CN102055295B - 旋转角度传感器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种旋转角度传感器，该旋转角度传感器包括旋转变压器定子(13)和旋转变压器转子(12)，该旋转变压器定子(13)具备被输入励磁信号的励磁线圈(23)和输出检测信号的检测线圈，即正弦波线圈(21)和余弦波线圈(22)，该旋转变压器转子(12)位于与定子(13)相对置的位置而进行旋转，该旋转角度传感器的特征在于，旋转变压器定子(13)形成于定子板上，旋转变压器转子(12)是平板状的转子板，定子板与转子板平行地相对置，转子板上形成有缺口部(12b)。

Description

旋转角度传感器

技术领域

本发明涉及一种旋转角度传感器，其具有定子和转子，其中，该定子具备输入励磁信号的励磁线圈以及输出检测信号的检测线圈，该转子位于与上述定子相对置的位置而进行旋转。

背景技术

以往，在机器人的手等中使用有高输出的小型无刷电动机。为了控制机器人的小型无刷电动机，需要正确掌握电动机的输出轴的旋转位置。这是由于在控制对定子的各线圈的通电切换时需要正确掌握转子的旋转位置。特别是对于机器人的手，有时会要求较高的位置精确度，因此希望正确进行通电切换的需求较为强烈。

在对使机器人的手移动的电动机轴进行位置检测时，使用了能够小型化的旋转变压器(Resolver)。旋转变压器被嵌入电动机的内部，直接安装在电动机的转子轴上。

例如，在专利文献1的旋转变压器中，在金属制的旋转变压器转子的外周配置有旋转变压器定子。旋转变压器定子顺次配置有将导线卷绕在向内周方向突出的齿部上而形成的线圈。在这种形式的VR型旋转变压器中，需要使转子与定子之间的间隙周期性地进行变化。这是由于，如果不这样做则配置于整周的线圈的输出会相互抵消，而无法得到适当的检测输出。在专利文献1的旋转变压器中，以使转子与定子之间的间隙为正弦波曲线的方式构成转子。

由于专利文献1的旋转变压器通常使用8～10kHz的频域的励磁信号，因此存在以下问题：线圈的匝数较多而线圈的外径尺寸变大，从而旋转变压器自身的直径方向尺寸变大，并且旋转变压器转子的轴心方向上的长度也变长。在将其用于机器人的手驱动用的电动机轴的情况下，电动机变大，从而成为问题。

另外，专利文献1的技术是在8～10kHz的频域下进行励磁，因此易于受到来自电动机的干扰电磁噪声(例如，在电动机的旋转数为18000rpm、NS极为4对、6次电动机的情况下，产生7.2kHz频率的噪声)的影响，从而存在旋转变压器的角度检测精确度下降的问题。

为了解决该问题，本申请人在专利文献2中提出了：(1)使用300～500kHz的高频励磁信号，从而减少线圈的匝数；(2)通过印刷将励磁线圈形成于旋转变压器定子板上，并通过印刷将检测线圈形成于旋转变压器转子板上，使旋转变压器定子板与旋转变压器转子板相对置。由此，能够减小旋转变压器的径向尺寸，并且也缩短了旋转变压器的转子的轴心方向的长度，从而实现在安装于电动机轴时能够缩小电动机整体尺寸的效果。

专利文献1：日本特开2008-99519号公报

专利文献2：日本特开2008-256486号公报

发明内容

发明要解决的问题

然而，以往的专利文献1、2的技术中存在以下的问题。

在专利文献2的技术中，在旋转变压器定子板上形成励磁线圈，在旋转变压器转子板上形成检测线圈，在双方的平板上形成旋转式变压器线圈。一对旋转式变压器线圈具有将由检测线圈产生的检测信号传递到旋转变压器定子侧的功能。但是，当使用旋转式变压器线圈传递检测信号时，存在信号的传递效率低至1/100左右的问题。由此，存在S/N(信噪比)降低的问题。

在专利文献1的技术中，在旋转变压器定子侧形成励磁线圈和检测线圈，在旋转变压器转子侧仅形成磁性体金属的齿，由于不使用旋转式变压器线圈，因此不存在该问题，但是如上所述，仍有旋转变压器的直径方向的尺寸变大、并且旋转变压器的轴心方向的长度也变长的问题。

另外，需要使转子的外径尺寸例如正弦波曲线那样周期性地进行变化，但又存在转子的制造成本较高的问题。

另外，专利文献1的技术是在8～10kHz的频域下进行励磁，因此易受到来自电动机的干扰电磁噪声的影响，从而存在旋转变压器的角度检测精确度下降的问题。

在此，在想要将专利文献2和专利文献1进行组合的情况下，在旋转变压器定子板上形成励磁线圈和检测线圈。另一方面，需要在磁性金属制的旋转变压器转子板上形成凹凸来形成周期性的间隙，而存在成本上升的问题。

在专利文献2中，在1励磁、2输出的情况下，形成正弦波线圈和余弦波线圈作为检测线圈。在此，正弦波线圈形成于正弦波线圈层，余弦波线圈形成于余弦波线圈层。

但是，由于正弦波线圈层和余弦波线圈层是各自相分别地进行层叠的，因此正弦波线圈与励磁线圈的间隙和余弦波线圈与励磁线圈的间隙是无法相同的，因此在旋转变压器定子与旋转变压器转子的位置关系发生变化的情况下，所产生的检测信号中有可能产生误差。

例如，在旋转变压器定子与旋转变压器转子的间隙例如由于轴承的松动而在轴向上变化了0.2mm左右的距离的情况下，正弦波线圈与励磁线圈的增益和余弦波线圈与励磁线圈的增益之间有可能产生较大的差异，从而有可能产生角度检测误差。

在此，作为机器人手驱动用电动机的输出轴，期望精确度较高的检测，这成为特别重要的问题。

因此，本发明是为了解决上述的问题而完成的，其目的在于提供一种旋转变压器，其不使用旋转式变压器线圈而且外径尺寸较小、轴心方向的长度也较短。

用于解决问题的方案

(1)为了解决上述问题而完成的本发明的一个方式所涉及的旋转角传感器包括定子和转子，该定子具备被输入励磁信号的励磁线圈和输出检测信号的检测线圈，该转子在与上述定子相对置的位置处进行旋转，该旋转角度传感器的特征在于，在上述转子的与上述定子相对置的位置处，交替地形成有非磁性导电体部和磁性体部或交替地形成有非磁性导电体部和缺口部。

(2)另外，本发明的其它方式所涉及的旋转角度传感器具备定子和转子，该定子包括励磁信号所输入的励磁线圈和输出检测信号的检测线圈，该转子在旋转轴方向上与上述定子相对置的位置处进行旋转，该旋转角度传感器的特征在于，

上述检测线圈包括在圆周方向上顺序地配置的绕线方向为顺向的平面线圈图案和绕线方向为逆向的平面线圈图案，上述励磁线圈包括围住上述顺向的平面线圈图案以及上述逆向的平面线圈图案的外周侧的线圈图案。

(3)并且，本发明的其它方式所涉及的旋转角度传感器具备定子和转子，该定子包括被输入励磁信号的励磁线圈和输出检测信号的检测线圈，该转子在旋转轴方向上与上述定子相对置的位置处进行旋转，该旋转角度传感器的特征在于，

上述检测线圈包括在圆周方向上顺序配置的绕线方向为顺向的平面线圈图案和绕线方向为逆向的平面线圈图案，上述励磁线圈被配置于与上述顺向的平面线圈图案以及上述逆向的平面线圈图案相重叠的位置，由连续卷绕的多个环形图案构成，对这些环形图案进行排列使其整体呈圆环状，在圆周方向上使相邻的环形图案以一部分重叠的方式按顺序错开来进行配置，在半径方向上使上述相邻的环形图案以不重叠的方式按顺序扩大来进行配置。

发明的效果

对本发明的旋转角度传感器的作用以及效果进行说明。

根据上述(1)的结构，在与旋转变压器转子的磁性体部或缺口部相对置的正弦波线圈和余弦波线圈中，分别流通规定的检测电流。即，当励磁信号(正弦波信号)被输入至励磁线圈时，在励磁线圈中产生正向(指的是励磁线圈中所产生的磁通量的方向)的规定量的磁通量。该磁通量通过旋转变压器转子的磁性体部而形成磁路，因此磁通量的产生变多。并且，利用所产生的磁通量而产生的感应电压、即检测电压也变大。

另一方面，在与旋转变压器转子的非磁性导电体部相对置的正弦波线圈和余弦波线圈中，基本不流通检测电流。对其原因进行说明。利用励磁线圈中所产生的磁通量在非磁性导电体部的表面产生涡电流。然后，通过所产生的涡电流产生负向(指的是与因励磁信号产生的磁通量的方向相对的反方向)的磁通量。由于励磁线圈中所产生的正向的磁通量与由涡电流产生的负向的磁通量相抵消，因此几乎不会产生由磁通量引起的感应电压，从而在检测线圈中不产生电压。

在此，本发明者通过实验确认了以下的内容：在不配置非磁性体而形成空间的情况下，不产生由涡电流引起的负向的磁通量而在检测线圈中流通电流，因此在空间产生的感应电压与在磁性体部产生的感应电压的差异变小，S/N比(信噪比)较差，从而无法作为旋转变压器来进行使用。

附图说明

图1是表示作为本发明的第一实施方式的带旋转变压器的电动机的一个端部的截面图。

图2是表示旋转变压器转子的形状的图。

图3是表示旋转变压器的控制结构的框图。

图4是表示旋转变压器定子的结构的分解立体图。

图5是图4的第一部分放大图。

图6是图4的第二部分放大图。

图7是图4的第三部分放大图。

图8是图10的第一部分说明图。

图9是图10的第二部分说明图。

图10是表示旋转变压器的作用的说明图。

图11是表示旋转变压器转子进行旋转时的旋转变压器的作用的说明图。

图12A、图12B是表示图10的时刻T1下的旋转变压器的状态的图。

图13A、图13B是表示图10的时刻T2下的旋转变压器的状态的图。

图14A是表示由正弦波线圈产生得到的感应电压的大小的图。

图14B是表示由余弦波线圈产生得到的感应电压的大小的图。

图15A是表示正弦波线圈的导线的结构的图。

图15B是表示余弦波线圈的导线的结构的图。

图16是表示本发明的效果的数据图。

图17是表示作为本发明的第二实施方式的带旋转变压器的电动机的一个端部的截面图。

图18是表示图17的点划线椭圆中的部分的放大截面图。

图19是表示图18的一部分的放大截面图。

图20是表示旋转变压器转子的结构的立体图。

图21是图23的第一部分说明图。

图22是图23的第二部分说明图。

图23是表示旋转变压器的作用的说明图。

图24是表示旋转变压器转子进行旋转时的旋转变压器的作用的说明图。

图25A、图25B是表示图24的时刻T1下的旋转变压器的状态的图。

图26A、图26B是表示图24的时刻T2下的旋转变压器的状态的图。

图27涉及到第三实施方式，是表示旋转变压器定子的分解立体图。

图28涉及到第三实施方式，是放大表示图27的结构要素的一部分的分解立体图。

图29涉及到第三实施方式，(a)～(d)是表示旋转变压器的作用和特性的图表。

图30涉及到第三实施方式，是表示图29的(a)中的旋转变压器转子的缺口部所在的部分的作用的截面图。

图31涉及到第三实施方式，是表示图29的(a)中的旋转变压器转子的非磁性导电体部所在的部分的作用的截面图。

图32A、图32B涉及到第三实施方式，是分别表示正弦波线圈和余弦波线圈的一例的平面图。

图33A、图33B涉及到第三实施方式，是表示正弦波线圈和余弦波线圈中所能够产生的感应电压的大小等的图表。

图34涉及到第三实施方式，是表示电角度和机械角度与各输出值之间的关系的图表。

图35A、图35B涉及到第三实施方式，是表示某一个转子角度下的正弦波线圈和余弦波线圈与非磁性导电体部的位置关系的平面图。

图36A、图36B涉及到第三实施方式，是表示另一个的转子角度下的正弦波线圈和余弦波线圈与非磁性导电体部的位置关系的平面图。

图37涉及到第三实施方式，是表示与旋转变压器的输出电压有关的实验数据的图表。

图38涉及到第四实施方式，是表示旋转变压器定子的分解立体图。

图39涉及到第四实施方式，是放大表示图38的结构要素的一部分的分解立体图。

图40涉及到第四实施方式，是放大表示图38的结构要素的一部分的分解立体图。

图41涉及到第五实施方式，是表示旋转变压器定子的分解立体图。

图42涉及到第五实施方式，是放大表示图32A、图32B的结构要素的一部分的分解立体图。

图43涉及到第五实施方式，是放大表示第一励磁线圈的立体图。

图44涉及到第五实施方式，是放大表示第二励磁线圈的立体图。

图45涉及到第五实施方式，是表示第一励磁线圈以及第二励磁线圈的连接状态的立体图。

图46涉及到第五实施方式，是表示一组励磁线圈的线圈图案的一部分的示意图。

图47涉及到第六实施方式，是表示励磁线圈和第一检测线圈的立体图。

附图标记说明

11：旋转变压器；12：旋转变压器转子；12a：非磁性导电体部；12b：缺口部；13：旋转变压器定子；21：正弦波线圈；22：余弦波线圈；23：励磁线圈；30：定子基板；41：转子基板；41A：非磁性导电体部；42：磁性体部；113：旋转变压器定子；123：励磁线圈；123A：平面线圈图案(外周侧)；123B：平面线圈图案(内周侧)；124：第一励磁线圈；124A：环状线圈(大)；124B：环状线圈(小)；125：第二励磁线圈；126：第一励磁线圈；126A：导线图案；126B：导线图案；127：第二励磁线圈；127A：环状线圈(大)；127B：环状线圈(小)；128：线圈导线；129：励磁线圈；130：基底板(base plate)；132：第一检测线圈；134：第二检测线圈。

