CN102694504B - 压控振荡电路和晶体振荡器 - Google Patents

压控振荡电路和晶体振荡器 Download PDF

Info

Publication number
CN102694504B
CN102694504B CN201210074086.3A CN201210074086A CN102694504B CN 102694504 B CN102694504 B CN 102694504B CN 201210074086 A CN201210074086 A CN 201210074086A CN 102694504 B CN102694504 B CN 102694504B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
circuit
capacitor
variable capacitor
lead
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN201210074086.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102694504A (zh
Inventor
高桥丰
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nihon Dempa Kogyo Co Ltd
Original Assignee
Nihon Dempa Kogyo Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nihon Dempa Kogyo Co Ltd filed Critical Nihon Dempa Kogyo Co Ltd
Publication of CN102694504A publication Critical patent/CN102694504A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102694504B publication Critical patent/CN102694504B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
    • H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
    • H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
    • H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
    • H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/366—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device and comprising means for varying the frequency by a variable voltage or current
    • H03B5/368—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device and comprising means for varying the frequency by a variable voltage or current the means being voltage variable capacitance diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
    • H03B2200/0002—Types of oscillators
    • H03B2200/0008—Colpitts oscillator
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
    • H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
    • H03B2200/0036—Circuit elements of oscillators including an emitter or source coupled transistor pair or a long tail pair
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
    • H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
    • H03B2200/004—Circuit elements of oscillators including a variable capacitance, e.g. a varicap, a varactor or a variable capacitance of a diode or transistor

Landscapes

  • Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Abstract

一种压控振荡电路，包括连接到谐振元件，例如石英晶体元件的差分放大电路。差分放大电路包括连接到谐振元件并分别连接到第一和第二压控电容器的第一和第二输入端子。差分放大电路的差分输出端子分别连接到第一和第二射极跟随器电路。第一射极跟随器电路的输出信号通过第三电容器和第三压控电容器反馈到第二输入端子，并且第二射极跟随器电路的输出信号通过第四电容器和第四压控电容器反馈到第二输入端子。将控制电压施加到压控电容器的每一个上。

