NL8600862A

NL8600862A - Kodeerinrichting.

Info

Publication number: NL8600862A
Application number: NL8600862A
Authority: NL
Original assignee: Philips Nv
Priority date: 1986-04-04
Filing date: 1986-04-04
Publication date: 1987-11-02
Also published as: US4692737A; EP0241077A1; CN1006672B; KR870010696A; KR950007465B1; DE3773033D1; CN87102565A; JPS62239618A; EP0241077B1

Description

%

. 'K

PHN 11.701 1 N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken te Eindhoven Kodeerinrichting.

De uitvinding heeft betrekking op een kodeerinrichting bevattende een kwantisator voor het omzetten van een ingangssignaal in een éên-bits gecodeerd signaal, welke kwantisator is voorzien van een ingang voor het toevoeren van het ingangssignaal en een uitgang voor 5 het afneaen van het één-bits gecodeerde signaal en voorts bevattende een fouttegenkoppeling voor het tegenkoppelen van een door de kwantisator veroorzaakt kwantisatiefoutsignaal naar de ingang van de kwantisator, welke fouttegenkoppeling is voorzien van een ten minste derde orde filter met een ingang en een uitgang.

10 Een dergelijke inrichting kan worden toegepast in analoog- digitaal en digitaal-analoog omzetters.

Bij analoog-digitaal omzetting wordt gewoonlijk met behulp van een analoog laagdoorlatend filter de bandbreedte van het analoge signaal tot nagenoeg de halve bemonsteringsfrequentie beperkt, 15 waarna bemonstering en kwantisering plaats vindt. Op deze wijze kan een analoog audiosignaal bijvoorbeeld met een frequentie van 44,1 kHz worden bemonsterd en vervolgens in een 16-bits pulscode gemoduleerd signaal worden omgezet.

Bij een dergelijke analoog-digitaal omzetting worden aan 20 het analoge ingangsfilter in verband met de vereiste frequentie-afval boven de signaalband en aan de kwantisator in verband met de voor de 16-bits kwantisering vereiste nauwkeurigheid zeer hoge eisen gesteld. Om de hoge eisen gesteld aan het ingangsfilter te verlagen, is het bekend om in analoog-digitaal omzetters het ingangssignaal met behulp van een 1-25 bits kwantisator om te zetten in een 1-bits signaal met een bemonsterfrequentie, die veel hoger is dan circa tweemaal de hoogste signaalfrequentie. Dit 1-bits signaal kan daarna met behulp van een decimerend filter worden omgezet in bijvoorbeeld een 16-bits pulscode gemoduleerd signaal met een lagere bemonsteringsfrequentie. Het 30 decimerend filter wordt gevormd door een digitaal laagdoorlatend filter gevolgd door een bemonsteringsfrequentieverlager. Het laagdoorlatend filter dient daarbij weer een steile afval boven de signaalband te ’ ; .. . w ,· ^ ·* * * t PHN 11.701 2 bezitten, hetgeen echter, doordat het filter nu digitaal is, gemakkelijker te realiseren is dan in het geval van een analoog filter. De 1-bits kodeerinrichting kan daarbij gevormd worden door een inrichting, waarin de door de kwantisator veroorzaakte kwantisatiefout 5 via een lusfilter van het ingangssignaal wordt afgetrokken, voordat dit aan de kwantisator wordt toegevoerd. Indien dit lusfilter in de signaalband een overdracht nagenoeg gelijk aan één bezit en daarboven sterk afvalt, dan wordt daarmee bereikt, dat de met de kwantisatiefouten overeenkomende kwantisatieruis in het 1-bits 10 gecodeerde signaal in de signaalband wordt verzwakt ten koste van een toename van de kwantisatieruis buiten de signaalband.

Een soortgelijke kodeerinrichting kan ook worden toegepast in een digitaal-analoog omzetter, waarbij bijvoorbeeld een 16-bits pulscode gemoduleerd signaal met een bemonsterfrequentie van 44,1 15 kHz eerst met behulp van een interpolerend filter wordt omgezet in een 28-bits gecodeerd signaal met een bemonsterfrequentie van 176,4 kHz, om vervolgens met behulp van de kodeerinrichting in een 1-bits signaal te worden omgezet, waarbij de kwantisatiefout via een lusfilter van het ingangssignaal wordt afgetrokken. Dit resulteert ook hierbij in een 20 verlaging van de kwantisatieruis in het 1-bits signaal in de signaalband ten koste van een toename van deze ruis boven de signaalband. Het 1-bits uitgangssignaal wordt vervolgens toegevoerd aan de eigenlijke 1-bits digital-analoog omzetter, die op betrekkelijk eenvoudige wijze kan worden gerealiseerd.

25 Een kodeerinrichting van een in de aanhef genoemde soort is bekend uit het Duitse octrooischrift 3021021, waarin deze wordt toegepast ter verlaging van de kwantisatieruis in een digitaal-analoog omzetter op een soortgelijke wijze als hierboven beschreven. In dit octrooischrift is verder beschreven, dat de onderdrukking van de 30 kwantisatieruis in de signaalband groter is naarmate de orde van het lusfilter hoger is. De in dit octrooischrift beschreven lusfilters bezitten een overdracht, die gegeven wordt door 1 —H{Z) = (Z-b)n/zn, waarbij n de orde van het lusfilter is en b een constante, die nagenoeg gelijk is aan één. Met dergelijke lusfilters wordt weliswaar een 35 goede onderdrukking van de kwantisatieruis in de signaalband verkregen, maar deze bekende kodeerinrichting heeft het bezwaar, dat deze voor lusfilters van hoger dan de tweede orde instabiliteiten vertoont.

^ λ ' *. -* <1 • » · · ' ^ / 1 »* ^ v PHN 11.701 3 * . it

Ret is dan ook het doel van de uitvinding een kodeerinrichting aan te geven, die voor dergelijke hogere orde lusfilters geen instabiliteiten vertoont. Een kodeerinrichting van een in de aanhef genoemde soort wordt volgens de uitvinding gekenmerkt, 5 doordat de overdracht van het filter wordt gegeven door V*) * 1-(Z-b)n/(Z-a)n waarbij: n>3 de orde van het filter is, b een constante nagenoeg gelijk aan één is, en a een constante met 0<a<b is, 10 en dat de inrichting is voorzien van begrenzingsmiddelen voor het begrenzen van het aan de ingang van het filter toegevoerde kwantisatiefoutsignaal.Door ten minste een derde orde filter te gebruiken waarvan de constante b nagenoeg gelijk is aan één wordt een grote onderdrukking van de kwantisatieruis in de signaalband 15 verkregen, terwijl door het toevoegen aan de overdrachtsfunctie van polen in Z = a waarvan het reële deel positief is, en door het toevoegen van een begrenzer het optreden van instabiliteiten wordt voorkomen.

De waarde van de constante a is afhankelijk van de orde 20 van het filter. Voor een derde orde filter (n=3) bezit de constante a een waarde die gelegen is in het interval 0,35<a<b en is volgens een geschikte uitvoeringsvorm nagenoeg gelijk aan a=0,5. Voor een vierde orde filter (n=4) bezit de constante a een waarde die gelegen is in het interval 0,6<a<b en is bij voorkeur nagenoeg gelijk aan a=0,66.

25 Het ingangssignaal van de kodeerinrichting kan zowel een tijddiscreet-amplitude continu als een digitaal signaal zijn.