具体实施方式

下面，根据附图来详细说明将本发明的振幅式旋转变压器具体化的第一实施方式。

图1中通过截面图示出了带旋转变压器的电动机(下面，简称为“电动机”)1的一个端部。如图1所示，电动机1包含主体基板6、中空状的电动机壳2、设置于电动机壳2的中空部的电动机定子3和电动机转子4、以及被设置为与电动机转子4的中心成一体的电动机轴5。电动机轴5的一个端部突出至电动机壳2的外部。

电动机定子3被固定于电动机壳2的内面。电动机定子3包含未图示的定子芯和线圈。电动机转子4被配置于电动机定子3的内侧。电动机转子4保持有未图示的永磁体。以使电动机轴5可进行旋转的方式，利用设置于主体基板6的轴承10和设置于电动机壳2的端部的轴承9来支承该电动机轴5的两端。

在电动机1中，通过对电动机定子3的励磁线圈进行励磁，永磁体受到磁力作用，电动机转子4与电动机轴5一体地进行旋转。

如图1所示，旋转变压器11被配置于电动机壳2内侧的电动机转子4与主体基板6之间。旋转变压器11包括旋转变压器转子12和旋转变压器定子13，该旋转变压器定子13与旋转变压器转子12隔着规定的间隙而相对置。

图3中以框图示出了旋转变压器的位置检测控制。

旋转变压器11大致分为电路部11X和传感器部11Y。在电路部11X中，基准时钟发生器55与分频电路56相连接。另外，分频电路56与计数器57相连接。另外，计数器57与D/A转换器58和分频电路59相连接。另外，D/A转换器58与励磁线圈23相连接。另外，计数器57与分频电路59相连接。

另外，分频电路59与正弦波用的同步检波器51以及余弦波用的同步检波器52相连接。另外，同步检波器51与积分电路53相连接。另外，同步检波器52与积分电路54相连接。另外，积分电路53和积分电路54与计算单元60相连接。

在传感器部11Y中，正弦波线圈21与同步检波器51相连接。另外，余弦波线圈22与同步检波器52相连接。励磁线圈23与D/A转换器58相连接。旋转变压器转子12不具有电连接。

接着，对正弦波线圈21、余弦波线圈22以及励磁线圈23的结构进行详细说明。图4中以分解立体图示出了旋转变压器定子13的结构。另外，图5至图7中示出了将图4的结构分为三组(I、II、III)得到的放大图。

如图5所示，最下层配置有中空圆盘状的定子基板30，在该定子基板30外周的三处形成有安装部。

在定子基板30之上形成有绝缘层31。在绝缘层31之上形成有励磁线圈23的第一励磁线圈23A。第一励磁线圈23A每隔90度进行一次分割，具有四个分割线圈23A1、23A2、23A3、23A4。另外，第一励磁线圈23A具有一对端子部23Aa、23Ab。

第一励磁线圈23A之上形成有绝缘层32。绝缘层32之上形成有励磁线圈23的第二励磁线圈23B。第二励磁线圈23B在与第一励磁线圈23A的四个分割线圈23A1～23A4相对应的相同位置上具有四个分割线圈23B1、23B2、23B3、23B4。

励磁线圈23A、23B是以完全相同的方向、相同的匝数构成的，因此能够朝向相同的方向产生大致均匀的磁通量，从而能够在相同的方向上进行均匀的励磁。

如图5所示，形成于第一励磁线圈23A的分割线圈23A 1的内周的端子23A1a通过绝缘层32的透孔321与形成于第二励磁线圈23B的分割线圈23B1的内周的端子23B1a相连接。分割线圈21B1的最外周导线与分割线圈23B4的最外周相连接。形成于分割线圈23B4的内周的端子23B4a通过绝缘层32的透孔324与形成于分割线圈23A4的内周的端子23A4a相连接。

这样，顺次将第一励磁线圈23A和第二励磁线圈23B的各分割线圈进行连接。在第二励磁线圈23B之上形成有绝缘层33。

将励磁线圈23分为第一励磁线圈23A和第二励磁线圈23B而构成为两层是为了通过形成为两层来实现不增加面积但是使产生的磁通量增加。

如图7所示，绝缘层33之上形成有第一检测线圈层34。第一检测线圈层34具有每隔45度进行一次分割而得到的八个分割线圈。即，顺次形成有余弦波分割线圈22A、正弦波分割线圈21B、余弦波分割线圈22C、正弦波分割线圈21D、余弦波分割线圈22E、正弦波分割线圈21F、余弦波分割线圈22G、正弦波分割线圈21H。第一检测线圈层34之上形成有绝缘层35。

绝缘层35之上形成有第二检测线圈层36。第二检测线圈层36具有每隔45度进行一次分割而得到的八个分割线圈。即，在与余弦波分割线圈22A相对应的位置上形成有正弦波分割线圈21A、在与正弦波分割线圈21B相对应的位置上形成有余弦波分割线圈22B。同样地，顺次形成有正弦波分割线圈21C、余弦波分割线圈22D、正弦波分割线圈22E、余弦波分割线圈22F、正弦波分割线圈21G、余弦波分割线圈22H。第二检测线圈层36之上形成有绝缘层37。

八个正弦波分割线圈21A、21B、21C、21D、21E、21F、21G、21H顺次通过形成于绝缘层35的透孔35a进行连接，以使交错往返于第一检测线圈层34与第二检测线圈层36的八个正弦波分割线圈21A、21B、21C、21D、21E、21F、21G、21H形成一个正弦波线圈21。

由正弦波分割线圈21B、21C构成第一正弦波线圈21BC，由正弦波分割线圈21D、21E构成第二正弦波线圈21DE，由正弦波分割线圈21F、21G构成第三正弦波线圈21FG，由正弦波分割线圈21H、21A构成第四正弦波线圈21HA。第一正弦波线圈21BC和第三正弦波线圈21FG的绕线方向与第二正弦波线圈21DE和第四正弦波线圈21HA的绕线方向是相反的，从而相对于正向的磁通量产生生成方向相反的电流的感应电压。

同样地，八个余弦波分割线圈22A、22B、22C、22D、22E、22F、22G、22H顺次通过形成于绝缘层35的透孔35a进行连接，以使交错往返于第一检测线圈层34与第二检测线圈层36的八个余弦波分割线圈22A、22B、22C、22D、22E、22F、22G、22H形成一个余弦波线圈22。

由余弦波分割线圈22A、22B构成第一余弦波线圈22AB，由余弦波分割线圈22C、22D构成第二余弦波线圈22CD，由余弦波分割线圈22E、22F构成第三余弦波线圈22EF，由余弦波分割线圈22G、22H构成第四余弦波线圈22GH。第一余弦波线圈22AB和第三余弦波线圈22EF的绕线方向与第二余弦波线圈22CD和第四余弦波线圈22GH的绕线方向是相反的，从而相对于正向的磁通产生方向相反的感应电压。

由此，正弦波线圈21与余弦波线圈22形成为错开45度角度。

接着，使用图2说明旋转变压器转子12的结构。

旋转变压器转子12以作为非磁性导电体金属的SUS305为材料，在圆形平板的两处形成缺口部12b，从而具备两处非磁性导电体部12a。两处缺口部12b和两处非磁性导电体部12a，该四部分别形成为90度的角度。

在旋转变压器转子12上，在平板部的中央形成有通过压制加工而形成的中空状的凸部12c。利用凸部12c的中空部将旋转变压器转子12压入到轴5的外周来进行固定。凸部与平板部的直角是高精确度地形成的，因此旋转变压器转子12的平板部与旋转变压器定子13的平板之间的平行度是以高精确度构成的，因此两者的间隔也是固定的。

在本实施方式中，旋转变压器转子12使用了SUS305，但是只要是非磁性体金属，则也可以使用SUS304、铝、黄铜等。另外，在使用SUS305的情况下，在压制成形的情况下也不会变化为磁性体。即，当对不锈钢中的SUS304等进行弯曲或拉伸时，SUS304等有时会发生马氏体转变而带有磁性，但是SUS305即使进行压制成形也难以发生马氏体转变，而能够保持非磁性，因此是适于实施本发明的材质。在此，SUS304以及SUS305都是奥氏体系不锈钢。SUS304的代表成分是Ni(8～10.5％)、Cr(18～20％)。另外，SUS305的代表成分是Ni(10.5～13％)、Cr(17～19％)。

将旋转变压器转子12按照90度分割成四份，在这四份中的两个相对置的位置处形成缺口部12b，在另两个相对置的位置处形成非磁性导电体部12a，而正弦波线圈21和余弦波线圈22具有的分割线圈是按照45度分割出八处，因此构成2X型(4极型)(2Xtype(4-pole type))的检测线圈。

接着，对具有上述结构的旋转变压器11的作用进行说明。

在图3所示的控制电路中，基准时钟发生器55生成32MHz的高频的基准时钟。分频电路56也被称为频率分割电路，是将由基准时钟发生器55生成的高频的时钟转换为低频的时钟的电路。分频电路56将32MHz的基准时钟分割为500kHz的频率。计数器57对64个脉冲进行计数，将64个脉冲作为一个周期输出至D/A转换器58。

D/A转换器58将64个脉冲作为一个周期来调制振幅，由此制作500kHz/64＝7.8125kHz的正弦波励磁信号S1，从而对励磁线圈23进行励磁。将正弦波励磁信号通电于励磁线圈23，由此产生磁场，从而在作为检测线圈的正弦波线圈21和余弦波线圈22中产生作为感应电压的检测电压。该作用在后面详细说明。

分频电路59接受计数器57的计数值，并在需要的检测定时对同步检波器51、52输入检测定时信号。

同步检波电路51在分频电路59的定时读出从正弦波线圈21输入的检测电压值S2并对其进行同步检波，将同步检波信号S4发送至积分电路53。积分电路53通过在规定时间内对同步检波信号S4进行积分，来对检测电压值进行部分平均。被部分平均后的积分电路输出S6被发送至计算单元60。

进行规定时间的积分的原因如下：在本实施方式中，由于对500kHz的载波进行振幅调制而形成7.8125kHz的信号波，因此某个时刻下的感应电压为由载波引起的感应电压值。为了得到信号波的感应电压值而并非载波的感应电压值，因而算出规定时间内的感应电压值的积分。即，对多个载波进行积分。

同样地，同步检波线路52在分频电路59的定时读出从余弦波线圈22输入的检测电压值S3并对其进行同步检波，同步检波信号S5发送至积分电路54。积分电路54通过在规定时间内对同步检波信号S5进行积分，来对检测电压值进行部分平均。积分电路54的功能与积分电路53相同。被部分平均后的积分电路输出S7被发送至计算单元60。

计算单元60求出从积分电路53输入的正弦波线圈21的积分电路输出与从积分电路54输入的余弦波线圈22的积分电路输出的比值，将该比值作为角度数据61输出。在振幅式旋转变压器中，某个瞬间的电角度下的正弦波线圈21积分电路输出与余弦波线圈22的积分电路输出的比值从根本意义上来说是与电角度相对应的，因此只要得到该比值作为角度数据，就能够测量当前的旋转变压器转子12的角度。

接着，说明励磁线圈23、旋转变压器转子12、正弦波线圈21以及余弦波线圈22的作用。

图10的(a)中示出了某个时间下的旋转变压器定子13(定子基板30、励磁线圈23、正弦波线圈21、余弦波线圈22)与旋转变压器转子12(缺口部12b、非磁性导电体部12a)的位置关系。实际为圆形的图表，但是为了易于观察而示为直线上的图表。

横轴所取的电角度为360度(由于是2X型线圈，因此机械角度为180度)。旋转变压器定子13在定子基板30上形成励磁线圈23，在该励磁线圈23之上形成正弦波线圈21和余弦波线圈22。旋转变压器转子12在各占180度的电角度(由于是2X型线圈，因此机械角度为90度)的范围的两处交替形成缺口部12b和非磁性导电体部12a。

图8中示出了图10的(a)中的旋转变压器转子12的缺口部12b所在的部分的截面。

当由500kHz的载波进行振幅调制后得到的7.8125kHz的信号波被从D/A转换器58输入至励磁线圈23(23A、23B)时，根据其电流值产生正向(指的是励磁线圈中所产生的磁通量的方向)的磁通量IA。通过磁通量IA的产生，正弦波线圈21和余弦波线圈22中产生感应电压。

另一方面，图9中示出了旋转变压器转子12的非磁性导电体部12a部分的截面。

在旋转变压器转子12中，非磁性导电体部12a与正弦波线圈21和余弦波线圈22相对置。当由500kHz的载波进行振幅调制后得到的7.8125kHz的信号波从D/A转换器58输入至励磁线圈23(23A、23B)时，根据其电流值产生正向(指的是励磁线圈中所产生的磁通量的方向)的磁通量IA。

但是，当磁通量IA进入作为非磁性体金属的非磁性导电体部12a时，在非磁性导电体部12a的表面产生涡电流。然后，通过所产生的涡电流而产生负向(指的是与因励磁信号产生的磁通量的方向相对的反方向)的磁通量IB。由于该磁通量IB，励磁线圈23中所产生的正向的磁通量IA被抵消，因此与图8的情况相比，作为整体的磁通量基本消失了。

因而，在图10的(a)的状态下，能够视作仅在与缺口部12b相重叠的区域(电角度160度到340度)产生了磁通量IA。

在此，对正弦波线圈21和余弦波线圈22进行说明。

图15A中示出了正弦波线圈21的一例。在此，为了易于观察，表现为同一平面状。正弦波线圈21的四个线圈部分别是由七组线圈导线21a-21n、21b-21m、21c-211、21d-21k、21e-21j、21f-21i、21g-21h构成的。

