JP7534983B2 - インバータの制御装置 - Google Patents

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Description

本発明は、多相の回転電機と、回転電機を構成する電機子巻線に電気的に接続されたインバータと、を備える回転電機システムに適用されるインバータの制御装置に関する。
この種の制御装置は、電機子巻線に電流を流して回転電機の駆動制御を行うために、インバータを構成する各相のスイッチのスイッチング制御を行う。ここで、スイッチの駆動状態の切り替えに伴ってサージ電圧が発生する。
サージ電圧を低減するための制御装置として、特許文献１には、スイッチの駆動状態の切り替えにおける各相のスイッチング間隔が、サージ電圧の変動期間に基づく所定の範囲外となるように、パルス幅変調における変調率等のパラメータを変更するものが開示されている。これにより、同相内で発生するサージ電圧の重畳の抑制を図っている。
特開２０１１－１０８３６５号公報
ところで、パルス幅変調では、各相の変調信号とキャリア信号との比較に基づいて、各相のスイッチのスイッチング制御が行われる。具体的には、変調信号とキャリア信号との交点においてスイッチの駆動状態が切り替えられ、この駆動状態の切り替えに伴ってサージ電圧が発生する。そのため、各相における変調信号とキャリア信号との交点が重なると、つまり変調信号の交点とキャリア信号とが重なると、異なる相のスイッチの駆動状態が同時に切り替えられることで、異なる相で発生するサージ電圧が重畳してしまう。
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、異なる相で発生するサージ電圧の重畳を抑制できるインバータの制御装置を提供することを主たる目的とする。
上記課題を解決するための手段は、多相の回転電機と、前記回転電機を構成する電機子巻線に電気的に接続されたインバータと、を備える回転電機システムに適用されるインバータの制御装置であって、前記回転電機の駆動制御を行うために、前記回転電機の１電気角周期を前記回転電機の相数で除算した値ずつずれた各相の変調信号とキャリア信号との比較に基づくパルス幅変調により、前記インバータを構成する各相のスイッチのスイッチング制御を行う制御部と、前記回転電機の相数をＭとし、前記変調信号の周波数である変調信号周波数をｆｅとし、Ｎを自然数とした場合に、前記キャリア信号の周波数であるキャリア周波数を「Ｍ×Ｎ×ｆｅ」に設定する設定部と、２相の前記変調信号の交点と前記キャリア信号とが重ならないように、前記変調信号に対する前記キャリア信号の位相を調整する調整部と、を備える。
回転電機とインバータとを備える回転電機システムでは、回転電機の駆動制御を行うために、インバータを構成する各相のスイッチのスイッチング制御が行われる。スイッチング制御は、各相の変調信号とキャリア信号との比較に基づくパルス幅変調により行われる。ここで、２相の変調信号とキャリア信号との交点においてスイッチの駆動状態が切り替えられると、この駆動状態の切り替えに伴ってサージ電圧が発生する。そのため、２相の変調信号の交点とキャリア信号とが重なると、異なる相のスイッチの駆動状態が同時に切り替えられることで、異なる相で発生するサージ電圧が重畳してしまう。
そこで、上記構成では、回転電機の相数をＭとし、変調信号の周波数である変調信号周波数をｆｅとし、Ｎを自然数とした場合に、キャリア信号の周波数であるキャリア周波数を「Ｍ×Ｎ×ｆｅ」に設定するようにした。各相の変調信号は、回転電機の１電気角周期を回転電機の相数で除算した値ずつずれている、つまり、回転電機の相数に基づく位相差を有する。そのため、２相の変調信号の交点が表れるタイミングは、変調信号に基づくタイミング及び回転電機の相数に基づいて定められる。変調信号に基づくタイミングは、例えば変調信号が極大値となるタイミング又は極小値となるタイミングであり、変調信号周波数により定められる。そのため、キャリア周波数を変調信号周波数及び回転電機の相数に基づいて設定することにより、変調信号の交点とキャリア信号との相対的な位置関係を一定に保つことができる。相対的な位置関係を保った上で、２相の変調信号の交点とキャリア信号とが重ならないように変調信号に対するキャリア信号の位相を調整することにより、異なる相で発生するサージ電圧の重畳を抑制することができる。
