状态“0”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1中，如图14的第四列的第二行至第四行所示，第一控制位信号Cnt11、第二控制位信号Cnt12、第三控制位信号Cnt13全部成为低电平“0”(Off)。其结果是，相位补偿电路14的第一开关元件Mn11、第二开关元件Mn12、第三开关元件Mn13全部成为断开状态。因此，如图14的第四列的第五行所示，相位补偿电路14的补偿电容VC1成为基础电容C10、第一电容C11、第二电容C12、第三电容C13这四个串联电容，相位补偿电路14设定为补偿电阻R3与四个串联电容的相乘值即最小值的第一时间常数。其结果是，通过与周围温度T比-25℃低的状态对应的第一状态“0”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1，将相位补偿电路14设定为最弱的相位补偿特性。

在与周围温度T比-25℃高且比+0℃低的情况对应的第二状态“1”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1中，如图14的第三列的第二行至第四行所示，第一控制位信号Cnt11、第二控制位信号Cnt12成为低电平“0”(Off)，第三控制位信号Cnt13成为高电平“1”(On)。其结果是，在相位补偿电路14中，第一开关元件Mn11和第二开关元件Mn12成为断开状态，第三开关元件Mn13成为接通状态。因此，如图14的第三列的第五行所示，相位补偿电路14的补偿电容VC1成为基础电容C10、第一电容C11、第二电容C12这三个串联电容，相位补偿电路14设定为补偿电阻R3与三个串联电容的相乘值即比最小值稍大的第二时间常数。其结果是，通过与周围温度T比-25℃高且比+0℃低的情况对应的第二状态“1”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1，将相位补偿电路14设定为稍弱的相位补偿特性。

在与周围温度T比+0℃高且比+25℃低的情况对应的第三状态“2”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1中，如图14的第三列的第二行至第四行所示，第一控制位信号Cnt11成为低电平“0”(Off)，第二控制位信号Cnt12和第三控制位信号Cnt13成为高电平“1”(On)。其结果是，在相位补偿电路14中，第一开关元件Mn11成为断开状态，第二开关元件Mn12和第三开关元件Mn13成为接通状态。因此，如图14的第三列的第五行所示，相位补偿电路14的补偿电容VC1成为基础电容C10与第一电容C11这两个串联电容，相位补偿电路14设定为补偿电阻R3与两个串联电容的相乘值即远大于最小值的第三时间常数。其结果是，通过与周围温度T比+0℃高且比+25℃低的情况对应的第三状态“2”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1，将相位补偿电路14设定为稍强的相位补偿特性。

在与周围温度T比+25℃高的情况对应的第四状态“3”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1中，如图14的第四列的第二行至第四行所示，第一控制位信号Cnt11、第二控制位信号Cnt12、第三控制位信号Cnt13全部成为高电平“1”(On)。其结果是，相位补偿电路14的第一开关元件Mn11、第二开关元件Mn12、第三开关元件Mn13全部成为接通状态。因此，如图14的第四列的第五行所示，相位补偿电路14的补偿电容VC1仅成为基础电容C10，相位补偿电路14设定为补偿电阻R3与基础电容C10的相乘值即最大值的第四时间常数。其结果是，通过与周围温度T比+25℃高的情况对应的第四状态“3”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1，将相位补偿电路14设定为最强的相位补偿特性。

图15是表示在图1或图7所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1中，根据检测控制电路15的检测结果来控制相位补偿特性的相位补偿电路14的其他结构的图。

图15所示的相位补偿电路14的电路连接结构与图10所示的相位补偿电路14的电路连接结构完全相同。然而，在图15所示的相位补偿电路14中，第一电容C11的电容值、第二电容C12的电容值、第三电容C13的电容值分别通过“1”、“2”、“4”的二进制权重的比例进行加权，这一点与图10所示的相位补偿电路14不同。

图16是说明图15所示的实施方式1的相位补偿电路14的动作的图。

图16所示的图15的相位补偿电路14的电路动作与图11所示的图10的相位补偿电路14的电路动作的不同点在于，图15的检测控制电路15不是通过四个阶段而是通过八个阶段来检测由铝电解电容器等构成的平滑电容C的温度变动或电阻变动。为了进行该八个阶段的检测，执行使用了七个基准值的电压比较。这样，对图15所示的检测控制电路15的八个阶段的检测结果进行响应，图15所示的相位补偿电路14的时间常数设定为八个阶段。即，在与周围温度T为最低温度的状态对应的第一状态“0”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1中，相位补偿电路14设定为补偿电阻R3与基础电容C10的相乘值即最小值的第一时间常数，相位补偿电路14设定为最弱的相位补偿特性。而且，在与周围温度T为最高温度的状态对应的第八状态“7”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1中，相位补偿电路14设定为补偿电阻R3与相加电容C10+7c的相乘值即最大值的第八时间常数，相位补偿电路14设定为最强的相位补偿特性。

《采用了其他方式的相位补偿电路的半导体集成电路》

图17是表示采用了实施方式1的其他方式的相位补偿电路14的半导体集成电路10的结构的图。

图1和图7所示的实施方式1的半导体集成电路10的相位补偿电路14利用通过从检测控制电路15生成的作为数字控制信号的代码信号Cnt1来对电容值进行可变控制的可变电容构成补偿电容VC1。相对于此，在图17所示的实施方式1的半导体集成电路10的相位补偿电路14中，将补偿电容C1设为固定的电容值，而利用通过由检测控制电路15生成的作为数字控制信号的代码信号Cnt1来对电阻值进行可变控制的可变电阻VR3构成补偿电阻R3。图17所示的实施方式1的半导体集成电路10的其他结构与图1和图7所示的实施方式1的半导体集成电路10完全相同，因此省略重复的说明。

图18是表示采用了实施方式1的其他方式的相位补偿电路14的半导体集成电路10的结构的图。

图18所示的实施方式1的半导体集成电路10与图17所示的实施方式1的半导体集成电路10的不同点在于，在图18的半导体集成电路10中，最开始将连接在误差放大器11的输出端子Np2与接地电压GND之间的相位补偿电路14的补偿电容C1设为固定的电容值，将补偿电阻R3也设为固定的电阻值。下一个不同点是在图18所示的实施方式1的半导体集成电路10中，在误差放大器11的反转输入端子与接地电压GND之间连接有利用通过四个阶段检测由铝电解电容器构成的平滑电容C的温度变动或电阻变动的检测控制电路15来控制相位补偿特性的相位补偿电路14′。该相位补偿电路14′由串联连接在误差放大器11的反转输入端子与接地电压GND之间的补偿电阻VR4和补偿电容C2构成。在相位补偿电路14′中，补偿电容C2被设为固定的电容值，补偿电阻VR4由通过从检测控制电路15生成的作为数字控制信号的代码信号Cnt1来对电阻值进行可变控制的可变电阻构成。

图18所示的实施方式1的半导体集成电路10的单一的半导体芯片中集成化的相位补偿电路14′和检测控制电路15通过四个阶段来检测由铝电解电容器构成的平滑电容C的温度变动或电阻变动，并对其检测结果进行响应而通过四个阶段来控制相位补偿电路14′的相位补偿特性。其结果是，能够以半导体集成电路10的单一的半导体芯片的低成本来实现最适于通过四个阶段检测到的平滑电容C的温度值或电阻值的相位补偿电路14′的相位补偿特性。

