JPH11312924A - 電圧制御型発振回路 - Google Patents
電圧制御型発振回路Info
- Publication number
- JPH11312924A JPH11312924A JP10117574A JP11757498A JPH11312924A JP H11312924 A JPH11312924 A JP H11312924A JP 10117574 A JP10117574 A JP 10117574A JP 11757498 A JP11757498 A JP 11757498A JP H11312924 A JPH11312924 A JP H11312924A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- transistor
- oscillation
- voltage
- buffer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明はＣ／Ｎ特性が良好で、且つ出力レベ
ルの高い発振出力が得られる電圧制御型発振回路を提供
する。 【解決手段】 本発明は、制御電圧Vtが印加される共振
回路部Ｘと、発振トランジスタTR2 を含む負性抵抗回路
部Ｙと、バッファートランジスタTR1 を含む増幅回路部
Ｚとから成なるとともに、前記バッファートランジスタ
TR1 と発振トランジスタTR2 とがカスコード接続されて
成り、前記制御電圧Vtに応じた所定周波数の発振出力を
行う電圧制御型発振回路である。そして、ベース接地さ
れたバッファートランジスタTR1 のエミッタに一端が接
地された電流バイパス回路Ｗを接続した。
ルの高い発振出力が得られる電圧制御型発振回路を提供
する。 【解決手段】 本発明は、制御電圧Vtが印加される共振
回路部Ｘと、発振トランジスタTR2 を含む負性抵抗回路
部Ｙと、バッファートランジスタTR1 を含む増幅回路部
Ｚとから成なるとともに、前記バッファートランジスタ
TR1 と発振トランジスタTR2 とがカスコード接続されて
成り、前記制御電圧Vtに応じた所定周波数の発振出力を
行う電圧制御型発振回路である。そして、ベース接地さ
れたバッファートランジスタTR1 のエミッタに一端が接
地された電流バイパス回路Ｗを接続した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電圧制御型発振回
路に関するものである。
路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】高周波無線装置、特に携帯電話装置の回
路構成は、受信系回路と送信系回路と局部発振信号、キ
ャリア信号を形成する送受信周波数制御回路とに大きく
分けられる。上述の通信装置の送信系回路においては、
送信すべきＩ信号、Ｑ信号を所定周波数の周波数のキャ
リア信号に変調する方法としては、変調回路で所定周波
数のキャリア信号をミキサーによって周波数混合合成し
て、必要な周波数帯域のみを通過させるフィルタ、さら
に、所定レベルに増幅していた。
路構成は、受信系回路と送信系回路と局部発振信号、キ
ャリア信号を形成する送受信周波数制御回路とに大きく
分けられる。上述の通信装置の送信系回路においては、
送信すべきＩ信号、Ｑ信号を所定周波数の周波数のキャ
リア信号に変調する方法としては、変調回路で所定周波
数のキャリア信号をミキサーによって周波数混合合成し
て、必要な周波数帯域のみを通過させるフィルタ、さら
に、所定レベルに増幅していた。
【０００３】この送信系回路において、Ｉ信号／Ｑ信号
の変調信号に基づいて、直接、電圧制御型発振回路で発
振出力させる方式が提案されている（一般に、オフセッ
トＰＬＬ方式）。このオフセットＰＬＬ方式における電
圧制御型発振回路では、搬送波となる所定周波数で発振
させるため、発振出力後の信号を周波数混合合成処理及
び所定周波数帯域抽出するためのフィルタが不要とな
り、通信装置全体の小型化が可能となる。
の変調信号に基づいて、直接、電圧制御型発振回路で発
振出力させる方式が提案されている（一般に、オフセッ
トＰＬＬ方式）。このオフセットＰＬＬ方式における電
圧制御型発振回路では、搬送波となる所定周波数で発振
させるため、発振出力後の信号を周波数混合合成処理及
び所定周波数帯域抽出するためのフィルタが不要とな