回転電機システムの全体構成図。 信号生成回路を示す図。 指令値交点とキャリア信号とが重なる場合の電圧指令値とキャリア信号とを示す図。 設定処理の手順を示すフローチャート。 指令値交点とキャリア信号とが重ならない場合の電圧指令値とキャリア信号とを示す図。 サージ電圧の重畳を説明する図。 重畳する２相のサージ電圧の時間差と重畳値の最大値との関係を示す図。 指令値周波数とキャリア周波数との関係を示す図。 第１自然数及び第２自然数が奇数である場合の電圧指令値とキャリア信号とを示す図。 第１自然数が奇数であり第２自然数が偶数である場合の電圧指令値とキャリア信号とを示す図。
＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る回転電機システムを具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
図１に示すように、回転電機システム１００は、回転電機１０及びインバータ２０を備えている。本実施形態において、回転電機１０は、ブラシレスの同期機であり、例えば永久磁石同期機である。回転電機１０は、３相の電機子巻線であるＵ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗを備えている。
回転電機１０は、インバータ２０を介して直流電源としてのバッテリ３０に接続されている。インバータ２０は、上アームスイッチＳＵＨ，ＳＶＨ，ＳＷＨと下アームスイッチＳＵＬ，ＳＶＬ，ＳＷＬとの直列接続体を備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＳＵＨ，ＳＵＬの接続点ＰＵには、Ｕ相導電部材２２Ｕを介してＵ相巻線１１Ｕの第１端が電気的に接続（以下、単に接続）されている。Ｖ相上，下アームスイッチＳＶＨ，ＳＶＬの接続点ＰＶには、Ｖ相導電部材２２Ｖを介してＶ相巻線１１Ｖの第１端が接続されている。Ｗ相上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬの接続点ＰＷには、Ｗ相導電部材２２Ｗを介してＷ相巻線１１Ｗの第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの第２端は中性点ＰＴで接続されている。なお、各相の導電部材２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗは、例えば、ケーブル又はバスバーである。
本実施形態では、各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子が用いられており、より具体的にはＩＧＢＴが用いられている。各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬには、フリーホイールダイオードが逆並列に接続されている。
インバータ２０は、その入力側に、インバータ２０の入力電圧を平滑化するコンデンサ２３を備えている。コンデンサ２３の高電位側端子には、バッテリ３０の正極端子が接続され、コンデンサ２３の低電位側端子には、バッテリ３０の負極端子が接続されている。コンデンサ２３の高電位側端子には、上アームスイッチＳＵＨ～ＳＷＨの高電位側端子であるコレクタが接続されている。コンデンサ２３の低電位側端子には、下アームスイッチＳＵＬ～ＳＷＬの低電位側端子であるエミッタが接続されている。なお、コンデンサ２３は、インバータ２０外部に設けられていてもよい。
回転電機システム１００は、電圧センサ４０及び電流センサ４１を備えている。電圧センサ４０は、コンデンサ２３の端子電圧である電源電圧を検出する。電流センサ４１は、回転電機１０に流れる各相電流のうち、少なくとも２相分の相電流を検出する。各センサ４０，４１の検出値は、回転電機システム１００に備えられる制御装置５０に入力される。
制御装置５０は、回転電機１０の駆動制御を行うために、回転電機１０の制御量を指令値に制御すべく、インバータ２０を構成する各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬのスイッチング制御を行う。本実施形態において、制御量はトルクである。制御装置５０は、デッドタイムＤＴを挟みつつ上，下アームスイッチを交互にオン状態とすべく、上，下アームスイッチに対応する駆動信号ＳＡを、上，下アームスイッチに対して個別に設けられた駆動回路Ｄｒに出力する。駆動信号ＳＡは、オン指令又はオフ指令のいずれかをとる。