Een uitvoeringsvorm van een kodeerinrichting volgens de uitvinding kan worden gekenmerkt, doordat de inrichting verder is voorzien van 30 - een eerste sommator met een eerste ingang voor het toevoeren van het ingangssignaal, een tweede ingang voor het toevoeren van het uitgangssignaal van het filter en een uitgang voor het leveren van het somsignaal van deze twee signalen aan de ingang van de kwantisator, en - een tweede sommator met een eerste ingang voor het toevoeren van het 35 uitgangssignaal van de kwantisator, een tweede ingang voor het toevoeren van het uitgangssignaal van de eerste sommator en een uitgang voor het leveren van het verschil van deze twee signalen aan de ingang van het .:» ·» ' n -¾ - £ ' V * PHN 11.701 4 filter - en doordat de begrenzingsmiddelen zijn aangebracht tussen de uitgang van de eerste sommator en de ingang van het filter in een eerste lus gevormd door de eerste sommator, de tweede sommator en het filter.

5 Voor een tijddiscreet-amplitude continu ingangssignaal kan deze uitvoeringsvorm nader worden gekenmerkt, - doordat in de eerste lus gevormd door de eerste sommator, de tweede sommator en het filter tussen de uitgang van de eerste sommator en de eerste ingang van de tweede sommator een eerste vertraging voor het 10 vertragen van het uitgangssignaal van de eerste sommator over een klokperiode van de kwantisator is aangebracht, - doordat in de tweede lus gevormd door de eerste sommator, de kwantisator en het filter tussen de uitgang van de eerste sommator en de tweede ingang van de tweede sommator een tweede vertraging met eenzelfde 15 vertragingstijd als de eerste vertraging is aangebracht, - doordat de eerste sommator is voorzien van een derde ingang voor het toevoeren van het over een klokperiode vertraagde uitgangssignaal van de eerste sommator, - doordat de eerste sommator is voorzien van een vierde ingang voor het 20 toevoeren vanhet over een klokperiode vertraagde uitgangssignaal van de kwantisator, en - doordat de overdrachtsfunctie van het filter wordt gegeven door ZH(Z)—1.

Een verdere uitvoeringsvorm daarvan, die geschikt is om met behulp van 25 geschakelde condensators te worden gerealiseerd, kan worden gekenmerkt, - doordat in de eerste lus de eerste vertraging wordt gevormd door een derde vertraging voor het vertragen van het uitgangssignaal van de eerste sommator over een halve klokperiode tussen de uitgang van de eerste sommator en de ingang van de kwantisator en door een vierde 30 vertraging voor het vertragen van het uitgangssignaal van de sommator over een halve klokperiode tussen de ingang van de kwantisator en de eerste ingang van de tweede sommator, - doordat in de tweede lus de tweede vertraging wordt gevormd door de derde vertraging en door een vijfde vertraging voor het vertragen van 35 het uitgangssignaal van de kwantisator over een halve klokperiode tussen de uitgang van de kwantisator en de tweede ingang van de tweede sommator, en -·- > * i PHN 11.701 5 - doordat tussen de uitgang van de derde vertraging en de derde ingang van de eerste sommator een zesde vertraging voor het vertragen van het uitgangssignaal van de derde vertraging over een halve klokperiode is aangebracht. Een geschikte realisatievorm van een dergelijke inrichting 5 met geschakelde condensators kan worden gekenmerkt, doordat - de lus gevormd door de eerste sommator, de derde en de zesde vertraging een geschakelde condensator integrator vormt, waarbij de signalen op de eerste, tweede en vierde ingang van de eerste sommator in een eerste halve klokperiode worden bemonsterd en het uitgangssignaal 10 van de integrator in een tweede halve klokperiode aan een uitgang van de integrator wordt geleverd, - het uitgangssignaal van de kwantisator in de tweede halve klokperiode aan de uitgang van de kwantisator wordt geleverd, - de vierde vertraging wordt gevormd door een eerste schakelaar voor het 15 in een eerste klokperiode verbinden van de uitgang van de integrator met een eerste ingang van het filter, - de vijfde vertraging wordt gevormd door een tweede schakelaar voor het in een eerste klokperiode verbinden van de uitgang van de kwantisator met een tweede ingang van het filter 20 - en het filter een geschakeld condensator filter is met een ingangstrap die de som van de signalen aan de eerste en de tweede ingang van het filter verwerkt.

Een voor een digitaal ingangssignaal geschikte uitvoeringsvorm kan worden gekenmerkt, doordat de inrichting is voorzien 25 van - een eerste sommator met een eerste, n-bits ingang voor het toevoeren van een n-bits ingangssignaal, een tweede, m bits ingang voor het toevoeren van het m bits uitgangssignaal van het filter en een k+1 bits uitgang voor het leveren van het k+1 bits somsignaal van deze 30 signalen, - middelen voor het leveren van het meest significante bit van het somsignaal aan de ingang van de kwantisator, - middelen voor het leveren van de k minst signifcante bits aan de k+1-bits ingang van het filter, 35 - en middelen voor het leveren van de 1 meest significante bits van het somsignaal aan een 1-bits ingang van een logische schakelinrichting, die is voorzien van een 1-bits uitgang voor het leveren van het 1-bits jf· 3' PEN 11.701 6 verschilsignaal van het 1-bits ingangssignaal en het in 1-bits uitgedrukte uitgangssignaal van de kwantisator aan de n+1-bits ingang van het filter.

De uitvinding wordt nader toegelicht aan de hand van 5 bijgaande tekeningr waarin: figuur 1 het principe-schema van een analoog-digitaal omzetter voorzien van een 1-bits kodeerinrichting toont, figuur 2 een principe-schema van een 1-bits kodeerinrichting volgens de uitvinding toont, 10 figuur 3 het uitgangssignaal als functie van het ingangssignaal van de kwantisator uit de inrichting van figuur 2 toont, figuur 4 het uitgangssignaal als functie van het ingangssignaal van de begrenzer uit de inrichting van figuur 2 toont, figuur 5 het uitgangssignaal als functie van het 15 ingangssignaal van het niet-lineaire deel van figuur 2 toont, figuur 6 de maximale overdracht van het niet-lineaire deel als functie van de verhouding van het maximale uitgangssignaal van de begrenzer en het uitgangssignaal van de kwantisator uit figuur 2 voor een blokvormig ingangssignaal toont, 20 figuur 7—t1 enige figuren ter verklaring van de werking van de inrichting van figuur 2 voorzien van een 3e orde lusfilter tonen, figuur 12-14 enige figuren ter verklaring van de werking van de inrichting van figuur 2 voorzien van een 4e orde lusfilter tonen, figuur 15a en 15b twee varianten van de inrichting van 25 figuur 2 tonen, figuur 16 een omwerking van de in figuur 15a getoonde inrichting toont, figuur 17 een verdere omwerking van de in figuur 16 getoonde inrichting toont, 30 figuur 18 een met geschakelde condensators opgebouwde uitvoeringsvorm van de inrichting van figuur 17 toont, figuur 19 het principe-schema van een digitaal-analoog omzetter voorzien van een 1-bits kodeerinrichting toont, figuur 20 een uitvoeringsvorm van een 1-bits 35 kodeerinrichting voor de inrichting van figuur 19 toont, figuur 21 een waarheidstabel voor de inrichting 90 uit de kodeerinrichting van figuur 20 toont, ‘λ ^ ^ * J v' ·*·» -r *c PHN 11.701 7 figuur 22 een blokschema van een 3e orde lusfilter van een kodeerinrichting van figuur 20 toont, figuur 23 de signaal-ruisverhouding van een 1-bits kodeerinrichting van figuur 19 met een derde orde lusfilter toont.

