CN102884719B - 用于开关模式电源的前馈数字控制单元及其方法 - Google Patents

Abstract

为了计算用于控制开关模式电源的占空比的数字控制信号，将电压前馈补偿器集成到反馈单元中。具体来说，控制单元具有加法器，该加法器具有至少第一输入、第二输入和输出，所述至少第一输入布置成接收取决于输出电压的信号。第二输入布置成从反馈电路接收信号，和输出布置输出包括应用于这些输入的信号之和的输出信号；输出布置成输出用于控制占空比的数字控制信号，其中所述数字控制信号取决于来自加法器的输出信号；电压前馈补偿信号生成器布置成计算补偿信号，该补偿信号可操作以根据输入电压调节数字控制信号；以及反馈电路布置在加法器的输出与加法器的第二输入之间，并且布置成通过将补偿信号和取决于加法器的输出的信号组合来计算补偿的反馈信号，以及将补偿的反馈信号馈给到加法器的第二输入。

Description

用于开关模式电源的前馈数字控制单元及其方法

技术领域

本发明一般涉及开关模式电源领域(有时也称为电闸模式电源或切换模式电源)，特别地涉及确定控制开关模式电源的占空比的控制信号。

背景技术

开关模式电源(SMPS)是一种众所周知类型的功率转换器，由于其尺寸小、重量轻和效率高的优点而应用广泛。例如，SMPS广泛用于个人计算机和例如手机的便携电子装置。SMPS通过高频率(通常几十到几百kHz)开关开关元件(例如功率MOSFET)来实现这些优点，其中使用反馈信号来调节开关频率或占空比来将输入电压转换为希望的输出电压。

SMPS可以采用整流器(AC/DC转换器)、DC/DC转换器、变频器(AC/AC)或逆变器(DC/AC)的形式。

在大多数SMPS拓扑中，输出电压V_out与输入电压V_in直接成比例：

V_out∝DV_in等式1

在上述等式1中，D是开关的占空比。

为了使实际输出电压和希望的输出电压之间的差最小化，占空比通常根据反馈信号来控制，其中反馈信号是测量的输出电压和希望的输出电压之间的误差信号。误差信号被反馈到控制占空比的反馈单元，使得测量的输出电压被调节到希望的输出电压。

在所有条件下将SMPS的输出电压保持在其希望电平是优选。然而，输入电压的瞬变将造成输出电压几乎立即改变。

通常，仅有SMPS的输出滤波器中的惯性可减少这种影响。另外反馈到反馈单元的误差信号经常过于缓慢地改变占空比，这引入输出电压的大瞬变。

对于输入瞬变造成的问题的已知解决方法是将电压前馈(VFF)补偿器102与反馈单元101级联，如图1所示。

在如图1所示的级联或串联布置中，反馈单元101计算SMPS(图1未示)的占空比。与反馈单元分开的VFF补偿器102计算并应用VFF补偿来调节已经由反馈单元101计算的占空比。

在以下文献中公开了基于图1的布置的已知前馈系统：

Calderone，L.Pinola，V.Varoli，Optimalfeed-forwardcompensationforPWM

DC/DCConverterswithlinearandquadraticconversionratio，IEEEtrans，PowerElectron.，vol.7，No.2，PP349-355，1992年4月。

B.Arbetter和D.Marksimovic，FeedforwardPulseWidthModulatorsforSwitchingPowerConverters，IEEEtrans，PowerElectron.，vol.12，no.2，pp361-368，1997年3月。

M.K.Kazimierczuk，A.J.Edstron，Open-looppeakvoltagefeedforwardcontrolofPWMBuckconverter，IEEEtrans.CircuitsandSystemsI，vol.47，No.5，pp.740-746，2000年5月。

J.-P.Sjocroos，T.Suntio，J.Kyyra，K.Kostov，Dynamicperformanceofbuckconverterwithinputvoltagefeedforwardcontrol，EuropeanConferenceonPowerElectronicsandApplications，2005。

图2中示出由数字控制单元控制的SMPS。

SMPS201的输入和输出电压被采样并通过模数转换器(ADC)202和203转换为数字样本。

逻辑单元204和205被用来将样本变换为适于数字控制单元处理和噪声滤除的形式。

来自逻辑单元205的输出电压样本馈给到反馈单元206，其应用如下说明的控制律。

用于控制SMPS的占空比的典型控制定律是比例-积分-差分(PID)控制律，也称为比例-积分-微分或比例-积分-导数控制律。图3A和3B中示出了应用PID控制律的反馈单元的实现。

在图3A和3B中，X(n)是误差信号，表示希望的信号和实际信号之间的差，其中这些信号是测量的电压的典型采样值。Y(n)是根据误差信号计算的校正信号。

从图3A能够看出，X(n)分裂成三个信号。

将第一个信号分裂，并且分裂信号的一部分被延迟元件301延迟。从非延迟部分中减去信号的延迟部分以生成输入到放大器305的差分信号。

第二个信号是比例信号，并输入到放大器306。

将第三个信号输入到加法器302。将来自加法器302的输出分裂，并且分裂信号的一部分被延迟元件304延迟。信号的延迟部分输入到加法器302。非延迟部分是积分信号，并输入到放大器307。

因此生成了比例、积分和差分信号。

一般来说，比例信号确定对当前误差信号的反应，积分信号确定基于最近误差信号值(也就是误差信号的最近样本)之和的反应，以及差分信号确定基于误差信号改变速率的反应。

比例、积分和差分信号馈给到放大器或乘法器305、306和307，被它们相应的增益KD、KP和KI加权。放大器305、306和307的输出被输入到加法器308。加法器308的输出(包括到加法器308的输入信号之和)是根据PID控制律生成的控制信号。

增益KP、KI和KD确定反馈单元的响应，并且根据系统要求(例如对误差的响应时间或过冲(overshoot)的程度)来设置。

图3B示出了具有简化硬件的PID电路。

在图3B的PID实现中，将输入信号X(n)分裂，并且其一部分输入到放大器或乘法器311。另一部分输入到延迟元件309。

将延迟元件309的输出分裂，并且其一部分输入到放大器或乘法器312。延迟元件309的输出的另一部分输入到延迟元件310。延迟元件310的输出被输入到放大器或乘法器313。

放大器或乘法器311，312和313的输出被输入到加法器314。将加法器314的输出分裂，并且分裂信号的一部分作为控制信号输出。分裂信号的另一部分馈给到延迟元件315。延迟元件315的输出被输入到加法器314。

对于图3B中与图3A中的电路设计对应的电路设计，增益KA、KB和KC如下计算：

KA＝KI+KP+KD等式2

KB＝(KP+2KD)等式3

KC＝KD等式4

在图3B的电路中，在加法器314的输出和加法器的输入具有一个反馈环。输入到加法器的反馈信号通常称为积分信号，并且它输入到加法器的积分输入。就是说具有此类对加法器的输入的反馈单元包括积分器。

例如在M.A.Alexander，D.E.Heineman，K.W.Fernald，S.K.Herrington的名称为Hardwareefficientdigitalcontrollooparchitectureforapowerconverter的US7239257B1(2007年7月3日)中描述了上述PID控制律。