続いて、図２，３を用いて、駆動信号ＳＡの生成方法について説明する。図２に、駆動信号ＳＡを生成する信号生成回路６０の回路構成を示す。信号生成回路６０は、制御装置５０に設けられている。
駆動信号ＳＡは、変調信号としての電圧指令値Ｖ＊とキャリア信号ＳＤとに基づいて生成される。図３に、回転電機１０の１電気角周期ＴＸ分の電圧指令値Ｖ＊とキャリア信号ＳＤとを示す。信号生成回路６０では、３相の電圧指令値Ｖ＊（ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊）が用いられている。各相における電圧指令値Ｖ＊の位相は電気角で１２０°、つまり回転電機１０の１電気角周期である３６０°を回転電機１０の相数３で除算した値ずつずれており、各相において共通のキャリア信号ＳＤが用いられている。
なお、本実施形態のキャリア信号ＳＤは、振幅がＶＡであり、その中央値がゼロ電圧である三角波信号である。三角波信号では、極大値と極小値とが交互に繰り返されており、本実施形態の三角波信号では、電圧が極小値から極大値まで上昇する速度の絶対値と、電圧が極大値から極小値まで下降する速度の絶対値とが等しく設定されている。また、本実施形態の電圧指令値Ｖ＊は、振幅がＶＢであり、その中央値がゼロ電圧である正弦波信号である。本実施形態において、ゼロ電圧は「基準電圧」の一例である。なお、電圧指令値Ｖ＊としては、正弦波信号の他に、正弦波信号に３次高調波信号が重畳されたものであってもよい。
信号生成回路６０は、電圧指令値Ｖ＊とキャリア信号ＳＤとの大小比較に基づくパルス幅変調により、駆動信号ＳＡを生成する。図２に示すように、コンパレータ６２の非反転入力端子６２Ａには、電圧指令値Ｖ＊が入力されている。コンパレータ６２の反転入力端子６２Ｂには、キャリア信号ＳＤが入力されている。コンパレータ６２は、電圧指令値Ｖ＊がキャリア信号ＳＤよりも大きい場合にオン指令となり、電圧指令値Ｖ＊がキャリア信号ＳＤよりも小さい場合にオフ指令となる駆動信号ＳＡを、出力端子６２Ｃから出力する。なお、本実施形態において、信号生成回路６０が「制御部」に相当する。
各相において、駆動信号ＳＡは、上，下アームスイッチに対して個別に設けられた駆動回路Ｄｒに入力される。上，下アームスイッチに対して設けられた駆動回路Ｄｒのそれぞれは、駆動信号ＳＡに基づいて、デッドタイムＤＴを設定しつつ、上，下アームスイッチが交互にオン状態とされるようなスイッチング制御を行う。そして、このスイッチング制御により、各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬの駆動状態が切り替えられる。
スイッチング制御では、電圧指令値Ｖ＊とキャリア信号ＳＤとが交わるタイミング近傍において各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬの駆動状態が切り替えられ、この駆動状態の切り替えに伴ってサージ電圧が発生する。サージ電圧が増大し、回転電機１０の各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗに過電圧が印加された場合、近接する巻線間で部分放電が発生し、回転電機１０の劣化を招くおそれがある。
サージ電圧が増大する原因として、サージ電圧の重畳がある。図３に示すように、Ｕ相電圧指令値ＶＵ＊とＶ相電圧指令値ＶＶ＊とは指令値交点ＰＡで交差する。この指令値交点ＰＡとキャリア信号ＳＤとが重なると、Ｕ相上，下アームスイッチＳＵＨ，ＳＵＬ及びＶ相上，下アームスイッチＳＶＨ，ＳＶＬの駆動状態の切り替えタイミングが同じタイミング又は近接するタイミングとなり、Ｕ相及びＶ相で発生するサージ電圧の重畳値が大きくなってしまう。
そこで、本実施形態では、電圧指令値Ｖ＊の周波数である指令値周波数ｆｅに基づいて、キャリア信号ＳＤの周波数であるキャリア周波数ｆｃを設定するようにした。これにより、指令値交点とキャリア信号ＳＤとの重なりが抑制され、異なる相で発生するサージ電圧の重畳が抑制される。なお、本実施形態において、指令値周波数ｆｅが「変調信号周波数」に相当する。
続いて、図４を用いて、制御装置５０が実施する設定処理の手順を説明する。制御装置５０は、例えば回転電機１０の駆動中に所定期間毎に設定処理を実施する。
設定処理を開始すると、まずステップＳ１１において、電圧指令値Ｖ＊の指令値周波数ｆｅを取得し、ステップＳ１２に進む。