5 In figuur 1 is het principe-schema weergegeven van een analoog-digitaal omzetter 1, waarin een kodeerinrichting volgens de uitvinding kan worden toegepast. De omzetter 1 bevat een analoog ingangsfilter 2 met een ingang 3 voor het toevoeren van het analoge ingangssignaal. Dit ingangssignaal is bijvoorbeeld een audiosignaal.Het 10 uitgangssignaal van het filter 2 wordt toegevoerd aan een 1-bits kodeerinrichting 4, die dit signaal omzet in een 1-bits gekodeerd signaal met een bemonsteringsfrequentie fg die relatief groot is ten opzichte van de maximaal optredende signaalfrequentie. Voor audiosignalen bedraagt deze bemonsteringsfrequentie bijvoorbeeld 5,6 15 MHz. Door deze relatief hoge bemonsteringsfrequentie behoeft het ingangsfilter 2 boven de signaalband een relatief kleine orde van afval te vertonen, waardoor dit filter 2 vrij eenvoudig te realiseren is. Het 1-bits gecodeerde signaal kan vervolgens met behulp van een decimerend Λ filter 5 worden omgezet in een meer bits gecodeerd signaal met een 20 lagere bemonsteringsfrequentie. Voor audiosignalen in bijvoorbeeld een 16-bits pulscode gemoduleerd signaal met een bemonsteringsfrequentie van 44,1 kHz. Het decimerend filter wordt daarbij gevormd door een digitaalfilter 6 met een steile afval boven de signaalband en een bemonsterfrequentieverlager 7 voor het verlagen van de 25 bemonsteringsfrequentie en is verder voorzien van een uitgang 8 voor het afgeven van het uitgangssignaal.

In figuur 2 is het schema van een 1-bits kodeerinrichting volgens de uitvinding weergegeven geschikt voor toepassing in de analoog-digitaal omzetter van figuur 1. De inrichting bevat een sommator 10 met 30 een eerste ingang 11 waaraan een tijddiscreet-amplitude continu ingangssignaal i wordt toegevoerd, een tweede ingang 12 waaraan een terugkoppelsignaal Hv wordt toegevoerd en een uitgang 13 waaraan de som x van deze signalen wordt geleverd. Dit signaal x wordt toegevoerd aan de ingang 15 van een kwantisator 14, die dit signaal omzet in een 35 1-bits gecodeerd signaal, dat van de uitgang 16 kan worden afgenomen. De kwantisator 14 kan worden gevormd door een met een klokfrequentie fs geklokte logische komperatorschakeling, die in elke klokperiode het * * .

PHN 11.701 8 ingangssignaal x vergelijkt met een referentiesignaal van bijvoorbeeld nul volt en voor positieve ingangssignalen een eerste uitgangssignaal overeenkomend met bijvoorbeeld een logische "0" en voor negatieve ingangssignalen een tweede uitgangssignaal overeenkomend met een 5 logische 1 levert. Aan de uitgang 18 verschijnt dan een bitstroom van 1-bits woorden met een bitfrequentie fs. De kwantisator 14 is verder voorzien van een tweede uitgang 17 waaraan het 1-bits gecodeerde signaal in de vorm van een tijddiscreet signaal met een zeer lage vervorming verschijnt.

10 In figuur 3 is het verloop van het uitgangssignaal y aan de uitgang 17 als functie van het ingangssignaal x weergegeven. Voor ingangssignalen x>0 is het uitgangssignaal y=+E en voor ingangssignalen x<0 is het uitgangssignaal y=-E.

Het signaal x wordt verder toegevoerd aan de ingang 24 15 van een begrenzerschakeling 23 met een uitgang 25. In figuur 4 is het uitgangssignaal L als functie van het ingangssignaal x hiervan weergegeven. Voor ingangssignalen -F<x<+F bezit de begrenzerschakeling een overdracht gelijk'aan één. Voor ingangssignalen x>+F wordt het uitgangssignaal begrensd op een waarde 20 L=+F, terwijl voor ingangssignalen x<-F de uitgangsspanning wordt begrensd op een waarde L=-F.

Het uitgangssignaal y van de kwantisator 14 wordt toegevoerd aan een eerste ingang 20 en het uitgangssignaal L van de begrenzer 23 wordt toegevoerd aan een tweede ingang 19 van een 25 subtractor 18, die aan zijn uitgang 21 het verschil v van deze signalen levert aan de ingang 27 van een ten minste 3e orde lusfilter 28, die aan zijn uitgang 29 het terugkoppelsignaal Hv levert aan de tweede ingang 12 van de sommator 10.

Met bovenstaande inrichting wordt het ingangssignaal i 30 met behulp van de kwantisator 14 omgezet in een 1-bits gecodeerd signaal, waarbij de door de kwantisator 14 daarbij veroorzaakte kwantisatiefouten, die gelijk zijn aan de verschillen tussen het in- en uitgangssignaal van de kwantisator 14, via het lusfilter 28 naar de ingang 15 van de kwantisator 14 worden teruggekoppeld. Zoals bekend 35 kunnen de kwantisatiefouten worden beschouwd als witte ruis die aan het ingangssignaal wordt toegevoegd. Het lusfilter 28 heeft nu een zodanige overdracht, dat deze ruis in de signaalband wordt verkleind ten -s % y* V* w * J éms PHN 11.701 9 koste van een toename van de ruis buiten deze signaalband, waarbij deze laatste ruis door het filteren van het uitgangssignaal van de kodeerinrichting kan worden verwijderd. De begrenzerschakeling 23 in kombinatie met de bijzondere overdrachtsfunctie van het lusfilter 28 5 zorgen er daarbij voor, dat de kodeerinrichting geen instabiliteiten vertoont.

Voor het uitgangssignaal y van de kwantisator 14 kan voor ingangssignalen x binnen het lineaire bereik van de begrenzer 23 bij benadering worden geschreven: 10. CU Y = Cx+r waarin C een factor is die ongeveer gelijk is aan de door de kwantisator 14 veroorzaakte versterking van het ingangssignaal x in de terugkoppellus tussen de uitgang 7 en de uitgang 15 van de kwantisator en waarin r de door de kwantisator 14 veroorzaakte kwantisatiefout is.

15 In frequentie-domein representatie (Z-transformatie) wordt deze vergelijking herschreven als:

(2) Y * CX+R

Hierin stelt R dan de vermogensdichtheidsverdeling van de kwantisatiefout voor. Verder gelden voor de uitgangssignalen v en x 20 van de subtractor 18 en de sommastor 10 de volgende vergelijkingen:

(3) V = X-Y

(4) X = I+H(Z)V

Door het oplossen van X en V in bovenstaande vergelijkingen 2, 3 en 4 volgt voor het verband tussen het uitgangssignaal Y en het 25 ingangssignaal I:

C 1-H

(5) y „ -. I + -. R

1-H+CH 1-H+CH

Indien de ruis in de signaalband zo klein mogelijk dient te zijn, dan 30 zal de faktor I1-Hf voor frequenties in de signaalband zo klein mogelijk moeten zijn. Voor een faktor l1—Hl die klein is ten opzichte van één kan vergelijking 5 worden benaderd door:

(6) Y = I + 1-H . R

C

35 Uit deze vergelijking is te zien, dat het uitgangssignaal van de kwantisator 14 wordt gevormd door het onvervormde ingangssignaal I en de door het lusfilter 28 ongelijkmatig over de frequentieband verdeelde S' ’ ? ΡΗΝ 11.701 10 ruis.

Het lusfilter 28 heeft volgens de uitvinding een overdracht, die gegeven wordt door: (7) 1-H(Z) = (Z-b)n 5 (2-a)tt waarbij n>.3 en 0<a<b<1. De constante b is bij benadering gelijk aan één en wordt bijvoorkeur gelijk aan één gekozen. In dit laatste geval bezit de term |1-H(Z)| een ne-orde nulpunt voor Z=1, dat wil zeggen voor frequentie nul, hetgeen tot een ne-orde onderdrukking van 10 de kwantisatieruis in de signaalband leidt. Een verder voordeel van de waarde b=1 is, dat in dat geval de gewoonlijk optredende hinderlijke effekten ten gevolge van gelijkspanningsoffset aan de ingang van de kwantisator 14 worden vermeden. De keuze b=1 leidt ertoe, dat een hogere orde integratie van de fout bij zeer lage frequenties optreedt.