在图3B的反馈单元中，将加法器314的输入按常数系数加权(也就是KA、KB和KC是常数；并且延迟元件315的输出按常数1加权)。因此电路实现是2阶数字滤波器的直接形式1实现的示例。反馈单元的直接形式2和转置直接设计也是可能的。

因此将认识到是上述PID控制律仅仅是用于确定SMPS占空比的合适控制律的一个示例。很多备选的控制律，例如PI，PD，P，I和FIR，也是可能的。

再次参考图2，VFF补偿器207根据来自逻辑单元204的输入电压样本对来自反馈单元206的输出进行调节来产生补偿的占空比控制信号。

VFF补偿减少输入电压上的瞬变效应，使得SMPS201的输出电压几乎与输入电压不相关。

补偿的占空比控制信号D从数字控制单元输出，并馈给到数字脉宽调制器208。数字脉宽调制器208将占空比控制信号从数字格式转化为脉宽调制(PWM)的占空比信号。然后输出PWM信号来控制SMPS201的开关元件。

电压前馈补偿的条件如下说明。

在降压转换器(buckconverter)中，理想的占空比D等于：

$D=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}$ 等式5

当输入电压从V_in-old到V_in-new变化时，旧占空比D_old′应该缩放到新占空比D_new′，这样输出电压保持不变。

V_out＝D_oldV_in-old

＝D_newV_in-new等式6

对新占空比D_new求解等式6得到，

$D_{\mathrm{new}}=\frac{V_{\mathrm{in}-\mathrm{old}}}{V_{\mathrm{in}-\mathrm{new}}}\·D_{\mathrm{old}}$ 等式7

等式7描述的补偿条件的计算包括除法，然后是乘法。因为除法是比乘法更复杂的运算，在很多情况下优选通过查找表运算，然后附加乘法来执行除法运算，如等式8所示。

$D_{\mathrm{new}}=\frac{1}{V_{\mathrm{in}-\mathrm{new}}}\·V_{\mathrm{in}-\mathrm{old}}\·D_{\mathrm{old}}$ 等式8

US7239257B1公开了使用查找表来执行此类除法。

另外，US7239257B1公开了当使用具有积分器的反馈单元(例如先前所述图3B中的反馈单元)时，可通过使用V_in-old＝V_in-min的标称值来避免乘法运算之一，其中V_in-min是最小测量的输入电压。然后以V_in-min将查找表进行缩放。

因此补偿的占空比的计算变为：

$D_{\mathrm{new}}=\frac{V_{\mathrm{in}-\min }}{V_{\mathrm{in}-\mathrm{new}}}\·D_{\mathrm{old}}$ 等式9

用于解决除法造成的计算要求问题的另一种方式是使数字脉宽调制器中的延迟与输入电压的倒数成比例。X.Zhang和D.Maksimovic所著的DigitalPWM/PFMControllerwithInputVoltageFeed-ForwardforSynchronousBuckConverters，inProc.IEEEAppl.PowerElectron.Conf.Expo.，2008年2月，pp523-528中公开了这种信号混合解决方法。

使用与VFF补偿器级联的反馈单元的已知SMPS控制器经历的问题是在反馈单元计算占空比控制信号之后计算补偿信号，导致计算时间长。

而且，即使输入电压是稳定的，复杂耗时的具有附加乘法的除法运算也不得不在每个开关周期执行。

另外，已知数字VFF补偿器的问题是当输入电压邻近用于输入电压的ADC的量化电平时，测量噪声有时将造成输入信号的量化版本发生变化。然后即使是在输入电压接近恒定时，VFF补偿也将引入输出电压上的瞬变。

由于上面标识的计算要求，已知系统使用数字信号处理器(DSP)来计算补偿的占空比。但是，DSP价格昂贵，能耗高且计算时间长。DSP的体积还大，不适合在紧凑型应用中使用。

因此用于SMPS的已知控制器不适合要求应使能耗、成本约束和计算时间最小的紧凑型数字控制单元的应用。

发明内容

本发明提供一种用于生成用于SMPS的数字控制信号的设备和方法，相比已知方法减少了生成数字控制信号的计算时间，功耗和成本。

根据本发明，数字控制单元可操作以计算用于控制开关模式电源的占空比的数字控制信号。数字控制单元包括具有至少第一输入的加法器，至少第一输入布置成接收取决于开关模式电源的输出电压的信号。加法器还包括第二输入和一个输出，第二输入布置成接收来自反馈电路的信号，输出布置成输出包括应用到输入的信号之和的输出信号。数字控制单元的输出布置成输出用于控制开关模式电源的占空比的数字控制信号，其中数字控制信号取决于来自加法器的输出信号。数字控制单元包括电压前馈补偿信号生成器，电压前馈补偿信号生成器布置成计算补偿信号和可操作以根据开关模式电源的输入电压调节数字控制信号。数字控制单元还包括反馈电路，该反馈电路布置在加法器的输出和加法器的第二输入之间，且布置成通过将补偿信号和取决于加法器的输出的信号组合来计算补偿的反馈信号，和将补偿的反馈信号馈给到加法器的第二输入。

这种布置是有利的，因为数字控制单元设有一种集成到反馈单元内的电压前馈补偿器。与已知数字控制单元相比，这种有利的电路实现允许更快更简单的计算电压前馈补偿和将其应用到占空比信号。另外，实现了更加紧凑的数字控制单元。

在一个优选实施例中，数字控制单元具有瞬变检测器。该瞬变检测器可操作以确定在开关模式电源的输入电压上是否已发生瞬变。开关可操作以将反馈电路在第一状态和第二状态之间切换，其中在第一状态中，输入到加法器的第二输入的信号取决于根据开关模式电源的当前输入电压计算的补偿信号和取决于加法器的输出的信号的组合；在第二状态中，输入到加法器的第二输入的信号取决于加法器的输出，而不取决于根据当前输入电压计算的补偿信号。瞬变检测器布置成根据瞬变确定的结果来控制开关。因此当输入电压上检测到瞬变时，开关将切换反馈电路切换到第一状态，当没有在输入电压上检测到瞬变时，切换到第二状态。

具有瞬变检测的实现是有利的，因为仅当检测到瞬变时电压前馈补偿信号应用在数字控制单元的输出。这本质上比已知的反馈单元和电压前馈检测器的级联布置的操作更加有效率，在已知的反馈单元和电压前馈检测器的级联布置的操作中，甚至当输入电压上没有发生瞬变时，也必须为每个输入样本时计算和应用前馈补偿。

本发明还提供了一种用于计算用于控制开关模式电源占空比的数字控制信号的方法。该方法包括测量开关模式电源的输入电压和输出电压。该方法还包括将第一输入信号与第二信号相加，该第一输入信号取决于开关模式电源的输出电压，第二信号包括在前计算的补偿的反馈信号，以便生成包括第一和第二信号之和的相加信号。该方法还包括输出数字控制信号到开关模式电源来控制其占空比，使得数字控制信号取决于相加信号。该方法还包括生成补偿信号，该补偿信号布置成根据开关模式电源的输入电压调节后续数字控制信号。该方法还包括通过将补偿信号和取决于相加信号的信号组合来计算补偿的反馈信号。

