CN102845126B - 无线通信设备及软件无线电设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种无线通信设备，其包括：被配置为从周围环境接收射频信号的天线。所述天线的特征由天线阻抗来表征，而所述射频信号的特征由预定的频率来表征。无源混频器组件，其被耦连到天线，而无需射频匹配网络。该无源混频器组件的特征由对于天线所表现出的无源混频器阻抗来表征。该无源混频器组件包括多个基带混频器端口。所述无源混频器组件被配置为对所述射频信号进行降频转换并提供多个基带信号。所述多个基带信号中的每个基带信号从多个基带混频器端口中的一对应端口被直接输出，并且其特征由多个预定相位中的一个预定相位来表征。基带低噪声放大器(基带LNA)组件，其被耦连到所述无源混频器组件。该基带LNA组件包括一基带LNA输入部分，该基带LNA输入部分被配置为接收来自所述无源混频器组件的多个基带信号。所述基带LNA组件被配置为从一基带LNA输出部分提供多个经放大的基带信号。基带反馈网络，其被耦连在所述基带LNA输出部分和所述基带LNA输入部分之间。所述基带反馈网络包括多个第一可调电阻性元件。所述多个第一可调电阻性元件可以被有选择性地调节，使得无源混频器阻抗在预定的射频频率下基本上相匹配于天线阻抗。

Description

无线通信设备及软件无线电设备

政府资助 

本发明是在美国政府支持下做出的，受到国家科学基金的资助，资助编号为0925670。美国政府对本发明享有一定的权益。 

相关申请的交叉引用 

根据35 U.S.C.§l19(e)，本申请要求2010年2月4日提交的美国临时专利申请第61/301,330号的优先权，该美国临时专利申请的内容作为本申请的基础，在此通过整体引用被并入本申请中。 

发明背景 

1.技术领域

本发明总体上涉及软件无线电系统，尤其是涉及射频接口。 

2.背景技术

理想情况下软件无线电(SDR)允许所有的无线电参数都能通过其计算机软件来动态编程。无线电系统典型地包括诸如混频器、滤波器、放大器、调制/解调器、检测器等元件。在标准的无线电中，这些元件仅通过硬件来实现，其操作设置是预先设定的并且是不变的。在SDR中，操作参数可通过软件来调整，从而使该SDR可以被用于各种不同的目的，并且可以在超过一种类型的无线网络上使用。因此，SDR可以被用于多种应用，包括军事、紧急服务(如警察、消防、医疗救护等)、商用和民用。例如，武装力量的不同分支部门(如陆军和海军)可以用不同类型的通信格式在不同频率下工作。SDR向特定的用户提供动态更改SDR的能力，从而实现内部服务通信。在另一个例子中，由不同移动电话提供商所运营的网络可使用不同的频率或者格式；当用户从一个网络移动到另外一个网络的时候，SDR将对其自身动态地进行重新配置。 

如图1(a)-1(d)所示，SDR可以用各种不同的形式要素来实现。图1(a)示出了实现为典型移动电话的SDR 1000，其具有扬声器400、麦克风401、 显示器700和键盘输入800。图1(b)示出了SDR的另一个例子，其除了麦克风/扬声器400、键盘输入800、显示器700之外还可包括例如照相机850。图1(c)示出了SDR的另一形式要素。该实施例一般被称为个人数字助理，可以为用户提供移动电话服务、无线互联网接入、照相机、数字视频或其他的服务。图1(d)是商业设备的一个例子，其包括照相机850、条形码阅读器(未示出)、键盘及数据输入部件(800，820)以及显示器700。本技术领域技术人员很容易理解，本发明不应被解释为仅限于这里所提供的实施例。 

近年来，在电路结构和处理技术方面的革新使得人们对带宽、振荡频率、增益以及调制类型都获得强大的可编程能力。但是，在天线及可能包含RF LNA、网络匹配和/或RF频段滤波器(通常是SAW滤波器)的接收机之间的接口的调谐仍然十分困难。 

在理想情况下，射频接收机的天线接口应能够执行三种功能：(1)匹配天线阻抗，从而从天线提取尽可能最大的所需(带内)信号功率并避免反射，(2)以低噪声放大所需信号，以及(3)拒绝不需要的(带外)干扰。但是，目前为获得良好的阻抗匹配和对阻塞信号(blockers)的低敏感性而使用的结构需要固有地与频率高度相关的谐振结构。因此，现有技术的一个缺点在于，要在宽的射频调谐范围内实现上述目标是很困难的。 

被考虑用来实现宽带接收机(即能够捕捉几个间隔较宽的频带)的一种方法是并联地采用多个窄带前端。在某一时刻只能使用这些并联接收机中的一个。已经考虑到的另一种方式是采用一个宽带接收机，该宽带接收机在不同的频带内对于干扰(带外IIP3<0dBm)只有稍许拒绝能力。前一种方法会导致片上及片外领域的成本很高，而后一种方法对于很多应用(例如移动电话等)来说根本达不到必要的性能。因此，现有技术并不能提供高性能、高调谐范围的SDR。 

具有高性能(因而)窄带直接转换的接收机的结构通常包括(按照输入信号路径的顺序)：片外RF频段滤波器、匹配网络、低噪声放大器(LNA)、混频器、以及基带电路。难以跨频率调谐的元件是那些“看得到”射频信号的元件；即在信号路径上设置在混频器上游的元件。本领域技术人员能够理解的是，RF频段滤波器拒绝频外阻塞信号，该RF频段滤波器通常使用诸如 SAW滤波器的高Q值片外部件来实现。匹配网络通常采用谐振LC网络来实现，把尽可能多的功率传送到LNA。LNA吸收了射频功率，并以尽可能低的噪声将信号放大。事实上，LNA的一个良好定义就是能提供小于3dB噪声系数的阻抗匹配的放大器(这是简单的电阻匹配网络所无法实现的)。当采用第二种方法(即可宽调谐的接收机)时，完全不采用RF频段滤波器；而是用较低性能的宽带LNA来代替RF频段滤波器。对LNA进行匹配，以传送较高的功率，就像第一种方法所实现的那样。 

从原理上讲，直接转换接收机除了为实现功能所需的混频器和本地振荡器之外不需要任何射频部件。事实上，早期的零差接收机只包括这些部件；天线被直接连接到混频器，而不使用射频LNA。然而，为了提供天线阻抗匹配，这种方法需要在天线和混频器之间增加一些额外的元件。如上所述，LC阻抗匹配电路是和频率相关的，因此，在本质上是窄带的。此外，这种方法并不提供任何抗带外干扰的能力。 

因此，需要有一种宽带可编程的软件无线电(SDR)接收机，它能够解决上述方法中所存在的问题。尤其是需要有这样一种SDR，其能够解决与阻抗匹配、噪声系数、以及抗带外干扰相关的问题。 

