CN101978596A - 步进式增益混频器 - Google Patents

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Abstract

一种经放大的步进式增益混频器部分通过使用多个增益状态改进线性而改进接收器的信噪比。所述混频器部分包括放大器、开关及两个晶体管。放大器输出耦合到所述两个晶体管的源极。振荡信号存在于晶体管栅极上。当所述开关闭合时晶体管漏极经由所述开关彼此耦合。所述混频器部分在两种模式中操作。在1/2模式中，因为所述开关断开，所以混频器部分输出电流仅流过第一晶体管且不流过第二晶体管。在2/2模式中，所述混频器部分输出电流流过两个晶体管。所述混频器部分经配置使得当切换信号被断言时所述开关被闭合。所述切换信号是当混频器控制寄存器的位经写入时被断言。

Description

步进式增益混频器
技术领域
本发明大体上涉及无线通信装置，且更明确地说，涉及一种在接收器前端中提供步进式增益控制的混频器。
背景技术
用于无线通信系统的接收器通常需要继之以双平衡式混频器的低噪声放大器(LNA)以预放大传入信号并将那些信号降频转换到适当的中频(IF)或基带频率。典型接收器具有不多于约20dB的信噪比(SNR)。信噪比对通信系统可发射的数据吞吐量强加粗略限制。举例来说，遵循IEEE 802.11g标准的具有约20dB的信噪比的系统不可发射太多于约25MB/秒的数据。正开发基于正交频分多路复用(OFDM)的较新无线通信系统，且其允许发射比通过基于码分多址(CDMA)或时分多址(TDMA)的现存系统可实现的数据速率高的数据速率。
OFDM通过移除保护频带并通过将载波子信道在一起紧密地间隔直到其实际上重叠而实现较高频谱效率。载波子信道的频率为正交的(在数学意义上为垂直的)且允许每一子信道的频谱在不干扰其它子信道的情形下与其重叠。快速傅立叶变换(FFT)芯片的商业可得性已使其对于解调每一子信道信号为可行的。另外，通常利用正交调幅以甚至更多地增加数据吞吐量。基于OFDM的这些较新系统在例如以下各者的通信标准下操作：3GPP长期演进(LTE)、超移动宽带(UMB)(还被称为演进数据优化修订本C)、WiFi(IEEE 802.11a/g)、WiMax(IEEE 802.16)及数字视频广播(DVB)。
然而，这些较新OFDM通信系统的操作取决于接收器的能力来实现高于现存无线通信系统的信噪比的信噪比。此外，除仅在一个特定信号电平处具有高信噪比之外，OFDM系统的接收器还应在大增益控制范围上维持高信噪比。举例来说，希望在至少35dB的增益范围上维持高信噪比。信噪比倾向于在大增益范围上呈之字形，其中接收器仅具有少数大增益步长。因此，可使用具有许多精细增益步长的接收器来在大增益范围上实现始终如一地高且平滑的信噪比。
功率消耗在接收器前端(尤其是对于手持无线装置中的接收器)的设计中同样为重要考虑事项。在接收器前端中，可通过使用无源混频器且取消经串联配置的低噪声放大器(LNA)来减少功率消耗。因此，寻求可在至少35dB的增益范围上实现至少30dB的平滑信噪比，但仅使用无源混频器且不使用经串联配置的低噪声放大器来维持此信噪比的接收器的设计。
发明内容
接收器使用新颖的经放大的步进式增益混频器部分以提供高于可通过常规混频器实现的信噪比的信噪比(SNR)。经放大的步进式增益混频器部分包括低噪声放大器及步进式增益混频器。接收器的SNR随着经放大的步进式增益混频器部分的增益在宽功率范围上改变而平滑地转变。经放大的步进式增益混频器部分通过使用多个增益状态改进接收器在宽动态范围上的线性而改进接收器的SNR。尽管以更精细的增益步长提供较大增益控制范围的一个益处为改进SNR，但是还存在其它益处。举例来说，较大增益控制范围使接收器能够通过降低增益及进而防止饱和而在存在干扰的情形下接收信号。
在一个实施例中，步进式增益混频器中的每一者在四种增益模式中操作。通过将四种混频器增益模式应用于三种放大器增益模式中的每一者来实现十二种增益状态。在每一放大器增益模式处降低混频器增益模式的能力使接收器能够防止接收链的饱和且进而防止SNR中的恶化。接收器针对基于正交频分多路复用(OFDM)的无线通信系统执行IQ解调。接收器为产生同相(I相)基带信号及正交(Q相)基带信号的差分系统。两个步进式增益混频器中的每一者从低噪声放大器接收呈0度(正)相及180度(负)相经放大的射频(RF)信号的形式的差分信号。I相本机振荡器(LO)信号及Q相LO信号彼此移位九十度。I相LO信号及Q相LO信号中的每一者在0度(正)相以及180度(负)相上差分地产生。将I相LO信号提供到步进式增益混频器中的一者，且将Q相LO信号提供到另一步进式增益混频器。步进式增益混频器中的一者降频转换经放大的RF信号且产生I相基带信号，且另一步进式增益混频器降频转换经放大的RF信号且产生Q相基带信号。
在一个实施例中，接收器包含RF收发器集成电路(IC)及数字基带IC。RF收发器IC含有经放大的步进式增益混频器部分及控制步进式增益混频器的混频器控制寄存器。数字基带IC经由SPI串行总线通过混频器控制寄存器将混频器控制信息传达到步进式增益混频器。在另一实施例中，在被称为芯片上系统(SOC)的单一集成电路上执行模拟及数字功能两者。芯片上系统包括接收器前端、接收器基带处理块及数字控制块。数字控制块控制接收器操作，包括步进式增益混频器。