り、通信装置全体の小型化が可能となる。
【０００４】従来、キャリア信号を形成する送受信周波
数制御回路に用いられる電圧制御型発振回路では、図３
に示すような構成がされていた。
数制御回路に用いられる電圧制御型発振回路では、図３
に示すような構成がされていた。
【０００５】制御電圧端子Ｖｔに供給される制御電圧に
よって制御された共振周波数で共振動作する共振回路部
Ｘと、共振回路部Ｘに接続され、且つ発振条件を整える
発振トランジスタTR2 を含む負性抵抗回路Ｙと、該負性
抵抗回路部Ｙと接続され、且つ発振信号を増幅するバッ
ファートランジスタTR1 を含む増幅回路部Ｚとから構成
されている。
よって制御された共振周波数で共振動作する共振回路部
Ｘと、共振回路部Ｘに接続され、且つ発振条件を整える
発振トランジスタTR2 を含む負性抵抗回路Ｙと、該負性
抵抗回路部Ｙと接続され、且つ発振信号を増幅するバッ
ファートランジスタTR1 を含む増幅回路部Ｚとから構成
されている。
【０００６】この負性抵抗回路部Ｙを構成する超高周波
用トランジスタである発振トランジスタTR2 と増幅回路
部の超高周波用トランジスタであるバッファートランジ
スタTR1 とが互いにカスコード接続されていた。即ち、
バッファートランジスタTR1のエミッタと発振トランジ
スタTR2 のコレクタとが接続している。そして、電源電
圧Ｖｃｃは、バッファートランジスタTR1 から発振トラ
ンジスタTR2 のエミッタに供給されている。これによ
り、バッファートランジスタTR1 のコレクタからエミッ
タに流れるコレクタ電流Ｉｃ1 は、そのまま、発振トラ
ンジスタTR2 のコレクタ電流Ｉｃ2 として流れていた。
用トランジスタである発振トランジスタTR2 と増幅回路
部の超高周波用トランジスタであるバッファートランジ
スタTR1 とが互いにカスコード接続されていた。即ち、
バッファートランジスタTR1のエミッタと発振トランジ
スタTR2 のコレクタとが接続している。そして、電源電
圧Ｖｃｃは、バッファートランジスタTR1 から発振トラ
ンジスタTR2 のエミッタに供給されている。これによ
り、バッファートランジスタTR1 のコレクタからエミッ
タに流れるコレクタ電流Ｉｃ1 は、そのまま、発振トラ
ンジスタTR2 のコレクタ電流Ｉｃ2 として流れていた。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上述の電圧制御型発振
回路を、オフセットＰＬＬ方式における電圧制御型発振
回路に用いるあたり、発振出力レベルが充分に高いこ
と、さらに、Ｃ／Ｎが良好なことが要求される。
回路を、オフセットＰＬＬ方式における電圧制御型発振
回路に用いるあたり、発振出力レベルが充分に高いこ
と、さらに、Ｃ／Ｎが良好なことが要求される。
【０００８】ところが、上述の電圧制御型発振回路で、
高い出力レベル、例えば約１０ｄＢｍ以上を得るために
は、バッファートランジスタTR1 のコレクタ電流Ｉｃ1
を増加させる必要がある。
高い出力レベル、例えば約１０ｄＢｍ以上を得るために
は、バッファートランジスタTR1 のコレクタ電流Ｉｃ1
を増加させる必要がある。
【０００９】バッファートランジスタTR1 のコレクタ電
流Ｉｃ1 を増加させると、同時に、発振トランジスタTR
2 のコレクタ電流Ｉｃ2 も同時に増加してしまう。
流Ｉｃ1 を増加させると、同時に、発振トランジスタTR
2 のコレクタ電流Ｉｃ2 も同時に増加してしまう。
【００１０】このように、発振トランジスタTR2 のコレ
クタ電流Ｉｃ2 が増加してしまうと、ＦＴ（利得帯域巾
積）が高い超高周波用トランジスタである発振トランジ
スタTR2 では、ＮＦ( 雑音指数) が劣化してしまい、そ
の結果、キャリアノイズ特性が大きく劣化した出力しか
得られないという問題があった。
クタ電流Ｉｃ2 が増加してしまうと、ＦＴ（利得帯域巾
積）が高い超高周波用トランジスタである発振トランジ
スタTR2 では、ＮＦ( 雑音指数) が劣化してしまい、そ
の結果、キャリアノイズ特性が大きく劣化した出力しか
得られないという問題があった。
【００１１】逆に、発振トランジスタTR2 の雑音指数を
考慮して、出力のキャリアノイズ特性を満足するするよ
うな値とするためには、発振トランジスタTR2 のコレク
タ電流Ｉｃ2 を例えば１０ｍＡ以下としなくてはなら
ず、その結果、カスコード接続されたバッファートラン