15 Herhalende patronen in de kwantisatoruitganq ten gevolge van bijvoorbeeld offset kunnen hierdoor niet optreden.

Alvorens verder in te gaan op de ruiseigenschappen, zal nu eerst de stabiliteit van de kodeerinrichting volgens de uitvinding voorzien van een lusfilter 28 met een overdracht die gegeven wordt door 20 vergelijking 7 nader worden onderzocht. De stabiliteit wordt onderzocht met behulp van de zogenaamde poolbaanmethode (root locus method). De kodeerinrichting wordt hiertoe verdeeld in een lineair deel dat gevormd wordt door de kwantisator 14, de begrenzer 23 en de sommator 18 met overdracht G (zie Fig. 2). In figuur 5 is het verband tussen het 25 uitgangssignaal v en het ingangssignaal x van het niet-lineaire deel weergegeven, hetgeen op eenvoudige wijze uit de figuren 3 en 4 kan worden afgeleid. Dit deze figuur is duidelijk, dat de overdracht G van het niet-lineaire deel afhankelijk is van de grootte van het ingangssignaal x en dat de overdracht G < 1 is. De maximale waarde 30 Gl van de overdracht is afhankelijk van de verhouding van de waarde F waarop de begrenzer 23 het ingangssignaal x begrenst en de kwantisatiewaarde E van de kwantisator 14 en de golfvorm van het signaal x.. In figuur 6 is deze afhankelijk weergegeven voor een blokvormig ingangssignaal. De kodeerinrichting is nu stabiel indien de wortels van 35 de zogenaamde karakteristieke vergelijking G H(Z) = 1 binnen de eenheidscirkel |Z|<J liggen voor elke mogelijke waarde van G. De poolbanen van deze vergelijking voor de door vergelijking 7 . - ; ) 9 * PHN 11.701 11 gedefinieerde filters zijn cirkels met middelpunt (xQ, jyQ) en straal R0, die gegeven worden door (8) x0 = (a+bJ/2; y0 = ^jpcat <p; R0 = met 5 Φ = kf/n met k = 0,1,...n-1 en n23.

In figuur 7 zijn de poolbanen weergegeven voor een 3e orde lusfilter 28 (n=3) waarvoor b=1. De wortelhaan voor φ=0 wordt gegeven door de reële as, terwijl de wortelbanen voor <p=ïï/3 en φ=2τΓ/3 worden gegeven door de cirkels I en II respectievelijk. Voor 10 elk van de cirkels I en II komt de waarde G=1 overeen met Z=1 en de waarde G=0 overeen met Z=a, hetgeen op eenvoudige wijze uit vergelijking 7 en de karakteristieke vergelijking volgt. De bij de cirkels aangebrachte pijlen geven de richting aan, waarin G langs de cirkel van 0 naar 1 toeneemt. De cirkels I en II snijden de eenheidscirkel |Z|=1 15 in een punt G=Gsax. Voor de waarden Gfflax<G<1 liggen de wortels van de karakteristieke vergelijking buiten de eenheidscirkel, zodat voor deze G-waarden de kodeerinrichting niet stabiel is. De • stabiliteitsvoorwaarde voor een kodeerinrichting met een derde orde lusfilter wordt dus gegeven door:

Dit vergelijking 8 volgt, dat voor b=1 de straal van de cirkels I en II afhankelijk is van de waarde van de constante a, zodat ook de waarde van Gfflax afhankelijk is van deze waarde. In figuur 8 is deze afhankelijkheid weergegeven. De bij een bepaalde waarde van a behorende 25 waarde van Gfflax legt de verhouding F/E vast (zie Fig. 6). Anders gezegd: bij een gegeven kwantisatiegrootte E legt de waarde van a de waarde F vast waarop de begrenzer 23 (zie Fig. 1) het ingangssignaal x in de terugkoppellus dient te begrenzen, opdat de kodeerinrichting stabiel blijft.

30 De waarde van de faktor a volgt mede uit de gestelde wens, dat de kwantisatieruis in de signaalband klein dient te zijn.

Het totale ruisvermogen, dat door de kwantisator aan het uitgangssignaal van de kodeerinrichting wordt toegevoegd, is bij een kwantisatiestapgrootte 2E zoals bekend gelijk aan E2/3. Het in de 35 signaalband gelegen ruisvermogen is dan gelijk aan % E2 11 —Η (Θ) i2 do) % = T _ t de "6 3ïï ‘ 1 -H (Θ) +CH (e )ï PHN 11.701 12 waarin Θ de genormeerde hoekfrequentie is, dat wil zeggen Θ = 2ir^/fs, waarbij fs de bemonsteringsfrequentie is en 0b de hoogste genormeerde hoekfrequentie van het signaal is.

Voor een bemonsteringsfrequentie fs die veel groter is 5 dan de hoogste signaalfrequentie, dat wil zeggen voor 0b<<1 kan vergelijking (10) voor de filters met overdrachtsfunctie volgens vergelijking 7 met b=1 worden benaderd door: e2 g 2n+1 (11) Ni = _.J_ 10 3π C2(1-a)2n(2n+1) waarin n de orde van het lusfilter is.

De faktor C volgt uit het gegeven, dat voor een ingangssignaal gelijk aan nul het uitgangsvermogen van de kodeerinrichting gelijk is aan het in de totale frequentieband aanwezige 15 ruisvermogen, ofwel: l E2 1—Η(θ) 2 (12) y2 = \ _ I d0 o 3 TT Ί-Η(Θ)+(:Η(Θ)

Aangezien het uitgangssignaal van de kodeerinrichting alleen + E kan 20 zijn, kan vergelijking (12) worden herleid tot: (13) l J~H(9? ' |2 d0 = 3ïï o 1-H(0)+CH(0)

Uit deze integraalvergelijking kan voor een door vergelijking (7) 25 gegeven lusfilter met b=1 de waarde van C worden berekend voor elke waarde van a. In figuur 9 is voor een derde orde lusfilter de op deze wijze berekende waarde van de faktor C als functie van de waarde van de factor a weergegeven.

üit vergelijking (11) volgt, dat voor een gegeven orde n 30 van het lusfilter en een gegeven bemonsteringsfrequentie fs, dus gegeven 0b, het ruis vermogen Nj_ in de signaalband minimaal is, indien de faktor C2(1-a)2n maximaal is. In figuur 10 is de grootte van deze faktor als functie van de waarde van a voor een 3e orde lusfilter (n=3) weergegeven, üit deze figuur volgt, dat de faktor C2(1-a)6 35 maximaal is voor a~0,4. In praktijk blijkt, dat niet precies de hiervan verschillende" optimale waarde gekozen behoeft te worden, maar dat ook/waarden Γ 1 ^ Λ ·ώ\

i ^ 'J

» * PHN 11.701 13 . goed voldoen. Zo kan deze waarde bijvoorbeeld gelijk gekozen worden aan a=0,5. Bij een gekozen waarde van a kan vervolgens met behulp

• F

van de figuren 8 en 6 de verhouding /E worden gevonden en daarmede de maximale waarde van E waarop de begrenzer 23 bij een gegeven kwantisatie-5 grootte E het ingangssignaal x dient te begrenzen. Voor een 3e orde lusfilter met b=1 en a=0,5 blijkt ^/E = 4 een geschikte waarde te zijn.

Uit vergelijking (11) volgt verder dat voor een gegeven orde n van het lusfilter het ruisvermogen in de signaalband kleiner is 10 naarmate de maximale genormeerde signaalfrequentie kleiner is ofwel kleiner is naarmate de bemonsteringsfrequentie groter is. In figuur 11 is de verhouding van het maximale signaalvermogen Sm, dat gelijk is aan

O

E /2 en het ruisvermogen Nj_ als een functie van de overbemonsteringsfactor 1 ^s/fb weergegeven voor een 3e 15 orde lusfilter met b=1 en voor een optimale waarde van a. Uitgaande van het gewenste dynamische bereik kan uit figuur 11 een indikatie verkregen worden voor de daarvoor benodigde bemonsteringsfrequentie.

