CN104079175A - 新型电能管理集成电路配置 - Google Patents

Abstract

开关模式电力变换器包括反馈机制，通过这种机制，电力变换器次级侧产生具有准确定义的完整性的脉冲编码列，并且发送至初级侧，由波形分析器解码和应用从而调节电力变换器输出。脉冲列由次级侧控制器调制并且跨过电隔离阻挡层发送。主变压器被用作从电力变换器次级侧至初级侧的信号发送器。编码脉冲列由初级侧的控制器识别并解析为用于主开关元件的调节驱动信号。发送的编码脉冲列可以嵌入允许电隔离阻挡层充当容性信号发送器的高频调制。

Description

新型电能管理集成电路配置

相关申请

本专利申请依据35U.S.C.119(e)要求了2013年3月15日提交的题为“New Power Management Integrated Circuit Partitioning”的还未审批的序列号为61/793,099的美国临时申请的优先权。本申请通过引用将序列号为61/793,099的美国临时申请整体合并到本文中。

技术领域

本发明一般来说涉及电力变换器领域。更具体地，本发明涉及电力变换器的控制。

背景技术

在很多应用中，需要电力变换器来提供从具有不同电压电平的电压源形成的预定范围内的电压。如果供电跌落到特定范围之外，一些电路会遭受不确定和不希望的运作甚至会遭受不可挽回的损坏。更具体地说，在一些应用中，在已知时段需要精确的电量。这被称为稳压电源。

为了控制电力变换器传送按需的精确电量，需要电力变换器的某种形式的控制。该控制可以发生在隔离变压器的初级侧或次级侧。闭环反馈控制系统是这样一种系统，即监测电路中的某些参量，诸如电路输出电压，以及它们的变化趋势，并将这些参量调节到基本上恒定的值。电力变换器次级侧的控制可以使用监测的输出电压作为反馈控制，但是需要使用从隔离变压器的次级侧到初级侧的一些通信来控制初级侧开关参量。初级侧的控制可以容易地控制初级侧开关参量，但是需要从次级侧到初级侧的一些反馈机制以传递监测参量的状态。在一些应用中，使用光耦合器电路，或光耦合器来发送反馈信号，同时保持初级侧和次级侧之间的电气隔离。

图1示出了包括光耦合器电路的传统调节开关模式电力变换器。电力变换器2被配置为传统的反激型变换器。电力变换器2包括具有初级绕组P1和次级绕组S1的隔离变压器4。初级绕组P1与输入电压Vin电气耦接，驱动电路包括晶体管8、电阻器12和控制器10。电容器28横跨输入Vin耦接并与初级绕组P1耦接。电路的输入电压可以是AC电源通过整流和滤波后得到的未稳压的DC电压。晶体管8是快速开关设备，诸如MOSFET，其开关由快速动态控制器10来控制以维持所希望的输出电压Vout。控制器10与晶体管8的栅极耦接。众所周知，通过提供给晶体管8的PWM开关信号的占空比来确定从初级绕组P1到次级绕组S1的DC/DC变换。使用二极管6和电容器22来整流和滤波次级绕组电压。感测电路和负载14经由二极管6并联耦接到次级绕组S1。感测电路包括电阻器16、电阻器18和次级控制器20。次级控制器20感测负载上的输出电压Vout。

这样的配置中，电力变换器由初级侧的驱动电路控制，耦接于输出的负载与控制相隔离。这样，需要用于电压调节的监测的输出电压来作为由次级侧到初级侧控制的反馈。电力变换器2具有电压调节电路，包括次级控制器20和光耦合器电路。光耦合器电路包括两个电力隔离组件，耦接于次级控制器20的光二极管24和耦接于控制器10的光敏晶体管26。光二极管24跨过由变压器4构成的隔离阻挡层提供与光敏晶体管26的光通信。光耦合器电路与次级控制器20共同为控制10提供反馈。控制器10由此调节晶体管8的占空比来补偿输出电压Vout的任意变化。