ジスタTR1 の出力レベルを高くできないということにな
る。
考慮して、出力のキャリアノイズ特性を満足するするよ
うな値とするためには、発振トランジスタTR2 のコレク
タ電流Ｉｃ2 を例えば１０ｍＡ以下としなくてはなら
ず、その結果、カスコード接続されたバッファートラン
ジスタTR1 の出力レベルを高くできないということにな
る。
【００１２】本発明は、上述の問題点に鑑みて案出され
たものであり、その目的は、カスコード接続されて成る
発振トランジスタとバッファートランジスタとを有する
発振回路部及び増幅回路部を有し、Ｃ／Ｎ特性が劣化す
ることがなく、しかも、高い出力レベルを得られる電圧
制御型発振回路を提供することにある。
たものであり、その目的は、カスコード接続されて成る
発振トランジスタとバッファートランジスタとを有する
発振回路部及び増幅回路部を有し、Ｃ／Ｎ特性が劣化す
ることがなく、しかも、高い出力レベルを得られる電圧
制御型発振回路を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、制御電圧が印
加される共振回路部と、発振トランジスタを含む負性抵
抗回路部と、バッファートランジスタを含む増幅回路部
とから成なるとともに、前記バッファートランジスタと
発振トランジスタとをカスコード接続し、前記制御電圧
に応じた所定周波数の発振出力を行う電圧制御型発振回
路において、前記バッファートランジスタと発振トラン
ジスタとの接続点に、一端が接地された電流バイパス回
路を形成し、バッファートランジスタのコレクタ電流を
発振トランジスタのコレクタ電流と前記電流バイパス回
路に流れるバイパス電流に分流したことを特徴とする電
圧制御型発振回路である。
加される共振回路部と、発振トランジスタを含む負性抵
抗回路部と、バッファートランジスタを含む増幅回路部
とから成なるとともに、前記バッファートランジスタと
発振トランジスタとをカスコード接続し、前記制御電圧
に応じた所定周波数の発振出力を行う電圧制御型発振回
路において、前記バッファートランジスタと発振トラン
ジスタとの接続点に、一端が接地された電流バイパス回
路を形成し、バッファートランジスタのコレクタ電流を
発振トランジスタのコレクタ電流と前記電流バイパス回
路に流れるバイパス電流に分流したことを特徴とする電
圧制御型発振回路である。
【００１４】
【作用】本発明によれば、増幅回路部の高周波的にベー
ス接地されたバッファートランジスタと負性抵抗回路部
の高周波的にコレクタ接地された発振トランジスタとが
カスコード接続されており、バッファートランジスタの
エミッタと接地との間に電流バイパス回路を付加してい
る。
ス接地されたバッファートランジスタと負性抵抗回路部
の高周波的にコレクタ接地された発振トランジスタとが
カスコード接続されており、バッファートランジスタの
エミッタと接地との間に電流バイパス回路を付加してい
る。
【００１５】即ち、バッファートランジスタに流れるコ
レクタ電流を、発振トランジスタに流れるコレクタ電流
と電流バイパス回路に流れる電流とに分流される。
レクタ電流を、発振トランジスタに流れるコレクタ電流
と電流バイパス回路に流れる電流とに分流される。
【００１６】従って、バッファートランジスタには、発
振出力を高レベル、例えば１０ｄＢｍ以上を得るための
コレクタ電流、例えば４０ｍＡを流すことができる。
振出力を高レベル、例えば１０ｄＢｍ以上を得るための
コレクタ電流、例えば４０ｍＡを流すことができる。
【００１７】しかも、発振トランジスタには、バッファ
ートランジスタのコレクタ電流に比較して充分に小さい
コレクタ電流とすることができるため、発振トランジス
タをＮＦ（雑音指数）が良好なポイントで動作させるこ
とができる。
ートランジスタのコレクタ電流に比較して充分に小さい
コレクタ電流とすることができるため、発振トランジス
タをＮＦ（雑音指数）が良好なポイントで動作させるこ
とができる。
【００１８】これにより、発振トランジスタからバッフ
ァートランジスタへの信号が、雑音などの重畳がなく、
ＣＮ特性が非常に安定した信号となり、この信号を充分
に高いレベルに増幅することができる。
ァートランジスタへの信号が、雑音などの重畳がなく、
ＣＮ特性が非常に安定した信号となり、この信号を充分
に高いレベルに増幅することができる。