图14A以矩形21’a-21’n、21’b-21’m、21’c-21’1、21’d-21’k、21’e-21’j、21’f-21’i、21’g-21’h来分别表示均匀的磁通量以相同的方向通过正弦波线圈21时的各组线圈导线所能够产生的感应电压的大小。然后，以波形21’表示正弦波线圈21整体所能够产生的感应电压的大小。这样，能够通过以七组线圈导线21a-21n、21b-21m、21c-21l、21d-21k、21e-21j、21f-21i、21g-21h来构成各正弦波线圈21，以正弦波曲线的磁通量在所通过的范围内的积分值来表示正弦波线圈21中所产生的感应电压。

同样地，图15B中示出了余弦波线圈22的一例。在此，为了易于观察，表现为同一平面状。余弦波线圈22的四个线圈部分别是由七组线圈导线22a-22n、22b-22m、22c-22l、22d-22k、22e-22j、22f-22i、22g-22h构成的。

图14B以矩形22’a-22’n、22’b-22’m、22’c-22’l、22’d-22’k、22’e-22’j、22’f-22’i、22’g-22’h来分别表示均匀的磁通量以相同的方向通过余弦波线圈22时的各组线圈导线所能够产生的感应电压的大小。然后，以波形22’表示因余弦波线圈22整体产生得到的感应电压的大小。这样，能够通过以七组线圈导线22a-22n、22b-22m、22c-22l、22d-22k、22e-22j、22f-22i、22g-22h来构成各余弦波线圈22，以余弦波曲线的磁通量在所通过的范围内的积分值来表示余弦波线圈22中所产生的感应电压。

图10的(b)中示出了因磁通量IA而在正弦波线圈21中产生的感应电压MA、在余弦波线圈22中产生的感应电压MB。

在图10的(c)中，仅取出(a)中的波形21’来进行表示。在电角度为160度到180度的范围内，产生MSA1所表示的面积的正感应电压(+MSA1)，在电角度为180度到340度的范围内，产生MSA2所表示的负感应电压(-MSA2)。因而，正弦波线圈21中产生感应电压MA＝+MSA1-MSA2。将其示于图10的(b)。

另一方面，在图10的(d)中，仅取出(a)中的波形22’来进行表示。在电角度为160度到270度的范围内，产生MSB1所表示的面积的负感应电压(-MSB1)，在电角度为270度到340度的范围内，产生MSB2所表示的正感应电压(+MSB2)。因而，余弦波线圈22中产生感应电压，其总量MB＝+MSB2-MSB1。将其示于图10的(b)。图10的(b)所示的感应电压MA、感应电压MB是由电压计测量到的实际测量值。

接着，针对正弦波线圈21所产生的感应电压MA，通过同步检波器51及积分电路53将高频成分除去，来求出MAA。另外，针对余弦波线圈22中所产生的感应电压MB，通过同步检波器52及积分电路54将高频成分除去，来求出MBB。

然后，计算单元60算出MAA与MBB之比(MAA/MBB)。利用MAA/MBB，能够求出旋转变压器转子12相对于旋转变压器定子13的角度位移。计算单元60将MAA/MBB作为角度数据61而输出。

图11～图13中示出了旋转变压器转子12进行旋转时的旋转变压器11的作用。图11的图表的横轴是电角度(-90度～360度)和机械角度(-45度～180度)，纵轴是电压值。本实施方式的旋转变压器11是2X型的，因此电角度是机械角度的两倍。SA是正弦波线圈21的输出曲线，SB是余弦波线圈22的输出曲线。

图12A中示出了转子角度T1下的正弦波线圈21与非磁性导电体部12a(12aA、12aB)的位置关系，图12B中示出了转子角度T1下的余弦波线圈22与非磁性导电体部12a(12aA、12aB)的位置关系。为了易于观察，与图7不同，在图12A、图12B中将正弦波线圈21、余弦波线圈22分别表现为一个面。另外，L1～L4表示正向的磁通量IA较强的部分。

在转子角度T1下，正弦波线圈21的八个正弦波分割线圈21A～21H中的21C、21D、21G、21H的全部区域与旋转变压器转子12的缺口部12b相对置。并且，21A、21B、21E、21F的全部区域与非磁性导电体部12a(12aA、12aB)相对置。

由励磁线圈23产生的磁通量IA在所有区域都是相同方向且是均匀的，因此在第一正弦波线圈21BC与第二正弦波线圈21DE中产生的感应电压绝对值相等而方向相反。同样地，在第三正弦波线圈21FG与第四正弦波线圈21HA中产生的感应电压绝对值相等而方向相反。

另一方面，在非磁性导电体部12a(12aA、12aB)的区域内，磁通量IA被由涡电流产生的磁通量IB抵消，因此正弦波线圈21中不产生感应电压。因此，正弦波线圈21中所产生电压值为零(SAT1)。

在本实施方式中，为了得到正弦波线圈21的感应电压值，利用图3所示的积分电路53算出在规定时间内的感应电压值的积分。

另一方面，在转子角度T1下，余弦波线圈22的八个余弦波分割线圈22A～22H中的22C、22D、22G、22H的全部区域与旋转变压器转子12的缺口部12b(12bA、12bB)相对置。并且，22A、22B、22E、22F的全部区域与非磁性导电体部12a(12aA、12aB)相对置。

由励磁线圈23产生的磁通量IA在所有区域都是相同方向且是均匀的，因此在第二余弦波线圈22CD中产生最大的感应电压。同样地，在第四余弦波线圈22GH中产生最大的感应电压。而第一余弦波线圈22AB、第三余弦波线圈22EF中不产生感应电压。

另一方面，在非磁性导电体部12a(12aA、12aB)的区域内，磁通量IA被由涡电流产生的磁通量IB抵消，因此余弦波线圈22中不产生感应电压。因此，余弦波线圈22内所产生的电压值最大(SBT1)。

在本实施方式中，为了得到余弦波线圈22的感应电压值，利用图3所示的积分电路54算出在规定时间内的感应电压值的积分。

图13A中示出了转子角度T2下的正弦波线圈21与非磁性导电体部12a(12aA、12aB)的位置关系，图13B中示出了转子角度T2下的余弦波线圈22与非磁性导电体部12a(12aA、12aB)的位置关系。为了易于观察，与图7不同，在图13A、图13B中将正弦波线圈21、余弦波线圈22分别表现为一个面。这是未图示的旋转变压器转子12从转子角度T1向图13A、图13B所示的箭头P的方向旋转了240度的电角度(机械角度为120度)后的状态。

在转子角度T2下，正弦波线圈21的八个正弦波分割线圈21A～21H中的21E、21A的全部区域以及正弦波分割线圈21D、21F、21H、21B的一部分区域与旋转变压器转子12的缺口部12b相对置。并且，21G、21C的全部区域以及正弦波分割线圈21D、21F、21H、21B的一部分区域与非磁性导电体部12a(12aA、12aB)相对置。

由励磁线圈23产生的磁通量IA在所有区域都是相同方向且是均匀的，因此在第二正弦波线圈21DE与第三正弦波线圈21FG中产生的感应电压方向相反。同样地，在第四正弦波线圈21HA与第一正弦波线圈21BC中产生的感应电压方向相反。

另一方面，在非磁性导电体部12a(12aA、12aB)的区域内，磁通量IA被由涡电流产生的磁通量IB抵消，因此正弦波线圈21中不产生感应电压。因此，正弦波线圈21中所产生电压值为线圈的各部分产生的感应电压的合计值(SAT2)。

在转子角度T2下，余弦波线圈22的八个余弦波分割线圈22A～22H中的22E、22A的全部区域以及余弦波分割线圈22D、22F、22H、22B的一部分区域与旋转变压器转子12的缺口部12b相对置。并且，22G、22C的全部区域以及余弦波分割线圈22D、22F、22H、22B的一部分区域与非磁性导电体部12a(12aA、12aB)相对置。

由励磁线圈23产生的磁通量IA在所有区域都是相同方向且是均匀的，因此在第二余弦波线圈22CD与第三余弦波线圈22EF中产生的感应电压方向相反。同样地，在第四余弦波线圈22GH与第一余弦波线圈22AB中产生的感应电压方向相反。

另一方面，在非磁性导电体部12a(12aA、12aB)的区域内，磁通量IA被由涡电流产生的磁通量IB抵消，因此余弦波线圈22中不产生感应电压。因此，余弦波线圈22中所产生电压值为线圈的各部分产生的感应电压的合计值(SBT2)。

在转子角度T1下，计算单元60算出正弦波线圈21中所产生的感应电压的积分值SAT1与余弦波线圈22中所产生的感应电压的积分值SBT1之比(SAT1/SBT1)。根据SAT1/SBT1，能够求出转子角度T1下的旋转变压器转子12相对于旋转变压器定子13的角度位移。

计算单元60将SAT1/SBT1作为角度数据61而输出。

同样地，在转子角度T2下，计算单元60算出正弦波线圈21中所产生的感应电压的积分值SAT2与余弦波线圈22中所产生的感应电压的积分值SBT2之比(SAT2/SBT2)。根据SAT2/SBT2，能够求出转子角度T2下的旋转变压器转子12相对于旋转变压器定子13的角度位移。

计算单元60将SAT2/SBT2作为角度数据61而输出。

图16中示出了第一实施方式的旋转变压器11的实验数据。取本实施方式的旋转变压器11和比较例的旋转变压器为横轴，取输出电压和S/N比为纵轴。比较例的旋转变压器使用磁性导电体材料作为旋转变压器转子，并形成与旋转变压器11相同的缺口部。

在本实施方式的旋转变压器11中，输出电压A1为250mV、噪声A2为4.5mV，S/N比A3为约55。在比较例的旋转变压器中，输出电压B1为150mV、噪声B2为19mV，S/N比B3为约8。

根据上述实验，能够确认以下内容：使用磁性导电体材料作为旋转变压器转子的比较例的旋转变压器也能够应用为旋转角度传感器，同时，能够确认以下内容：在使用非磁性导电体材料作为旋转变压器转子的本实施方式的旋转变压器11中，S/N比非常高，作为旋转角度传感器具有良好的特性。

如以上所详细说明那样，根据本实施方式的旋转变压器11，提供了一种旋转角度传感器，其包括旋转变压器定子13和旋转变压器转子12，该旋转变压器定子13具备被输入励磁信号的励磁线圈23和输出检测信号的检测线圈(正弦波线圈21和余弦波线圈22)，该旋转变压器转子12位于与旋转变压器定子13相对置的位置而进行旋转，该旋转角度传感器的特征在于，旋转变压器定子13形成于定子板上，旋转变压器转子12是平板状的转子板，定子板与转子板平行地相对置，转子板上形成有缺口部12b，因此，能够减小直径方向的尺寸。另外，由于不需要在转子板上形成凹凸，因此能够降低成本。

另外，在旋转变压器转子12的与旋转变压器定子13相对置的位置处交替地形成有非磁性导电体部12a(12aA、12aB)和缺口部12b(12bA、12bB)，因此在与旋转变压器转子12的缺口部12b(12bA、12bB)相对置的正弦波线圈21和余弦波线圈22中分别产生感应电压。即，当励磁信号(正弦波信号)被输入至励磁线圈23时，在励磁线圈23中产生正向的规定量的磁通量IA。磁通量IA通过旋转变压器转子12的缺口部12b而形成磁路，因此通过所产生的磁通量IA而产生感应电压。

另一方面，在与旋转变压器转子12的非磁性导电体部12a(12aA、12aB)相对置的正弦波线圈21和余弦波线圈22中，基本不产生感应电压。其原因如下：通过励磁线圈23中所产生的磁通量IA在非磁性导电体部12a(12aA、12aB)的表面产生涡电流。然后，根据所产生的涡电流产生负向(正向的反方向)的磁通量IB。由于励磁线圈23中所产生的正向的磁通量IA与由涡电流产生的负向的磁通量IB相抵消，因此检测线圈21、22中不产生感应电压。

另外，与专利文献2的技术相比，不需要旋转式变压器(Rotary Transformer)，因此能够提高S/N比。在专利文献2的技术中，S/N比为4左右，而在本实施方式中，能够将S/N比提高至50以上。

另外，该旋转角度传感器的特征在于，检测线圈21、22具备顺次连续的八个正弦波分割线圈21A、21B、21C、21D、21E、21F、21G、21H和顺次连续的八个余弦波分割线圈22A、22B、22C、22D、22E、22F、22G、22H，正弦波分割线圈21A、21C、21E、21G、余弦波分割线圈22B、22D、22F、22H形成于第一线圈层，正弦波分割线圈21B、21D、21F、21H、余弦波分割线圈22A、22C、22E、22G形成于第二线圈层，该第二线圈层是重叠于第一线圈层而形成的，因此，当安装旋转变压器11时，即使旋转变压器定子13与旋转变压器转子12之间的间隙发生变化，正弦波线圈21与旋转变压器转子12的位置关系和余弦波线圈22与旋转变压器转子12的位置关系也始终固定，因此能够降低因旋转变压器11的安装所引起的误差。

另外，该旋转角度传感器的特征在于，在本实施方式中，励磁线圈23A、23B的八组导线的匝数以及绕线方向是相同的，以在圆周方向上为单一极性的方式进行配置，因此，能够在励磁线圈23A、23B的圆周方向上的所有位置以均匀的条件产生励磁信号。