Op dezelfde wijze als in het voorafgaande is afgeleid voor een 3e orde lusfilter kan ook voor de hogere orde lusfilters de 20 waarden van de faktor a in de overdrachtfunctie H(Z) worden afgeleid, waarvoor de kodeerinrichting stabiel is. Aan de hand van de figuren 12 t/m 14 zal de stabiliteitsvoorwaarde voor een 4e orde lusfilter waarvan de overdrachtsfunctie gegeven wordt door (14} H(Z) = 1-iZzHl 25 (2~a) nader worden toegelicht. In figuur 12 zijn de poolbanen weergegeven voor dit 4e orde filter, welke banen worden vastgelegd door vergelijking 8 met n=4. De poolbaan voor ¢=0 wordt weer gegeven door de reële as, terwijl de poolbanen voor φ=1Γ/4, ïï/2 en ^T/4 30 respectievelijk worden gegeven door de cirkels I, II en III. Voor een stabiele kodeerinrichting dient weer te gelden, dat de maximale overdracht van het niet-lineaire deel GrlGmay (zie vgl. (9)). De afhankelijkheid van Gj^ van de waarde van a is in figuur 13 weergegeven. De waarde van a wordt weer bepaald door de eis dat het 35 ruisvermogen in de signaalband nagenoeg minimaal dient te zijn. Volgens vergelijking 11 dient daartoe de faktor (1-a)8 nagenoeg maximaal te zijn. In figuur 14 is het verband tussen deze faktor en de waarde van ' v ·./ - _ + A' + PHN 11.701 14 de faktor a weergegeven. Uit deze figuur kan een geschikte waarde voor a gekozen worden. Voor deze waarde van a kan dan met behulp van figuur 13 en figuur 6 de waarde F worden bepaald, waarop de begrenzer 23 het ingangssignaal van het lusfilter 28 dient te begrenzen.

5 In figuur 14 zijn tevens de relevante gegevens voor een 5e orde lusfilter weergegeven.

In figuur 15 zijn twee varianten van de schakeling van figuur 2 weergegeven, waarbij gelijke onderdelen met dezelfde verwijzingscijfers zijn aangegeven. In figuur 2 is de begrenzer 23 10 aangebracht tussen de ingang 15 van de kwantisator 14 en de ingang 27 van het lusfilter 28. De begrenzer 23 begrenst daarbij de maximale waarde van het ingangssignaal v van het lusfilter 28. Dezelfde begrenzingsfunctie wordt verkregen indien de begrenzer 23 tussen de uitgang 13 van de sommator 10 en de ingang 15 van de kwantisator 14 15 wordt aangebracht zoals in figuur 15a is weergegeven of wordt aangebracht tussen de uitgang 21 van subtractor 18 en de ingang 27 van het lusfilter 28 zoals in figuur 15b is weergegeven. In dit laatste geval dient de begrenzer 23 het ingangssignaal van het filter 28 te begrenzen op een waarde F'=F-E.

20 Een op het schema van figuur 15a gebaseerde uitvoeringsvorm wordt nader toegelicht aan de hand van figuur 16, 17 en 18. Figuur 16 toont een omwerking van het in figuur 15a getoonde schema, waarin de begrenzer 23 om nog nader verklaarde reden niet is aangegeven. Hierin wordt zowel het aan de ingang 20 van subtractor 18 25 toegevoerde signaal y alsook het aan de ingang 19 hiervan toegevoerde _ Λ signaal x met een faktor Z vertraagd door de respectievelijke vertragingen 30 en 31. Ter kompensatie van deze vertragingen is de overdrachtsfunctie H van lusfilter 28 met een faktor Z vermenigvuldigd. Daarnaast wordt het door vertraging 31 vertraagde signaal x rechtstreeks 30 bij het ingangssignaal opgeteld door dit signaal toe te voeren aan een ingang 32 van sommator 10 en wordt het door vertraging 30 vertraagde signaal rechtstreeks van het ingangssignaal afgetrokken door dit signaal aan een ingang 33 van sommator 10 toe te voeren. Om deze signalen te kompenseren is de overdrachtsfunctie van het lusfilter 28 met een factor 35 -1 uitgebreid, zodat de overdrachtsfunctie hiervan nu gelijk is aan T=Z H-1. De omwerking heeft het voordeel, dat de lus gevormd door de sommator 10 en de vertraging 31 een integrator vormt, die in geschakelde ' ' ‘ · 1 · -0 l 'Ij PHN 11.701 15 condensatortechniek eenvoudig te realiseren is. Met deze integrator kan dan tevens op eenvoudige wijze de begrenzingsfunctie van begrenzer 23 (zie Fig. 12a) gerealiseerd worden.

In figuur 17 is het schema van figuur 15 omgewerkt tot 5 een schema, dat geschikt is om met behulp van geschakelde condensators te worden gerealiseerd. De vertragingen 30 en 31 met vertraging Z~1 zijn hierbij elk opgesplitst in twee vertragingen 34 en 36 en 35 en 36 respectievelijk met elk een vertraging Z-1^2, waarbij vertraging 36 gemeenschappelijk is voor zowel de vertraging van het X- als het Y-10 signaal. Het door vertraging 36 met Z~1^2 vertraagde X-signaal wordt via een vertraging 37 met vertraging Z”^2 naar ingang 32 van de sommator 10 teruggevoerd om weer een totale vertraging Z voor dit signaal te verkrijgen.

In figuur 18 is een op het schema van figuur 17 15 gebaseerde en met geschakelde condensators opgebouwde uitvoeringsvorm van een kodeerinrichting voorzien van een 3e orde lusfilter weergegeven.

Het in figuur 17 met 40 aangegeven gedeelte vormt in geschakelde condensatortechniek een integrator. Deze integrator 40 bevat 20 een condensator C2 waarvan de ene aansluiting via een schakelaar S2 met massa of met de ingang voor het toevoeren van het ingangssignaal I kan worden verbonden, een condensator C3 waarvan de ene aansluiting via een schakelaar S3 met massa of met de uitgang 17 van de kwantisator 14 kan worden verbonden en een condensator C4 waarvan de 25 ene aansluiting via een schakelaar S4 met massa of met de uitgang van het filter 28 kan worden verbonden. De andere aansluiting van de condensators C2, C3 en C4 kan via een schakelaar met massa of met de inverterende ingang van een versterker 41, waarvan de niet-inverterende ingang met massa en de uitgang via een condensator met 30 de inverterende ingang is verbonden.

