CN103650333A - 车辆和车辆的控制方法 - Google Patents

Abstract

控制装置预先存储从变换器的开关断开动作时刻到变换器输出电压比控制目标值“0”低的时刻为止的时间作为死区时间Td。并且，控制装置在变换器的过调制PWM控制时，在时刻t1进行了开关断开动作之后经过了从存储器读出的死区时间Td的时刻t2开始开关接通动作。通过设定这样的死区时间Td，在开始开关断开动作的时刻t2，变换器输出电压比控制目标值“0”低。因此，在紧接着开关接通动作之后的变换器输出电压难以受到开关断开动作时的浪涌电压的影响，从而将变换器输出电压的峰值抑制为小的值。

Description

车辆和车辆的控制方法

技术领域

本发明涉及应用脉宽调制（PWM）控制的车辆和该车辆的控制方法。

背景技术

为了使用直流电源来控制交流电动机，采用使用了变换器的驱动方法。变换器由变换器驱动电路进行开关控制，将例如按照PWM控制而进行开关动作后的电压施加于交流电动机。

关于这样的PWM控制，在日本特开2008-22624号公报（专利文献1）中公开了如下技术：在电动发电机在高湿度环境下工作的情况下，通过将死区时间（dead time）设定为比通常时长，使在线圈绕组的间隙由表面电荷产生的电场相对减弱，从而防止容易发生局部放电的状况。

现有技术文献

专利文献1：日本特开2008-22624号公报

专利文献2:日本特开2010-104151号公报

发明内容

发明要解决的问题

PWM控制能够分为正弦波PWM控制和调制系数比正弦波PWM控制高的过调制PWM控制。在进行过调制PWM控制的情况下，与进行正弦波PWM控制的情况相比，具有极性反转时的开关断开期间（从开关断开动作时刻到下一个开关接通动作时刻的期间）变短的倾向。因此，需要在开关断开动作时的浪涌电压衰减之前进行下一个开关接通动作，根据下一个开关接通动作定时，开关断开动作时的浪涌电压与下一个开关接通动作时的变换器输出电压叠加，变换器输出电压（向马达施加的电压）的峰值有可能会成为非常高的值。然而，在上述的专利文献1、2中，关于这样的问题及其解决方法没有进行任何公开。

本发明是为了解决上述问题而完成的发明，其目的在于，将过调制PWM控制区域中的变换器输出电压的峰值抑制为低的值。

用于解决问题的手段

本发明涉及的车辆具备：电力控制器，其包括开关元件，输出与开关元件的动作相应的电压；和控制装置，其通过脉宽调制控制对开关元件的动作进行控制，由此使电力控制器的输出电压接近控制目标值。控制装置在调制系数比预定值高的过调制区域中，在开关元件的断开动作后输出电压比控制目标值低的时刻开始进行开关元件的接通动作。

优选，开关元件的断开动作后的输出电压的波形成为向控制目标值逐渐收敛的衰减波形。控制装置在过调制区域中，在开关元件的断开动作后，在输出电压成为衰减波形的极小点的时刻开始进行开关元件的接通动作。

优选，控制装置在开关元件的断开动作后经过了预定期间的时刻开始进行开关元件的接通动作。预定期间被预先设定为在过调制区域中，从开关元件的断开动作时刻到输出电压降低为比控制目标值低的时刻的期间。

优选，车辆还具备马达。电力控制器是输出向马达施加的电压的变换器。

本发明的其他方面是一种车辆的控制方法，所述车辆具备电力控制器和控制装置，所述电力控制器包括开关元件，输出与开关元件的动作相应的电压，所述控制装置通过脉宽调制控制对开关元件的动作进行控制，由此使电力控制器的输出电压接近控制目标值，所述控制方法包括：在调制系数比预定值高的过调制区域进行开关元件的断开动作的步骤；和在开关元件的断开动作后，在输出电压比控制目标值低的时刻开始进行开关元件的接通动作的步骤。