ステップＳ１２では、ステップＳ１１で取得された指令値周波数ｆｅに基づいてキャリア周波数ｆｃを設定し、ステップＳ１３に進む。制御装置５０に設けられた記憶部５１には、回転電機１０の相数３が記憶されている。記憶部５１としてのメモリは、ＲＯＭ以外の非遷移的実体的記録媒体（例えば、ＲＯＭ以外の不揮発性メモリ）である。ステップＳ１２では、回転電機１０の相数３、指令値周波数ｆｅ、及び自然数Ｎを用いて、キャリア周波数ｆｃを「３×Ｎ×ｆｅ」に設定する。なお、自然数Ｎの設定方法については、図８を用いて後述する。本実施形態において、ステップＳ１２の処理が「設定部」に相当する。
ステップＳ１３では、指令値交点とキャリア信号ＳＤとが重ならないように、３相のうちいずれかの相の電圧指令値Ｖ＊に対するキャリア信号ＳＤの位相を調整し、設定処理を終了する。なお、本実施形態において、ステップＳ１３の処理が「調整部」に相当する。
続いて、図５に、設定処理により設定されたキャリア信号ＳＤの一例を示す。図５には、回転電機１０の２電気角周期２ＴＸ分の電圧指令値Ｖ＊とキャリア信号ＳＤとが示されている。図５に示すように、各相の電圧指令値Ｖ＊は、相毎に電気角で１２０°の位相差、つまり回転電機１０の相数３に基づく位相差を有する。そのため、指令値交点が表れるタイミングは、電圧指令値Ｖ＊に基づくタイミング及び回転電機１０の相数３に基づいて定められる。電圧指令値Ｖ＊に基づくタイミングは、例えば電圧指令値Ｖ＊が極大値となるタイミング、電圧指令値Ｖ＊が極小値となるタイミング、又は電圧指令値Ｖ＊の電圧がゼロ電圧となるゼロクロスタイミングであり、指令値周波数ｆｅに基づいて定められる。例えば指令値交点ＰＡが表れるタイミングは、Ｕ相電圧指令値ＶＵ＊が極大値となるタイミングと、Ｖ相電圧指令値ＶＶ＊が極大値となるタイミングとの中央タイミングに定められている。
そのため、キャリア周波数ｆｃを指令値周波数ｆｅ及び回転電機１０の相数３に基づいて設定することにより、指令値交点とキャリア信号ＳＤとの相対的な位置関係を一定に保つことができる。これにより、ある電気角周期ＴＸにおいて、指令値交点とキャリア信号ＳＤとが重ならないようにキャリア信号ＳＤの位相を調整することで、その後、指令値交点とキャリア信号ＳＤとが重ならないようにすることができる。図５に示す例では、先の電気角周期ＴＸにおいて、指令値交点ＰＡを含むすべての指令値交点において、指令値交点とキャリア信号ＳＤとが重ならないようにキャリア信号ＳＤの位相が調整されており、その結果として、後の電気角周期ＴＸにおいても、すべての指令値交点とキャリア信号ＳＤとが重ならないように調整されている。この結果、異なる相で発生するサージ電圧の重畳を抑制することができる。
次に、ステップＳ１３の処理におけるキャリア信号ＳＤの位相調整方法について説明する。本実施形態では、キャリア信号ＳＤの位相を、指令値交点とキャリア信号ＳＤとが重ならないように調整するとともに、基準期間ＴＳに基づいて調整する。
図６，図７を用いて、基準期間ＴＳについて説明する。図６（Ａ）に、指令値交点と重ならないように調整されたキャリア信号ＳＤを示す。図６（Ａ）に示す例では、キャリア信号ＳＤは、Ｖ相電圧指令値ＶＶ＊とＷ相電圧指令値ＶＷ＊との交点である指令値交点ＰＣと重ならないが、指令値交点ＰＣ直後において、キャリア信号ＳＤは、第１変調信号としての電圧指令値ＶＶ＊と、第２変調信号としての電圧指令値ＶＷ＊とに連続して交わる。
図６（Ｂ）に、指令値交点ＰＣ直後にＶ相巻線１１Ｖに印加されるＶ相電圧及びＷ相巻線１１Ｗに印加されるＷ相電圧の推移を示す。時刻ｔ１に、指令値交点ＰＣにおいてＶ相電圧指令値ＶＶ＊とＷ相電圧指令値ＶＷ＊とが交差し、その後の時刻ｔ２に、交点ＰＤにおいてＶ相電圧指令値ＶＶ＊とキャリア信号ＳＤとが交差する。これにより、Ｖ相電圧がオフ電圧からオン電圧へ切り替えられるとともに、この切り替えに伴ってＶ相電圧にサージ電圧が発生する。
また、時刻ｔ２後の時刻ｔ３に、交点ＰＥにおいてＷ相電圧指令値ＶＷ＊とキャリア信号ＳＤとが交差する。これにより、Ｗ相電圧がオフ電圧からオン電圧へ切り替えられるとともに、この切り替えに伴ってＷ相電圧にサージ電圧が発生する。その結果、時刻ｔ３以降において、Ｖ相電圧に発生したサージ電圧と、Ｗ相電圧に発生したサージ電圧とが重畳する。以下、重畳する２相のサージ電圧の合計値を、サージ電圧の重畳値という。