Description

压控振荡电路和晶体振荡器
技术领域
本发明涉及一种具有谐振元件(例如压电谐振器)的振荡电路，振荡电路例如连接在差分放大电路的不同输入端子之间，更具体地，涉及一种能够利用外部输入电压控制振荡频率的压控振荡电路，以及包括这种压控振荡电路的石英晶体振荡器。
背景技术
多种电子设备都包括振荡电路。随着电子设备的尺寸不断缩小，已经广泛进行努力以在集成电路(ICs)上构建振荡电路。由于许多电路元件，例如晶体管、电阻器和电容器可以容易地集成到集成电路中，可以通过采用具有高电源噪声抑制能力的差动式配置作为振荡电路的电路配置来构建低噪声振荡电路。
差动式振荡电路包括用于确定振荡频率的谐振元件和连接到谐振元件的差分放大电路。除了以石英晶体谐振器(即晶体元件或晶体单元)为代表的压电谐振器之外，谐振元件可以是机械谐振器或LC(电感-电容)谐振电路。
JP3-230605A披露了一种包括差分放大电路的差动式振荡电路，该电路具有一对双极晶体管和谐振元件，例如连接在双极晶体管的基极之间的晶体元件。图1示出了JP3-230605A中披露的差动式振荡电路。
如图1所示，晶体管31、32各自具有共同连接到连接点的发射极，该连接点通过电流源37连接到地。晶体管31、32具有集电极，二者的集电极分别通过负载电阻器35a、35b提供有电压源Vcc。谐振元件21的一端连接到晶体管31的基极，另一端连接到晶体管32的基极。反馈电容器33a连接在晶体管32的基极和晶体管31的集电极之间，反馈电容器34a连接在晶体管31的基极和晶体管32的集电极之间。在图1中，分别设置在晶体管31、32和地之间的电容器33b、34b是寄生反馈电容器。电源电压Vcc施加到偏置电路36，其分别通过偏置电阻器38a、38b向晶体管31、32的基极提供基极偏置电压。从晶体管31、32的集电极可以分别获取一对差分振荡输出信号Lo、/Lo。
由于图1所示的振荡电路能够通过差分放大电路提供较大的环路增益，该振荡电路具有这样的优势，其具有较高的振荡启动能力并具有较低的功耗，或者换句话说，具有较大的负电阻。
即使将晶体元件或类似的元件用作谐振元件21，用户还是期望能够根据外部电路所提供的控制电压来改变振荡频率。能够根据外部电路提供的控制电压控制其振荡频率的振荡电路称作压控振荡电路(VC0)。可以容易理解，可以通过将图1所示电路中的寄生反馈电容器33b、34b替换为压控可变电容器来实现具有较宽可变频率范围的压控振荡电路。
图2示出了基于图1所示振荡电路构建的压控振荡电路的示例。如图2所示，晶体管Q1、Q2各自具有共同连接到连接点的发射极，该连接点通过电流源I1连接到地。晶体管Q1、Q2具有集电极，二者的集电极分别通过负载电阻器(即集电极电阻器)R1、R2提供有电源电压Vcc。谐振元件21的一端通过节点X1连接到晶体管Q1的基极，另一端通过节点X2连接到晶体管Q2的基极。节点X1、X2分别连接到压控可变电容器VC1、VC2的端部，该压控可变电容器的另一端部提供有控制电压Vcont。因此，节点X1、X2用作可变电容器VC1、VC2通过其连接到谐振元件21的连接点，并且晶体管Q1、Q2的基极分别连接到节点X1、X2。反馈电容器C1连接在节点X1和晶体管Q2的集电极之间，反馈电容器C2连接在节点X2和晶体管Q1的集电极之间。偏置电阻R3、R4分别连接到节点X1、X2。偏置电压Vb通过偏置电阻R3、R4施加到晶体管Q1、Q2的基极。用于放大节点X1、X2之间电压差的差分缓冲放大器22向输出端子OUTPUT提供一对差分输出信号。
图2所示的压控振荡电路可以根据施加到可变电容器VC1、VC2上的控制电压在宽可变频率范围内的频率下振荡。但是，振荡电路存在这样的问题，环路特性会明显地随着可变电容器VC1、VC2的电容值而改变。下面将参照图3描述振荡电路环路特性的改变。
图3显示了当图2所示电路中可变电容器VC1、VC2的电容值在从2pF到10pF的范围内变化时，在75MHz附近的频带中的环路特性，在该图2所示电路中将具有75MHz的谐振振荡频率的晶体元件用作谐振元件21。在图3中，曲线G1到G4表示增益特性，曲线P1到P4表示相位特性。曲线G1、P1分别表示当可变电容器VC1、VC2每个的电容值是2pF时的增益和相位特性。曲线G2、P2分别表示当可变电容器VC1、VC2每个的电容值是3pF时的增益和相位特性。曲线G3、P3分别表示当可变电容器VC1、VC2每个的电容值是6pF时的增益和相位特性。曲线G4、P4分别表示当可变电容器VC1、VC2每个的电容值是10pF时的增益和相位特性。在增益为0dB或更高并且相位为0°处的频率是振荡频率，该频率下的增益表示振荡状态下的环路增益。由于特性曲线相对于频率变化得更加陡峭，因此电路的品质因数更大。
从图3可以看出，当可变电容器VC1、VC2的电容值变化时，电路的环路增益和品质因数也变化。具体地说，随着可变电容更小，即随着振荡频率更高，环路增益也更高，并且同时电路的品质因数更低。通过在特性曲线G1、G4之间进行比较得出，特性曲线G1相对于频率变化来说不如特性曲线G4陡峭，并且特性曲线P1相对于频率变化来说不如特性曲线P4陡峭，这意味着品质因数随着电容值更小而降低。
环路增益的变化以及品质因数会影响压控振荡电路的特性。具体地说，环路增益的变化会导致负电阻变化，这意味着振荡电路的启动特性会根据施加给压控可变电容器的控制电压Vcont而不同。电路品质因数的降低会导致相位噪声的恶化。
特别地，对于所述类型的压控振荡电路来说，在通常实践中描述为在集成电路(IC)芯片中具有差分放大电路和可变电容器，以及具有谐振元件，例如作为外部元件连接到该IC芯片的晶体元件。因此，由用户来决定根据振荡电路的目的来使用哪种类型的谐振元件以及哪种谐振频率。但是，考虑到费用和库存管理的问题，优选地采用一种类型的IC芯片结合具有不同类型和不同谐振频率的谐振元件。但是，当不同类型和不同谐振频率的谐振元件连接到一种类型的IC芯片时，可能会依赖于所连接的谐振元件而加重改变启动特性并恶化品质因数的问题。
可以将压控振荡电路构建为封装组件，以装配在布线板或电路板上。例如，由于晶体振荡器可以容易地缩小，可以在便携式设备例如移动电话中广泛地使用石英晶体振荡器，这种石英晶体振荡器具有晶体元件(作为谐振元件)和IC芯片(包括差分放大电路和可变电容器)，并将二者容纳在一个箱体中。IC芯片可以包括温度补偿电路，以用于补偿晶体元件的温度-频率特性的变化。
JP2001-156545A披露了一种具有差分放大电路的振荡电路，所述振荡电路具有一对双极晶体管和连接在该对晶体管集电极之间的LC谐振电路。
发明内容
如上所述，在相关现有技术的具有差分放大电路的压控振荡电路中，电路的环路特性容易随着施加到其上的控制电压而变化，并且这种变化的环路特性会不利地影响启动特性和相位噪声。
本发明的目的是提供一种适合于构建在集成电路上的压控振荡电路，该电路具有宽可变频率范围，产生低相位噪声，并且能够匹配不同类型和不同谐振频率的谐振元件。
本发明的另一个目的是提供一种晶体振荡器，其具有宽可变频率范围，产生低相位噪声，并且能够匹配多种振荡频率。
根据本发明，提供了一种用于连接到谐振元件的压控振荡电路，包括：第一节点和第二节点，用于分别连接到谐振元件的相对端；差分放大电路，包括构成一对差分输入端子的第一和第二输入端子，以及构成一对差分输出端子的第一和第二输出端子；第一和第二压控可变电容器，分别连接到第一节点和第二节点；第一和第二负载电容器，分别连接到第一和第二输出端子；第一和第二跟随器电路，例如射极跟随器电路，分别连接到第一和第二输出端子；第一反馈电容器和第三压控可变电容器，串联连接到第一跟随器电路的输出端子；以及第二反馈电容器和第四压控可变电容器，串联连接到第二跟随器电路的输出端子；其中第一和第二节点分别连接到第一和第二输入端子，第一跟随器电路的输出信号通过第一反馈电容器和第三压控可变电容器反馈到所述第二节点，第二跟随器电路的输出信号通过第二反馈电容器和第四压控可变电容器反馈到所述第一节点，以及将控制电压施加到第一到第四压控可变电容器。
根据本发明，还提供了一种晶体振荡器，包括：晶体元件；IC芯片，连接到晶体元件；和箱体，在其中容纳晶体元件和IC芯片；其中，IC芯片至少包括集成到其中并连接到晶体元件的压控振荡电路，以及所述压控振荡电路包括：第一节点和第二节点，分别连接到谐振元件的相对端；差分放大电路，包括构成一对差分输入端子的第一和第二输入端子，以及构成一对差分输出端子的第一和第二输出端子；第一和第二压控可变电容器，分别连接到第一节点和第二节点；第一和第二负载电容器，分别连接到第一和第二输出端子；第一和第二跟随器电路，分别连接到第一和第二输出端子；第一反馈电容器和第三压控可变电容器，串联连接到第一跟随器电路的输出端子；以及第二反馈电容器和第四压控可变电容器，串联连接到第二跟随器电路的输出端子；其中第一和第二节点分别连接到第一和第二输入端子，第一跟随器电路的输出信号通过第一反馈电容器和第三压控可变电容器反馈到所述第二节点，第二跟随器电路的输出信号通过第二反馈电容器和第四压控可变电容器反馈到所述第一节点，以及将控制电压施加到第一到第四压控可变电容器。
