CN102047562A - A/d转换装置和伺服控制装置 - Google Patents

Abstract

在反馈控制装置(100)中，相位补偿部(13)根据在将所输入的模拟信号转换为数字数据的时间A/D转换电路(11)以及对数字数据进行恰当的校正的数字信号校正部(12)中产生的相位滞后量，进行相位补偿。

Description

A/D转换装置和伺服控制装置

技术领域

本发明涉及A/D转换装置和应用了该A/D转换装置的伺服控制装置。本申请基于2008年5月30日于日本申请的日本特愿2008-143314号主张优先权，并将其内容引用于此。

背景技术

A/D转换电路是在对来自输出模拟值的各种传感器的信息进行数字信号处理时使用的，且被用在具有检测电路、控制电路等的各种装置中。组装在数字照相机等用电设备中的现有的A/D转换电路构成为，将从各种传感器输入的模拟信号与基准电压进行比较，由此，对电压信号进行二值化，将其转换为数字信号。而且，在模拟信号的变化微小的情况下，使用运算放大器等模拟放大电路对模拟信号进行放大以确保必要的电压范围，然后，利用A/D转换电路进行二值化而得到数字信号。

这种由模拟运算电路和A/D转换电路的组合实现的A/D转换装置存在质量上的课题和成本上的课题。首先，对于质量上的课题，可列举出以下情况：放大率和增益等电路特性随模拟放大电路固有的温度特性而变动，难以确保所输出的数字信号值的精度；并且，模拟放大电路的驱动中所需的稳态电流使得A/D转换装置整体的消耗电力增加。而对于成本上的课题，可列举出以下情况：与在数字电路中一般使用的MOS(Metal Oxide Semiconductor)型晶体管相比，模拟放大电路所需要的晶体管的元件尺寸较大，所以，集成于一个芯片时的电路面积增加，因此难以削减成本。另一方面，随着应用中的系统的高性能化，需要实现A/D转换装置的高精细化，要求实现更高的比特(bit)分解率。

针对这种要求，在专利文献1所公开的时间A/D转换电路中，由环状延迟线(ring delay line)、计数器、锁存电路、脉冲选择器、编码器、减法电路实现的对脉冲相位差进行编码的功能，全部利用数字电路来构成。根据该技术，能够利用延迟线的扩展等来实现高比特分解率，所以，不需要使用模拟放大电路，仅利用数字电路就能够得到期望的比特分解率。

而且，由于不需要使用模拟放大电路，因此，具有如下效果：抑制了受模拟电路特有的温度特性影响的电路特性的变化，不仅确保了质量，还能够通过节电化及高集成化来实现低成本化。

专利文献1：日本特开平5-259907号公报

但是，在将时间A/D转换电路用于伺服控制装置的反馈环路内时，有时伺服控制装置中的反馈控制系统不稳定而将产生振荡的现象。

该现象的主要原因在于因信号处理延迟而在反馈信号中产生的相位滞后，所述信号处理延迟是在时间A/D转换电路自身以及对从时间A/D转换电路输出的信号进行校正的校正电路等中产生的，该现象成为用于稳定地控制反馈控制系统的课题。

发明内容

本发明正是考虑到上述状况而完成的，其目的在于，提供如下的A/D转换装置：该A/D转换装置具有对相位滞后量进行补偿的相位补偿功能，该相位滞后量是在A/D转换电路的A/D转换处理和对A/D转换电路输出的信号进行校正的数字信号校正处理中产生的。

本发明的A/D转换装置具有：A/D转换电路，其将所输入的模拟信号转换为数字数据而输出；以及数字信号校正部，其对所述数字数据进行校正处理而输出数字信号，其中，该A/D转换装置具有相位补偿部，该相位补偿部根据在所述A/D转换电路和所述数字信号校正部中产生的、所述数字信号相对于所述模拟信号的相位滞后量，进行相位补偿。

并且，本发明的所述A/D转换电路优选具有脉冲移动电路、移动位置检测构造、以及数字数据生成构造。所述脉冲移动电路连接有多个由逻辑元件构成的反转电路，并且向所述反转电路中的一个输入使脉冲信号开始移动的启动信号，所述反转电路的输入信号与输出信号之间的延迟时间随所施加的电源或电流源的大小而变化。所述移动位置检测构造根据来自所述反转电路各自的输出信号，检测所述脉冲信号在所述脉冲移动电路内的移动位置，产生与所述移动位置对应的数据。所述数字数据生成构造根据由所述移动位置检测构造输出的所述数据，生成随所述输入的模拟信号而变化的与所述电源或所述电流源的大小对应的数字数据。在所述A/D转换电路中，根据所述输入的模拟信号来确定所述数字数据的延迟特性。

并且，优选的是，在本发明的所述相位补偿部中，根据所输入的特性设定信号来变更所述相位补偿的特性。

并且，优选的是，在本发明的所述数字信号校正部中，根据所输入的特性设定信号来变更所述校正处理的特性，确定所述校正处理的延迟特性。

并且，优选的是，本发明的所述A/D转换电路还具有上位控制器，该上位控制器根据从所述A/D转换电路输出的数据的状态，将所述数字信号校正部的校正处理的特性与所述相位补偿部的相位补偿特性关联起来而进行变更。

在本发明中，还可提供在反馈控制环路内插入了所述A/D转换装置的伺服控制装置。

并且，优选的是，本发明的所述A/D转换装置被插入到所述反馈控制环路内的反馈路径上，进行反馈信号的相位补偿处理。

本发明的A/D转换装置具有相位补偿部，该相位补偿部根据在A/D转换电路和数字信号校正部中产生的、数字信号相对于模拟信号的相位滞后量，进行相位补偿。由此，具有以下功能：进行信号处理的功能，该功能对在A/D转换处理中产生的误差信号进行校正；以及对转换/校正处理中的信号延迟进行补偿的相位补偿功能。因此，能够在A/D转换电路中将所输入的模拟信号转换为数字信号，并在后级的数字信号校正部中对数字信号的偏差进行校正，进而在相位补偿部中，针对延迟时间的变动，自适应地进行相位补偿。

并且，在上述发明中，本发明的A/D转换电路可以具有脉冲移动电路、移动位置检测构造和数字数据生成构造。在该情况下，所述脉冲移动电路连接有多个反转电路，并且，向所述反转电路中的一个输入使脉冲信号开始移动的启动信号，该反转电路由逻辑元件构成，且该反转电路的输入信号与输出信号之间的延迟时间随所施加的电源或电流源的大小而变化。所述移动位置检测构造根据来自所述反转电路各自的输出信号，检测所述脉冲信号在所述脉冲移动电路内的移动位置，产生与所述移动位置对应的数据。所述数字数据生成构造根据由所述移动位置检测构造输出的所述数据，生成随所述输入的模拟信号而变化的与所述电源或所述电流源的大小对应的数字数据。所述A/D转换电路根据所述输入的模拟信号来确定所述数字数据的延迟特性。因此，能够将时间A/D转换型的A/D转换电路用作A/D转换电路，来进行分解精度高的A/D转换处理。并且，能够确定由A/D转换电路将所输入的模拟信号转换为数字信号时的延迟时间。

并且，在上述发明中，可以在本发明的相位补偿部中，根据所输入的特性设定信号来变更相位补偿的特性。因此，能够输入特性设定信号来变更相位补偿部的特性。并且，能够利用由数字电路构成的相位补偿部的兼容性，因此，即使在环路增益不同的装置中，也能够在不变更时间A/D转换装置的硬件结构的情况下进行应对。

并且，在上述发明中，可以在本发明的数字信号校正部中，根据所输入的特性设定信号来变更校正处理的特性，确定校正处理的延迟特性。因此，能够输入特性设定信号来变更数字信号校正部的特性。并且，即使变更数字信号校正部的特性，也能够确定数字信号校正部中的延迟时间，能够在相位补偿部中进行与延迟时间对应的相位补偿。

并且，在上述发明中，本发明的A/D转换电路还可以具有上位控制器，该上位控制器根据从A/D转换电路输出的数据的状态，将数字信号校正部的特性与相位补偿部的特性关联起来而进行变更。因此，能够根据所输入的信号的状况，自适应地变更数字信号校正部的特性和相位补偿部的特性，所以，能够检测到有异常值的输入信号输入到A/D转换装置的情况，从而自适应地进行降低异常信号的影响的处理。并且，即使在系统特性变动的情况下，也能够进行与变动对应的控制。

并且，在本发明的伺服控制装置中，可以将上述A/D转换装置插入到反馈控制环路内。因此，能够在A/D转换电路中将所输入的模拟信号转换为数字信号，并在后级的数字信号校正部中对数字信号的偏差进行校正，进而在相位补偿部中，自适应地进行相位补偿，然后，将其插入到伺服控制装置的反馈控制环路内。

并且，本发明的A/D转换装置也可以被插入到反馈控制环路内的反馈路径上，进行反馈信号的相位补偿处理。因此，在相位补偿电路中，通过超前补偿对A/D转换处理的信号延迟进行补偿，所以，能够减小信号延迟量，能够生成滞后量小的反馈控制信号。并且，即使输入了来自检测到各种干扰信号的传感器的检测信号，A/D转换装置也能够进行自适应的干扰抑制处理，能够使伺服控制装置稳定。

附图说明

图1是示出第1实施方式的反馈控制装置的框图。

图2是示出第1实施方式的时间A/D转换电路的框图。

图3A是针对第1实施方式的时间A/D转换电路的动作而示出模拟输入信号V_in与脉冲移动电路1中的脉冲信号StartP的传输延迟时间之间的关系的曲线图。

图3B是针对第1实施方式的时间A/D转换电路的动作而示出所输入的CLK信号CKs与根据其周期输出的数字数据DT(n)的关系的时序图。

图4是示出第1实施方式的数字信号校正部的框图。

图5A是示出第1实施方式的相位补偿部的增益特性的曲线图。

图5B是示出第1实施方式的相位补偿部的相位特性的曲线图。

图6是示出第1实施方式的相位补偿部的框图。

图7A是示出第1实施方式的PID补偿部的框图。

图7B示出了第1实施方式的PID补偿部的各补偿要素的特征。

图8(a)是示出第1实施方式的反馈控制装置的增益特性的曲线图。并且，图8(b)是示出第1实施方式的反馈控制装置的相位特性的曲线图。

图9是示出第2实施方式的反馈控制装置的框图。

图10是示出第2实施方式的相位补偿部的框图。

图11A是示出第2实施方式的存储有输入到上位控制器24的数字信号的输入信号表的数据结构和数据例的概略图。

图11B是示出第2实施方式的采样数量选择表的数据结构和数据例的概略图。

图11C是示出第2实施方式的变量表的数据结构和数据例的概略图。

图12是示出第2实施方式的上位控制器的处理的流程图。

图13是示出第3实施方式的反馈控制装置的框图。

图14是示出第3实施方式的相位补偿部的框图。

图15是第3实施方式的在上位控制器的处理中所参照的各种表。

图16是示出第3实施方式的上位控制器的处理的流程图。

标号说明

100：反馈控制装置；10：A/D转换装置；11：时间A/D转换电路；12：数字信号校正部；13：相位补偿部；51：控制对象；52：传感器；53：加法器；54：PID补偿部；55：D/A转换部；56：驱动电路。

具体实施方式

<第1实施方式>

下面，参照附图来说明本发明的第1实施方式。

图1是本发明的反馈控制装置100的框图。反馈控制装置100具有：控制对象部51、传感器52、A/D(Analog/Digital)转换装置10、加法器53、PID(Proportional/Integral/Differential)补偿部54、D/A(Digital/Analog)转换部55、以及驱动电路56。在反馈控制装置100中，控制对象部51表示如下的控制对象：所述控制对象根据所输入的操作量而受到控制，并根据控制的结果而输出规定的物理量作为控制输出。从该控制对象部51输出的控制输出被反馈控制系统所控制，根据输入到反馈控制装置100的期望目标值而输出。传感器52安装在控制对象部51上，检测作为控制对象部51的控制输出的物理量，将其转换为模拟信号进行输出。在传感器52中检测到的物理量是位置、速度、加速度等信息，选择并使用与所要检测的信息对应的传感器。

由传感器52检测并输出的模拟信号被输入到A/D转换装置10。然后，所述A/D转换装置10将所述模拟信号转换为数字信号，针对转换后的数字信号进行数字信号处理而输出。加法部53从输入到反馈控制装置100的、控制对象部51的控制输出的期望的目标值中，减去由A/D转换装置10输出的、从控制对象部51反馈的信号的值，输出它们的差，作为偏差。

PID补偿部54将从加法部53输入的偏差作为输入信号，将经运算处理运算后的结果作为操作量而输出，所述运算处理是由既定值确定的。在PID补偿部54中确定的运算处理是被用作控制系统的控制器的PID运算处理。D/A转换部55将从PID补偿部54输入的数字信号转换为模拟信号而输出。驱动电路56根据所输入的信号，输出控制对象部51所需要的操作量。

另外，输入到驱动电路56的操作量有时被转换为利用脉冲宽度调制(PWM：Pulse Width Modulation)方式等进行调制后的信号。通过这种转换，能够像PWM调制方式那样利用脉冲信号来表示操作量，不需要对控制对象赋予作为模拟量的操作量。因此，在可如上地利用脉冲信号进行输入的情况下，能够将脉冲信号输入到驱动电路56，而无需使用D/A转换部55转换为模拟值。

并且，反馈控制装置100中的A/D转换装置10具有：时间A/D转换电路11、数字信号校正部12、相位补偿部13。在A/D转换装置10中，将所输入的模拟信号输入到时间A/D转换电路11。然后，时间A/D转换电路11对所输入的模拟信号进行量化，将其转换为数字信号而输出。在时间A/D转换电路11输出的数字信号中，包含有在量化时附加的量化误差、信号转换误差、量化时的非直线性误差等。由时间A/D转换电路11输出的数字信号被输入到数字信号校正部12。然后，数字信号校正部12对所输入的数字信号中包含的误差信号进行校正处理，输出校正后的信号。相位补偿部13通过规定的运算处理，对相位滞后量进行补偿而输出降低了相位滞后量后的数字信号，所述相位滞后量是在设于A/D转换装置10内的时间A/D转换电路11的转换处理和数字信号校正部12的信号处理中附加的相对于输入信号的相位滞后量、即从A/D转换装置10输出的数字信号相对于所输入的模拟信号的相位滞后量。

接着，对A/D转换装置10中的时间A/D转换电路11进行说明。图2是A/D转换装置10中的时间A/D转换电路11的框图。在时间A/D转换电路11中，脉冲移动电路1具有“与非”电路1a和多个反相器电路1b～1z(INV)。与非电路1a是在一个输入端接受脉冲信号StartP而动作的启动用反转电路，且另一个输入端连接到与“与非”电路1a的输出串联连接的多个反相器电路1b～1z(INV)中最后级的反相器的输出，脉冲移动电路1是环状连接的循环电路。并且，“与非”电路1a(NAND)和多个反相器电路1b～1z(INV)的电源端子经由电源线1POW而与时间A/D转换电路11的输入端子INP连接。而且，各个电路的延迟时间随输入到输入端子INP的模拟输入信号V_in的电压而变化，由此，在循环电路中循环的脉冲的循环周期发生变化。计数器2检测从脉冲移动电路1输入的具有循环周期信息的信号，对循环的脉冲的循环次数进行计测。锁存电路3按照时钟信号的定时保存从计数器2输入的信号。

编码器4检测在脉冲移动电路1中循环的脉冲的位置，将脉冲的位置信息转换为二进制数而输出。锁存电路5按时钟信号的定时保存来自编码器4的输出信号。锁存电路6将来自锁存电路5的输出信号分配给下位比特，将来自锁存电路3的输出信号分配给上位比特，按时钟信号的定时保存分别输入的信号。运算器7从输入到第1输入端的针对锁存电路6的输入信号中，减去输入到第2输入端的来自锁存电路6的输出信号，并进行输出。

接着，说明时间A/D转换电路11的动作。在时间A/D转换电路11中，脉冲移动电路1是由一个“与非”电路1a(NAND)和多个反相器电路1b～1z(INV)构成的环状的循环电路。而且，使脉冲信号StartP沿着环状的循环电路循环。在脉冲移动电路1中，随着输入到时间A/D转换电路11的模拟输入信号V_in的值的变化，构成循环电路的“与非”电路1a(NAND)和多个反相器电路1b～1z(INV)各自的延迟时间连续地变化，脉冲信号StartP的循环速度也连续地变化。计数器2对脉冲移动电路1内的脉冲信号StartP在由“与非”电路1a(NAND)和反相器电路1b～1z(INV)构成的循环电路中循环的次数进行计测，将其作为二进制数的数字数据而输出。锁存电路3与表示采样周期的CLK信号CKs同步地保存从计数器2输入的数字数据。

另一方面，编码器4与CLK信号CKs同步地，检测脉冲移动电路1内的脉冲信号StartP循环到构成脉冲移动电路1的“与非”电路1a(NAND)和反相器电路1b～1z(INV)中的哪个位置，将检测到的该位置作为二进制数的数字数据而输出。随所输入的模拟输入信号V_in的值而变化的循环周期和与表示采样周期的CLK信号CKs同步地检测到的周期不是同步的，因此，对于每次检测而言，由编码器4检测到的脉冲信号StartP在脉冲移动电路1内的位置都是变化的。锁存电路5与CLK信号CKs同步地保存从编码器4输入的数字数据。

锁存电路6将从锁存电路3输入的数字数据分配为上位比特，将从锁存电路5输入的数字数据分配为下位比特，并与CLK信号CKs同步地进行保存。通过将输入到锁存电路6的数字数据合成为上位比特和下位比特，由此，生成按CLK信号CKs的周期采样到的与模拟输入信号V_in对应的二进制数的数字数据x(k)。运算器7从由锁存电路4和锁存电路5输入到锁存电路6的数字数据x(k+1)中，减去按一个周期前的CLK信号CKs(k)进行采样且由锁存电路6保存并输出的数字数据x(k)，然后，生成从A/D转换电路输出的数字数据DT(k)，将其输出到外部的后级电路。上述的时间A/D转换电路11按CLK信号CKs的周期，周期性地输出与模拟输入信号V_in对应的数字数据DT(n)(DT(1)、DT(2)、DT(3)、…、DT(n))。

图3A是示出模拟输入信号V_in与脉冲移动电路1中的脉冲信号StartP的传输延迟时间之间的关系的曲线图。根据该曲线图，模拟输入信号V_in的电位越高，在脉冲移动电路1内循环的脉冲信号StartP的传输延迟时间越短。图3B是示出所输入的CLK信号CKs与根据其周期输出的数字数据DT(n)的关系的时序图。根据该时序图，在所输入的CLK信号CKs的上升的定时，输出数字数据DT(n)的锁存电路6的输出发生变化，作为时间A/D转换电路11的输出信号而输出。在该时间A/D转换电路11的A/D转换处理中，产生采样周期的3个时钟量的延迟。

参照图4来对A/D转换装置10中的数字信号校正部12进行说明。图4是示出A/D转换装置10中的与时间A/D转换电路11的输出连接的数字信号校正部12、以及数字信号校正部12与时间A/D转换电路11的连接结构的框图。数字信号校正部12具有直线性校正部12a和移动平均部12b。在数字信号校正部12中，直线性校正部12a通过运算处理，对在时间A/D转换电路11中的模拟信号的量化处理时附加的非直线性误差进行校正，再现为改善了直线性后的信号而输出。并且，直线性校正部12a针对数字输入信号进行如下的直线性校正的运算处理：通过直线近似来规定用于改善直线性的特性，将其转换为改善了直线性后的数字输出信号。在动作中，不是针对所输入的每个信息进行处理的切换，而是持续进行该直线性校正处理。与所输入的数据的周期、即时间A/D转换电路11的采样周期对应的延迟时间是恒定地产生的。

移动平均部12b通过运算处理，对在时间A/D转换电路11中的模拟信号的量化处理时附加的量化误差、转换误差进行平均化，降低所输入的信号中包含的随机性的干扰信息。并且，移动平均部12b进行移动平均处理，即：根据依次输入的信息(采样)来运算期望数量的信息(采样)的平均值。由该移动平均处理引起的延迟时间取决于进行平均化处理的采样数量，产生采样周期的采样数量倍的延迟时间。通过这些处理，数字信号校正部12对时间A/D转换电路11中产生的非线性的特性进行校正，以线性特性进行输出。

参照图5、图6来说明相位补偿部13。图5A、图5B示出了期望的相位补偿部13的频率响应特性，它们是纵轴分别表示增益特性和相位特性的曲线图。该图所示的曲线图的横轴是表示所处理的信号中的频率的频率轴，其单位是Hz(赫兹)。并且，纵轴分别表示单位为dB(分贝)的增益和单位为度的相位角。图5A、图5B所示的频率特性示出了如下的“超前补偿”的特性：提高所输入的信号中的高频成分的增益，使所输入的信号的相位提前。如果利用连续时间系中的传递函数F(s)来表示该频率特性，则下式(1)成立。

$F\left(s\right)=\frac{T_m\&CenterDot;s+1}{\mathrm{\&alpha;}{T}_m\&CenterDot;s+1}...\left(1\right)$

在式(1)中，s为拉普拉斯算符，α为式(2)所示的变量，T_m为式(3)所示的变量。

$\mathrm{\&alpha;}=\frac{1-\sin {\mathrm{\&phi;}}_m}{1+\sin {\mathrm{\&phi;}}_m}...\left(2\right)$

在式(2)中，表示最大的相位超前角的值(相位超前量)。

$T_m=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{\mathrm{\&alpha;}}{f}_m}...\left(3\right)$

在式(3)中，f_m为示出最大的相位超前角的频率。另外，关于f_m，是根据后述的图8的反馈控制装置100的单循环传递函数的频率特性，来设定通过反馈控制的稳定性判定而得到的增益交叉频率。在图5A、图5B所示的曲线图中，示出了这样的情况：增益交叉频率f_m为15Hz(赫兹)，该增益交叉频率f_m下的相位超前角

为45度。这样，能够使用连续时间系的传递特性来确定期望的相位补偿特性。

接着，对利用双一次转换处理作为通过离散时间系的处理(数字滤波器)来实现连续时间系所示的传递特性时的近似方法的情况进行说明。下式(4)是通过双一次转换将上式(1)所示的传递函数转换为离散时间系的传递函数F(z)的式子。

$F\left(z\right)=\frac{\frac{2T_m+T_s}{2\mathrm{\&alpha;}{T}_m+T_s}+\frac{-2T_m+T_s}{2\mathrm{\&alpha;}{T}_m+T_s}\&CenterDot;z^{-1}}{1-(-\frac{-2\mathrm{\&alpha;}{T}_m+T_s}{2\mathrm{\&alpha;}{T}_m+T_s})\&CenterDot;z^{-1}}...\left(4\right)$

在式(4)中，z为超前算符，z^-1表示滞后运算处理。T_s为采样周期(秒)。下式(5)是示出采样频率f_s(Hz：赫兹)与采样周期T_s(秒)之间的关系的式子。另外，采样频率f_s是与时间A/D转换电路11中的采样频率相同的值。

$T_s=\frac{1}{f_s}...\left(5\right)$

并且，通过使用由下式(6)～式(8)定义的变量，能够将上式(4)转换为式(9)。

$a_0=\frac{2T_m+T_s}{2\mathrm{\&alpha;}{T}_m+T_s}...\left(6\right)$

$a_1=\frac{-2T_m+T_s}{2\mathrm{\&alpha;}{T}_m+T_s}...\left(7\right)$

$b_1=-\frac{-2\mathrm{\&alpha;}{T}_m+T_s}{2\mathrm{\&alpha;}{T}_m+T_s}...\left(8\right)$

$F\left(z\right)=\frac{Y}{X}=\frac{a_0+a_1\&CenterDot;z^{-1}}{1-b_1\&CenterDot;z^{-1}}...\left(9\right)$

图6是利用数字滤波器来构成图5所示的相位补偿特性时的相位补偿部13的框图。在相位补偿部13中，乘法器13a、13c、13f分别在所输入的信号中乘以增益a₀、a₁、b₁而输出。单采样延迟元件13b和13e分别输出相对于所输入的输入信号滞后了采样频率的1个时钟量的输出信号。加法器13d对从3个输入端子输入的各信号进行相加而输出。

接着，对相位补偿部13中的结构要素的连接进行说明。乘法器13a的输入端子与输入端子13x连接，输出端子与加法器13d的第1输入端子连接。单采样延迟元件13b的输入端子与输入端子13x连接，输出端子与乘法器13c的输入端子连接。乘法器13c的输入端子与单采样延迟元件13b的输出端子连接，输出端子与加法器13d的第2输入端子连接。单采样延迟元件13e的输入端子与输出端子13y连接，输出端子与乘法器13f的输入端子连接。乘法器13f的输入端子与单采样延迟元件13e的输出端子连接，输出端子与加法器13d的第3输入端子连接。加法器13d的第1输入端子与乘法器13a的输出端子连接，第2输入端子与乘法器13c的输出端子连接，第3输入端子与乘法器13f的输出端子连接，输出端子与输出端子13y连接。该相位补偿部13具有上式(9)所示的传递函数的特性。

在以上所示的A/D转换装置10中，对于针对所输入的模拟信号进行数字转换而输出的数字信号的相位滞后量，能够通过规定的运算处理对该相位滞后量进行补偿，从而输出降低了相位滞后量的数字信号。

接着，对上述A/D转换装置10在反馈控制装置100中的自适应进行说明。在反馈控制装置100的结构要素中，关于具有取决于信号频率的特性的结构要素，除了上述A/D转换装置10以外，还有控制对象部51和PID补偿部54。关于控制对象部51的频率特性，可根据实际动作中的动作特性，着眼于特征动作而进行系统的识别来进行模型化，并且，可根据识别出系统后的模型的特性，定义为代表控制对象部51的特性。

接着，参照图7来对具有频率特性的PID补偿部54进行说明。图7A是PID补偿部54的框图。PID补偿部54具有3个补偿运算要素以及对这些补偿运算要素所输出的操作量进行相加的加法部54d。在3个补偿运算要素中包括P补偿部54a、I补偿部54b和D补偿部54c，各补偿运算要素输出的操作量是由加法部54d利用线性结合而构成的。P补偿部54a输出与偏差成比例的操作量，I补偿部54b输出对偏差进行积分后的操作量，D补偿部54c输出对偏差进行微分后的操作量。

图7B示出了各补偿要素的特征。反馈控制系统中的瞬态特性基于P补偿部54a和D补偿部54c的作用而得到改善，具有加快到达系统目标值的响应性的作用。反馈控制系统中的稳态特性基于I补偿部54b的作用而得到改善，具有消除从目标偏移的偏差、使目标值与控制输出一致的作用。反馈控制系统中的衰减性基于D补偿部54c的作用而得到改善，具有抑制因干扰或噪音等原因而产生的控制输出的振动性变动的作用。另一方面，当P补偿部54a中的比例增益或D补偿部54c中的微分增益过大时，控制系统有时不稳定。各补偿运算要素分别具有不同的特性，在反馈控制系统中采用了将它们的特性组合起来的PID补偿，取得瞬态特性、稳态特性和衰减性之间的平衡，改善了系统的综合特性。可与所述A/D转换装置10中的相位补偿部13的特性设定独立地进行PID补偿部54的特性设定。

接着，对反馈控制装置100的动作进行叙述。在反馈控制装置100中，控制对象部51被输入恰当控制量的控制信号，以便对目标对象进行控制。然后，控制对象部51根据所输入的控制量进行控制。在控制对象部51中安装有传感器52，该传感器52用于检测并输出表示控制输出的物理量。传感器52与A/D转换装置10相连，由传感器52检测到的物理量作为模拟信号而输入到A/D转换装置10。然后，A/D转换装置10将所输入的模拟信号转换为数字信号，并将其输入到加法器53。

加法器53针对所输入的控制目标值，减去从A/D转换装置10输入的数字信号(反馈信号)，求出偏差，将该偏差输入到与加法器53连接的PID补偿部54。PID补偿部54与D/A转换部55相连，按照所输入的偏差，通过PID补偿处理而生成表示针对控制对象51的操作量的信息，PID补偿部54将所生成的信息输入到D/A转换部55。D/A转换部55将所输入的信息转换为模拟值，并将其输入到与D/A转换部55连接的驱动电路56。驱动电路56将由所输入的模拟值表示的控制量输入到与驱动电路56连接的控制对象51。

并且，在A/D转换装置10中，将从传感器52输入的模拟信号输入到时间A/D转换电路11，时间A/D转换电路11将模拟信号转换为数字数据，并将其输入到数字信号校正部12。数字信号校正部12在直线性校正部12a中对所输入的数字数据进行直线性补偿处理，在移动平均处理部12b中对经过直线性补偿后的信号进行移动平均处理，将其输入到与数字信号校正部12连接的相位补偿部13。进行了移动平均处理后的信号被输入到相位补偿部13，相位补偿部13对在时间A/D转换电路11和数字信号校正部12中产生的相位滞后进行相位补偿处理，输出补偿后的数字信号。

对上述反馈控制装置100中的A/D转换装置10、控制对象部51和PID补偿部54的频率特性与其他要素的常数增益的值进行相乘，由此，能够求出反馈控制装置100的频率特性(单循环传递函数)。在确定反馈控制装置100中的反馈控制系统的频率特性时，要考虑反馈控制系统的稳定性与响应性之间的平衡来确定各个常数。

接着，对判定反馈控制装置100中的反馈控制系统的稳定性的方法进行说明。在判定反馈控制系统的稳定性的方法中，一些方法是公知的。这里，采用利用了连续时间系中的频率特性的判定方法，对其稳定性进行判定。根据该判定方法，为了使反馈控制系统稳定，需要在系统整体(单循环传递函数)的增益特性为0dB(分贝)附近的增益交叉频率fm下，得到相位特性中的相位裕度PM(Phase Margin)。关于相位裕度PM，是将增益交叉频率f_m下的相位表示为以相位滞后量180度(相位角度-180度)为基准的超前角的值。通过比相位滞后量180度超前，能够得到相位的超前角。这里，如果将判断反馈控制系统的稳定性时的阈值的值设为0度，则在反馈控制系统稳定的情况下，相位裕度表示超过0度的值(正值)，而在反馈控制系统不稳定的情况下，相位裕度表示0度以下(负值)。

参照图8来说明在反馈控制装置100中使用了A/D转换装置10的反馈控制系统的稳定性判定。图8(a)和(b)示出了反馈控制装置100的单循环传递函数的频率特性，纵轴分别表示增益特性和相位特性。横轴是表示反馈控制系统中的信号频率的频率轴，其单位是Hz(赫兹)。并且，纵轴分别由单位为dB(分贝)的增益和单位为度的相位角来表示。

曲线8a1和曲线8b1示出了在反馈控制系统的稳定性判定中判定为不稳定的状态。在这种状态的反馈控制系统中，有时会产生异常的振荡。该曲线8a1和曲线8b1所示的状态表示未进行A/D转换装置10中的相位补偿的状态。在曲线8a1所示的增益的值为0dB(分贝)的增益交叉频率f_m(大约15Hz(赫兹))下，曲线8b1所示的相位的值大致为180度。即，相位裕度角大致为0度，示出了无法确保相位裕度的状态。

这里，利用时间A/D转换装置10中的相位补偿部13的相位补偿功能，来设定相位补偿量，以便能够确保反馈控制装置100中的反馈控制系统的稳定度。

在由时间A/D转换装置10进行的相位补偿中，是以图8(a)的曲线8a1示出的相位滞后量为基准的。作为该基准状态而示出的曲线8a1所示的下一个值成为求取相位补偿量的条件。该值是使系统稳定所需要的相位超前量以及规定该相位超前量的增益交叉频率f_m。这里，关于必要的相位超前量

和增益交叉频率f_m，根据图8所示的曲线图，示出了下式(10)和式(11)所示的条件。

φ_m＝45(度)                 …(10)

f_m＝15(Hz)                 …(11)

根据式(10)、式(11)所示的条件，参照上式(1)～式(9)，来求出相位补偿部13的相位超前补偿处理的变量。根据式(10)和式(11)所示的相位超前量

和由增益交叉频率f_m所示的使用式(2)和式(3)所示的关系式，能够求出连续系的传递函数F(s)的变量α和T_m。

图8是示出利用上述变量在A/D转换装置10的相位补偿部13中进行相位补偿、从而重新评价反馈控制装置100的单循环传递函数的频率响应特性的曲线8a2和曲线8b2的曲线图。曲线8a2和曲线8b2示出了通过相位补偿从而能够确保相位裕度的情况。如上所述，在通过A/D转换装置10进行相位超前补偿之前示出的曲线8a1中，在增益交叉频率15Hz(赫兹)附近，相位裕度大致为0度。相对于曲线8a1所示的特性，在通过相位补偿而对特性进行了重新评价的曲线8a2和曲线8b2中，示出了以下情况：基于由A/D转换装置10执行的相位超前补偿的效果，在相位补偿前的增益交叉频率f_m即15Hz(赫兹)附近，能够使相位超前大约45度，在通过相位补偿而重新评价出的特性中的、单循环传递特性中新的增益交叉频率f₁即25Hz(赫兹)附近，得到了大约25度的相位裕度。

如上所示，在配置在反馈控制装置100的反馈路径上的A/D转换装置10中，进行使信号相位超前的“超前补偿”，由此，能够改善反馈控制特性，确保稳定性。在与PID补偿部54分开地配置在反馈路径上的A/D转换装置10中，对控制对象部51进行控制特性的补偿，由此，在根据反馈量和控制目标值生成操作量时，能够使反馈量和控制目标值具有彼此独立的相位特性，能够提高确定反馈控制特性时的自由度。在时间A/D转换电路11中将所输入的模拟信号转换为数字信号，在后级的数字信号校正部12中对数字信号的偏差进行校正，在相位补偿部13中进行恰当的相位补偿，由此，能够提供更加准确的A/D转换装置10。

<第2实施方式>

在第2实施方式中，对可变更A/D转换装置20中的相位补偿部的特性的实施方式进行说明。

参照图9来说明可变更相位补偿特性的反馈控制装置200。图9是反馈控制装置200的框图。反馈控制装置200具有：控制对象部51、传感器52、A/D转换装置20、加法器53、PID补偿部54、D/A转换部55、驱动电路56。针对具有与之前示出的图1相同的功能的部件标注相同标号，其说明参照图1的说明，下面，以不同结构的A/D转换装置20为中心进行说明。

在反馈控制装置200中，传感器52检测表示控制对象部51的状态的控制输出，并以模拟信号进行输出。A/D转换装置20输入由传感器52输出的模拟信号，将其转换为数字信号，针对转换后的数字信号进行与该信号相应的补偿处理而输出。加法部53从输入到反馈控制装置200的、控制对象部51的控制输出的控制目标值中，减去经由A/D转换装置20以数字信号输出的反馈信号，将它们的差作为偏差而输出。控制对象部51被输入与该偏差对应的操作量而受到控制。

反馈控制装置200中的反馈控制系统的控制信号的移动是如上所述地按照图1所示的反馈控制装置100而进行的，呈现为经由配置在反馈路径中的A/D转换装置20的负反馈信号的移动。反馈控制装置200通过反馈控制，逐次对控制对象部51进行控制。并且，配置在反馈路径上的A/D转换装置20具有根据所输入的信号来切换相位补偿特性的功能。利用该功能使反馈控制装置200稳定。

接着，对A/D转换装置20的各结构要素进行说明。从时间A/D转换电路11输出的数字信号被输入到数字信号校正部22。然后，数字信号校正部22针对所输入的数字信号中包含的误差信号，进行参照所述图4说明的校正处理，输出校正后的信号。并且，数字信号校正部22可根据来自所连接的上位控制器24的设定信号中给出的信息，来变更特性。在从上位控制器24输入了设定信号后，数字信号校正部22可将所输入的设定信号中给出的信息存储到配置在内部具有的半导体存储器等中的变量存储部中，并根据所存储的信息来进行校正处理，输出校正后的信号。在从上位控制器24输入的设定信号中，包含有在移动平均处理中所要使用的输入信号数量(采样数量m)的信息。

在A/D转换装置20中，相位补偿部23通过规定的运算处理，对相位滞后量进行补偿，输出降低了相位滞后量后的数字信号，所述相位滞后量是在时间A/D转换电路11的转换处理和数字信号校正部22的信号处理中附加的相对于输入信号的相位滞后量、即经数字转换而输出的数字信号相对于所输入的模拟信号的相位滞后量。

参照图10来说明由所连接的上位控制器24来进行设定变更的相位补偿部23的动作。相位补偿部23根据从所连接的上位控制器24输入的设定信号的信息，来变更特性。在从上位控制器24输入了设定信号后，相位补偿部23可将所输入的设定信号中示出的信息存储到配置在内部具有的半导体存储器中的变量存储部中，并根据所存储的信号来进行校正处理，输出校正后的信号。相位补偿部23的特性可用与之前示出的相位补偿部13相同的传递函数来表示。而且，该传递函数由上式(9)来确定，并且，根据由上位控制器24设定的变量a₀、a₁、b₁的值，来确定所述传递函数的特性。从上位控制器24对相位补偿部23输入变量a₀、a₁、b₁的值，该相位补偿部23根据所输入的变量a₀、a₁、b₁的值来进行式(9)的处理。

上位控制器24具有运算处理部、RAM(Random Access Memory)、ROM(Read Only Memory)、EEPROM(Electrically Erasable and Programmable Read Only Memory)、I/O(Input/Output)等。而且，在上位控制器24中，执行运算处理的运算处理部将RAM用作临时的工作区、设定存储区域、程序区域，同时适当执行写入在ROM中的基本程序，对经由I/O而连接的外部设备和内部设备等进行控制。并且，上位控制器24将设置为A/D转换装置20内部的存储区域的EEPROM用作处理程序、各种表的信息、处理结果等信息的存储区域。另外，上述运算处理部可由CPU(Central Processing Unit)或DSP(Digital Signal Processor)来实现。

该上位控制器24经由I/O而输入由时间A/D转换电路11输出的数字信号，将其作为数据而取入。然后，根据在运算处理部中进行处理的结果，生成用于确定数字信号校正部22和相位补偿部23的特性的控制变量的设定信息。上位控制器24向数字信号校正部22和相位补偿部23输入具有所生成的控制变量的控制信号。由此，对数字信号校正部22和相位补偿部23的特性进行切换。

接着，叙述上位控制器24对数字信号校正部22和相位补偿部23的特性进行切换时的效果。这里，作为例子，对从时间A/D转换电路11输出的信号是伴有超过规定的较大变化量的信号的情况进行说明。在从时间A/D转换电路11输出的数字信号中包含有急剧变化的成分的情况下，在不变更采样数量的移动平均处理中，将在输出中显现出较大的影响。在该状态下，表现为来自A/D转换装置20的输出值出现了偏差。因此，在由于存在急剧变化的成分而由上位控制器24检测到超过规定的较大变化量的情况下，增加数字信号校正部22中的移动平均处理的采样数量。由此，能够通过更多的采样数量来对所输入的数字信号中包含的伴有超过规定的较大变化量的信号成分进行平均化处理，能够抑制超过规定的大而急剧的信号变化。并且，如果表现出超过规定的大而急剧变化的信号是对于所输入的数字信号的每次采样而随机产生的噪音那样的信号，则由增加采样数量的移动平均化处理实现的抑制效果更显著。可通过由上位控制器24随时地检测从时间A/D转换电路11输出的数字信号，来实施该处理。

通过针对从时间A/D转换电路11输入的数字信号，变更移动平均处理中的采样数量，由此，在数字信号校正部22中，作为移动平均处理结果而输出的信号的相位延迟量发生变动。因此，根据数字信号校正部22中的移动平均处理的采样数量的变更，在相位补偿部23中设定用于进行校正处理的变量，对因相位补偿处理的特性变更而变动的相位滞后量进行校正，其中，所述校正处理用于降低该相位延迟量变动的影响。

接着，对上位控制器24生成控制变量的生成处理进行说明。上位控制器24参照输入信号表，检测所输入的波峰值的变化量。采样时刻k下的变化量ΔDT(k)是由以下两个值之差的绝对值规定的，所述两个值是：在最近的采样时刻k所输入的数字信号DT(k)的值；以及在该采样时刻k的前一个采样时刻(k-1)的处理中输入的数字信号DT(k-1)的值。变化量ΔDT(k)由下式(12)来表示。

ΔDT(k)＝|DT(k)-DT(k-1)|       …(12)

上位控制器24根据式(12)所示的变化量ΔDT(k)的大小，按照以预定的范围来规定变化量ΔDT(k)的大小的分类，确定在数字信号校正部22内部进行的移动平均处理的采样数量m。

接着，根据采样数量m的值，确定用于确定数字信号校正部22和相位补偿部23的特性的变量。确定特性的变量可分别使用式(1)～式(9)来求出。

参照图11来说明存储A/D转换装置20的设定信息的变量表。图11A是示出存储输入到上位控制器24的数字信号的输入信号表的数据结构和数据例的概略图。如图所示，输入信号表是由行和列构成的二维显示形式的数据，具有采样编号k、数字数据DT(k)这各个项目的列。在采样编号k中，不是记录输入到上位控制器的时刻信息，而是记录用于唯一地表示所输入的数字数据的指标。并且，在数字数据DT(k)中，与采样编号k对应地记录表示所输入的数据的波峰值的值。输入信号表的行准备了2行，记录有连续2个采样编号k和(k-1)所示的数字数据DT(k)和DT(k-1)的值。而且，在记录下一个数据时，过去的采样编号(k-1)的数据将被改写，记录由最新的采样编号(k+1)示出的数字数据DT(k+1)。

图11B是示出在选择数字信号校正部22的移动平均处理的采样数量时所要参照的采样数量选择表的数据结构和数据例的概略图。如图所示，采样数量选择表是由行和列构成的二维显示形式的数据，具有编号、变化量阈值ΔDT_max、进行移动平均处理的采样数量m这各个项目的列。采样数量选择表的各个行示出了对变化量Δx进行分类的变化量阈值ΔDT_max、以及在移动平均处理中选择的移动平均处理采样数量m。变化量阈值ΔDT_max表示与在上位控制器24中检测到的变化量ΔDT(k)的值进行对比、基于变化量ΔDT(k)的大小来进行分类时的阈值。将变化量ΔDT(k)的值依次与变化量阈值ΔDT_max进行比较，在变化量ΔDT(k)的值为各行所示的变化量阈值ΔDT_max以下的行中，选择表示最大的变化量阈值ΔDT_max的行中示出的采样数量m。而且，在数字信号校正部22中根据所选择的采样数量m而进行移动平均处理。在这里的采样数量m的列中，根据各个变化量的大小而存储有预先设定的数值。

图11C是示出存储设定信息的变量表的数据结构和数据例的概略图，所述设定信息是在进行移动平均处理和相位补偿处理时在数字信号校正部22和相位补偿部23中设定的。如图所示，变量表是由行和列构成的二维显示形式的数据，具有采样周期T_s、增益交叉频率f_m、进行移动平均处理的采样数量m、用于进行相位补偿处理的相位超前量

连续时间系传递函数的变量α、T_m、以及离散时间系传递函数的变量a₀、a₁、b₁这各个项目的列。在变量表的行中示出了根据在移动平均处理中选择的采样数量m而选择的各个变量。根据采样周期T_s、进行移动平均处理的采样数量m和增益交叉频率f_m，使用下式(13)，可求出用于进行相位补偿处理的相位超前量

并且，使用进行移动平均处理的采样数量m、增益交叉频率f_m、用于进行相位补偿处理的相位超前量

下式(14)所示的T_fm的各个值以及上述各个关系式，可确定连续时间系传递函数的变量α、T_m、离散时间系传递函数的变量a₀、a₁、b₁这各个项目的值。

$T_{\mathrm{fm}}=\frac{1}{f_m}...\left(14\right)$

式(14)中的T_fm表示增益交叉频率f_m的周期。在数字信号校正部22的移动平均处理中应用所选择的采样数量m，在相位补偿部23的相位补偿处理中应用变量a₀、a₁、b₁，来进行各自的处理。通过使用这种变量表，能够在数字信号校正部22的移动平均处理和相位补偿部23的相位补偿处理中，一并设定各自的特性。

用于进行相位补偿处理的相位超前量

和增益交叉频率f_m是根据所应用的系统的特性而预先确定的常数。并且，在存储在变量表中的信息被用作共同使用的常数的情况下，可预先设定并存储各个信息的标准值。

使用图12的流程图来说明由上位控制器24进行的A/D转换装置20的特性变更处理。最初，将从时间A/D转换电路11输出的数字信号输入到上位控制器24。接着，上位控制器24进行波峰值输入处理，即：将采样时刻k的值和由所输入的数字信号表示的值(波峰值)记录到输入信号表中(步骤Sa1)。然后，上位控制器24参照输入信号表，根据所输入的波峰值的值DT(k)求出波峰值的变化量ΔDT(k)。采样时刻k下的变化量ΔDT(k)是由以下两个值之差的绝对值|DT(k)-DT(k-1)|规定的，所述两个值是：在最近的采样时刻k进行转换处理后的数字信号DT(k)的值；以及在该采样时刻k的前一个采样时刻(k-1)的转换处理中记录的数字信号DT(k-1)的值。上位控制器24参照采样数量选择表，按照以预定范围来规定变化量ΔDT(k)的大小的分类，确定在数字信号校正部22内部进行的移动平均处理中的采样数量m，并将其值记录到变量表中(步骤Sa2)。

上位控制器24参照存储在变量表中的采样数量m，确定与上述确定的采样数量m对应的相位超前量

并将其值记录到变量表中。通过上式(13)所示的运算处理，求出与采样数量m对应的相位超前量

(步骤Sa3)。上位控制器24参照存储在变量表中的采样数量m和相位超前量

确定在相位补偿部23中处理的相位超前补偿处理的连续时间系中的传递函数的变量α和T_m，并将其值记录到变量表中。通过上式(2)和式(3)所示的运算处理，求出与采样数量m和相位超前量

对应的变量α和T_m(步骤Sa4)。上位控制器24参照存储在变量表中的传递函数的变量α和T_m、T_s的值，确定在相位补偿部23中处理的相位超前补偿处理的离散时间系中的传递函数的变量a₀、a₁、b₀，并将其值记录到变量表中。通过上式(6)～式(8)所示的运算处理，求出与变量α和T_m、T_s对应的变量a₀、a₁、b₀(步骤Sa5)。

上位控制器24参照存储在变量表中的采样数量m，将所确定的移动平均处理的采样数量m作为数字信号校正部22的特性设定信号，输出到数字信号校正部22。数字信号校正部22将所输入的采样数量m存储到内部设置的存储部中，并根据记录在内部的变量存储部中的采样数量m，进行m个采样的移动平均处理，将移动平均处理的结果输入到相位补偿部23(步骤Sa6)。上位控制器24将存储在变量表中的变量a₀、a₁、b₀作为相位补偿部23的特性设定信号，输出到相位补偿部23。相位补偿部23将所输入的变量a₀、a₁、b₀存储到内部设置的变量存储部中，并根据存储在内部的变量存储部中的变量a₀、a₁、b₀，基于从数字信号校正部22输入的移动平均处理的结果，进行相位补偿处理。然后，相位补偿部23输出相位补偿处理的结果，作为A/D转换装置20的输出，结束相位补偿处理(步骤Sa7)。

如上所述，在第2实施方式中，上位控制器24可根据时间A/D转换电路11的输出，联动地切换数字信号校正部22和相位补偿部23的特性。关于该相位补偿部23的特性切换，通过变更用于确定相位补偿处理的特性的变量，由此，能够根据所输入的信号的状况，自适应地变更数字信号校正部22、32的特性和相位补偿部23、33的特性。因此，能够检测出有异常值的输入信号输入到A/D转换装置20、30的情况，能够自适应地进行降低异常信号的影响的处理。并且，即使在系统特性发生变动的情况下，也能够进行与变动相应的控制。另外，之前示出的第1实施方式是这样的实施方式：根据预先确定的变量来确定A/D转换装置10中的相位补偿部13的特性，在应用了A/D转换装置10的装置的动作中，固定A/D转换装置10的补偿特性来加以利用。而在第2实施方式中，可由上位控制器24以可编程的方式任意地变更设定，能够进行与输入信号状态对应的自适应控制。

<第3实施方式>

在第3实施方式中，可变更用于确定A/D转换装置30中的相位补偿部的特性的变量。

图13示出了反馈控制装置300的框图。参照图13来说明可变更相位补偿特性的反馈控制装置300。反馈控制装置300具有：控制对象部51、传感器52、A/D转换装置30、加法器53、PID补偿部54、D/A转换部55、驱动电路56。针对具有与之前示出的图1相同的功能的部件标注相同标号，其说明参照图1的说明，下面，以不同结构的A/D转换装置30为中心进行说明。

在反馈控制装置300中，传感器52检测表示控制对象部51的状态的控制输出，并以模拟信号而输出。A/D转换装置30输入由传感器52输出的模拟信号，将其转换为数字信号，针对转换后的数字信号进行与该信号对应的补偿处理并输出。加法部53从输入到反馈控制装置300的、控制对象部51的控制输出的控制目标值中，减去经由A/D转换装置30以数字信号输出的反馈信号，将它们的差作为偏差进行输出。控制对象部51被输入与该偏差对应的操作量而受到控制。

反馈控制装置300中的反馈控制系统的控制信号的移动是如上所述地按照图1所示的反馈控制装置100进行的，呈现为经由配置在反馈路径中的A/D转换装置30的负反馈信号的移动。反馈控制装置300通过反馈控制，逐次对控制对象部51进行控制。并且，配置在反馈路径上的A/D转换装置30具有根据所输入的信号来切换相位补偿特性的功能。利用该功能使反馈控制装置300稳定。

接着，对A/D转换装置30的各结构要素进行说明。在A/D转换装置30中，数字信号校正部32输入从时间A/D转换电路11输出的数字信号，针对所输入的数字信号中包含的误差信号，进行参照图4说明的校正处理，输出校正后的信号。并且，数字信号校正部32可根据来自所连接的上位控制器34的设定信号中示出的信息，来变更特性。在从上位控制器34输入了设定信号后，数字信号校正部32可将所输入的设定信号中示出的信息存储到配置在内部具有的半导体存储器等中的变量存储部中。然后，数字信号校正部32根据所存储的信息来进行校正处理，输出校正后的信号。在从上位控制器34输入的设定信号中，包含有在移动平均处理中所要使用的输入信号数量(采样数量m)的信息。

参照图14来说明第3实施方式的相位补偿部33的结构。在A/D转换装置30中，相位补偿部33通过规定的运算处理，对相位滞后量进行补偿，输出降低了相位滞后量的数字信号，所述相位滞后量是在时间A/D转换电路11的转换处理和数字信号校正部32的信号处理中附加的相对于输入信号的相位滞后量、即进行数字转换而输出的数字信号相对于所输入的模拟信号的相位滞后量。图14的框图示出了相位补偿部33的内部结构与上位控制器34的连接。相位补偿部33具有相位补偿处理部33a、33b、33c以及选择开关33SW。

在相位补偿部33中，相位补偿处理部33a的输入端子与相位补偿部33的输入端子连接，输出端子与相位补偿处理部33b的输入端子和选择开关33SW的第1输入端子连接。相位补偿处理部33b的输入端子与相位补偿处理部33a的输出端子连接，输出端子与相位补偿处理部33c的输入端子和选择开关33SW的第2输入端子连接。相位补偿处理部33c的输入端子与相位补偿处理部33b的输出端子连接，输出端子与选择开关33SW的第3输入端子连接。选择开关33SW的第1输入端子与相位补偿处理部33a的输出端子连接，第2输入端子与相位补偿处理部33b的输出端子连接，第3输入端子与相位补偿处理部33c的输出端子连接，切换控制输入端子与上位控制器34连接，输出端子与A/D转换装置30的输出端子连接。图中没有明示出的、相位补偿处理部33a、33b、33c各自的控制输入端子与上位控制器34连接，且被预先设定了变量a₀、a₁、b₁的值。

相位补偿处理部33a、33b、33c是彼此独立的、发挥与图10所示的相位补偿部23相同的作用的具有相位补偿特性的结构要素。利用与第2实施方式所示的相位补偿部23相同的方法来求出其控制变量，在初始化时，从上位控制器34输入并设定其变量a₀、a₁、b₁。所设定的变量被设定为相同的变量，使得相位补偿处理部33a、33b、33c分别具有相同的特性。选择开关33SW根据来自上位控制器34的控制信号，选择并输出从各相位补偿处理部输入的信号。

上位控制器34可利用与所述上位控制器24相同的结构来实现，其说明参照上位控制器24。

由时间A/D转换电路11输出的数字信号经由I/O而输入到该上位控制器34，作为数据被取入。然后，上位控制器34根据在运算处理部中进行处理的结果，生成作为确定数字信号校正部32和相位补偿部33的特性的控制变量的设定信息。上位控制器34向数字信号校正部32和相位补偿部33输出具有所生成的控制变量的控制信号，所输出的信号被输入到与上位控制器34连接的数字信号校正部32和相位补偿部33。由此，对数字信号校正部32和相位补偿部33的特性进行切换。

接着，作为由上位控制器34生成的控制变量的采样数量m的生成处理与所述上位控制器24中的处理相同，参照上位控制器24的处理。

根据在数字信号校正部32中设定的采样数量m的值，预先确定用于确定相位补偿部33的特性的变量。然后，将所确定的变量存储到所准备的变量表2中。在该变量表2中，按照对在数字信号校正部32中产生的相位滞后量有影响的采样数量m的每个值，设定选择开关33SW的选择信号，并将该选择信号预先存储起来，作为确定相位补偿部33的相位补偿特性的变量。

参照图15来说明存储A/D转换装置30的各种信息的表。另外，输入信号表和采样数量选择表参照所述图11A和图11B，这里，只对变量m存储部和变量表2进行说明。

变量m的存储部是存储数字信号校正部32的移动平均处理中的采样数量m的值的存储部。并且，图15是示出存储相位补偿处理时、在相位补偿部33中设定的设定信息的变量表2的数据结构和数据例的概略图。如图所示，变量表2是由行和列构成的二维显示形式的数据，具有编号、进行移动平均处理的采样数量m、以及相位补偿部33的选择开关33SW的选择信号这各个项目的列。在变量表2的行中示出了根据在移动平均处理中选择的采样数量m而选择的各个变量。并且，存储有输入选择变量SW，该输入选择变量SW用于将在数字信号校正部32的移动平均处理中选择的采样数量m与在相位补偿部33的相位补偿处理中选择相位补偿处理部的处理级数的选择开关33SW的输入选择信号关联起来。

使用图16的流程图来说明由上位控制器34进行的A/D转换装置20的特性变更处理。在以下说明的特性变更处理中，可预先设定相位补偿部33中的相位补偿处理部33a、33b、33c的特性。而且，可通过对处理级数的数量进行切换来变更必要的相位补偿量，所以，能够简化反复进行的特性变更处理。作为进行该特性变更处理的条件，需要预先设定相位补偿部33中的相位补偿处理部33a、33b、33c的变量a₀、a₁、b₀，且在下述处理的过程中，将它们设为不变的常数。

最初，将从时间A/D转换电路11输出的数字信号输入到上位控制器34。然后，上位控制器34进行波峰值输入处理，即：将采样时刻k的值和在所输入的数字信号中示出的值(波峰值)记录到输入信号表中(步骤Sb1)。上位控制器34参照输入信号表，根据所输入的波峰值的值DT(k)求出波峰值的变化量ΔDT(k)。采样时刻k下的变化量ΔDT(k)是由以下两个值之差的绝对值|DT(k)-DT(k-1)|规定的，所述两个值是：在最近的采样时刻k进行转换处理后的数字信号DT(k)的值；以及在该采样时刻k的前一个采样时刻(k-1)的转换处理中记录的数字信号DT(k-1)的值。上位控制器34参照采样数量选择表，按照以预定范围来规定变化量ΔDT(k)的大小的分类，确定在数字信号校正部32内部进行的移动平均处理中的采样数量m，并将其值记录到变量m存储部中(步骤Sb2)。

上位控制器34参照存储在变量m存储部中的采样数量m，将所确定的移动平均处理的采样数量m作为数字信号校正部32的特性设定信号，输出到数字信号校正部32。数字信号校正部32将所输入的采样数量m存储到内部具有的存储部中，并根据存储在内部的变量存储部中的采样数量m，进行m个采样的移动平均处理，将移动平均处理的结果输入到相位补偿部33(步骤Sb3)。上位控制器34参照存储在变量m的存储部中的采样数量m。并且，上位控制器34参照变量表2，参照与采样数量m的值对应的输入选择变量SW，将输入选择变量SW输入到相位补偿部33，作为相位补偿部33的特性设定信号。相位补偿部33将所输入的输入选择变量SW存储到内部具有的变量存储部中，并根据记录在内部的变量存储部中的输入选择变量SW，选择针对选择开关33SW的输入信号，并输出所选择的输入信号，作为选择开关33SW的输出信号。构成相位补偿部33的相位补偿处理部33a、33b、33c分别针对所输入的信号，进行基于所设定的常数的相位补偿处理。选择开关33SW输出来自与选择的输入连接的相位补偿处理部的输出信号，作为相位补偿部33的输出信号，并输出进行了相位补偿处理后的结果，作为A/D转换装置30的输出，结束相位补偿处理(步骤Sb4)。

如上所述，在第3实施方式中，在变更A/D转换装置中的相位补偿部的特性时，能够利用对特性不变的相位补偿处理的级数进行切换来切换相位补偿部的特性的上位控制器34，根据时间A/D转换电路11的输出，来联动地切换数字信号校正部32和相位补偿部33的特性。通过对多级处理的相位补偿处理的级数进行切换，来进行该相位补偿部33的特性切换，由此，能够对切换时信号的连续性进行补偿。并且，能够简化切换时的处理，能够减轻运算处理部的处理负荷。

另外，本发明不限于上述各实施方式，可在不脱离本发明主旨的范围内进行变更。本发明的反馈控制装置100、200、300可适用于任意的系统，任意的系统的传递特性是该装置所固有的，可根据所应用的系统的传递特性，来变更相位补偿部13、23、33中的相位补偿量。可根据系统不同来变更时间A/D转换电路11中的转换处理时间、以及进行数字信号校正部12、22、32中的移动平均处理的采样数量。可根据相应系统来构成相位补偿部13、23、33中的相位补偿特性，本发明不限于本实施方式所示的结构和变量。

另外，时间A/D转换电路11中的CLK信号CKs也可以是使表示数字信号校正部12、22、32和相位补偿部13、23、33中进行信号处理的周期的时钟倍增后的时钟。通过加快CLK信号CKs的频率，能够降低时间A/D转换电路11的转换延迟时间。另外，时间A/D转换电路11不限于时间A/D转换型的A/D转换电路，也可以置换为基于逐次比较型等其他方式的A/D转换电路。另外，在第2实施方式中，也可以按照预先确定的采样数量m的每个值，确定用于确定数字信号校正部22和相位补偿部23的特性的变量，并以变量表的形式预先准备所确定的变量。此时的变量表是按照采样数量m的每个值来确定用于确定数字信号校正部22和相位补偿部23的特性的变量的表。而且，在各变量中还预先存储有必要的常数。

另外，在第3实施方式中，在相位补偿部33中，是将图示的相位补偿处理的级数设为3级而进行了说明，但也可以串联连接更多的级，并从进行了多级处理后的结果中进行选择。由此，通过多级处理，将难以通过1级的相位补偿处理实现的特性分散到各个相位补偿处理部中，由此，能够得到规定的特性。

另外，本发明的伺服控制装置对应于反馈控制装置100、200、300。并且，本发明的A/D转换装置对应于A/D转换装置10、20、30。并且，本发明的A/D转换电路对应于时间A/D转换电路11。并且，本发明的脉冲移动电路对应于脉冲移动电路1。并且，本发明的移动位置检测构造对应于计数器2和编码器3。并且，本发明的数字数据生成构造对应于锁存电路4、5、6和运算器7。并且，本发明的数字信号校正部对应于数字信号校正部12、22、32。并且，本发明的相位补偿部对应于相位补偿部13、23、33。并且，本发明的上位控制器对应于上位控制器24、34。

产业上的可利用性

根据本发明，能够在A/D转换电路中将所输入的模拟信号转换为数字信号，并且能够在后级的数字信号校正部中对数字信号的偏差进行校正，且能够在相位补偿部中自适应地对延迟时间的变动进行相位补偿。

Claims (7)

1.一种A/D转换装置，其中，该A/D转换装置具有：

A/D转换电路，其将所输入的模拟信号转换为数字数据而输出；

数字信号校正部，其对所述数字数据进行校正处理，输出数字信号；以及

相位补偿部，其根据在所述A/D转换电路和所述数字信号校正部中产生的、所述数字信号相对于所述模拟信号的相位滞后量，进行相位补偿。

2.根据权利要求1所述的A/D转换装置，其中，

所述A/D转换电路具有：

脉冲移动电路，其连接有多个由逻辑元件构成的反转电路，并且向所述反转电路中的一个输入使脉冲信号开始移动的启动信号，所述反转电路的输入信号与输出信号之间的延迟时间随所施加的电源或电流源的大小而变化；

移动位置检测构造，其根据来自所述反转电路各自的输出信号，检测所述脉冲信号在所述脉冲移动电路内的移动位置，产生与所述移动位置对应的数据；以及

数字数据生成构造，其根据从所述移动位置检测构造输出的所述数据，生成随所述输入的模拟信号而变化的与所述电源或所述电流源的大小对应的数字数据，

所述数字数据的延迟特性是根据所述输入的模拟信号而确定的。

3.根据权利要求1所述的A/D转换装置，其中，

在所述相位补偿部中，根据所输入的特性设定信号来变更所述相位补偿的特性。

4.根据权利要求1所述的A/D转换装置，其中，

在所述数字信号校正部中，根据所输入的特性设定信号来变更所述校正处理的特性，确定所述校正处理的延迟特性。

5.根据权利要求1所述的A/D转换装置，其中，

该A/D转换装置具有上位控制器，该上位控制器根据从所述A/D转换电路输出的数据的状态，将所述数字信号校正部的校正处理的特性与所述相位补偿部的相位补偿特性关联起来而进行变更。

6.一种伺服控制装置，其中，该伺服控制装置在反馈控制环路内插入了权利要求1所述的A/D转换装置。

7.根据权利要求6所述的伺服控制装置，其中，

所述A/D转换装置被插入到所述反馈控制环路内的反馈路径上，进行反馈信号的相位补偿处理。

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