发明的效果

根据本发明，能够将过调制PWM控制区域中的变换器输出电压的峰值抑制为低的值。

附图说明

图1是车辆的整体结构图。

图2是对交流电动机的控制模式进行概括说明的图。

图3是表示交流电动机的动作状态与控制模式的对应关系的图。

图4是控制装置的功能框图。

图5是表示载波、电压指令、开关控制信号的各波形的一例的图。

图6是表示正弦波PWM控制时的变换器输出电压的波形的图。

图7是对正弦波PWM控制时的变换器输出电压的波形的一部分进行放大而得到的图。

图8是表示过调制PWM控制时的变换器输出电压的各波形的图。

图9是对过调制PWM控制时的变换器输出电压的波形的一部分进行放大而得到的图。

图10是表示过调制PWM控制时的死区时间Td与变换器输出电压的波形的对应关系的图。

图11是表示控制装置的处理步骤的流程图。

具体实施方式

以下，参照附图，对本发明的实施例进行详细说明。此外，图中相同标号表示相同或相当部分。

图1是本发明的实施例的车辆1的整体结构图。

参照图1，车辆1具备：直流电压产生部10#、平滑电容器C0、变换器（inverter）14、交流电动机M1和控制装置30。

车辆1是混合动力汽车、电动汽车、燃料电池车等利用电能产生车辆驱动力的汽车。

交流电动机M1是用于产生用于驱动车辆1的驱动轮的转矩的驱动用电动机。或者，该交流电动机M1可以构成为具有由发动机驱动的发电机的功能，也可以构成为同时具有电动机和发电机的功能。进而，交流电动机M1还可以对于发动机作为电动机来工作，例如作为能够进行发动机起动的设备而组装入混合动力汽车。即，在本实施例中，“交流电动机”包括交流驱动的电动机、发电机和电动发电机（motor generator）。

直流电压产生部10#包括：直流电源B、系统继电器SR1、SR2、平滑电容器C1和转换器（converter）12。

直流电源B代表性地由镍氢或锂离子等二次电池、或双电层电容器等蓄电装置构成。直流电源B输出的直流电压Vb和相对于直流电源B输入输出的直流电流Ib分别由电压传感器10和电流传感器11进行检测。

系统继电器SR1连接在直流电源B的正极端子与电力线6之间，系统继电器SR1连接在直流电源B的负极端子与接地线5之间。系统继电器SR1、SR2通过来自控制装置30的信号SE而接通/断开。

转换器12包括：电抗器L1、功率用半导体开关元件Q1、Q2和二极管D1、D2。功率用半导体开关元件Q1和Q2串联连接在电力线7与接地线5之间。功率用半导体开关元件Q1和Q2的接通/断开通过来自控制装置30的开关控制信号S1和S2进行控制。

在本发明的实施例中，作为功率用半导体开关元件（以下，简称为“开关元件”），可以使用IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管）、功率用MOS（Metal Oxide Semiconductor：金属氧化物半导体）晶体管或功率用双极晶体管等。对开关元件Q1、Q2配置有反并联二极管D1、D2。电抗器L1连接在开关元件Q1和Q2的连接节点与电力线6之间。另外，平滑电容器C0连接在电力线7与接地线5之间。

变换器14由并联设置在电力线7与接地线5之间的U相上下臂15、V相上下臂16和W相上下臂17构成。各相上下臂由串联连接在电力线7与接地线5之间的开关元件构成。例如，U相上下臂15由开关元件Q3、Q4构成，V相上下臂16由开关元件Q5、Q6构成，W相上下臂17由开关元件Q7、Q8构成。另外，开关元件Q3～Q8分别连接有反并联二极管D3～D8。开关元件Q3～Q8的接通/断开通过来自控制装置30的开关控制信号S3～S8进行控制。

交流电动机M1代表性地为三相的永磁体型同步电动机，构成为U、V、W相的三个线圈的一端共同连接于中性点。进而，各相线圈的另一端与各相上下臂15～17的开关元件的中间点连接。

转换器12在进行升压动作时，对从直流电源B供给的直流电压Vb进行升压，并将升压后的直流电压VH（以下，将与向变换器14输入的电压相当的该直流电压也称为“系统电压”）向变换器14供给。更具体而言，响应于来自控制装置30的开关控制信号S1、S2，交替地设置开关元件Q1的接通期间和开关元件Q2的接通期间（或者是开关元件Q1、Q2这两方断开的期间），升压比与它们的接通期间之比相对应。或者，若将开关元件Q1和Q2分别固定为接通和断开，则也能够使VH=Vb（升压比=1.0）。