图19是表示在图18所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1中，通过检测控制电路15的检测结果来控制相位补偿特性的相位补偿电路14′的结构的图。

如图19所示，相位补偿电路14′由串联连接在误差放大器11的输出端子Np2与接地电压GND之间的补偿电阻VR4和补偿电容C2构成。尤其是补偿电阻VR4由基础电阻R30、第一电阻R31、第二电阻R32、第三电阻R33、第一开关元件Mn11、第二开关元件Mn12及第三开关元件Mn13构成。第一电阻R31与第一开关元件Mn11的第一并联连接、第二电阻R32与第二开关元件Mn12的第二并联连接、第三电阻R33与第三开关元件Mn13的第三并联连接和电阻R30、补偿电容C2串联连接。在图19所示的相位补偿电路14′中，第一开关元件Mn11、第二开关元件Mn12、第三开关元件Mn13由N沟道MOS晶体管构成。

如图19所示，相位补偿电路14′的第一开关元件Mn11的第一控制输入端子、第二开关元件Mn12的第二控制输入端子、第三开关元件Mn13的第三控制输入端子分别通过由检测控制电路15生成的作为数字控制信号的代码信号Cnt1的三个反转控制位信号/Cnt11、/Cnt12、/Cnt13来控制。图19所示的由检测控制电路15生成的三个反转控制位信号/Cnt11、/Cnt12、/Cnt13对应于图10的由检测控制电路15生成的作为数字控制信号的代码信号Cnt1的三个控制位信号Cnt11、Cnt12、Cnt13的反转信号。

图20是说明图19所示的实施方式1的相位补偿电路14′的动作的图。

如上所述，检测控制电路15通过四个阶段来检测由铝电解电容器构成的平滑电容C的温度变动或电阻变动，因此在图11的第一行示出作为四个阶段的检测结果的作为数字控制信号的代码信号Cnt1。

在与周围温度T比-25℃低的状态对应的第一状态“0”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1中，如图20的第一列的第二行至第四行所示，第一反转控制位信号/Cnt11、第二反转控制位信号/Cnt12、第三反转控制位信号/Cnt13全部成为高电平“1”(On)。其结果是，在相位补偿电路14′中，第一开关元件Mn11、第二开关元件Mn12、第三开关元件Mn13全部成为接通状态。因此，如图20的第一列的第五行所示，相位补偿电路14′的补偿电阻VR4仅成为基础电阻R30，相位补偿电路14′设定为补偿电容C2与基础电阻R30的相乘值即最小值的第一时间常数。其结果是，通过与周围温度T比-25℃低的状态对应的第一状态“0”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1，将相位补偿电路14′设定为最弱的相位补偿特性。

在与周围温度T比-25℃高且比+0℃低的情况对应的第二状态“1”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1中，如图20的第二列的第二行至第四行所示，第一反转控制位信号/Cnt11成为低电平“0”(Off)，第二反转控制位信号/Cnt12和第三反转控制位信号/Cnt13成为高电平“1”(On)。其结果是，在相位补偿电路14′中，第一开关元件Mn11成为断开状态，第二开关元件Mn12和第三开关元件Mn13成为接通状态。因此，如图20的第二列的第五行所示，相位补偿电路14′的补偿电阻VR4成为基础电阻R30和第一电阻R31这两个串联电阻，相位补偿电路14′设定为补偿电容C2与两个串联电阻的相乘值即比最小值稍大的第二时间常数。其结果是，通过与周围温度T比-25℃高且比+0℃低的情况对应的第二状态“1”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1，将相位补偿电路14′设定为稍弱的相位补偿特性。

在与周围温度T比+0℃高且比+25℃低的情况对应的第三状态“2”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1中，如图20的第三列的第二行至第四行所示，第一反转控制位信号/Cnt11和第二反转控制位信号/Cnt12成为低电平“0”(Off)，而第三反转控制位信号/Cnt13成为高电平“1”(On)。其结果是，在相位补偿电路14′中，第一开关元件Mn11和第二开关元件Mn12成为断开状态，第三开关元件Mn13成为接通状态。因此，如图20的第三列的第五行所示，相位补偿电路14′的补偿电阻VR4成为基础电阻R30、第一电阻R31、第二电阻R32这三个串联电阻，相位补偿电路14′设定为补偿电容C2与三个串联电阻的相乘值即远大于最小值的第三时间常数。其结果是，通过与周围温度T比+0℃高且比+25℃低的情况对应的第三状态“2”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1，将相位补偿电路14′设定为稍强的相位补偿特性。

在与周围温度T比+25℃高的情况对应的第四状态“3”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1中，如图20的第四列的第二行至第四行所示，第一反转控制位信号/Cnt11、第二反转控制位信号/Cnt12、第三反转控制位信号/Cnt13全部成为低电平“0”(Off)。其结果是，相位补偿电路14′的第一开关元件Mn11、第二开关元件Mn12、第三开关元件Mn13全部成为断开状态。因此，如图20的第四列的第五行所示，相位补偿电路14′的补偿电阻VR4成为基础电阻R30、第一电阻R31、第二电阻R32、第三电阻R33这四个串联电阻，相位补偿电路14′设定为补偿电容C2与四个串联电阻的相乘值即最大值的第四时间常数。其结果是，通过与周围温度T比+25℃高的情况对应的第四状态“3”的作为数字控制信号的代码信号Cnt1，将相位补偿电路14′设定为最强的相位补偿特性。

《对温度变化进行响应的相位补偿特性》

《最低温时的相位补偿特性》

图21是表示参照图1至图20说明的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1的最低温时(比-25℃低的状态下)的相位补偿特性的图。

图21的第一个表示生成输出电压Vout的由平滑线圈L和平滑电容C构成的低通滤波器LC的增益Gain(LC)的频率依赖性L1(LT)。低通滤波器LC的截止频率fc通过下式得到。

$\mathrm{fc}=1/2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LC}}$     …(4)式

在比该截止频率fc低的频率f下，低通滤波器LC的增益Gain(LC)成为大致0dB，在比截止频率fc高的频率f下，低通滤波器LC的增益Gain(LC)以大致-40dB/dec的减衰率减衰。而且在与截止频率fc一致的频率f下，低通滤波器LC的增益Gain(LC)表现出上升为0dB以上的峰值特性。

图21的第二个表示生成输出电压Vout的由平滑线圈L和平滑电容C构成的低通滤波器LC的相位延迟Phase(LC)的频率依赖性L2(LT)。

在最低温时(比-25℃低的状态下)，由铝电解电容器构成的平滑电容C的等效串联电阻(ESR)成为最大，因此如频率依赖性L2(LT)所示，低通滤波器LC的相位延迟Phase(LC)比-180小。这与上述非专利文献2的受输出平滑电容器的等效串联电阻(ESR)的影响而LC滤波器的相位延迟比180小的记载一致。