通过根据本发明的压控振荡电路，将第一和第二压控电容器分别连接到差分放大电路的第一和第二输入端子，并且将跟随器电路，例如射极跟随器电路分别连接到差分放大电路的第一和第二输出端子。将一个跟随器电路的输出信号通过第三压控可变电容器反馈到差分放大电路，以及将另一个跟随器电路的输出信号通过第四压控可变电容器反馈到差分放大电路。通过这种方式，可以在不考虑控制电压变化的情况下使得差分放大电路的环路特性保持恒定，从而能够维持包括启动特性和相位噪声在内的压控振荡电路的良好特性。由于也能够在不考虑谐振元件特性的情况下良好地保持差分放大电路的环路特性，压控振荡电路可以与不同类型和不同谐振频率的谐振元件兼容。
附图说明
图1是示出根据现有技术的具有差分放大电路的振荡电路的配置示例的电路图；
图2是示出基于图1所示振荡电路构建的压控振荡电路的配置示例的电路图；
图3是示出图2所示电路的环路特性的曲线图；
图4是从其中去除了反馈路径的图2所示电路的交流AC等效电路的电路图；
图5是示出根据本发明第一示例性实施例的压控振荡电路配置的电路图；
图6是示出图5所示电路的改善的环路特性的曲线图；
图7是示出图5所示电路的改善的相位噪声的曲线图；
图8是示出根据本发明第二示例性实施例的压控振荡电路配置的电路图；
图9是示出图8所示电路的改善的相位噪声特性的曲线图；
图10是示出根据本发明第三示例性实施例的压控振荡电路配置的电路图；
图11是示出可变电阻器的配置示例的电路图；
图12是示出可变电容器的配置示例的电路图；
图13是示出可变电流源的配置示例的电路图；
图14是示出根据本发明第四示例性实施例的压控振荡电路配置的电路图；
图15是示出根据本发明第五示例性实施例的压控振荡电路配置的电路图；
图16是示出图10所示压控振荡电路示例的电路图，其中将变容二极管用作压控可变电容器；
图17是示出图10所示压控振荡电路示例的电路图，其中将MOS(金属氧化半导体)用作压控可变电容器；
图18是示出图10所示压控振荡电路另一示例的电路图，其中将MOS电容器用作压控可变电容器；
图19是MOS电容器结构示例的横截面图；
图20是图19所示MOS电容器的示意性平面图；
图21是根据本发明的晶体振荡器结构示例的横截面图；
图22是为说明起见省略了盖体的图21所示晶体振荡器的平面图；以及
图23是为说明起见省略了盖体和晶体坯的图21所示晶体振荡器的平面图。
具体实施方式
在所有的视图中，相同或对应的部件采用相同或对应的附图标记表示。
在描述根据本发明的示例性实施例的压控振荡电路之前，根据发明人的分析，先要描述现有技术的压控振荡电路的环路增益会随着控制电压变化的原因。在图2所示压控振荡电路中，来自包括晶体管Q1、Q2的差分放大电路的输出信号(即从晶体管Q1、Q2的集电极输出的输出信号)被反馈到该差分放大电路的输入端子(即晶体管Q1、Q2的基极)，其中通过具有电容器C1、C2和可变电容器VC1、VC2的分压电路对信号的电压进行分压。当可变电容器VC1、VC2的电容值改变时，反馈信号的电平也改变，导致环路增益的变化。
根据发明人的分析，下面将描述现有技术的压控振荡电路的品质因数会随着控制电压而降低的原因。图4是图2所示电路的交流(AC)等效电路的电路图，其中没有到晶体管Q1、Q2的反馈路径，即没有晶体管Q1、Q2。由于图2所示的偏置电阻器R3、R4比差分放大电路的负载电阻器R1、R2显著地大，可以假定该偏置电阻器R3、R4可以忽略。
为了示例性描述的目的，还可以假定谐振元件21的品质因数是无穷大(∞)。如果负载电阻器R1、R2的电阻值为零，则图2所示整个电路的品质因数是无穷大，从而使得振荡电路很理想。但是，实际上由于负载电阻器R1、R2的电阻值是有限值，所以品质因数被降低。因为图2所示电路的负载电阻器R1、R2的电阻值和电容器C1、C2的电容值没有改变，由于负载电阻器R1、R2对品质因数的影响，随着可变电容器VC1、VC2的电容值变小，品质因数也会变小。因此，如上参照图3所述，当可变电容器VC1、VC2的电容值变小时，即当振荡电路在更高频率下振荡时，电路的品质因数会降低。
基于上述分析，如果环路增益即使在图2所示电路的控制电压改变时保持不变，可以看出电容器C1、C2应该包括可变电容器，并且它们的电容值应该随着控制电压按照与可变电容器VC1、VC2相同的速度变化。为了防止品质因数降低，可以使得差分放大电路的输出阻抗接近于零，并且，例如可以将射极跟随器电路添加到差分放大电路上。但是，由于射极跟随器电路不满足使信号相位在最大环路增益的频率下旋转360°(＝0°)的要求，简单地增加射极跟随器电路对于使振荡电路保持良好的振荡来说不够有效。
考虑到上述分析结果，本发明提出了根据如下所述示例性实施例的压控振荡电路，该电路能够保持自身良好的振荡。
图5示出了根据本发明第一示例性实施例的压控振荡电路的配置。图5所示电路与图2所示压控振荡电路的不同点在于，它另外具有两个射极跟随器电路(包括晶体管Q3、Q4和电流源I2、I3)以用于在不受控制电压Vcont影响的情况下保持高品质因数，并且在不受控制电压Vcont影响的情况下使得环路增益恒定。上文已经描述了电容器C1、C2应该包括可变电容器以便于保持环路增益的恒定。但是，添加的射极跟随器电路需要将串联连接的压控可变电容器VC3、VC4和电容器C3、C4添加到图5所示电路中。电容器C3、VC3用作将信号反馈到晶体管Q1基极的电容器，并且电容器C4、VC4用作将信号反馈到晶体管Q2基极的电容器。
通过图2所示的振荡电路，差分放大电路的负载电阻器R1、R2以及连接到该差分放大电路的输出端子的容性负载使得信号延迟，从而在使环路增益最大的频率下达到0°信号相位的条件。容性负载包括电容器C1、C2和可变电容器VC1、VC2。简单地增加射极跟随器电路不能在使环路增益最大的频率下达到0°信号相位的条件。通过利用图5所示本示例性实施例的振荡电路，将晶体管Q2的集电极连接到地的电容器C1和将晶体管Q1的集电极连接到地的电容器C2对信号提供了相位旋转，从而在使环路增益最大的频率下获得0°信号相位的条件，就像利用图2所示现有技术的电路一样。
下面将要描述图5所示压控振荡电路的细节，特别是添加到图2所示电路上的元件细节。
如图5所示，属于某一个射极跟随器电路的晶体管Q3的集电极连接到电源电压Vcc，基极连接到晶体管Q2的集电极。电流源I2连接在晶体管Q3的发射极和地之间。电容器C3的一端连接到晶体管Q3的发射极，另一端通过可变电容器VC3连接到节点X1。类似地，属于另一个射极跟随器电路的晶体管Q4的集电极连接到电源电压Vcc，基极连接到晶体管Q1的集电极。电流源I3连接在晶体管Q4的发射极和地之间。电容器C4的一端连接到晶体管Q4的发射极，另一端通过可变电容器VC4连接到节点X4。控制电压Vcont经由电阻器R6施加到电容器C3和可变电容器VC3之间的连接点，并且经由电阻器R7施加到电容器C4和可变电容器VC4之间的连接点。控制电压Vcont还经由电阻器R8施加到可变电容器VC1、VC2。
压控可变电容器VC1到VC4的每个都包括电容值随着施加到其上的电压而改变的元件，即具有依赖于电压的电容值的元件，例如可变电容二极管、变容二极管、MOS(金属氧化物半导体)电容器或类似元件。此外，压控可变电容器VC1到VC4的每一个还可以采用由多个电路组件构成的电路实现，该多个电路组件相结合以提供依赖于电压的电容值。
图6示例性说明了在采用具有75MHz振荡频率的晶体元件并且压控可变电容器VC1、VC2的电容值在从2pF到10pF的范围内容变化以改变振荡频率的条件下，通过改变控制电压Vcont来改变振荡频率时，图5所示压控振荡电路的环路特性变化。在图6中，曲线G1到G4表示增益特性，曲线P1到P4表示相位特性。曲线G1、P1分别表示当可变电容器VC1、VC2每个的电容值是2pF时的增益和相位特性。曲线G2、P2分别表示当可变电容器VC1、VC2每个的电容值是3pF时的增益和相位特性。曲线G3、P3分别表示当可变电容器VC1、VC2每个的电容值是6pF时的增益和相位特性。曲线G4、P4分别表示当可变电容器VC1、VC2每个的电容值是10pF时的增益和相位特性。
如图6所示，当可变电容器VC1、VC2的电容值随着控制电压Vcont改变时，图5所示振荡电路的环路增益实质上保持不变，并且其品质因数也实质上保持不变。
图7是显示图5所示振荡电路与图2所示振荡电路的相位噪声特性的对比曲线图。假定振荡电路的每个半导体器件的连接点温度Tj是25℃，并且可变电容器VC1、VC2每个的电容值是3pF。在图7中，用“相位噪声A”表示的曲线代表图2所示根据现有技术的振荡电路的相位噪声特性，并且用“相位噪声B”表示的曲线代表图5所示根据本示例性实施例的振荡电路的相位噪声特性。如图7所示，图5所示电路的相位噪声特性相对于图2所示根据现有技术的电路的相位噪声特性改善了大约6dBc/Hz。相位噪声特性得到改善是因为品质因数被改善。两个电路的相位噪声在高于10kHz的偏移频率范围内是恒定的，这是因为在该偏移频率范围内相位噪声受到电路热噪声的抑制。