但是，光耦合器电路的使用和电路本身都带来问题。首先，光耦合器电路带来额外的费用。在一些应用中，光耦合器电路对于电力变换器增加的费用大于隔离变压器。光耦合器电路还增加了制造和测试成本。此外，光耦合器电路的性能随着时间递减，由此在整个电力变换器中引入其他潜在的故障点。并且，必须在整个电路设计中考虑光耦合器电路的特性。例如，光二极管组件是非线性的，因此必须建立光二极管和光敏晶体管之间的相关性。光耦合器电路具有与光二极管和光敏晶体管的运行相关的延迟，并且光二极管的运行需要明确定义的DC电平。由此，通常期望避免使用光耦合器电路。

下一代的反馈控制不使用光控电路。而是使用变压器将次级侧的实时反馈信号传递至初级侧。在这样的应用中，变压器包括磁耦接到次级绕组的初级侧的辅助绕组。图2示出了包括磁耦接反馈电路的传统的稳压电力变换器。电力变换器32被配置为传统的反激型变换器。电力变换器32包括具有初级绕组P1和次级绕组S1的隔离变压器34。初级绕组P1电耦接到输入电压Vin，驱动电路包括晶体管44、电阻器46和控制器42。电容器58跨越输入Vin耦接并与初级绕组P1耦接。电路的输入电压可以是来源于经整流和滤波后的AC电源的未稳压的DC电压。与图1的电力变换器类似，晶体管44是快速开关设备，由快速动态控制器42来控制以维持在所希望的输出电压Vout。使用二极管36和电容器38来整流和滤波次级绕组电压，输出电压Vout被传送至负载40。

电力变换器32具有反馈环，其包括耦接到变压器34的次级绕组S1和控制器42的磁耦接的反馈电路。磁耦接反馈电路包括二极管48、电容器50、电阻器52和54以及辅助绕组56。辅助绕组56并联耦接到串联电阻器52和54。

电压VA正比于辅助绕组56两端的电压。电压VA作为反馈电压VFB提供给控制器42。电阻器44上的电流同样作为反馈电流IFB提供给控制器42。控制器42包括实时波形分析器来分析输入反馈信号，诸如反馈电压VFB和反馈电流IFB。

辅助绕组56还磁耦接到次级绕组S1。当流过二极管36的电流为零时，次级绕组S1两端的电压等于辅助绕组56两端的电压。这样的关系为将输出电压Vout作为反馈通信到电路初级侧提供了手段。当确定通过二极管36的电流为零时，测量辅助绕组56两端的电压，由此为次级绕组S1两端的电压提供测量，从而为输出电压Vout提供测量。

确定当二极管36的电流为零时的反馈电压VFB，并将之称作“电压感测”，确定当二极管36的电流为零时的反馈电流IFB并将之称作“电流感测”。电压感测和电流感测输入到控制器42中的实时波形分析器。图3示出了传统的实时波形分析器60的功能框图。误差放大器62和64是调节手段的接收器，这个配置中，调节手段是感测电压和感测电流。误差放大器将输入的感测电压与参考电压相比较，并输出第一差值。第一差值被按照误差放大器62的增益进行放大。误差放大器64将放大的第一差值与感测电流相比较，并输出第二差值，该第二差值为“高”或“低”。脉宽调制(PWM)模块66被配置为数字触发器设备。PWM模块66的输出根据时钟68的开关频率设定，并由误差放大器64输入的“高”或“低”值来复位。应用至复位引脚的可变信号产生一个作为由脉宽调制的脉冲列的输出信号。多输入端“或门”70输入时钟信号、脉冲列信号、关断信号、以及OVP/UVP/OTP信号，其中OVP表示“过压保护”，“UVP”表示“欠压保护”而“OTP”表示“过热保护”。波形分析器被配置为，当“或门”的输入之一为“高”时输出高电压值，或者“或门”的所有输入为低时输出低电压值。由波形分析器输出的高电压值对应于导通图2中的晶体管44。低电压值对应于关断晶体管44。“或门”还使得能够通过监测异常情况，如欠压，过压，过热等将PWM模块66输出的高电压信号传播至输出端。以这种方式，可以改变每个脉冲的脉宽，从而将输出电压调整为稳压。