【００１９】これによって、Ｃ／Ｎ特性が劣化すること
がなく、しかも、高い出力レベルを得られる電圧制御型
発振回路となり、高周波無線装置のオフセットＰＬＬ方
式の送信回路に簡単に対応させることができる。
がなく、しかも、高い出力レベルを得られる電圧制御型
発振回路となり、高周波無線装置のオフセットＰＬＬ方
式の送信回路に簡単に対応させることができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の電圧制御型発振回
路を図面に基づいて説明する。
路を図面に基づいて説明する。
【００２１】図１は、本発明の電圧制御型発振回路が用
いられる携帯用電話装置の送信回路の一部分を示すブロ
ック回路図であり、図２は、本発明の電圧制御型発振回
路の一部ブロックの回路図である。
いられる携帯用電話装置の送信回路の一部分を示すブロ
ック回路図であり、図２は、本発明の電圧制御型発振回
路の一部ブロックの回路図である。
【００２２】図１においては、送信側回路系統の概略を
示すブロック図であり、変調回路（Ｉ／Ｑｍｏｄ）、位
相検出回路（Phase Detector) 、ロープフィルタ(loop
filter) 、電圧制御型発振回路(VCO) 、バッファーアン
プ（Buffer Amp) 、ローパスフィルタ（LPF)などから構
成されている。
示すブロック図であり、変調回路（Ｉ／Ｑｍｏｄ）、位
相検出回路（Phase Detector) 、ロープフィルタ(loop
filter) 、電圧制御型発振回路(VCO) 、バッファーアン
プ（Buffer Amp) 、ローパスフィルタ（LPF)などから構
成されている。
【００２３】この送信側回路系統では、送信すべき信号
（Ｉ信号、Ｑ信号）は、変調回路（Ｉ／Ｑｍｏｄ）で、
例えば２７０ＭＨｚの周波数の信号に変調される。その
後、位相検出回路（Phase Detector) で、電圧制御型発
振回路VCO で発振すべき周波数の情報が決定される。そ
して、ロープフィルタ(loop filter) で、電圧制御型発
振回路VCO に与える制御電圧Ｖｔが決定される。そし
て、電圧制御型発振回路VCO で、制御電圧Ｖｔに応じ
て、例えば９２０ＭＨｚの発振出力を行う。この発振出
力はバッファーアンプ（Buffer Amp) で増幅されて、ロ
ーパスフィルタ(LPF) を介してアンテナより放出され
る。
（Ｉ信号、Ｑ信号）は、変調回路（Ｉ／Ｑｍｏｄ）で、
例えば２７０ＭＨｚの周波数の信号に変調される。その
後、位相検出回路（Phase Detector) で、電圧制御型発
振回路VCO で発振すべき周波数の情報が決定される。そ
して、ロープフィルタ(loop filter) で、電圧制御型発
振回路VCO に与える制御電圧Ｖｔが決定される。そし
て、電圧制御型発振回路VCO で、制御電圧Ｖｔに応じ
て、例えば９２０ＭＨｚの発振出力を行う。この発振出
力はバッファーアンプ（Buffer Amp) で増幅されて、ロ
ーパスフィルタ(LPF) を介してアンテナより放出され
る。
【００２４】そして、電圧制御型発振回路VCO の発振出
力は、ミキサーmiX で、局部発振信号と合成されて、例
えば２７０ＭＨｚの周波数の帰還信号が位相検出回路に
帰還されることになる。
力は、ミキサーmiX で、局部発振信号と合成されて、例
えば２７０ＭＨｚの周波数の帰還信号が位相検出回路に
帰還されることになる。
【００２５】上述の電圧制御型発振回路VCO は、図２に
示すように、上述の制御電圧Ｖｔによって所定共振周波
数で共振する共振回路部Ｘ、発振条件を安定化させる負
性抵抗回路部Ｙ、所定周波数の発振信号を増幅する増幅
回路部Ｚとから構成されている。
示すように、上述の制御電圧Ｖｔによって所定共振周波
数で共振する共振回路部Ｘ、発振条件を安定化させる負
性抵抗回路部Ｙ、所定周波数の発振信号を増幅する増幅
回路部Ｚとから構成されている。
【００２６】図において、制御電圧端子Ｖｔには、上述
の発振周波数の決定するための制御電圧（以下、符号Ｖ
ｔを記す）が供給され、電源電圧端子Ｖｃｃには、所定
電源電圧Ｖｃｃが供給される。この電源電圧Ｖｃｃは、
バッファートランジスタＴＲ１、発振トランジスタＴＲ
２ に供給されるバイアスである。出力端子Ｏｕｔはバ
ッファートランジスタTR1 のコレクタより導出される発
振出力を出力する端子である。
の発振周波数の決定するための制御電圧（以下、符号Ｖ