另外，在本实施方式中，对500kHz的载波进行振幅调制，来制作7.8125kHz的信号波，利用该信号波进行角度检测，并对由载波引起的感应电压值进行积分，因此载波难以受到电动机噪声(10kHz附近较多)的影响，从而能够提高S/N比。

另外，由于使用了500kHz的高频，因此能够减少检测线圈的匝数，由于设为平板形状，因此与专利文献1的技术相比，能够缩短旋转变压器的轴心方向的尺寸。

另外，在本实施方式中，将检测线圈2X型化(偶数极化)，因此在轴向的间隙中使用的情况下，能够均衡由于轴的倾斜而产生的输出信号的误差。

另外，对形成正弦波线圈21的七组线圈导线21a-21n、21b-21m、21c-21l、21d-21k、21e-21j、21f-21i、21g-21h进行配置，使得正弦波线圈21中所产生的感应电压与在磁通量通过的范围内的正弦波曲线的积分值相当，对形成余弦波线圈22的七组线圈导线22a-22n、22b-22m、22c-22l、22d-22k、22e-22j、22f-22i、22g-22h进行配置，使得该余弦波线圈中所产生的感应电压与在磁通量通过的范围内的余弦波曲线的积分值相当，因此不用在旋转变压器转子12的平板上形成凹凸而仅构成缺口部12b就能够作为检测线圈整体而得到适当的检测信号。

即，在VR型旋转变压器中，为了在一整周同时得到信号，需要使旋转变压器转子与旋转变压器定子之间的间隙在一整周内周期性地进行变化。但是，在本实施方式的旋转变压器11中，能够配置为以下结构：当朝向相同方向的均匀磁通量作用于检测线圈(正弦波线圈21、余弦波线圈22)的绕组(线圈导线)位置本身时，根据旋转变压器转子12的角度来改变磁通量通过的范围，由此输出正弦波状或余弦波状的检测信号，因此即使旋转变压器转子与旋转变压器定子之间的间隙是固定的，检测线圈(正弦波线圈21、余弦波线圈22)中所产生的电流也不会相抵消，因此不需要在旋转变压器转子12的表面上形成凹凸。

本实施方式的旋转变压器11以500kHz的高频为载波，并使用了500kHZ/64＝7.8125kHz的信号波，因此能够将检测线圈的匝数设为7匝这样的较少的匝数。并且，由于7匝的匝数较少，因此能够在平板上以旋涡状形成线圈导线，因此能够配置为以下结构：在朝向相同方向的均匀的磁通量作用于各线圈导线的位置时，根据旋转变压器转子12的角度来改变磁通量通过的范围，由此能够输出正弦波状或余弦波状的检测信号。另外，将旋转变压器定子13和旋转变压器转子12分别形成为平板状，从而能够使平行的位置相对置地进行配置。

从而，(A)能够配置为以下结构：在朝向相同方向的均匀的磁通量作用于检测线圈(正弦波线圈21、余弦波线圈22)的绕组(线圈导线)位置本身时，根据旋转变压器转子12的角度改变磁通量通过的范围，由此输出正弦波状或余弦波状的检测信号；(B)仅产生相同方向的磁通量作为励磁信号；(C)将旋转变压器定子13的励磁线圈23和检测线圈(正弦波线圈21、余弦波线圈22)与旋转变压器转子12相对置地进行配置，因此，即使旋转变压器转子与旋转变压器定子之间的间隙是固定的，检测线圈(正弦波线圈21、余弦波线圈22)中所产生的电流也不会相抵消，因此不需要在旋转变压器转子12的表面形成凹凸。

以往，在专利文献1那样的VR型旋转变压器中，使旋转变压器转子的外周以正弦波曲线的方式成形这一点会耗费成本而成为问题。在本实施方式中，不需要在旋转变压器转子12上形成正弦波曲线，因此能够实现大幅的成本削减。

此外，本发明并不限定于第一实施方式，能够在不脱离发明的要旨的范围内如下面那样实施。

例如，在本实施方式中，为了成为2X型线圈，将正弦波线圈21和余弦波线圈22分别分割成八个来形成分割线圈，但是如果形成1X型线圈，则也可以将正弦波线圈21形成为第一分割线圈21A、第二分割线圈21B、第三分割线圈21C、第四分割线圈21D，并由第一分割线圈22A、第二分割线圈22B、第三分割线圈22C、第四分割线圈22D构成余弦波线圈22。

另外，在本实施方式中，对振幅式的旋转变压器进行了说明，但是本发明涉及到的是旋转变压器的结构，也能够应用于相位差式旋转变压器。

(第二实施方式)

下面，根据附图来详细说明将本发明的振幅式旋转变压器具体化的第二实施方式。在第二实施方式中，只有旋转变压器转子102的形状与第一实施方式不同，其它部分是相同的，因此对相同的部分使用相同的附图标记，省略详细的说明。

图17中通过截面图示出了带旋转变压器的电动机(下面，简单称为“电动机”)1的一个端部。图18中通过放大截面图示出了图17的点划线椭圆X1之中的部分。图19中通过放大截面图示出了图18的一部分。如图17所示，电动机1包含电动机壳2、设置于电动机壳2的内部的电动机定子3和电动机转子4、以及被设置为与电动机转子4的中心成一体的电动机轴5。电动机轴5的一个端部略微突出至电动机壳2的外部。电动机壳2包括壳主体6A以及以塞住壳主体6A的开口端的方式进行固定的端板7。

如图17所示，电动机定子3被固定于壳主体6A。电动机定子3包含定子芯8和线圈9。电动机转子4被配置于电动机定子3的内侧。以使电动机轴5可进行旋转的方式，利用设置于端板7的轴承10和设置于电动机壳2的相反侧端部的另一个轴承(未图示)来支承该电动机轴5。在本实施方式中，电动机轴5形成为中空状，其一端是作为凹部的开口5a。并且，该电动机1通过对电动机定子3的线圈9进行励磁来使电动机转子4与电动机轴5一体地进行旋转。

如图17、18所示，端板7包括凹部7a，该凹部7a是在端板7外侧以电动机轴5为中心形成的。如图17～19所示，在本实施方式中，旋转变压器11配置于电动机壳2的外侧的该凹部7a之中。旋转变压器11包括旋转变压器转子102和旋转变压器定子13，该旋转变压器定子13隔着规定的间隙与旋转变压器转子102相对置地进行配置。旋转变压器转子102在端板7的凹部7a中固定于电动机轴5的顶端。旋转变压器定子13同样地在凹部7a中以覆盖旋转变压器转子102的方式固定于端板7。

定子主体14通过螺栓16固定于端板7。在进行该固定时，在螺栓16与定子主体14的托架14e之间安装板簧垫片17。

表示旋转变压器的位置检测控制的框图与第一实施方式的图3相同，因此省略详细的说明。另外，正弦波线圈21、余弦波线圈22以及励磁线圈23的结构与第一实施方式的图4～图7相同，因此省略详细的说明。

接着，使用图20来说明旋转变压器转子102的结构。在将表示为中空圆盘状的转子基板41按照90度分割成四份的位置中的相对置的两个位置形成磁性体部42。如图17所示，转子基板41在中空部内形成了毂部，但是在图20中省略毂部的记载。

在本实施方式中，转子基板41使用了SUS305(非磁性体)，但是只要是非磁性体金属，则也可以使用铝、黄铜等。

围绕直径为1～30μm的作为强磁性体的磁性粉末的外侧涂敷绝缘体的物质并形成为糊状，通过丝网印刷法在图20所示的位置涂布20～100μm的厚度并烘干固定，来形成磁性体部42。可以使用镍锌系铁氧体等磁导率的实部较高(10～100)而虚部较低的强磁性物质作为磁性粉末。由于磁导率的实部较高，在外部磁场的频率较高的情况下，也能够良好地跟随频率来反向磁化。

此外，旋转变压器转子102的制造方法以及结构不限定于上述的情况，例如也可以通过将使粒状的磁性材料分散于薄片状磁性体、电磁钢板或树脂等绝缘材料而得到的物质粘贴在转子基板41上等来形成。

旋转变压器转子102在按照90度分割成四份的位置中的相对置的两个位置形成磁性体部42，正弦波线圈21和余弦波线圈22在按照45度分割成八份的位置具有分割线圈，因此构成2X型的检测线圈。

接着，对具有上述结构的旋转变压器11的作用进行说明，而大部分作用与第一实施方式相同，因此仅对不同点进行详细说明。

图23的(a)中示出了某个时间下的旋转变压器定子13(定子基板30、励磁线圈23、正弦波线圈21、余弦波线圈22)与旋转变压器转子102(转子基板41、磁性体部42)的位置关系。实际为圆形的图表，但是为了易于观察而形成直线上的图表。

横轴所取的电角度为360度(由于是2X型线圈，因此机械角度为180度)。旋转变压器定子13在定子基板30上形成励磁线圈23，在该励磁线圈23之上形成正弦波线圈21和余弦波线圈22。旋转变压器转子102在各占180度的电角度(由于是2X型线圈，因此机械角度为90度)的范围的两处形成磁性体部42。在磁性体部42之间，存在作为转子基板41的一部分的非磁性导电体部41A。

图21中示出了图23的(a)中的旋转变压器转子102的磁性体部42所在的部分的截面。

当由500kHz的载波进行振幅调制后得到的7.8125kHz的信号波从D/A转换器58输入至励磁线圈23(23A、23B)时，根据其电流值产生正向(指的是励磁线圈中所产生的磁通量的方向)的磁通量IA。由于由强磁性体形成的磁性体部42的存在，磁通量IA被增强。通过磁通量IA的产生，正弦波线圈21和余弦波线圈22中产生感应电压。

另一方面，图22中示出了旋转变压器转子102的不存在磁性体部42的部分的截面。

在旋转变压器转子102的不存在磁性体部42的部分中，作为非磁性体金属的转子基板41的非磁性导电体部41A与正弦波线圈21和余弦波线圈22相对置。当由500kHz的载波进行振幅调制后得到的7.8125kHz的信号波从D/A转换器58输入至励磁线圈23(23A、23B)时，根据其电流值产生正向(指的是励磁线圈中所产生的磁通量的方向)的磁通量IA。

但是，当磁通量IA进入作为非磁性体金属的非磁性导电体部41A时，在非磁性导电体部41A的表面产生涡电流。然后，通过所产生的涡电流而产生负向(指的是与因励磁信号产生的磁通量的方向相对的反方向)的磁通量IB。由于该磁通量IB，励磁线圈23中所产生的正向的磁通量IA被抵消，因此与图21的情况相比，作为整体的磁通量基本消失了。

因而，在图23的(a)的状态下，能够视作仅在与磁性体部42相重叠的区域(电角度160度到340度)产生了磁通量IA。

图23的(b)中示出了通过磁通量IA而在正弦波线圈21中产生的感应电压MA、在余弦波线圈22中产生的感应电压MB。

在图23的(c)中，仅取出(a)中的波形21’来进行表示。在电角度为160度到180度的范围内，产生MSA1所表示的面积的正感应电压(+MSA1)，在电角度为180度到340度的范围内，产生MSA2所表示的负感应电压(-MSA2)。因而，正弦波线圈21中产生感应电压MA＝+MSA1-MSA2。将其示于图23的(b)。

另一方面，在图23的(d)中，仅取出(a)中的波形22’来进行表示。在电角度为160度到270度的范围内，产生MSB 1所表示的面积的负感应电压(-MSB1)，在电角度为270度到340度的范围内，产生MSB2所表示的正感应电压(+MSB2)。因而，余弦波线圈22中产生感应电压，其总量MB＝+MSB2-MSB1。将其示于图23的(b)。图23的(b)所示的感应电压MA、感应电压MB是由电压计测量到的实际测量值。

接着，针对正弦波线圈21所产生的感应电压MA，通过同步检波器51及积分电路53将高频成分除去，来求出MAA。另外，针对余弦波线圈22中所产生的感应电压MB，通过同步检波器52及积分电路54将高频成分除去，来求出MBB。

然后，计算单元60算出MAA与MBB之比(MAA/MBB)。利用MAA/MBB，能够求出旋转变压器转子102相对于旋转变压器定子13的角度位移。计算单元60将MAA/MBB作为角度数据61而输出。

图24～图26中示出了旋转变压器转子102进行旋转时的旋转变压器11的作用。图24的图表的横轴是电角度(-90度～360度)和机械角度(-45度～180度)，纵轴是电压值。本实施方式的旋转变压器11是2X型的，因此电角度是机械角度的两倍。SA是正弦波线圈21的输出曲线，SB是余弦波线圈22的输出曲线。

图25A中示出了转子角度T1下的正弦波线圈21与非磁性导电体部41A的位置关系，图25B中示出了转子角度T1下的余弦波线圈22与非磁性导电体部41A的位置关系。为了易于观察，与图7不同，在图25A、25B中将正弦波线圈21、余弦波线圈22分别表现为一个面。

另外，L1～L4表示正向的磁通量IA较强的部分。

在转子角度T1下，正弦波线圈21的八个正弦波分割线圈21A～21H中的21C、21D、21G、21H的全部区域与旋转变压器转子102的磁性体部42(42A、42B)相对置。并且，21A、21B、21E、21F的全部区域与非磁性导电体部41A相对置。

由励磁线圈23产生的磁通量IA在所有区域都是相同的方向，因此在第一正弦波线圈21BC与第二正弦波线圈21DE中产生的感应电压绝对值相等而方向相反。同样地，在第三正弦波线圈21FG与第四正弦波线圈21HA中产生的感应电压绝对值相等而方向相反。

另一方面，在非磁性导电体部41A的区域内，磁通量IA被由涡电流产生的磁通量IB抵消，因此正弦波线圈21中不产生感应电压。因此，正弦波线圈21内产生的电压值为零(SAT1)。

在本实施方式中，为了得到正弦波线圈21的感应电压值，利用图3所示的积分电路53算出在规定时间内的感应电压值的积分。

另一方面，在转子角度T1下，余弦波线圈22的八个余弦波分割线圈22A～22H中的22C、22D、22G、22H的全部区域与旋转变压器转子102的磁性体部42(42A、42B)相对置。并且，22A、22B、22E、22F的全部区域与非磁性导电体部41A相对置。

由励磁线圈23产生的磁通量IA在所有区域都是相同的方向，因此在第二余弦波线圈22CD中产生最大的感应电压。同样地，在第四余弦波线圈22GH中产生最大的感应电压。在第一余弦波线圈22AB、第三余弦波线圈22EF中不产生感应电压。

另一方面，在非磁性导电体部41A的区域内，磁通量IA被由涡电流产生的磁通量IB抵消，因此余弦波线圈22中不产生感应电压。因此，余弦波线圈22中所产生的电压值最大(SBT1)。

在本实施方式中，为了得到余弦波线圈22的感应电压值，利用图3所示的积分电路54算出规定时间内的感应电压值的积分。

图26A中示出了转子角度T2下的正弦波线圈21与非磁性导电体部41A的位置关系，图26B中示出了转子角度T2下的余弦波线圈22与非磁性导电体部41A的位置关系。为了易于观察，与图7不同，在图26A、图26B中将正弦波线圈21、余弦波线圈22分别表现为一个面。这是未图示的旋转变压器转子102从转子角度T1向图26A、图26B所示的箭头P的方向旋转了240度的电角度(机械角度为120度)后的状态。

在转子角度T2下，正弦波线圈21的八个正弦波分割线圈21A～21H中的21E、21A的全部区域以及正弦波分割线圈21D、21F、21H、21B的一部分区域与旋转变压器转子102的磁性体部42(42A、42B)相对置。并且，21G、21C的全部区域以及正弦波分割线圈21D、21F、21H、21B的一部分区域与非磁性导电体部41A相对置。

由励磁线圈23产生的磁通量IA在所有区域都是相同的方向，因此在第二正弦波线圈21DE与第三正弦波线圈21FG中产生的感应电压方向相反。同样地，在第四正弦波线圈21HA与第一正弦波线圈21BC中产生的感应电压方向相反。

另一方面，在非磁性导电体部41A的区域内，磁通量IA被由涡电流产生的磁通量IB抵消，因此正弦波线圈21中不产生感应电压。因此，正弦波线圈21中所产生电压值为线圈的各部分产生的感应电压的合计值(SAT2)。

在转子角度T2下，余弦波线圈22的八个余弦波分割线圈22A～22H中的22E、22A的全部区域以及余弦波分割线圈22D、22F、22H、22B的一部分区域与旋转变压器转子102的磁性体部42(42A、42B)相对置。并且，22G、22C的全部区域以及余弦波分割线圈22D、22F、22H、22B的一部分区域与非磁性导电体部41A相对置。

由励磁线圈23产生的磁通量IA在所有区域都是相同的方向，因此在第二余弦波线圈22CD与第三余弦波线圈22EF中产生的感应电压方向相反。同样地，在第四余弦波线圈22GH与第一余弦波线圈22AB中产生方向相反的感应电压。

另一方面，在非磁性导电体部41A的区域内，磁通量IA被由涡电流产生的磁通量IB抵消，因此余弦波线圈22中不产生感应电压。因此，余弦波线圈22中所产生电压值为线圈的各部分产生的感应电压的合计值(SBT2)。

在转子角度T1下，计算单元60算出正弦波线圈21中所产生的感应电压的积分值SAT1与余弦波线圈22中所产生的感应电压的积分值SBT1之比(SAT1/SBT1)。根据SAT1/SBT1，能够求出转子角度T1下的旋转变压器转子102相对于旋转变压器定子13的角度位移。

计算单元60将SAT1/SBT1作为角度数据61而输出。

同样地，在转子角度T2下，计算单元60算出正弦波线圈21中所产生的感应电压的积分值SAT2与余弦波线圈22中所产生的感应电压的积分值SBT2之比(SAT2/SBT2)。根据SAT2/SBT2，能够求出转子角度T2下的旋转变压器转子102相对于旋转变压器定子13的角度位移。

计算单元60将SAT2/SBT2作为角度数据61而输出。

如以上所详细说明那样，根据第二实施方式的旋转变压器，提供了一种旋转变压器，其包括旋转变压器定子13和旋转变压器转子102，该旋转变压器定子13具备被输入励磁信号的励磁线圈23和输出检测信号的检测线圈21、22，该旋转变压器转子102位于与旋转变压器定子13相对置的位置而进行旋转，该旋转变压器的特征在于，在旋转变压器转子102的与旋转变压器定子13相对置的位置处交替地形成有非磁性导电体部41A和磁性体部42(42A、42B)，因此，在与旋转变压器转子102的磁性体部42相对置的正弦波线圈21和余弦波线圈22中分别产生感应电压。即，当励磁信号(正弦波信号)被输入至励磁线圈23时，在励磁线圈23中产生正向的规定量的磁通量IA。磁通量IA通过旋转变压器转子102的磁性体部42而形成磁路，因此磁通量IA的产生增多。从而，因所产生的磁通量IA而产生的感应电压会变大。

另一方面，在旋转变压器转子102的非磁性导电体部41A相对置的正弦波线圈21和余弦波线圈22的部位基本不产生感应电压。其原因如下：通过励磁线圈23中所产生的磁通量IA，在非磁性导电体部41A的表面产生涡电流。然后，根据所产生的涡电流产生负向(正向的反方向)的磁通量IB。由于励磁线圈23中所产生的正向的磁通量IA与由涡电流产生的负方向的磁通量IB相抵消，因此在非磁性导电体部41A相对置的检测线圈21、22的部位不产生感应电压。

在此，本发明人通过实验确认了如下内容：在不配置非磁性导电体部41A而形成为空间的情况下，不产生涡电流所引起的负向的磁通量，而在检测线圈21、22中流通电流，因此在空间产生的感应电压与在磁性体部42产生的感应电压的差异较小，S/N比较差，而无法作为旋转变压器11来使用。

另外，与专利文献2的技术相比，不需要旋转式变压器，因此能够提高S/N比。在专利文献2的技术中，S/N比为4左右，而在本实施方式中，能够将S/N比提高至30以上。

另外，该旋转变压器的特征在于，转子基板41是非磁性导电体金属，磁性体部42是将在外侧涂敷有绝缘体的磁性粉末进行涂布并烘干而形成的，因此仅需将成为糊状的磁性粉末涂布于作为非磁性体金属的转子基板41的规定的位置并进行烘干就能够制造旋转变压器转子102，从而提高了制造效率，并能够实现旋转变压器11的成本削减。

即，在专利文献1的技术中，必须通过机械加工来高精确度地制造旋转变压器转子，制造成本变高。与此相对地，在本发明中，通过丝网印刷就能够制造旋转变压器转子102，因此能够实现大幅的成本削减。

以往，认为几十μm左右的较薄的磁性体部是不足以产生磁通量的，但是本发明者通过实验，确认了只要存在几十μm左右的厚度的磁性体部就可产生对旋转变压器来说足够的磁通量。

另外，磁性粉末的直径是1～30μm，外周涂敷有绝缘层，因此磁性粉末之间不会进行导通而产生涡电流。

另外，该旋转变压器的特征在于，励磁线圈23和检测线圈21、22层叠地形成于旋转变压器定子13的定子基板30上，非磁性导电体部41A和磁性体部42形成于旋转变压器转子102的转子基板41上，因此，由于定子基板30与转子基板41是彼此相对置地进行配置的，因此从旋转轴的轴心方向的长度这一方面来看，与以往技术相比能够缩短旋转变压器11的尺寸，从而能够将其整体小型化。

此外，本发明并不限定于上述实施方式，能够在不脱离发明的要旨的范围内如下面那样来实施。

例如，在本实施方式中，为了成为2X型线圈，将正弦波线圈21和余弦波线圈22分别分割成八个来形成分割线圈，但是如果形成1X型线圈，则也可以将正弦波线圈21形成为第一分割线圈21A、第二分割线圈21B、第三分割线圈21C、第四分割线圈21D，并由第一分割线圈22A、第二分割线圈22B、第三分割线圈22C、第四分割线圈22D构成余弦波线圈22。

另外，在本实施方式中，对振幅式的旋转变压器进行了说明，但是本发明涉及到的是旋转变压器的结构，也能够应用于相位差式旋转变压器。

另外，在本实施方式中，作为形成旋转变压器转子102的磁性体部42的方法，说明了一种将在磁性粉末的外周涂敷绝缘层而得到的物质进行涂布并进行烘干的方法，但是也可以利用使粒状的磁性材料分散于绝缘体中的方法来形成。根据该方法，与对磁性粉末涂敷绝缘层的方法相比，能够以简便的方法形成磁性体部，因此能够降低成本。另外，由于使用了进行了绝缘处理的磁性粉末，因此磁性材料所产生的涡电流较小，因此能够减少贯通检测线圈的反向磁场，从而能够增大检测电流。

(第三实施方式)

下面，根据附图来详细说明将本发明的旋转变压器具体化的第三实施方式。

在第三实施方式的旋转变压器11中，安装结构与第一实施方式的图1相同，因此省略详细的说明。另外，旋转变压器转子12的结构与第一实施方式的图2相同，因此省略详细的说明。另外，电路部11X与第一实施方式的图3相同，因此省略详细的说明。

对励磁线圈123、旋转变压器转子12、正弦波线圈121以及余弦波线圈122的作用进行说明。图29的(a)～(d)中通过图表示出了旋转变压器的作用和特性。图29的(a)中通过图表示出了某个时间下的旋转变压器定子113(定子基底板130、励磁线圈123、正弦波线圈121、余弦波线圈122)与旋转变压器转子12(非磁性导电体部12aA、12aB、缺口部12bA、12bB)的位置关系。实际为圆形的图表，但是在图29的(a)中，为了易于观察而形成直线状的图表。

在图29的(a)中，横轴所取的电角度为360度(由于是2X型线圈，因此机械角度为180度)。另外，为了方便，将正弦波线圈121与余弦波线圈122示于一层，将励磁线圈123示于另外的层。即，在图29的(a)中，旋转变压器定子113将励磁线圈123示于基底板130之上，将正弦波线圈121与余弦波线圈122示于该励磁线圈123之上。旋转变压器转子12在各占180度的电角度(由于是2X型线圈，因此机械角度为90度)的范围的两处交替形成缺口部12b和非磁性导电体部12a。

图30中通过截面图示出了图29的(a)中的旋转变压器转子12的缺口部12b所在的部分的作用。在图30中，为了方便，也将励磁线圈123示于独立的层。在图30中，当由“500kHz”的载波进行振幅调制后得到的“7.8125kHz”形式的励磁信号从D/A转换器58输入至励磁线圈123时，根据其电流值在励磁线圈123中产生磁通量IA。通过该磁通量IA的产生，正弦波线圈121和余弦波线圈122中产生感应电压。

另一方面，图31中通过截面图示出了图29的(a)中旋转变压器转子12的非磁性导电体部12a所在的部分的作用。在图31中，为了方便，也将励磁线圈123示于独立的层。在图31中，旋转变压器转子12的非磁性导电体部12a与旋转变压器定子113的正弦波线圈21和余弦波线圈22相对置。当由“500kHz”的载波进行振幅调制后得到的“7.8125kHz”形式的励磁信号从D/A转换器58输入至励磁线圈123时，根据其电流值在励磁线圈123中产生磁通量IA。

但是，当磁通量IA进入作为非磁性导电材料的非磁性导电体部12a时，在非磁性导电体部12a的表面产生涡电流。如图31所示，通过所产生的该涡电流，产生与磁通量IA互为反方向的磁通量IB。由于该磁通量IB，励磁线圈123中所产生的正向的磁通量IA被抵消。因此，与图29的情况相比，作为整体的磁通量基本消失了。

因而，在图29的(a)的状态下，能够视作仅在与缺口部12b相重叠的区域(电角度160度到340度)产生了磁通量IA。

在此，对正弦波线圈121和余弦波线圈122进行说明。图32A、图32B中分别通过平面图示出了正弦波线圈121、余弦波线圈122的一例。图32A中通过平面图示出了正弦波线圈121的一例。在此，为了易于观察，将正弦波线圈121整体表现于同一平面上。正弦波线圈121的四个线圈部分别是由七组线圈导线121a-121n、121b-121m、121c-121l、121d-121k、121e-121j、121f-121i、121g-121h构成的。

同样地，图32B通过平面图中示出了余弦波线圈122的一例。在此，为了易于观察，将余弦波线圈122整体表现于同一平面上。余弦波线圈122的四个线圈部分别是由七组线圈导线122a-122n、122b-122m、122c-122l、122d-122k、122e-122j、122f-122i、122g-122h构成的。

图33A利用包括矩形121’a-121’n、121’b-121’m、121’c-121’l、121’d-121’k、121’e-121’j、121’f-121’i、121’g-121’h的图表来分别表示在相同方向的均匀磁通量产生于正弦波线圈121时的各组线圈导线121a-121n、121b-121m、121c-121l、121d-121k、121e-121j、121f-121i、121g-121h所能够产生的感应电压的大小。然后，在图33A中，通过波形121’表示正弦波线圈121整体所能够产生的感应电压的大小。这样，通过以七组线圈导线121a-121n、121b-121m、121c-121l、121d-121k、121e-121j、121f-121i、121g-121h来构成正弦波线圈121，能够以正弦波曲线的在磁通量通过范围内的积分值来表示正弦波线圈121中所产生的感应电压。

图33B利用包括矩形122’a-122’n、122’b-122’m、122’c-122’l、122’d-122’k、122’e-122’j、122’f-122’i、122’g-122’h的图表来分别表示在均匀磁通量以相同方向产生于余弦波线圈122时的各组线圈导线122a-122n、122b-122m、122c-122l、122d-122k、122e-122j、122f-122i、122g-122h所能够产生的感应电压的大小。在图33B中，通过波形122’表示余弦波线圈122整体所能够产生的感应电压的大小。

这样，通过以七组线圈导线122a-122n、122b-122m、122c-122l、122d-122k、122e-122j、122f-122i、122g-122h来构成余弦波线圈122，能够以余弦波曲线的在磁通量通过范围内的积分值来表示余弦波线圈122中所产生的感应电压。

图29的(b)中通过图表示出了通过磁通量IA而在正弦波线圈121中产生的感应电压MA以及在余弦波线圈122中产生的感应电压MB。图29的(c)中，仅取出图29的(a)中的波形121’来通过图表进行表示。在电角度为160度到180度的范围内，产生MSA1所表示的面积的正感应电压(+MSA1)，在电角度为180度到340度的范围内，产生MSA2所表示的负感应电压(-MSA2)。因而，正弦波线圈121中所产生的感应电压MA为“MA＝+MSA1-MSA2”。通过图表将其示于图29的(b)。

另一方面，在图29的(d)中，仅取出图29的(a)中的波形122’来通过图表进行表示。在电角度为160度到270度的范围内，产生MSB1所表示的面积的负感应电压(-MSB1)，在电角度为270度到340度的范围内，产生MSB2所表示的面积的正感应电压(+MSB2)。因而，余弦波线圈122中所产生的感应电压MB的总量为“MB＝+MSB2-MSB1”。通过图表将其示于图29的(b)。

在上述内容中，说明了通过磁通量1A的产生，正弦波线圈121以及余弦波线圈122中产生感应电压MA、MB的情况，但是磁通量IA的朝向以及大小是根据输入至励磁线圈123的励磁信号的相位而周期性地进行变化的。由此，正弦波线圈121和余弦波线圈122中所产生的感应电压(检测信号)也周期性地进行变化。在此，由同步检波器51、52以及积分电路53、54去除检测信号所包含的上述周期成分中的载波成分来进行平滑处理。然后，计算单元60算出积分电路53的输出与积分电路54的输出的比值(与感应电压之比MA/MB相等)。能够根据该比值求出旋转变压器转子12相对于旋转变压器定子113的角度位移。计算单元60将上述比值作为角度数据61而输出。

接着，参照图34、图35A、图35B、图36A、图36B来说明旋转变压器转子12进行旋转时的旋转变压器11的作用。

图34中通过图表示出了电角度(-90度～360度)和机械角度(-45度～180度)与产生规定方向的磁通量IA时的正弦波线圈121的输出值以及余弦波线圈122的输出值的关系。本实施方式的旋转变压器11是2X型的，因此电角度是机械角度的两倍。在图34中，“SA”是正弦波线圈121的输出曲线，“SB”是余弦波线圈122的输出曲线。

图35A中通过平面图示出了图34的转子角度T1下的正弦波线圈121与非磁性导电体部12a(12aA、12aB)的位置关系，图35B中通过平面图示出了图34的转子角度T1下的余弦波线圈122与非磁性导电体部12a(12aA、12aB)的位置关系。为了易于观察，与图28不同，在图35A、图35B中将正弦波线圈121、余弦波线圈122分别表现为一个面。

图36A中通过平面图示出了图34的转子角度T2下的正弦波线圈121与非磁性导电体部12a(12aA、12aB)的位置关系，图36B中通过平面图示出了图34的转子角度T2下的余弦波线圈122与非磁性导电体部12a(12aA、12aB)的位置关系。为了易于观察，与图28不同，在图36A、图36B中将正弦波线圈121、余弦波线圈122分别表现为一个面。另外，图36A、图36B表示旋转变压器转子12从图35A、图35B所示的状态向箭头P的方向旋转了240度的电角度(机械角度为120度)后的状态。

在图34的转子角度T1下，如图35A所示，正弦波线圈121的八个正弦波分割线圈121A～121H中的分割线圈121C、121D、121G、121H的全部区域与旋转变压器转子12的缺口部12b相对置。并且，分割线圈121A、121B、121E、121F的全部区域与非磁性导电体部12a(12aA、12aB)相对置。

由励磁线圈123产生的磁通量IA在所有区域都是相同方向且是均匀的，因此在第一正弦波线圈121BC与第二正弦波线圈121DE中产生的感应电压绝对值相等而方向相反。同样地，在第三正弦波线圈121FG与第四正弦波线圈121HA中产生的感应电压绝对值相等而方向相反。

另一方面，在非磁性导电体部12a(12aA、12aB)的区域内，磁通量IA被由涡电流产生的磁通量IB抵消，因此在正弦波线圈121的与非磁性导电体部12a相对置的部位不产生感应电压。因此，正弦波线圈121的输出值为图33所示的零(SAT1)。

另一方面，在图34的转子角度T1下，如图35B所示，余弦波线圈122的八个余弦波分割线圈122A～122H中的分割线圈122C、122D、122G、122H的全部区域与旋转变压器转子12的缺口部12b(12bA、12bB)相对置。并且，分割线圈122A、122B、122E、122F的全部区域与非磁性导电体部12a(12aA、12aB)相对置。并且，由励磁线圈123产生的磁通量IA在所有区域都是相同方向且是均匀的，因此在第二余弦波线圈122CD中产生最大的感应电压。同样地，在第四余弦波线圈122GH中产生最大的感应电压。

另一方面，在非磁性导电体部12a(12aA、12aB)的区域内，磁通量IA被由涡电流产生的磁通量IB抵消，因此在余弦波线圈122中的第一余弦波线圈122AB和第三余弦波线圈122EF中不产生感应电压。因此，余弦波线圈122的输出值为图34所示的最大(SBT1)。

在图34的转子角度T2下，如图36A所示，正弦波线圈121的八个正弦波分割线圈121A～121H中的分割线圈121E、121A的全部区域以及正弦波分割线圈121D、121F、121H、121B的一部分区域与旋转变压器转子12的缺口部12b相对置。并且，分割线圈121G、121C的全部区域以及正弦波分割线圈121D、121F、121H、121B的一部分区域与非磁性导电体部12a(12aA、12aB)相对置。由励磁线圈123产生的磁通量IA在所有区域都是相同方向且是均匀的，因此在第二正弦波线圈121DE与第三正弦波线圈121FG中产生的感应电压方向相反。同样地，在第四正弦波线圈121HA与第一正弦波线圈121BC中产生的感应电压方向相反。

另一方面，在非磁性导电体部12a(12aA、12aB)的区域内，磁通量IA被由涡电流产生的磁通量IB抵消，因此正弦波线圈121中不产生感应电压。因此，如图34所示，正弦波线圈121的输出值为线圈的各部分产生的感应电压的合计值(SAT2)。

如图36B所示，在图34的转子角度T2下，余弦波线圈122的八个余弦波分割线圈122A～122H中的分割线圈122E、122A的全部区域以及余弦波分割线圈122D、122F、122H、122B的一部分区域与旋转变压器转子12的缺口部12b相对置。并且，分割线圈122G、122C的全部区域以及余弦波分割线圈122D、122F、122H、122B的一部分区域与非磁性导电体部12a(12aA、12aB)相对置。由励磁线圈123产生的磁通量IA在所有区域都是相同方向且是均匀的，因此在第二余弦波线圈122CD与第三余弦波线圈122EF中产生的感应电压方向相反。同样地，在第四余弦波线圈122GH与第一余弦波线圈122AB中产生的感应电压方向相反。

另一方面，在非磁性导电体部12a(12aA、12aB)的区域内，磁通量IA被由涡电流产生的磁通量IB抵消，因此在余弦波线圈122的与非磁性导电体部12a相对置的部位不产生感应电压。因此，如图34所示，余弦波线圈122的输出值为线圈的各部分产生的感应电压的合计值(SBT2)。

在图34的转子角度T1下，图3所示计算单元60算出正弦波线圈121的输出值SAT1与余弦波线圈122的输出值SBT1的比值(SAT1/SBT1)。根据该比值(SAT1/SBT1)，能够求出转子角度T1下的旋转变压器转子12相对于旋转变压器定子113的角度位移。计算单元60将比值(SAT1/SBT1)作为角度数据61而输出。

同样地，在图34的转子角度T2下，图3的计算单元60算出正弦波线圈121的输出值SAT2与余弦波线圈122的输出值SBT2的比值(SAT2/SBT2)。根据该比值(SAT2/SBT2)，能够求出转子角度T2下的旋转变压器转子12相对于旋转变压器定子113的角度位移。计算单元60将比(SAT2/SBT2)作为角度数据61而输出。

图37中通过图表示出了与本实施方式的旋转变压器11的输出电压有关的实验数据。该图表取本实施方式的旋转变压器11和比较例的旋转变压器为横轴，取输出电压和S/N比为纵轴。比较例的旋转变压器使用磁性导电体材料作为旋转变压器转子，并形成与旋转变压器11相同的缺口部。

如图37所示，在本实施方式的旋转变压器11中，输出电压A1为“250mV”、噪声A2为“4.5mV”，S/N比A3为“约55”。在比较例的旋转变压器中，输出电压B1为“150mV”、噪声B2为“19mV”，S/N比B3为“约8”。

根据上述实验，能够确认以下内容：使用磁性导电体材料作为旋转变压器转子的比较例的旋转变压器也能够应用为旋转角度传感器，同时，能够确认以下内容：在使用非磁性导电体材料作为旋转变压器转子的本实施方式的旋转变压器11中，S/N比非常高，作为旋转角度传感器具有良好的特性。

根据以上说明的本实施方式的旋转变压器11，具备旋转变压器定子113和旋转变压器转子12，该旋转变压器定子113包括被输入励磁信号的励磁线圈123和输出检测信号的检测线圈132、134(正弦波线圈121和余弦波线圈122)，该旋转变压器转子12位于在旋转轴方向上与该旋转变压器定子113相对的位置而进行旋转。另外，平板的旋转变压器定子113和平板的旋转变压器转子12相互平行地相对置。因此，能够减小旋转变压器11的旋转轴方向的尺寸，这意味着，能够使旋转变压器11小型化。

特别是在本实施方式中，检测线圈132、134与励磁线圈123分别由平面线圈图案构成，因此这些线圈123、132、134所占的体积不大。因此，能够减小旋转变压器11的旋转轴方向的尺寸，从而能够使旋转变压器11小型化。

在此，能够如上所述那样将检测线圈132、134形成为平面线圈图案是由于将“500kHz”的高频作为载波用于励磁线圈123，由此能够减少检测线圈132、134的匝数。即，将使用“500kHz”这样的高频的载波，变为使用“7.8125kHz”的信号波。因此，能够使检测线圈132、134的匝数为7匝这样较少的匝数。由此，能够在基底板130上将检测线圈132、134的线圈导线配置为旋涡状而形成为平面线圈图案。因此，能够配置为以下结构：在朝向相同方向的均匀磁通量作用于检测线圈132、134的线圈导线时，根据旋转变压器转子12的旋转角度来改变磁通量通过的范围，由此能够输出正弦波状或余弦波状的检测信号。

另外，在本实施方式中，励磁线圈123与作为一个检测线圈的一部分的第一检测线圈132形成于同一层，因此，与将它们分别形成于不同的层的情况相比减少了结构要素的层叠数。因此，能够减小旋转变压器定子113的厚度，这意味着，也能够减小旋转变压器11的旋转轴方向的尺寸，从而能够使旋转变压器11小型化。另外，减去结构要素而节省层叠数，能够节省旋转变压器11的制造成本。

在本实施方式的旋转变压器11中，由导电材料形成的旋转变压器转子12在圆周方向上以规定角度为间隔具有一对缺口部12bA、12bB。因而，当由励磁线圈123产生磁场(磁通量IA)时，励磁线圈123的磁场(磁通量IA)仅在与旋转变压器转子12的缺口部12bA、12bB重叠的区域通过检测线圈132、134，而使检测线圈132、134中产生电动势(感应电压)。另一方面，当由励磁线圈123产生磁场(磁通量IA)时，在不与缺口部12bA、12bB重叠的区域、即与非磁性导电体部12aA、12aB重叠的区域中，磁场(磁通量IA)正对旋转变压器转子12，而使旋转变压器转子12的表面上产生涡电流。通过该涡电流，产生与励磁线圈123的磁场(磁通量IA)方向相反的磁场(磁通量IB)，这两个方向的磁场(磁通量IA、IB)相互抵消，由此在检测线圈132、134中不产生感应电压。随着这种作用的连续，能够从整个检测线圈132、134得到适当的检测信号。因此，不用在平板的旋转变压器转子12之上形成凹凸就能够达到作为旋转变压器11的旋转角度检测。其结果，能够抑制旋转变压器转子12的制造成本，更进一步来说，能够抑制旋转变压器11的制造成本。

在本实施方式的旋转变压器11中，在旋转变压器定子113上设置有励磁线圈123和检测线圈132、134这两者。因此，与将励磁线圈123和检测线圈132、134分别设置于旋转变压器定子113和旋转变压器转子12上的情况不同，不需在旋转变压器转子12与旋转变压器定子113之间交换检测线圈132、134的检测信号，从而不需要用于信号交换的旋转式变压器线圈。其结果，能够将旋转式变压器线圈从旋转变压器11中省略，从而能够简化旋转变压器11的结构，这意味着，能够使旋转变压器11小型化。

另外，在本实施方式的旋转变压器11中，由于能够省略旋转式变压器线圈，因此与专利文献2的技术相比，能够使检测信号的增益增大，从而能够提高其S/N比。在专利文献2的技术中，S/N比为“4”左右，与此相对地，在本实施方式中，能够将S/N比提高至“50”以上。

在本实施方式中，检测线圈132、134(正弦波线圈121、余弦波线圈122)具备顺次连续的八个正弦波分割线圈121A～121H和顺次连续的八个余弦波分割线圈122A～122H。另外，正弦波分割线圈121A、121C、121E、121G与余弦波分割线圈122B、122D、122F、122H形成于同一层，正弦波分割线圈121B、121D、121F、121H与余弦波分割线圈122A、122C、122E、122G形成于另外的同一层，这两层是重叠形成的。因而，当将旋转变压器11安装于电动机1时，即使旋转变压器定子113与旋转变压器转子12之间的间隙发生了少许变化，正弦波线圈121与旋转变压器转子12的位置关系和余弦波线圈122与旋转变压器转子12的位置关系也能够始终保持固定。因此能够降低因旋转变压器11的安装误差所引起的旋转角度的检测误差。

另外，在本实施方式中，由构成励磁线圈123的平面线圈图案围住构成检测线圈132、134的顺向的平面线圈图案以及逆向的平面线圈图案的外周侧，因此将连续而均匀的磁场从励磁线圈123施加于检测线圈132、134整个外周侧。特别是在本实施方式中，励磁线圈123是通过将线圈导线呈环状卷绕多层而构成的，因此能够在励磁线圈123的一整周上产生均匀的磁场。因此，能够在检测线圈132、134的周方向上连续而均匀地提供励磁信号，这意味着，能够提高旋转变压器11对旋转角度的检测精确度。

在本实施方式中，由非磁性导电材料作为导电材料来构成旋转变压器转子12，因此旋转变压器转子12的表面上所产生的涡电流增加，从而提高了抵消励磁线圈123中所产生的磁通量的效率。因此，S/N比变大(噪声变小)，从而能够提高旋转变压器11对旋转角度的检测精确度。

另外，在本实施方式的旋转变压器11中，将由“500kHz”的载波进行振幅调制后得到的“7.8125kHz”形式的励磁信号用于励磁线圈123来进行角度检测。因此，载波难以受到电动机噪声(“10kHz”附近较多)的影响。这意味着，也能够提高检测线圈132、134中的检测信号的S/N比。

另外，在本实施方式中，对于检测线圈132、134，对形成正弦波线圈121的七组线圈导线121a-121n、121b-121m、121c-121l、121d-121k、121e-121j、121f-121i、121g-121h进行配置，使得正弦波线圈121中所产生的感应电压与磁通量通过范围内的正弦波曲线的积分值相当。另外，对形成余弦波线圈122的七组线圈导线122a-122n、122b-122m、122c-122l、122d-122k、122e-122j、122f-122i、122g-122h进行配置，使得该余弦波线圈122中所产生的感应电压与磁通量通过范围内的余弦波曲线的积分值相当。因此，不用在平板的旋转变压器转子12上形成凹凸而通过设置缺口部12b就能够从整个检测线圈132、134得到适当的检测信号。

即，在以往的VR型旋转变压器中，为了在其一整周上同时得到检测信号，需要使旋转变压器转子与旋转变压器定子之间的间隙在该一整周上周期性地进行变化。但是，在本实施方式的旋转变压器11中，能够配置为如下的结构：当朝向相同方向的均匀磁通量作用于检测线圈132、134(正弦波线圈121、余弦波线圈122)的线圈导线的位置本身时，根据旋转变压器转子12的旋转角度来改变磁通量的通过范围，由此输出正弦波状或余弦波状的检测信号。因此，即使旋转变压器转子12与旋转变压器定子113之间的间隙是固定的，检测线圈132、134中所产生的感应电压也不会相抵消，因此不需要在旋转变压器转子12的表面上形成凹凸。

另外，在以往的VR型旋转变压器中，使旋转变压器转子的外周以正弦波曲线的方式成形，这一点会产生耗费成本的问题。与此相对地，在本实施方式中，不需要在旋转变压器转子12上形成正弦波曲线，因此能够实现大幅的成本削减。

(第四实施方式)

接着，参照附图来详细说明将本发明的旋转角度传感器具体化的第四实施方式。此外，在下面的说明中，对与第三实施方式相同的结构要素附加相同附图标记并省略说明，以不同点为中心来进行说明。

在本实施方式中，旋转变压器定子113的结构与第三实施方式不同，特别是与励磁线圈124、125和检测线圈132、134有关的结构不同。图38中通过分解立体图示出了旋转变压器定子113。图39中通过分解立体图放大示出了图38的结构要素的一部分。图40中同样地通过分解立体图放大示出了图38的结构要素的一部分。

如图38所示，旋转变压器定子113具备基底板130、绝缘层131、第一励磁线圈124、绝缘层136、第二励磁线圈125、绝缘层137、第一检测线圈132、绝缘层133、第二检测线圈134以及绝缘层135，它们相互进行层叠。位于最下层的基底板130及该基底板130之上的绝缘层131、以及第一检测线圈132、绝缘层133、第二检测线圈134以及绝缘层135的结构与第三实施方式的相应部分相同。

如图38、图39所示，在本实施方式中，在绝缘层131之上形成有第一励磁线圈124。第一励磁线圈124包含配置成同心圆状的一大一小两个环状线圈124A、124B。在第一励磁线圈124之上形成有绝缘层136。该绝缘层136中形成有两个透孔136a、136b。在该绝缘层136之上形成有第二励磁线圈125。该第二励磁线圈125呈环状，被配置于与第一励磁线圈124的较小的环状线圈124B一致的位置。该第一以及第二励磁线圈124、125与形成于它们的上层的第一以及第二检测线圈132、134形成上下重叠的位置关系。

构成第一励磁线圈124的两个环状线圈124A、124B分别通过将线圈导线呈环状卷绕多层而构成。两个环状线圈124A、124B向彼此相反的方向进行卷绕，较大的环状线圈124A的匝数较多。两个环状线圈124A、124B由一系列的线圈导线构成，分别具备一个端子124a、124b。两个环状线圈124A、124B向彼此相反的方向进行卷绕，因此当分别流通电流时所产生的磁场的方向是相反的。因而，如图39中箭头所示，在两个环状线圈124A、124B之间的空间内，各自的磁场朝向相同的方向(下方向)而相互加强。

第二励磁线圈125也同样通过将线圈导线呈环状卷绕多层而构成。该第二励磁线圈125和第一励磁线圈124的较小的环状线圈124B的线圈导线以相同的匝数向相同的方向进行卷绕。第二励磁线圈125在两端具备两个端子125a、125b。由于第二励磁线圈125和第一励磁线圈124的较小的环状线圈124B的线圈导线以相同的匝数向相同的方向进行卷绕，因此如图39中箭头所示，当分别流通电流时所产生的磁场为相同的方向。因而，在第二励磁线圈125与环状线圈124B之间，各自的磁场朝向相同的方向而相互加强。

在图39中，第一励磁线圈124的其中一个端子124a通过绝缘层136中的一个透孔136a与第二励磁线圈125的其中一个端子125a相连接。同样地，第一励磁线圈124的另一个端子124b通过绝缘层136中的另一个透孔136b与第二励磁线圈125的另一个端子125b相连接。

如图39所示，在本实施方式中，第一以及第二励磁线圈124、125构成为以夹着绝缘层136的方式分为两层。这样，由于励磁线圈124、125被分为两层，因此不用增加励磁线圈124、125占有的面积而能够增强所产生的磁场。

如图40所示，第一检测线圈132和第二检测线圈134被配置为以夹着绝缘层133的方式分为两层，由该检测线圈132、134构成一个检测线圈。该检测线圈132、134的结构与第三实施方式的相应部分基本相同。

根据以上所说明的本实施方式的旋转变压器11，进行配置使得呈环状的励磁线圈124、125与呈环状的检测线圈132、134相重叠，因此将磁场从励磁线圈124、125均匀地施加于检测线圈132、134的一整周。特别地是在本实施方式中，励磁线圈124、125是通过将线圈导线呈环状卷绕多层而构成的，因此能够在励磁线圈124、125的一整周上产生均匀的磁场。因此，能够以均匀的条件对检测线圈132、134的一整周提供励磁信号，这意味着，能够提高旋转变压器11对旋转角度的检测精确度。

在本实施方式中，在旋转变压器定子113中，励磁线圈124、125和检测线圈132、134层叠于相同的基底板130之上而形成。因而，与例如将励磁线圈和检测线圈分别设置于旋转变压器定子和旋转变压器转子的情况相比，在本实施方式中，励磁线圈124、125与检测线圈132、134之间的距离变得比较短。因此，能够增大检测线圈132、134的检测信号的增益，从而能够提高其S/N比。

另外，在本实施方式中，励磁线圈124、125与检测线圈132、134分别形成于互不相同的层。因而，各线圈124、125、132、134在各层中的配置自由度增加。因此，能够优化励磁线圈124、125和检测线圈132、134的配置，这意味着，能够实现旋转变压器11对旋转角度的检测性能的提高。

并且，在本实施方式中，励磁线圈124、125和检测线圈132、134的一部分被配置于上下重叠的位置。因而，各线圈124、125、132、134在各层中的自由度进一步增加。因此，能够进一步优化励磁线圈124、125和检测线圈132、134的配置，这意味着，能够进一步提高旋转变压器11对旋转角度的检测性能。

另外，在本实施方式中，与第一实施方式相同的结构能够得到与第一实施方式相同的作用效果。

(第五实施方式)

接着，参照附图来详细说明将本发明的旋转角度传感器具体化的第五实施方式。在本实施方式中，旋转变压器定子113的结构与第三实施方式不同，特别是与励磁线圈126、127和检测线圈132、134有关的结构不同。图41中通过分解立体图示出了旋转变压器定子113。图42中通过分解立体图放大示出了图41的结构要素的一部分。

如图41所示，旋转变压器定子113具备基底板130、绝缘层131、第一励磁线圈126、绝缘层138、第二励磁线圈127、绝缘层137、第一检测线圈132、绝缘层133、第二检测线圈134以及绝缘层135，它们相互进行层叠。位于最下层的基底板130及该基底板130之上的绝缘层131、以及第一检测线圈132、绝缘层133、第二检测线圈134以及绝缘层135的结构与第三实施方式的相应部分相同。

如图41、42所示，在本实施方式中，在绝缘层131之上形成有第一励磁线圈126。在第一励磁线圈126之上形成有绝缘层138。该绝缘层138中形成有多个透孔138a、138b。在该绝缘层138之上形成有第二励磁线圈127。该第二励磁线圈127包含配置为同心圆状的一大一小两个环状线圈127A、127B。该第二励磁线圈127被配置于与第一励磁线圈126一致的位置。该第一以及第二励磁线圈126、127与形成于它们的上层的第一以及第二检测线圈132、134形成上下重叠的位置关系。

图43中通过立体图放大示出了第一励磁线圈126。第一励磁线圈126具备呈大致L字状的大大小小的多个导线图案126A、126B，这些导线图案126A、126B在同一圆周上呈放射状地进行配置。各导线图案126A、126B的两端分别设置有126Aa、126Ab、126Ba、126Bb。

图44中通过立体图放大示出了第二励磁线圈127。构成第二励磁线圈127的两个环状线圈127A、127B是通过将分别呈半圆弧状的多根线圈导线128呈环状排列多层而构成的。两个环状线圈127A、127B具有相同的匝数。构成两个环状线圈127A、127B的各线圈导线128在两端包含端子128a、128b。各端子128a、128b与相邻的线圈导线128、128的端子128b、128a隔开间隙地相邻配置，分别构成一组端子128a、128b。各组端子128a、128b分别对应于第一励磁线圈126的各导线图案126A、126B的各端子126Aa、126Ab、126Ba、126Bb而进行配置。

在图42中，第一励磁线圈126的各导线图案126A、126B的各端子126Aa、126Ab、126Ba、126Bb通过绝缘层138的各透孔138a、138b与构成第二励磁线圈127的环状线圈127A、127B的各端子128a、128b相连接。图45中通过立体图示出了第一以及第二励磁线圈126、127的连接状态。通过这样将两个励磁线圈126、127进行连接来构成一组励磁线圈129。图46中通过示意图示出了该一组励磁线圈129的线圈图案的一部分。该一组励磁线圈129被配置于与构成检测线圈132、134的顺向的平面线圈图案以及逆向的平面线圈图案相重叠的位置。在图46中，该一组励磁线圈129例如从某个点F1起沿导线向箭头方向前进，到下一个点F2为止构成卷绕一圈的环形图案。另外，从点F2起沿导线向箭头方向前进，到下一个点F3为止构成卷绕下一圈的环形图案。并且，从点F3起沿导线向箭头方向前进，到下一个点F4为止构成卷绕下一圈的环形图案。以下同样地构成多个环形图案。这样，如图46所示，一组励磁线圈129的线圈图案由连续卷绕的多个环形图案构成。如图45所示，对这些环形图案进行排列使其整体呈圆环状。并且，如图46所示，在圆周方向上使相邻的环形图案以一部分重叠的方式按顺序错开来进行配置，在半径方向上使相邻的环形图案以不重叠的方式按顺序放大来进行配置。

根据以上所说明的本实施方式的旋转变压器11，在旋转变压器定子113上设置有励磁线圈126、127(129)和检测线圈132、134这两者，因此与将励磁线圈126、127(129)和检测线圈132、134分别设置于旋转变压器定子和旋转变压器转子的情况不同，不需要在旋转变压器转子12与旋转变压器定子113之间交换检测线圈132、134的检测信号，从而不需要用于该信号交换的旋转式变压器线圈。因此，能够将旋转式变压器线圈从旋转变压器11中省略，从而能够简化旋转变压器11的结构，这意味着，能够使旋转变压器11小型化。