一般来说，波形分析器的控制复杂性与控制自变量取样相校准，以实现整个系统的功能性能。取样自变量是电流、电压和阻抗的形式。系统的功能性能是脉宽调制(PWM)、脉频调制(PFM)和脉幅调制(PAM)的形式。图3中的波形分析器限定为DC或实时开关波形的信号处理。在任一情况下，波形分析器接收的反馈信号需要某些状态完整性，诸如DC电平没有噪音，开关波形没有扰动，并在某种程度上表示为模拟和数字表示的组合。跨辅助绕组两端的电压典型地形成为脉冲列，其频率对应于驱动晶体管的开关频率。当次级绕组电流为零，对应于二极管36的电流为零时，辅助绕组两端的电压对应于脉冲的下降沿。这样，测量准确电压值需要，特别是在下降沿，利用足够的脉冲完整性准确定义脉冲。此外，直接跟随上升沿的电压值包括由变压器漏抗引起的激振(ringing)。这样，脉冲完整性也需要电压值具有足够时间去稳定追随上升沿。更高的开关频率使脉宽最小化，并由此提供用于电压稳定的更短的时间。至少由于这些原因，通常很难实现具有足够脉冲完整性的脉冲。

发明内容

开关模式电力变换器的实施例涉及一种反馈机制，通过这种机制，电力变换器次级侧产生具有准确定义的完整性的脉冲编码列，并发送至初级侧，由波形分析器解码和应用从而调节电力变换器输出。脉冲列由次级侧控制器调制。这样的技术允许在电隔离阻挡层上发送调节数据而无需使用光耦合电路。编码信息通过调制脉冲列的脉冲包含于编码脉冲列中，包括但不限于，脉冲宽度、脉冲幅度、脉冲频率、或它们的任意组合。例如，脉冲列可以由多个脉冲在预定时间段内调制，或者由多个具有不同幅度的脉冲在预定时间段内调制。在一些实施例中，主变压器被用作从电力变换器次级侧至初级侧的信号发送器。在一些实施例中，脉冲编码列由初级侧的控制器识别并被转换为输入至波形分析器中的触发器电路的设置或复位信号。波形分析器产生脉冲列为主功率开关通电。在一些实施例中，发送的编码脉冲列嵌入允许电隔离阻挡层充当容性信号发送器的高频调制。

一方面，公开了一种控制开关模式电力变换器的方法。该方法包括配置一种开关模式电力变换器，其包括变压器、耦接至变压器次级绕组的输出电路、耦接至变压器初级绕组的第一开关和耦接至第一开关的第一控制器。输出电路包括耦接至变压器次级绕组的第二开关、和耦接至第二开关的第二控制器。该方法还包括测量输出电路的输出特性(characteristic)。该方法还包括由第二控制器驱动第二开关产生编码信号。编码信号包括基于输出特性的编码控制信息。该方法还包括将编码信号从输出电路发送至第一控制器，并由第一控制器解码编码信号，从而识别控制信息。该方法还包括根据控制信息产生驱动信号，并使用驱动信号驱动第一开关，从而调节输出特性。

编码信号可以是具有调制的多个电压脉冲的脉冲列信号。调制的多个脉冲可通过调制脉冲幅度、脉冲频率、脉冲宽度、脉冲延迟、多个脉冲周期中的一个或多个来调制。编码信号可在第一开关关断期间发送。输出特性可以是电力变换器的输出电压、输出电流和输出功率中的一个或多个。控制信息可以是输出特性。控制信息可以是控制指令。产生编码信号可包括根据预定模式产生和应用驱动信号至第二开关来导通或关断第二开关，从而导致跨越变压器的次级绕组两端的调制的多个电压脉冲。导通第二开关可使能负次级电流通过次级绕组。使能负次级电流可包括使能由输出电路中的输出电容器至次级绕组的另一电流通路。次级绕组可磁耦合至辅助绕组，并且辅助绕组可耦接至第一控制器，且其中发送编码信号可包括使用次级绕组和辅助绕组之间的磁耦合来将编码信号由输出电路发送至第一控制器。发送编码信号可包括使用电力变换器的初级侧和次级侧之间的寄生电容。寄生电容可以是变压器的寄生电容。寄生电容可以是安装电力变换器的印刷电路板的固有电容，其中固有电容是由布置在电隔离阻挡层任一侧的组件产生的。第一开关可以是第一晶体管，且第二开关可以是第二晶体管。