ｔを記す）が供給され、電源電圧端子Ｖｃｃには、所定
電源電圧Ｖｃｃが供給される。この電源電圧Ｖｃｃは、
バッファートランジスタＴＲ１、発振トランジスタＴＲ
２ に供給されるバイアスである。出力端子Ｏｕｔはバ
ッファートランジスタTR1 のコレクタより導出される発
振出力を出力する端子である。
【００２７】共振回路部Ｘは、図では省略しているが、
制御電圧Ｖｔを所定容量成分に変換するバリキャップダ
イオード、該バリキャップダイオードの容量成分を含め
て、実質的にＬＣ共振回路を構成する共振手段（マイク
ロストリップ線路、誘電体誘電体共振器など）から構成
されている。
制御電圧Ｖｔを所定容量成分に変換するバリキャップダ
イオード、該バリキャップダイオードの容量成分を含め
て、実質的にＬＣ共振回路を構成する共振手段（マイク
ロストリップ線路、誘電体誘電体共振器など）から構成
されている。
【００２８】負性抵抗回路部Ｙは、コレクタ接地された
発振トランジスタTR2 を中心に構成され、前記共振回路
部Ｘの発振条件を整えるものである。
発振トランジスタTR2 を中心に構成され、前記共振回路
部Ｘの発振条件を整えるものである。
【００２９】増幅回路部Ｚは、ベース接地されたバッフ
ァートランジスタTR1 を中心に構成され、共振回路部Ｘ
の信号、実際には、発振トランジスタTR2 の動作による
信号を増幅し、コレクタから出力する。
ァートランジスタTR1 を中心に構成され、共振回路部Ｘ
の信号、実際には、発振トランジスタTR2 の動作による
信号を増幅し、コレクタから出力する。
【００３０】上述の負性抵抗回路部Ｙと増幅回路部Ｚに
おいて、共振回路部Ｘからの信号が発振トランジスタTR
2 のベースに入力されると、発振トランジスタTR2 のコ
レクタ電流が変動し、これに応じて、バイアス電圧から
接地の間で分圧している抵抗による分圧比が変動する。
そして、増幅トランジスタTR1 のベース電圧の変動に応
じて、増幅トランジスタTR1 で所定増幅率で増幅された
信号が、バッファートランジスタTR1 のコレクタから出
力される。
おいて、共振回路部Ｘからの信号が発振トランジスタTR
2 のベースに入力されると、発振トランジスタTR2 のコ
レクタ電流が変動し、これに応じて、バイアス電圧から
接地の間で分圧している抵抗による分圧比が変動する。
そして、増幅トランジスタTR1 のベース電圧の変動に応
じて、増幅トランジスタTR1 で所定増幅率で増幅された
信号が、バッファートランジスタTR1 のコレクタから出
力される。
【００３１】以上のようにカスコード接続されたベース
接地のバッファートランジスタTR1とエミッタ接地の発
振トランジスタTR2 において、本発明は、バッファート
ランジスタTR1 のエミッタ即ち、バッファートランジス
タTR1 と発振トランジスタTR2 の接続点Ｐと接地電位と
の間に、電流バイパス回路Ｗを形成したことである。
接地のバッファートランジスタTR1とエミッタ接地の発
振トランジスタTR2 において、本発明は、バッファート
ランジスタTR1 のエミッタ即ち、バッファートランジス
タTR1 と発振トランジスタTR2 の接続点Ｐと接地電位と
の間に、電流バイパス回路Ｗを形成したことである。
【００３２】この電流バイパス回路Ｗは、バイパス抵抗
ＲP を具備している。
ＲP を具備している。
【００３３】従って、バッファートランジスタTR1 のコ
レクタ電流Ｉｃ1 は、上述の接続点Ｐで分流されて、発
振トランジスタTR2 に流れ込むコレクタ電流Ｉｃ2 と電
流バイパス回路Ｗに流れ込むバイパス電流Ｉp とになる
（Ｉｃ1 ＝Ｉｃ2 ＋Ｉp ）。
レクタ電流Ｉｃ1 は、上述の接続点Ｐで分流されて、発
振トランジスタTR2 に流れ込むコレクタ電流Ｉｃ2 と電
流バイパス回路Ｗに流れ込むバイパス電流Ｉp とになる
（Ｉｃ1 ＝Ｉｃ2 ＋Ｉp ）。
【００３４】バッファートランジスタTR1 及び発振トラ
ンジスタTR2 は、ＴＦ（利得帯域巾積）が高い超高周波
用トランジスタであり、電圧制御型発振回路VCO から高
い出力レベル、例えば１０ｄＢｍ以上の発振出力を得る
ために、例えばコレクタ電流Ｉｃ1 を約４０ｍＡとす
る。そして、バイパス抵抗ＲP の所定値、例えば、数１
０〜数１００Ωに設定し、コレクタ電流Ｉｃ2 とバイパ
ス電流Ｉp との分流比率を制御する。例えば、バイパス