如上所述，在第一示例性实施例中，实现了具有宽可变频率范围和低相位噪声的压控振荡电路。
图8示出了根据本发明第二示例性实施例的压控振荡电路。图8所示振荡电路与图5所示振荡电路的不同点在于图8所示电路还进一步包括射极跟随器电路，该射极跟随器电路连接到图5所示振荡电路中的对应的差分放大电路输入端子。
具体地说，如图8所示，包括晶体管Q5和电流源I4的射极跟随器电路连接到晶体管Q1的基极。晶体管Q5的发射极连接到晶体管Q1的基极，电流源I4连接在晶体管Q5的发射极与地之间。晶体管Q5的基极连接到节点X1，并且其集电极连接到电源Vcc。类似地，包括晶体管Q6和电流源I5的射极跟随器电路连接到晶体管Q2的基极。晶体管Q6的发射极连接到晶体管Q2的基极，电流源I5连接在晶体管Q6的发射极与地之间。晶体管Q5的基极连接到节点X2，并且其集电极连接到电源Vcc。
当图5所示根据第一示例性实施例的振荡电路周围的温度增加时，每个双极晶体管的电流放大系数hfe减小，导致输入晶体管Q1、Q2的基极电流增加，以及相位噪声的劣化。在图8所示根据第二示例性实施例的振荡电路中，连接到晶体管Q1、Q2输入端子的每一个的射极跟随器电路是用于防止相位噪声在高温下劣化的电路。输入晶体管Q1、Q2的基极电流的增加实质上受到晶体管Q4、Q5的抑制，从而使得图5所示的压控振荡电路可以防止相位噪声劣化。
图9是显示图5所示振荡电路与图8所示振荡电路的相位噪声特性的对比曲线图，其中图8所示振荡电路设计为用于防止相位噪声在高温下劣化。假定振荡电路的每个半导体器件的连接点温度Tj是85℃，并且可变电容器VC1、VC2每个的电容值是3pF。在图9中，用“相位噪声C”表示的曲线代表图5所示根据第一示例性实施例的电路的相位噪声特性，并且用“相位噪声D”表示的曲线代表图8所示根据本示例性实施例的电路的相位噪声特性。从图9可以理解，所增加的射极跟随器电路将高温下的相位噪声改善了大约12dBc/Hz。
图10示出了根据本发明第三示例性实施例的压控振荡电路。
为了在集成电路(ICs)上构建压控振荡电路，考虑到包括经济原因在内的多种原因，希望能够在一种类型的压控振荡电路中使用不同类型和不同频率的谐振元件。图10所示振荡电路与图8所示振荡电路类似，不同点在于进行某些修改以使得振荡电路与多种谐振元件兼容。具体地说，图10所示电路包括图8所示电路中的电流源I1、负荷电阻器R1、R2，以及负载电容器C1、C2的可变版本。可以对电流源I1、负载电阻器R1、R2以及负载电容器C1、C2的值进行调整，以使得压控振荡电路能够兼容多种频率的谐振元件。具体地说，图10所示振荡电路包括替换电流源I1的可变电流源VI1，替代负载电阻器R1、R2的可变电阻器VR1、VR2，以及替代负载电容器C1、C2的可变电容器SC1、SC2。
更具体地，当采用具有75MHz谐振频率的晶体元件作为谐振元件21时，假定负载电容器SC1、SC2的每一个分别具有适当的2pF的电容值。如果采用具有150MHz振荡频率的晶体元件作为谐振元件21，则有必要通过使得负载电容器SC1、SC2的每一个分别具有适当的1pF的电容值，将差分放大电路的频带加倍。
通过可变电流源VI1和可变电阻器VR1、VR2也可以达到同样的效果。具体地说，通过将负载电容器SC1、SC2的电容值保持为2pF，同时将电流源VI1提供的电流量加倍，以及将负荷电阻器VR1、VR2的电阻值减半可以达到同样的效果。通过使得这些电路组件值可变，图10所示根据第三示例性实施例的压控振荡电路能够适用于不同类型和谐振频率的谐振元件。
图11-图13示例性说明了实现这些电路组件的具体电路示例。图11示出了可变负载电阻器VR1、VR2配置的具体示例。图12示出了可变负载电容器SC1、SC2配置的具体示例。图13示出了可变电流源VI1配置的具体示例。这些可变电路组件具有通过向它们输入逻辑信号以改变它们的组件值的功能。
图11所示可变负载电阻器包括连接到电源Vcc的端子T1和连接到晶体管Q1或Q2的集电极的端子T2。端子T1连接到电阻器Ra0的一端和n个P沟道MOSFET(MOS场效应晶体管)MP1到MP(n)的并联漏极。电阻器Ra0的另一端连接到端子T2。晶体管MP1到MP(n)的源极分别经由电阻器Ra1到Ra(n)连接到端子T2。晶体管MP1到MP(n)的栅极分别提供有控制信号Rcont1到Rcont(n)。因此，通过利用n个控制信号Rcont1到Rcont(n)作为逻辑信号控制晶体管MP1到MP(n)的导通和关闭，使得可变负载电阻器具有期望的电阻值。
图12所示的可变负载电容器构建为开关电容器，其端子T3连接到晶体管Q3或Q4的基极，端子T4连接到地。端子T4连接到n个N沟道MOSFETMN1到MN(n)的并联源极。晶体管MN1到MN(n)的漏极分别经由电容器Ca1到Ca(n)连接到端子T3。晶体管MN1到MN(n)的栅极分别提供有控制信号Ccont1到Ccont(n)。通过利用n个控制信号Ccont1到Ccont(n)作为逻辑信号控制晶体管MN1到MN(n)的导通和关闭，使得可变负载电容器具有期望的电容值。
图13所示的可变电流源包括：电流输出端子Iout；参考电流源I0；一起构成电流镜电路的(m+1)个双极晶体管Qa0到Qa(m)；2n个M沟道MOS场效应晶体管Ma1到Ma(n)、Mb1到Mb(n)；(m+1)个电阻器Rb0到Rb(m)；以及n个反相器(即逻辑反相电路)Inv1到Inv(n)，这里m＞n。晶体管Qa0到Qa(m)的发射极分别经由电阻器Rb0到Rb(m)连接到地。晶体管Qa0到Qa(m)的集电极相互并联地连接到电流输出端子Iout。晶体管Qa(n+1)到Qa(m)的基极和集电极共同连接到参考电流源I0的输出端子。晶体管Mb1到Mb(n)的源极是接地的，晶体管Mb1到Mb(n)的漏极分别连接到晶体管Ma1到Ma(n)的源极。晶体管Qa1到Qa(n)的基极连接到晶体管Mb1到Mb(n)的漏极与晶体管Ma1到Ma(n)的源极之间的对应连接点。晶体管Ma1到Ma(n)的漏极共同连接到参考电流源I0的输出端子。晶体管Mb1到Mb(n)的栅极分别提供有控制信号Icont1B到Icont(n)B。晶体管Ma1到Ma(n)的栅极分别通过反相器Inv1到Inv(n)提供有控制信号Icont1B到Icont(n)B。这样构建的可变电流源能够根据作为逻辑信号的控制信号Icont1B到Icont(n)B独立地将晶体管Qa1到Qa(n)的基极选择性地接地或连接到参考电流源I0的输出端子。由于可以通过控制控制信号Icont1B到Icont(n)B的导通和关闭来增加或减少构成电流镜电路的晶体管的数量，图13所示的电路配置可以用作可变电流源。为了降低相位噪声，各个双极晶体管Qa0到Qa(m)的电流放大系数应该优选地较小。
图13所示根据第三示例性实施例的可变电流源采用了图8所示振荡电路中的负载电阻器R1、R2、电流源I1以及负载电容器C1、C2的可变版本。在图5所示的压控振荡电路中，负载电阻器R1、R2，电流源I1以及负载电容器C1、C2也可以类似地采用可变组件。
图14示出了根据本发明第四示例性实施例的压控振荡电路。
根据上述示例性实施例的压控振荡电路可以采用多种类型以及多种不同谐振频率的谐振元件21。但是，如果采用具有极高品质因数的谐振元件21会带来问题。例如，如果用作谐振元件21的晶体元件的谐振频率较低，例如等于或小于10MHz，则晶体元件自身的品质因数会变得非常高，例如Q＝106，其结果是晶体元件上的信号电压幅度会变得非常大并超过直接电连接到晶体元件的晶体管的耐受电压，这可能会损坏晶体管。图14所示的振荡电路包括分压电路以用于降低施加到晶体管基极的信号幅度，所述分压电路由连接谐振元件21与差分放大电路的输入端子或在差分放大电路输入级处的射极跟随器电路之间的电容器构成。
具体地说，图14所示的振荡电路与图10所示的振荡电路不同之处在于，图14所示电路还进一步包括电阻器R9、R10、电容器C5、C6以及作为开关电容器的可变电容器SC3、SC4。电容器C5连接在节点X1与晶体管Q5的基极之间，通过电阻器R9对晶体管Q5的基极提供偏置电压Vb。晶体管Q5的基极也连接到可变电容器C3的一端，可变电容器C3的另一端接地。电容器C5、SC3共同构成可变分压电路。类似地，电容器C6连接在节点X2与晶体管Q6的基极之间，通过电阻器R10对晶体管Q6的基极提供偏置电压Vb。晶体管Q6的基极也连接到可变电容器C4的一端，可变电容器C3的另一端接地。电容器C6、SC4共同构成可变分压电路。这些分压电路用于降低施加到射极跟随器电路和差分放大电路上的输入信号的幅度。由于可以根据谐振元件21的特性来确定可变电容器SC3、SC4的电容值，图14所示的压控振荡电路可以应用于多种类型和多种不同谐振频率的谐振元件21上。可变电容器SC3、SC4的每一个可以例如是图13所示的配置。