另一方面，公开了一种开关模式电力变换器。该电力变换器包括变压器、第一开关、第一控制器、第二开关、第二控制器和感测电路。变压器具有耦接至输入电源电压的初级绕组和次级绕组。第一开关与初级绕组串联耦接。第一控制器耦接至上述开关，其中第一控制器被配置为导通和关断第一开关。第二开关与次级绕组串联耦接。第二控制器耦接至第二开关，其中第二控制器被配置为导通和关断第二开关。感测电路耦接至次级绕组和第二控制器，其中感测电路被配置为感测电力变换器的输出特性。第二控制器被配置为驱动第二开关产生编码信号，其中编码信号包括基于输出特性的编码控制信息。变压器被配置为信号发送器以将编码信号由变压器次级侧发送至变压器初级侧。第一控制器被配置为解码编码信号以识别控制信息，根据控制信息产生驱动信号，并使用驱动信号驱动第一开关以调节输出特性。

编码信号可以是具有调制的多个电压脉冲的脉冲列信号。调制的多个脉冲可通过调制脉冲幅度、脉冲频率、脉冲宽度、脉冲延迟、多个脉冲周期中的一个或多个来调制。编码信号可在第一开关关断期间发送。输出特性可以是电力变换器的输出电压、输出电流和输出功率中的一个或多个。控制信息可包括输出特性。控制信息可包括控制指令。电力变换器还可包括耦接至第一控制器的辅助绕组，其中辅助绕组与次级绕组磁耦合。变压器可被配置为使用次级绕组和辅助绕组之间的磁耦合将编码信号由次级绕组发送至辅助绕组。变压器可被配置为使用电力变换器初级侧和次级侧之间的寄生电容将编码信号由次级绕组发送至辅助绕组。寄生电容可以是变压器的寄生电容。寄生电容可以是安装电力变换器的印刷电路板的固有电容，其中固有电容是由布置在电隔离阻挡层任一侧的组件产生的。第一开关可以是第一晶体管，且第二开关可以是第二晶体管。感测电路可以是分压电路。电力变换器还可包括与第二开关并联耦接的二极管和与二极管串联耦接的输出电容器，其中二极管被配置为正向偏压时使能电流从次级绕组流向输出电容器。第二开关导通时，输出电容器和变压器的次级绕组之间可形成另一电流通路，且其中负次级电流经由该另一电流通路由输出电容器流至次级绕组。当形成另一电流通路时，输出电容器可放电产生负次级电流。输出电路可被配置为双向电流电路，其中第一电流流向对应于正次级电流，从次级绕组流向输出电容器且流向输出电路的输出端来传送电能，且第二电流流向对应于负次级电流，从输出电容器流向次级绕组从而控制耦接于初级绕组的第一开关的通断。电力变换器可被配置为反激型电力变换器电路、正向型电力变换器电路、推挽型电力变换器电路、半桥型电力变换器电路和全桥型电力变换器电路之一。

附图说明

参照附图描述多个示例实施例，其中相同的组件采用相同的附图标记。示例实施例意在描述，但并不限制本发明。附图包括如下图示：

图1示出包括光耦合器电路的传统调节开关模式电力变换器。

图2示出包括磁耦接的反馈电路的传统调节电力变换器。

图3示出了传统的实时波形分析器的功能框图。

图4示出了根据一种实施例的电力变换器。

图5示出了根据一种实施例的用于处理编码电压脉冲列的控制器的一部分的功能框图。

具体实施方式

本发明的实施例涉及一种电力变换器。本领域技术人员可知，以下电力变换器的具体说明仅为示例，并不旨在任何方式的限定。电力变换器的其他实施例也可由本领域技术人员在本发明的教义下很容易的得到。

现在参照附图详细描述电力变换器的实施方式。在附图和以下详细说明中使用相同的参考标记来表示相同或相似的部件。清楚起见，并非所述实施方式中所有的常规特征均在此示出或描述。当然，可以理解的是，在任意这样实际实施方式的开发中，必须做出多个具体实施方式的决定来达到开发者的具体目的，例如服从于应用和商业的相关限定，并且这些具体目的从一种实施方式到另一种实施方式，从一个开发者到另一个开发者而不同。此外，应当理解的是，这样的开发努力可能复杂耗时，但其不过是本领域普通技术人员在本发明教义下进行的常规工程。