サージ電圧の重畳値は、重畳する２相のサージ電圧の時間差ΔＴにより変動する。ここで、サージ電圧の時間差ΔＴは、該サージ電圧の発生原因となった電圧指令値Ｖ＊とキャリア信号ＳＤとの交差タイミングの時間差ΔＴに等しい。そのため、例えば重畳する２相のサージ電圧のうち、一方のサージ電圧である第１サージ電圧が、第１の電圧指令値Ｖ＊とキャリア信号ＳＤとが第１タイミングで交わることに伴って発生し、他方のサージ電圧である第２サージ電圧が、第１の電圧指令値Ｖ＊と異なる第２の電圧指令値Ｖ＊とキャリア信号ＳＤとが第２タイミングで交わることに伴って発生している場合には、サージ電圧の時間差ΔＴは第１タイミングと第２タイミングとの時間間隔となる。
図７に、重畳する２相のサージ電圧の時間差ΔＴと重畳値の最大値ＶＭとの関係を示す。最大値ＶＭは、例えば、オン状態及びオフ状態のうち、スイッチの駆動状態が一方の状態に切り替えられてから他方の状態に切り替えられるまでの期間に発生する上記重畳値の最大値のことである。図７において、サージ電圧の時間差ΔＴがゼロであることは、重畳した２相のサージ電圧が同時に発生したことを意味する。図７に示すように、重畳値の最大値ＶＭは、サージ電圧の時間差ΔＴが、ゼロよりも大きい第１時間差ΔＴ１となるまでは、時間差ΔＴの増加に伴って増加し、第１時間差ΔＴ１で最大となる。その後、重畳値の最大値ＶＭは、時間差ΔＴの増加に伴って減少し、サージ電圧の時間差ΔＴが第２時間差ΔＴ２以上となると、重畳値の最大値ＶＭは閾値Ｖｔｈ以下となる。閾値Ｖｔｈは、サージ電圧の影響を除去可能な電圧レベルである。基準期間ＴＳは、第２時間差ΔＴ２以上の期間に設定されており、本実施形態では基準期間ＴＳが第２時間差ΔＴ２に設定されている。
その上で、図６（Ａ）に示すように、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの直後差分期間ΔＴＡが基準期間ＴＳ以上となるように、キャリア信号ＳＤの位相を調整するようにした。また、直前差分期間ΔＴＢが基準期間ＴＳ以上となるように、キャリア信号ＳＤの位相を調整するようにした。直前差分期間ΔＴＢは、指令値交点ＰＣ直前のＶ相電圧指令値ＶＶ＊とキャリア信号ＳＤとの交点ＰＦの時刻ｔ４から、指令値交点ＰＣ直前のＷ相電圧指令値ＶＷ＊とキャリア信号ＳＤとの交点ＰＧの時刻ｔ５までの期間である。本実施形態では、直前差分期間ΔＴＢと直後差分期間ΔＴＡとのいずれもが基準期間ＴＳ以上となるようにキャリア信号ＳＤの位相を調整することで、指令値交点ＰＣの直前及び直後において、Ｖ相及びＷ相で発生するサージ電圧の重畳値の最大値ＶＭが閾値Ｖｔｈよりも大きくなることを抑制することができる。
続いて、図８を用いて、自然数Ｎの設定方法について説明する。図８に、自然数Ｎを１から１０まで変化させた場合における指令値周波数ｆｅとキャリア周波数ｆｃとの関係を示す。本実施形態では、キャリア周波数ｆｃが所定周波数範囲ＨＡ内となるように制限されており、キャリア周波数ｆｃが所定周波数範囲ＨＡ内となるように指令値周波数ｆｅに応じて自然数Ｎが設定される。
具体的には、指令値周波数ｆｅが取得されると、「３×Ｎ×ｆｅ」で設定されるキャリア周波数ｆｃが所定周波数範囲ＨＡとなる自然数Ｎが選択される。図８に矢印ＹＡで示す例では、自然数Ｎが２となる場合に、キャリア周波数ｆｃが所定周波数範囲ＨＡとなるため、自然数Ｎは２に設定される。なお、図８では、矢印ＹＢで示すように、指令値周波数ｆｅに対応して、キャリア周波数ｆｃが所定周波数範囲ＨＡとなる自然数Ｎが複数（２つ）存在する場合には、２つの自然数Ｎのうち、最も大きい自然数Ｎを選択する例が示されている。
ここで、所定周波数範囲ＨＡは、インバータ２０を構成する各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬのスイッチング制御に基づいて設定される。具体的には、キャリア周波数ｆｃが所定周波数範囲ＨＡの上限値よりも高くなると、各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬのスイッチング回数が増大し、スイッチング制御における制御性が向上する一方、熱損失が増大する。また、キャリア周波数ｆｃが所定周波数範囲ＨＡの下限値よりも低くなると、各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬのスイッチング回数が減少し、スイッチング制御における熱損失が減少する一方、制御性が低下する。キャリア周波数ｆｃが所定周波数範囲ＨＡとなるように設定されることで、各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬのスイッチング制御における制御性と熱損失の抑制とを両立することができる。
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
・本実施形態では、回転電機１０の相数３、指令値周波数ｆｅ、及び自然数Ｎを用いて、キャリア周波数ｆｃを「３×Ｎ×ｆｅ」に設定するようにした。各相の電圧指令値Ｖ＊は、回転電機１０の相数３に基づく位相差を有するため、指令値交点が表れるタイミングは、電圧指令値Ｖ＊に基づくタイミング及び回転電機１０の相数３に基づいて定められる。そのため、キャリア周波数ｆｃを指令値周波数ｆｅ及び回転電機１０の相数３に基づいて設定することにより、指令値交点とキャリア信号ＳＤとの相対的な位置関係を一定に保つことができる。相対的な位置関係を一定に保った上で、指令値交点とキャリア信号ＳＤとが重ならないように電圧指令値Ｖ＊に対するキャリア信号ＳＤの位相を調整することにより、異なる相で発生するサージ電圧の重畳を抑制することができる。
・本実施形態では、キャリア信号ＳＤの位相を、指令値交点とキャリア信号ＳＤとが重ならないように調整するとともに、基準期間ＴＳに基づいて調整するようにした。具体的には、指令値交点ＰＣにおける直前差分期間ΔＴＢ及び直後差分期間ΔＴＡを算出し、直前差分期間ΔＴＢと直後差分期間ΔＴＡとの両方を用いてキャリア信号ＳＤの位相を調整するようにした。これにより、指令値交点ＰＣの直前及び直後のいずれにおいても、重畳サージ電圧ΔＶとサージ電圧との重畳を抑制することができる。
その上で、直前差分期間ΔＴＢ及び直後差分期間ΔＴＡのいずれもが基準期間ＴＳ以上となるように、キャリア信号ＳＤの位相を調整するようにした。これにより、指令値交点ＰＣの直前及び直後のいずれにおいても、サージ電圧の重畳値の最大値ＶＭが閾値Ｖｔｈよりも大きくなることを抑制することができる。
・本実施形態では、キャリア周波数ｆｃが所定周波数範囲ＨＡとなるように指令値周波数ｆｅに応じて自然数Ｎを設定するようにした。これにより、インバータ２０を構成する各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬのスイッチング制御における制御性と熱損失の抑制とを両立することができる。
（第１実施形態の変形例）
図５では、自然数Ｎが２である例を用いて説明を行ったが、自然数Ｎは２に限られない。この場合に、自然数Ｎは奇数であることが好ましい。
図５に示すように、キャリア信号ＳＤが三角波信号である場合、電圧が極小値から極大値まで上昇し、再び極小値まで下降するまでの極小値間期間では、電圧が低いほどキャリア信号ＳＤ間の時間間隔が広くなる。また、電圧が極大値から極小値まで下降し、再び極大値まで上昇するまでの極大値間期間では、電圧が高いほどキャリア信号ＳＤ間の時間間隔が広くなる。
そのため、指令値交点が、極小値間期間においてキャリア信号ＳＤ間に位置する場合には、指令値交点の電圧がゼロ電圧よりも低いことで、ゼロ電圧よりも高い場合に比べてキャリア信号ＳＤの位相調整における調整余裕度が高くなる。また、指令値交点が、極大値間期間においてキャリア信号ＳＤ間に位置する場合には、指令値交点の電圧がゼロ電圧よりも高いことで、ゼロ電圧よりも低い場合に比べてキャリア信号ＳＤの位相調整における調整余裕度が高くなる。以下、キャリア信号ＳＤの位相調整における調整余裕度が高くなる条件を、余裕度条件という。
自然数Ｎが偶数である場合、すべての指令値交点において余裕度条件を満たすようにキャリア信号ＳＤの位相を調整することができない。図５に示す例では、指令値交点ＰＡは余裕度条件を満たすが、Ｖ相電圧指令値ＶＶ＊とＷ相電圧指令値ＶＷ＊との交点である指令値交点ＰＣは余裕度条件を満たさない。そのため、キャリア信号ＳＤの位相調整において、キャリア信号ＳＤの位相が適正値からずれた場合には、指令値交点ＰＣとキャリア信号ＳＤとが重なり、異なる相で発生するサージ電圧が重畳してしまう。
そこで、本変形例では、自然数Ｎを奇数とする。図９に、自然数Ｎが奇数である場合の指令値交点ＰＡ，ＰＣとキャリア信号ＳＤとの位置関係を示す。図９に示すように、自然数Ｎが奇数である場合、すべての指令値交点において余裕度条件を満たすようにキャリア信号ＳＤの位相を調整することができる。これにより、キャリア信号ＳＤの位相調整において、キャリア信号ＳＤの位相が適正値からずれた場合でも、異なる相で発生するサージ電圧の重畳を適正に抑制することができる。
自然数Ｎが奇数である場合、キャリア信号ＳＤの位相はキャリア信号ＳＤの第１期間ＴＹ及び第２期間ＴＴを用いて調整されることが好ましい。第１期間ＴＹは、キャリア信号ＳＤの電圧が正となる期間であり、第２期間ＴＴは、キャリア信号ＳＤの電圧が負となる期間である。
具体的には、例えば指令値交点ＰＣなど、負の電圧を有する指令値交点は、キャリア信号ＳＤの第１期間ＴＹに位置し、例えば指令値交点ＰＡなど、正の電圧を有する指令値交点は、キャリア信号ＳＤの第２期間ＴＴに位置するようにキャリア信号ＳＤの位相が調整される。詳細には、自然数Ｌを用いて自然数Ｎを「Ｎ＝２×Ｌ－１」と表した場合に、自然数Ｌが偶数か奇数かによって、キャリア信号ＳＤの位相の調整方法が切り替えられる。以下、区別のために、自然数Ｎを第１自然数と呼び、自然数Ｌを第２自然数と呼ぶ。
図９に示すように、第２自然数Ｌが１、つまり奇数である場合、電圧指令値Ｖ＊の正電圧期間の開始タイミングが、キャリア信号ＳＤの第２期間ＴＴの開始タイミングと等しく、且つ電圧指令値Ｖ＊の負電圧期間の開始タイミングが、キャリア信号ＳＤの第１期間ＴＹの開始タイミングと等しくなるようにキャリア信号ＳＤの位相が調整される。
図１０に、第２自然数Ｌが２、つまり偶数である場合の指令値交点ＰＡ，ＰＣとキャリア信号ＳＤとの位置関係を示す。図１０に示すように、第２自然数Ｌが偶数である場合、電圧指令値Ｖ＊の正電圧期間の開始タイミングが、キャリア信号ＳＤの第１期間ＴＹの開始タイミングと等しく、且つ電圧指令値Ｖ＊の負電圧期間の開始タイミングがキャリア信号ＳＤの第２期間ＴＴの開始タイミングと等しくなるようにキャリア信号ＳＤの位相が調整される。これにより、すべての指令値交点において余裕度条件を満たすように、第１自然数Ｎに応じてキャリア信号ＳＤの位相を調整することができ、キャリア信号ＳＤの位相が適正値からずれた場合でも、異なる相で発生するサージ電圧の重畳を適正に抑制することができる。
（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に説明する。本実施形態では、記憶部５１に記憶された位相マップＭＰに基づいてキャリア信号ＳＤの位相が調整される点で第２実施形態と異なる。
位相マップＭＰは、指令値周波数ｆｅとキャリア信号ＳＤの特定位相とが対応付けられた相関情報である。特定位相は、位相マップＭＰで対応付けられた指令値周波数ｆｅにおいて、直前差分期間ΔＴＢ及び直後差分期間ΔＴＡが基準期間ＴＳ以上となるキャリア信号ＳＤの位相のうちの１つであり、予め設定されて記憶部５１に記憶されている。
キャリア信号ＳＤの位相を調整する場合に、その度に直前差分期間ΔＴＢ及び直後差分期間ΔＴＡを算出しなければならないとすると、設定処理における制御装置５０の処理負担が増大してしまう。
その点、以上詳述した本実施形態では、指令値周波数ｆｅと特定位相とが対応付けられた位相マップＭＰが記憶部５１に記憶されている。そのため、直前差分期間ΔＴＢ及び直後差分期間ΔＴＡを算出することなくキャリア信号ＳＤの位相を調整することができ、キャリア信号ＳＤの位相調整における制御装置５０の処理負担を軽減することができる。
（その他の実施形態）
本発明は上記実施形態の記載内容に限定されず、次のように実施されてもよい。
・上記各実施形態では、設定処理が所定期間毎に実施されたがこれに限らず、電圧指令値Ｖ＊の指令値周波数ｆｅが変更される場合に設定処理が実施されてもよい。
・回転電機１０は、３相のものに限られず、２相のものであってもよいし、４相以上のものであってもよい。つまり、多相の回転電機１０であればよい。
・キャリア信号ＳＤとしては、三角波信号に限らず、例えばのこぎり波信号であってもよい。
・インバータ２０を構成するスイッチとしては、ＩＧＢＴに限らず、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであってもよい。この場合、スイッチに逆並列に接続されるダイオードとしてスイッチのボディダイオードを用いることができる。
・回転電機１０の制御量はトルクに限らず、例えば回転速度であってもよい。
・本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。
１０…回転電機、１１Ｕ…Ｕ相巻線、１１Ｖ…Ｖ相巻線、１１Ｗ…Ｗ相巻線、２０…インバータ、５０…制御装置、１００…回転電機システム、ＰＡ，ＰＣ…指令値交点、ＳＤ…キャリア信号、ＳＵＨ～ＳＷＬ…スイッチ、Ｖ＊…電圧指令値。

Claims (9)

  1. 多相の回転電機（１０）と、