图14所示根据第四示例性实施例的振荡电路与图10所示根据第三示例性实施例的振荡电路的不同之处在于，图14所示电路还进一步包括电阻器R9、R10、电容器C5、C6以及作为开关电容器的可变电容器SC3、SC4。类似地，电阻器R9、R10、电容器C5、C6以及作为开关电容器的可变电容器SC3、SC4可以添加到图5所示根据第一示例性实施例的振荡电路上。在这种变型中，在电容器C5、SC3与电阻器R9之间的连接点连接到晶体管Q1的基极，并且在电容器C6、SC4与电阻器R10之间的连接点连接到晶体管Q2的基极。
图15示出了根据本发明第五示例性实施例的压控振荡电路。
图10和图14所示的压控振荡电路通过在它们的电路中设置可变组件使得它们能够兼容于不同类型的谐振元件。但是，如果控制这些可变组件的信号端子装配在集成电路上，集成电路的芯片面积会变得过大以至于不具有实际可用性。图15所示的振荡电路包括设置在集成电路上的可编程PROM(可编程只读存储器)23，在该集成电路上集成有压控振荡电路(VC0)20。此外，集成电路上的振荡电路还包括开关控制器24和接口电路25，该开关控制器24用于将PROM23中写入的数据转换成用于可变组件的控制信号，并将该控制信号提供给压控振荡电路20中的可变组件，所述接口电路25用于将数据写入到PROM23中以及从PROM23中读取数据。压控振荡电路20、PROM23、开关控制器24以及接口电路25共同构成可编程的压控振荡电路。特别地，压控振荡电路20中的可变组件包括可变电阻器VR、作为开关电容器的可变电容器SC以及可变电流源VI。接口电路25设置为逻辑电路，具有以串行格式将数据写入到PROM23中以及从PROM23中读取数据的输入和输出端子(S-DataI/O)，用于输入时钟信号的端子(CLK)，以及用于输入在写模式和读模式之间切换的信号的端子(R/W)。
构建为图15所示的电路可以减少集成电路上的端子数量，并且通过改变PROM23中写入的数据使其能够适用于多种类型和多种谐振频率的谐振元件21。这样构建的压控振荡电路可以自动制造。
下面将要描述可以用于上述示例性实施例的压控振荡电路的电压可变电容器。特别地，下面将要描述可以用作图10所示根据第三示例性实施例的振荡电路中的可变电容器VC1到VC4的特定类型的电压可变电容器。
图16所示的压控振荡电路包括变容二极管VCD1到VCD4，用作图10所示电路中对应的可变电容器VC1到VC4。变容二极管VCD1、VCD3的阴极共同连接到节点X1，变容二极管VCD2、VCD4的阴极共同连接到节点X2。变容二极管VCD1、VCD2与电阻器R8之间的连接点通过电容器C7接地。
图17所示的压控振荡电路包括MOS电容器MVC1到MVC4，用作图10所示电路中对应的可变电容器VC1到VC4。MOS电容器MVC1、MVC3的栅极共同连接到节点X1，MOS电容器MVC2、MVC4的栅极共同连接到节点X2。MOS电容器MVC1、MVC2与电阻器R8之间的连接点通过电容器C7接地。
图18示出了压控振荡电路，其包括反向连接的图17所示振荡电路的MOS电容器MVC1到MVC4。对于图18所示的电路，由于MOS电容器MVC1到MVC4是反向连接，施加到这些MOS电容器上的偏置电压的极性也需要反转。为了满足这种需要，在图18所示电路中，电容器C5连接在节点X1与晶体管Q5的基极之间，电容器C6连接在节点X2与晶体管Q6的基极之间。将控制电压Vcont(而不是偏置电压)施加到偏置电阻器R3、R4之间的连接点，将第一偏置电压Vb1(而不是控制电压)施加到电阻器R6到R8之间的连接点。第二偏置电压Vb2经由电阻器R11施加到晶体管Q5的基极，并经由电阻器R12施加到晶体管Q6的基极。
与图10所示的振荡电路不同，在图16-图18所示的每个电路中，在两个电压可变电容器与电阻器R8之间的连接点经由电容器C7交流(AC)地接地。电容器C7不是必需的。如果施加到两个电压可变电容器的电压与该两个电压可变电容器的电容线性相关，则两个电压可变电容器与电阻器R8之间的公共连接点用作交流电流的虚拟接地点，并且对交流(AC)组件来说总是保持在零电势。但是，由于电压可变电容器的电压-电容特性实际上是非线性的，该公共连接点不充当交流电流的虚拟接地点，这导致相位噪声的劣化。因此，如果电压可变电容器的非线性较大，电容器C7连接在电压可变电容器之间的连接点与地之间，以使得相位噪声的劣化最小化。
图19和图20示出了图17和图18所示的压控振荡电路中包括的MOS电容器的具体配置细节。图19是每个MOS电容器结构的横截面图，以及图20是该配置的示意性平面图，其中为了便于示例性说明而省略了氧化层44。
如图19和图20所示，作为集成电路的半导体衬底的硅衬底41的表面包括通过导入N型掺杂剂形成的N阱区42。N阱区42在其一端包括电极连接区43，该区域43是通过导入较高浓度级别的N型掺杂剂形成的N+区域。N阱区42中除了电极连接区43以外的区域位于多晶硅电极45以下，并且在二者之间插入有与MOSFET的栅绝缘膜对应的氧化层。在N阱区42与多晶硅电极45之间的氧化层的厚度表示为TOX。由SiO2等类似物形成的氧化层44布置在硅衬底41上，与N阱区42、电极连接区43和多晶硅电极45形成覆盖关系。插入在N阱区42与多晶硅电极45之间的薄氧化层构成氧化层44的一部分。
氧化层44在其中包括对应于半导体集成电路的层间互连层的互连层46、47。互连层46通过触点48电连接到多晶硅电极45，互连层47通过触点49电连接到电极连接区43。互连层46从MOS电容器的栅极引出，互连层47从半导体衬底引出。
以上描述了根据本发明示例性实施例的压控振荡电路，在该电路中差分放大电路包括一对NPN双极性晶体管，并且射极跟随器连接到该差分放大电路。但是，本发明不限制于上述压控振荡电路，而是可以多种方式进行修改。例如根据本发明的压控振荡电路可以包括具有N沟道MOS晶体管的差分放大电路，还可以包括其它的跟随器电路，例如用源极跟随器电路代替射极跟随器电路。
下面将要描述上述压控振荡电路任一个中的晶体振荡器，该晶体振荡器包括作为谐振元件的晶体元件，并且所有元件都组装成一个组件。图21示出了根据本发明的晶体振荡器结构示例的横截面图。
图21中所示的晶体振荡器被表面安装到电路板或布线板上。晶体振荡器包括实质上成形为由层压陶瓷制成的平长方体的箱体本体1。箱体本体1在其主表面中定义有实质上矩形的凹部2，并且在凹部2中容纳石英晶体坯3和IC(集成电路)芯片4。箱体本体1由金属盖体5覆盖以封闭凹部2，使得晶体坯3和IC芯片4密封地封装在由箱体本体1和盖体5构成的箱体中。晶体坯3用作晶体元件。IC芯片4包括集成在半导体衬底上的电子电路，该电子电路包括上述压控振荡电路任一个中除了谐振元件21之外的所有组件。在其上设置有电子电路的IC芯片4的主表面称为电路形成表面。
图22是为了便于说明而省略了盖体5的晶体振荡器的平面图，以及图23是为便于说明省略了盖体5和晶体坯3的图21所示晶体振荡器的平面图。如图22和23所示，在图示箱体本体1的上表面上的环状金属膜16与凹部2呈包围关系。金属膜16用于将盖体5连接到箱体本体1。
晶体坯3例如是实质上呈矩形的AT切割石英晶体坯。驱动电极11分别布置在晶体坯3的两个主表面的中间。连接电极12从对应的驱动电极11伸出并朝向晶体坯3短边的对应相对端延伸。连接电极12在晶体坯3的短边端部处在晶体坯3的主表面之间回折。
箱体本体1的限定凹部2的内侧墙面具有两种类型的台阶6、7，即第一台阶6和第二台阶7。第一台阶6低于第二台阶7。第一台阶6沿着箱体本体1的相对长边墙面延伸，并且第二台阶7沿着箱体本体1的短边墙面延伸。用于电连接IC芯片4的多个焊盘(即连接电极)14布置在第一台阶6的上表面上。用于电连接晶体坯3的一对保持端子13布置在第二台阶7的上表面上。保持端子13通过箱体本体1中的导电路径电连接到两个焊盘14。多个装配电极15由箱体本体1外侧表面上的雉堞墙(castellation)制成。在将晶体振荡器表面安装到电路板或布线板上时用到装配电极15。装配电极15通过箱体本体1中的导电路径电连接到焊盘14。装配电极15包括用于电源电压的端子VCC、用于输出信号的端子OUTM、OUTP、接地端子GND、用于接收控制电压的端子VCONT，用于输入输出使能信号的端子OE等等。
IC芯片4通过将它的电路形成为表面向上以固定到凹部2的底面8。在电路形成表面上的连接焊盘通过导线键合利用金(Au)或类似物的导线10电连接到第一台阶6上的焊盘14。从而，将IC芯片4电连接到装配电极15。
通过在晶体坯3的外围一对连接电极12朝向其延伸的位置处利用导电粘结剂9将一对连接电极12键合到保持端子13上，晶体坯3可以固定地保持在凹部2中并电连接到IC芯片4。如此固定在凹部2中的晶体坯3布置在IC芯片4上方并与其形成覆盖关系。
晶体振荡器可以这样完成，将IC芯片4固定到凹部2的内部底面8上，通过导线键合利用引线10将连接焊盘电连接到焊盘14上，然后将晶体坯3固定到保持端子13，然后将盖体5连接到箱体本体1的上表面以与凹部2的开口形成包围关系，从而封闭凹部2，从而使得晶体坯3和IC芯片4密封地封装在箱体本体1中。