图4示出了根据一种实施例的电力变换器。电力变换器100被配置为在输入节点Vin接收未稳压的DC电压信号，并提供稳定的输出电压Vout。电路的输入电压可以是来源于经过整流后的AC电源的未稳压的DC电压。输入电压通常被滤波，诸如经由电容器102滤波。

电力变换器100被配置为反激变换器。应当理解的是，此处描述的概念可以应用于其他配置的开关模式变换器中，包括但不限于，正向变换器、推挽变换器、半桥变换器和全桥变换器。电力变换器100包括具有初级绕组P1和次级绕组S1的隔离变压器104。初级绕组P1电耦接于输入电压Vin和包括开关106、感测电阻器112和控制器110的驱动电路。开关106与变压器104的初级绕组P1及感测电阻器112串联耦接。控制器110耦接于开关106来导通和关断该开关。

电力变换器100还包括耦接于变压器104次级绕组S1的输出电路。输出电路包括续流整流二极管116、开关118、控制器120和输出电容器126。开关118与二极管116并联耦接。二极管116的阳极与次级绕组的第一端耦接。二极管116的阴极耦接至输出电容器126的第一端并耦接至输出节点Vout。输出电容器126跨越输出负载耦接至Vout节点，负载表示为电阻器128。控制器120耦接至开关118来导通和关断该开关。输出电路还包括感测电路，被配置为测量要被调节的电路特性，如输出电压、输出电流和/或输出功率。在该示例配置中以及接下来的说明中，电源电路被描述为感测和调节输出电压Vout。图4所示的示例配置中，感测电路包括电阻分压器，包括与电容器126并联耦接的电阻器122和124来测量电容器126两端的电压。应当理解的是，也可使用可替换感测电路来测量输出电压Vout。总之，感测电路可以被配置为使用任意传统技术来确定调节电路的特性值。

开关106和开关118均是合适的开关设备。在示例实施例中，开关106和辅助开关118均是n型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)设备。可替换地，本领域技术人员熟知的任何其他半导体开关设备也可以替代开关106和/或开关118。接下来的描述基于n沟道MOSFET。

电力变换器100具有反馈环，包括与变压器104的次级绕组S1和控制器110耦接的磁耦接反馈电路。磁耦接反馈电路包括二极管108、电容器130、电阻器132和134，以及辅助绕组114。辅助绕组114与串联的电阻器132和134并联耦接。辅助绕组114还与次级绕组S1磁耦合。当通过二极管116的电流为零时，如果匝数比为1：1或在其他正比于匝数比的情况下，次级绕组S1两端的电压等于辅助绕组114两端的电压。这样的关系提供了用于将次级绕组S1两端的电压作为反馈通信至电路初级侧的手段。次级绕组S1两端电压值是流过次级绕组S1的次级电流的函数。流过二极管116的电流为零时，晶体管118由控制器120来选择性地导通和关断。当晶体管118导通时，从充电电容器126至次级绕组S1形成可替换的电流路径。可替换的电流路径使得负电流能够流过次级绕组S1。以这种方式，控制器120产生选择性地导通或关断晶体管118的驱动信号，由此跨越次级绕组S1两端产生电压脉冲的编码列。配置驱动信号，使得电压脉冲由编码信息调制。以这种方式，编码电压脉冲列在对应于开关106断开且通过二极管116的正次级电流已经下降为零的延迟期间发送。

在一些实施例中，编码信息为所测得的要被调节的输出电路特性，如输出电压Vout。这种情况下，控制器120接收感测的输出电压Vout，并产生驱动信号，从而导致跨越次级绕组S1两端的调制的电压脉冲列，对该脉冲列编码以传递感测的输出电压Vout。以这种方式，编码信号以编码电压脉冲列的形式产生，此处所测得的输出电压Vout的DC电平被编码为编码信号。编码信息通过调制脉冲列的脉冲包含于编码脉冲列中，包括但不限于，脉冲宽度、脉冲幅度、脉冲频率，或它们的任意组合。例如，脉冲列可以由多个脉冲在预定时间段内调制，或者由多个具有不同幅度的脉冲在该时间段内调制。

