JP2002217727A - 注入同期発振器、発振器、およびそれらを用いた高周波通信装置 - Google Patents
注入同期発振器、発振器、およびそれらを用いた高周波通信装置Info
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Abstract
が小さく、しかも回路構成が簡単で消費電力の小さい注
入同期発振器を提供する。 【解決手段】 周波数f/m(mは2以上の整数)の基
準信号源、周波数f/mのみ通過する結合回路、直列帰
還型発振部から構成される。さらに、その発振部の出力
端に前記第一の伝送線路の一端が接続され、該第一の伝
送線路の他端に前記周波数2fの信号トラップと前記第
二の伝送線路の一端が接続され、該第二の伝送線路の他
端に、前記周波数fの信号トラップと出力回路の一端が
接続された構成とする。
Description
信号に用いるマイクロ波・ミリ波の信号を発生する発振
器、特に注入同期発振器に関し、またそれらを用いた高
周波通信装置に関する。
やミリ波のような高周波搬送波を用いて、高速・大容量
のアナログ・ディジタル情報を無線伝送するパーソナル
通信が注目されている。このような通信においては、周
波数安定性が高く位相雑音の低い、小型・軽量のマイク
ロ波・ミリ波信号発生器が要求されている。このような
ミリ波信号発生器を実現する方法の一つとして、注入同
期型発振器がある。
ION ON MICROWAVETHEORY AN
D TECHNIQUES、VOL.42、NO.12
2572〜2578頁に示されている従来の注入同期型
マイクロ波発振器を図9に示す。
器1とディレイライン(遅延線路)2からなる発振ルー
プ10、コンバイナ/ディバイダ3、さらにマイクロ波
・ミリ波増幅器4によって構成される。自由発振時の動
作は、まず正帰還発振ループ10内にあるランダム雑音
が増幅器1で増幅され、基本発振周波数f’の雑音レベ
ルが高くなり、正帰還ループ10内を循環する。この過
程を繰り返すことにより、正帰還発振ループ10の位相
回転角が360度となる周波数で基本発振周波数f’の
信号が成長し、同時に増幅器1の非線形性により基本発
振周波数f’の高調波n×f’(n:2以上の整数)成分
が成長する。その結果、定常状態で基本発振周波数f’
と高調波n×f’の信号が発生する。
〔m:2以上の整数〕を有した、周波数安定で位相雑音
の充分低い信号を、マイクロ波・ミリ波増幅器4を介し
て、強制的に注入することにより、自由基本発振周波数
f’の信号を注入信号foのm倍の信号に同期させる
と、出力端子より周波数f=m×foの信号を取り出せ
る。これにより、位相雑音の低減と周波数の安定化が可
能になる。
方法では、遅延線路とコンバイナ・ディバイダを含む正
帰還ループの線路長によって位相を制御し、基本発振周
波数f’が決まる。このため、基本発振周波数f’が高い
場合、前記正帰還ループの線路長が短くなり、基本発振
周波数f’の制御が困難になるという問題がある。
ダを用いる回路構成では、コンバイナ/ディバイダのC
とDの間の伝送特性における分離が悪いために、増幅器
を介して入力された注入信号(周波数fo=f/m)が
出力端子に出力されるなど、出力端子から取り出される
信号は周波数fの所望波以外に多くの不要波を含んだ信
号となる。
ために、コンバイナ/ディバイダを工夫する方法もある
が、この場合には、多数のトランジスタを用いなければ
ならず、消費電力が大きくなるという問題がある。
つ不要波のレベルが小さく信号純度の高い、しかも回路
構成が簡単で消費電力の小さい注入同期発振器を提供す
ることにある。
は、基準信号源、結合回路、および直列帰還型発振部を
有し、前記基準信号源が前記結合回路の一端に接続さ
れ、前記結合回路の他端が前記直列帰還型発振部の一端
に接続されていることを特徴とする。
帰還型発振部の基本発振周波数がfのとき、前記基準信
号源の周波数がf/m(mは2以上の整数)であること
を特徴とする。
還型発振部に注入された基準信号は、その高調波と直列
帰還型発振部の基本発振波が同期する。基準信号源から
注入された周波数f/mの信号やその高調波は、注入同
期の動作過程を経ることにより、直列帰還型発振部の基
本発振波に変換されるため、所望波のみが出力され、そ
の他の不要波は抑圧されほとんど出力されない。
発振部に注入することにより、直列帰還型発振部から基