另外，转换器12在进行降压动作时，对经由平滑电容器C0从变换器14供给的直流电压VH（系统电压）进行降压，对直流电源B充电。更具体而言，响应于来自控制装置30的开关控制信号S1、S2，交替地设置仅开关元件Q1接通的期间和开关元件Q1、Q2这两方断开的期间（或者是开关元件Q2的接通期间），降压比与上述接通期间的占空比相对应。

平滑电容器C0使来自转换器12的直流电压平滑化，并将该平滑化的直流电压向变换器14供给。电压传感器13对平滑电容器C0两端的电压、即系统电压VH进行检测，并将该检测值向控制装置30输出。

变换器14在交流电动机M1的转矩指令值为正（Trqcom＞0）的情况下，若从平滑电容器C0被供给直流电压，则通过响应于来自控制装置30的开关控制信号S3～S8的、开关元件Q3～Q8的开关动作，将直流电压变换为交流电压来驱动交流电动机M1，以输出正转矩。另外，变换器14在交流电动机M1的转矩指令值为零的情况下（Trqcom=0），通过响应于开关控制信号S3～S8的开关动作，将直流电压变换为交流电压来驱动交流电动机M1，以使转矩为零。由此，交流电动机M1被驱动成产生由转矩指令值Trqcom指定的零转矩或正转矩。

进而，在车辆1再生制动时，交流电动机M1的转矩指令值Trqcom被设定为负（Trqcom＜0）。在该情况下，变换器14通过响应于开关控制信号S3～S8的开关动作，将交流电动机M1发电产生的交流电压变换为直流电压，并将该变换后的直流电压（系统电压）经由平滑电容器C0向转换器12供给。此外，在此所说的再生制动包括：在由驾驶电动车辆的驾驶员进行了脚踏式制动器操作的情况下的伴随再生发电的制动、和虽然没有操作脚踏式制动器但是在行驶期间通过释放加速踏板来一边进行再生发电一边使车辆减速（或中止加速）。

电流传感器24对在交流电动机M1流动的马达电流进行检测，并将该检测到的马达电流向控制装置30输出。此外，由于三相电流iu、iv、iw的瞬时值之和为零，所以如图1所示，将电流传感器24配置成检测两相的马达电流（例如，V相电流iv和W相电流iw）就足够了。

旋转角传感器（旋转变压器（resolver，分相器））25对交流电动机M1的转子旋转角θ进行检测，并将该检测到的旋转角θ向控制装置30输出。在控制装置30中，能够基于旋转角θ计算出交流电动机M1的转速（旋转速度）和角速度ω（rad/s）。此外，通过由控制装置30根据马达电压、电流直接运算旋转角θ，也可以省略配置旋转角传感器25。

控制装置30由电子控制单元（ECU）构成，通过由未图示的CPU执行预先存储的程序而实现的软件处理和/或由专用的电子电路实现的硬件处理来控制车辆1的动作。

作为代表性的功能，控制装置30基于被输入的转矩指令值Trqcom、由电压传感器10检测到的直流电压Vb、由电流传感器11检测到的直流电流Ib、由电压传感器13检测到的系统电压VH以及来自电流传感器24的马达电流iv、iw、来自旋转角传感器25的旋转角θ等，通过后述的控制方式来控制转换器12和变换器14的动作，以使交流电动机M1输出与转矩指令值Trqcom相应的转矩。即，控制装置30生成用于如上述那样对转换器12和变换器14进行控制的开关控制信号S1～S8，并向转换器12和变换器14输出。

在转换器12的升压动作时，控制装置30对系统电压VH进行反馈控制，生成开关控制信号S1、S2，以使系统电压VH与电压指令值一致。

另外，控制装置30若从外部ECU接收到表示电动车辆进入了再生制动模式的信号RGE，则生成开关控制信号S3～S8并向变换器14输出，以将由交流电动机M1发电产生的交流电压变换为直流电压。由此，变换器14将由交流电动机M1发电产生的交流电压变换为直流电压并向转换器12供给。

进而，控制装置30若从外部ECU接收到表示电动车辆进入了再生制动模式的信号RGE，则生成开关控制信号S1、S2并向转换器12输出，以对从变换器14供给的直流电压进行降压。由此，交流电动机M1发电产生的交流电压被变换为直流电压，并在降压后供给到直流电源B。