抵抗ＲP を１２０Ωとすることにより、発振トランジス
タTR2 に流れるコレクタ電流Ｉｃ2 を例えば１０ｍＡ程
度、バイパス電流Ｉp を例えば３０ｍＡ程度になるよう
に制御した。
ンジスタTR2 は、ＴＦ（利得帯域巾積）が高い超高周波
用トランジスタであり、電圧制御型発振回路VCO から高
い出力レベル、例えば１０ｄＢｍ以上の発振出力を得る
ために、例えばコレクタ電流Ｉｃ1 を約４０ｍＡとす
る。そして、バイパス抵抗ＲP の所定値、例えば、数１
０〜数１００Ωに設定し、コレクタ電流Ｉｃ2 とバイパ
ス電流Ｉp との分流比率を制御する。例えば、バイパス
抵抗ＲP を１２０Ωとすることにより、発振トランジス
タTR2 に流れるコレクタ電流Ｉｃ2 を例えば１０ｍＡ程
度、バイパス電流Ｉp を例えば３０ｍＡ程度になるよう
に制御した。
【００３５】以上のように、バッファートランジスタTR
1 のコレクタ電流Ｉｃ1 を大きく設定し、充分に高い出
力レベルを得ることができる。
1 のコレクタ電流Ｉｃ1 を大きく設定し、充分に高い出
力レベルを得ることができる。
【００３６】同時に、電流バイアス回路Ｗを設けたこと
により、発振トランジスタTR2 のコレクタ電流Ｉｃ2 を
制限できるため、その結果、発振トランジスタTR2 を、
超高周波トランジスタのＮＦ（ノイズ指数）の良好なポ
イントで動作させることができる。
により、発振トランジスタTR2 のコレクタ電流Ｉｃ2 を
制限できるため、その結果、発振トランジスタTR2 を、
超高周波トランジスタのＮＦ（ノイズ指数）の良好なポ
イントで動作させることができる。
【００３７】これにより、バッファートランジスタTR1
の発振出力を、例えば１２０ｄＢｃ（１ＧＨｚ帯におい
て、１００ｋＨｚオフセット時）で、しかも、１０ｄＢ
ｍ以上の高いレベルとすることができる。
の発振出力を、例えば１２０ｄＢｃ（１ＧＨｚ帯におい
て、１００ｋＨｚオフセット時）で、しかも、１０ｄＢ
ｍ以上の高いレベルとすることができる。
【００３８】上述の電圧制御型発振回路VCO を例えばオ
フセットＰＬＬ方式の送信回路に用いた場合には、電圧
制御型発振回路VCO の出力レベルが得られることから、
バッファーアンプ(Buffer Amp)での増幅率の負担を低減
できる。例えば、最終的に例えば３３ｄＢｍの搬送波を
得る場合、従来のバッファーアンプ（Buffer Amp)で
は、０ｄＢｍからいっきに３３ｄＢｍまで増幅する必要
があったが、本発明の電圧制御型発振回路VCO では、発
振出力の出力レベルが例えば１０ｄＢｍであるから、バ
ッファーアンプ（Buffer Amp) で、１０ｄＢｍから３３
ｄＢｍに増幅すればよい。従って、バッファーアンプ
（Buffer Amp) での増幅率の負担を軽減することができ
る。
フセットＰＬＬ方式の送信回路に用いた場合には、電圧
制御型発振回路VCO の出力レベルが得られることから、
バッファーアンプ(Buffer Amp)での増幅率の負担を低減
できる。例えば、最終的に例えば３３ｄＢｍの搬送波を
得る場合、従来のバッファーアンプ（Buffer Amp)で
は、０ｄＢｍからいっきに３３ｄＢｍまで増幅する必要
があったが、本発明の電圧制御型発振回路VCO では、発
振出力の出力レベルが例えば１０ｄＢｍであるから、バ
ッファーアンプ（Buffer Amp) で、１０ｄＢｍから３３
ｄＢｍに増幅すればよい。従って、バッファーアンプ
（Buffer Amp) での増幅率の負担を軽減することができ
る。
【００３９】このように、電圧制御型発振回路VCO の発
振出力を直接、バッファーアンプで増幅のは、電圧制御
型発振回路VCO の発振出力のＣ／Ｎ特性が良好に維持さ
れていることに起因するものである。
振出力を直接、バッファーアンプで増幅のは、電圧制御
型発振回路VCO の発振出力のＣ／Ｎ特性が良好に維持さ
れていることに起因するものである。
【００４０】尚、上述の実施例では、電圧制御型発振回
路VCO では、送信系回路系の電圧制御型発振回路で説明
したが、従来の送受信周波数制御回路を構成する受信側
の第１中間局部発振信号、第２中間局部発振信号、さら
に送信用局部発振信号を形成するための電圧制御型発振
回路に用いることができる。
路VCO では、送信系回路系の電圧制御型発振回路で説明
したが、従来の送受信周波数制御回路を構成する受信側
の第１中間局部発振信号、第２中間局部発振信号、さら