本发明的方法允许有利的计算电压前馈补偿和将其应用到占空比控制信号。

优选地，该方法还包括确定开关模式电源的输入电压上是否已发生瞬变。在这种情况下，该方法在第一状态和第二状态之间切换，在第一状态中所述在前计算的补偿的反馈信号取决于根据开关模式电源的当前输入电压生成的补偿信号和取决于相加信号的信号的组合，在第二状态中所述在前计算的补偿的反馈信号取决于根据相加信号的信号，而不取决于根据开关模式电源的当前输入电压生成的补偿信号。第一和第二状态的切换是根据瞬变确定的结果来控制，使得当检测到瞬变时在第一状态中计算数字控制信号，当没有检测到瞬变时在第二状态中计算数字控制信号。

以这种方式执行瞬变检测和控制占空比控制信号的生成是有利的，因为仅在当检测到瞬变时才将电压前馈补偿信号应用于计算的数字控制信号。

附图说明

图1是包括与VFF补偿器级联的反馈单元的数字控制单元的已知设计的框图；

图2是示出布置成控制生成SMPS的占空比信号的数字脉宽调制器的数字控制单元的已知设计的示意图；

图3A是PID控制器的已知实现的示意图；

图3B是具有简化电路设计的图3A中PID控制器的实现的已知备选方案；

图4是根据本发明的第一实施例的数字控制单元的示意框图；

图5是第一实施例的数字控制单元的图；

图6是示出第一实施例执行的过程的流程图；

图7是根据本发明的第二实施例的包括瞬变检测器的数字控制单元的图；

图8是由第二实施例执行的过程的流程图；

图9是根据本发明的第三实施例的用于执行简化的VFF补偿信号计算的数字控制单元的图；

图10是根据本发明的第四实施例的用于执行简化的VFF补偿信号计算而不检测瞬变的数字控制单元的图；

图11是根据本发明的第五实施例的用于执行简化的VFF补偿信号计算而不检测瞬变的数字控制单元的图；

图12是根据本发明的第七实施例的用于执行简化的VFF补偿信号计算且检测瞬变的数字控制单元的图；

图13是根据本发明的第八实施例的用于执行简化的VFF补偿信号计算而不检测瞬变的数字控制单元的图；

图14示出将本发明实施例的性能与已知数字控制单元比较的实验结果；

图15是根据可应用于本发明实施例的修改而改进的瞬变检测器的框图；以及

图16是根据可应用于本发明实施例的修改而改进的瞬变检测器的图。

图17是根据可应用于本发明实施例的修改而改进的瞬变检测器的图。

具体实施方式

如将在下面详细说明的，本发明的发明人设想了一种通过将VFF补偿器集成到反馈单元中来减少用于生成用于SMPS的占空比控制信号的处理时间的方式。

将VFF补偿器集成到反馈单元中还允许数字控制单元更紧凑地实现。

另外，通过执行理想VFF补偿的近似来减少所要求的处理。因此减少了数字控制单元的功耗。

第一实施例

图4是根据本发明的第一实施例的用于SMPS的数字控制单元的示意框图。

在图4中，数字控制单元401接收测量的输入和输出电压，正如先前针对已知的系统中所描述的，测量的输入和输出电压已经由ADC数字化和被逻辑单元处理。

反馈单元基于测量的输出电压来计算占空比控制信号。作为其一部分，集成在反馈单元内的VFF补偿器计算在用于占空比控制信号的计算内的VFF补偿，使得利用应用的适合VFF补偿计算占空比控制信号。

在图4的系统中，输入到数字控制单元401的信号V_out包括SMPS的测量输出电压和希望的输出电压之间的误差信号。但是应该注意，作为备选，测量的输出电压自身可以输入到数字控制单元401，然后数字控制单元401会比较SMPS的希望输出电压与测量输出电压，并计算要用来计算占空比控制信号的误差信号。

在图5中示出包括用于实现图4的数字控制单元的所要求部件的电路的图，并在下面进行描述。

参考图5，输入端口2接收误差信号V_{out_err}，其表示SMPS的希望输出电压和测量的输出电压之间的差。

输入信号V_{out_err}馈给到延迟元件504和505以及具有相应增益KA、KB和KC的放大器或乘法器506、507和508的布置。这些放大器的输出馈给到加法器509的三个输入。

加法器509的输出馈给到硬限幅器503，另外被称为饱和单元，其将来自数字控制单元的输出限制在上限和下限之间，使得它位于系统的可行范围内。

来自硬限幅器503的输出包括用于控制SMPS(图5未示出)的占空比的数字控制信号。硬限幅器的输出馈给到分裂器来将硬限幅器的输出分裂成两个信号。

来自分裂器的第一个信号从数字控制单元输出。此数字控制信号输出通常用于控制数字脉宽调制器(例如图2所示的数字脉宽调制器208)，其生成用于控制SMPS占空比的PWM信号。

来自分裂器的第二个信号通过延迟元件510馈给到乘法器511的输入。乘法器511的输出被输入到加法器509。

因此在加法器509的输出和输入之间存在反馈电路。从反馈电路输入到加法器的信号是反馈信号，并且在加法器的积分输入处可称为积分信号。

反馈电路反馈数字控制单元的输出具有将记忆引入系统的效果。数字控制单元的输出因此取决于当前测量的输出电压、当前测量的输入电压和数字控制单元先前的输出。

在以上描述的电路布置中，延迟元件504、505和510，放大器506、507和508以及加法器509根据误差信号计算用于SMPS的数字控制信号，其中误差信号是从测量的输出电压计算的。这种配置是反馈单元PID的已知PD实现，正如先前对于图3B的描述，并且能够根据已知的PID控制方案来确定增益KA、KB和KC。应该注意的是，在一实施例中，采用反馈单元的其他配置替代PID配置是可能的。例如，作为备选可应用实现PI、PD、P、I、FIR或其他控制技术的反馈单元。

在图5中的数字控制单元的输入1接收表示SMPS的输入电压的信号。将输入信号分裂，并由延迟元件501将一部分延迟，以及将输入信号的延迟和非延迟的部分都输入到计算单元502。

在该实施例中，计算单元502包括除法器，其将输入信号的延迟部分除以输入信号的非延迟部分。在一些应用中，可期望计算单元502参考查找表来生成除法运算的结果。计算块502的输出是取决于SMPS的输入电压的VFF补偿信号。

VFF补偿信号输入到组合单元511。在该实施例中，计算单元511包括乘法器，其将VFF补偿信号与延迟元件510的输出相乘。

计算单元511的输出是延迟元件510的输出(也就是数字控制信号的延迟版本)和从计算单元502输出的VFF补偿信号的乘积。

以这种方式，对于从反馈电路输入到加法器509的信号执行VFF补偿。

通过将VFF补偿信号引入反馈单元的反馈电路，图5中的数字控制单元具有集成到反馈单元中的VFF补偿器。

将VFF补偿信号应用到加法器509的输入和输出之间的反馈电路内的信号的结果是提供了等式7的VFF补偿的近似。但是，有利的是实现了低计算时间的紧凑的数字控制单元。

图6示出了根据第一实施例的用于计算用于控制开关模式电源占空比的数字控制信号的图5的数字控制单元执行的过程操作的流程图。

参考图6，在步骤602处，测量开关模式电源的输入电压和输出电压并馈给到数字控制单元。

该过程然后进行到步骤603，在步骤603，加法器509将取决于开关模式电源的输出电压的第一输入信号与包括先前计算的补偿的反馈信号的第二信号相加来生成包括第一和第二信号之和的相加信号。