準信号源側に漏洩する信号のレベルを抑えることが可能
となり、注入同期発振器の安定動作が可能となる。前記
結合回路として、インダクタで構成されていることが好
ましい。あるいは、インダクタとキャパシタの並列回路
とシャントキャパシタで構成されていてもよい。
トラップ、周波数fの信号トラップを有するのが好まし
い。結合回路に周波数がfの信号トラップと周波数が2
fの信号トラップを配置することにより、直列帰還型発
振部から発生する信号のうち、特に特に強度の高い周波
数fと2fの信号が基準信号源側に漏洩するレベルを抑
えることが可能となり、注入同期発振器のより安定な動
作が可能となる。
含む回路であることが好ましい。結合回路を、トランジ
スタを含む回路で構成することにより、注入信号のみを
一方向に通過させることが可能となる。この結果、直列
帰還型発振部から発生する信号が基準信号源側に漏洩す
るするのを抑圧し、注入同期発振器の安定動作が可能と
なる。
列帰還型発振部は第1のトランジスタを含み、前記結合
回路はエミッタあるいはソースが接地された第2のトラ
ンジスタを含み、前記第2のトランジスタのコレクタあ
るいはドレインが、前記第1のトランジスタのエミッタ
あるいはソ−スに接続されていることを特徴とする。
スタと結合回路のトランジスタをカスコード接続するこ
とにより、両トランジスタのバイアス回路が簡略化でき
るとともに、コレクタ電流あるいはドレイン電流を共有
できるため、トランジスタを2個用いているにもかかわ
らず消費電力を抑えることが可能となる。また、直列帰
還型発振部のトランジスタに直接基準信号を注入するた
め、結合回路中での注入信号の損失がなく、注入同期発
振器を高効率に安定して動作させることができる。
する発振器であって、前記直列帰還型発振部の基本発振
周波数がfのとき、直列帰還型発振部の出力端に第一の
伝送線路の一端が接続され、前記第一の伝送線路の他端
に周波数2fの信号トラップと第二の伝送線路の一端が
接続され、前記第二の伝送線路の他端に、周波数fの信
号トラップと出力回路の一端が接続されていることを特
徴とする。
の信号は、第一の伝送線路および第二の伝送線路を経
て、周波数fの信号トラップによって、直列帰還型発振
部の方へ反射され、直列帰還型発振部の非線形性によ
り、特に2倍波である周波数2fの信号の出力を強め
る。ところが、周波数2fの信号は、第一の伝送線路を
経て、周波数2fの信号トラップにより、直列帰還型発
振部の方へ反射され、直列帰還型発振部の非線形性によ
り、さらにその2倍波である周波数4fの信号を強め
る。この周波数4fの信号は、出力回路を経て出力され
る。以上の構成を取ることにより、注入信号に対して4
×m倍という高い逓倍次数の周波数を有し、安定でかつ
位相雑音の小さい信号が得られる。
線路は、その電気長が直列帰還型発振部の基本発振波の
波長に対して、5°以上25°以下の範囲にあることが
好ましい。第1の伝送線路、および第2の伝送線路の電
気長をこの範囲内に設定することにより、出力信号の強
度を強めることができる。
の注入同期発振器、または請求項7に記載の発振器を、
局部発振器として用いることを特徴とする。
に用いることにより、局部発振器のサイズや消費電力が
小さくなるため、高周波通信装置を軽量でかつコンパク
トに実現でき、しかも消費電力を抑えることができる。
いてさらに詳細に説明する。 (実施の形態1)図1は、本発明の発振器の基本構成図
であり、周波数f/m(mは2以上の整数)の基準信号
を注入して周波数4fの信号を出力する発振器である。
帰還型発振部103、第一の伝送線路104、第二の伝
送線路105、周波数2fの信号トラップ106、周波
数fの信号トラップ107、出力回路108、および出
力端子109で構成される。
位相雑音の低い信号を出力し、その周波数はf/m(m
は2以上の整数)である。また、直列帰還型発振部10
3はその自由発振周波数がf’であり、f’≒fとなっ
ている。
/mの信号は、結合回路102を経て、直列帰還型発振
部103に注入され、直列帰還型発振部103の非線形
性により、直列帰還型発振部103内部で複数の高調波
を生成する。それらの高調波のうち、m倍波である周波
数fの信号によって、直列帰還型発振部103の自由発
振周数f’の信号が引き込まれ、周波数fの信号に同期
する。
基準信号は容易に通過できて、かつ、直列帰還型発振部
の発振周波数fの信号が通過しにくい特性がよい。この
ような結合回路を介して、基準信号を直列帰還型発振部
に注入することにより、直列帰還型発振部から基準信号
源側に漏洩する信号のレベルを抑えることが可能とな
り、注入同期発振器の安定動作が可能となる。
波数fの信号は、第一の伝送線路104および第二の伝
送線路105を経て、周波数fの信号トラップ107に
よって、直列帰還型発振部103の方へ反射され、直列
帰還型発振部103の非線形性により、特に2倍波であ
る周波数2fの信号の出力を強める。ところが、周波数
2fの信号は、第一の伝送線路104を経て、周波数2
fの信号トラップ106により、直列帰還型発振部10
3の方へ反射され、直列帰還型発振部103の非線形性
により、さらにその2倍波である周波数4fの信号を強
める。この周波数4fの信号は、出力回路108を経
て、出力端子109より出力される。
号の経路が一つであるため、周波数f/mの基準信号
は、すべて発振部のトランジスタに注入される。また、
周波数2fおよびfの信号トラップ等を用いて、周波数
2fおよびfの出力信号のすべてをトランジスタ側に反
射することが可能となり、周波数4fの所望波の信号出
力を高めることができる。
伝送線路105は、周波数2fおよびfの信号を最適な
位相でトランジスタ側に反射させるためのものであり、
また、第一の伝送線路104、第二の伝送線路105、
周波数2fの信号トラップ106、周波数fの信号トラ
ップ107の順序は、図1の順序に配列した場合、周波
数4fの所望波の出力が最大となり好ましいが、この順
序に限られるものではない。
波と同期しているため、その安定度および位相雑音は、
基準信号源101で決定される。周波数fの信号トラッ
プ107は、直列帰還型発振部103のループゲインを
高め、より非線型性を強くする効果もあり、4fの出力
を高める。
波数f/mの信号やその高調波は、注入同期の動作過程
を経ることにより、直列帰還型発振部の基本発振波に変
換されるため、ほとんど出力端子109に漏洩しない。
路105の電気長は、周波数fの信号の波長に対して5
°〜25°の範囲内にあるとき、周波数fの信号から周
波数2fの信号への変換効率が最大になる。
ロ波帯の位相同期発振器を用いる。
周波数fの信号トラップ107は、オープンスタブや、
キャパシタとインダクタの直列共振回路で容易に形成で
きる。
ることにより、例えば、1〜5GHz程度のマイクロ波
帯信号源から基準信号を注入して、30GHz以上のミ
リ波帯低位相雑音信号を容易に発生させることができ
る。
説明した図1の基本構成図をさらに具体化した回路例を
示す。
路例である。実施の形態1と同様に、周波数f/mの基
準信号源201、結合回路202、共振周波数が概略
f’の直列帰還型発振部203、第一の伝送線路20
4、第二の伝送線路205、周波数2fの信号トラップ
206、周波数fの信号トラップ207、出力回路20
8、および出力端子209で構成される。
が、直列インダクタで構成されている点である。直列イ
ンダクタは、周波数が高いほどそのインピーダンスが高
くなる。したがって、基準信号源201で発生したf/
mの信号は、結合回路であるインダクタを容易に通過す
るのに対し、直列帰還型発振部203の発振周波数f’
に対しては高インピーダンスとなり、直列帰還型発振部
203から基準信号源201の方に漏れる信号を低減さ
せることができる。f=7.4GHzの場合、結合回路
202のインダクタンスを、例えば5nHに設定する。
0、キャパシタ211、212、抵抗213、214、
トランジスタ215で構成される。共振回路210は、
伝送線路216とキャパシタ217の並列共振回路で構
成され、その共振周波数が概略f’となっている。
一部となっている。トランジスタ215のベース電圧
は、抵抗214を介してバイアス端子240に印加す
る。トランジスタ215は、エミッタと接地間に接続さ
れたキャパシタ212により直列帰還がかかり、トラン
ジスタ215は周波数f’付近で負性抵抗をもつ。この
ためキャパシタ211を介してトランジスタ215のベ
ースに接続された共振回路210により、直列帰還型発
振部203は周波数f’で発振する。
パシタ223、224で構成される。伝送線路222
は、その一端がキャパシタ223で高周波的に接地され
ている。トランジスタ215のコレクタ電圧は、伝送線
路222とキャパシタ223の接続点にバイアス端子2
25より印加する。伝送線路222の電気長は、出力信
号の周波数(周波数4f)に対して1/4波長となって
いる。このため、伝送線路222の他端は、出力信号に
対しては開放となり、なにも接続されていないのと等価
になる。キャパシタ224はDCカットの役割を果た
し、コレクタ電圧が出力端子209にかかるのを防ぐ。
短絡スタブ220とキャパシタ218の直列共振回路で
構成されており、周波数fの信号トラップ207は、先
端短絡スタブ221とキャパシタ219の直列共振回路
で構成されており、共振周波数がそれぞれ2f、および
fとなっている。このため、周波数2fの信号トラップ
206と第一の伝送線路204の接続点では、周波数2
fの信号に対してインピーダンスが0(短絡)と等価に
なり、周波数fの信号トラップ207と第二の伝送線路
205の接続点では、周波数fの信号に対してインピー
ダンスが0(短絡)と等価になる。したがって、各々の
接続点において、周波数2fの信号、および周波数fの
信号はそれぞれ反射される。
端短絡スタブ220の特性インピーダンスを70Ω、電
気長を周波数fに対して3.9°に設定し、キャパシタ
218を1.1pFに設定した場合、信号トラップ20
6は2fで共振する。それから先端短絡スタブ221の
特性インピーダンスを70Ω、電気長を周波数fに対し
て7.8°に設定し、キャパシタ219を2.2pFに
設定した場合、信号トラップ207はfで共振する。但
し、ここで示した先端短絡スタブとキャパシタの値はほ
んの一例であり、周波数に対してそれらの値が唯一に決
まるものではない。
05は、とちらも、特性インピーダンスを50Ω、電気
長を周波数fの信号に対して11°としている。もっと
も、どちらの伝送線路も周波数fに対して電気長5°か
ら25°の間に設定されていれば、周波数4fの信号を
最大に発生させることができる。
3、第一の伝送線路204、第二の伝送線路205、周
波数2fの信号トラップ206、周波数fの信号トラッ
プ207、出力回路208、および出力端子209の機
能は、実施の形態1で説明したとおりであり、ここでは
繰り返さない。
こでは、バイポーラトランジスタを用いて説明したが、
これに限定されるものではなく、ヘテロジャンクション
バイポーラトランジスタやMESFET(Metal−
SemiconductorField Effect
Transisistor)やHEMT(High
Electron Mobility Transis
tor)も同様に用いることができる。また抵抗21
3、214はバイアス回路であるため、インダクタに置
換えてもよい。
構成例を示しているが、整合回路やフィルタ、さらには
バッファーアンプ等を含めてもよい。一方、基準信号源
201と結合回路202の間には、周波数f/mの信号
に対する整合回路をいれてもよい。
けで、周波数f/mの注入信号に対して周波数が4×m
倍の信号が出力でき、しかも不要波のレベルが小さい注
入同期発振器が得られる。また、結合回路202に直列
インダクタを用いることにより、直列帰還型発振部から
基準信号源側に漏洩する信号のレベルを抑えることが可
能となり、本注入同期発振器の安定動作が可能となる。
期発振器を示す別の回路例である。図2に示した実施の
形態2と同様に、基準信号源301、結合回路302、
直列帰還型発振部303、第一の伝送線路304、第二
の伝送線路305、周波数2fの信号トラップ306、
周波数fの信号トラップ307、出力回路308、およ
び出力端子309で構成される。
2が、インダクタ326とキャパシタ327との並列共
振回路、および、入力側のシャントキャパシタ328で
構成されている点である。インダクタ326のインダク
タンスとキャパシタ327の容量が、周波数fで共振す
るように設定されている場合、周波数fの信号に対して
結合回路302のインピーダンスは無限大となり、周波
数fの信号は通過できない。また、直列帰還型発振部3
03から基準信号源301の方に漏れだそうとする周波
数fの信号の高調波(2f、3f、4f等)に対して
は、シャントキャパシタ328が低インピーダンスとな
るため、そこで直列帰還型発振部の方に反射される。す
なわち、直列帰還型発振部303から基準信号源301
の方に漏れる周波数fの信号やその高調波は、結合回路
302で遮断される。
/mの信号に対しては、結合回路302のインピーダン
スが低く、周波数f/mの信号は直列帰還型発振部30
3に容易に注入される。
6とキャパシタ327の組み合わせとしては、f=7.