以下，对由控制装置30进行的交流电动机M1的控制进行更加详细的说明。

图2是对本实施例的车辆1的交流电动机M1的控制模式进行概括说明的图。

如图2所示，在本实施例的车辆1中，切换使用三个控制模式来进行交流电动机M1的控制、即变换器14中的电力变换。

正弦波PWM控制作为通常的PWM控制来使用，按照正弦波状的电压指令与载波（代表性地为三角波）的电压比较来对各相上下臂元件的接通/断开进行控制。其结果，对于与上臂元件的接通期间对应的高电平期间和与下臂元件的接通期间对应的低电平期间的集合，控制占空比以使得在一定期间内该基波成分为正弦波。众所周知，在正弦波状的电压指令的振幅被限制为载波振幅以下的范围的正弦波PWM控制中，仅能够将向交流电动机M1施加的电压（以下，也简称为“马达施加电压”）的基波成分提高至变换器的直流链路（DC-link）电压的大约0.61倍左右。以下，在本说明书中，将马达施加电压（线间电压）的基波成分（有效值）与变换器14的直流链路电压（即，系统电压VH）之比称为“调制系数”。

在正弦波PWM控制中，正弦波的电压指令的振幅为载波振幅以下的范围，因此，施加于交流电动机M1的线间电压为正弦波。

过调制PWM控制，是如下的控制：在电压指令（正弦波成分）的振幅比载波振幅大的范围内进行与上述正弦波PWM控制同样的PWM控制。特别是，能够通过使电压指令从本来的正弦波波形变形（振幅修正）来提高基波成分，能够将调制系数从正弦波PWM控制模式下的最高调制系数提高至0.78的范围。在过调制PWM控制中，电压指令（正弦波成分）的振幅比载波振幅大，因此，施加于交流电动机M1的线间电压不是正弦波而是变形后的电压。

另一方面，在矩形波电压控制中，在上述一定期间内，向交流电动机施加高电平期间和低电平期间之比为1：1的矩形波的一个脉冲。由此，调制系数提高至0.78。

在交流电动机M1中，当转速和/或输出转矩增加时，感应电压变高，因此，所需要的驱动电压（马达所需电压）变高。需要将由转换器12提供的升压电压、即系统电压VH设定为比该马达所需电压高。另一方面，由转换器12提供的升压电压、即系统电压VH存在极限值（VH最大电压）。

因此，根据交流电动机M1的动作状态，选择性地应用PWM控制模式和矩形波电压控制模式中的任一模式，所述PWM控制模式通过马达电流的反馈来对马达施加电压（交流）的振幅和相位进行控制，由正弦波PWM控制或过调制PWM控制来实现。此外，在矩形波电压控制中，马达施加电压的振幅固定，因此，基于转矩实际值与转矩指令值的偏差，通过矩形波电压脉冲的相位控制来执行转矩控制。

图3是表示交流电动机M1的动作状态与上述控制模式的对应关系的图。

参照图3，概括而言，在低转速区域A1中，为了减小转矩变动而使用正弦波PWM控制，在中转速区域A2中应用过调制PWM控制，在高转速区域A3中应用矩形波电压控制。特别是，通过应用过调制PWM控制和矩形波电压控制，能够实现交流电动机M1的输出提高。这样，关于使用图2所示的控制模式的哪一个模式，基本上在可实现的调制系数的范围内决定。

图4是控制装置30的与PWM控制（正弦波PWM控制和过调制PWM控制）相关的部分的功能框图。图4所示的各功能框可以通过硬件实现，也可以通过软件实现。

参照图4，PWM控制通过控制装置30所包括的PWM控制部200来执行。PWM控制部200包括：电流指令生成部210、坐标变换部220、250、电压指令生成部240、PWM调制部260和死区时间设定部270。

电流指令生成部210按照预先制成的表等，生成与交流电动机M1的转矩指令值Trqcom相应的d轴电流指令值Idcom和q轴电流指令值Iqcom。

坐标变换部220通过使用了由旋转角传感器25检测的交流电动机M1的旋转角θ的坐标变换（三相→两相），基于由电流传感器24检测到的V相电流iv和W相电流iw来算出d轴电流Id和q轴电流Iq。