辅助绕组114磁耦合于次级绕组S1，并且当通过二极管116的电流为零时，辅助绕组114两端的电压等于或正比于次级绕组S1两端的电压。这样，经由磁耦合的辅助绕组114和次级绕组S1，跨过电隔离阻挡层发送编码电压脉冲列。

当晶体管106关断且通过二极管116的电流为零时，测得跨越辅助绕组114两端的编码电压脉冲列。电压VA正比于辅助绕组114两端的电压并由此表示编码电压脉冲列。电压VA作为反馈电压VFB提供给控制器110，其中反馈电压VFB表示编码电压脉冲列。对照其中反馈电压VFB为主晶体管44每个开关周期中的单个脉冲的图2中的传统电力变换器，输入至控制器110的反馈变压VFB为主晶体管106每个开关周期中的脉冲列。脉冲列包括识别所测输出电压Vout的编码信息，再次对照其中单个脉冲表示实际的输出电压Vout的图2的传统电力变换器。

控制器110被配置为接收反馈电压FB。通过晶体管106的电流还作为反馈电流IFB提供至控制器110。控制器110包括实时波形分析器，分析输入反馈信号，如反馈电压VFB和反馈电流IFB。图5示出了根据一种实施例的控制器110的一部分的功能框图，该控制器用于处理编码电压脉冲列。输入控制器110的反馈电压VFB由脉冲列接收器140接收。脉冲列接收器是诸如高通滤波器的数字滤波元件，对接收的编码电压脉冲列进行滤波。脉冲列接收器140输出的过滤信号输入到信号完整性辨别器142，信号在这里被解码并且被编码为编码电压脉冲列的所测输出电压Vout被识别。信号完整性辨别器142产生和输出对应于识别出的输出电压Vout的驱动信号。驱动信号输入数字到模拟转换器144并被转换为相应的DC电平。

转换器144输出的DC电平输入至波形分析器146作为“电压感测”。反馈电流IFB输入至波形分析器作为“电流感测”。提供电压感测作为误差放大器148的第一输入。提供电流感测作为误差放大器150的第一输入。误差放大器148和150是调节手段的接收器，在这个配置中，调节手段为电压感测和电流感测。误差放大器148比较输入电压感测和参考电压并输出第一差值。第一差值按照误差放大器148的增益进行放大。误差放大器150比较放大的第一差值和电流感测并输出第二差值，该第二差值为“高”或“低”。脉宽调制(PWM)模块152被配置为数字触发器设备。PWM模块152的输出根据时钟154的开关频率设定，并由误差放大器150输入的“高”或“低”值来复位。应用至复位引脚的可变信号产生一个作为由脉宽调制的脉冲列的输出信号。多输入端“或门”156输入时钟信号、脉冲列信号、关断信号，以及OVP/UVP/OTP信号。当“或门”的输入之一为“高”时，“或门”156输出高电压值或者当“或门”的所有输入为低时，“或门”156输出低电压值。“或门”156的输出由放大器158放大并输出以驱动晶体管106的栅极(图4)。“或门”156输出的高电压值对应于导通图4中的晶体管106。“或门”156输出的低电压值对应于关断晶体管106。“或门”156还使得能够通过监测异常情况，如欠压，过压，过热等将高电压值传播至输出端。以这种方式，可以修改从PWM模块152输出的每个脉冲的脉宽，从而将输出电压调整为稳压。

一般来说，波形分析器的控制复杂性与控制自变量取样相校准，以实现整个系统的功能性能。取样自变量可以是电流、电压和阻抗的形式。系统的功能性能是脉宽调制(PWM)、脉频调制(PFM)和脉幅调制(PAM)的形式。图5所示的波形分析器是示例实施方式。应当理解的是，也可使用可替换的电路和方法来处理变换器144输出的DC电平，并输出信号来适当地驱动晶体管106。还应当理解的是，可以可替换地配置控制器110以处理编码电压脉冲列并产生驱动信号控制晶体管106。