该过程然后进行到步骤604，在步骤604，数字控制信号输出到SMPS来控制其占空比，其中数字控制信号取决于相加信号。

该过程然后进行到步骤605，在步骤605，根据SMPS的输入电压来生成用于调节后续数字控制信号的补偿信号。

该过程然后进行到步骤606，在步骤606，通过将补偿信号和取决于相加信号的信号组合来计算补偿的反馈信号。

该过程然后重复地持续根据VFF计算信号来更新占空比控制信号。

第二实施例

根据本发明的第二实施例，数字控制单元还包括瞬变检测器。

瞬变检测器接收表示SMPS的测量的输入电压的信号的连续样本。如果两个连续样本不同，则瞬变检测器确定输入信号上已存在瞬变，并且如第一实施例中那样，计算并应用VFF补偿信号。

作为备选，如果瞬变检测器确定连续样本无不同，则不对反馈电路中的信号应用VFF补偿并且加法器509的输入是数字控制单元的输出的延迟版本。

在第二实施例中，仅当在输入信号上检测到瞬变时才应用VFF补偿信号。这降低数字控制单元的要求和计算时间。

图7示出根据本发明的第二实施例的数字控制单元。

除了下面将要描述的瞬变检测器701和开关702以外，第二实施例的部件与第一实施例的那些部件相同。

在图7的实施例中，比较器用作瞬变检测器701。比较器701接收表示SMPS的当前输入电压的信号和表示先前输入信号的延迟信号(也就是比较器接收当前和先前测量的输入电压值的信号或样本)，并比较它们。如果比较器的输入信号相同(也就是输入是具有相同电压值的样本)，则比较器输出指示没有瞬变发生的结果。但是，如果比较器的输入信号不同(也就是输入是具有不同电压值的样本)，则比较器输出指示瞬变已发生的结果。

瞬变检测器701的确定结果用于控制开关702。开关702布置在反馈电路中来接收从乘法器511输出的信号和从延迟元件510输出的信号，以及来自瞬变检测器701的控制信号。如果瞬变检测器701确定输入信号上已发生瞬变，则从瞬变检测器701输出的控制信号控制开关702处于图7所示的最上面的位置，使得从反馈电路到加法器509的输入是应用了VFF补偿的信号。

备选地，如果瞬变检测器701确定输入信号上没有发生瞬变，则从瞬变检测器701输出的控制信号控制开关702处于图7所示的最下面的位置，使得延迟元件510的输出馈给到加法器509的输入而不对它应用VFF补偿信号。因此，开关702处于最下面的位置，加法器509从反馈电路接收从占空比控制单元输出的数字控制信号的延迟版本。

因此，在第二实施例中，仅当SMPS的输入电压上检测到瞬变时，从SMPS的当前输入信号计算的VFF补偿信号被应用从反馈电路输入到加法器509的信号。

在图7所示的实施例中，为输入信号的每个样本计算VFF补偿信号，并且当检测到瞬变时VFF补偿信号被细合到反馈电路内。然而，在一备选的实施例中，计算单元502(以及，在另外的实现中，乘法器511)被瞬变检测器701的输出控制，使得VFF补偿信号的计算仅仅在输入信号上检测到瞬变时执行。这进一步减少数字控制单元的功率损耗和计算要求。另外，这允许省略开关702，使得反馈电路的配置恢复到第一实施例的配置。

图8是示出根据本发明的第二实施例的瞬变检测操作过程的流程图。

在步骤802中，SMPS的当前测量输入信号的电压与SMPS的先前测量输入信号的电压相比较来生成表示当前和先前测量输入信号的电压差的差分信号。

该过程然后进行到步骤803，在步骤803，差分信号用来确定瞬变是否发生。例如，确定过程可包括将差分信号和零阈值电平比较的步骤。

如果步骤803的结果是瞬变已经发生，则该过程进行到步骤804和805。在步骤804和805中，如同先前为第一实施例的过程描述并在图6所示的那样，计算数字控制信号。

另一方面，如果步骤803的结果是瞬变没有发生，则该过程进行到步骤805，省略步骤804，使得使用占空比控制信号的延迟版本而没有VFF补偿来执行反馈补偿。

因此，第二实施例允许计算只具有反馈控制的数字控制信号或者将VFF补偿应用到反馈控制内的补偿的数字控制信号。

图1所示的已知系统甚至是在输入电压上没有瞬变发生，不需要计算和应用VFF补偿信号的情况下也计算和应用VFF补偿到每个输入样本，本发明本质上比已知系统更加有效。

第三实施例

本发明的第三实施例与第一和第二实施例的不同之处在于计算和应用VFF补偿信号的方式。

在第三实施例中，计算的VFF补偿信号是等式7给出的VFF补偿的近似。

与本发明先前的实施例相比，第三实施例的一个优点是避免了图5和7中计算模块502执行的除法运算，这显著简化了数字控制单元的计算要求。

输入电压的变化定义为ΔV：

V_in-new＝V_in-old-ΔV等式10

使用更新的占空比能够获得近似的VFF补偿信号：

D_new＝D_old(1+ΔVG)

＝D_old+D_oldΔVG等式11

在等式11中，新的占空比D_new随着系数(1+ΔVG)变化。输入电压的变化ΔV缩放系数G。输出电压为：

V_out＝V_in-newD_new

＝(V_in-old-ΔV)D_old(1+ΔVG)

＝D_oldV_in-old-D_oldΔV+D_oldΔVGV_in-old-D_oldG(ΔV)²等式12

假设输入电压的变化率小，D_oldG(ΔV)²项可被忽略。

如果G选择为以下等式，则等式12的两个中间项抵消，并且输出电压变成几乎不变，：

$G=\frac{1}{V_{\mathrm{in}-\mathrm{old}}}$ 等式13

等式13中的除法不需要应用到每个样本，如果它近似一个恒定的增益系数。本发明发现基于在范围V_in-min≤V_in-old≤V_in-max内V_in-old的固定值选择一个常数G，其中V_in-min是最小测量的输入电压，以及V_in-max是最大测量的输入电压，实际上得到良好近似。

图9中示出根据本发明的第三实施例的数字控制单元。

正如先前提到的，图9中的数字控制单元实现与图7中所示的第二实施例的实现的区别在于，生成VFF补偿信号并在反馈电路内将其组合到加法器的积分输入。为了避免重复，第二实施例和第三实施例共有的先前描述过的数字控制单元的部件这里不再给予描述。

输入1上接收的SMPS的当前测量的输入电压值与其延迟版本被输入到减法器901，减法器901计算测量输入电压的当前和延迟版本之间的差。从减法器901输出的差分信号输入到放大器或乘法器902，放大器或乘法器902将它放大或乘以恒定增益G。根据等式13计算增益G。

来自放大器902的输出馈给到乘法单元903的第一输入。乘法单元903的第二输入是延迟元件510的输出。

乘法器903的输出是VFF补偿的信号，其然后馈给到加法器906的第一输入。加法器906的第二输入是延迟元件510的输出。加法器906的输出馈给到开关702的输入之一。开关702的另一输入是来自延迟元件510的输出(如在第二实施例中一样)。开关702的输出是反馈电路的输出并馈给到加法器509的输入端(如在第二实施例中一样)。