向电流指令生成部240输入d轴电流相对于指令值的偏差ΔId（ΔId=Idcom-Id）和q轴电流相对于指令值的偏差ΔIq（ΔIq=Iqcom-Iq）。电流指令生成部240对d轴电流偏差ΔId和q轴电流偏差ΔIq分别进行预定增益的PI（比例积分）运算而求出控制偏差，并生成与该控制偏差相应的d轴电压指令值Vd#和q轴电压指令值Vq#。

坐标变换部250通过使用了交流电动机M1的旋转角θ的坐标变换（两相→三相），将d轴电压指令值Vd#和q轴电压指令值Vq#变换为U相、V相、W相的各相电压指令Vu、Vv、Vw。

PWM调制部260基于由预定频率的三角波、锯齿波构成的载波（载波信号波）与各相电压指令Vu、Vv、Vw的比较，生成对变换器14的各相的上下臂元件的接通/断开进行控制的开关控制信号。

图5是表示载波、电压指令、开关控制信号的各波形（一个相的量）的一例的图。在图5所示的例子中，在电压指令比载波大的情况下开关控制信号为接通而成为开关接通期间，否则开关控制信号为断开而成为开关断开期间。

返回至图4，死区时间设定部270对由PWM调制部260生成的各相的开关控制信号分别设定死区时间Td。死区时间Td是使变换器14的各相的上下臂元件同时断开的期间。

死区时间设定部270将死区时间设定后的开关控制信号S3～S8输出至变换器14。

变换器14按照死区时间设定后的开关控制信号S3～S8被开关控制，由此向交流电动机M1的各相输出与转矩指令值Trqcom相应的模拟正弦波电压。由此，从交流电动机M1输出与转矩指令值Trqcom相应的转矩。以下，将从变换器14输出至交流电动机M1的模拟正弦波电压也称为“变换器输出电压”。

在具有如上结构的车辆1中，在进行调制系数比正弦波PWM控制高的过调制PWM控制的情况下，与进行正弦波PWM控制的情况相比，有时变换器输出电压会产生高的浪涌电压。

图6是表示正弦波PWM控制时的变换器输出电压的波形（一个相的量）的图。如上所述，控制装置30根据载波与电压指令的比较结果来控制变换器14的开关动作。由此，如图6所示，变换器输出电压在开关接通期间为“E”（严格地说为“+E”或“-E”），在开关断开期间为“0”。即，控制装置30将开关接通期间的变换器输出电压的控制目标值设为“E”（严格地说为“+E”或“-E”），将开关断开期间的变换器输出电压的控制目标值设为“0”，控制装置30控制变换器14的开关动作以使实际的变换器输出电压接近这些控制目标值。由此，变换器输出电压成为在“E”和“0”之间周期性变化的模拟正弦波电压。

在正弦波PWM控制时，载波振幅α比电压指令的振幅β大。因此，在正弦波PWM控制时开关断开期间比较长（参照图6的A部分）。

图7是对正弦波PWM控制时的变换器输出电压的波形的一部分（图6的A部分）进行放大而得到的图。正弦波PWM控制时的变换器输出电压的波形W1由开关断开动作时之后的波形W2和开关接通动作时之后的波形W3构成。

如图7的波形W2所示，在紧接着开关断开动作之后（紧接着开关控制信号从“接通”变化为“断开”之后），在变换器输出电压上瞬间叠加比较高的浪涌电压。该浪涌电压逐渐衰减。因此，开关断开动作之后的变换器输出电压的波形成为向开关断开期间的控制目标值“0”逐渐收敛的衰减波形。

在此，在正弦波PWM控制中，如上所述，开关断开期间比较长。因此，能够在变换器输出电压大致收敛于控制目标值“0”之后开始进行开关接通动作。因此，在紧接着开关接通动作之后的变换器输出电压的峰值比较低（参照波形W3）。

与此相对，在过调制PWM控制中，与正弦波PWM控制相比，开关断开期间非常短，在该影响下，紧接着开关接通动作之后的变换器输出电压的峰值有可能会成为非常高的值。

图8是表示过调制PWM控制时的变换器输出电压的各波形（一个相的量）的图。在过调制PWM控制时，调制系数被提高成电压指令的振幅β比载波振幅α大，因此，与正弦波PWM控制相比，开关断开期间非常短（参照图8的B部分）。该现象在过调制PWM控制区域中调制系数特别高的区域（靠近矩形波控制区域的区域）尤为显著。