Claims (10)

1.一种压控振荡电路，连接到谐振元件，所述压控振荡电路包括：
第一节点和第二节点，用于分别连接到所述谐振元件的相对端；
差分放大电路，包括构成一对差分输入端子的第一输入端子和第二输入端子，以及构成一对差分输出端子的第一输出端子和第二输出端子；
第一压控可变电容器和第二压控可变电容器，所述第一压控可变电容器连接到所述第一节点，所述第二压控可变电容器连接到所述第二节点；
第一负载电容器和第二负载电容器，所述第一负载电容器连接到所述第一输出端子，所述第二负载电容器连接到所述第二输出端子；
第一跟随器电路和第二跟随器电路，所述第一跟随器电路连接到所述第一输出端子，所述第二跟随器电路连接到所述第二输出端子；
第一反馈电容器和第三压控可变电容器，串联连接到第一跟随器电路的输出端子；以及
第二反馈电容器和第四压控可变电容器，串联连接到第二跟随器电路的输出端子；
其中所述第一节点连接到所述第一输入端子，所述第二节点连接到所述第二输入端子，第一跟随器电路的输出信号通过所述第一反馈电容器和所述第三压控可变电容器反馈到所述第二节点，第二跟随器电路的输出信号通过所述第二反馈电容器和所述第四压控可变电容器反馈到所述第一节点，以及将控制电压施加到第一压控可变电容到第四压控可变电容器。
2.根据权利要求1所述的压控振荡电路，还包括：
第三跟随器电路，连接在所述第一节点和第一输入端子之间；以及
第四跟随器电路，连接在所述第二节点和第二输入端子之间。
3.根据权利要求1所述的压控振荡电路，还包括：
第一可变分压电路，具有数字可控的可变电容并连接在所述第一节点和第一输入端子之间；以及
第二可变分压电路，具有数字可控的可变电容器并连接在所述第二节点和第二输入端子之间。
4.根据权利要求2所述的压控振荡电路，还包括：
第一可变分压电路，具有由数字控制信号数字可控的可变电容器，并连接在所述第一节点和所述第三跟随器电路的输入端子之间；以及
第二可变分压电路，具有由数字控制信号数字可控的可变电容器，并连接在所述第二节点和所述第四跟随器电路的输入端子之间。
5.根据权利要求1所述的压控振荡电路，其中所述差分放大电路的电流源、分别连接到所述第一差分输出端子和第二差分输出端子的负载电阻器、以及所述第一负载电容器和第二负载电容器中的每个包括由数字控制信号数字可控的可变组件。
6.根据权利要求4所述的压控振荡电路，还包括：
存储电路，从外部电路提供的数据写入到该存储电路；以及
控制器，基于写入到所述存储电路的数据产生所述数字控制信号。
7.根据权利要求1所述的压控振荡电路，其中所述差分放大电路包括：第一晶体管和第二晶体管，具有相应的连接在一起的发射极或集电极；以及电流源，连接到所述连接在一起的发射极或集电极之间的连接点，所述第一晶体管的输出端用作所述第一输出端子，所述第二晶体管的输出端用作所述第二输出端子，所述第一晶体管的输入端用作所述第一输入端子，所述第二晶体管的输入端用作所述第二输入端子。
8.根据权利要求1所述的压控振荡电路，其中，所述第一跟随器电路是第一射极跟随器电路，所述第二跟随器电路是第二射极跟随器电路。
9.一种晶体振荡器，包括：
晶体元件；
IC芯片，连接到所述晶体元件；以及
箱体，在其中容纳所述晶体元件和所述IC芯片；
其中，所述IC芯片至少包括集成到其中并连接到所述晶体元件的压控振荡电路，以及
所述压控振荡电路包括：
第一节点和第二节点，分别连接到所述晶体元件的相对端；
差分放大电路，包括构成一对差分输入端子的第一输入端子和第二输入端子，以及构成一对差分输出端子的第一输出端子和第二输出端子；
第一压控可变电容器和第二压控可变电容器，所述第一压控可变电容器连接到所述第一节点，所述第二压控可变电容器连接到所述第二节点；
第一负载电容器和第二负载电容器，所述第一负载电容器连接到所述第一输出端子，所述第二负载电容器连接到所述第二输出端子；
第一跟随器电路和第二跟随器电路，所述第一跟随器电路连接到所述第一输出端子，所述第二跟随器电路连接到所述第二输出端子；
第一反馈电容器和第三压控可变电容器，串联连接到第一跟随器电路的输出端子；以及
第二反馈电容器和第四压控可变电容器，串联连接到第二跟随器电路的输出端子；
其中所述第一节点连接到所述第一输入端子，所述第二节点连接到所述第二输入端子，第一跟随器电路的输出信号通过所述第一反馈电容器和所述第三压控可变电容器反馈到所述第二节点，第二跟随器电路的输出信号通过所述第二反馈电容器和所述第四压控可变电容器反馈到所述第一节点，以及将控制电压施加到第一到第四压控可变电容器。
10.根据权利要求9所述的晶体振荡器，其中所述箱体包括：箱体本体，在其中限定有凹部；和盖体，用于封闭所述凹部；以及
通过所述盖体将用作所述晶体元件的晶体坯和所述IC芯片密封地封装在所述凹部中。
CN201210074086.3A 2011-03-24 2012-03-20 压控振荡电路和晶体振荡器 Expired - Fee Related CN102694504B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011065818 2011-03-24
JP2011-065818 2011-03-24
JP2012020854A JP5912598B2 (ja) 2011-03-24 2012-02-02 電圧制御発振回路及び水晶発振器
JP2012-020854 2012-02-02