    前記回転電機を構成する電機子巻線（１１Ｕ～１１Ｗ）に電気的に接続されたインバータ（２０）と、を備える回転電機システム（１００）に適用されるインバータの制御装置（５０）であって、
    前記回転電機の駆動制御を行うために、前記回転電機の１電気角周期を前記回転電機の相数で除算した値ずつずれた各相の変調信号（Ｖ＊）とキャリア信号（ＳＤ）との比較に基づくパルス幅変調により、前記インバータを構成する各相のスイッチ（ＳＵＨ～ＳＷＬ）のスイッチング制御を行う制御部と、
    前記回転電機の相数をＭとし、前記変調信号の周波数である変調信号周波数をｆｅとし、Ｎを自然数とした場合に、前記キャリア信号の周波数であるキャリア周波数を「Ｍ×Ｎ×ｆｅ」に設定する設定部と、
    ２相の前記変調信号の交点（ＰＡ，ＰＣ）と前記キャリア信号とが重ならないように、前記変調信号に対する前記キャリア信号の位相を調整する調整部と、を備えるインバータの制御装置。
  2. ２相の前記変調信号が交わるタイミングの直前において、２相の前記変調信号のうち、一方の変調信号である第１変調信号と前記キャリア信号との交点から、他方の変調信号である第２変調信号と前記キャリア信号との交点までの期間を直前差分期間（ΔＴＢ）とし、
    前記タイミングの直後において、前記第１変調信号と前記キャリア信号との交点から前記第２変調信号と前記キャリア信号との交点までの期間を直後差分期間（ΔＴＡ）とした場合に、
    前記調整部は、前記直前差分期間及び前記直後差分期間のいずれもが基準期間以上となるように、前記キャリア信号の位相を調整する請求項１に記載のインバータの制御装置。
  3. 前記第１変調信号と前記キャリア信号とが第１タイミングで交わることに伴って第１サージ電圧が発生し、前記第２変調信号と前記キャリア信号とが第２タイミングで交わることに伴って第２サージ電圧が発生するとした場合に、
    前記基準期間は、前記第１サージ電圧と前記第２サージ電圧との重畳値の最大値が閾値以下となるような、前記第１タイミングと前記第２タイミングとの時間間隔に設定されている請求項２に記載のインバータの制御装置。
  4. 前記変調信号周波数と、前記直前差分期間及び前記直後差分期間が前記基準期間以上となる前記キャリア信号の位相とが対応付けられた相関情報（ＭＰ）が記憶された記憶部（５１）を備え、
    前記調整部は、前記変調信号周波数及び前記相関情報に基づいて前記キャリア信号の位相を調整する請求項３に記載のインバータの制御装置。
  5. 前記変調信号は三角波信号であり、
    Ｎは奇数である請求項１から４のいずれか一項に記載のインバータの制御装置。
  6. 前記三角波信号の極大値及び極小値の中央値である基準電圧よりも前記三角波信号が高い期間を第１期間（ＴＹ）とし、前記三角波信号が前記基準電圧よりも低い期間を第２期間（ＴＴ）とした場合に、
    前記調整部は、前記基準電圧よりも低い２相の前記変調信号の交点が前記第１期間に位置し、前記基準電圧よりも高い２相の前記変調信号の交点が前記第２期間に位置するように前記キャリア信号の位相を調整する請求項５に記載のインバータの制御装置。
  7. 前記変調信号は、前記基準電圧を中心として前記変調信号周波数で変動する信号であり、
    前記調整部は、Ｌを正の奇数とし、Ｎを「２×Ｌ－１」とした場合に、前記変調信号が前記基準電圧よりも高い期間の開始タイミングが前記第２期間の開始タイミングと等しく、且つ前記変調信号が前記基準電圧よりも低い期間の開始タイミングが前記第１期間の開始タイミングと等しくなるように前記キャリア信号の位相を調整する請求項６に記載のインバータの制御装置。
  8. 前記変調信号は、前記基準電圧を中心として前記変調信号周波数で変動する信号であり、
    前記調整部は、Ｌを正の偶数とし、Ｎを「２×Ｌ－１」とした場合に、前記変調信号が前記基準電圧よりも高い期間の開始タイミングが前記第１期間の開始タイミングと等しく、且つ前記変調信号が前記基準電圧よりも低い期間の開始タイミングが前記第２期間の開始タイミングと等しくなるように前記キャリア信号の位相を調整する請求項６に記載のインバータの制御装置。
  9. 前記設定部は、前記キャリア周波数が所定周波数範囲となるように前記変調信号周波数に応じてＮを設定する請求項１から８までのいずれか一項に記載のインバータの制御装置。
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