图9是对过调制PWM控制时的变换器输出电压的波形的一部分（图8的B部分）进行放大而得到的图。过调制PWM控制时的变换器输出电压的波形W4由开关断开动作时之后的波形W5和开关接通动作时之后的波形W6构成。

如图9的波形W5所示，在过调制PWM控制时，也与正弦波PWM控制同样，在紧接着开关断开动作之后的变换器输出电压上瞬间叠加高浪涌电压，然后，变换器输出电压向控制目标值“0”逐渐收敛。然而，在过调制PWM控制中，如上所述，开关断开期间非常短。在该影响下，需要在变换器输出电压收敛于控制目标值“0”之前就开始进行开关接通动作。因此，根据开关接通动作的开始定时，受开关断开动作时的浪涌电压的影响，在紧接着开关接通动作之后的变换器输出电压有可能会成为极高的峰值（参照图9的波形W6）。

因此，本实施例的控制装置30在进行过调制PWM控制时，在开关断开动作后变换器输出电压比控制目标值“0”低的时刻开始进行开关接通动作。具体而言，死区时间设定部270对过调制PWM控制时的死区时间Td进行设定，以使得在开关断开动作后变换器输出电压比控制目标值“0”低的时刻开始进行开关接通动作。由此，将过调制PWM控制区域的变换器输出电压的峰值抑制为低的值，减少施加于马达的浪涌电压。

此外，在本发明中，“变换器输出电压比控制目标值‘0’低”意味着：以开关接通期间的控制目标值“E”为基准，变换器输出电压比控制目标值‘0’更远离控制目标值“E”。因此，“变换器输出电压比控制目标值‘0’低”意味着：在开关接通期间的控制目标值为“+E”时，变换器输出电压为负值，在开关接通期间的控制目标值为“-E”时，变换器输出电压为正值。

图10是表示过调制PWM控制时的死区时间Td与变换器输出电压的波形的对应关系的图。

控制装置30在时刻t1进行了开关断开动作之后，在经过了死区时间Td的时刻t2开始进行开关接通动作。

在此，在本实施例中，死区时间Td被设定为从开关断开动作时刻到变换器输出电压比控制目标值“0”低的时刻的时间。例如，利用实验等预先求出从开关断开动作时刻到变换器输出电压比控制目标值“0”低的时刻的时间，并将所求出的时间作为死区时间Td而预先存储在存储器中。然后，在过调制PWM控制时，死区时间设定部270设定从存储器读出的死区时间Td。此外，由于变换器输出电压的衰减波形的频率由转换器12的电抗器L1的电感成分、平滑电容器C0的电容成分等决定，所以能够考虑这些来设定死区时间Td。

通过这样设定死区时间Td，在开始开关断开动作的时刻t2，如图10所示，变换器输出电压比控制目标值“0”低（变换器输出电压比控制目标值“0”更远离控制目标值“E”）。由此，紧接着开关接通动作之后的变换器输出电压难以受到开关断开动作时的浪涌电压的影响，将变换器输出电压的峰值抑制为小的值。

以往，没有对死区时间Td的设定添加如本实施例这样的要件，因此，例如如单点划线所示，有可能会在变换器输出电压的衰减波形比控制目标值“0”高（变换器输出电压比控制目标值“0”更接近控制目标值“E”）的时刻开始进行开关接通动作，有可能会使变换器输出电压的峰值成为极高的值。在本实施例中能够防止这样的问题于未然。

此外，死区时间Td不限于图10所示的死区时间。例如，若将从开关断开动作时刻到变换器输出电压的衰减波形极小的时刻的时间（例如图10所示的最佳死区时间Tdbest）设定为死区时间Td，则能够将变换器输出电压的峰值抑制为最小的值。因此，也可以以该最佳死区时间Tdbest为目标来设定死区时间Td。

另外，也可以在变换器输出电压的衰减波形比控制目标值“0”低的时间内（例如图10的时间T1、T2内）任意改变死区时间Td的结束时刻。例如，如图10的双点划线所示，也可以将死区时间Td的结束时刻设为时间T2所包含的时刻t3，在时刻t3开始进行开关接通动作。