瞬变检测器包括阈值生成器单元904和比较器905。比较器905比较从减法器901输出的差分信号和来自阈值生成器单元904的阈值电平。在这实施例中阈值电平设置为零，因为这可以平等地检测正的和负的瞬变。如果比较器905的比较结果确定差分信号基本上是非零，则检测到瞬变。

开关702被比较器905的输出控制，使得仅在检测到瞬变时应用VFF补偿，如同在第二实施例中一样。

有利地，第三实施例的VFF补偿信号计算不包括除法。因此避免了除法运算的计算需求或使用查找表。

在图9的数字控制单元的备选实现中，放大器902被比较器905控制使得VFF补偿信号的计算仅在输入信号上检测到瞬变时执行。这就减少了数字控制单元的功耗和计算要求。另外，这允许省略开关702，以及允许加法器906的输出直接输入到加法器509。

第四实施例

图10中示出本发明的第四实施例。

第四实施例与第三实施例的数字控制单元的区别在于没有瞬变检测器和为每个输入信号样本执行VFF补偿。

因此，第四实施例的电路不同于图9中示出的第三实施例，区别在于省略了阈值生成器单元904、比较器905和开关702。

加法器906的输出直接输入到加法器509，使得加法器509从反馈电路接收的信号总是数字控制单元的延迟输出和VFF补偿信号的相加。

图10的电路的其他部件的操作如同第三实施例的先前描述。

当用于瞬变检测的计算时间或功率损耗比得上或大于用于计算和应用VFF补偿信号的计算时间或功率损耗时，第四实施例的数字控制单元的实现可以是有利的。

另外，第四实施例部件数目比第三实施例少，因此更适合于要求紧凑数字控制单元的应用。

第五实施例

在本发明的第五实施例中，与第四实施例不同的电路用于计算和应用VFF补偿信号。

从等式11可清楚得出，以增益系数C更新占空比。

D_new＝D_old(1+ΔVG)

＝D_old.C

其中，C＝1+ΔVG

等式14

如等式13中所示来计算增益G，和如等式13所述，增益G能够近似常数。

图11中示出根据第五实施例的根据等式14控制占空比的数字控制单元。

第五实施例的数字控制单元与第四实施例的不同之处在于乘法器903被加法器1101和常数生成器1102替代，和加法器906被乘法器511替代。

在第五实施例中，放大器902的输出被输入到加法器1101。常数生成器1102生成和输出常数(也就是1)。常数生成器的输出被输入到加法器1101。

加法器1101的输出被输入到乘法器511。乘法器511的另一输入是来自延迟元件510的输出。

乘法器511的输出被输入到加法器509。

来自加法器1101的输出信号是VFF补偿信号并等于增益系数C。在一备选实现中，VFF补偿信号由查找表生成，查找表为从减法器901输出的差分信号的每个值存储一个C值。

当在反馈单元的直接形式1、直接形式2或转置直接设计上实现集成的VFF补偿和反馈电路中的信号与VFF补偿信号相乘时，优选第五实施例。

当没有输入电压瞬变时，乘法器511将延迟元件510的输出乘以1。

当输入瞬变发生时，延迟元件510的输出乘以等式14的增益系数C。

第六实施例

根据本发明的第六实施例，第五实施例的数字控制单元还包括瞬变检测器。

合适的瞬变检测器已经为第三实施例描述过了。

瞬变检测的结果可用于控制放大器902使得新的VFF补偿信号仅在检测到瞬变时生成。

备选地，瞬变检测器可控制反馈电路中设置的开关。图7示出了开关702的合适布置。开关的输入是乘法器511和延迟元件510的输出。开关的输出是从反馈电路到加法器509的输入。

因此，当检测到瞬变时，乘法器511的输出被输入到加法器509。当没有检测到瞬变时，延迟元件510的输出直接输入到加法器509。

第七实施例

根据本发明的第七实施例，计算等式7中给出的VFF补偿信号的近似，使得实现具有更低处理要求的数字控制单元。

使用如下所示的更新的占空比获得第七实施例的近似VFF补偿信号：

D_new＝D_old+ΔVK等式15

输出电压变成：

V_out＝D_newV_in-new

＝(D_old+ΔVK)(V_in-old-ΔV)

＝D_oldV_in-old-D_oldΔV+ΔVKV_in-old-K(ΔV)²等式16

如果输入信号的变化率小，K(ΔV)²项能够忽略。如果以下等式成立，则等式16的两个中间项抵消，且输出电压成为几乎不变：

$K=\frac{D_{\mathrm{old}}}{V_{\mathrm{in}-\mathrm{old}}}$ 等式17

使用等式5，用理想占空比替代旧占空比得到：

$K=\frac{V_{\mathrm{out}-\mathrm{old}}}{{V^2}_{\mathrm{in}-\mathrm{old}}}$

$=\frac{V_{\mathrm{out}-\mathrm{nom}}}{{V^2}_{\mathrm{in}-\mathrm{old}}}$ 等式18

V_out-nom通常是SMPS的希望输出电压，但是它可备选的是先前测量的输出电压。

为了避免出现除法，优选恒定系数K。实际上，发明人已经发现在范围V_in-min≤V_in-old≤V_in-max内选择常数V_in-old将得到良好的近似。系数K假定占空比在范围[0，1]内。如果使用另一个数字范围则需要应用缩放。

通过将缩放系数K实现为算术移位获得无乘法器的实现。

K＝2^N，

其中， $N={\log }_2\left(\frac{V_{\mathrm{out}-\mathrm{nom}}}{V_{\mathrm{in}-\mathrm{old}}^2}\right)$ 等式19

通过使用采用常数K的规范符号数字码的若干移位和加法/减法获得一种理想系数K的改进的近似。由无乘法器的移位运算单元执行的计算使数字加/减运算最少化。例如US7239257B1中对使用规范符号数字码的运算进行了描述。

图12中示出了根据本发明的第七实施例的数字控制单元。

图12中的数字控制单元实现与先前实施例的不同之处在于生成VFF补偿信号的方式。为了避免重复，根据第五实施例的数字控制单元的先前描述过的部件这里将不再描述。

在第七实施例中，减法器901的输出是具有根据等式18或19计算的增益K的放大器1201的输入。

虽然描述为放大器，但是放大器1201可实现有执行移位、加法和减法运算的无乘法器的移位运算单元，如已知为规范符号数字码实现的。

放大器1201的输出馈给到加法器906的输入，加法器906将其与延迟元件510的输出相组合。加法器906的输出经由开关702馈给到加法器509的积分输入。

如为第三实施例所述，开关702被瞬变检测器905控制，使得仅当检测到瞬变时应用VFF补偿。

然而，在第七实施例的备选实现中，放大器1201被瞬变检测器905控制，使得仅当输入信号上检测到瞬变时执行VFF补偿信号的计算。这就减少了数字控制单元的功耗和计算要求。另外，这允许省略开关702和允许加法器906的输出直接输入到加法器509。