图21的第三个表示误差放大器11的增益的频率依赖性。频率依赖性L3(LT)表示在误差放大器11上未连接相位补偿电路14或相位补偿电路14′的状态的误差放大器11的增益的频率依赖性。这样，不实施相位补偿的状态下的误差放大器11的增益Gain(EA)如图21的第三个所示地具有第一极点P1和第二极点P2等。该第一极点P1和第二极点P2由构成误差放大器11的多级放大电路的前级放大器的延迟和后级放大器的延迟等引起。在第一极点P1处，误差放大器11的增益Gain(EA)减衰3dB，而且当频率f升高时，增益Gain(EA)以20dB/dec减衰。此外，在第二极点P2处，误差放大器11的增益Gain(EA)减衰3dB，而且当频率f升高时，增益Gain(EA)以40dB/dec减衰。而且，当频率f升高时，增益Gain(EA)下降为0dB以下。

图21的第四个表示误差放大器11的相位延迟的频率依赖性。频率依赖性L5(LT)表示在误差放大器11上未连接相位补偿电路14或相位补偿电路14′的状态的误差放大器11的相位延迟的频率依赖性。在第一极点P1处，不实施相位补偿的状态的相位延迟达到-45°。而且当频率f升高时，不实施相位补偿的状态的相位延迟达到了-90°之后，在第二极点P2处，不实施相位补偿的状态的相位延迟达到-135°。而且，当频率f升高时，不实施相位补偿的状态的相位延迟超过-180°。在不实施相位补偿的状态的增益Gain(EA)成为0dB的交叉频率下，未以频率依赖性L5(LT)来实现充分的相位容限，产生使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1变得不稳定或进行异常振荡的危险性。

为了减少该最低温时(比-25℃低的状态下)的危险性，与误差放大器11连接的相位补偿电路14或相位补偿电路14′的时间常数被设定为最小值，而被设定为最弱的相位补偿特性。即，相位补偿电路14或相位补偿电路14′的时间常数被设定为最小值，从而如图21的第三个所示，误差放大器11的增益的频率依赖性从频率依赖性L3(LT)变化为频率依赖性L4(LT)。因此，由于该变化而第一极点从不实施相位补偿的状态下的第一极点P1向实施最弱的相位补偿的第一极点P1′移动。

由于该第一极点的移动，如图21的第四个所示，误差放大器11的相位延迟的频率依赖性从频率依赖性L5(LT)变化为频率依赖性L6(LT)。可以理解为，在这样误差放大器11的相位延迟的频率依赖性从频率依赖性L5(LT)变化为频率依赖性L6(LT)之后，在实施相位补偿的状态的增益Gain(EA)成为0dB的交叉频率下，通过频率依赖性L6(LT)来实现充分的相位容限。

在最低温时(比-25℃低的状态下)，由铝电解电容器构成的平滑电容C的等效串联电阻(ESR)成为最大，因此包含平滑线圈L和平滑电容C的低通滤波器的输出电压脉动增大，存在开关稳压器的负反馈控制系统变得不稳定的危险性。然而，在最低温时(比-25℃低的状态下)，通过检测控制电路15将相位补偿电路14或相位补偿电路14′设定为最弱的相位补偿特性，因此实施了最弱的相位补偿特性的误差放大器11的增益Gain(EA)在输出电压脉动较高的频率下，设定为较大的值。因此，通过实施了最弱的相位补偿特性的误差放大器11的较大的值的增益Gain(EA)来充分抑制低通滤波器的输出电压脉动，因此能够减轻开关稳压器的负反馈控制系统变得不稳定的危险性。

此外，图21的第四个表示最低温时的实施最弱的相位补偿的第一极点P1′的频率fp(LT)是比在接下来的图22中说明的最高温时的实施最强的相位补偿的第一极点P1″的频率fp(HT)高的频率。

图21的第四个所示的最低温时(比-25℃低的状态下)的实施最弱的相位补偿的第一极点P1′的频率fp(LT)在图10所示的相位补偿电路14中，如下式所示，通过最小值的时间常数R3C10来得到。

fp(LT)＝1/2πR3VC1＝1/2πR3C10    …(5)式

图21的第四个所示的最低温时(比-25℃低的状态下)的实施最弱的相位补偿的第一极点P1′的频率fp(LT)在图13所示的相位补偿电路14中，如下式所示，通过最小值的时间常数R3((1/C10)+(1/C11)+(1/C12)+(1/C13))来得到。

fp(LT)＝1/2πR3VC1＝1/2πR3((1/C10)+(1/C11)+(1/C12)+(1/C13))

                                                  …(6)式

图21的第四个所示的最低温时(比-25℃低的状态下)的实施最弱的相位补偿的第一极点P1′的频率fp(LT)在图15所示的相位补偿电路14中，如下式所示，通过最小值的时间常数R3C10来得到。

fp(LT)＝1/2πR3VC1＝1/2πR3C10    …(7)式

图21的第四个所示的最低温时(比-25℃低的状态下)的实施最弱的相位补偿的第一极点P1′的频率fp(LT)在图19所示的相位补偿电路14′中，如下式所示，通过最小值的时间常数R30C2来得到。

fp(LT)＝1/2πVR4C2＝1/2πR30C2    …(8)式

《最高温时的相位补偿特性》

图22是表示参照图1至图20说明的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1的最高温时(比+25℃高的状态下)的相位补偿特性的图。

图22的第一个表示生成输出电压Vout的由平滑线圈L和平滑电容C构成的低通滤波器LC的增益Gain(LC)的频率依赖性L1(HT)。低通滤波器LC的截止频率fc通过上述(4)式得到。

在比该截止频率fc低的频率f下，低通滤波器LC的增益Gain(LC)成为大致0dB，在比截止频率fc高的频率f下，低通滤波器LC的增益Gain(LC)以大致-40dB/dec的减衰率减衰。而且，在与截止频率fc一致的频率f下，低通滤波器LC的增益Gain(LC)表现出上升为0dB以上的峰值特性。

图22的第二个表示生成输出电压Vout的由平滑线圈L和平滑电容C构成的低通滤波器LC的相位延迟Phase(LC)的频率依赖性L2(HT)。

在最高温时(比+25℃高的状态下)，由铝电解电容器构成的平滑电容C的等效串联电阻(ESR)成为最小，因此如频率依赖性L2(HT)所示，低通滤波器LC的相位延迟Phase(LC)达到-180附近。这与上述非专利文献1的使用具有小的等效串联电阻(ESR)的输出平滑电容器时，LC滤波器的相位延迟延迟至180度附近的记载一致。

图22的第三个表示误差放大器11的增益的频率依赖性。频率依赖性L3(HT)表示在误差放大器11上未连接相位补偿电路14或相位补偿电路14′的状态的误差放大器11的增益的频率依赖性。这样，不实施相位补偿的状态下的误差放大器11的增益Gain(EA)如图22的第三个所示地具有第一极点P1和第二极点P2等。该第一极点P1和第二极点P2由构成误差放大器11的多级放大电路的前级放大器的延迟和后级放大器的延迟等引起。在第一极点P1处，误差放大器11的增益Gain(EA)减衰3dB，而且，当频率f升高时，增益Gain(EA)以20dB/dec减衰。而且，在第二极点P2处，误差放大器11的增益Gain(EA)减衰3dB，而且当频率f升高时，增益Gain(EA)以40dB/dec减衰。而且当频率f升高时，增益Gain(EA)下降为0dB以下。