4GHzに対して、例えば1.25pFおよび0.37
4nHとすると、周波数fの信号に対してインピーダン
スは無限大となる。また、シャントキャパシタ328と
しては、例えば2.4pFとすると、周波数f/mの信
号に対しては、シャントキャパシタのインピーダンスが
高くなり、周波数fの信号やそれ以上の周波数の信号対
しては、シャントキャパシタのインピーダンスが低くな
る。
同様に、基準信号源301と結合回路302の間に、周
波数f/mの信号に対する整合回路をいれてもよい。
けで、注入信号に対して周波数が4×m倍の信号が出力
でき、しかも不要波のレベルが小さい注入同期発振器が
得られる。また、結合回路にインダクタとキャパシタの
並列回路とシャントキャパシタを用いることにより、直
列帰還型発振部から基準信号源側に漏洩する信号のレベ
ルを抑えることが可能となり、注入同期発振器の安定動
作が可能となる。
期発振器を示す別の回路例である。実施の形態2または
3と同様に、基準信号源401、結合回路402、直列
帰還型発振部403、第一の伝送線路404、第二の伝
送線路405、周波数2fの信号トラップ406、周波
数fの信号トラップ407、出力回路408、および出
力端子409で構成される。
回路402がトランジスタを含む能動回路で構成されて
いる点である。
結合回路402は、入力回路部426、トランジスタ4
27、および出力回路部428で構成されている。さら
に入力回路部426は、キャパシタ429、430、イ
ンダクタ431、432、および抵抗434で構成さ
れ、周波数f/mの信号に対して整合回路を形成してい
る。また、出力回路はキャパシタ435、436、およ
びインダクタ437で構成される。キャパシタ435は
DCカットとして機能し、キャパシタ436はバイパス
コンデンサとして機能し、インダクタ437はチョーク
コイルとして機能する。トランジスタ427の直流バイ
アスは、抵抗434およびインダクタ437を介して、
バイアス端子438および439より電圧を印加する。
とにより、基準信号源401から結合回路402に入力
された周波数f/mの信号は、一方向にしか進むことが
できず、直列帰還型発振部403に効率良く信号が注入
される。また、発振器から出力される周波数fの信号や
2f、3f、4f等の高調波も、結合回路402のトラ
ンジスタ427により、入力側に漏れ出すことはない。
つまり、結合回路402は、周波数f/mの信号に対し
てアイソレータとして機能する。
で、周波数f/mの注入信号に対して周波数が4×m倍
の信号が出力でき、しかも不要波のレベルが小さい注入
同期発振器が得られる。また、結合回路にトランジスタ
を含む回路を用いることにより、直列帰還型発振部から
基準信号源側に漏洩する信号のレベルを抑えることが可
能となり、本注入同期発振器の安定動作が可能となる。
期発振器を示す別の回路例である。実施の形態1〜4と
同様に、基準信号源501、結合回路502、直列帰還
型発振部503、第一の伝送線路504、第二の伝送線
路505、周波数2fの信号トラップ506、周波数f
の信号トラップ507、出力回路508、および出力端
子509で構成される。
2の出力端子が、直列帰還型発振部503のトランジス
タ515のエミッタに接続されている点である。即ち、
直列帰還型発振部503のトランジスタ515と結合回
路502のトランジスタ527がカスコード接続されて
いる。図4における抵抗413は、直流バイアスを流す
ためのものであったが、ここではトランジスタ527が
抵抗の役割もかねている。
とにより、トランジスタ515とトランジスタ527は
バイアス回路を共有でき、回路が簡素化されるうえ、直
流電流を共有できるため、トランジスタを2個用いてい
るにもかかわらず消費電力を抑えることが可能となる。
ることなく、直列帰還型発振部のトランジスタに直接に
基準信号を注入するため、注入信号の損失が少なく、注
入同期発振器を高効率に安定して動作させることができ
る。
期発振器を示す回路レイアウトの例である。厚さが18
5ミクロンのアルミナ基板699上に、チップ状トラン
ジスタ615と各種形状のマイクロストリップ線路や伝
送線路等を用いて形成している。図1に示す実施の形態
1と同様に、基準信号源601、結合回路602、直列
帰還型発振部603、第一の伝送線路604、第二の伝
送線路605、周波数2fの信号トラップ606、周波
数fの信号トラップ607、出力回路608、および出
力端子609で構成される。これらのブロックの機能
は、実施の形態1で示したものと基本的に同じであり、
ここではそれぞれの構成方法について説明する。