第八实施例

图13中示出了本发明的第八实施例。

第八实施例与第七实施例的数字控制单元的不同之处在与没有瞬变检测器和为每个输入信号样本执行VFF补偿。

当用于瞬变检测的计算时间或功耗比得上或大于用于计算和应用VFF补偿信号的计算时间或功耗时，第八实施例的数字控制单元的实现是有利的。

因此，第八实施例的电路与图12所示第五实施例的不同之处在于省略了阈值生成器单元904、比较器905和开关702。

加法器906的输出直接输入到加法器509，使得加法器509从反馈电路接收的信号总是数字控制单元的延迟输出和VFF补偿信号之和。

图13的电路的其他部件的操作如同第七实施例中的先前描述。

另外，第八实施例的部件数目比第七实施例少，因此更适合于要求紧凑数字控制单元的应用。

实验结果

图14示出了根据本发明不同实施例的没有VFF补偿器、与反馈单元级联的VFF补偿器和集成到反馈单元中的VFF补偿器的SMPS性能的比较结果。

在图14的表格中，不同数字控制单元设计被用于抑制5V输入阶跃，相对于3.3V的标称输出电压从5V到10V。不同类型上升时间用来检验处理不同变化率的能力。

所有VFF补偿方案非常好地减少了瞬变过冲和下冲(undershoot)。

最佳性能是反馈控制单元级联的VFF补偿器。

但是，很明显根据本发明实施例的所有VFF补偿方案都提供可接受的性能。

而且，如前所述，与包括反馈单元和VFF补偿器的级联布置的已知数字控制单元相比，根据本发明的实施例的VFF补偿方案具有更小的功耗，更低的计算需求，以及可采用更简单的硬件实现。

修改和变形

如上所述的实施例可以有很多修改和变形。

例如，上述实施例的每个数字控制单元是提供用于控制SMPS的占空比的控制信号的独立单元，。然而，作为替代，每个数字控制单元可合并到SMPS内。

可使用专用硬件，例如使用专用集成电路(ASIC)或现场可编程门阵列(FPGA)，来构造每个数字控制单元。

例如，比如图1中级联布置中的已知数字VFF补偿信号生成器的一个问题是，当输入电压位于用于输入电压的ADC的量化电平附近时，测量噪声有时将造成输入信号的量化版本发生变化。然后即使是输入电压是接近恒定的，VFF补偿也将引入输出电压上的瞬变。

当输入电压缓慢变化和反馈对这些变化进行补偿时经历附加问题。当输入电压然后从一个量化电平变化到下一个量化电平时，VFF补偿将增加附加的补偿，该附加的补偿引入输入电压上的瞬变。

因此为了解决这些问题对上述实施例进行修改。例如，图15中示出瞬变检测的一个改进形式。

参见图15，差分单元1501计算当前测量输入信号和先前测量输入信号之间的差。计算差的幅值并通过比较器1502将其与阈值电平相比较。仅当差分信号的幅值大于阈值电平时检测到瞬变。

在图15所示布置的备选布置中，仅当差分信号的变化的幅值大于或等于阈值电平时检测到瞬变。

通过将阈值设置到2Q，其中Q是输入电压ADC中的量化步长的大小，上面标识的问题得以克服。

图16中示出实现根据上述修改的瞬变检测的电路。

从减法器901输出的差分信号的生成是与第三实施例的描述相同，这里就不再重复。

提供幅值确定单元1601用于确定输入信号的变化的绝对值或幅值。

阈值生成单元1602提供设置在2Q的恒定阈值电平。比较器1603比较幅值确定单元1601的输出和阈值生成单元1602输出的阈值，以及如果输入电压的变化幅值大于或等于阈值，则检测到瞬变。

优选地，除了不是根据图16的修改在瞬变检测器中的输入电压ADC的位数以外，输入电压ADC中还有一位被使用。然后步长2Q具有与先前所述瞬变检测器的量化步长相同的大小。因此克服了上述确定的问题，同时没有由于量化误差而降低VFF补偿性能。

图17中示出瞬变检测器的另一实现。

在图17的瞬变检测器中，如果从幅值确定单元1601输出的差分信号的两个连续样本的幅值等于Q，其中Q是输入电压ADC中的量化步长的大小，那么检测到瞬变。另外，如果从幅值确定单元1601输出的差分信号的幅值大于Q，那么也检测到瞬变。

因此，图17的瞬变检测器包括阈值生成单元1703，其提供设在Q的恒定阈值电平。

比较器1701接收从阈值电平生成单元输出的阈值电平，和从幅值|u|确定单元1601输出的差分信号u的幅值。如果比较器1701的两个输入值相等，那么比较器1701的输出是1。

比较器1701的输出分裂，以及一个分裂部分输入延迟元件1704。延迟元件1704的输出和比较器1701的输出的另一个分裂部分输入到逻辑(与)门1705。

仅当逻辑门1705的两个输入均是1时，逻辑门1705的输出是1。因此，当逻辑门1705的输出是1时，差分信号的两个连续幅值是在阈值Q。

幅值确定单元1601和阈值电平生成单元的输出还输入到比较器1702。当幅值确定单元1601的输出|u|的值大于阈值电平Q时，比较器1702的输出是1。

逻辑(或)门1706接收比较器1702和逻辑门1705的输出，以及当其至少一个输入是1时输出结果1。

因此，当差分信号的两个连续幅值位于阈值电平Q或者差分信号的幅值大于阈值电平Q时检测到瞬变。

有利地，图17的瞬变检测器没有比较差分信号的幅值和阈值2Q，故不象图16中的瞬变检测器，用于量化输入信号的ADC不要求额外位来避免增加量化误差。

因此当难以增加ADC的位数时优选图17的瞬变检测器。

上述修改的瞬变检测器适合用作这里所述的第二、三、六或七实施例中任一个实施例的数字控制单元的瞬变检测器。

关于量化步长的合适大小的确定，用于补偿的输入电压瞬变中的最小转换速率能够如下计算：

${\mathrm{Slew}}_{\min }=\frac{20}{T_s}$ 等式20

所以，ADC的合适量化步长Q能够被选择用于VFF补偿所要求的最小转换速率。备选地，通过调节输入电压测量的采样周期T_s来实现所要求的最小转换速率是可能的。

根据本文实施例的数字控制单元的另一个修改如下所述。

在所述实施例中，VFF补偿信号引入到反馈电路的在加法器的积分输入前和在延迟元件510之后的位置。然而，对于每实施例的数字控制单元，将补偿信号引入反馈电路内在加法器的输出和从反馈电路到加法器的输入之间的任一点都是备选可能的。例如，根据图7，VFF补偿信号可备选地引入到加法器509和硬限幅器503之间或硬限幅器503和延迟元件510之间。将VFF补偿信号引入反馈环的不同位置对VFF补偿的性能几乎不产生影响。

在上述实施例中，在反馈单元中采用PID控制方案。然而，应该注意的是在实施例中可能使用反馈单元的其他配置替代PD配置。例如，可备选地应用实现PI、PD、P、I、FIR或其他控制技术的反馈单元。

其他修改当然是可能的。

本发明的实施例的上述描述是为了说明和描述的目的。它不是穷举或将本发明的限制在所公开的明确形式中。可在不脱离本发明的精神和范围内进行变更、修改和变形。

Claims (40)

1.一种数字控制单元（401），可操作以计算用于控制开关模式电源的占空比的数字控制信号，所述数字控制单元包括：

加法器（509），具有至少第一输入、第二输入和输出，所述至少第一输入布置成接收取决于所述开关模式电源的输出电压的信号，所述第二输入布置成接收来自反馈电路的信号，所述输出布置成输出包括应用到所述输入的信号之和的输出信号；