发明内容

本发明通过提供一种具有基带可编程RF带通滤波器(BPF)的软件无线电(SDR)接收机来解决上述需求，并实现了复阻抗匹配。本发明所述接收机采用了第一种方法中的无源混频器，省去了传统的射频滤波器、射频匹配网络和LNA。此外，本发明在基带上实现了这三个组成部件，并利用无源混频器的透明性质将它们的作用传递到天线。其结果是，本发明提供了显著的好处，如具有极低的功率，或者大大提高了调谐范围及线性度。 

本发明的一个方面涉及一种无线通信设备，其包括：被配置为接收来自周围环境的射频信号的天线。所述天线的特征由天线阻抗来表征，而所述射频信号的特征由预定的频率来表征。无源混频器组件，其被耦连到所述天线，而无需射频匹配网络。所述无源混频器组件的特征由对于天线所表现出的无源混频器阻抗来表征。所述无源混频器组件包括多个基带混频器端口。 所述无源混频器组件被配置为对射频信号进行降频转换，并提供多个基带信号。所述多个基带信号中的每个基带信号从所述多个基带混频器端口中的一对应端口被输出，并且其特征由多个预定相位中的一个预定相位所表征。基带低噪声放大器(基带LNA)组件，其被耦连到所述无源混频器组件。所述基带LNA组件包括一基带LNA输入部分，该基带LNA输入部分被配置为从所述无源混频器组件接收多个基带信号。所述基带LNA组件被配置为从一基带LNA输出部分提供多个经放大的基带信号。基带反馈网络，其被耦连在所述基带LNA输出部分和所述基带LNA输入部分之间。所述基带反馈网络包括多个第一可调电阻性元件。所述多个第一可调电阻性元件能够被有选择性地调节，使得无源混频器阻抗在预定的射频频率下基本上匹配于天线组抗。 

另一方面，本发明涉及一种无线通信设备，其包括：被配置为接收来自周围环境的射频信号的天线。所述天线的特征由天线阻抗来表征，而所述射频信号的特征由预定的频率来表征。无源混频器组件，其被耦连到天线，而无需射频匹配网络。所述无源混频器组件的特征由对于天线表现出的无源混频器阻抗来表征。所述无源混频器组件包括多个基带混频器端口。所述无源混频器组件被配置为对射频信号进行降频转换，并提供多个基带信号。所述多个基带信号中的每个基带信号由所述多个基带混频器中的一对应端口输出，并且其特征由多个预定相位中的一个预定相位来表征。基带低噪声放大器(基带LNA)，其被耦连到所述无源混频器组件。所述基带LNA包括一基带LNA输入部分，该基带LNA输入部分被配置为从所述无源混频器组件接收多个基带信号。所述基带LNA被配置为从一基带LNA输出部分提供多个经放大的基带信号。基带反馈网络，其被耦连在所述基带LNA输出部分和基带LNA输入部分之间。所述基带反馈网络包括多个第一可调电阻性元件和多个第二可调电阻性元件，所述第一和第二可调电阻性元件可以在第一反馈连接状态与第二反馈连接状态之间切换。所述多个第一可调电阻性元件和多个第二可调电阻性元件可分别调节，从而使得无源混频器阻抗在预定的射频频率下基本上对应于天线阻抗的复共轭。 

在另外一个方面，本发明涉及一种软件无线电(SDR)设备，其包括设 置在SDR外壳之上或者之中的用户接口。该用户接口包括至少一个数据输入部分和至少一个输出部分，所述至少一个数据输入设备被配置为生成多个计算机可读命令。计算电路组件，其被耦连到所述用户接口。所述计算电路组件被配置为对所述的多个计算机可读命令进行处理，并驱动所述至少一个数据输出部分。所述计算电路组件被编程为：响应于所述的多个计算机可读命令或者SDR操作环境选择一种SDR操作模式；基于该SDR操作模式确定多个射频参数(所述射频参数包括预定频率)；对应于所述的多个系统射频参数确定多个可变基带参数；并把所述的多个可变基带参数提供给存储器部分。该SDR还包括无线通信组件。该组件包括：被配置为接收来自周围环境的射频信号的天线。所述天线的特征由天线阻抗来表征，而所述射频信号的特征由预定的频率来表征。无源混频器组件，其被耦连到所述天线，而无需射频匹配网络。所述无源混频器组件的特征由对于所述天线表现出的无源混频器阻抗来表征。所述无源混频器组件包括多个基带混频器端口。所述无源混频器组件被配置为对射频信号进行降频转换，并提供多个基带信号。所述多个基带信号中的每个基带信号从所述多个基带混频器端口中的一对应端口被输出，并且其特征由多个预定相位中的一个预定相位来表征。基带低噪声放大器(基带LNA)组件，其被耦连到所述无源混频器组件。所述基带LNA组件包括一基带输入端口，该基带输入端口被配置为从所述无源混频器组件接收多个基带信号。所述基带LNA组件被配置为从一基带LNA输出部分提供多个经放大的基带信号。基带反馈网络，其被耦连在所述基带LNA输入部分和基带LNA输出部分之间。所述基带反馈网络包括多个第一可调电阻性元件和多个第二可调电阻性元件，所述的多个第一和第二电阻性元件可以在第一反馈连接状态与第二反馈连接状态之间切换。所述的多个第一可调电阻性元件和多个第二可调电阻性元件可分别调节，从而使得无源混频器阻抗在预定射频频率下基本上对应于天线阻抗的复共轭。 

这里使用的术语“无线”是指被用于射频通信的设备、系统和/或方法，因此，本发明所述的SDR/无线设备或系统等可以传输通过射频/无线信道发送/接收的语音、互联网、视频、音频和/或任何其他类型的数据。 

本发明的其他特征和优点将会在下面的具体实施方式中给出，其中的 部分特征和优点对于本领域技术人员来说通过阅读说明书就会很清楚，或者通过实施这里所描述的本发明而意识到，说明书包括下面的具体实施方式、权利要求书以及附图。 

应当理解的是，前面的一般性描述和接下来的具体实施方式仅仅是对本发明的示例性说明，其目的是为了理解要求保护的本发明的属性和特点而提供概述或者框架。所包括的附图是为了提供对本发明的进一步理解，并被包含在本说明书内，构成本说明书的一部分。附图示出了本发明的不同实施例，并和说明书一起用来解释本发明的原理和操作。 