状トランジスタ615に、共振器610、オープンスタ
ブ612が、ワイア698等により、接続されている。
オープンスタブ612は、シャントキャパシタと等価で
あり、例えば図2のキャパシタ212に対応する。共振
器610は、幅200ミクロン、線路長6mmのマイク
ロストリップで形成され、例えば図2の共振回路210
と同等の機能を有する。伝送線路613は、スルーホー
ル697を介して、アルミナ基板699裏面のグランド
に接続されている。これらは、チップ状トランジスタ6
15に直流電流を流すための回路であり、発振周波数f
の信号に対しては、伝送線路613の接続点は高インピ
ーダンスに見え、なにも接続されていないのと等しい。
652でチップ状トランジスタ615の入力側のバイア
ス回路が形成されている。このバイアス回路には、直流
電流を通過させ、周波数f、2f、4f等の信号を通さ
ない工夫がなされている。オープンスタブ651、65
2は、長さが2mmおよび4mmであり、f=7.4G
Hzとした場合、それぞれの接続点で、周波数2f、f
の信号に対してインピーダンスが0になる。この結果、
周波数fおよび2fの信号は、バイアス端子631に漏
洩しない。また、伝送線路614は、共振器610の開
放端から1mmの地点に接続されており、この部分は周
波数4fの信号に対してインピーダンスが0であり、こ
の結果、周波数4fの信号は伝送線路614には漏洩し
ない。
通し、周波数f、2f、4f等の信号を通さない工夫が
なされている。オープンスタブ627、628は、長さ
がそれぞれ2mm、4mmであり、それぞれの接続点
で、周波数2f、fの信号に対してインピーダンスが0
になる。この結果、周波数fおよび2fの信号は、基準
信号源601側に漏洩しない。また、伝送線路626
は、共振器610の開放端から1mmの地点に接続され
ており、この部分は周波数4fの信号に対してインピー
ダンスが0であり、この結果、周波数4fの信号は基準
信号源601側には漏洩しない。
プンスタブ623、結合線路624で構成される。出力
回路608には、周波数4fの信号を、出力端子609
から出力させ、バイアス端子632には漏洩させない工
夫がなされている。オープンスタブ623は長さが1m
mであり、その接続点が周波数4fの信号に対してイン
ピーダンス0であり、バイアス端子632に周波数4f
の信号が漏洩するのを防ぐ。さらにオープンスタブ62
3と伝送線路630の接続点から、結合線路624と伝
送線路630の接続点までの伝送線路の長さが1mmと
なっているため、結合線路624と伝送線路630の接
続点から伝送線路630を見たインピーダンスは、周波
数4fの信号に対して無限大となる。この結果、直列帰
還型発振部603から出力された周波数4fの信号にと
っては、伝送線路630は接続されていないと等しい。
一方結合線路は線路長が概略1mmとなっており、周波
数4fの信号のみを通し、その他の周波数の信号は減衰
させる。
05は、どちらも幅100ミクロン、長さが600ミク
ロンであり、これは直列帰還型発振部の基本波である周
波数fの信号に対して、電気長が13.5°となってい
る。
50ミクロン、長さ2mmであるため、特性インピーダ
ンス50Ω、2fの信号に対して電気長が90°とな
る。したがって、トラップ606の接続点では、周波数
2fの信号に対してインピーダンスが0となり、周波数
2fの信号は反射される。
幅150ミクロン、長さ4mmであるため、特性インピ
ーダンス50Ω、2fの信号に対して電気長が90°と
なる。したがって、トラップ607の接続点では、周波
数fの信号に対してインピーダンスが0となり、周波数
fの信号は反射される。
けで、周波数がf/mの注入信号に対して周波数が4×
m倍の信号が出力でき、しかも不要波のレベルが小さい
注入同期発振器が得られる。また、結合回路202に周
波数がfの信号トラップと周波数が2fの信号トラップ
を配置することにより、直列帰還型発振部から発生する
信号のうち、特に特に強度の高い周波数fと2fの信号
が基準信号源側に漏洩するレベルを抑えることが可能と
なり、本注入同期発振器の安定動作が可能となる。
た注入同期発振器と基準信号源の一部を同一半導体チッ
プに集積化することも可能である。図7にその一例を示
す。
抗回路702、共振器703、キャパシタ705、抵抗
706、バラクタ707、分周器708、位相比較器7
09、ループフィルタ710、水晶発振器711で構成
される。
の形態1を示す図1において、結合回路102、直列帰
還型発振部103、第一の伝送線路104、第二の伝送
線路105、周波数2fの信号トラップ106、周波数