输出，布置成输出用于控制所述开关模式电源的占空比的数字控制信号，其中所述数字控制信号取决于来自所述加法器（509）的输出信号；

电压前馈补偿信号生成器（501，502），布置成计算补偿信号，所述补偿信号可操作以根据所述开关模式电源的输入电压来调节所述数字控制信号；以及

反馈电路（503，510，511），布置在所述加法器（509）的输出与所述加法器（509）的第二输入之间，并布置成通过将所述补偿信号和取决于所述加法器（509）的输出的信号组合来计算补偿的反馈信号，以及将所述补偿的反馈信号馈给到所述加法器（509）的第二输入。

2.根据权利要求1所述的数字控制单元，其中所述反馈电路包括延迟元件（510），所述延迟元件（510）布置成将取决于所述加法器（509）的输出的所述信号与所述计算的补偿的反馈信号的其中之一延迟，使得所述加法器（509）的第二输入接收的信号包括延迟信号。

3.根据任一先前权利要求所述的数字控制单元，其中所述反馈电路可操作以通过将所述补偿信号和取决于所述加法器（509）的输出的信号相加来计算补偿的反馈信号。

4.根据权利要求2所述的数字控制单元，其中所述反馈电路还包括：

分裂器，布置成将所述数字控制信号分裂成第一和第二信号，并将所述第一信号提供到所述输出由此进行输出；以及

组合器（511，906），布置成生成所述补偿的反馈信号；

其中，

所述延迟元件（510）布置成将来自所述分裂器的第二信号延迟来提供延迟的数字控制信号；以及

所述组合器（511，906）布置成将所述补偿信号和所述延迟的数字控制信号组合来生成所述补偿的反馈信号。

5.根据权利要求1或2所述的数字控制单元，其中所述电压前馈补偿信号生成器包括：

延迟元件（501），布置成生成表示所述开关模式电源的输入电压的信号的延迟版本；以及

组合器（502，901，902，903，1201），布置成接收表示所述输入电压的信号的当前和延迟版本，和可操作以通过将所述当前版本和所述延迟版本组合来生成所述补偿信号。

6.根据权利要求5所述的数字控制单元，其中所述电压前馈补偿信号生成器的组合器（901，902，903，1201）包括减法器（901），所述减法器（901）布置成生成代表表示所述输入电压的信号的延迟和当前版本之差的差分信号。

7.根据权利要求6所述的数字控制单元，其中所述电压前馈补偿信号生成器还包括：

第一乘法器（902），可操作以将所述差分信号乘以增益G；以及第二乘法器（903），可操作以将所述第一乘法器（902）的输出乘以所述数字控制信号的延迟版本来生成补偿信号。

8.根据权利要求7所述的数字控制单元，其中所述第一乘法器（902）的增益G是常数，并被确定为：

其中，

以及，

是最小测量的输入电压以及

是最大测量的输入电压。

9.根据权利要求6所述的数字控制单元，其中所述电压前馈补偿信号生成器还包括：

无乘法器的移位运算单元（1201），可操作以将增益K应用到所述差分信号来生成所述补偿信号。

10.根据权利要求9所述的数字控制单元，其中所述无乘法器的移位运算单元（1201）的增益K是常数，并被确定为：

其中，

以及

是最小测量的输入电压，

是最大测量的输入电压以及

是根据先前测量的输出电压或希望的输出电压而设置的。

11.根据权利要求9所述的数字控制单元，其中所述无乘法器的移位运算单元（1201）可操作以使用增益K的规范符号数字码来执行移位、加法和减法运算。

12.根据权利要求1或权利要求2所述的数字控制单元，其中所述反馈电路可操作以通过将所述补偿信号乘以取决于所述加法器（509）的输出的信号来计算所述补偿的反馈信号，以及其中所述电压前馈补偿信号生成器包括：

延迟元件（501），布置成生成表示所述开关模式电源的输入电压的信号的延迟版本；

减法器（901），布置成接收表示所述输入电压的信号的当前和延迟版本，并可操作以生成表示其之差的差分信号；

乘法器（902），可操作以将所述差分信号乘以增益G；

常数生成器（1102），可操作以输出常数；以及

VFF加法器（1101），布置成接收来自所述乘法器（902）和所述常数生成器（1102）的输出并可操作以输出包括其之和的信号；

其中：

从所述VFF加法器（1101）输出的信号是所述补偿信号；以及

所述乘法器（902）的增益G是常数并确定为：

其中，

以及

是最小测量的输入电压以及

是最大测量的输入电压。

13.根据权利要求12所述的数字控制单元，其中所述反馈电路还包括：

分裂器，布置成将所述数字控制信号分裂成第一和第二信号，并将所述第一信号提供到所述输出由此进行输出；以及

组合器（511），布置成生成所述补偿的反馈信号；

其中：

所述延迟元件（510）布置成将来自所述分裂器的第二信号延迟来提供延迟的数字控制信号；以及

所述组合器（511）布置成将所述补偿信号乘以所述延迟的数字控制信号来生成所述补偿的反馈信号。

14.根据权利要求1或2所述的数字控制单元，还包括：

瞬变检测器（701，904，905，1501，1502，1601，1602，1603，1701，1702，1703，1704，1705，1706），可操作以确定所述开关模式电源的输入电压上是否已发生瞬变；以及

开关（702），可操作以在第一状态和第二状态之间切换所述反馈电路，在所述第一状态中，输入到所述加法器（509）的第二输入的信号取决于根据所述开关模式电源的当前输入电压计算的补偿信号和取决于所述加法器（509）的输出的信号的组合，以及在所述第二状态中，输入到所述加法器（509）的第二输入的信号取决于所述加法器（509）的输出，而不取决于根据所述当前输入电压计算的补偿信号；

其中所述瞬变检测器布置成根据瞬变检测的结果来控制所述开关（702），由此使得当所述输入电压上检测到瞬变时所述开关将所述反馈电路切换到所述第一状态，以及当所述输入电压上没有检测到瞬变时切换到所述第二状态。

15.根据权利要求14所述的数字控制单元，其中所述开关（702）布置成接收所述补偿的反馈信号和取决于所述加法器（509）的输出的信号，以及还布置成在所述第一状态期间将所述补偿的反馈信号传送到所述加法器（509）的第二输入，以及在所述第二状态期间将取决于所述加法器（509）的输出的信号传送到所述加法器（509）的第二输入。

16.根据权利要求14所述的数字控制单元，其中所述瞬变检测器包括比较器（905），所述比较器（905）布置成接收代表表示所述开关模式电源的输入电压的信号的当前和延迟版本之差的差分信号，以及可操作以将所述差分信号与阈值比较来确定是否已发生瞬变。