に送信用局部発振信号を形成するための電圧制御型発振
回路に用いることができる。
【００４１】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、電圧制
御型発振回路のＣ／Ｎ特性を良好に保ち、しかも、発振
出力レベルを高くすることができる。
御型発振回路のＣ／Ｎ特性を良好に保ち、しかも、発振
出力レベルを高くすることができる。
【図１】本発明の電圧制御型発振回路を用いる通信装置
の送信回路の一部を示すブロック図である。
の送信回路の一部を示すブロック図である。
【図２】本発明の電圧制御型発振回路の一部ブロック回
路となった回路図である。
路となった回路図である。
【図３】従来の電圧制御型発振回路の一部ブロック回路
となった回路図である。
となった回路図である。
VCO・・・電圧制御型発振回路 Ｘ・・・・・共振回路部 Ｙ・・・・・負性抵抗回路部 Ｚ・・・・・増幅回路部
Claims (1)
- 【請求項１】 制御電圧が印加される共振回路部と、発
振トランジスタを含む負性抵抗回路部と、バッファート
ランジスタを含む増幅回路部とから成なるとともに、前
記バッファートランジスタと発振トランジスタとをカス
コード接続し、前記制御電圧に応じた所定周波数の発振
出力を行う電圧制御型発振回路において、 前記バッファートランジスタと発振トランジスタとの接
続点に、一端が接地された電流バイパス回路を形成し、
バッファートランジスタのコレクタ電流を発振トランジ
スタのコレクタ電流と前記電流バイパス回路に流れるバ
イパス電流に分流したことを特徴とする電圧制御型発振
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10117574A JPH11312924A (ja) | 1998-04-27 | 1998-04-27 | 電圧制御型発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10117574A JPH11312924A (ja) | 1998-04-27 | 1998-04-27 | 電圧制御型発振回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11312924A true JPH11312924A (ja) | 1999-11-09 |
Family
ID=14715200
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10117574A Pending JPH11312924A (ja) | 1998-04-27 | 1998-04-27 | 電圧制御型発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11312924A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6359521B1 (en) | 1999-09-01 | 2002-03-19 | Alps Electric Co., Ltd. | Oscillator with buffer circuit in which deterioration in C/N ratio is lightened |
| US6593822B2 (en) | 2000-06-30 | 2003-07-15 | Alps Electric Co., Ltd. | Oscillator for achieving stable oscillation |
| CN102694504A (zh) * | 2011-03-24 | 2012-09-26 | 日本电波工业株式会社 | 压控振荡电路和晶体振荡器 |
| CN110417352A (zh) * | 2019-08-26 | 2019-11-05 | 厦门英诺迅科技有限公司 | 一种稳定恒流偏置cascode mmic vco |
-
1998
- 1998-04-27 JP JP10117574A patent/JPH11312924A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6359521B1 (en) | 1999-09-01 | 2002-03-19 | Alps Electric Co., Ltd. | Oscillator with buffer circuit in which deterioration in C/N ratio is lightened |