在另一实施例中，步进式增益混频器部分包括放大器、开关及第一晶体管及第二晶体管。振荡信号存在于第一晶体管及第二晶体管的栅极上。在一方面中，振荡信号是由频率合成器产生。振荡信号还可由外部晶体、外部时钟或内部RC或环式振荡器产生。放大器的输入引线耦合到天线，且放大器的输出引线耦合到第一晶体管的源极引线及第二晶体管的源极引线。当开关被闭合时，第一晶体管的漏极引线经由开关耦合到第二晶体管的漏极引线。步进式增益混频器部分在1/2模式中且在2/2模式中操作。在1/2模式中，来自步进式增益混频器部分的输出电流仅流过第一晶体管。输出电流在1/2模式中不流过第二晶体管，因为开关为断开的。在2/2模式中，来自步进式增益混频器部分的输出电流流过第一晶体管及第二晶体管两者。步进式增益混频器部分经配置使得当断言切换信号时开关被闭合。在一方面中，切换信号是当将数字1写入到混频器控制寄存器的位时被断言。
在又一实施例中，步进式增益混频器在第一模式中且在第二模式中操作。步进式增益混频器具有八个晶体管及三个开关。在第一模式中，第一开关及第二开关被闭合，且第三开关断开。在第二模式中，第一开关及第二开关断开，且第三开关被闭合。
差分射频输入信号的正相存在于第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管及第四晶体管的源极引线中的每一者上。差分射频输入信号的负相存在于第五晶体管、第六晶体管、第七晶体管及第八晶体管的源极引线中的每一者上。振荡器信号的负相存在于第一晶体管、第二晶体管、第五晶体管及第六晶体管的栅极引线上，且振荡器信号的正相存在于第三晶体管、第四晶体管、第七晶体管及第八晶体管的栅极引线上。差分基带输出电流的正相存在于第一晶体管的漏极引线上，且差分基带输出电流的负相存在于第五晶体管的漏极引线上。第一模式中的差分基带输出电流的量值大于第二模式中的差分基带输出电流的量值。
第三晶体管的漏极引线耦合到第六晶体管的漏极引线，第四晶体管的漏极引线耦合到第五晶体管的漏极引线，第七晶体管的漏极引线耦合到第二晶体管的漏极引线，且第八晶体管的漏极引线耦合到第一晶体管的漏极引线。第一开关耦合到第二晶体管的漏极引线。当在第一模式中第一开关被闭合时，第二晶体管的漏极引线经由第一开关耦合到第一晶体管的漏极引线。第二开关耦合到第六晶体管的漏极引线。当在第一模式中第二开关被闭合时，第六晶体管的漏极引线经由第二开关耦合到第五晶体管的漏极引线。当在第二模式中第三开关被闭合时，第二晶体管的漏极引线经由第三开关耦合到第六晶体管的漏极引线。在第二模式中，电流从第二晶体管的漏极引线经由第三开关且到第六晶体管的漏极引线形成环路。
在又一实施例中，将射频输入信号接收到第一晶体管及第二晶体管的源极引线上。将振荡器信号接收到第一晶体管及第二晶体管的栅极引线上。第一晶体管与第二晶体管均不接收偏压电流。从第一晶体管的漏极引线输出基带信号。通过将第一晶体管的漏极引线耦合到第二晶体管的漏极引线来增加基带信号的电流的量值。通过闭合耦合到第一晶体管的漏极引线及第二晶体管的漏极引线两者的开关来将第一晶体管的漏极引线耦合到第二晶体管的漏极引线。当混频器控制寄存器的位经写入且切换信号被断言时开关被闭合。
在又一实施例中，电路包括两个晶体管。两个晶体管均不接收偏压电流。经放大的射频信号存在于第一晶体管的第一引线上及第二晶体管的第一引线上。振荡信号存在于第一晶体管及第二晶体管的栅极引线上。基带信号存在于第一晶体管的第二引线上。电路还包括用于通过将第一晶体管的第二引线耦合到第二晶体管的第二引线而控制基带信号的电流的量值的装置。当通过闭合装置中所包括的开关而将第一晶体管的第二引线耦合到第二晶体管的第二引线时，基带信号的电流的量值增加。基带信号的电流的量值响应于写入到装置中所包括的寄存器的位而增加。
前述为发明内容且因此有必要含有细节的简化、概括及省略；因此，所属领域的技术人员将了解发明内容仅为说明性的且无意在任何方式上加以限制。如仅由权利要求书所界定，本文中所描述的装置及/或过程的其它方面、发明性特征及优势将在本文中所阐述的非限制性实施方式中变得显而易见。
附图说明
相同数字指示各种实施例的附图中的相同组件。
图1为使用经放大的步进式增益混频器部分来提供比通过常规混频器可实现的增益控制范围及信噪比更大的增益控制范围及更高的信噪比的接收器的简化示意性框图；
图2为图1的经放大的步进式增益混频器部分的以六个增益状态操作的另一实施例的简化示意性框图；
图3为图1的经放大的步进式增益混频器部分的以十二个增益状态操作的另一实施例的简化示意性框图；
图4为展示等效于图3的经放大的步进式增益混频器部分的四分之四(4/4)模式的差分双平衡式混频器的图式；
图5为展示类似于图3的经放大的步进式增益混频器部分的电路配置的另一类型的简化框图；
图6为展示由图3的经放大的步进式增益混频器部分实现的十二个增益状态的表格；
图7为绘制图3的经放大的步进式增益混频器部分在图6的十二个增益状态中的每一者处的前端增益的图式；
图8为绘制图3的经放大的步进式增益混频器部分在图6的十二个增益状态中的每一者处的前端噪声图的图式；
图9为绘制图3的经放大的步进式增益混频器部分在图6的十二个增益状态中的每一者处的输入三阶截止点(输入IP3)的图式；
图10为列举增益状态一在图3的经放大的步进式增益混频器部分的工艺角上的各种性能指示符的表格；及
图11为根据一个新颖方面的方法的流程图。
具体实施方式
现将详细参考各种实施例，各种实施例的实例在附图中得以说明。
图1为针对基于正交频分多路复用(OFDM)的无线通信系统执行IQ解调的接收器10的简化框图。在一个实施例中，接收器10的功能由射频(RF)收发器集成电路(IC)11及数字基带IC 12执行。RF收发器IC 11被称为“收发器”，因为其包括发射器以及接收器。执行RF收发器IC 11的发射功能的电路在图1中未展示。接收器10使用经放大的步进式增益混频器部分15以提供高于可通过常规混频器实现的信噪比的信噪比。较高信噪比是部分通过提供较大增益控制范围来实现。接收器10的信噪比随着经放大的步进式增益混频器部分15的增益在宽功率范围上增加而平滑地转变。因此，经放大的步进式增益混频器部分15提供具有精细增益步长及大增益控制范围(GCR)的接收器10。
在图1中未展示的接收器10的另一实施例中，在被称为芯片上系统(SOC)的单一集成电路上执行接收器10的模拟及数字功能两者。芯片上系统包括经放大的步进式增益混频器部分15、接收器基带处理块及数字控制块。数字控制块控制接收器操作，包括经放大的步进式增益混频器部分15的放大器及混频器。
接收器10包括天线16、三个低噪声放大器(LNA)17到19、步进式增益混频器20到21、频率合成器22、带通滤波器23到24、模/数转换器25到26及快速傅立叶变换(FFT)块27。另外，接收器10包括串行外围接口(SPI)总线28，RF收发器IC 11与数字基带IC 12经由所述串行外围接口(SPI)总线28通信。RF收发器IC 11包括控制步进式增益混频器20到21的混频器控制寄存器29。混频器控制寄存器29可从SPI串行总线28经写入。数字基带IC 12通过控制由频率合成器22分别供应到步进式增益混频器20及21的本机振荡器(LO)信号30及31的频率来调谐接收器10。数字基带IC 12经由SPI串行总线28通过混频器控制寄存器29将混频器控制信息传达到步进式增益混频器20到21。
当接收器10正在接收时，将RF信号32接收到天线16上且接着由低噪声放大器17到19放大或衰减。接收器10经设计以解调具有介于700MHz与5.5GHz之间的载波频率的RF信号。随着载波频率从700MHz增加到5.5GHz，经放大的步进式增益混频器部分15的增益降低。在此频率变化上的增益的损耗未经补偿的情况下，增益对于具有恒定强度的RF信号甚至可降低多达50％。增益损耗主要归因于步进式增益混频器20到21中的金属氧化物半导体场效晶体管(MOSFET)的寄生电容。
在一个实例中，RF信号32的载波频率居中于5.1GHz处且具有20MHz的带宽。因此，载波信号的频率从5.099GHz变化到5.101GHz。本机振荡器频率接着用以解调载波信号且将RF信号32降频转换到基带信号33到34。在此实例中，频率合成器22产生5.1GHz的本机振荡器频率，且步进式增益混频器20到21产生具有10MHz的带宽的基带信号。接收器10为产生同相(I相)基带信号33及正交(Q相)基带信号34的基于差分正交的系统。经提供到混频器20的I相LO信号30及经提供到混频器21的Q相LO信号31彼此移位九十度。另外，I相LO信号30及Q相LO信号31中的每一者在0度(正)相以及180度(负)相上差分地产生。低噪声放大器17到19将经放大或经衰减(视增益状态而定)的差分RF信号32等同地提供到两个混频器20到21，使得同相及正交相基带信号33到34经一致地处理。两个步进式增益混频器20到21中的每一者从低噪声放大器17到19接收呈正相及负相的经放大RF信号的形式的差分信号。步进式增益混频器20降频转换经放大的RF信号且产生I相基带信号33，其接着由带通滤波器23滤波。类似地，步进式增益混频器21降频转换经放大的RF信号且产生Q相基带信号34，其接着由带通滤波器24滤波。从相同RF输入信号驱动且由异相九十度的本机振荡器信号驱动的两个混频器的此配置被称为正交解调器。接着将经滤波的基带信号的I及Q相33到34传递到数字基带IC 12。模/数转换器25到26接着将基带信号33到34数字化为用于数字基带IC 12中的基带处理的一个或一个以上数字流。基带处理的步骤中的一者涉及FFT块27将数字流转换为用于后续数字信号处理的符号。
在另一实例中，接收器10并非为差分系统而为单端的。单端接收器系统不使用正相信号及负相信号。
通过减少由接收器产生的热噪声来增加接收器的信噪比(SNR)仅在某种程度上有效。甚至在已通过减少热噪声来增加SNR的情况下，当接收链饱和时SNR迅速恶化，且接收器的响应变得非线性。因此，除减少热噪声之外，接收器的总SNR还可通过减少接收器前端的非线性来改进。经放大的步进式增益混频器部分15通过使用多个增益状态改进线性来改进接收器10的SNR。十二个增益状态是通过针对低噪声放大器17到19的三个放大器增益模式中的每一者提供四个混频器增益模式来实现。低噪声放大器17到19具有降低RF信号强度的能力使得接收链甚至在极大输入信号强度下仍不饱和。精细增益步长防止在每一放大器增益模式的最高混频器增益模式下的SNR恶化。
低噪声放大器17到19并联地连接。在任一给定时间仅低噪声放大器中的一者操作。每一低噪声放大器对应于三个放大器增益模式中的一者。每一低噪声放大器是通过接通或断开到所述低噪声放大器的偏压电流来接通或断开。偏压电流由RF收发器IC 11(图1中未展示)中通过数字基带IC 12使用SPI串行总线28写入到的寄存器控制。通过一次仅操作一个低噪声放大器，低噪声放大器之间的寄生电容得以避免。第二级串联的低噪声放大器的响应中的由第二级易于饱和引起的非线性也得以避免。另外，避免了与匹配串联连接的低噪声放大器的第一级与第二级之间的阻抗相关联的难题。通过不串联连接低噪声放大器也减少电流消耗。
在一个实施例中，三个低噪声放大器17到19分别具有约-22dBS、-44dBS及-58dBS的跨导增益。因此，当第一LNA 17接通时，RF信号32的输入电压与与第一LNA 17的输出电流之间的比为约-22dBS。三个低噪声放大器17到19自身提供约36dB(-22dBS到-58dBS)的增益控制范围。每一步进式增益混频器20到21的转换损耗为约-7dB。因此第一LNA 17加上同相步进式增益混频器20或正交相步进式增益混频器21的对应跨导增益为约-29dBS。对于约36dB的总范围，由三个低噪声放大器17到19得到的经放大的步进式增益混频器部分15的增益控制范围因此介于约-29dBS与-65dBS之间。
步进式增益混频器20到21中的每一者在四种增益模式中操作。在最高衰减增益模式中，每一步进式增益混频器提供约-12dBS的额外跨导增益。对应于LNA 19的第三放大器增益模式加上同相步进式增益混频器20或正交相步进式增益混频器21的最高衰减混频器增益模式的跨导增益为约-77dBS。经放大的步进式增益混频器部分15的从具有最低衰减混频器增益模式(-29dBS)的第一放大器增益模式到具有最高衰减混频器增益模式(-77dBS)的第三放大器增益模式的总增益控制范围因此为约-48dBS。
现相对于图2中所示的经简化的实施例35解释经放大的步进式增益混频器部分15的操作。经简化的实施例35以通过针对三个放大器增益模式中的每一者提供两个混频器增益模式而实现的六个增益状态操作。经简化的实施例35在无正交调幅且未产生差分信号的情形下执行基本降频转换解调。图2展示耦合到天线16、本机振荡器36及基带滤波器37的经放大的步进式增益混频器部分的经简化的实施例35。经简化的实施例35包括耦合到步进式增益混频器38的三个低噪声放大器17到19。步进式增益混频器38具有两个MOSFET晶体管39到40及两个开关41到42，其在此实施例中也为MOSFET晶体管。用作混频器的晶体管39到40中的每一者约为用作开关的晶体管41到42的三倍大。在三个放大器增益模式中的每一者中，步进式增益混频器38可在1/2模式中操作或在2/2模式中操作。在1/2模式中，从步进式增益混频器38到基带滤波器37的输出电流仅流过n沟道场效晶体管39。在1/2模式中输出电流不流过n沟道场效晶体管40，因为开关41断开且开关42闭合。在2/2模式中，来自步进式增益混频器38的输出电流流过FET 39及FET 40两者。步进式增益混频器38经配置使得当切换信号43被断言时开关41闭合且开关42断开。在一个实施例中，切换信号43在将数字一写入到混频器控制寄存器29的第八位中时被断言。
通过对切换信号43解除断言，可在三个放大器增益模式中的每一者中降低经简化的实施例35的前端增益。在1/2混频器增益模式操作的能力使经简化的实施例35的增益状态的数目加倍。通过提供更多增益状态，降低了接收链饱和的可能性，且将经放大的步进式增益混频器部分35的信噪比维持在整个增益控制范围上的较高电平处。经简化的实施例35的额外混频器增益状态是在无偏压电流供应到晶体管39到40的情况下使用无源混频器配置来实现的。额外混频器增益状态是通过无源混频器配置实现，而不会显著增加电流消耗。另外，用以提供额外混频器增益状态的开关41到42不通过在基带处添加寄生电容而使性能显著降级。开关41到42不显著增加步进式增益混频器38的寄生电容的效应，因为其被置于混频器晶体管39到40的基带侧上，与置于步进式增益混频器38的RF端口44上或本机振荡器端口45上相对。RF端口44及本机振荡器端口45上的阻抗在于混频器增益状态之间切换时保持恒定。对RF端口44或本机振荡器端口45上的高频环境添加寄生电容将产生将显著衰减RF信号32的低阻抗。举例来说，在RF端口44的高频环境中产生仅约二十欧的阻抗的一皮法的所添加寄生电容在步进式增益混频器38的较低频率基带侧上将产生高得多的两千欧阻抗。较高的两千欧阻抗不显著影响基带信号。
图3展示经放大的步进式增益混频器部分15的步进式增益混频器20的另一实施例。在图3的实施例中，经放大的差分RF输入信号32驱动双平衡式步进式增益混频器20响应于由频率合成器22输出的差分本机振荡器信号而操作。低噪声放大器17到19输出差分RF输入电流的0度(正)相46及180度(负)相47两者。步进式增益混频器20的输出为表示在本机振荡器频率处经降频转换的差分RF输入信号32的差分I相基带信号33。步进式增益混频器20接收由频率合成器22提供的I相LO信号30。步进式增益混频器20输出I相基带信号33的输出电流的正相48及负相49两者。
在类似于图3中所示配置的配置中，步进式增益混频器21还接收经放大的差分RF    输入电流的正相46及负相47。步进式增益混频器21接收从I相LO信号30移位90度的差分Q相LO信号31。步进式增益混频器21输出Q相基带信号34的正相及负相两者。
在图3的实施例中，步进式增益混频器20的正相及负相侧与分路开关50到53及串联开关54到61组合以形成差分双平衡式步进式增益混频器。接收器10作为差分接收器操作，因为低噪声放大器17到19及步进式增益混频器20到21差分地操作。步进式增益混频器20为“双平衡式”，因为RF侧及基带侧两者差分地操作。步进式增益混频器20的正相及负相侧中的每一者由八个n沟道场效晶体管组成。步进式增益混频器20的正相侧包括晶体管62到69，且步进式增益混频器20的负相侧包括晶体管70到77。步进式增益混频器20的正相侧及负相侧中的每一者的八个FET的四个(66到69、74到77)的栅极耦合到LO信号30的I相的正相。步进式增益混频器20的正相侧及负相侧中的每一者的八个FET的另外四个(62到65、70到73)的栅极耦合到LO信号30的I相的负相。开关50到61经配置使得在步进式增益混频器20的正相侧与负相侧之间维持对称性。通过对到开关50到61的切换信号进行断言及解除断言，步进式增益混频器20可经控制以在四个混频器增益模式(4/4、3/4、2/4及1/4)中操作。在1/4模式中，电流流过十六个晶体管62到77中的四个。在4/4模式中，电流流过所有十六个晶体管62到77。在四个混频器增益模式中，所有三个开关群组(50到53、54到57及58到61)的开关中的一个、两个、三个或四个闭合。因此，仅需要四个切换信号来操作十二个开关50到61，且在四个混频器增益模式中仅需要混频器控制寄存器29的四个位来操作步进式增益混频器20。因为步进式增益混频器21与混频器20类似地操作，所以相同的四个位可用以控制两个步进式增益混频器20到21。
在图3的实施例中，所有十六个晶体管62到77为相同尺寸。因此，在1/4模式中为在4/4模式中流过十六个晶体管的电流的四分之一的电流流过四个晶体管。因此，在4/4模式中的基带输出电流导致0dB的放大的情况下，3/4、2/4及1/4模式中的衰减分别对应于-2.5dB、-6dB及-12dB。在步进式增益混频器20的另一实例中，十六个晶体管62到77中的每一者不具有等同尺寸。举例来说，四个晶体管群组(62、70、69、77；63、71、68、76；64、72、67、75；及65、73、66、74)的相对晶体管尺寸可经选择使得四个模式(4/4、3/4、2/4、1/4)的放大导致dB上的线性步进。举例来说，四个模式(4/4、3/4、2/4、1/4)的相对放大可为0dB、-2dB、-4dB及-6dB。
当RF输入电流流过所有十六个晶体管62到77时，步进式增益混频器20的四分之四(4/4)模式对应于最高增益模式。在四分之四模式中，所有四个分路开关50到53断开，且所有八个串联开关54到61被闭合。图4展示等效于差分双平衡式步进式增益混频器20的四分之四(4/4)模式的差分双平衡式混频器78。举例来说，流过混频器78的晶体管79的RF输入电流的正相46的量值等效于流过图3中的步进式增益混频器20的四个晶体管62到65的RF输入电流的正相46的量值。
返回到图3，在步进式增益混频器20的四分之一(1/4)模式中，串联开关54及61被闭合，分路开关51到53同样被闭合；所有其它开关断开。流出三个晶体管63到65的基带电流环流回到步进式增益混频器20的负侧且经由晶体管66到68返回到正侧。环流回的分路电流不流过步进式增益混频器20的信号路径。流过晶体管62及77的正相RF输入电流46经由开关54流出作为同相基带信号34的正相48。流过晶体管69及70的负相RF输入电流47流出开关61作为同相基带信号34的负相49。四分之一(1/4)模式与四分之四(4/4)模式相比具有约-12dB衰减。
图5展示图3的实施例的另一类型的简化框图。图3及图5两者均表示步进式增益混频器20的相似电路配置。图5使用混频器的交叉环形记法。图5的交叉环形中的参考数字对应于图3中的经编号的晶体管。图5的框图还表示步进式增益混频器20中的晶体管的物理实施方案。图5指示步进式增益混频器20的晶体管被分组为四个单独混频器。
图6展示通过将混频器20或混频器21的四个混频器增益模式与低噪声放大器17到19的三个放大器增益模式组合而实现的十二个增益状态。增益状态(一)具有最高增益，且增益状态(十二)具有最低增益(或最大衰减)。
图7为经放大的步进式增益混频器部分15在图6的十二个增益状态中的每一者处的前端增益的图表。前端增益(以dBS为单位)为正在对应增益状态中使用的低噪声放大器的跨导增益加上正使用的混频器晶体管的增益的测量。跨导增益将到低噪声放大器17到19中的一者的输入电压与退出步进式增益混频器20到21的基带输出电流进行比较。图7中的前端增益是以居中于5.5GHz的RF信号32的频率来模拟的。经放大的步进式增益混频器部分15在图7的增益控制范围上的平均dc电流消耗为12.7mA。图7展示通过使用额外三个混频器增益模式(3/4、2/4及1/4)增益控制范围从增益状态(九)的-65dBS扩展到增益状态(十二)的-77dBS。约50dB的总增益控制范围是从增益状态一的约-28.6dBS到增益状态(十二)的约-77dBS而实现。
图8为经放大的步进式增益混频器部分15在图6的十二个增益状态中的每一者处的前端噪声图的图表。前端噪声图将由放大器及混频器添加的噪声与到经放大的步进式增益混频器部分15的输入热噪声进行比较。在最低增益状态(十二)处，经放大的步进式增益混频器部分15将35dB的噪声添加到由经放大的步进式增益混频器部分15接收的热噪声。在最高增益状态(一)处，经放大的步进式增益混频器部分15仅添加1.6dB的噪声。图8中所指示的所添加噪声不包括所添加的非线性噪声。
图9为经放大的步进式增益混频器部分15在图6的十二个增益状态中的每一者处的输入三阶截止点(输入IP3)的图表。IIP3图为相对于一毫瓦的以dB为单位的功率测量(dBm)且为经放大的步进式增益混频器部分15的线性的指示。图9指示经放大的步进式增益混频器部分15的IIP3在增益状态(五)处为约14dBm。因此，在增益状态(五)处，经放大的步进式增益混频器部分15可可容许具有约0dBm的功率的输入RF信号而不会使接收链饱和。经放大的步进式增益混频器部分15的线性在增益状态(一)到(四)处不良。然而，性能不受高增益状态处的不良线性的损害，因为当输入RF信号32的量值为低且增益为高时，小RF信号32将不使接收链饱和。在较高增益状态(九)到(十二)处，经放大的步进式增益混频器部分15的线性良好。举例来说，输入线性在增益状态(十)处为约24dBm，且经放大的步进式增益混频器部分15可容许更大输入信号。具有约10dBm的输入功率的输入RF信号32可在增益状态(十)处解调，而不会使接收链饱和。
图10为列举在经放大的步进式增益混频器部分15的工艺角上增益状态(一)处的各种性能指示符的表格。性能指示符针对增益状态(一)在从5.1GHz变化到5.9GHz的RF频率上，在变化±5％的电源电压上，在从摄氏-30度到摄氏85度的温度范围上，且在各种硅工艺角上进行模拟。针对所列举的增益状态图10的增益值对应于图7的前端增益值。噪声图值对应于图8的前端噪声图值。IIP3值对应于图9的输入IP3值。图10还包括指示针对所列举的增益状态的输入回程损耗的S11值。
图11为根据一个新颖方面的新颖方法80的流程图。在步骤81中，将射频输入信号接收到第一晶体管及第二晶体管的源极引线上。在一个实例中，晶体管的源极引线为图2的第一晶体管39的源极引线及第二晶体管40的源极引线。射频输入信号32由LNA17到19放大且接着将其接收到晶体管39到40的源极引线上。在步骤82中，将振荡器信号接收到第一晶体管的栅极引线上及第二晶体管的栅极引线上。举例来说，将由RF收发器IC 11内的本机振荡器36产生的振荡器信号接收到晶体管39到40的栅极引线上。在步骤83中，从第一晶体管的漏极引线输出基带信号。举例来说，从图2中的第一晶体管39的漏极引线输出基带信号电流84。基带信号具有具量值的电流。在步骤85中，通过将第一晶体管的漏极引线耦合到第二晶体管的漏极引线来增加基带信号的电流的量值。举例来说，通过闭合开关41而将第一晶体管39的漏极引线耦合到晶体管40的漏极引线。如图2中所示，开关41耦合到第一晶体管39的漏极引线及第二晶体管40的漏极引线两者。当切换信号43被断言时，开关41被闭合且开关42被断开。
在一个或一个以上示范性实施例中，所描述的功能可以硬件、软件、固件或其任一组合实施。举例来说，混频器及放大器控制可通过在数字基带IC 12中运行的软件来执行。如果以软件实施，则所述功能可作为一个或一个以上指令或代码而存储于计算机可读媒体上或经由计算机可读媒体发射。计算机可读媒体包括计算机存储媒体与通信媒体两者，其包括促进将计算机程序从一处传送到另一处的任何媒体。存储媒体可为可由计算机存取的任何可用媒体。以实例方式且非限制性的，所述计算机可读媒体可包含RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置，或可用于携载或存储所要的呈指令或数据结构形式的程序代码且可由计算机存取的任何其它媒体。又，可适当地将任何连接称为计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字用户线(DSL)或例如红外线、无线电及微波的无线技术从网站、服务器或其它远程源发射软件，则同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL或例如红外线、无线电及微波的无线技术均包括于媒体的定义中。如本文中所使用，磁盘及光盘包括压缩光盘(CD)、激光光盘、光盘、数字通用光盘(DVD)、软性磁盘及蓝光光盘，其中磁盘通常以磁性方式再现数据，而光盘通常通过激光以光学方式再现数据。上述各物的组合也应包括在计算机可读媒体的范围内。
尽管已出于指导的目的结合某些特定实施例描述步进式增益混频器，但是步进式增益混频器不限于此。举例来说，将经放大的步进式增益混频器部分15描述为手持无线装置的接收器10的部分。然而，经放大的步进式增益混频器部分15还可用于OFDM通信系统的基站中的接收器中。另外，经放大的步进式增益混频器部分15可用于发射器中，例如OFDM通信系统的无线装置或基站中。举例来说，步进式增益混频器20可用以将基带数据调制到从无线装置或基站发射的RF信号上。提供所揭示的实施例的先前描述以使所属领域的任何技术人员能够制造或使用步进式增益混频器。所属领域的技术人员将易于了解对这些实施例的各种修改，且可在不脱离所揭示的标的物的精神或范围的情况下，将本文中定义的一般原理应用于其它实施例。因此，并不希望将所揭示的步进式增益混频器限于本文所展示的实施例，而是应赋予其与本文中所揭示的原理及新颖特征相一致的最广泛范围。

Claims (25)

1.一种装置，其包含：
(a)放大器，其具有输出引线；
(b)第一晶体管，其具有源极引线、漏极引线及栅极引线；
(c)第二晶体管，其具有源极引线、漏极引线及栅极引线，其中所述放大器的所述输出引线耦合到所述第一晶体管的所述源极引线且耦合到所述第二晶体管的所述源极引线；以及
(d)开关，其中当所述开关被闭合时所述第一晶体管的所述漏极引线经由所述开关耦合到所述第二晶体管的所述漏极引线，且其中振荡信号存在于所述第一晶体管的所述栅极引线上且存在于所述第二晶体管的所述栅极引线上。
2.根据权利要求1所述的装置，其中所述放大器具有输入引线，且其中所述放大器的所述输入引线耦合到天线。
3.根据权利要求1所述的装置，其进一步包含：
(e)滤波器，其具有输入引线，其中所述滤波器的所述输入引线耦合到所述第一晶体管的所述漏极引线。
4.根据权利要求1所述的装置，其进一步包含：
(e)第二开关，其中当所述第二开关被闭合时所述第二晶体管的所述漏极引线经由所述第二开关耦合到接地。
5.根据权利要求1所述的装置，其进一步包含：
(e)混频器控制寄存器，其中当切换信号被断言时所述开关被闭合，且其中当所述混频器控制寄存器的位经写入时所述切换信号被断言。
6.根据权利要求1所述的装置，其中所述第一晶体管与所述第二晶体管均不接收偏压电流。
7.根据权利要求1所述的装置，其中所述装置为OFDM接收器的部分。
8.一种在第一模式中且在第二模式中操作的装置，其包含：
第一晶体管，其具有源极引线及漏极引线；
第二晶体管，其具有源极引线及漏极引线；
第三晶体管，其具有源极引线及漏极引线；
第四晶体管，其具有源极引线及漏极引线，其中差分射频输入信号的正相存在于所述第一、第二、第三及第四晶体管的所述源极引线中的每一者上；
第一开关，其耦合到所述第二晶体管的所述漏极引线，其中当所述第一开关在所述第一模式中被闭合时所述第一晶体管的所述漏极引线经由所述第一开关耦合到所述第二晶体管的所述漏极引线；
第五晶体管，其具有源极引线及漏极引线；
第六晶体管，其具有源极引线及漏极引线；
第七晶体管，其具有源极引线及漏极引线；
第八晶体管，其具有源极引线及漏极引线，其中所述差分射频输入信号的负相存在于所述第五、第六、第七及第八晶体管的所述源极引线中的每一者上；
第二开关，其耦合到所述第六晶体管的所述漏极引线，其中当所述第二开关在所述第一模式中被闭合时所述第五晶体管的所述漏极引线经由所述第二开关耦合到所述第六晶体管的所述漏极引线；以及
第三开关，其在所述第一模式中断开，其中当所述第三开关在所述第二模式中被闭合时所述第二晶体管的所述漏极引线经由所述第三开关耦合到所述第六晶体管的所述漏极引线，其中所述第一开关及所述第二开关在所述第二模式中断开。
9.根据权利要求9所述的装置，其中所述第三晶体管的所述漏极引线耦合到所述第六晶体管的所述漏极引线，其中所述第四晶体管的所述漏极引线耦合到所述第五晶体管的所述漏极引线，其中所述第七晶体管的所述漏极引线耦合到所述第二晶体管的所述漏极引线，且其中所述第八晶体管的所述漏极引线耦合到所述第一晶体管的所述漏极引线。
10.根据权利要求8所述的装置，其中所述第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七及第八晶体管中的每一者具有栅极引线，其中振荡器信号的负相存在于所述第一、第二、第五及第六晶体管的所述栅极引线上，且其中所述振荡器信号的正相存在于所述第三、第四、第七及第八晶体管的所述栅极引线上。
11.根据权利要求8所述的装置，其中差分基带输出电流的正相存在于所述第一晶体管的所述漏极引线上，且其中所述差分基带输出电流的负相存在于所述第五晶体管的所述漏极引线上。
12.根据权利要求11所述的装置，其中所述差分基带输出电流具有量值，且其中所述第一模式中的所述差分基带输出电流的所述量值大于所述第二模式中的所述差分基带输出电流的所述量值。
13.根据权利要求8所述的装置，其中在所述第二模式中，电流从所述第二晶体管的所述漏极引线，经由所述第三开关，且到所述第六晶体管的所述漏极引线形成环路。
14.根据权利要求8所述的装置，其进一步包含：
低噪声放大器，其具有输出引线，其中所述低噪声放大器的所述输出引线耦合到所述第一晶体管的所述源极引线。
15.根据权利要求8所述的装置，其中所述第一开关为晶体管，且其中所述第一晶体管大于所述第一开关的所述晶体管的两倍。
16.根据权利要求8所述的装置，其中所述第一晶体管不接收偏压电流。
17.一种方法，其包含：
(a)将射频输入信号接收到第一晶体管的源极引线上且接收到第二晶体管的源极引线上；
(b)从所述第一晶体管的漏极引线输出基带信号，其中所述基带信号具有具量值的电流；以及
(c)通过将所述第一晶体管的所述漏极引线耦合到所述第二晶体管的漏极引线来增加所述基带信号的所述电流的所述量值，其中通过闭合耦合到所述第一晶体管的所述漏极引线及所述第二晶体管的所述漏极引线两者的开关而将所述第一晶体管的所述漏极引线耦合到所述第二晶体管的所述漏极引线。
18.根据权利要求17所述的方法，其中所述第一晶体管与所述第二晶体管均不接收偏压电流。
19.根据权利要求17所述的方法，其中所述开关为晶体管，且其中当断言切换信号时闭合所述开关。
20.根据权利要求19所述的方法，其中当写入混频器控制寄存器的位时断言所述切换信号。
21.根据权利要求17所述的方法，其进一步包含：
(d)将振荡器信号接收到所述第一晶体管的栅极引线上且接收到所述第二晶体管的栅极引线上。
22.一种电路，其包含：
(a)第一晶体管，其具有第一引线、第二引线及栅极引线；
(b)第二晶体管，其具有第一引线、第二引线及栅极引线，其中经放大的射频信号存在于所述第一晶体管的所述第一引线上且存在于所述第二晶体管的所述第一引线上，其中具有电流的基带信号存在于所述第一晶体管的所述第二引线上，且其中所述基带信号的所述电流具有量值；以及
(c)用于通过将所述第一晶体管的所述第二引线耦合到所述第二晶体管的所述第二引线来控制所述基带信号的所述电流的所述量值的装置，其中振荡信号存在于所述第一晶体管的所述栅极引线上且存在于所述第二晶体管的所述栅极引线上。
23.根据权利要求22所述的电路，其中所述第一晶体管与所述第二晶体管均不接收偏压电流。
24.根据权利要求22所述的电路，其中所述装置包含开关，且其中当通过闭合所述开关而将所述第一晶体管的所述第二引线耦合到所述第二晶体管的所述第二引线时所述基带信号的所述电流的所述量值增加。
25.根据权利要求22所述的电路，其中所述装置包含寄存器，且其中所述基带信号的所述电流的所述量值响应于所述寄存器的位经写入而增加。
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TW (1) TW201004128A (zh)
WO (1) WO2009117708A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107112951A (zh) * 2014-10-29 2017-08-29 高通股份有限公司 相移混频器

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8385465B2 (en) * 2008-03-29 2013-02-26 Qualcomm Incorporated Transmitter chain timing and transmit power control
CN102845126B (zh) 2010-02-04 2015-04-15 康奈尔大学 无线通信设备及软件无线电设备
US8791772B2 (en) * 2010-09-07 2014-07-29 Mks Instruments, Inc. LCL high power combiner
US9780734B2 (en) 2015-10-06 2017-10-03 Qualcomm Incorporated Noise cancelling baseband amplifier
IT202000010834A1 (it) * 2020-05-13 2021-11-13 St Microelectronics Srl Circuito di controllo automatico del guadagno, ricevitore, trasmettitore e procedimento corrispondenti

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6774739B2 (en) * 2001-05-11 2004-08-10 Kabushiki Kaisha Toshiba Frequency converter, orthogonal demodulator and orthogonal modulator
CN1694371A (zh) * 2004-04-29 2005-11-09 艾瑟罗斯通讯公司 用于增益受控混频器的方法和设备
CN101043208A (zh) * 2006-03-22 2007-09-26 株式会社东芝 放大电路及其增益控制方法

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IT1220190B (it) * 1987-12-22 1990-06-06 Sgs Thomson Microelectronics Circuito analogico integrato con topologia e caratteristiche intrinseche selezionabili via comando digitale
JP3791115B2 (ja) * 1997-05-09 2006-06-28 ソニー株式会社 高周波増幅回路、送信回路及び受信回路
JP2001094460A (ja) 1999-09-27 2001-04-06 Toshiba Corp 無線装置
JP3425426B2 (ja) * 2000-01-31 2003-07-14 松下電器産業株式会社 トランスコンダクタおよびフィルタ回路
GB2360155B (en) 2000-03-07 2003-10-01 Lucent Technologies Inc Switched current sources
US6424222B1 (en) * 2001-03-29 2002-07-23 Gct Semiconductor, Inc. Variable gain low noise amplifier for a wireless terminal
JP2003298441A (ja) * 2002-04-01 2003-10-17 Hitachi Ltd 低消費電力受信装置
JP2004165961A (ja) * 2002-11-13 2004-06-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd ミキサ回路
JP4244318B2 (ja) * 2003-12-03 2009-03-25 株式会社ルネサステクノロジ 半導体装置
US7092679B2 (en) * 2003-12-04 2006-08-15 Broadcom Corporation Low loss diversity antenna T/R switch
DE60320117T2 (de) 2003-12-10 2008-09-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Mischervorrichtung
US7177616B2 (en) * 2004-08-13 2007-02-13 Freescale Semiconductor, Inc. High linearity and low noise CMOS mixer and signal mixing method
JP2007221402A (ja) * 2006-02-16 2007-08-30 Fujitsu Ltd 可変利得増幅器及びその半導体集積装置
WO2007105282A1 (ja) * 2006-03-10 2007-09-20 Fujitsu Limited ゲイン可変増幅器
JP4408893B2 (ja) 2006-03-22 2010-02-03 サムソン エレクトロ−メカニックス カンパニーリミテッド． サブハーモニック方式の周波数変換装置
JP2007258861A (ja) 2006-03-22 2007-10-04 Niigata Seimitsu Kk 周波数変換回路
US8032094B2 (en) 2006-06-08 2011-10-04 Panasonic Corporation Discrete filter, sampling mixer, and radio device

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6774739B2 (en) * 2001-05-11 2004-08-10 Kabushiki Kaisha Toshiba Frequency converter, orthogonal demodulator and orthogonal modulator
CN1694371A (zh) * 2004-04-29 2005-11-09 艾瑟罗斯通讯公司 用于增益受控混频器的方法和设备
CN101043208A (zh) * 2006-03-22 2007-09-26 株式会社东芝 放大电路及其增益控制方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107112951A (zh) * 2014-10-29 2017-08-29 高通股份有限公司 相移混频器

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Publication number Publication date
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