Het filter 28 bevat een versterker 51 met een niet-inverterende ingang, die met massa is verbonden en een inverterende ingang, die enerzijds is verbonden met de ene aansluiting van een condensator C5, waarvan de andere aansluiting via een schakelaar S5 35 met de uitgang van de integrator 40 kan worden verbonden en die anderzijds is verbonden met de ene aansluiting van een condensator Cg, waarvan de andere aansluiting via een schakelaar Sg met de uitgang van ' * > ϊ ί ΡΗΝ 11.701 16 de kwantisator 14 kan worden verbonden. Door de wijze waarop de schakelaars S5 en Sg in de schakeling worden bedreven, vormen deze de vertragingen 35 en 34 van figuur 17. De uitgang van de versterker 51 is via een condensator C-j met de inverterende ingang is verbonden. Het 5 filter bevat verder een condensator Cg, waarvan de ene aansluiting via een schakelaar Sη met massa of met de uitgang van versterker 51 kan worden verbonden en waarvan de andere aansluiting via een schakelaar Sg kan worden verbonden met massa of met de inverterende ingang van een versterker 52, waarvan de niet-inverterende ingang met massa en de 10 uitgang via een condensator C^g met de inverterende ingang is verbonden. De ene aansluiting van condensator Cg is verder verbonden met de ene aansluiting van een condensator Cg, waarvan de andere aansluiting via een schakelaar Sg met massa of met de inverterende ingang van de versterker 51 kan worden verbonden. De andere aansluiting 15 van condensator Cg is verder verbonden met de ene aansluiting van een condensator , waarvan de andere aansluiting via een schakelaar S1t met massa of met de uitgang van versterker 51 verbonden kan worden. Het filter bevat voorts een condensator C^r waarvan de ene aansluiting via een schakelaar S^g met massa of met de uitgang van 20 versterker 52 kan worden verbonden en waarvan de andere aansluiting enerzijds is verbonden met de ene aansluiting van een condensator C^ waarvan de andere aansluiting is verbonden met de ene aansluiting van condensator Cg en anderzijds is verbonden met de ene aansluiting van een condensator C16 waarvan de andere aansluiting is verbonden met de 25 andere aansluiting van condensator C^. De andere aansluiting van condensator C^ kan verder via een schakelaar worden verbonden met massa of met de inverterende ingang van een versterker 53, waarvan de niet-inverterende ingang is verbonden met massa en de uitgang enerzijds via een condensator c17 met de inverterende ingang van 30 versterker 53 en anderzijds via een condensator c18 met de inverterende ingang van versterker 52 is verbonden. De andere aansluiting van condensator Cg en condensator C12 is tenslotte verbonden met de ene aansluiting van respectievelijk een condensator C.|4 en een condensator C.jg, waarvan de gemeenschappelijke andere 35 aansluiting via een schakelaar S^g met massa of met de ingang van versterker 53 verbonden kan worden.

De schakelaars S^-S^ zijn in de figuur weergegeven # <· ·" /? i* V* ** PHN 11.701 17 in de positie die ze innemen tijdens de klokfase van het kloksignaal, waarmee de schakeling wordt bedreven. Tijdens de klokfase 02 van dit kloksignaal bevinden de schakelaars zich in de andere positie. De werking van de schakeling is als volgt.

5 . In de klokfase worden de condensators C2, C3 en opgeladen tot respectievelijk de ingangsspanning i, de geïnverteerde uitgangsspanning y van de kwantisator 14 en de uitgangsspanning van het filter 28. Aan het begin van de daaropvolgende klokfase 02 worden deze condensators C2, €3 en C4 via 10 condensator C1 ontladen, waarbij de op de uitgang van de versterker 41 optredende spanning wordt bepaald door voornoemde spanningen en door de capaciteitsverhoudingen van condensator en condensators C2, C3 en C4. De spanning x op de uitgang van de integrator is dan ten opzichte van de ingangsspanning een halve klokperiode vertraagd, hetgeen 15 met een vertraging Z~^2 overeenkomt. De kwantisator 14 wordt in dezelfde klokfase 02 uitgeklokt, zodat het uitgangssignaal -y eveneens een halve klokperiode ten opzichte van de ingangsspanning is vertraagd. Opgemerkt wordt, dat de spanning aan de uitgang 17 reeds is geïnverteerd ten opzichte van die aan uitgang 16, zodat aan uitgang 17 20 de spanning -y verschijnt. In de daaropvolgende klokfase 0-j worden de schakelaars S5 en Sg gesloten, zodat de spanningen x en -y een volledige klokperiode ten opzichte van het ingangssignaal vertraagd, hetgeen met een vertraging Z~^ overeenkomt, worden aangeboden aan het filter 28. Doordat de condensators C5 en Cg beide met de 25 inverterende ingang van de versterker 51 zijn verbonden, worden de spanningen x en -y daarbij gesommeerd.

De overdrachtsfunctie van het 3e orde lusfilter 28 wordt gegeven door: 1-Z~1 (Z-3a)+(3a2-l)Z~1+(-a2)Z'2 30 (15) T(Z)=-x - 1-aZ"1 (1-aZ'1)2

De overdrachtsfunctie T(Z) is geschreven in de vorm van een produkt van een eerste orde overdrachtsfunctie en een tweede orde overdrachtsfunctie. De eerste orde overdrachtsfunctie wordt gerealiseerd 35 door de sectie 60 van het filter 28, welke sectie in hoofdzaak wordt gevormd door de kombinatie van een differentiator en een integrator. De tweede orde overdrachtsfunctie wordt gerealiseerd door de sectie 70 van ' ·. % Λ - » i ’ * PHN 11.701 18 het filter 28, welke sectie in hoofdzaak wordt gevormd door twee in serie geschakelde integrators. Deze twee secties 60 en 70 zijn in de geschakelde condensatortechniek op zich bekende bouwblokken, zodat op de preciese werking van het filter 28 niet nader wordt ingegaan. Hier 5 volstaat het met te zeggen, dat het filter 28 de gefilterde versie van het verschilsignaal v = x-y aan de integrator 40 levert. De coëfficiënten in de overdrachtsfunctie worden bepaald door capaciteitsverhoudingen van condensators. De capaciteitsverhoudingen kunnen in geïntegreerde schakelingstechniek met grote nauwkeurigheid 10 worden gerealiseerd ondanks eventueel relatief grote toleranties in de capaciteiten van de condensators zelf.

Zoals vermeld, wordt de uitgangsspanning van de integrator 40 mede bepaald door de eapaciteitsverhouding van de condensator en de condensators C2, C3 enC^. Deze 15 eapaciteitsverhouding kan nu zo gekozen worden, dat bij een bepaalde ingangsspanning de uitgangsspanning van versterker 41 vastloopt tegen de voedingsspanning, zodat de integrator zelf als begrenzer van het ingangssignaal optreedt.

Een verder voordeel van een ten minste derde orde 20 lusfilter in een 1-bits kodeerinrichting voor analoog-digitaal omzetting is, dat hierbij de bij een eerste orde lusfilter optredende hinderlijke effecten ten gevolge van gelijkspanningsoffset aan de ingang van de kodeerinrichting niet optreden.

In figuur 19 is het principe-schema van een digitaal-25 analoog-omzetter weergegeven, waarin een kodeerinrichting volgens de uitvinding kan worden toegepast. Aan de ingang 80 wordt bijvoorbeeld een 16-bits pulscode gemoduleerd signaal met bemonsteringsfrequentie Fs toegevoerd dat met behulp van een interpolerend filter 81, dat een bemonsterfrequentieverhoger 82 en een laagdoorlatend filter 83 bevat, 30 wordt omgezet in bijvoorbeeld een 24-bits signaal met bemonsteringsfrequentie 128.Fg. Dit signaal wordt vervolgens met behulp van een kodeerinrichting 84 in bijvoorbeeld een 1-bits gecodeerd signaal met bemonsteringsfrequentie 128.Fg omgezet. Met behulp van een eigenlijke 1-bits digitaal-analoog omzetter 85 wordt dit signaal in een 35 analoog signaal omgezet, dat van uitgang 86 kan worden afgenomen.

Het principe-schema van een kodeerinrichting volgens de uitvinding voor toepassing in de inrichting van figuur 19 is gelijk aan

f' ’ * ] V

MN 11.701 19 4 S i dat van figuur 2. Met de kodeerinrichting wordt nu alleen niet een tijddiscreet analoog- in een t-bits signaal maar een meer-bits digitaal-signaal in een1-bits signaal omgezet. De kwantisator 14, het lusfilter 28, de begrenzer 23 en de sommators 10 en 18 zijn in dat geval digitaal 5 uitgevoerd. Voor de werking van de kodeerinrichting maakt het echter geen verschil of een analoog of een digitaal signaal wordt omgezet, zodat ook de stabiliteitsvoorwaarden voor de kodeerinrichting hetzelfde zijn.