17.根据权利要求16所述的数字控制单元，其中所述阈值是零。

18.根据权利要求14所述的数字控制单元，其中：

所述瞬变检测器布置成接收代表表示所述开关模式电源的输入电压的信号的当前和延迟版本之差的差分信号；

以及所述瞬变检测器包括：

幅值确定单元（1601），可操作以确定所述差分信号的幅值；以及

比较器（1603），可操作以将所确定的差分信号的幅值与阈值相比较，并可操作以根据比较结果确定是否已发生瞬变。

19.根据权利要求18所述的数字控制单元，其中所述阈值设置为用于将所述输入电压数字化的模数转换器的量化步长的大小的两倍。

20.根据权利要求14所述的数字控制单元，其中：

所述瞬变检测器布置成接收代表表示所述开关模式电源的输入电压的信号的当前和延迟版本之差的差分信号；

以及所述瞬变检测器包括：

幅值确定单元（1501），可操作以确定所述差分信号的幅值；

第一比较器（1701），可操作以将所确定的差分信号的幅值与阈值相比较来检测所确定的差分信号的幅值是否等于所述阈值，并根据所述检测输出信号；

延迟元件（1704），布置成接收所述第一比较器的输出并输出所接收信号的延迟版本；

第一逻辑门（1705），布置成接收所述第一比较器（1701）和所述延迟元件（1704）的输出，以及如果所接收的两个信号都指示所确定的差分信号的幅值等于所述阈值电平，则输出高信号；

第二比较器（1702），可操作以比较所确定的差分信号的幅值与所述阈值电平来检测所确定的差分信号的幅值是否大于所述阈值，以及如果所确定的差分信号的幅值高于所述阈值电平，则输出高信号；

第二逻辑门（1706），布置成接收所述第一逻辑门（1705）和所述第二比较器（1702）的输出，以及如果所接收的信号的其中之一是高信号，则输出指示已经发生瞬变的信号。

21.根据权利要求20所述的数字控制单元，其中所述阈值设置为用于将所述输入电压数字化的模数转换器的量化步长的大小。

22.根据权利要求1或2所述的数字控制单元，其中取决于所述开关模式电源的输出电压的信号是表示所述开关模式电源的测量的输入电压和希望的输入电压之差的误差信号。

23.根据权利要求1或2所述的数字控制单元，其中所述输出包括硬限幅器（503），所述硬限幅器（503）可操作以将所述数字控制信号限制在上限和下限内。

24.一种开关模式电源，具有根据任一先前权利要求所述的数字控制单元。

25.一种计算用于控制开关模式电源的占空比的数字控制信号的方法，所述方法包括：

测量（602）所述开关模式电源的输入电压和输出电压；

将取决于所述开关模式电源的输出电压的第一输入信号与包括先前计算的补偿的反馈信号的第二信号相加（603）来生成包括所述第一和第二信号之和的相加信号；

输出（604）数字控制信号到所述开关模式电源来控制其占空比，使得所述数字控制信号取决于所述相加信号；

生成补偿信号，所述补偿信号布置成根据所述开关模式电源的输入电压来调节后续数字控制信号；以及

通过将所述补偿信号和取决于所述相加信号的信号组合来计算（606）补偿的反馈信号。

26.根据权利要求25所述的方法还包括：

对取决于所述相加信号的信号和所述补偿的反馈信号其中之一进行延迟，使得与所述第一信号相加的所述第二信号是延迟信号。

27.根据权利要求25或权利要求26所述的方法，其中计算（606）补偿的反馈信号的过程包括：

将所述补偿信号和取决于所述相加信号的信号相加。

28.根据权利要求25-26任一项所述的方法，其中生成补偿信号的过程包括：

延迟取决于所述开关模式电源的输入电压的第二输入信号；以及

将所述第二输入信号的当前和延迟版本组合来生成所述补偿信号。

29.根据权利要求28所述的方法，其中将所述第二输入信号的当前和延迟版本组合的过程包括通过将所述第二输入信号的延迟版本减去所述第二输入信号的当前版本来生成差分信号。

30.根据权利要求29所述的方法，其中生成补偿信号的过程还包括：

以增益G将所述差分信号放大；以及

将所述放大的差分信号乘以所述数字控制信号的延迟版本。

31.根据权利要求30所述的方法，其中所述增益G是常数，并被确定为：

其中，

以及，

是最小测量的输入电压以及

是最大测量的输入电压。

32.根据权利要求29所述的方法，其中生成补偿信号的过程还包括：

通过使用无乘法器的移位运算以增益K将所述差分信号放大来生成补偿信号。

33.根据权利要求32所述的方法，其中所述增益K是常数，并被确定为：

其中，

以及

是最小测量的输入电压，

是最大测量的输入电压以及

是根据先前测量的输出电压或者希望的输出电压而设置的。

34.根据权利要求32或权利要求33所述的方法，其中所述无乘法器的移位运算包括使用所述增益K的规范符号数字码来执行移位、加法和减法运算。

35.根据权利要求25或权利要求26所述的方法，其中计算（606）补偿的反馈信号的过程包括：

将所述补偿信号乘以取决于所述相加信号的信号；

其中，

生成补偿信号的过程包括：

对取决于所述开关模式电源的输入电压的信号进行延迟；

通过从表示所述输入电压的信号的延迟版本中减去其当前版本来生成差分信号；

以增益G将所述差分信号放大；以及

将所述放大的差分信号与常数相加来生成所述补偿信号；

其中，

所述增益G是常数并被确定为：

其中，

以及，

是最小测量的输入电压以及

是最大测量的输入电压。

36.根据权利要求25到26任一项所述的方法还包括：

检测所述开关模式电源的输入电压上是否已发生瞬变；

在第一状态和第二状态之间切换，在所述第一状态中，所述先前计算的补偿的反馈信号取决于根据所述开关模式电源的当前输入电压生成的补偿信号与取决于所述相加信号的信号的组合，以及在所述第二状态中，所述先前计算的补偿的反馈信号取决于所述相加信号，而不取决于根据所述开关模式电源的当前输入电压生成的补偿信号；以及

其中所述第一和第二状态之间的切换是根据瞬变确定的结果来控制的，使得当检测到瞬变时，在所述第一状态中计算所述数字控制信号，以及当没有检测到瞬变时在所述第二状态中计算所述数字控制信号。

37.根据权利要求36所述的方法，其中检测瞬变的过程包括：

接收差分信号，所述差分信号表示取决于所述开关模式电源的输入电压的第二输入信号和所述第二输入信号的延迟版本之间的差；

确定所述差分信号的幅值；

将所确定的所述差分信号的幅值与阈值相比较；以及

根据比较结果确定是否已发生瞬变。

38.根据权利要求37所述的方法，其中所述阈值设置为用于数字化测量输入电压的模数转换器的量化步长的大小的两倍。

39.根据权利要求36所述的方法，其中检测瞬变的过程包括：

接收差分信号，所述差分信号表示取决于所述开关模式电源的输入电压的信号和其延迟版本之间的差；

确定所述差分信号的幅值；

将所确定的差分信号的幅值与阈值相比较，检测所确定的差分信号的幅值是否等于阈值，并根据检测来输出信号；

将根据检测输出的所述信号与其延迟版本相比较，并根据比较结果来输出第一瞬变检测信号；

将所确定的差分信号的幅值与所述阈值相比较，检测所确定的差分信号的幅值是否大于所述阈值，并根据检测来输出第二瞬变检测信号；以及

如果所述第一或第二瞬变检测信号其中之一指示瞬变已经发生，则输出指示瞬变已发生的信号。

40.根据权利要求39所述的方法，其中所述阈值设置为用于将测量输入电压数字化的模数转换器的量化步长的大小。