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102694504A CN102694504A (zh) 2012-09-26
CN102694504B true CN102694504B (zh) 2016-03-16

Family

ID=45932139

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201210074086.3A Expired - Fee Related CN102694504B (zh) 2011-03-24 2012-03-20 压控振荡电路和晶体振荡器

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8564378B2 (zh)
EP (1) EP2503687A2 (zh)
JP (1) JP5912598B2 (zh)
CN (1) CN102694504B (zh)
TW (1) TWI495257B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108075762A (zh) * 2016-11-07 2018-05-25 联发科技股份有限公司 驱动器电路

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5912598B2 (ja) * 2011-03-24 2016-04-27 日本電波工業株式会社 電圧制御発振回路及び水晶発振器
JP6414382B2 (ja) * 2013-12-25 2018-10-31 セイコーエプソン株式会社 発振回路、発振器、電子機器及び移動体
US9281810B2 (en) * 2014-05-13 2016-03-08 Qualcomm Incorporated Current mode logic circuit with multiple frequency modes
JP6705243B2 (ja) * 2016-03-25 2020-06-03 セイコーエプソン株式会社 発振器、電子機器及び移動体
JP6680093B2 (ja) 2016-06-10 2020-04-15 富士通株式会社 水晶発振器及び水晶振動子の特性測定方法
JP6724577B2 (ja) 2016-06-10 2020-07-15 富士通株式会社 水晶発振器及び水晶振動子の特性測定方法
JP6729019B2 (ja) * 2016-06-10 2020-07-22 富士通株式会社 水晶発振器及び水晶発振器制御方法
JP6733332B2 (ja) 2016-06-10 2020-07-29 富士通株式会社 水晶発振器及び水晶振動子の特性測定方法
JP6733331B2 (ja) 2016-06-10 2020-07-29 富士通株式会社 水晶発振器
JP6693285B2 (ja) 2016-06-10 2020-05-13 富士通株式会社 水晶発振器及び水晶振動子の特性測定方法
US10367462B2 (en) 2017-06-30 2019-07-30 Silicon Laboratories Inc. Crystal amplifier with additional high gain amplifier core to optimize startup operation
US10574185B2 (en) 2017-06-30 2020-02-25 Silicon Laboratories Inc. Crystal driver circuit with core amplifier having unbalanced tune capacitors
US10536115B2 (en) 2017-06-30 2020-01-14 Silicon Laboratories Inc. Crystal driver circuit with external oscillation signal amplitude control
US20190007005A1 (en) * 2017-06-30 2019-01-03 Silicon Laboratories Inc. Crystal amplifier with resistive degeneration
US10454420B2 (en) 2017-06-30 2019-10-22 Silicon Laboratories Inc. Crystal driver circuit configurable for daisy chaining
GB201801161D0 (en) * 2018-01-24 2018-03-07 Eosemi Ltd Oscillator circuits
US10601369B2 (en) 2018-07-11 2020-03-24 Silicon Laboratories Inc. Crystal oscillator startup time optimization
US10491157B1 (en) 2018-07-11 2019-11-26 Silicon Laboratories Inc. Crystal oscillator adaptive startup energy minimization
GB2579847A (en) * 2018-12-18 2020-07-08 Bombardier Primove Gmbh A filter circuit arrangement, an electric vehicle and a method of operating an electric vehicle