In figuur 20 is een praktische uitvoeringsvorm van een 10 dergelijke inrichting weergegeven. Het n-bits, bijvoorbeeld 24-bits ingangssignaal wordt toegevoerd aan de digitale sommator 10, waarin het bij het m-bits, bijvoorbeeld 25-bits uitgangssignaal van het lusfilter 28 wordt opgesteld. Van het k+1, bijvoorbeeld 25-bits uitgangssignaal van de sommator 10 wordt het meest significante 25e bit, het 15 zogenaamde tekenbit, toegevoerd aan de kwantisator 14, die wordt gevormd door een digitale komperator. Voor een positieve waarde van dit tekenbit is het uitgangssignaal van de kwantisator 14 gelijk aan +E en voor een negatieve waarde gelijk aan -E1r hetgeen bijvoorbeeld met respectievelijk een logische “1* en een logische "0" overeenkomt. Het 20 signaalniveau +E komt uitgedrukt in het aantal bits van het 25 bits ingangssignaal bij deze uitvoeringsvorm overeen met het binaire getal 000100____0, waarvan alleen het op 4 na meest significante bit gelijk

aan 1 is. In dit aantal bits uitgedrukt komt het signaalniveau -E

overeen met het binaire getal 1110000____0. Voor het berekenen van de 25 door de kwantisator 14 veroorzaakte kwantisatiefout zijn daarom slechts de vier meest significante bits 22 t/m 25 nodig. Deze bits worden toegevoerd aan een inrichting 90, die het verschilsignaal van deze 4 bits en het in de 4 meest betekenisvolle bits uitgedrukte uitgangssignaalniveau ±E van de kwantisator 14 toevoert aan de 30 ingangen 22-25 van het lusfilter 28. De 21 minst betekenisvolle bits van het kwantisatiefoutsignaal worden rechtstreeks van de uitgang van de sommator 10 naar de betreffende ingangen 1-21 van het lusfilter 28 toegevoerd. Het totale ingangssignaal van het lusfilter 28 is dan gelijk aan de kwantisatiefout, dat wil zeggen aan het verschil van het 35 ingangssignaal en het in het aantal bits van het ingangssignaal uitgedrukte uitgangssignaal van de kwantisator 14.

De inrichting 90 zorgt tevens voor de begrenzing van de i * PHN 11.701 20 i maximale waarde van het ingangssignaal van het lusfilter teneinde de kodeerinrichting stabiel te houden. Voor de aan de uitgangen 22-25 van de inrichting 90 verschijnende signalen aQ, bQ, cQ en dQ gelden bijvoorbeeld de volgende relaties: 5 a0 = 5. c+5. d+c. d+3. c+a! (16) bQ = a.S.c.d+a.b.c.a+a.b.c.dl dQ=c0 - c.a+b.d+a.a+a.b.c.

waarbij a, b, c en d de uitgangssignalen aan de uitgangen 22-25 van de sommator 24 zijn.

10 De inrichting 90 levert voorts aan een uitgang 91 een terugstelsignaal R voor het terugstellen van de minst betekenisvolle bits 1-21 aan de ingang van het lusfilter 28, indien de inrichting 90 het uitgangssignaal d0cQb0a0 begrenst. Voor dit terugstelsignaal R geldt de volgende relatie: 15 (17) R - b.c.d.+S.c.a+a.c.a

De bovenstaande logische uitdrukkingen kunnen op eenvoudige wijze met standaard logische bouwblokken worden gerealiseerd.

In figuur 21 is een waarheidstabel opgesteld, waarin achtereenvolgens zijn weergegeven: het ingangssignaal P = dcba van de 20 inrichting 90, de decimale waarde PD van dit signaal P, het uitgangssignaal Y = d van de kwantisator 14, het onbegrensde uitgangssignaal V' van inrichting 90, de decimale waarde VrD van dit signaal V', het begrensde uitgangssignaal V van inrichting 90, de decimale waarde VD van dit signaal V en het terugstelsignaal R.

25 Dit deze tabel is duidelijk, dat in dit uitvoeringsvoorbeeld voor positieve ingangssignalen het ingangssignaal van het lusfilter 28 wordt begrensd op een waarde 00100....0 en voor negatieve ingangssignalen wordt op een waarde 11100....0.

In figuur 22 is het schema weergegeven van een 30 realisatievorm van een 3e orde filter 28 waarvan de overdracht wordt gegeven door ' (18) H(Z) = 1 - (Z-1)3 (Z—1/2)3 hetgeen herschreven kan worden in de vorm: 35 (19) H(Z) = Z~1(7/8Z~2-9/42'1+3/2) (1—1/2Z—1)3

Het filter is opgebouwd uit sommatoren, multiplicatoren en vertragingen

i-.? - i· - . \ J

w ^5* V J *

V

PHN 11.701 21 Z"1. Het ingangssignaal V wordt toegevoerd aan een eerste ingang een eerste sommator 100 waarbij tussen de uitgang en een tweede ingang een lus bestaande uit een vertraging 101 en een multiplicator 102 met coëfficiënt V2 is aangebracht, die de eerste factor 5 (1~V2Z_^) in de noemer van de overdrachtsfunktie vormt. Het uitgangssignaal van de sommator 100 wordt verder via een multiplicator 10.3 met coëfficiënt /2 toegevoerd aan een eerste ingang van een tweede sommator 104 en wordt verder via vertraging 101 gevolgd door een multiplicator 105 met coëfficiënt - /4 aan een tweede ingang en 10 via de vertragingen 101 en 106 gevolgd door een multiplicator 107 met coëfficiënt /8 aan een derde ingang van deze sommator 104 toegevoerd. Door de elementen 101, 103-107 wordt de factor ^/8Z“^-^/4Z“^+3/2 geraliseerd. Tussen de uitgang en een vierde ingang van deze sommator 104 is een tweede terugkoppellens met 4 15 vertraging 108 en multiplicator 109 met coëfficiënt /2 1 -1 aangebracht, die de tweede factor 1-/2Z vormt. Het uitgangssignaal van de sommator 104 wordt toegevoerd aan een eerste ingang van een derde sommator 110, waarbij tussen de uitgang en een tweede ingang een derde terugkoppellus gevormd door een vertraging 111 20 gevolgd door een multiplicator 112 met coëfficiënt V2 is 1 -1 aangebracht, waarmee de derde factor 1- /22 wordt gerealiseerd.

Het uitgangssignaal van de sommator 110 wordt via een vertraging 111, die nog een factor Z aan de overdrachtsfunctie toevoegt, naar de uitgang van het filter gevoerd, waar dus het uitgangssignal H(Z)V 25 verschijnt waarbij H(Z) wordt gegeven door vergelijking (19).

In figuur 23 is de gemeten signaal-ruisverhouding van de kodeerinrichting van figuur 20 voorzien van een derde orde lusfilter 28 weergegeven als functie van het vermogen van een digitaal gegenereerd sinusvormig ingangssignaal met een genormaliseerde frequentie van 30 5.315.10”^. Het 0-dB niveau komt overeen met het maximale mogelijke Λ uitgangsvermogen E /2 van de kodeerinrichting. Het maximale uitgangsvermogen is gelijk aan Sm = -7 dB. Bij een ingangssignaalniveau boven -7 dB treedt namelijk de begrenzingsfunctie van inrichting 90 in werking. Het gemeten ruisvermogen bij een zeer klein ingangssignaal is 35 gelijk aan Nj_= -110 dB, hetgeen zeer goed overeenkomt met het volgens vergelijking {11) berekende vermogen van Nj_ = -111,1 dB. Hit de figuur volgt, dat het dynamische bereik van de kodeerinrichting gelijk is aan 5 *- \ PHN 11.701 22

Sm/N^ = 103 dB. De maximale signaalruisverhouding die met de beschikbare meetapparatuur gemeten kon worden, is gelijk aan (S/N)max = 94 dB. De werkelijke maximale signaal-ruisverhouding bezit echter een grotere waarde.