| US6593822B2 (en) | 2000-06-30 | 2003-07-15 | Alps Electric Co., Ltd. | Oscillator for achieving stable oscillation |
| CN102694504A (zh) * | 2011-03-24 | 2012-09-26 | 日本电波工业株式会社 | 压控振荡电路和晶体振荡器 |
| CN110417352A (zh) * | 2019-08-26 | 2019-11-05 | 厦门英诺迅科技有限公司 | 一种稳定恒流偏置cascode mmic vco |
| CN110417352B (zh) * | 2019-08-26 | 2024-04-30 | 厦门英诺迅科技有限公司 | 一种稳定恒流偏置cascode mmic vco |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2847573B2 (ja) | 電圧制御発振器 | |
| US6833769B2 (en) | Voltage controlled capacitive elements having a biasing network | |
| US6208843B1 (en) | Radio frequency and microwave module for simultaneously transmitting data and audio signal | |
| CA2089480C (en) | Oscillator with bias and buffer circuits formed in a die mounted with distributed elements on ceramic substrate | |
| JPH11312924A (ja) | 電圧制御型発振回路 | |
| JP2004297454A (ja) | 無線通信システムおよび通信用半導体集積回路 | |
| JP2000307344A (ja) | 電圧制御発振器及び半導体集積回路装置 | |
| JPH06314938A (ja) | 高周波増幅器 | |
| US8027655B2 (en) | Receiver apparatus and method for tracking and rejecting transmit signal in wireless communication system | |
| JP2002217727A (ja) | 注入同期発振器、発振器、およびそれらを用いた高周波通信装置 | |
| JP4015856B2 (ja) | 電圧制御発振器 | |
| JP2002141744A (ja) | 電圧制御発振器及びそれを用いた通信機 | |
| US6169447B1 (en) | Stabilization of passband active filters | |
| JP3122315B2 (ja) | 時分割複信方式通信機 | |
| JP3723435B2 (ja) | マイクロ波帯ダブルバランス型ミキサ回路 | |
| JP3955460B2 (ja) | ２バンド発振器 | |
| KR970011588B1 (ko) | 통신기기의 전압제어 발진장치 | |
| JP2001237643A (ja) | 電圧制御発振器および通信装置 | |
| KR100541097B1 (ko) | 레벨 조정 기능을 갖는 전압제어발진기 | |
| JP2002043843A (ja) | 電圧制御発振器及びそれを用いた通信機 | |
| KR100319401B1 (ko) | 2.4~2.5㎓ 대역 수신기의 주파수 혼합기. | |
| JPH03204205A (ja) | 集積回路装置 | |
| JP4432224B2 (ja) | 発振器および通信装置 | |
| Durec et al. | A digital FDD transceiver system for 900 MHz ISM band applications | |
| JP2002141745A (ja) | 電圧制御発振器及びそれを用いた通信機 |