图22的第四个表示误差放大器11的相位延迟的频率依赖性。频率依赖性L5(HT)表示在误差放大器11上未连接相位补偿电路14或相位补偿电路14′的状态的误差放大器11的相位延迟的频率依赖性。在第一极点P1处，不实施相位补偿的状态的相位延迟达到-45°。而且，当频率f升高时，不实施相位补偿的状态的相位延迟达到了-90°之后，在第一极点P2处，不实施相位补偿的状态的相位延迟达到-135°。而且，当频率f升高时，不实施相位补偿的状态的相位延迟超过-180°。在不实施相位补偿的状态的增益Gain(EA)成为0dB的交叉频率下，未以频率依赖性L5(HT)实现充分的相位容限，产生使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1变得不稳定或进行异常振荡的危险性。尤其是在最高温时(比+25℃高的状态下)，因由铝电解电容器构成的平滑电容C的等效串联电阻(ESR)成为最小而引起的在低通滤波器LC的相位延迟Phase(LC)的-180°与误差放大器11的相位延迟的-180°相加成为-360°的总计相位延迟，不稳定动作或异常振荡的危险性显著增大。

为了减少该最高温时(比+25℃高的状态下)的危险性，与误差放大器11连接的相位补偿电路14或相位补偿电路14′的时间常数被设定为最大值，而被设定为最强的相位补偿特性。即，相位补偿电路14或相位补偿电路14′的时间常数被设定为最大值，从而如图22的第三个所示，误差放大器11的增益的频率依赖性从频率依赖性L3(HT)变化为频率依赖性L4(HT)。因此，由于该变化而第一极点从不实施相位补偿的状态下的第一极点P1向实施最强的相位补偿的状态下的第一极点P1″移动。

由于该第一极点的移动，如图22的第四个所示，误差放大器11的相位延迟的频率依赖性从频率依赖性L5(HT)变化为频率依赖性L6(HT)。可以理解为，在这样误差放大器11的相位延迟的频率依赖性从频率依赖性L5(HT)变化为频率依赖性L6(HT)之后，在实施相位补偿的状态的增益Gain(EA)成为0dB的交叉频率下，以频率依赖性L6(HT)实现充分的相位容限。

在最高温时(比+25℃高的状态下)，由铝电解电容器构成的平滑电容C的等效串联电阻(ESR)成为最小，因此包含平滑线圈L和平滑电容C的低通滤波器的相位延迟达到-180°，开关稳压器的负反馈控制系统变得不稳定的危险性低。因此，在最高温时，即使通过检测控制电路15将相位补偿电路14或相位补偿电路14′设定为最强的相位补偿特性而将误差放大器11的增益Gain(EA)在输出电压脉动较高的频率下设定为较小的值，通过平滑电容C的等效串联电阻(ESR)最小的低通滤波器也能够充分抑制输出电压脉动。而且，通过该最高温时的最强的相位补偿特性能够以误差放大器11的增益Gain(EA)成为0dB的交叉频率来确保充分的相位容限，因此能够有效地减少显著增大的不稳定动作、异常振荡的危险性。

而且，图22的第四个表示最高温时的实施最强的相位补偿的第一极点P1″的频率fp(HT)是比在以前的图21中说明的最低温时的实施最弱的相位补偿的第一极点P1′的频率fp(LT)低的频率。

此外，图1至图20中说明的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1不仅执行图21中说明的最低温时(比-25℃低的状态下)的最弱的相位补偿和图22中说明的最高温时(比+25℃高的状态下)的最强的相位补偿，而且为了执行上述四个阶段的相位补偿特性，还执行下述的相位补偿动作。即，图1至图20中说明的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1构成为执行低温时(比-25℃高且比+0℃低的状态下)的较弱的相位补偿和高温时(比+0℃高且比+25℃低的状态下)的较强的相位补偿动作。

图22的第四个所示的最高温时(比+25℃高的状态下)的实施最强的相位补偿的第一极点P1″的频率fp(HT)在图10所示的相位补偿电路14中，如下式所示，通过最大值的时间常数R3(C10+C11+C12+C13)来得到。

fp(HT)＝1/2πR3VC1＝1/2πR3(C10+C11+C12+C13)    …(9)式

图21的第四个所示的最高温时(比+25℃高的状态下)的实施最强的相位补偿的第一极点P1″的频率fp(HT)在图13所示的相位补偿电路14中，如下式所示，通过最大值的时间常数R3C10来得到。

fp(HT)＝1/2πR3VC1＝1/2πR3C10    …(10)式

图21的第四个所示的最高温时(比+25℃高的状态下)的实施最强的相位补偿的第一极点P1″的频率fp(HT)在图15所示的相位补偿电路14中，如下式所示，通过最大值的时间常数R3(C10+7C)来得到。

fp(HT)＝1/2πR3VC1＝1/2πR3(C10+7C)    …(11)式

图21的第四个所示的最高温时(比+25℃高的状态下)的实施最强的相位补偿的第一极点P1″的频率fp(HT)在图19所示的相位补偿电路14′中，如下式所示，通过最小值的时间常数(R30+R31+R32+R33)C2来得到。

fp(HT)＝1/2πVR4C2＝1/2π(R30+R31+R32+R33)C2    …(12)式

[实施方式2]

图23是表示利用了稳定化电源电路1的电子装置的结构的图，该稳定化电源电路1使用了实施方式2的半导体集成电路10。

图23所示的使用了实施方式2的半导体集成电路10的稳定化电源电路1与图1所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1的不同点在于，图23的使用了实施方式2的半导体集成电路10的稳定化电源电路1是升压型稳定化电源电路。

首先，第一个不同点如下所述。

为了使图23的使用了实施方式2的半导体集成电路10的稳定化电源电路1作为升压型稳定化电源电路进行动作，在接通期间T_ON蓄积磁能的平滑线圈L连接在稳定化电源电路1的输入端子Vin与输出控制电路12的输入端子之间。在输出控制电路12的输入端子上连接N沟道MOS晶体管MN1的漏极和二极管Di的阳极，在输出控制电路12的输出端子上连接二极管Di的阴极，N沟道MOS晶体管MN1的源极与接地电压GND连接。

下一个不同点是在图23所示的实施方式2的半导体集成电路10中，与图1所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1相比，从P沟道MOS晶体管MP1置换为N沟道MOS晶体管MN1，因此通过比较器Cmp的反转输出端子的反转输出信号来驱动N沟道MOS晶体管MN1的栅极。

除了上述不同点以外，图23所示的实施方式2的半导体集成电路10中包含的误差放大器11、输出控制电路12、PWM控制电路13、两个分压电阻R1、R2、相位补偿电路14及检测控制电路15的结构与图1至图22中说明的实施方式1的半导体集成电路10相同，因此省略重复的说明。

通过PWM控制电路13的控制，在向平滑线圈L蓄积磁能的接通期间T_ON，将N沟道MOS晶体管MN1和二极管Di分别控制成接通状态和断开状态，在平滑线圈L的磁能被消耗的接通期间T_OFF，将N沟道MOS晶体管MN1和二极管Di分别控制成断开状态和接通状态。

当由于向负载电路3流入的输出电流Iout的增加而导致输出电压Vout减少时，向误差放大器11的反转输入端子-供给的分压电压Vm1也减少，误差放大器11的输出端子Np2处的误差检测输出电压Vd2增加。其结果是，在PWM控制电路13中，向比较器Cmp的非反转输入端子+供给的三角波生成器TWG的三角波信号的电压电平比向比较器Cmp的反转输入端子-供给的误差放大器11的误差检测输出电压Vd2的电压电平下降的接通期间T_ON的时间增大。因此，从上述(2)式可知，对接通期间T_ON的时间的增大进行响应，作为升压型开关稳压器而构成的稳定化电源电路1的输出电压Vout增加，输出电压Vout维持大致恒定。

图23所示的使用了实施方式2的半导体集成电路10的升压型稳定化电源电路1也与图1至图22中说明的使用了实施方式1的半导体集成电路10的降压型稳定化电源电路1同样地执行对温度变化进行响应的相位补偿动作。

即，在图23所示的使用了实施方式2的半导体集成电路10的升压型稳定化电源电路1中，在周围温度为高温时，半导体集成电路10的温度和由铝电解电容器构成的平滑电容C的温度也成为高温。在该高温时，在低通滤波器中，由铝电解电容器构成的平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值变小，包含平滑线圈L和平滑电容C的低通滤波器的相位延迟到达180度附近。另一方面，在误差放大器11的反转输入端子-与输出端子Np2之间存在180度的相位延迟，因此低通滤波器与误差放大器11的总计的相位延迟达到360度，存在开关稳压器变得不稳定而发生异常振荡的危险性。

考虑到该危险性，在图23所示的使用了实施方式2的半导体集成电路10的升压型稳定化电源电路1中，检测控制电路15也检测该高温状态，并按照其检测结果来控制相位补偿电路14而将其设定为强的相位补偿特性。由于设定为强的相位补偿特性的相位补偿电路14的作用，低通滤波器和误差放大器11的总计的回路增益成为0dB的频率下的误差放大器11的相位延迟被控制成小于180度。其结果是，能确保总计的回路增益成为0dB的频率下的频率容限，能够减轻高温状态下的开关稳压器发生不稳定动作和异常振荡的危险性。相位补偿电路14的强的相位补偿特性通过利用检测控制电路15将相位补偿电路14的串联连接的补偿电阻R3和补偿电容VC1的时间常数设定为较大的值来实现。

在图23所示的使用了实施方式2的半导体集成电路10的升压型稳定化电源电路1中，在周围温度为低温的情况下，半导体集成电路10的温度和由铝电解电容器构成的平滑电容C的温度也成为低温。在该低温时，在低通滤波器中，由铝电解电容器构成的平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值显著增大，包含平滑线圈L和平滑电容C的低通滤波器的相位延迟小于180度，发生不稳定动作和异常振荡的危险性减少。另一方面，随着平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值的增大，包含平滑线圈L和平滑电容C的低通滤波器的输出电压脉动增大，存在开关稳压器的负反馈控制系统变得不稳定的危险性。考虑到该危险性，即使在图23所示的使用了实施方式2的半导体集成电路10的升压型稳定化电源电路1中，检测控制电路15也检测该低温状态，并按照其检测结果来控制相位补偿电路14而将其设定为弱的相位补偿特性。由于设定为弱的相位补偿特性的相位补偿电路14的作用，输出电压脉动的高频率成分的误差放大器11的增益和回路增益被设定为较大的值。其结果是，通过输出电压脉动的高频率成分下的高的回路增益，使开关稳压器执行强的负反馈控制，因此能够减轻开关稳压器的负反馈控制系统变得不稳定的危险性。相位补偿电路14的弱的相位补偿特性通过利用检测控制电路15将相位补偿电路14的串联连接的补偿电阻R3和补偿电容VC1的时间常数设定为小值来实现。

在负载电路3需要高电压的动作电源电压来作为稳定化电源电路1的输出电压Vout时，不使用图1至图22中说明的使用了实施方式1的半导体集成电路10的降压型稳定化电源电路1，而特别使用图23所示的使用了实施方式2的半导体集成电路10的升压型稳定化电源电路1。然而，这种情况下，低通滤波器的平滑电容C为了不被高电压的动作电源电压破坏而需要高击穿电压。

在使用等效串联电阻(ESR)小的陶瓷电容器来作为低通滤波器的平滑电容C时，高击穿电压的陶瓷电容器成本特别高，存在稳定化电源电路装置的制造成本特别增加的问题。

相对于此，在使用等效串联电阻(ESR)大的铝电解电容器来作为低通滤波器的平滑电容C时，高击穿电压的铝电解电容器与高击穿电压的陶瓷电容器相比，比较廉价。因此，向负载电路3供给高电压的动作电源电压的图23所示的使用了实施方式2的半导体集成电路10的升压型稳定化电源电路1可以使用比较廉价的铝电解电容器来作为低通滤波器的高击穿电压的平滑电容C。其结果是，根据图23所示的实施方式2，能够减轻向负载电路3供给高电压的动作电源电压的升压型稳定化电源电路装置的制造成本的增大。

[实施方式3]

图24是表示利用了稳定化电源电路1的电子装置的结构的图，该稳定化电源电路1使用了实施方式3的半导体集成电路10。

图24所示的使用了实施方式3的半导体集成电路10的稳定化电源电路1与图1所示的使用了实施方式1的半导体集成电路10的稳定化电源电路1的不同点在于，图24的使用了实施方式3的半导体集成电路10的稳定化电源电路1是串联稳压器型的稳定化电源电路。

即，为了使图24的使用了实施方式3的半导体集成电路10的稳定化电源电路1作为串联稳压器型稳定化电源电路进行动作，以即使输入电压Vin发生变动而输出电压Vout也成为恒定的方式通过误差放大器11来调整输出控制电路12的压降，输入电压Vin的变动由输出控制电路12的压降来吸收。因此，图24的实施方式3的半导体集成电路10的输出控制电路12不是像上述实施方式1及实施方式2那样执行开关动作，而是执行输出控制电路12的压降线性地变化的线性动作。

因此，从图24的实施方式3的半导体集成电路10中，省略了上述实施方式1及实施方式2的用于执行开关动作的PWM控制电路13。其结果是，在图24的实施方式3的半导体集成电路10中，输出控制电路12的作为压降元件的晶体管MN1的控制输入端子由误差放大器11的输出端子Np2的误差检测输出电压Vd2直接驱动。

在图24的实施方式3的半导体集成电路10的例子中，输出控制电路12的作为压降元件的晶体管由N沟道MOS晶体管MN1构成，但也可以由NPN双极晶体管构成。作为其他例子，输出控制电路12的作为压降元件的晶体管由P沟道MOS晶体管或PNP双极晶体管构成时，两个分压电阻R1、R2的连接节点Np1的分压电压Vm1向误差放大器11的非反转输入端子+供给，误差检测用的基准电压Vref向误差放大器11的反转输入端子-供给。

由于向负载电路3流入的输出电流Iout的增加而导致输出电压Vout减少时，向误差放大器11的反转输入端子-供给的分压电压Vm1也减少，误差放大器11的输出端子Np2处的误差检测输出电压Vd2增加。其结果是，输出控制电路12的作为压降元件的N沟道MOS晶体管MN1的电导率增加而压降元件的压降减少，稳定化电源电路1的输出电压Vout增加，输出电压Vout维持为大致恒定。

在图24所示的使用了实施方式3的半导体集成电路10的串联稳压器型的稳定化电源电路1中，在向负载电路3供给稳定化电源电路1的输出电压Vout的电源配线上存在无法忽视的寄生电感L′。在该电源配线的配线长变长时，寄生电感L′的电感也增大。

为了抑制输出脉动电压而与负载电路3并联地连接具有大电容的平滑电容C时，通过寄生电感L′和平滑电容C构成低通滤波器。其结果是，该低通滤波器的相位延迟达到大致180度，另一方面，在误差放大器11的反转输入端子-与输出端子Np2之间存在180度的相位延迟，因此低通滤波器与误差放大器11的总计的相位延迟达到360度，存在执行线性动作的串联稳压器变得不稳定而发生异常振荡的危险性。因此，考虑该危险性，在图24所示的实施方式3的半导体集成电路10中，也将相位补偿电路14与误差放大器11连接。

而且，在图24所示的使用了实施方式3的半导体集成电路10的串联稳压器型的稳定化电源电路1中，使用了低成本的铝电解电容器来作为用于抑制向负载电路3供给的输出电压Vout中包含的脉动电压的平滑电容C。这种情况下，在低温时，由铝电解电容器构成的平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值显著增大，存在串联稳压器变得不稳定而发生异常振荡的可能性。考虑到这种情况，在图24所示的实施方式3的半导体集成电路10的相位补偿电路14上还连接有检测控制电路15。检测控制电路15检测该低温状态并按照其检测结果来控制相位补偿电路14，设定为弱的相位补偿特性。由于设定为弱的相位补偿特性的相位补偿电路14的作用，输出电压脉动的高频率成分下的误差放大器11的增益和回路增益被设定为较大的值。其结果是，由于输出电压脉动的高频率成分下的高的回路增益，而使串联稳压器执行强的负反馈控制，因此能够减轻串联稳压器的负反馈控制系统变得不稳定的危险性。

另一方面，在高温时，在低通滤波器中，由铝电解电容器构成的平滑电容C的等效串联电阻(ESR)的电阻值减小，包含寄生电感L′和平滑电容C的低通滤波器的相位延迟达到180度附近。另一方面，在误差放大器11的反转输入端子-与输出端子Np2之间存在180度的相位延迟，因此低通滤波器与误差放大器11的总计的相位延迟达到360度，存在串联稳压器变得不稳定而发生异常振荡的危险性。考虑到该危险性，在图24所示的使用了实施方式3的半导体集成电路10的稳定化电源电路1中，检测控制电路15检测该高温状态，并按照其检测结果来控制相位补偿电路14而将其设定为强的相位补偿特性。由于设定为强的相位补偿特性的相位补偿电路14的作用，低通滤波器与误差放大器11的总计的回路增益成为0dB的频率下的误差放大器11的相位延迟被控制成比180度小。其结果是，确保总计的回路增益成为0dB的频率下的频率容限，能够减轻高温状态下的发生串联稳压器的不稳定动作和异常振荡的危险性。

此外，根据上述实施方式1至实施方式3，在低通滤波器的平滑电容C使用了陶瓷电容器的情况下，在从最低温时(比-25℃低的状态下)到最高温时(比+25℃高的状态下)的任一个的状态下，陶瓷电容器的等效串联电阻(ESR)的电阻值都小，因此检测控制电路15控制相位补偿电路14而设定为强的相位补偿特性。然而，由于该任一个的状态下的相位补偿电路14的强的相位补偿特性，不会产生特别的弊病。

《向车辆的搭载》

图25是表示将上述非稳定化电源2、负载电路3、使用了实施方式1至实施方式3中的任一个的半导体集成电路的稳定化电源电路1搭载于车辆27的情况的图。

即，图25在对作为在陆地上移动的车辆的机动车27的作为动力源的发动机28进行控制的电子控制装置(ECU:Electronic ControlUnit)29的内部搭载作为负载电路3的被称为微型控制器的半导体集成电路。而且，在该电子控制装置(ECU)29的内部搭载有上述非稳定化电源2和使用了实施方式1至实施方式3中的任一个的半导体集成电路的稳定化电源电路1。

即，图25所示的电子控制装置(ECU)29的内部的负载电路3是通过从稳定化电源电路1供给的输出电源电压进行动作的微型控制器，对点火机构、燃料系统、吸排气系统、启动控制等进行控制。即，点火机构对火花塞的点火时期进行控制，燃料系统对燃料喷射装置(喷射时机、喷射量、空转转速)、燃料泵进行控制。吸排气系统对节气门开度(线控驱动)、增压器(涡轮增压器、增压器)的增压、排气设备、废气还原量进行控制。动阀机构对阀时机、阀升程量进行控制，启动控制对单元马达、防盗系统进行控制。

尤其是向图25所示的电子控制装置(ECU)29的内部的作为负载电路3的微型控制器供给发动机的转速、温度、齿轮位置及节气门开度等多个输入信息，由此从微型控制器生成点火时期、喷射时机、喷射量等多个发动机控制信息。

图26是表示图25所示的作为电子控制装置(ECU)29的内部的作为负载电路3的微型控制器的半导体集成电路3的结构的图。

如图26所示，半导体集成电路3的半导体芯片IC_Chip包括模拟电路芯310和数字电路芯320。从稳定化电源电路1向模拟电路芯310供给例如设定为5伏的较高的电压的模拟电源电压AVcc，另一方面，向模拟电路芯310供给模拟接地电位AVss。而且，从稳定化电源电路1向数字电路芯320供给例如设定为大致1伏的较低的电压的数字电源电压Vcc，另一方面，向数字电路芯320供给数字接地电位Vss。

《模拟电路芯》

模拟电路芯310包括模拟多路复用器(MPX)311和逐次比较型A/D转换器(SAR_ADC)312。向模拟多路复用器(MPX)311供给的多个模拟输入信号AN0、AN1、AN2…AN7是发动机的转速、温度、齿轮位置及节气门开度等多个输入信息。通过模拟多路复用器(MPX)311逐次选择多个模拟输入信号AN0、AN1、AN2…AN7，将选择的模拟输入信号从模拟多路复用器(MPX)311的输出端子向逐次比较型A/D转换器(SAR_ADC)312的输入端子供给。

《数字电路芯》

数字电路芯320包括中央处理单元(CPU)321、随机存取存储器(RAM)322、快闪非易失性存储设备(NV_Flash)323、只读存储器(ROM)324及总线开关控制器(BSC)325。

即，在中央处理单元(CPU)321上经由CPU总线CPU_Bus和控制线Cntr_Lines而连接有随机存取存储器(RAM)322、快闪非易失性存储设备(NV_Flash)323、只读存储器(ROM)324及总线开关控制器(BSC)325。此外，在中央处理单元(CPU)321上经由CPU总线CPU_Bus、控制线Cntr_Lines、外围总线Periph_Bus及总线开关控制器(BSC)325而连接有多个外围电路Periph_Cir1、Periph Cir2。

因此，通过模拟电路芯310的模拟多路复用器(MPX)311逐次选择的多个输入模拟信号通过逐次比较型A/D转换器(SAR_ADC)312而逐次转换成多个数字信号。逐次转换后的多个数字信号经由外围总线Periph_Bus、总线开关控制器(BSC)325及CPU总线CPU_Bus而存储于随机存取存储器(RAM)322。

按照存储于快闪非易失性存储设备(NV_Flash)323和只读存储器(ROM)324的至少任一方的ECU控制程序，中央处理单元(CPU)321根据存储于随机存取存储器(RAM)322的多个数字信号来计算点火时期、喷射时机、喷射量等多个发动机控制信息。通过中央处理单元(CPU)321计算出的多个发动机控制信息经由CPU总线CPU_Bus、控制线Cntr_Lines、外围总线Periph_Bus、总线开关控制器(BSC)325，向多个外围电路Periph_Cir1、Periph Cir2供给。

而且，图25所示的搭载上述非稳定化电源2、负载电路3、使用了实施方式1至实施方式3中的任一个的半导体集成电路的稳定化电源电路1的车辆27并不限定于使动力源为内燃发动机28的机动车。

例如，该车辆27由利用来自蓄电池或燃料电池的电能而驱动的马达为动力源的电动机动车构成。

在该电动机动车中，电子控制装置(ECU)29对油门踏板的踩踏量进行响应而调整来自蓄电池或燃料电池的电能，从而控制马达的输出。在该控制中，马达转矩基本上与油门踏板的踩踏量成比例，但是还需要在高速下产生相当于发动机制动的负的转矩(减速转矩)。而且，在与行进方向反向地下降(在上坡上向后退方向下降)时，需要产生行进方向的转矩，在向行进方向的方向下降(在下坡上向行进方向下降)时，需要产生后退方向的转矩。在这样的对电动机动车27的马达28进行控制的电子控制装置(ECU)29的内部，可以搭载上述非稳定化电源2、负载电路3、使用了实施方式1至实施方式3中的任一个的半导体集成电路的稳定化电源电路1。

而且，作为图25所示的车辆27，可以是以发动机和马达这2个为动力源的混合动力车。即，被供给从使用了实施方式1至实施方式3中的任一个的半导体集成电路的稳定化电源电路1生成的输出电源电压的负载电路3包含对作为车辆的动力源的发动机和马达中的至少任一方进行控制的电子控制装置(ECU)29。

以上，基于各种实施方式，具体地说明了由本申请发明人完成的发明，但是本发明并不限定于此，在不脱离其主旨的范围内当然可以进行各种变更。

例如，在图23所示的使用了实施方式2的半导体集成电路10的升压型稳定化电源电路1和图24所示的使用了实施方式3的半导体集成电路10的稳定化电源电路1中，检测控制电路15可以如图4所示地由温度测定电路151和代码生成电路152构成。在其他例子中，该检测控制电路15可以如图8所示地由脉动电压测定电路153和代码生成电路154构成。

而且图23所示的实施方式2的半导体集成电路10和图24所示的实施方式3的半导体集成电路10可以与图1所示的实施方式1的半导体集成电路10同样地构成为单一的半导体芯片的形态、或者系统级封装(SIP)或多芯片模块(MCP)的形态。

而且在图23所示的实施方式2的半导体集成电路10和图24所示的实施方式3的半导体集成电路10中，也可以与图18所示的实施方式1的半导体集成电路10同样地在误差放大器11的反转输入端子与接地电压GND之间连接通过检测控制电路15控制相位补偿特性的相位补偿电路14′。

而且，作为图23所示的实施方式2的半导体集成电路10和图24所示的实施方式3的半导体集成电路10中使用的相位补偿电路14、14′，也可以如图1所示地将补偿电阻R3设为固定电阻，利用通过检测控制电路15的作为数字控制信号的代码信号Cnt1来对电容值进行可变控制的可变电容VC1构成补偿电容C1。作为该相位补偿电路14、14′的其他例子，也可以如图8所示地将补偿电容C2设为固定电容，利用通过检测控制电路15的作为数字控制信号的代码信号Cnt1来对电阻值进行可变控制的可变电阻VC4构成补偿电阻R4。

在图4和图8所示的实施方式1的检测控制电路15中，执行使用三个基准值将模拟输入电压判定为四个多值电平的A/D转换的代码生成电路152和代码生成电路153并不像图5和图9所示那样限定为快闪型A/D转换器。

执行判定为四个多值电平的A/D转换的代码生成电路152和代码生成电路153可以使用逐次比较型A/D转换器或流水线型A/D转换器。

逐次比较型A/D转换器由电压比较器、逐次转换寄存器、局部D/A转换器构成。在最初的A/D转换动作之前，通过逐次转换寄存器和局部D/A转换器生成1/2的电平的基准值，1/2的电平的基准值向电压比较器的非反转输入端子供给。向电压比较器的反转输入端子供给模拟输入电压，执行最初的A/D转换动作，通过最初的A/D转换动作而在逐次转换寄存器中存储最高位(MSB)的1位。最高位(MSB)的1位为高电平“1”时，通过逐次转换寄存器和局部D/A转换器将基准值变更为3/4的电平，在最高位(MSB)的1位为低电平“0”时，通过逐次转换寄存器和局部D/A转换器将基准值变更为1/4的电平。然后，执行第二次的A/D转换动作，通过该第二次的A/D转换动作在逐次转换寄存器中存储最低位(LSB)的1位，四个多值电平的A/D转换完成。

流水线型A/D转换器通过将包括取样保持电路、局部A/D转换器、局部D/A转换器、减法器、放大器的基本电路块串联连接多个而构成。在第一级的基本电路块中，模拟输入电压由取样保持电路进行取样保持，取样保持电路的模拟输出电压通过局部A/D转换器执行第一次的A/D转换。局部A/D转换器的第一次的A/D转换结果由局部D/A转换器转换成第一模拟基准值，利用减法器从模拟输出电压减去第一模拟基准值，减法输出信号由放大器放大，放大输出信号作为残差信号向第二级的基本电路块的输入端子供给。而且，在第二级的基本电路块中，执行与上述第一级的基本电路块同样的动作，执行同样的动作直至最终级的基本电路块。流水线型A/D转换器包含串联连接的多个基本电路块，由此与上述逐次比较型A/D转换器同样，能够执行四个或四个以上的多值电平的A/D转换。

Claims (20)

1.一种半导体集成电路，用于能够从供给到输入端子的输入电源电压向与输出端子连接的平滑电容和负载的并联连接供给输出电源电压的稳定化电源电路，其特征在于，

所述半导体集成电路具备：误差放大器，对所述输出电源电压的误差进行检测；输出控制电路，连接在所述输入端子与所述输出端子之间；相位补偿电路，与所述误差放大器连接；以及检测控制电路，与所述相位补偿电路连接，

所述输出控制电路由对所述输出电源电压的所述误差进行响应的所述误差放大器来控制，从而生成所述输出电源电压，

所述检测控制电路检测所述平滑电容的等效串联电阻的温度的变动或由该温度的变动引起的电阻的变动，并按照其检测结果对所述相位补偿电路进行可变控制。

2.根据权利要求1所述的半导体集成电路，其中，

在所述平滑电容的所述温度比预定的温度低的状态下，所述检测控制电路将所述相位补偿电路的时间常数设定为比预定的时间常数小的时间常数，

在所述平滑电容的所述温度比所述预定的温度高的状态下，所述检测控制电路将所述相位补偿电路的所述时间常数设定为比所述预定的时间常数大的其他时间常数。

3.根据权利要求2所述的半导体集成电路，其中，

在所述平滑电容的所述温度为所述低的状态下，将通过所述小的时间常数的相位补偿而设定的极点频率设定为比预定的频率高的频率，

在所述平滑电容的所述温度为所述高的状态下，将通过所述大的时间常数的相位补偿而设定的极点频率设定为比所述预定的频率低的频率。

4.根据权利要求3所述的半导体集成电路，其中，

所述检测控制电路通过至少四个阶段来检测所述平滑电容的所述等效串联电阻的所述温度的变动或所述电阻的变动，由此通过至少四个阶段对所述相位补偿电路的相位补偿特性进行可变控制。

5.根据权利要求4所述的半导体集成电路，其中，

所述检测控制电路执行如下的A/D转换：使用至少三个基准值，将作为所述温度的变动或所述电阻的变动的模拟输入信号判定为至少四个多值电平。

6.根据权利要求5所述的半导体集成电路，其中，

所述A/D转换由快闪型A/D转换器、逐次比较型A/D转换器、流水线型A/D转换器中的任一个来执行。

7.根据权利要求4所述的半导体集成电路，其中，

所述检测控制电路通过利用PN结二极管的正向压降的温度变化率，来检测所述稳定化电源电路的周围温度即所述平滑电容的所述温度的变动。

8.根据权利要求4所述的半导体集成电路，其中，

所述检测控制电路通过检测所述输出电源电压中包含的脉动电压的电压振幅电平的变动，来检测由所述温度的变动引起的所述平滑电容的所述等效串联电阻的所述电阻的变动。

9.根据权利要求4所述的半导体集成电路，其中，

在所述平滑电容和所述负载的所述并联连接与所述输出端子之间能够连接低通滤波器的平滑线圈，

所述输出控制电路包括连接在所述输入端子与所述输出端子之间的第一开关元件和连接在所述输出端子与接地电压之间的第二开关元件，

所述半导体集成电路还具备开关控制电路，该开关控制电路对所述误差放大器的误差检测输出信号进行响应而控制所述输出控制电路的所述第一开关元件和所述第二开关元件的开关，

通过所述开关控制电路将所述第一开关元件控制成接通状态并将所述第二开关元件控制成断开状态的期间成为向所述低通滤波器的所述平滑线圈蓄积磁能的接通期间，

通过所述开关控制电路将所述第一开关元件控制成断开状态并将所述第二开关元件控制成接通状态的其他期间成为所述低通滤波器的所述平滑线圈的磁能被消耗的断开期间，

所述开关控制电路对所述误差放大器的所述误差检测输出信号进行响应而将所述接通期间和所述断开期间分别设定为预定的值，由所述稳定化电源电路生成相比所述输入电源电压降压了的所述输出电源电压。

10.根据权利要求4所述的半导体集成电路，其中，

在被供给所述输入电源电压的所述输入端子上能够连接平滑线圈的一端，所述平滑线圈的另一端能够与所述输出控制电路连接，

所述输出控制电路包括能够连接在所述平滑线圈的所述另一端与所述输出端子之间的第一开关元件和能够连接在所述平滑线圈的所述另一端与接地电压之间的第二开关元件，

所述半导体集成电路还具备开关控制电路，该开关控制电路对所述误差放大器的误差检测输出信号进行响应而控制所述输出控制电路的所述第一开关元件和所述第二开关元件的开关，

通过所述开关控制电路将所述第二开关元件控制成接通状态并将所述第一开关元件控制成断开状态的期间成为向所述平滑线圈蓄积磁能的接通期间，

通过所述开关控制电路将所述第二开关元件控制成断开状态并将所述第一开关元件控制成接通状态的其他期间成为所述平滑线圈的磁能被消耗的断开期间，

所述开关控制电路对所述误差放大器的所述误差检测输出信号进行响应而将所述接通期间和所述断开期间分别设定为预定的值，由所述稳定化电源电路生成相比所述输入电源电压升压了的所述输出电源电压。

11.根据权利要求4所述的半导体集成电路，其中，

在所述输出端子上能够连接所述平滑电容和所述负载的所述并联连接，

以即使所述输入电源电压发生变动也使所述输出电源电压实质恒定的方式通过所述误差放大器的所述误差检测输出信号来调整所述输出控制电路的压降，所述稳定化电源电路作为通过所述输出控制电路的压降来吸收所述输入电源电压的变动的串联稳压器进行动作。

12.根据权利要求4所述的半导体集成电路，其中，

所述相位补偿电路包括与所述误差放大器的输入端子和输出端子中的至少任一方串联连接的补偿电阻和补偿电容，

所述相位补偿电路的所述补偿电阻和所述补偿电容中的任一个是能够通过所述检测控制电路进行可变控制的可变常数元件。

13.根据权利要求12所述的半导体集成电路，其中，

所述可变常数元件是能够通过所述检测控制电路进行可变控制的可变电阻元件和可变电容元件中的任一个。

14.根据权利要求13所述的半导体集成电路，其中，

所述误差放大器、所述输出控制电路、所述开关控制电路、所述相位补偿电路及所述检测控制电路集成化为所述半导体集成电路的单一的半导体芯片。

15.根据权利要求13所述的半导体集成电路，其中，

所述误差放大器、所述输出控制电路、所述开关控制电路、所述相位补偿电路及所述检测控制电路形成为由系统级封装或多芯片模块构成的所述半导体集成电路的单一的树脂封固封装体。

16.根据权利要求4所述的半导体集成电路，其中，

所述负载包含对作为车辆的动力源的发动机和马达中的至少任一方进行控制的电子控制装置。

17.一种半导体集成电路的动作方法，所述半导体集成电路用于能够从供给到输入端子的输入电源电压向与输出端子连接的平滑电容和负载的并联连接供给输出电源电压的稳定化电源电路，所述半导体集成电路的动作方法的特征在于，

所述半导体集成电路具备：误差放大器，对所述输出电源电压的误差进行检测；输出控制电路，连接在所述输入端子与所述输出端子之间；相位补偿电路，与所述误差放大器连接；以及检测控制电路，与所述相位补偿电路连接，

所述输出控制电路由对所述输出电源电压的所述误差进行响应的所述误差放大器来控制，从而生成所述输出电源电压，

所述检测控制电路检测所述平滑电容的等效串联电阻的温度的变动或由该温度的变动引起的电阻的变动，并按照其检测结果对所述相位补偿电路进行可变控制。

18.根据权利要求17所述的半导体集成电路的动作方法，其中，

在所述平滑电容的所述温度比预定的温度低的状态下，所述检测控制电路将所述相位补偿电路的时间常数设定为比预定的时间常数小的时间常数，

在所述平滑电容的所述温度比所述预定的温度高的状态下，所述检测控制电路将所述相位补偿电路的所述时间常数设定为比所述预定的时间常数大的其他时间常数。

19.根据权利要求18所述的半导体集成电路的动作方法，其中，

在所述平滑电容的所述温度为所述低的状态下，将通过所述小的时间常数的相位补偿而设定的极点频率设定为比预定的频率高的频率，

在所述平滑电容的所述温度为所述高的状态下，将通过所述大的时间常数的相位补偿而设定的极点频率设定为比所述预定的频率低的频率。

20.根据权利要求19所述的半导体集成电路的动作方法，其中，

所述检测控制电路通过至少四个阶段来检测所述平滑电容的所述等效串联电阻的所述温度的变动或所述电阻的变动，由此通过至少四个阶段对所述相位补偿电路的相位补偿特性进行可变控制。