附图说明

图1(a)-(d)为根据本发明的代表性的SDR形式要素； 

图2为根据本发明的SDR的功能框图； 

图3(a)-3(b)是根据本发明的一个实施例的正交无源混频器的原理模型； 

图4是对应于图3(a)-3(b)中所示的原理模型的二次辐射频谱； 

图5示出了根据本发明的正交无源混频器组件的另一原理模型； 

图6a-6d涉及一单片接收机架构的电路原理图，该单片接收机采用了八(8)相位无源混频，并且示出了所得到的二次辐射频谱； 

图7是根据本发明的一单片接收机架构的电路原理图，其包括可调谐的基带阻抗匹配和可编程的多相位混频； 

图8是示出了本发明中采用的多相位脉冲发生电路的实现的具体电路原理图； 

图9是图7所示基带放大器的晶体管级电路原理图； 

图10是示出了图6所示单片接收机架构中采用的复反馈的具体电路原理图； 

图11是测得的接收机输入阻抗相对于反馈电阻的曲线图； 

图12是针对4相位和8相位实现方式的RF端口的射频输出的3次谐波的测得的二次辐射的曲线图； 

图13是作为可调反馈电阻的函数的S11散射参数的测量及仿真； 

图14是测得的S11散射参数相对于本振频率的曲线图； 

图15是示出了不同噪声源的本发明的原理模型； 

图16是测得的噪声系数(NF)相对于本发明中4相位和8相位实现方式中的频率的曲线图； 

图17是测得的噪声系数(NF)相对于本发明中8相位实现方式中的反馈电阻的曲线图； 

图18是针对采样电容(CL)的不同值的测得阻抗相对于RF频率的曲线图； 

图19是针对采样电容(CL)的不同值的测得散射参数S11相对于RF频率的曲线图； 

图20是对于RF端口表现出的阻抗的实部和虚部相对于频率的曲线图； 

图21(a)-21(f)是示出了接收机的带外线性度表现的不同测量结果的曲线图； 

图22是针对复反馈的两种极性的散射参数S11相对于RF频率的曲线图； 

图23是对于不同等效阻抗的散射参数S11相对于RF频率的曲线图；以及 

图24是接收机的测得的噪声系数相对于本发明所提供的复反馈的曲线图。 

具体实施方式

现在具体参考本发明当前的示例性实施例，这些示例在附图中示出。在可能的情况下，在所有附图中对于相同或相似的部分使用了相同的附图标记。在图7中示出了本发明的接收机的一个实例性实施例，该接收机整体上通篇都用附图标记100来表示。 

如图2中所体现和示出的，披露了根据本发明的SDR 1000的框图。SDR1000包括一射频接收机100，其通过天线1和双工器5接收射频信号。如下还要详细描述的，接收机100将射频信号转换成模拟基带信号。该模拟基带信号被送 入到一个模/数转换器(ADC)中，在该处将模拟基带信号转换成数字基带信号，以供进一步处理。该数字基带信号被转换成音频信号并被送至扬声器。 

在发送端，用户的语音最终被转换成基带电气格式，并由发送器200调制成射频信号。双工器5将该射频发射信号传送到天线1，天线1将该射频信号发射到周围环境中。显而易见的是，用于对该呼叫进行路由的信令数据是由用户通过数据输入设备800(例如键盘)来提供的。当然，为了用户的方便起见，该信令数据可以被显示在显示器700上，并由基带数字信令处理器300附加到语音数据上。基带接收机300还必须对电话号码进行解码以判断到来的射频信号是否被发送给用户。 

要注意的是，处理器单元500耦连到接收机100、发送器200和基带数字处理器300。当然，处理器500被编程为动态地改变SDR 1000不同部件的参数，这样，SDR 1000可以被用于多种不同的网络和/或应用。 

本发明涉及提供一种宽频可编程的软件无线电(SDR)接收机100，它解决了与本文背景技术部分中所提到的方法相关联的缺陷。具体来说，本发明提供了一种具有基带可编程的RF带通滤波器(BPF)的软件无线电(SDR)接收机100，并实现了复阻抗匹配。如下面所描述的，本发明的接收机100采用了无源混频器第一种方法，省去了传统的射频滤波器、射频匹配网络和LAN。 

如上面所提到的，这里使用的术语“无线”指的是用于无线电通信的设备、系统和/或方法。因此，本发明的SDR/无线设备或者系统可适用于通过射频/无线信道发送/接收的语音、互联网、视频、音频和/或任何其他类型的数据。 

如这里所体现并且在图3A-3B中所示的那样，披露了根据本发明的正交无源混频器的两个等效电路模型。通过图3A-3B的电路原理模型提供了对使用基带阻抗匹配的正交无源混频器进行分析的基础。参考图3(a)，正交无源混频器10直接连接到天线1，该天线1提供了输入电压波形V_RF。天线阻抗被表示为Z_a。无源混频器10的晶体管被建模为理想的开关2。如图所示的每个开关2和一个相当小的电阻R_sw串联连接。本技术领域人员可以理解，电阻R_sw和开关一起用来对晶体管进行数学建模。每个开关2还加载有一个电容负载C_L和一个电阻性负载R_B。开关2是由图3(c)所示的4个非重叠的LO脉冲来驱动。每个脉冲的占空比为25%。由于这些脉冲相互不重叠，天线端口1只能看到4条路径中的 一条(因而只有一个R_sw)。因此，图3(a)中的电路模型可以根据图3(b)重新绘制，其中四个并联的开关电阻R_sw可以被当作一个电阻来对待。 

由于每个开关是顺序闭合的，在相应的LO脉冲期间，信号V_RF被采样到相应的C_L上。所得到的4个稳态电压电平对应于被降频转换的基带信号的差分I和Q。每个电容上的电荷经由负载R_B缓慢地对地放电。然而，只要RC时间常数(由R_B和C_L决定)比本振(LO)周期大得多，在单个LO周期内由于电荷散逸导致的电压变化相对于基带信号V_I和V_Q是很小的。 

由于无源混频器组件是双向的，出现在电容上的基带信号在每个LO周期内也会被回送到天线并被升频转换。其结果是，电压波形V_x被定义在如图3(b)所示的虚拟节点3处。V_x表示被升频转换并叠加的基带电压。另外，V_x也可以用来定义电流I_RF，其代表在天线端口1和节点V_x之间的导电路径上传播的电流。特别地，电流I_RF将会和通过基带电阻放电的电流以及来自天线的电流成比例。实际上，由天线1所看到的有效阻抗是R_sw与R_B的一缩放版本的串联组合。R_B的缩放系数可以通过对由输入信号传递给负载C_L的电荷进行平衡来计算： 

$\mathrm{\&gamma;}=\frac{2}{{\mathrm{\&pi;}}^2}---\left(1\right)$

这表明，如果混频器开关被设计为具有一个小的电阻R_sw，则对于天线所表现出的阻抗在很大程度上会作为R_B的函数。因此，阻抗匹配可以用R_B来进行调谐。 

参考图3(d)中所示的波形V_x，它的频谱肯定包含原始输入信号V_RF。然而，V_x的方形波形表明它除了基波外还包含LO的所有奇次谐波处的信号功率。混频器用正交LO信号进行采样的事实导致了镜像抑制，从而通过对于每个谐波消除一个镜像减少了它的内容，参见图4，其示出了对应于图1(a)-1(b)中所示电路模型的二次辐射频谱200，由于镜像抑制，镜像3LO+IF和5LO-IF被消去。 

参考图5，披露了根据本发明的正交混频器的另一电路模型。这个模型包含了在图3(a)-3(b)的模型中没有考虑到的额外损耗。需要注意的是，图4中在天线端口1处其余的奇次谐波将会从天线被二次辐射出去，因而在这些频率处会出现功率散逸。由于这些谐波与到来的信号有关，它们表示了除R_B和R_sw之外的其他损耗机制。由于每个二次辐射的谐波都与在基带上接收到的信号成比例并由 其产生，这种功率散逸将会降低所需信号的功率。这种损耗被建模为在每个奇次谐波处与频率相关的电导Y_a,n，它使混频器输出被旁路掉。 

$Y_{a,n}=\frac{1}{n^2}{(Z_a(n\&CenterDot;{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LO}})+R_{\mathrm{sw}})}^{-1}---\left(2\right)$

由于谐波二次辐射引起的总体损耗是通过将每个电导的效果进行加和而计算出来的。总损耗可以被建模为一个与混频器输出形成旁路的阻抗(Z_sh)，Z_sh被定义为: 

$Z_{\mathrm{sh}}={\left[\underset{n=\mathrm{3,5,7}...}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}\right|Y_{\mathrm{an}}|\&CenterDot;\exp \left(j(\&angle;Y_{\mathrm{an}}+\mathrm{n\&pi;}/2)\right)]}^{-1}---\left(3\right)$

对于在所有频率下天线阻抗均恒定的系统而言，Z_sh的值可以作为射频端口阻抗Z_a与开关电阻R_sw的函数被求出： 

$Z_{\mathrm{sh}}=\frac{4\mathrm{\&gamma;}}{1-4\mathrm{\&gamma;}}(R_{\mathrm{sw}}+Z_a)\&ap;4.3(R_{\mathrm{sw}}+Z_a)---\left(4\right)$

在典型的系统中，R_sw=20Ω，Z_a=50Ω,所得到的Z_sh=300Ω。 

考虑到所有的损耗，可以为无源混频器构建一个线性时不变(LTI)模型。应当注意的是，由于在任何给定时刻只有一个开关接通，因此四个开关阻抗被合并成一个电阻R_sw。同样对于基带负载R_B也可以这样处理，但要注意必须乘以缩放系数γ。参见等式(1)，与R_B形成旁路的虚阻抗Z_sh也必须被加入。 

所得到的模型在图5中示出，并针对混频器的输入阻抗得到了一个简单的等式：Z_in＝R_sw+γR_B||Z_sh    (5) 

要注意的是，当考虑到基带中的电抗分量(如C_L)，将等式(5)中的R_B变为Z_B(ω_IF)时，该分析适用于具有非零IF的接收信号。 

参考图4(a)，示出了二次辐射频谱400，其对应于使用八(8)相位无源混频的正交无源混频器模型。图6的频谱示出了8相位混频器的优点。等式(5)中Z_in的表达式有两个分量：γ和Z_sh，它们是采样波形占空比的函数。Zsh始终限制了RB对阻抗匹配的影响。Z_sh表示由于LO谐波附近功率导致的旁路。为了降低谐波二次辐射，采用了图6(b)中所示的混频器。无源混频器的晶体管开关通过图6(c)中所示的8个非重叠LO脉冲来驱动。每个脉冲的占空比为12.5%。如前所述，由于脉冲彼此没有重叠，天线端口1在某一时刻只能看到一条路径。比较图6(d)和图4，当与4相位混频器进行比较时，所得到的V_x波形包含了一 半谐波的功率。特别是8相位无源混频器消除了3次谐波、5次谐波、11次谐波、13次谐波等等。其结果是，Z_sh和Z_in的范围得到极大的提高。另外，8相位混频器得到了γ缩放项的新的值： 

${\mathrm{\&gamma;}}_{8\mathrm{ph}}=\frac{2}{{\mathrm{\&pi;}}^2}(2-\sqrt{2})---\left(6\right)$

对于恒定天线阻抗的情况，有： 

$Z_{\mathrm{sh}8\mathrm{ph}}=(R_{\mathrm{sw}}+Z_a)\frac{8{\mathrm{\&gamma;}}_{8\mathrm{ph}}}{1-8{\mathrm{\&gamma;}}_{8\mathrm{ph}}}\&ap;18.9(R_{\mathrm{sw}}+Z_a)---\left(7\right)$

在典型系统中，R_sw=20Ω，Z_a=50nΩ,得到Z_sh=1323Ω。这个值大约是4相位情况下的5倍。 

如在这里体现并且在图7中所示的那样，披露了根据本发明的一个实施例的单片接收机100。对接收机100的简单介绍如下：单片接收机100耦连到片外本地振荡器，该本地振荡器为分频电路50提供LO信号。分频电路50提供用于无源混频器电路10的8相位驱动波形。 

该无源混频器电路包括4个无源混频器(10a，10b，10c和10d)。每个无源混频器10包括一个射频端口16，该射频端口直接连接到天线1，在它们之间无需任何射频匹配网络。每个无源混频器10还包括并联的晶体管开关(12，14)，所述晶体管开关被用于根据其相应的LO驱动波形对输入的射频信号进行采样。每个晶体管被连接到一个采样电容C_L，所述采样电容被配置为当其相应的晶体管开关闭合时对输入的射频信号进行采样。例如，第一个混频器10a包括并联的晶体管开关(12，14)，这两个晶体管开关分别在0°相位LO相位时钟和180°LO相位时钟时闭合。因此，它们各自的采样电容C_L向基带低频噪声放大器(BB-LNA)20提供差分基带信号。如本技术领域技术人员所理解的那样，差分信号包括两个相同但相位完全相反(即相差180°)的信号。 

应注意的是，无源滤波器10b的晶体管开关12是由90°LO波形驱动的。正如本技术领域技术人员所了解的那样，90°LO波形可以被称为0°相位LO相位时钟的正交信号。如果0°相位LO相位时钟是某一特定频率的余弦波形，则90°LO波形是相同频率的正弦波形。另外，应注意的是，提供给无源滤波器10b的并联晶体管开关14提供的270°LO波形与第一个晶体管12的相位完全相反(即相差180°)。无源混频器10c和10d是按照同样的方式设置的。无源混频 器组件10c的晶体管开关(12，14)分别用45°和225°LO波形来实现时钟控制。无源混频器组件10d的晶体管开关(12，14)用正交的LO波形(即135°，315°)实现时钟控制。 

因此，每个BB-LNA(20，22，24和26)向增益模块(30，32)提供经放大的差分信号。每个增益模块30向同相(I)差分放大器提供同相的基带信号分量，每个增益模块32向正交差分放大器42提供正交的信号分量。不同信号分量由I和Q差分放大器(40，41)重新组合，从而消除了不需要的谐波信号分量。 

接收机100包括可调谐的基带阻抗匹配和可编程的多相位混频特性。应注意的是，所示的采样电容C_L为可调节的元件。同样，反馈电阻R_FR也是这样。反馈电阻R_FR的值在需要时可以通过软件来调节，以对阻抗匹配进行调谐。反馈电阻R_FR的纯电阻值通过混频器电路10被转换成复阻抗。 

例如，本发明考虑到这样一种情况：其中用户通过SDR的用户接口选择某一特定的应用程序(例如语音呼叫、Wi-Fi、蓝牙、GPS等)。本发明的处理器被配置为对用户的选择进行解释，从而选择相关的射频参数(例如RF频率、接收信道带宽等)。随后，该处理器通过为每个值加载一个寄存器，从而提供所希望的采样电容(C_L)和反馈电阻(R_FR)。取决于实现方式，数据可以是任意适当的长度。在任何情况下，控制字的不同比特被用来控制开关，使得包括采样电容C_L在内的电容的数目以及包括R_FR在内的分立电阻元件的数目可以根据需要来增加或减少。作为另一个例子，本发明还考虑到这样一种情况：其中用户试图在不同的地理位置处使用SDR的移动电话资源。这可能需要SDR通过以不同频率顺序地发送服务请求来搜寻周围环境中的移动电话服务。当每次选择一个新的RF频率时，SDR将加载反馈电阻(RFR)的寄存器。改变采样电容(C_L)将会改变带宽。在另外一个例子中，一旦SDR获得了与外界无线网络的连接，本发明的SDR包括系统反馈能力，从而可以不时地对采样电容(C_L)和反馈电阻(R_FR)可以进行调节，以获得并保持尽可能最佳的性能。 

因此，图7示出了所实现的单片接收机架构，其实现包括可编程的4相位或者8相位的分频器、正交无源混频器、基带LNA以及谐波重新合成放大器。发明人已经在65nm 1P9M CMOS芯片上制造出了这种接收机。芯片的整个面积大约是2.5mm²，有效面积为0.75mm²。该芯片可以用任何适当的封装形式来封 装。对于这里所报告的测量而言，芯片被放置在PQFP封装内，并被安装到PCB板上进行所有的测量。电路在双电压源下工作，其中LO缓冲器、分频器和混频器使用1.2V电源，基带电路使用2.5V电源。当所有的条带都被接通时，1.2V电源消耗的电流在6到33mA之间，这取决于LO频率，而2.5V电源消耗的电流为12mA。换算成功耗为37到70mW之间。 

无源混频器电路10可以用三阱1.2V NMOS晶体管来实现，其W=16μm，L=60nm。混频器设备(及所有1.2V设备)的集合被接合在2.5V迹线的中部。这样允许混频器的输入和输出处于使基带放大器偏置的电平。 

当无源混频器在4相位LO频率情况下工作时，每个LO脉冲驱动最多8个晶体管(8个开关并联)，这降低了整体开关阻抗。在8相位开关操作中，每个单个的脉冲驱动最多4个单元开关。其结果是，8相位操作的有效R_sw是4相位情况下的两倍。接收机可选择关断冗余的开关、LO生成电路和基带电路，以便在低功率状态下操作，使用的功率就像每个LO脉冲只驱动一个晶体管那样小。 

为了产生25%占空比的正交LO脉冲，可以采用二分频电路。该电路包括两个差分锁存器，该差分锁存器由输入LO的反相相位进行时钟控制。因此，标准架构用与门将分频器的输出进行组合，以产生正交LO脉冲。在仿真中，由于分频器中的闪变噪声，这种方法趋向于使得噪声系数变差。这种效应可通过LO被耦连到射频端口来解释，其随后被降频转换到基带。在理想情况下，4相位混频器仅在有效LO的4次谐波的倍数下产生二次辐射。然而，单个脉冲边沿的抖动也会导致接收频率下的二次辐射。要通过设计设备尺寸来抑制这类偏差是非常困难的，因为分频器中的晶体管作为多晶体管堆的一部分必须高速驱动大的内部负载。对于本领域技术人员来说很清楚的是，可以根据基带阻抗、匹配考虑等对本发明所述的本地振荡器和分频器电路进行修改和改动。例如，如这里所描述的，本发明可通过4相位或者8相位混频器来实现。本发明不应被理解为仅局限于这些实施方式。例如，本发明可以用任何LO频率来实现。另外，本发明考虑到可以包含更多的相位，使得V_x更接近V_RF。 

参考图8，披露了表示图7中所采用的多相位脉冲发生电路50的实现方式的具体电路原理图。脉冲发生电路50是一个常规的Johnson计数器电路，其包括两个D触发器，这些D触发器由差分LO信号(即LO+、LO-)进行时钟控制。 触发器的输出(Q1、 Q2、 以所示的方式通过与门与所述差分LO信号进行组合，以产生非重叠的LO相位，这些LO相位与计数器本身的时序变化无关。通过建立后接有与门的四阶差分Johnson计数器，这种方法被扩展到8相位实施方式，以产生8个占空比为25%的脉冲，其相隔45°。这8个脉冲和原始LO进行与运算，产生占空比为12.5%的脉冲；这些脉冲的边沿对计数器内部偏差不敏感。如上所述，本发明并不限于4相位或者8相位的实施方式；任何适当的相位数目都是可实现的。 

如在这里体现并且在图9中示出的那样，披露了图7中所示的基带放大器20的晶体管级原理图。基带放大器20包括差分输入(V_IN+,V_IN-)和差分输出端口(V_OUT+,V_OUT-)。电源(V+)被连接到电流源200，该电流源耦连到输入晶体管对202。外部电流源200耦连到源级跟随放大器204。基带LNA 20也包括差分负载晶体管206。反馈电阻R_FR连接到晶体管204的源极。在本发明的一个实施例中，放大器20用带有NMOS负载的全差分PMOS对来实现，并以数字方式控制共模反馈电阻R_L，这些共模反馈电阻R_L提供了三个增益设置(在25到35分贝之间)。发明人选择PMOS管作为输入对。在这个实施例中，放大器晶体管被设计为具有长的沟道，以把l/f角降低到200kHz以下。 

图3模型中的匹配电阻R_B是通过在两条路径周围卷绕反馈环路来实现的。该反馈由连接到输入门的5比特可调电阻R_FR组成，其与源级跟随器串联连接，以对输出进行缓冲。 

如上面简要提及的，接收机具有第二级放大，其中8个信号被重新组合成简单的差分I和Q。该第二级放大包括可调谐的-gm差分对(30，32)，它们共用一个共同的PFET负载，该PFET负载具有共模反馈和4个增益设置(从16-34dB，步长为6dB)。在四相位模式下工作时，分开但等同的I和Q信道(0°和90°)被简单地相加在一起。在8相位模式下工作时，0°相位信道以全权重被加到I，90°相位信道以全权重被加到Q。另外的45°和135°信道的权重为 并以不同的极性被加到I和Q。这种加权方式可以消除一半的信号谐波(即3次谐波、5次谐波、11次谐波、13次谐波等)。在这些放大器中可实现的谐波抑制程度受限于 权重的精度(在这里它被设计为11/16)以及在重新组合阶段的失配。总的说来，LNA和重新组合放大器提供了超过70dB的增益，最大BW为 20MHz，其受限于放大器的寄生电容以及对于混频器输出来所处于本地以旁路开关瞬态信号的某些固定电容。 

如这里所体现并且在图10中示出的那样，披露了表示在图7中所示单片接收机100中采用的复反馈的具体电路原理图。尽管无线电设备在大多数情况下被设计为与一个恒定的、纯粹为实部的50Ω天线阻抗相匹配，但在真实情况下，天线的实际阻抗在不同工作频率和不同的环境下可能会有很大差异。另外，在印刷电路板(PCB)上少量存在的寄生电容、设备封装、以及连线和焊垫会固有地使天线阻抗呈现复数形式。 

例如，回来看图19，无源混频器—第一接收机的S11陷波的中心并非直接定位在LO附近，而是有几兆Hz的偏差，这是因为由电容C_L造成的基带复阻抗与天线端口的寄生复分量相互影响。再往前看，图20示出了接收机呈现的阻抗与IF频率之间的关系；对于正的IF，Z_in的虚部分量看上去为负；对于负的IF，Z_in的虚部分量看上去为正。在LO的上边带上，天线端口看到的由基带端口所呈现的阻抗是IF的函数，但是从下边带则看到该阻抗的复共轭。这意味着对于复数形式天线阻抗所需的复共轭匹配只能存在于单个的IF频率上。 

理论上讲，这种匹配的虚部分量是可调谐的，因为电容的值是可调的。然而，使用采样电容C_L来提供复阻抗匹配可能会限制良好匹配的带宽。此外，采样电容C_L只能用来匹配天线阻抗虚部的一个极性，或者换句话说，它只能对LO的边带中的一个边带的阻抗进行匹配。 

参考图10，复反馈电路800解决了天线复阻抗匹配的问题。复反馈电路800与图7中所示的反馈放大器(20-40)相结合以提供“复反馈”。在该反馈电路中，反馈路径(802、804、806和808)从放大器的I信道的输出端到Q信道的输入端将反馈电阻(即以系数RFI缩放的放大器输出信号)连接起来，反之亦然，使得经缩放后的放大器输出信号相移90°度，90°相移通过混频器10被转换成对于天线端口所呈现的复阻抗。根据本发明，可变电阻R_FI可以用和R_FR相同的方式来实现。此外，电阻的输出可以在反馈路径(802、804、806和808)与反馈路径(812、814、816和818)之间切换，使得电抗极性以转换(即在+j和-j之间切换)。这样，复反馈电路800提供了可编程的复阻抗匹配。 

对复反馈电路800的分析得到了新的基带阻抗Z_B的表达式，其中的实部通 常仍然是实反馈电阻R_FR的函数，而虚部分量取决于电阻R_FI的值： 

$Z_B={[(\frac{1+A}{R_{\mathrm{FR}}}+\frac{1}{R_{\mathrm{FI}}})\&PlusMinus;j\frac{A}{R_{\mathrm{FI}}}]}^{-1}---\left(8\right)$

还应当注意：由于正弦和余弦的相对相位，反馈电阻的极性必须从Q信道翻转到I信道，以便得到同样的等效相移。当然，这种效应只是在由基带电容设定的带宽内才会发生。 

参考图11，披露了测得的接收机输入阻抗与反馈电阻之间的关系的曲线图。在本章及后面的章节中，为了对阻抗匹配测量提供一个参考，这里的讨论是从通过基带定义一个对于混频器所呈现的期望有效阻抗而开始的，其包括反馈放大器A的增益、反馈电阻R_FR和R_FI、以及缩放系数γ： 

R_EQ＝γZ_B    (9) 

为了确定在先前对电路模型所讨论时提供的分析结果，在f_LO=100MHz和f_RF=101MHz下对接收机的输入阻抗进行测量。所得到的曲线(如图9所示)示出了对实反馈电阻R_FR(对于四相位和八相位操作被缩放至R_EQ)进行扫描的效果。图11也包括通过应用等式(5)得到的曲线，其针对仿真得到的A(30dB)和单独测得的R_sw和Z_sh(即在4相位下：R_sw＝20Ω，Z_sh=350Ω；在8相位下：R_sw=40Ω，Z_sh=1100Ω)。正如所预计的那样，对于8相位的情况有效R_sw大约被翻倍。还应注意的是，Z_sh比早先对于8相位情况所预计的要低。这是因为射频端口阻抗是和频率相关的。由于对于8相位的情况来说，更高的谐波对应于更大的Z_sh值，如果在这些更高的频率下阻抗较低，则常数Z_a模型就开始失效了。 

参考图12，披露了针对4相位和8相位实现方式在射频端口测得的谐波二次辐射输出的曲线图。具体来说，图12涉及注入的射频信号被升频转换为更高次谐波的二次辐射(区别于LO信号简单地通过混频器开关寄生元件耦合到射频端口的情况)。应注意的是，这种谐波二次辐射是在图5所示LTI混频器模型中的虚损耗单元Z_sh背后的基础机制。图12尤其是示出了在1GHz有效LO情况下注入1.0001GHz的射频信号的测量结果，其生成了2.9999GHz的信号，比LO的3次谐波低1MHz。这种谐波二次辐射实际上与输入射频信号的强度成比例，并通过8相位混频降低了大约18dB。简单的LO二次辐射在1GHz下测得的结果约为-65dBm。 

参考图13，披露了测得的S11散射参数与可调谐反馈电阻之间关系的曲线图。除了简单测量输入阻抗外，还表征了接收机通过对R_FR进行调谐从而改善阻抗匹配的能力的特性。特别是，图13示出了在一个50Ω的源的驱动下，针对4相位和8相位混频器对反馈电阻进行扫描时，在f_RF=1.001GHz且f_LO=1GHz的情况下S11的测量值。这些曲线表明对电阻进行调谐实际上可得到最小的S11。对该扫描进行仿真的结果也显示在图13中。 

在仿真过程中，封装寄生效应由一个2nH串联的的电感和一个300fF旁路电容来建模。这些寄生效应产生了复天线阻抗，其和频率相关并且对Z_sh产生影响。在图11中不同的混频情况下，该最小值对应于不同的有效R_EQ，因为它们有不同的R_sw和Z_sh值。然而，对于不同的IF频率匹配也会随之改变，并且由于复天线阻抗，其匹配是不对称的。 

图14是测得的S11散射参数与本振频率的关系曲线图。图14表明了阻抗匹配并不取决于一阶LO频率，而是取决于IF。在这个测量中，对反馈电阻进行调谐以得到LO为800MHz的良好匹配。LO以100MHz的步长被升频和降频调节，并使用网络分析仪(不必再次调谐基带分量)在LO附近的100MHz处对S11进行测量。在更高的频率下阻抗匹配将开始失效，因为封装的寄生效应开始在这些频率下对Z_sh产生很大的影响。 

参考图15，披露了显示不同噪声源的本发明的原理模型。为了对接收机的噪声性能进行评估，必须先来看图3b所示电路当中的不同噪声源。有三种基本的噪声源：基带电阻R_B、开关电阻R_sw、以及来自天线本身Z_a的热噪声。最近的研究表明无源混频器中开关的闪变噪声是可忽略的。对来自该电路的噪声系数(在基带带宽内)进行评估得到的结果是R_B占主导，始终大于3dB。 

然而，如图15的模型中所示，接收机100把R_B作为在基带低噪声放大器周围缠绕的反馈电阻来实现。这种技术通过一个与放大器增益成比例的因子来抑制来自R_B的噪声。 

在该电路中还有其他的噪声源：由混频器在LO奇次谐波处降频转换的噪声。通过下面的等式可以将其表示为在每一阶谐波处通过RF端口的噪声电流： 

$\frac{\stackrel{\&OverBar;}{i_{n,a}^2\left(n{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LO}}\right)}}{\mathrm{Hz}}=\frac{4\mathrm{kT}}{n^2(Z_a\left(n{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{LO}}\right)+R_{\mathrm{sw}})}---\left(10\right)$

然而，需要注意的是，如果Z_sh是等式(4)所定义的实电阻，则在LO的谐波处的RF端口噪声电流之和恰好等于Z_sh所产生的噪声。因此,可以用图13中的模型来得到接收机100的噪声因子。 

$F=1+\frac{R_{\mathrm{sw}}}{R_a}+\frac{R_{\mathrm{sh}}}{R_a}{\left(\frac{R_a+R_{\mathrm{sw}}}{R_{\mathrm{sh}}}\right)}^2+\mathrm{\&gamma;}\left(\frac{R_{\mathrm{FR}}}{R_a}\right){\left(\frac{R_a+R_{\mathrm{sw}}}{\mathrm{\&gamma;}{R}_{\mathrm{FR}}}\right)}^2$

$+\mathrm{\&gamma;}\frac{\stackrel{\&OverBar;}{v_{n,\mathrm{\&Lambda;}}^2}}{4\mathrm{kT}{R}_a}{(\frac{R_a+R_{\mathrm{sw}}}{\mathrm{\&gamma;}{R}_{\mathrm{FR}}}+\frac{R_a+R_{\mathrm{sw}}+R_{\mathrm{sh}}}{R_{\mathrm{sh}}})}^2---\left(11\right)$

其中的第二项代表由R_sw所贡献的噪声。第三项代表由虚的旁路阻抗Z_sh所贡献的噪声。第四项代表由反馈电阻R_FR所贡献的噪声。第五项代表由放大器所贡献的噪声。要注意的是，等式(11)被应用于4相位和8相位混频，其中参数Z_sh、γ、以及在这种实现方式下的R_sw都是变化的。在理想情况下，R_a在整个频率上都是恒定的，8相位混频器的NF要比4相位混频器低得多。 

参考图16，披露了针对本发明的4相位和8相位实施方式下测得的噪声系数(NF)与频率的关系曲线图。图14示出了接收机在整个工作频率范围内的DSB NF，在各个情况下IF均为1MHz。在8相位模型中的频率范围更低，因为它将输入的LO除以4，而不是像在4相位模型中那样除以2。正如在这里披露的模型所预测的那样，8相位工作方式的NF要比4相位工作方式更低。在较高频率下的NF退化可能是由于通过封装和设备寄生效应导致的旁路作用。这种寄生效应在更高阶谐波处的作用更明显，因为会使Z_sh降低，使NF退化。此外，在较高的频率下，驱动混频器的LO脉冲有可能变得不那么理想，可能会增大有小R_sw，并降低Z_sh。 

参考图17，披露了针对本发明的8相位实现方式下测得的噪声系数(NF)与反馈电阻的关系曲线图。遵照前面的段落所分析的结果，对于R_FR的一个取值范围测量8相位接收机的噪声系数。如等式(11)所预测的，只要R_FR相对于R_a的比率、以及Z_sh相对于R_a的比率很大，噪声系数就会比较好地保持恒定，得到较低的值，并且其中基带放大器噪声占主要部分。随着R_FR的降低，上述比率增大，等式(11)中的第三项和第四项逐渐“放大”，噪声系数随之增大。图17还示出了对于相同的R_FR值的接收机增益，其中增益随着R_FR(因而随着R_EQ) 的降低而降低。要注意的是，当NF结果达到3dB那样低的水平时，它仍然要比通过仿真和等式(11)所预测出的值要高1-2dB，测量值要在该结果之上。接收机的闪变噪声角也被测量，发现在最小NF条件下其小于200KHz。 

参考图18，披露了针对采样电容C_L的值测得的阻抗与RF频率的关系曲线图。基带电容C_L的存在对于在RF端口处所呈现的可调谐阻抗具有几个显著影响。当f_IF通过基带的RC带宽时，Z_in主要由C_L决定，最终接近R_sw。通过使该电容可调谐(如图7的实施例中所示)，得到一个Q值可调的BPF。 

在接收机100中，电容C_L可通过6比特的解析度(从5pF到120pF)被数字化控制。图18示出了当RF频率在100MHz的LO附近进行扫频时，在三种不同C_L值的情况下接收机所呈现的阻抗幅值的测量值。对于非常靠近LO的频率，接收机根据所选的反馈电阻呈现出所预期的阻抗。当RF向远处移动，该阻抗受电容控制，并随着|f_LO-f_RF|的增大(或者随着C_L的增大)而降低。还应注意的是，该阻抗达到由混频器开关的导通电阻(约20Ω)所决定的下限。 

参考图19，披露了对于不同的采样电容(C_L)值，测得的散射参数S11与RF频率的关系曲线图。在图19中，确定了在R_FR被良好调谐(即匹配)的情况下，对较高频率处S11测量值的作用。当增大电容值(即从5pF增大到60pF)时，S11曲线变得窄得多，最深处的S11陷波接近于LO。 

图20是对于RF端口所呈现的阻抗的实部和虚部分量与频率的关系曲线图。输入阻抗的实部和虚部分量都是使用网络分析仪在f_LO=200MHz和C_L=60pF的情况下测得的。很显然，这里良好阻抗匹配的范围非常小，因为电容在较大的偏移频率下对于阻抗起到主导作用。另外，阻抗的虚部分量在负偏移频率下表现出令人感兴趣的极性转换特性。 

参考图19(a)-19(f)，披露了表示接收机的带外线性性能的不同测量值的曲线图。在RF端口具有可调的BPF意味着其对于接收机的带外线性性能有很大的影响。针对不同的偏移频率和电容设定值来表征接收机的线性度。 

图21(a)示出了在三个不同的C_L的情况下，由于在1.2006GHz的RF频率下在1.16GHz处出现阻塞信号而导致的带外压缩。带外压缩的程度被定义为使所希望的信号减小3dB时的阻塞信号功率。 