另外，在本实施方式中，将励磁线圈126、127(129)配置于与构成检测线圈132、134的顺向的平面线圈图案和逆向的平面线圈图案相重叠的位置。另外，励磁线圈126、127(129)是由连续卷绕的多个环形图案构成的。对这些环形图案进行排列使其整体呈圆环状，在圆周方向上使相邻的环形图案以一部分重叠的方式按顺序错开来进行配置，在半径方向上使相邻的环形图案以不重叠的方式按顺序放大来进行配置。因而，将磁场从励磁线圈126、127(129)连续而均匀地施加于检测线圈132、134的一整周。因此，能够在检测线圈132、134的周方向上连续而均匀地提供励磁信号，这意味着，能够提高旋转变压器11对旋转角度的检测精确度。

另外，在本实施方式中，检测线圈132、134与励磁线圈126、127(129)分别由平面线圈图案构成，因此这些线圈126、127(129)、132、134作为旋转变压器11的结构要素所占体积不大。因此，能够减小旋转变压器11的旋转轴方向的尺寸，从而能够使旋转变压器11小型化。

另外，在本实施方式中，与第三实施方式相同的结构能够得到与第三实施方式相同的作用效果。

(第六实施方式)

接着，参照附图来详细说明将本发明的旋转角度传感器具体化的第六实施方式。在本实施方式中，旋转变压器定子113的结构与第三实施方式不同，特别是与励磁线圈123和第一检测线圈132有关的结构不同。图47中通过立体图示出了励磁线圈123和第一检测线圈132。此外，对与第三实施方式相同的结构附加相同的附图标记，并省略说明。

即，在第三实施方式中，如图28所示，由围住构成第一检测线圈132的顺向的平面线圈图案以及逆向的平面线圈图案的外周侧的平面线圈图案构成励磁线圈123。与此相对地，如图47所示，本实施方式的励磁线圈123是由围住构成第一检测线圈123的顺向的平面线圈图案以及逆向的平面线圈图案的外周侧的平面线圈图案123A和围住内周侧的平面线圈图案123B构成的。在此，各平面线圈图案123A、123B分别通过将线圈导线呈环状卷绕多层而构成。并且，以使围住外周侧的平面线圈图案123A与围住内周侧的平面线圈图案123B的电流的流向为相反的方向的方式将它们进行连接。

根据以上所说明的第六实施方式的旋转变压器11，由构成励磁线圈123的两个平面线圈图案123A、123B分别围住构成第一检测线圈132的顺向的平面线圈图案以及逆向的平面线圈图案的外周侧及内周侧，各个平面线圈图案123A、123B所流通的电流的方向为相反的方向。因而，将相同的方向的连续而均匀的磁场从励磁线圈123(平面线圈图案123A、123B)施加于整个第一检测线圈132的外周侧及内周侧。另外，在本实施方式中，各平面线圈图案123A、123B是通过将线圈导线呈环状卷绕多层而构成的，因此能够在励磁线圈123的一整周上产生均匀的磁场。因此，与第一实施方式的旋转变压器11相比，能够在检测线圈132、134的周方向上连续而均匀地且强力地提供励磁信号，这意味着，能够进一步提高旋转变压器11对旋转角度的检测精确度。

另外，在本实施方式中，与第三实施方式相同的结构能够得到与第三实施方式相同的作用效果。

此外，本发明不限定于上述各实施方式，也能够在不脱离发明的要旨的范围内适当变更结构的一部分来如下面那样进行实施。

例如，在上述第三实施方式中，为了成为2X型线圈，将正弦波线圈121和余弦波线圈122分别分割成八个来形成分割线圈。与此相对地，如果形成1X型线圈，则也能够将正弦波线圈121构成为第一分割线圈121A、第二分割线圈121B、第三分割线圈121C、第四分割线圈121D，并将余弦波线圈122构成为第一分割线圈122A、第二分割线圈122B、第三分割线圈122C、第四分割线圈122D。

另外，在上述第三实施方式中，对振幅式的旋转变压器进行了说明，但是本发明所涉及到的是旋转变压器的结构，也能够应用于相位差式旋转变压器。

在上述旋转角度传感器中，上述定子形成于定子板上，上述转子是平板状的转子板，上述定子板与上述转子板平行地相对置，上述转子板上形成有上述缺口部，因此不需要在转子板上形成凹凸，因此能够降低成本。

在上述旋转角度传感器中，上述转子板是由非磁性导电体形成的，因此当励磁线圈/检测线圈与转子的缺口部相对置时，在检测线圈中产生感应电压，而当励磁线圈/检测线圈与转子的非磁性导电体部相对置时，检测线圈中基本不产生感应电压，因此能够利用作为由检测线圈产生的感应电压的检测电压值来检测旋转角度。

即，当励磁信号(正弦波信号)被输入至励磁线圈时，在励磁线圈中产生正向的规定量的磁通量。在本申请中，将正弦波信号被输入至励磁线圈时在励磁线圈中产生的磁通量IA的方向设为正向。在缺口部与励磁线圈/检测线圈相对置的位置下，励磁线圈中所产生的磁通量IA通过检测线圈，从而在检测线圈中产生感应电流。

另一方面，在与旋转变压器转子的非磁性导电体部相对置的检测线圈中，基本不流通检测电流。其原因如下：通过励磁线圈中所产生的磁通量IA，在非磁性导电体部的表面产生涡电流。然后，根据所产生的涡电流产生负向(正向的反方向)的磁通量IB。由于励磁线圈中所产生的正向的磁通量IA与由涡电流产生的负向的磁通量IB相抵消，因此检测线圈中不流通电流。

上述结构的特别的技术特征在于，在旋转变压器转子上以与励磁线圈/检测线圈相对置的方式交替地配置非磁性导电体部和缺口部；由非磁性导电体部中所产生的涡电流引起的磁通量与励磁线圈中所产生的磁通量相抵消。在专利文献1等现有技术中，定子的相邻的齿部被励磁为相反的极性，为了利用旋转变压器转子构成磁通量通过的磁路而利用磁性体构成旋转变压器转子，完全没有考虑过以非磁性导电体来构成旋转变压器转子。

在上述旋转角度传感器中，通过在形成上述非磁性导电体材料上设置上述磁性体部来形成上述非磁性导电体部和上述磁性体部，因此，利用非磁性导电体形成旋转变压器转子的基板，而仅在该基板之上设置磁性体部，因此，能够简化旋转变压器转子的结构，从而能够实现成本削减。另外，虽然旋转变压器转子以高速进行旋转，但是旋转变压器转子不具有线圈，因此对于离心力等所导致的干扰应力具有较高的可靠性。

在上述旋转角度传感器中，上述磁性体部是将粒状的磁性材料分散于绝缘体中而设置的，因此能够以简便的方法形成磁性体部，因此能够降低成本。另外，由于使用了进行了绝缘处理的磁性粉末，因此磁性材料所产生的涡电流较小，因此能够减少贯通检测线圈的反向磁场，从而能够增大检测电流。

另外，磁性粉末的直径是1～30μm，外周涂敷有绝缘层，因此磁性粉末之间不会进行导通而产生涡电流。

在上述旋转角度传感器中，上述磁性体部是由被绝缘体覆盖的磁性材料的粉末形成的，因此，由于使用了进行了绝缘处理的磁性粉末，因此能够减小磁性材料所产生的涡电流，而能够减少贯通检测线圈的反向磁场，从而能够增大检测电流。另外，能够使磁性体部中的磁性体的分布均匀化，从而能够提高所产生的磁通量的均匀性。另外，磁性粉末的直径是1～30μm，外周涂敷有绝缘层，因此磁性粉末之间不会进行导通而产生涡电流。

产业上的可利用性

本发明能够用于检测内燃机、电动机等的输出轴的旋转角度。

Claims (24)

1.一种旋转角度传感器，包括定子和转子，该定子具备被输入励磁信号的励磁线圈和输出检测信号的检测线圈，该转子在与上述定子相对置的位置处进行旋转，该旋转角度传感器的特征在于，

在上述转子的与上述定子相对置的位置处，交替地形成有非磁性导电体部和磁性体部或交替地形成有非磁性导电体部和缺口部，

其中，上述检测线圈包括卷绕成旋涡状的平面线圈图案，并且上述检测线圈被配置成上述平面线圈图案的旋转方向上的间隔朝向旋涡状的线圈的内侧逐渐变宽，以使得根据上述转子的旋转角度改变磁通量通过的范围，由此输出正弦波状或余弦波状的检测信号，以及

其中，上述检测线圈具备交错连接的第一正弦波线圈、第二正弦波线圈和交错连接的第一余弦波线圈、第二余弦波线圈，

上述第一正弦波线圈、上述第一余弦波线圈形成于第一线圈层，上述第二正弦波线圈、上述第二余弦波线圈形成于第二线圈层，该第二线圈层是重叠于第一线圈层而形成的。

2.根据权利要求1所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述定子形成于定子板上，

上述转子是平板状的转子板，

上述定子板与上述转子板平行地相对置，

上述转子板上形成有上述缺口部。

3.根据权利要求2所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述转子板是以非磁性导电体形成的。

4.根据权利要求3所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述非磁性导电体是非磁性不锈钢。

5.根据权利要求4所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述转子板在形成有上述缺口部的平板部的中央形成有与电动机轴接合的凸部。

6.根据权利要求2所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述励磁线圈和上述检测线圈层叠地形成于上述定子板上。

7.根据权利要求6所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述励磁线圈由多个线圈组成，这多个线圈的导线的匝数以及绕线方向是相同的，上述励磁线圈以在圆周方向上为单一极性的方式进行配置。

8.根据权利要求7所述的旋转角度传感器，其特征在于，

对形成上述正弦波线圈的多个绕组部进行配置，使得在朝向相同方向的均匀磁通量进行作用时，根据磁通量通过的范围的变化，上述正弦波线圈的输出信号呈正弦波状变化，

对形成上述余弦波线圈的多个绕组部进行配置，使得在朝向相同方向的均匀磁通量进行作用时，根据磁通量通过的范围的变化，上述余弦波线圈的输出信号呈余弦波状变化。

9.根据权利要求1所述的旋转角度传感器，其特征在于，

通过在形成上述非磁性导电体部的非磁性导电体材料上设置上述磁性体部，来将上述非磁性导电体部与上述磁性体部形成为一体。

10.根据权利要求9所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述磁性体部是将粒状的磁性材料分散于绝缘体中而形成的。

11.根据权利要求9所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述磁性体部是由被绝缘体覆盖的磁性材料的粉末形成的。

12.根据权利要求9所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述磁性体部是通过将被绝缘体覆盖的磁性材料的粉末进行涂布并烘干而形成的。

13.根据权利要求9所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述励磁线圈和上述检测线圈层叠地形成于上述定子的基板上。

14.根据权利要求13所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述励磁线圈的导线的匝数以及绕线方向相同，上述励磁线圈以在圆周方向上为单一极性的方式进行配置。

15.一种旋转角度传感器，包括定子和转子，该定子具备被输入励磁信号的励磁线圈和输出检测信号的检测线圈，该转子在与上述定子相对置的位置处进行旋转，该旋转角度传感器的特征在于，

在上述转子的与上述定子相对置的位置处，交替地形成有非磁性导电体部和磁性体部或交替地形成有非磁性导电体部和缺口部，

其中，上述检测线圈包括卷绕成旋涡状的平面线圈图案，并且上述检测线圈被配置成上述平面线圈图案的旋转方向上的间隔朝向旋涡状的线圈的内侧逐渐变宽，以使得根据上述转子的旋转角度改变磁通量通过的范围，由此输出正弦波状或余弦波状的检测信号，以及

其中，上述检测线圈包括在圆周方向上顺序配置的绕线方向为顺向的平面线圈图案和绕线方向为逆向的平面线圈图案。

16.根据权利要求15所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述励磁线圈包括围住上述顺向的平面线圈图案以及上述逆向的平面线圈图案的外周侧的线圈图案。

17.根据权利要求16所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述励磁线圈还包括围住上述顺向的平面线圈图案以及上述逆向的平面线圈图案的内周侧的线圈图案，将围住上述外周侧的线圈图案和围住上述内周侧的线圈图案以电流流通方向彼此相反的方式进行连接。

18.根据权利要求15所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述励磁线圈被配置于与上述顺向的平面线圈图案以及上述逆向的平面线圈图案相重叠的位置，由连续卷绕的多个环形图案构成，对这些环形图案进行排列使其整体呈圆环状，在圆周方向上使相邻的环形图案以一部分重叠的方式按顺序错开来进行配置，在半径方向上使上述相邻的环形图案以不重叠的方式按顺序扩大来进行配置。

19.根据权利要求15或18所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述转子由导电材料形成，在圆周方向以规定的角度为间隔形成上述缺口部。

20.根据权利要求19所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述导电材料是非磁性导电材料。

21.根据权利要求15至18中的任一项所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述定子包括基板，上述励磁线圈和上述检测线圈层叠地形成于上述基板上。

22.根据权利要求15或17所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述定子包括基板，上述励磁线圈和上述检测线圈层叠地形成于上述基板上，上述励磁线圈的至少一部分与上述检测线圈的至少一部分形成于同一层。

23.根据权利要求21所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述励磁线圈和上述检测线圈形成于不同层。

24.根据权利要求23所述的旋转角度传感器，其特征在于，

上述励磁线圈的至少一部分与上述检测线圈的至少一部分被配置于重叠的位置。

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