图11是表示对过调制PWM控制时的死区时间Td进行设定时的控制装置30的处理步骤的流程图。

在步骤（以下，将步骤省略为“S”）10中，控制装置30对指令电压是否低于载波进行判定。

在指令电压低于载波的情况下（在S10中为“是”），控制装置30将处理移向S11，进行开关断开动作。

在S12中，控制装置30从存储器读出死区时间Td，对是否从开关断开动作时刻经过了死区时间Td进行判定。如上所述，该死区时间Td为利用实验等预先求出从开关断开动作时刻到变换器输出电压比控制目标值“0”低的时刻的时间并存储的值。

在经过死区时间Td之前（在S12中为“否”），控制装置30将处理返回至S11，继续进行开关断开动作。

在经过了死区时间Td时（在S12中为“是”），控制装置30将处理移向S13，进行开关接通动作。由此，在变换器输出电压比控制目标值“0”低的时刻开始进行开关接通动作。

如以上说明那样，本实施例的车辆1在变换器14的过调制PWM控制时，在开关断开动作后变换器输出电压比控制目标值“0”低的时刻开始进行开关接通动作。因此，能够将过调制PWM控制区域中的变换器输出电压的峰值抑制为低的值。

此外，在本实施例中，作为在变换器输出电压比控制目标值“0”低的时刻开始进行开关接通动作的具体方法之一，对将过调制PWM控制时的死区时间Td预先设定为满足这样的要件的值的情况进行了说明。但是，例如，若是具备能够以短周期高精度地检测变换器输出电压的电压传感器的车辆，则也可以在使用该电压传感器实际检测到变换器输出电压比控制目标值“0”低的时刻开始进行开关接通动作。

应该认为，本次公开的实施例在所有方面都是例示而不是限制性的内容。本发明的范围不是通过上述说明来表示，而是通过权利要求书来表示，意在包含与权利要求书等同的含义以及范围内的所有变更。

标号说明

10电压传感器，10＃直流电压产生部，11、24电流传感器，12转换器，14变换器，25旋转角传感器，30控制装置，200PWM控制部，210电流指令生成部，220、250坐标变换部，240电压指令生成部，260PWM调制部，270死区时间设定部，B直流电源，C0、C1平滑电容器，D1、D2反并联二极管，D1、D2二极管，L1电抗器，M1交流电动机，Q1～Q8开关元件，SR1、SR2系统继电器。

Claims (5)

1.一种车辆，具备：

电力控制器（14），其包括开关元件（Q3～Q8），输出与所述开关元件的动作相应的电压；和

控制装置（30），其通过脉宽调制控制对所述开关元件的动作进行控制，由此使所述电力控制器的输出电压接近控制目标值，

所述控制装置，在调制系数比预定值高的过调制区域中，在所述开关元件的断开动作后，在所述输出电压比所述控制目标值低的时刻，开始进行所述开关元件的接通动作。

2.根据权利要求1所述的车辆，

所述开关元件的断开动作后的所述输出电压的波形成为向所述控制目标值逐渐收敛的衰减波形，

所述控制装置，在所述过调制区域中，在所述开关元件的断开动作后，在所述输出电压成为所述衰减波形的极小点的时刻，开始进行所述开关元件的接通动作。

3.根据权利要求1所述的车辆，

所述控制装置在所述开关元件的断开动作后经过了预定期间的时刻开始进行所述开关元件的接通动作，

所述预定期间被预先设定为：在所述过调制区域中，从所述开关元件的断开动作时刻到所述输出电压比所述控制目标值低的时刻的期间。

4.根据权利要求1所述的车辆，

所述车辆还具备马达（M1），

所述电力控制器是输出向所述马达施加的电压的变换器。

5.一种车辆的控制方法，所述车辆具备电力控制器（14）和控制装置（30），所述电力控制器（14）包括开关元件（Q3～Q8），输出与所述开关元件的动作相应的电压，所述控制装置（30）通过脉宽调制控制来对所述开关元件的动作进行控制，由此使所述电力控制器的输出电压接近控制目标值，所述车辆的控制方法包括：

在调制系数比预定值高的过调制区域，进行所述开关元件的断开动作的步骤；和

在所述开关元件的断开动作后，在所述输出电压比所述控制目标值低的时刻，开始进行所述开关元件的接通动作的步骤。

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