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1672319A (zh) * 2002-08-08 2005-09-21 皇家飞利浦电子股份有限公司 压控振荡器
CN101189791A (zh) * 2005-05-24 2008-05-28 菲尼萨公司 噪声容限压控振荡器
CN102136825A (zh) * 2009-12-18 2011-07-27 日本电波工业株式会社 电压控制可变电容和电压控制振荡器

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3979693A (en) * 1975-08-29 1976-09-07 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Crystal-controlled oscillator having sinusoidal and square-wave output signals
JP2753031B2 (ja) * 1989-04-14 1998-05-18 株式会社東芝 発振回路
JPH03230605A (ja) 1990-02-05 1991-10-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd 差動形発振回路及び周波数変換回路
US5646580A (en) * 1996-03-04 1997-07-08 Motorola, Inc. Method and apparatus for switching crystals in a crystal controlled oscillator
DE69823415T2 (de) * 1997-03-07 2004-09-02 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Schaltungsanordnung zum Vermeiden von parasitären Oszillatorbetriebszuständen in einer Oszillatorschaltung
JPH11312924A (ja) * 1998-04-27 1999-11-09 Kyocera Corp 電圧制御型発振回路
DE19833072A1 (de) * 1998-07-23 2000-02-03 Philips Corp Intellectual Pty Oszillatorschaltung
JP2000236218A (ja) * 1999-02-17 2000-08-29 Murata Mfg Co Ltd 発振器および電圧制御型発振器
GB2349995A (en) * 1999-05-14 2000-11-15 Ericsson Telefon Ab L M An oscillator in which when the frequency is adjusted the level is also adjusted
JP2001156545A (ja) * 1999-11-24 2001-06-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電圧制御発振器および電圧制御発振器を用いた通信機
JP2002118421A (ja) * 2000-10-05 2002-04-19 Alps Electric Co Ltd 電圧制御発振器
DE60122586T2 (de) * 2001-02-13 2007-09-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Differenzoszillator
US7057469B2 (en) * 2002-09-05 2006-06-06 Conexant, Inc. High speed differential voltage controlled oscillator
EP1597819A1 (en) * 2003-02-20 2005-11-23 Koninklijke Philips Electronics N.V. Oscillator circuit
US7190232B1 (en) * 2003-05-14 2007-03-13 Marvell International Ltd. Self-biased active VCO level shifter
JP2005198084A (ja) * 2004-01-08 2005-07-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd 差動発振回路
JP4390105B2 (ja) * 2004-05-19 2009-12-24 ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 可変容量機能のオンオフスイッチ付き可変容量回路、及びこの可変容量回路を用いた電圧制御発振器
US7286024B2 (en) * 2004-08-19 2007-10-23 Agency For Science, Technology And Research Voltage-controlled oscillator with differential output
JP3954059B2 (ja) * 2004-10-21 2007-08-08 シャープ株式会社 発振器、通信装置
JP4713939B2 (ja) * 2005-05-19 2011-06-29 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電圧制御発振器及びそれを用いた無線通信機
DE102005032468B4 (de) * 2005-07-08 2007-06-06 Atmel Germany Gmbh Integrierte Quarzoszillatorschaltung
US7567139B2 (en) * 2006-08-09 2009-07-28 Panasonic Corporation Voltage controlled oscillator, and PLL circuit and wireless communication apparatus using the same
JP4695175B2 (ja) * 2008-11-14 2011-06-08 日本電波工業株式会社 恒温型の水晶発振器
JP5912598B2 (ja) * 2011-03-24 2016-04-27 日本電波工業株式会社 電圧制御発振回路及び水晶発振器

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1672319A (zh) * 2002-08-08 2005-09-21 皇家飞利浦电子股份有限公司 压控振荡器
CN101189791A (zh) * 2005-05-24 2008-05-28 菲尼萨公司 噪声容限压控振荡器
CN102136825A (zh) * 2009-12-18 2011-07-27 日本电波工业株式会社 电压控制可变电容和电压控制振荡器

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108075762A (zh) * 2016-11-07 2018-05-25 联发科技股份有限公司 驱动器电路
CN108075762B (zh) * 2016-11-07 2021-05-18 联发科技股份有限公司 驱动器电路

Also Published As

Publication number Publication date
TWI495257B (zh) 2015-08-01
CN102694504A (zh) 2012-09-26
US8564378B2 (en) 2013-10-22
JP2012213140A (ja) 2012-11-01
EP2503687A2 (en) 2012-09-26
US20120242418A1 (en) 2012-09-27
TW201301745A (zh) 2013-01-01
JP5912598B2 (ja) 2016-04-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102694504B (zh) 压控振荡电路和晶体振荡器
CN102594259B (zh) 晶体振荡器
JP5145988B2 (ja) 発振回路、発振器
US7986194B2 (en) Oscillator
US11863124B2 (en) Circuit device and oscillator
US11990869B2 (en) Circuit device and oscillator
US6111473A (en) Integrated circuit comprising an oscillator
CN102160279A (zh) 压电振动元件及使用它的振荡电路
JP4623595B2 (ja) 周波数選択型発振器回路
JP5115178B2 (ja) 発振器
JP7559552B2 (ja) 回路装置及び発振器
JP5098979B2 (ja) 圧電発振器
JP2023127679A (ja) 発振器
JP2023073610A (ja) 回路装置及び発振器
JP2023096334A (ja) 回路装置、発振器及び製造方法
JP2023096335A (ja) 発振器
JP5533968B2 (ja) 温度補償型発振器および電子機器
JP4356759B2 (ja) 弾性表面波発振器及びその周波数可変方法
JP2024108397A (ja) 振動デバイス
JPH04249409A (ja) 電圧制御発振器
JP2012253830A (ja) 圧電発振器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20160316

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee