CN102055355B

CN102055355B - 功率转换装置

Info

Publication number: CN102055355B
Application number: CN201010534900.6A
Authority: CN
Inventors: 山田隆二
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2009-10-28
Filing date: 2010-10-26
Publication date: 2014-12-10
Anticipated expiration: 2030-10-26
Also published as: JP2011120440A; CN102055355A; US8432710B2; US20110096577A1; JP5493902B2

Abstract

一种功率转换装置，该装置提供整流电路以将从交流电源供给的交流功率转换成直流功率。整流电路被构造成与输入交流的相数相对应的数目的串联电路在正极侧线和负极侧线之间并联连接。每个串联电路具有串联连接的整流器件和半导体开关器件。交流电源分别通过电感器件连接到交流输入点。每个交流输入点与每个串联电路中的在整流器件和半导体开关器件之间的连接点相对应。串联电路的交流输入点分别通过噪声抑制串联电路连接到具有地电位的点。在每个噪声抑制串联电路中，开关单元和电容器串联连接。以这种方式，可以提供能够减小噪声端电压的功率转换装置，同时解决体积和成本问题。

Description

功率转换装置

发明背景

1.发明领域

本发明涉及一种使用半导体开关器件的功率转换装置。

2.背景技术描述

例如，图8所示的结构被称为此类功率转换装置。

图8所示的功率转换装置具有单相交流电源101、用于将交流电源101的交流输出功率转换为直流功率的整流器102、用于平滑从整流器102的正极侧线Lp和负极侧线Ln输出的直流功率的平滑电容器103、以及连接在正极侧线Lp和负极侧线Ln之间的直流负载104。

整流器102被构造成串联电路107和108并联地连接在正极侧线Lp和负极侧线Ln之间。在每个串联电路107、108中，作为整流器件的二极管105a、105b以及例如作为半导体开关器件的MOSFET 106a、106b串联地连接。在此，因为每个MOSFET 106a、106b在内部具有体二极管，MOSFET106a、106b无关于其栅极电压对于反向电流始终导通。

对应于每个串联电路107、108中的二极管105a、105b和MOSFET106a、106b之间的连接点的每个交流输入点Pia、Pib通过电感器109a、109b连接到交流电源101。

此外，作为噪声滤波器的接地电容器110a和110b的串联电路连接在电源线La和Lb之间，该电源线分别将电感器109a和109b连接到交流电源101的输出侧。接地电容器110a和110b之间的连接点连接至地电位G。

图8所示的功率转换装置具有可使输入到整流器102的交流电源101的交流输入电流Iin(I输入)形成正弦波形的功能，该正弦波的相位等于交流输入电压Vin(V输入)而直流输出电压Ed保持在高于交流输入电压Vin峰值的期望值。

下面将描述用于实现这种功能的操作。

例如，假设交流输入电压Vin为正。在此情况下，当MOSFET 106a开启时，电流在从交流电源101经由电源线La、电感器109a、MOSFET 106a、MOSFET 106b、电感器109b以及电源线Lb返回至交流电源101的路径中流动。因此，向电感器109a和109b各施加交流电源101的电压的一半，从而增大交流输入电流Iin。

当MOSFET 106a在该状态下关断时，电流在从交流电源101经由电源线La、电感器109a、二极管105a、平滑电容器103、MOSFET 106b、电感器109b以及电源线Lb返回至交流电源101的路径中流动。此时，向电感器109a和109b各施加直流输出电压Ed与交流输入电压Vin之间的差分电压的一半。由于电路的操作，直流输出电压Ed被保持高于交流输入电压Vin的峰值，因此交流输入电流Iin减小。

相应地，当控制MOSFET 106a的开启时间和关断时间之比(即占空比)时，能够理想地控制交流输入电流Iin的波形和大小。因此，交流输入电流Iin能够形成为正弦波形(这里不考虑纹波成分)。此外，当根据负载功率控制交流输入电流Iin的振幅时，直流输出电压Ed可保持期望值。

当交流输入电压Vin为负时，由MOSFET 106b的开启—关断操作来执行相似操作。在此，当交流输入电压Vin为正时，MOSFET 106b无关于其栅极信号反向导通(MOSFET 106a执行开启—关断操作)；并且当交流输入电压Vin为负时，MOSFET 106a无关于其栅极信号反向导通(MOSFET106b执行开启—关断操作)。

通常，在执行开关的功率转换装置中，由于每次开关所提供的电位波动，因此产生噪声。由作为噪声滤波器的接地电容器110a和110b来防止噪声流向外部。在此，当交流输入电压Vin的中性点电位对应于地电位G时，每个接地电容器110a、110b的电压是Vin/2。图9示出每个点的相对于地电位G的由于开关的电位变化。在MOSFET 106a和106b开启的时刻，在接地电容器110a和110b相对端的U点和V点短路，且如在先描述，电感器109a和109b相对端的电压VL1和VL2由VL1＝VL2＝Vin/2来表示。在此，U点电位为+Vin/2，V点电位为-Vin/2，因此每个交流输入点Pia、Pib的电位为0V。MOSFET 106a和106b导通，因此交流输入点Pia、Pib的电位也等于平滑电容器103的负极侧点N的电位。因此，N点的电位为0V。平滑电容器103的正极侧点P的电位等于N点电位与直流输出电压Ed之和。因此，P点电位等于直流输出电压Ed。

另一方面，在交流输入电压Vin为正且MOSFET 106a关断的时刻，交流输入点Pia的电位等于P点电位，并且交流输入点Pib的电位等于N点电位。相应地，直流输出电压Ed施加于在接地电容器110a和110b的相对端的U点和V点之间。因此建立VL1＝VL2＝(Vin-Ed)/2的关系。因此，Pia点的电位(＝P点电位)用Vin/2-(Vin-Ed)/2＝+Ed/2来表示，Pib点的电位用-Vin/2+(Vin-Ed)/2＝-Ed/2来表示。即Pia点的电位波动+Ed/2，Pib、P以及N各点的电位波动-Ed/2。

由于同样的操作，当交流输入电压Vin为负且MOSFET 106b关断的时刻，Pib点的电位波动+Ed/2，Pia、P以及N各点的电位波动-Ed/2。当MOSFET106a和106b重新开启时，电位波动反转。

在如图8所示的背景技术示例中，非预期的寄生电容111至114存在于该装置的各个点和框架FG之间。出于安全原因将框架FG接地，因此寄生电容111至114作为对地电容。由于上述电位波动，电流流向每个寄生电容，以使电流Ie在如图8所示的经过接地电容器110a和110b的电路中循环。此时，在每个接地电容器110a与110b中生成称为噪声端电压的高频电压。

为了不对连接到交流电源101的其他装置造成坏影响，噪声端电压必须受到限制。最简单的方法是增大接地电容器110a和110b的电容。然而，接地电容器110a与110b不仅允许高频电流，还允许源自交流输入电压Vin的作为漏电流的低频电流。因此，电容太大可导致如地泄漏断路器跳闸等问题。另一种公知的方法是在该装置与电源之间插入共模扼流线圈。然而，共模扼流线圈必须允许主电路电流流进其中，必定要增大其外形。因此，共模扼流线圈阻止功率转换装置的小型化，并且还导致成本增加。

另一方面，作为利用开关单元抑制噪声的方法，已知如下的降噪装置(例如参见JP-A-2002-119065)。即，例如在该降噪装置中，包括开关器件的用于生成与由噪声感测单元所测得的噪声电流反向的电流的电流源电路连接在利用能量再生变换器的连接到平滑电容器的电压箝位电路与地电位G之间，以此抑制噪声。

作为抑制噪声的另一种方法，有如下的已知电动车辆(例如，参考JP-A-2009-33891)。即，在电动车辆中，静电电容与包括逆变器或马达发电机的高压系统组件和车辆接地之间的本征杂散电容串联，并且连接开关与静电电容并联，从而当负载被驱动时，连接开关被控制成开启；当负载未被驱动时，连接开关被控制成关断。

然而，在JP-A-2002-119065所揭示的背景技术示例中，开关单元本身必须产生电流以消除噪声。因此，仍然存在未解决的问题，即因为开关单元需要在极高速下开关，且同时要高速地控制，所以开关单元的结构变得复杂。

另一方面，在JP-A-2009-33891所揭示的背景技术示例中，对地电容随着整个装置与外部的连接状态而变化，用以调整装置的电位波动和漏电流的大小。仍然存在如下未解决的问题。即，当整个装置与外部的连接状态固定时，不能应用此背景技术示例，此外，当作为噪声源的装置在工作时，不能减少漏电流。

发明内容

因此，注意到上述背景技术中未解决的问题，开发了本发明。本发明的目的是，提供能够减小噪声端电压的功率转换装置，同时解决体积和成本问题。

为了达到上述目的，根据本发明的一个方面提供一种功率转换装置，其包括：交流电源；以及将从交流电源输入的交流功率转换成直流功率的整流电路，该整流电路被构造成串联电路在正极侧线与负极侧线之间并联连接，每个串联电路包括串联连接的整流器件与半导体开关器件，并且串联电路的数目与交流输入的相数相对应，交流电源分别通过电感器件连接到与串联电路的整流器件和半导体开关器件之间的连接点相相应的交流输入点；其中：串联电路的交流输入点与作为地电位的点通过噪声抑制串联电路连接，在每个噪声抑制电路中开关单元和电容器串联连接；以及每个噪声抑制串联电路的开关单元被控制成在连接到噪声抑制串联电路的半导体开关器件在高频下开关的时刻开启，而在上述时刻之外的其他时刻关断。

此外，根据本发明的另一个方面提供一种功率转换装置，其中：每个噪声抑制串联电路包括与开关单元并联连接的电阻器，且电阻器的电阻值设置为充分低于电容器的与交流输入点的交流输入功率的频率对应的阻抗，且充分高于电容器的与半导体开关器件的开关频率对应的阻抗。

另外，根据本发明的再一个方面，提供一种功率转换装置，其包括：将直流输入功率转换为交流功率的逆变器电路，该逆变器电路被构造成开关臂在正极侧线与负极侧线之间并联连接，每个开关臂包括串联连接的多个半导体开关器件，并且开关臂的数目与要输出的交流功率的相数相对应，开关臂的交流输出点分别通过电感器件与交流输出端连接；其中：开关臂的交流输出点与作为地电位的点通过噪声抑制串联电路连接，在每个噪声抑制串联电路中开关单元和电容器串联连接；以及每个噪声抑制串联电路的开关单元被控制成在连接到噪声抑制串联电路的半导体开关器件在高频下开关的时刻开启，在上述时刻之外的其他时刻关断。

此外，根据本发明的另一个方面，提供了一种功率转换装置，其中：每个噪声抑制串联电路包括与开关单元并联连接的电阻器，且电阻器的电阻值设置为充分低于电容器的与交流输出点的交流输出功率的频率对应的阻抗，且充分高于电容器的与半导体开关器件的开关频率对应的阻抗。

此外，根据本发明的另一个方面，提供一种功率转换装置，其中：开关单元包括将连接到每个开关臂的连接点作为开启—关断控制的基准电位使用的辅助半导体开关器件，且辅助半导体开关器件的开启—关断控制端通过电容器连接到直流功率的正极侧或负极侧。

此外，根据本发明的另一个方面，提供一种功率转换装置，其中：开关单元包括能够对正向电流进行开启—关断控制并且对于反向电流始终导通的辅助半导体开关器件。

此外，根据本发明的另一个方面，提供一种功率转换装置，其中：辅助半导体开关器件将连接到每个开关臂的连接点作为开启—关断控制的基准电位使用，且辅助半导体开关器件的开启—关断控制端通过电容器连接到直流功率的正极侧或负极侧。

根据本发明，因为根据每个半导体开关器件的工作添加了接地电容器，使得相对于地电位其电位为正的点的对地电容等于相对于地电位其电位为负的点的对地电容，从而来自那些点的高频漏电流可相互抵消。因此，具有在不提供大尺寸噪声减少组件的情况下能够抑制噪声端电压的效果。

附图简述

图1是示出本发明第一实施例的功率转换装置的电路图；

图2A-2G是为了说明第一实施例的工作而提供的波形图；

图3是示出本发明第二实施例的功率转换装置的电路图；

图4是示出本发明第三实施例的功率转换装置的电路图；

图5是示出本发明第四实施例的功率转换装置的电路图。

图6是示出可应用本发明的开关电路的特定结构的电路图；

图7是示出图6所示开关电路的变体的电路图；

图8是示出根据背景技术的功率转换装置的电路图；以及

图9是为了说明根据背景技术的功率转换装置的工作而提供的信号波形图。

发明的详细描述

下文将参考附图描述本发明的实施例。

图1是示出根据本发明第一实施例的功率转换装置的电路图。图1中，附图标记10代表用于驱动直流负载的功率转换装置。例如，功率装换装置10具有单相交流电源11、整流电路12、平滑电容器13以及直流负载14。整流电路12将交流电源11的交流输出功率转换成直流功率。平滑电容器13平滑从整流电路12的正极侧线Lp和负极侧线Ln输出的直流功率。直流负载14连接在正极侧线Lp和负极侧线Ln之间。

整流电路12被构造成串联电路17和18在正极侧线Lp和负极侧线Ln之间并联连接。在每个串联电路17、18中，作为整流器件的二极管15a、15b以及例如作为半导体开关器件的MOSFET 16a、16b串联连接。在此，每个MOSFET 16a、16b在内部具有体二极管。因此，MOSFET 16a、16b无关于其栅极电压对于反向电流始终导通。

对应于在串联电路17、18的二极管15a、15b和MOSFET 16a、16b之间的连接点的交流输入点Pia、Pib通过电感器19a、19b连接到交流电源11。

此外，构成噪声滤波器的接地电容器20a和20b的串联电路连接在电源线La和Lb之间，La和Lb将电感器19a和19b连接至交流电源11的输出侧，并且接地电容器20a和20b之间的连接点连接到地电位G。

上述结构类似于上述背景技术示例的结构。然而，根据本发明，由作为开关单元的开关电路21、22以及电容器23、24构成的噪声抑制串联电路25、26连接在整流电路12中的串联电路17、18的交流输入点Pia、Pib与地电位G间之间。

在此，例如每个开关电路21、22由两个串联且互相反向连接的MOSFET构成。此外，电容器23的电容设置成使得寄生电容31与电容器23的电容之和的值等于寄生电容32至34之和的值。寄生电容31存在于交流输入点Pia和地电位G之间。寄生电容32存在于交流输入点Pib和地电位G之间。寄生电容33存在于P点和地电位G之间。P点对应于平滑电容器13连接至正极侧线Lp的连接点。寄生电容34存在于N点和地电位G之间。N点对应于平滑电容器13连接至负极侧线Ln的连接点。另外，电容器24的电容设置成使得存在于交流输入点Pib和地电位G之间的寄生电容32与电容器24的电容之和的值等于存在于交流输入点Pia和地电位G之间的寄生电容31、存在于P点即对应于平滑电容器13连接至正极侧线Lp的连接点和地电位G间的寄生电容33、以及存在于N点即对应于平滑电容器13连接至负极侧线Ln的连接点和地电位G之间的寄生电容34之和的值。

图1所示的功率转换装置具有如下功能。即，供给于整流电路12的交流电源11的交流输入电流Iin形成为正弦波形，其相位等于交流输入电压Vin的相位，而直流输出电压Ed保持在高于交流输入电压Vin的峰值的期望值。

由控制单元40控制MOSFET 16a、16b以及开关电路21、22的开启—关断。

接下来，将参考图2A-2G所示的信号波形图来描述第一实施例的操作。

例如，如图2A的T1部分所示，假设交流输入电压Vin为正。在此状态下当MOSFET 16a开启时，电流在从交流电源11经由电源线La、电感器19a、MOSFET 16a、MOSFET 16b、电感器19b以及电源线Lb返回至交流电源11的路径中流动。因此，向电感器19a和19b各施加交流电源11的电压的一半以增大交流输入电流Iin。

在此状态下当MOSFET 16a关断时，电流在从交流电源11经由电源线La、电感器19a、二极管15a、平滑电容器13、MOSFET 16b、电感器19b以及电源线Lb返回至交流电源11的路径中流动。此时，向电感器19a和19b各施加直流输出电压Ed与交流输入电压Vin之间的差分电压的一半。由于电路的工作，直流输出电压Ed保持高于交流输入电压Vin的峰值，因此交流输入电流Iin减小。

相应地，当控制MOSFET 16a的开启时间和关断时间之比(即占空比)时，能够理想地控制交流输入电流Iin的波形和大小。因此，交流输入电流Iin能够形成为正弦波形(这里不考虑纹波成分)。此外，当根据负载功率控制交流输入电流Iin的振幅时，直流输出电压Ed可保持在期望值。

如图2A的T2部分所示，当交流输入电压Vin为负时，由MOSFET16b的开启—关断操作来执行相似操作。在此，当交流输入电压Vin为正时，MOSFET 16b无关于其栅极信号反向导通(MOSFET 16a执行开启—关断操作)，而当交流输入电压Vin为负时，MOSFET 16a无关于其栅极信号反向导通(MOSFET 16b执行开启—关断操作)。

通常，在执行开关的功率转换装置中，由于每次开关所提供的电位的波动产生噪声。由作为噪声滤波器的接地电容器20a和20b来防止噪声流向外部。在此，当交流输入电压Vin的中性点电位对应于地电位G时，每个接地电容器20a、20b的电压是Vin/2。图2B至2G示出由开关引起的每个点处的电位相对于地电位G的变化。

在MOSFET 16a和16b开启的时刻，在接地电容器20a和20b相对端的U点和V点短路，且电感器19a和19b相对端的电压VL1和VL2如先前所描述表示为VL1＝VL2＝Vin/2。在此，U点电位为+Vin/2，V点电位为-Vin/2，因此每个交流输入点Pia、Pib的电位为0V。MOSFET 16a和16b导通，因此交流输入点Pia、Pib的电位也等于平滑电容器13的负极侧点N的电位。因此，N点的电位为0V。平滑电容器13的正极侧点P的电位等于N点电位与直流输出电压Ed之和。因此，P点电位等于直流输出电压Ed。

另一方面，在交流输入电压Vin为正电压且MOSFET 16a关断的时刻，交流输入点Pia的电位等于P点电位，并且交流输入点Pib的电位等于N点电位。相应地，直流输出电压Ed施加于在接地电容器20a和20b的相对端的U点和V点之间。因此，建立VL1＝VL2＝(Vin-Ed)/2的关系。因此，Pia点的电位(＝P点电位)用Vin/2-(Vin-Ed)/2＝+Ed/2来表示，而Pib点的电位用-Vin/2+(Vin-Ed)/2＝-Ed/2来表示。即Pia点的电位波动+Ed/2，而Pib、P以及N各点的电位波动-Ed/2。

由于同样的操作，在交流输入电压Vin为负且MOSFET 16b关断的时刻，Pib点的电位波动+Ed/2，而Pia、P以及N各点的电位波动-Ed/2。当MOSFET s16a和16b重新开启时，电位波动反转。

如图2A的T1部分所示，当交流输入电压Vin为正时，执行高频开关以在高频率下开启/关断MOSFET 16a。此时，开关电路21被控制成开启。因此，电容器23以与存在于交流输入点Pia和地电位G之间的寄生电容31并联的方式插入。此时，如图2F所示，电容器23的电位将等于交流输入点Pia的电位。因此，当MOSFET 16a关断时，存在于此节点和对地电位为正的点之间的电容将等于电位为负的点的对地电容，从而通过这些点流向框架FG的电流将相互抵消。即，寄生电容的电流仅通过功率转换装置10内部的框架FG循环，从而可防止流向外部。因此，噪声端电压能够被抑制。

同样，如图2A的T2部分所示，当交流输入电压Vin为负时，执行高频开关以在高频率下开启/关断MOSFET 16b。此时，开关电路22被控制成开启。因此，电容器24以与存在于交流输入点Pib和地电位G之间的寄生电容32并联的方式插入。在这种情况下，如图2G所示，电容器24的电位将等于交流输入点Pib的电位。因此，当MOSFET 16b关断时，电位为正的点的对地电容将等于电位为负的点的对地电容，从而通过这些点流向框架FG的电流将相互抵消。即，寄生电容的电流仅通过功率转换装置10内部的框架FG循环，从而可防止流向外部。因此，噪声端电压能够被抑制。

以此方式，开关电路21和22在交流输入电压Vin的每半个周期中交替开启，从而可抑制噪声端电压。因此没有必要给开关电路21和22提供高频开关能力。此外，可按照一种简单的方式来控制开关电路21和22，即仅根据交流输入电压Vin的极性进行开关电路21和22的开启/关断操作。因此，可使控制单元40的结构简单。

此外，通过积极利用功率转换装置10中的电位波动的极性的不同部分，可抑制漏电流。

接下来，将参考图3描述本发明的第二实施例。

在此第二实施例中，制造了一种结构以防止开关电路在对功率转换装置进行耐压测试期间受损坏。

即，如图3所示，除了电阻器41和42与开关电路21和22并联连接之外，第二实施例与图1的第一实施例具有相似的结构。与图1相对应的那些部分由相同的附图标记表示，且省略其详细描述。

在供电系统中，通常要求功率转换装置10可耐受足够高的电压以耐受对地电压。利用在地电位与功率转换装置10的一个或两个输入线之间施加的电压来执行耐压测试。测试电压设定成高于电路工作电压。提供电阻器41和42是为了防止测试电压施加到开关电路21和22。选择电阻器41、42的电阻使得其值充分小于电容器23、24在具有商用电源频率的电压作为测试电压下的阻抗，并且充分大于电容器23、24在不低于MOSFET 16a、16b的开关频率的频率下的阻抗。

例如，假设电容器23、24的电容为1000pF，商用电源频率为50Hz，以及MOSFET 16a、16b的开关频率为100kHz。在此情况下，电容器23、24的电容在50Hz下具有的阻抗为：

1/(2π×50×1000p)＝3.18MΩ

在100kHz下，电容器23、24的电容具有的阻抗为：

1/(2π×100k×1000p)＝1.59kΩ

因此在这种情况下，电阻器41、42的电阻值被选择为约100kΩ。

根据第二实施例，为了耐压测试，与开关电路21和22并联连接的每个电阻器41和42的电阻值设置为充分小于电容器23、24在商用电源频率的电压作为耐受电压下的阻抗，并且充分大于电容器23、24在不低于MOSFET 16a、16b的开关频率的频率下的阻抗。例如，电阻值设置成约100kΩ。因此在耐压测试期间，大部分测试电压由电容器23和24分享，从而测试电压几乎不施加到开关电路21和22。此外，由MOSFET 16a和16b的开关而产生的高频电流中的流经电阻器41和42的部分可忽略。

因为这个原因，如果开关电路21和22被设计成能够耐受耐压测试中的测试电压，则将导致应用部件的尺寸会增大的问题。根据此实施例，通过将电阻器41、42并联到开关电路21和22的简单方法，开关电路21和22不必耐受高电压，从而防止组成部件的尺寸增大。

接下来，将参考图4描述本发明的第三实施例。

在该第三实施例中，上述第一实施例中与每个开关电路21、22串联连接的电容器在开关电路21和22之间共用。

即如图4所示，除了开关电路21和22通过共用电容器51连接到地电位G之外，第三实施例与图1的第一实施例具有相同的结构。省略对应于图1的由同样的附图标记表示的部分及其详细描述。

在此第三实施例中，为了保障电路的对称性，通常使用与第一实施例中的二极管15a、15b和MOSFET 16a、16b相同的组件。此外，当结构上保障电路的对称性时，寄生电容31和32也将基本上相等。因此，第一实施例中所要求的电容器23和24的电容值也将相等。相应地，可如图4所示应用共用电容器51。在此情况下，共用电容器51用于防止由控制单元40同时开启开关电路21和22。

下面，将参考图5描述本发明的第四实施例。

在此第四实施例中，整流电路被允许作为逆变器工作。即如图5所示，除了上述第一实施例中的整流电路12的二极管15a和15b被移除并且与MOSFET 16a和16b具有相同结构的MOSFET 61a和61b被应用于替代二极管15a和15b之外，第四实施例的结构与图1的第一实施例的结构相同。与图1的部分相对应的部分由同样的附图标记表示，且将省略其详细描述。

在此，为了将直流负载的直流功率再生为交流电源11，由控制单元40控制MOSFET 61a和61b，使得当交流电压Vin为正时，MOSFET 16b被控制成开启并且MOSFET 61a和16a以高频率交替开启。相反地，当交流输入电压Vin为负时，MOSFET 16a被控制成开启并且MOSFET 61b和16b以高频率交替开启。

由于此结构，当交流电源11的交流功率被整流电路12整流时，MOSFET 61a和61b被控制成关断。因此，MOSFET 61a和61b可作为二极管工作，从而以如第一实施例的同样方式执行整流操作。

此外，当直流负载14包括具有动态制动的电机或电池时，假设根据必要性将直流功率再生为交流电源11。在此情况下，如上所述，由控制单元40根据交流电源11的电压极性控制MOSFET 16a、16b、61a和61b的开启/关断，从而作为逆变器工作。因此，直流功率可转换成交流功率并且可再生成为交流电源11。

在第四实施例中，也可应用与第二或第三实施例相同的结构。

此外，在具有逆变器功能的整流电路12的结构中已对第四实施例进行了描述。然而，本发明不限于此。如果由直流电源替代直流负载14，并且由交流负载替代交流电源11，则第四实施例可适用于一般将直流电源的直流功率转换成交流功率的逆变器。在此情况下，也可获得与上述的一样的操作和效果。

此外，已在构成逆变器的每个上臂和下臂由一个开关器件组成的情况下对第四实施例进行了描述。然而，本发明不限于此。第四实施例可适用于上臂和下臂由串联连接的多个开关器件组成的结构。

此外，已在MOSFET作为开关器件16a、16b、61a和61b和开关电路21和22使用的情况下对第一至第四实施例进行了描述。然而，本发明不限于此。可根据使用功率使用任一开关器件，诸如绝缘栅双极晶体管(IGBT)、可关断晶闸管(GTO)或静电感应晶体管(SIT)等。

此外，如图6所示，为构成开关电路21，不仅采用了开关器件，而且采用了开关电路70。开关电路70由在上述第一实施例中的交流输入点Pia和电容器23之间并联连接的第一和第二开关部分71和72构成。

第一开关部分71具有作为辅助开关器件的n沟道型辅助MOSFET71a和二极管71b的串联电路。辅助MOSFET 71a的源极连接到交流输入点Pia。二极管71b的负极连接到辅助MOSFET 71a的漏极，并且二极管71b的正极连接到电容器23。

在此，辅助MOSFET 71a在内部具有体二极管。因此，辅助MOSFET71a无关于其栅极电压对于反向电流始终导通。此外，在辅助MOSFET 71a的栅极和源极之间存在寄生电容71c。放电电阻器71d与寄生电容71c并联连接。

二极管71e的负极连接到辅助MOSFET 71a的作为开启—关断控制端的栅极。二极管71e的正极通过电容器73连接到负极侧线Ln。

以同样的方式，第二开关部分72具有作为辅助开关装置的p沟道型辅助MOSFET 72a和二极管72b的串联电路。辅助MOSFET 72a的源极连接到交流输入点Pia。二极管72b的正极连接到辅助MOSFET 72a的漏极，并且二极管72b的负极连接到电容器23。

在此，辅助MOSFET 72a在内部具有体二极管。因此，辅助MOSFET72a无关于其栅极电压对于反向电流始终导通。此外，在辅助MOSFET 72a的栅极和源极之间存在寄生电容72c。放电电阻器72d与寄生电容72c并联连接。

二极管72e的正极连接到辅助MOSFET 72a的作为开启—关断控制端的栅极。二极管72e的负极通过电容器73连接到负极侧线Ln。

第一和第二开关部分71和72的放电电阻器71d和72d的放电时间常数设置成大于MOSFET 16a的开关周期。

已参照附图6仅描述了与第一实施例中的开关电路21相对应的开关电路70。具有与图6所示结构相同的结构的另一开关电路70也应用于开关电路22。

接下来，将对具有上述结构的开关电路70的操作进行描述。同样，如图2A的T1部分所示，当交流输入电压Vin为正时，执行高频开关以在高频率下开启/关断作为主要电路器件的MOSFET 16b。

此时，在第二开关部分72的寄生电容72c和电容器73已被放电的状态下，当MOSFET 16a关断时，提供到交流输入点Pia的交流输入电流Iin的一部分通过寄生电容72c和电容器73流向负极侧线Ln。因此，寄生电容72c和电容器73被充电。

当寄生电容72c被充电，辅助MOSFET 72a的源极与栅极之间的电压增大以开启该辅助MOSFET 72a。其结果是，交流输入点Pia与电容器23通过辅助MOSFET 72a、二极管72b和电容器23相连接以给电容器23充电。在此，寄生电容72c的充电电压可由电容器73的电容调整。

随着对寄生电容72c和电容器73进行更多充电，流经寄生电容72c和电容器73的电流减小。一旦两者都被完全充电，流经寄生电容72c和电容器73的电流就消失。寄生电容72c由放电电阻器72d逐渐放电。

之后，当已关断的MOSFET 16a开启时，提供到交流输入点Pia的输入电流Iin通过MOSFET 16a流向负极侧线Ln，以将交流输入点Pia的电位设置成负。因此，第二开关部分72的寄生电容72c中积聚的电荷通过放电电阻器72d逐渐放电。