运行中，电路输出特性在开关模式电力变换器的次级侧测得。在示例应用中，电路输出特性为输出电压Vout。当初级侧主晶体管关断时，次级侧控制器产生驱动信号来控制次级侧晶体管。驱动信号选择性地导通和关断次级侧晶体管，从而导致跨越次级绕组两端的电压脉冲的编码列。所测得的输出电压Vout被编码为编码电压脉冲列。在一些实施例中，编码电压脉冲列通过两个绕组之间的磁耦合由次级绕组发送至辅助绕组。在其他实施例中，使用变压器或印刷电路板固有电容的寄生电容跨过电隔离阻挡层，将编码电压脉冲列由次级绕组发送至辅助绕组，这里印刷电路板电容是由于变压器的构造和相应的电力变换器组件的电路布局。编码电压脉冲列由初级侧控制器接收和解码。初级侧控制器根据解码信息识别所测的输出电压Vout并产生对应于识别的输出电压Vout的驱动信号。在一些实施例中，驱动信号转换为作为电压感测输入波形分析器的DC电平。波形分析器使用输入电压感测来产生驱动信号，从而控制初级侧主晶体管并调节输出电压Vout。

尽管前文中编码电压脉冲列中的编码信息描述为包含识别输出电压Vout的信息，但编码电压脉冲列还可以可替换地调制为包括额外的或可替换的信息。这些信息包括，但不限于，导通或关断初级侧主晶体管的简单指令、短路状态指示符或稳压的电压输出的指示符。每种类型的信息均表示为独立编码。

在可替换配置中，使用双向开关代替二极管116和晶体管118。双向开关的主体二极管充当续流二极管116。双向开关的控制与晶体管118类似，以使能负次级电流Isec。

已经根据合并了细节的具体实施例描述了本申请以便于理解电力变换器的构造原理和操作。各个图中示出和描述的多个组件可以进行互换以达到所需结果，并且这些描述也应当理解为包括这样的互换。这样，本文提及的具体实施例和它们的细节并不意在限制所附权利要求的范围。对于选作描述的实施例作出的修改并不脱离本申请的教义和范围，这对于本领域技术人员来说是显而易见的。

Claims (34)

1.一种控制开关模式电力变换器的方法，包括：

a.配置开关模式电力变换器，该电力变换器包括变压器、耦接至变压器次级绕组的输出电路、耦接至变压器初级绕组的第一开关和耦接至第一开关的第一控制器，其中输出电路包括耦接至变压器次级绕组的第二开关以及耦接至第二开关的第二控制器；

b.测量输出电路的输出特性；

c.由第二控制器驱动第二开关产生编码信号，其中编码信号包括基于输出特性的编码控制信息；

d.将编码信号由输出电路发送至第一控制器；

e.由第一控制器解码编码信号以识别控制信息；

f.根据控制信息产生驱动信号；以及

g.使用驱动信号驱动第一开关以调节输出特性。

2.根据权利要求1所述的方法，其中编码信号包括具有调制的多个电压脉冲的脉冲列信号。

3.根据权利要求2所述的方法，其中调制的多个脉冲通过调制脉冲幅度、脉冲频率、脉冲宽度、脉冲延迟以及多个脉冲周期中的一个或多个来调制。

4.根据权利要求1所述的方法，其中在第一开关关断期间发送编码信号。

5.根据权利要求1所述的方法，其中输出特性为电力变换器的输出电压、输出电流和输出功率中的一个或多个。

6.根据权利要求1所述的方法，其中控制信息包括输出特性。

7.根据权利要求1所述的方法，其中控制信息包括控制指令。

8.根据权利要求1所述的方法，其中产生编码信号包括根据预定模式产生和应用驱动信号至第二开关来导通和关断第二开关，从而导致跨越变压器的次级绕组两端的调制的多个电压脉冲。

9.根据权利要求8所述的方法，其中导通第二开关使能负次级电流通过次级绕组。

10.根据权利要求9所述的方法，其中使能负次级电流包括使能由输出电路中的输出电容器至次级绕组的另一电流通路。

11.根据权利要求1所述的方法，其中次级绕组磁耦合至辅助绕组，且辅助绕组耦接至第一控制器，且其中发送编码信号包括使用次级绕组和辅助绕组之间的磁耦合来将编码信号由输出电路发送至第一控制器。