fの信号トラップ107、出力回路108に対応し、負
性抵抗回路702、共振器703、キャパシタ705、
抵抗706、バラクタ707、分周器708、位相比較
器709、ループフィルタ710、水晶発振器711
は、図1の基準信号源101に対応する。また、負性抵
抗回路702、共振器703、キャパシタ705、抵抗
706、バラクタ707は、電圧制御発振器(VCO)
704を構成している。
O704で出力される周波数f/mの信号は、実施の形
態1〜6に示した原理で周波数4fの信号に変換され、
出力される。一方、VCO704で出力される周波数f
/mの信号の一部は、分周器708で分周され、位相比
較器709に供給される。位相比較器では、水晶発振器
711から供給される基準信号との位相差に対応した値
の電圧が出力され、その電圧がループフィルタ710を
介して、VCO704に供給される。この電圧によっ
て、バラクタ707の容量が調整され、最終的にはルー
プフィルタから供給される電圧が0となる時点で発振周
波数する。したがって、負性抵抗回路702からは、常
に周波数が安定で位相雑音が低い信号が出力され、この
信号を注入したILO701からは、常に周波数が安定
で位相雑音が低い周波数4fの信号が出力される。
基板上のマイクロストリップ線路や、同軸共振器で構成
する。一方、VCOの負性抵抗回路702は、ILO7
01と同一半導体チップに集積化する。この負性抵抗回
路702は、トランジスタと受動素子により容易に構成
できる。
し、負性抵抗回路702をMMICに含めた構成を取る
ことにより、より周波数が安定で位相雑音の低い信号が
得られ、かつ、低損失にILO701に信号を注入する
ことが可能となる。
で例示した本発明の注入同期発振器を用いた高周波通信
回路装置の一例を示すブロック図である。
クミキサ802、帯域通過フィルタ803、パワーアン
プ804、アンテナ805、ILO806、基準信号源
807で構成される。受信器は、チューナ811、ハー
モニックミキサ812、帯域通過フィルタ813、ロー
ノイズアンプ814、アンテナ815、ILO816、
基準信号源817で構成される。
の基準信号源101に対応し、ILO806、816は
図1の結合回路102、直列帰還型発振部103、第一
の伝送線路104、第二の伝送線路105、周波数2f
の信号トラップ106、周波数fの信号トラップ10
7、出力回路108などで構成される注入同期発振器に
対応する。
部の基本波の周波数fが7.375GHzであり、その
4倍波である29.5GHzを出力する。基準信号源8
07、817は、基本波の1/4サブハーモニックであ
る1.84375GHzを出力する。つまり、基準信号
源807、817から周波数が1.84375GHzの
信号を注入し、ILOからはその16倍波である29.
5GHzが出力される。
号は1GHzから2GHzの間を占めており、ハーモニ
ックミキサ802の中間周波信号用端子に入力される。
ILO806から出力される局発信号は周波数29.5
GHzの正弦波であり、ハーモニックミキサ802の局
発信号用端子に入力される。
キサ802内で混合され、中間周波信号が局発信号によ
り上昇変換(アップコンバート)される。ハーモニック
ミキサ802から発生する信号のうち、周波数60GH
zから61GHzの間の高周波信号のみが帯域通過フィ
ルタ803を通過し、パワーアンプ804に入力され、
そこで増幅され、アンテナ805から、高周波電波82
0として放射される。
され、受信機の高周波信号となり、ローノイズアンプ8
14で増幅される。さらに帯域通過フィルタ813を通
過して、ハーモニックミキサ812の高周波信号用端子
に入力される。一方、ILO816から出力された周波
数29.5GHzの正弦波の信号は、ハーモニックミキ
サ812の局発信号用端子に入力される。高周波信号
は、ハーモニックミキサ812の内部で局発信号と混合
され、再び周波数1GHzから2GHzの間の中間周波
信号に下降変換(ダウンコンバート)される。中間周波
信号はチューナ811に入力され、所望の情報に変換さ
れる。ハーモニックミキサ802と812は、全く同じ
構成のものを使用することが可能である。また、帯域通
過フィルタ803と813、パワーアンプ804とロー
ノイズアンプ814、アンテナ805と815、ILO
806と816、基準信号源807、817はそれぞれ
同じ構成のものを用いることができる。
z帯の信号を出力するため、従来からのマイクロ波の技
術で、高安定で、低位相雑音な基準信号源を容易に構成
できる。
素な構成で等価的に16逓倍動作が可能であり、装置の
小型化、低コスト化、低消費電力化に寄与する。