同时，电容器73通过构成范围为从电容器73的正极侧开始经由第一开关部分71的二极管71e和寄生电容71c、MOSFET 16a和负极侧线Ln到电容器73的负极侧的放电电流路径放电。

此时，电容器73的电荷转移至寄生电容71c以增加寄生电容71c的端电压并且因此开启辅助MOSFET 71a。因此，电容器23通过二极管71b和辅助MOSFET 71a连接到交流输入点Pia。

之后，当MOSFET 16a关断时，如上所述，开始对第二开关部分72的寄生电容72c和电容器73进行充电。因此，第一开关部分71的寄生电容71c由放电电阻器71d逐渐放电。

因为放电电阻器71d和72d的放电时间常数设置成长于MOSFET16a的开关周期，所以第一开关部分71的辅助MOSFET 71a和第二开关部分72的辅助MOSFET 72a在MOSFET 16a的高频开关期间里(即图2A的T1部分中)保持开启。因此，电容器23通过第一开关部分71和第二开关部分72连接到交流输入点Pia。

之后，当MOSFET 16a固定成开启或关断时，电荷不会供应到第一开关部分71的辅助MOSFET 71a的栅极和第二开关部分72的辅助MOSFET 72a的栅极。因此，寄生电容71c和72c由放电电阻器71d和72d逐渐放电以降低辅助MOSFET 71a和72a的栅极电压。因此，辅助MOSFET71a和72a关断。

因此，在具有上述结构的开关电路70中，也可执行与根据第一实施例的开关电路21相同的操作。在此情况下，不必控制第一开关部分71的辅助MOSFET 71a的栅极和第二开关部分72的辅助MOSFET 72a的栅极的驱动。因此，在不必提供特殊控制电路或绝缘栅驱动电路的情况下，操作开关电路70变得可行。

由于机械开关的响应速度和寿命，难以在根据第一实施例的开关电路21中应用如继电器等机械开关。因此，以与主电路相同的方式使用半导体开关器件，并且通过栅驱动电路驱动该半导体开关器件。在此情况下，每个开关电路21、22的电位由于主电路器件的开关而波动。因此，用于驱动开关电路21、22的栅驱动电路要具有从控制电位向开关器件的电位传输开启/关断信号的功能。可通过使用脉冲变压器或光电耦合器的孤立的信号传输来实现这个功能。然而，栅驱动电路可能变得复杂而增加其所占体积或其价格。另一方面，当使用具有图6结构的开关电路70时，可省却这种栅驱动电路从而能够为小型化带来巨大贡献。

在作为主电路器件的MOSFET 16a的一个开关周期中，开关电路70不必经常从关断状态切换到开启状态。电容器73的电容可设置成小值，而放电电阻器71d和72d的电阻值设置成大值，以使寄生电容71c和72c的电压可被多次充电并且提高以开启辅助MOSFET 71a和72a。在此情况下，可减小充电电路的电流以小型化组件以及减少损失。此外，如果在某些条件下MOSFET 71a和71b的栅电压提高太多，则可提供与每个放电电阻器71d、72d并联连接的齐纳二极管等以抑制过电压。

此外，虽然已对将辅助MOSFET 71a和71b作为第一和第二开关部分71和72的开关器件使用的情况进行了描述，但是本发明不限于此。可使用双极结型晶体管代替每个MOSFET。在此情况下，以上述同样的方式向作为开启—关断控制端的晶体管的基极供给基极电流，从而可控制该晶体管的开启—关断。

另外，已对图6的结构进行了描述，其中第一开关部分71的辅助MOSFET 71a的栅极以及第二开关部分72的辅助MOSFET 72a的栅极通过电容器73连接到负极侧线Ln。然而，本发明不限于此。第一开关部分71的辅助MOSFET 71a的栅极以及第二开关部分72的辅助MOSFET 72a的栅极可通过电容器73连接到正极侧线Lp。在此情况下，电容器73的电压极性会反转。当作为主电路器件的MOSFET 16a在MOSFET 16a以高频率开关的状态下开启时，电流从正极侧线Lp通过电容器73、二极管71e、寄生电容71c以及MOSFET 16a流向负极侧线Ln，从而开启第一开关部分71的辅助MOSFET 71a。当作为主电路器件的MOSFET 16a在此状态下关断时，供给到交流输入点Pia的输入电流Iin通过第二开关部分72的寄生电容72c和二极管72e流向电容器73的负极侧，从而开启第二开关部分72的辅助MOSFET 72a。因此，获得与图6相似的操作和效果是可行的。

此外，已对图6的结构进行了描述，其中开关电路70由两个开关部分构成，即由第一开关部分71和第二开关部分72构成。然而，本发明不限于此，但可有图7所示的结构。即，可从图6的开关电路70中移除第二开关部分72，并且可提供二极管74替代第二开关部分72。在此情况下，二极管74的正极连接到交流输入点Pia，而二极管74的负极连接到电容器73。另外，可移除第一开关部分71的二极管71b。