12.根据权利要求1所述的方法，其中发送编码信号包括使用电力变换器的初级侧和次级侧之间的寄生电容。

13.根据权利要求12所述的方法，其中寄生电容包括变压器的寄生电容。

14.根据权利要求12所述的方法，其中寄生电容包括安装了电力变换器的印刷电路板的固有电容，其中固有电容是由布置在电隔离阻挡层任一侧的组件产生的。

15.根据权利要求1所述的方法，其中第一开关包括第一晶体管，第二开关包括第二晶体管。

16.一种开关模式电力变换器，包括：

a.变压器，具有耦接至输入电源电压的初级绕组和次级绕组；

b.与初级绕组串联耦接的第一开关；

c.耦接至上述开关的第一控制器，其中第一控制器被配置为导通和关断第一开关；

d.与次级绕组串联耦接的第二开关；

e.耦接至第二开关的第二控制器，其中第二控制器被配置为导通和关断第二开关；

f.耦接至次级绕组和第二控制器的感测电路，其中感测电路被配置为感测电力变换器的输出特性，

其中第二控制器被配置为驱动第二开关产生编码信号，其中编码信号包括基于输出特性的编码控制信息，且其中变压器被配置为信号发送器以将编码信号由变压器次级侧发送至变压器初级侧，其中第一控制器被配置为解码编码信号以识别控制信息，根据控制信息产生驱动信号，并使用驱动信号驱动第一开关以调节输出特性。

17.根据权利要求16所述的电力变换器，其中编码信号包括具有调制的多个电压脉冲的脉冲列信号。

18.根据权利要求17所述的电力变换器，其中调制的多个脉冲通过调制脉冲幅度、脉冲频率、脉冲宽度、脉冲延迟、以及多个脉冲周期中的一个或多个来调制。

19.根据权利要求16所述的电力变换器，其中在第一开关关断期间发送编码信号。

20.根据权利要求16所述的电力变换器，其中输出特性为电力变换器的输出电压、输出电流和输出功率中的一个或多个。

21.根据权利要求16所述的电力变换器，其中控制信息包括输出特性。

22.根据权利要求16所述的电力变换器，其中控制信息包括控制指令。

23.根据权利要求16所述的电力变换器，还包括耦接至第一控制器的辅助绕组，其中辅助绕组与次级绕组磁耦合。

24.根据权利要求23所述的电力变换器，其中变压器被配置为使用次级绕组和辅助绕组之间的磁耦合将编码信号由次级绕组发送至辅助绕组。

25.根据权利要求23所述的电力变换器，其中变压器被配置为使用电力变换器初级侧和次级侧之间的寄生电容将编码信号由次级绕组发送至辅助绕组。

26.根据权利要求25所述的电力变换器，其中寄生电容包括变压器的寄生电容。

27.根据权利要求25所述的电力变换器，其中寄生电容包括安装了电力变换器的印刷电路板的固有电容，其中固有电容是由布置在电隔离阻挡层任一侧的组件产生的。

28.根据权利要求16所述的电力变换器，其中第一开关包括第一晶体管，第二开关包括第二晶体管。

29.根据权利要求16所述的电力变换器，其中感测电路包括分压电路。

30.根据权利要求16所述的电力变换器，还包括与第二开关并联耦接的二极管和与二极管串联耦接的输出电容器，其中二极管被配置为正向偏压时使能电流从次级绕组流向输出电容器。

31.根据权利要求30所述的电力变换器，其中第二开关导通时，输出电容器和变压器次级绕组之间形成另一电流通路，且其中负次级电流经由该另一电流通路由输出电容器流至次级绕组。

32.根据权利要求31所述的电力变换器，其中当形成另一电流通路时，输出电容器放电产生负次级电流。

33.根据权利要求31所述的电力变换器，其中输出电路被配置为双向电流电路，其中第一电流流向对应于正次级电流，从次级绕组流向输出电容器且流向输出电路的输出端来传送电能，并且第二电流流向对应于负次级电流，从输出电容器流向次级绕组从而控制耦接于初级绕组的第一开关的通断。

34.根据权利要求16所述的电力变换器，其中电力变换器被配置为反激型电力变换器电路、正向型电力变换器电路、推挽型电力变换器电路、半桥型电力变换器电路、和全桥型电力变换器电路之一。