5 De uitvinding is niet beperkt tot de getoonde uitvoeringsvormen. Binnen het kader van de uitvinding zijn voor de vakman vele variaties mogelijk. Zo kan omdat het lusfilter voor signaalfrequenties een overdracht nagenoeg gelijk aan één bezit, het ingangssignaal in plaats van bij het uitgangssignaal van het filter ook 10 bij het ingangssignaal van het filter worden opgeteld.

s V

.J

Claims

1. Kodeerinrichting bevattende een kwantisator voor het omzetten van een ingangssignaal in een één-bits gecodeerd signaal, welke kwantisator is voorzien van een ingang voor het toevoeren van het ingangssignaal en een uitgang voor het afnemen van het één-bits 5 gecodeerde signaal en voorts bevattende een fouttegenkoppeling voor het tegenkoppelen van een door de kwantisator veroorzaakt kwantisatiefoutsignaal naar de ingang van de kwantisator, welke fouttegenkoppeling is voorzien van een ten minste derde orde filter met een ingang en een uitgang, met het kenmerk, dat de overdracht van het 10 filter wordt gegeven door ïyz) = 1-(Z-b)n/{Z-a)n waarbij: n>3 de orde van het filter is, b een constante nagenoeg gelijk aan één is, en a een constante met 0<a<b is, 15 en dat de inrichting is voorzien van begrenzingsmiddelen voor het begrenzen van het aan de ingang van het filter toegevoerde kwantisatiefoutsignaal.

2. Kodeerinrichting volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat voor een derde orde filter (n=3) de constante a een waarde bezit 20 gelegen in het interval 0,35<a<b.

3. Kodeerinrichting volgens conclusie 2, met het kenmerk, dat de waarde van de constante a nagenoeg gelijk is aan a=0,5.

4. Kodeerinrichting volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat voor een vierde orde filter (n=4) de constante a een waarde bezit 25 gelegen in het interval 0,6<a<b.

5. Kodeerinrichting volgens conclusie 4, met het kenmerk, dat de waarde van de constante a nagenoeg gelijk is aan a=0,66.

6. Kodeerinrichting volgens één der voorgaande conclusies, met het kenmerk, dat het ingangssignaal een tijddiscreet- 30 amplitude continu signaal is.

7. Kodeerinrichting volgens één der voorgaande conclusies 1 t/m 5, met het kenmerk, dat het ingangssignaal een meer-bits digitaal signaal is.

8. Kodeerinrichting volgens conclusie 6 of 7, met het 35 kenmerk, dat de inrichting verder is voorzien van - een eerste sommator met een eerste ingang voor het toevoeren van het ingangssignaal, een tweede ingang voor het toevoeren van het / 3 j, t PHN 11.701 24 uitgangssignaal van het filter en een uitgang voor het leveren van het somsignaal van deze twee signalen aan de ingang van de kwantisator, en - een tweede sommator met een eerste ingang voor het toevoeren van het uitgangssignaal van de kwantisator, een tweede ingang voor het toevoeren 5 van het uitgangssignaal van de eerste sommator en een uitgang voor het leveren van het verschil van deze twee signalen aan de ingang van het filter - en. dat de begrenzingsmiddelen zijn aangebracht tussen de uitgang van de eerste sommator en de ingang van het filter in een eerste lus gevormd 10 door de eerste sommator, de tweede sommator en het filter.

9. Kodeerinrichting volgens conclusie 8, wanneer afhankelijk van conclusie 6, met het kenmerk, - dat in de eerste lus gevormd door de eerste sommator, de tweede sommator en het filter tussen de uitgang van de eerste sommator en de 15 eerste ingang van de tweede sommator een eerste vertraging voor het vertragen van het uitgangssignaal van de eerste sommator over een klokperiode van de kwantisator is aangebracht, - dat in de tweede lus gevormd door de eerste sommator, de kwantisator en het filter tussen de uitgang van de eerste sommator en de tweede 20 ingang van de tweede sommator een tweede vertraging met eenzelfde vertragingstijd als de eerste vertraging is aangebracht, - dat de eerste sommator is voorzien van een derde ingang voor het toevoeren van het over een klokperiode vertraagde uitgangssignaal van de eerste sommator, 25. dat de eerste sommator is voorzien van een vierde ingang voor het toevoeren van het over een klokperiode vertraagde uitgangssignaal van de kwantisator, en - dat de overdrachtsfunctie van het filter wordt gegeven door ZH(Z)-1.

10. Kodeerinrichting volgens conclusie 9, met het kenmerk, 30. dat in de eerste lus de eerste vertraging wordt gevormd door een derde vertraging voor het vertragen van het uitgangssignaal van de eerste sommator over een halve klokperiode tussen de uitgang van de eerste sommator en de ingang van de kwantisator en door een vierde vertraging voor het vertragen van het uitgangssignaal van de sommator over een 35 halve klokperiode tussen de ingang van de kwantisator en de eerste ingang van de tweede sommator, - dat in de tweede lus de tweede vertraging wordt gevormd door de derde * ' ·> PHN 11.701 25 vertraging en door een vijfde vertraging voor het vertragen van het uitgangssignaal van de kwantisator over een halve klokperiode tussen de uitgang van de kwantisator en de tweede ingang van de tweede sommator, en - dat tussen de uitgang van de derde vertraging en de derde ingang van 5 de eerste somnator een zesde vertraging voor het vertragen van het uitgangssignaal van de derde vertraging over een halve klokperiode is aangebracht.

11. Schakeling volgens conclusie 10, met het kenmerk, dat de inrichting is uitgevoerd met behulp van geschakelde condensators, 10 waarbij - de lus gevormd door de eerste sommator, de derde en de zesde vertraging een geschakelde condensator integrator vormt, waarbij de signalen op de eerste, tweede en vierde ingang van de eerste sommator in een eerste halve klokperiode worden bemonsterd en het uitgangssignaal 15 van de integrator in een tweede halve klokperiode aan een uitgang van de integrator wordt geleverd, - het uitgangssignaal van de kwantisator in de tweede halve klokperiode aan de uitgang van de kwantisator wordt geleverd, - de vierde vertraging wordt gevormd door een eerste schakelaar voor het 20 in een eerste klokperiode verbinden Van de uitgang van de integrator met een eerste ingang van het filter, - de vijfde vertraging wordt gevormd door een tweede schakelaar voor het in een eerste klokperiode verbinden van de uitgang van de kwantisator met een tweede ingang van het filter 25. en het filter een geschakeld Condensator filter is met een ingangstrap, die de som van de signalen aan de eerste en de tweede ingang van het filter verwerkt.

12. Kodeerinrichting volgens conclusie 7, met het kenmerk, dat de inrichting is voorzien van 30. een eerste sommator met een eerste, n-bits ingang voor het toevoeren van een n-bits ingangssignaal, een tweede, m-bits ingang voor het toevoeren van het m-bits uitgangssignaal van het filter en een k+1 bits uitgang voor het leveren van het k-f-1 bits somsignaal van deze signalen, 35. middelen voor het leveren van het meest significante bit van het somsignaal aan de ingang van de kwantisator, - middelen voor het leveren van de k minst signifcante bits aan de k+1- \ * > PHK 11.701 26 bits ingang van het filter, - en middelen voor het leveren van de 1 meest significante bits van het somsignaal aan een 1-bits ingang van een logische schakelinrichting, die is voorzien van een 1-bits uitgang voor het 5 leveren van het 1-bits verschilsignaal van het 1-bits ingangssignaal en het in 1-bits uitgedrukte uitgangssignaal van de kwantisator aan de k+l-bits ingang van het filter.

13. Analoog-digitaal omzetter, met het kenmerk, dat deze is voorzien van een kodeerinrichting volgens één der conclusies 1 t/m 6 10 en 8 t/m 11.

14. Digitaal-analoog omzetter, met het kenmerk, dat deze is voorzien van een kodeerinrichting volgens één der conclusies 1 t/m 5, 7 en 12. *