在此结构中，在作为主电路器件的MOSFET 16a被操作成以高频率开关的状态下，当MOSFET 16a关断时，电容器73通过二极管74充电，而当MOSFET 16a开启时，电容器73通过第一开关部分71的二极管71e、寄生电容71c以及MOSFET 16a放电。此时，第一开关部分71的辅助MOSFET 71a由寄生电容71c的电压控制成开启。只要MOSFET 16a的高频开关状态持续，辅助MOSFET 71a就保持开启。

在具有图7的结构的开关电路70中，在图2A的T2期间，其中作为主电路器件的MOSFET 16a不执行高频率开关，辅助MOSFET 71a只能阻塞给电容器23放电的方向上的电流，而不能够控制给电容器23充电的方向上的电流。

然而，如在前已描述的图2B所示，交流输入点Pia的电位波动的峰值基本上固定。相应地，一旦电容器23已充电，电容器23就不能够再次充电直到被放电为止。利用这个特性，通过使用阻塞充电电流或放电电流的简单方法，就基本上可防止任何电流流向电容器23。即，实质上可从该电路中移除电容器23。

因此，电容器23通过辅助MOSFET 71a和其体二极管连接到交流输入点Pia，从而可获得与第一实施例相似的操作和效果。根据图7的结构，可实现与图6的结构相似的功能，而组件的数目几乎减少一半。

已对图7的结构进行了描述，其中第二开关部分72从图6的结构中移除。本发明不限于此。即使替代地移除第一开关部分71，也可获得与图6相似的操作和效果。

如果在图7的结构中电容器73未连接到负极侧线Ln而连接到正极侧线Lp，可获得与上述一样的操作和效果。

另外，在将电感器19a和19b作为电感器件使用的情况下对第一至第四实施例进行了描述。本发明不限于此。可使用布线电感其他电感。

另外，在由整流电路12将单相交流功率转换成直流功率的情况下，对第一至第四实施例进行了描述。本发明不限于此。由整流电路12可将三相或更多相的多相交流功率可转换成直流功率。在此情况下，其数目相应于多相交流功率的相数的串联电路可在正极侧线Lp和负极侧线Ln之间并联连接。

Claims

1.一种功率转换装置,包括：

交流电源；以及

将从所述交流电源输入的交流功率转换成直流功率的整流电路，所述整流电路被构造成串联电路在正极侧线与负极侧线之间并联连接，每个所述串联电路包括串联连接的二极管与半导体开关器件，并且所述串联电路的数目与交流输入的相数相对应，所述交流电源分别通过电感器件连接到与所述串联电路的二极管和半导体开关器件之间的连接点相对应的交流输入点；其中：

所述串联电路的交流输入点与作为地电位的点通过噪声抑制串联电路连接，在每个所述噪声抑制串联电路中开关单元和电容器串联连接；

每个所述噪声抑制串联电路包括与所述开关单元并联连接的电阻器，并且所述电阻器的电阻值设置为充分低于所述电容器的与交流输入点的交流输入功率的频率对应的阻抗，且充分高于所述电容器的与半导体开关器件的开关频率对应的阻抗；以及

每个所述噪声抑制串联电路的开关单元被控制成在连接到所述噪声抑制串联电路的半导体开关器件在高频率下开关的时刻开启，而在除上述时刻之外的其它时刻关断。

2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于：

所述开关单元包括将连接到每个所述串联电路的连接点作为开启－关断控制的基准电位使用的辅助半导体开关器件，且所述辅助半导体开关器件的开启－关断控制端通过电容器连接到所述直流功率的正极侧或负极侧。

3.一种功率转换装置，包括：

将直流功率转换成交流功率的逆变器电路，所述逆变器电路被构造成开关臂在正极侧线与负极侧线之间并联连接，每个所述开关臂包括串联连接的多个半导体开关器件，并且所述开关臂的数目与要输出的交流功率的相数相对应，串联连接的所述半导体开关器件之间的连接点即所述开关臂的交流输出点分别通过电感器件与交流输出端连接；其中：

所述开关臂的交流输入点与作为地电位的点通过噪声抑制串联电路连接，在每个所述噪声抑制串联电路中开关单元和电容器串联连接；

每个所述噪声抑制串联电路包括与所述开关单元并联连接的电阻器，并且所述电阻器的电阻值设置为充分低于所述电容器的与交流输出点的交流输出功率的频率对应的阻抗，且充分高于所述电容器的与半导体开关器件的开关频率对应的阻抗；以及

每个所述噪声抑制串联电路的开关单元被控制成在连接到所述噪声抑制串联电路的半导体开关器件在高频率下开关的时刻开启，而在除上述时刻之外的其它时刻时关断。

4.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于：

所述开关单元包括将连接到每个所述开关臂的连接点作为开启－关断控制的基准电位使用的辅助半导体开关器件，且所述辅助半导体开关器件的开启－关断控制端通过电容器连接到所述直流功率的正极侧或负极侧。

5.如权利要求2或4所述的功率转换装置，其特征在于：

所述辅助半导体开关器件是能够对正向电流进行开启－关断控制并且对于反向电流始终处于导通状态的开关器件。