かつ不要波のレベルが小さく、しかも回路構成が簡単で
消費電力の小さい注入同期発振器を提供できる。
に用いることにより、局部発振器のサイズや消費電力が
小さくなるため、高周波通信装置を軽量でかつコンパク
トに実現でき、しかも消費電力を抑えることができる。
である。
る。
る。
る。
の例である。
同一半導体チップに集積化した例である。
路装置の例を示すブロック図である。
図である。
07、817…基準信号源 102、202、302、402、502、602…結
合回路 103、203、303、403、503、603…直
列帰還型発振部 104、204、304、404、504、604…第
一の伝送線路 105、205、305、405、505、605…第
二の伝送線路 106、206、306、406、506、606…周
波数2fの信号トラップ 107、207、307、407、507、607…周
波数fの信号トラップ 108、208、308、408、508、608…出
力回路 109、209、309、409、509、609…出
力端子 210、310、410、510…共振回路 215、427、515、527…トランジスタ 216、222、516、613、614、626、6
30…伝送線路 220、221…先端短絡スタブ 426…結合回路の入力回路部 428…結合回路の出力回路部 610…共振器 612、623、627、628、651、652…オ
ープンスタブ 615…チップ状トランジスタ 697…スルーホール 698…ワイア 699…アルミナ基板 701、806、816…ILO 702…負性抵抗 703…共振器 704…VCO 801…変調信号源 802、812…ハーモニックミキサ 803、813…帯域通過フィルタ 804…パワーアンプ 814…ローノイズアンプ 805、815…アンテナ
Claims (10)
- 【請求項1】 基準信号源、結合回路、および直列帰還
型発振部を有し、前記基準信号源が前記結合回路の一端
に接続され、前記結合回路の他端が前記直列帰還型発振
部の一端に接続されていることを特徴とする注入同期発
振器。 - 【請求項2】 前記直列帰還型発振部の基本発振周波数
がfのとき、前記基準信号源の周波数がf/m(mは2
以上の整数)であることを特徴とする請求項1記載の注
入同期発振器。 - 【請求項3】 前記結合回路は、インダクタで構成され
ていることを特徴とする請求項1記載の注入同期発振
器。 - 【請求項4】 前記結合回路は、インダクタとキャパシ
タの並列回路とシャントキャパシタで構成されているこ
とを特徴とする請求項1記載の注入同期発振器。 - 【請求項5】 前記結合回路は、周波数2fの信号トラ
ップ、周波数fの信号トラップを有することを特徴とす
る請求項1記載の注入同期発振器。 - 【請求項6】 前記結合回路は、トランジスタを含む回
路であることを特徴とする請求項1記載の注入同期発振
器。 - 【請求項7】 前記直列帰還型発振部は第1のトランジ
スタを含み、前記結合回路はエミッタあるいはソースが
接地された第2のトランジスタを含み、前記第2のトラ
ンジスタのコレクタあるいはドレインが、前記第1のト
ランジスタのエミッタあるいはソ−スに接続されている
ことを特徴とする請求項1または6に記載の注入同期発
振器。 - 【請求項8】 直列帰還型発振部を有する発振器であっ
て、前記直列帰還型発振部の基本発振周波数がfのと
き、直列帰還型発振部の出力端に第一の伝送線路の一端
が接続され、前記第一の伝送線路の他端に周波数2fの
信号トラップと第二の伝送線路の一端が接続され、前記
第二の伝送線路の他端に、周波数fの信号トラップと出
力回路の一端が接続されていることを特徴とする発振
器。 - 【請求項9】 前記第一の伝送線路および前記第二の伝
送線路は、その電気長が直列帰還型発振部の基本発振波
の波長に対して、5°以上25°以下の範囲にあること
を特徴とする請求項8記載の発振器。 - 【請求項10】 請求項1記載の注入同期発振器、また
は請求項8に記載の発振器を、局部発振器として用いる
ことを特徴とする高周波通信装置。
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JP2019202533A (ja) * | 2018-05-21 | 2019-11-28 | マイクロ波化学株式会社 | 成形装置、金型および成形品製造方法 |
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-
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