在图21(b)中，对于三个电容设定值，在1.2GHz的RF频率附近对阻塞信 号频率执行扫频，并针对每个电容设定值测量带外压缩。测得的压缩程度很好地通过下述简单公式来拟合(图19(b)中的实线)。 

P_OB3db＝-20 log(k1+k2/f_IFint ²).     (12) 

其中k1和k2是拟合参数，该公式的形式与下述两种机制的组合相一致：1)对于带外远端阻塞信号为+10dBm的恒定带外压缩点，其可能反映了混频器自身的压缩情况；以及2)频率相关项，其在较低干扰IF频率下起主导作用，所允许的相关性为1/f_IF int ²。第二个分量随着电容的增大而减弱，并与压缩的三阶非线性度相一致，该三阶非线性度在阻塞信号滤波的一个极点之后出现。该第二个分量也反映了基带LNA的非线性度。 

图19(c)示出了对于两个不同的C_L设定值，以1.2GHz的LO(在1.1994GHz处生成一个IM3结果，然后降频转换为600kHz的IF)，使用双音调(一个在1.22GHz处，另一个在1.2406GHz处)测得的IIP3。当选择大的C_L时，得到的IIP3为27dBm，当采样电容C_L较低时，IIP3的值要差得多，为-8dBm。 

图21(d)示出了针对C_L=5pF和C_L=I20pF两种情况，在不同偏移频率下(其中x轴表示比较靠近RF的音调频率)测得的IIP3。其中也表明：当C_L较高时，接收机对于非常接近的干扰信号保持了良好的线性度。如前所述，这个结果很好地通过与公式(11)类似的公式形式来拟合，其结合了以下两种机制的组合：一个常数，非常高的IIP3机制(可推定来自混频器)；以及一个与频率相关的分量，它满足1/f_IF ³，反映了基带的3阶非线性度。考虑到RC极点和无源混频器的衰减，这些结果与单独对基带放大器进行仿真的结果一致。带外结果要在仿真中再现更为困难。然而，通过对混频器开关应用平方律模型，计算出带外IIP3为24dBm，这和测量值就很接近了。 

图19(e)示出了对于1.2GHz的LO，在双音频(一个在1.22GHz处，另一个在1.2206GHz处)情况下的2阶互调制结果的IIP2，在1.2006GHz处生成了一个IM2。当选用大的C_L时，可以得到58dBm的IIP2，对于最小的电容设定值，则得到差得多的IIP2，为-1dBm，因为20MHz接近位于接收机100的带宽范围内。 

图21(f)示出了针对C_L=5pF和C_L=120pF两种情况，在不同偏移频率下测得的IIP2。由于有其他非线性影响，当干扰信号在带内移动时，这些干扰信号产 生了较大的失真结果。采用较大的C_L会降低带宽，并能改善相对于在频率上非常接近的干扰信号的鲁棒性。与前面所述的3阶非线性度不同，IIP2并不遵循简单拟合规则，这表明产生IIP2的机制可能要比产生IIP3的机制更为复杂。 

由于接收机100的前端带宽是可编程的，从而可以在带宽和耐干扰性之间进行折中。因此，接收机100可以被编程为接收带宽>10MHz的信号，但是，如果它被设置在其初始带宽的话，其也可以被重新编程为当出现使系统显著变差的阻塞信号时接收带宽更窄的信号。 

由于本发明着重在于展示低噪声、阻抗可调性以及带外线性性能，没有把重点放在基带LNA的线性化以及用于带内线性度的放大器重新组合。尽管如此，也对接收机的带内线性度进行了测量。对于1GHz的LO，在1.0012GHz和1.0016GHz处注入信号。这些信号在1.0004GHz处产生IM2结果，在1.00008GHz处产生IM3结果。这样就得到一个-45dBm的带内IIP2和一个-67dBm的带内IIP3。在本发明的一个替代实施例中，通过设计更高性能的线性基带电路很容易地提高了带内线性度。实际上，灵敏的SDR型方法可使得线性度(作为相对于功耗的折中)成为一种可编程的基带特征。 

除了表征接收机对一般宽带干扰信号的敏感度之外，还对8相位混频器和重组放大器降低LO频率的谐波处的阻塞信号的效果进行测量。由于接收机100不包括RF前端滤波器，混频器将在这些谐波处出现的信号进行降频转换。 

在一个试验中，接收机被设置为具有2GHz的输入LO，有效LO为500MHz。为了直接比较4相位情况和8相位情况，对于4相位情况采用了额外的二分频，使得这两者都能接收500MHz左右的信号。对于在基础频率(499MHz)下注入的信号以及在3次和5次谐波(分别为1.499GHz和2.499GHz)处注入的信号之间的增益差值进行测量。在4相位情况下，3次谐波的输出功率比基础频率的输出功率要小11dB，而5次谐波的输出比基础频率要小19.9dB。这和方波采样信号的傅里叶序列中与这些谐波相伴随的1/3和1/5的权重相当一致。对于8相位的情况，由于其主动地排斥了这些谐波，因而3次谐波的输出比基础频率小35.4dB，而5次谐波则要小42.6dB。 

以上描述了在图5和图8中所示的单片接收机架构所采用的复反馈方案。图22是双极性复反馈的散射参数与RF频率之间的关系曲线图。 

为了测量复反馈的效果，接收机100被编程为接收500MHz左右的RF频率；使用网络分析仪对RF频率进行扫频(参见图20中的27Ω曲线)。用实反馈电阻对阻抗匹配进行调谐，以提供深的S11陷波，而不使用复反馈(参见36Ω曲线)。接下来，用一个正的RFI值接通复反馈路径，再次对RF频率进行扫频。如预期的那样，绿色的曲线使得IF频率向着最优S11偏移。用相反极性的复阻抗反馈重复进行该测量；得到了LO频率相反一侧的陷波。 

图23是不同等效阻抗的散射参数S11与RF频率之间的关系曲线图。为了表明当RF端口上出现显著的阻抗不匹配时可以利用复阻抗来提供两个边带上的匹配，有效LO频率被移至1GHz(例如在该处电容寄生效应占了很大的比例)。图23表明，如果不采用复反馈，当IF显著偏离LO时，S11处于最小值。利用复反馈将这个最优值移动到非常接近LO频率处。通过进一步降低RFI(有效地增加了复效应的影响)，S11的陷波可以被移动到LO的另一侧边带，而对于该边带大大提高了S11值。 

图24是测得的接收机噪声系数与本发明所提供的复反馈之间的关系曲线。图24示出了在LO为900MHz、IF为1MHz的情况下，进行双极性RFI扫频的8相位型接收机的DSB NF。毫不意外的是，其中的一个极性比另一个极性提供了更佳的NF，因为它对于RF端口提供了改进的复阻抗匹配。 

如表I所总结的那样，本发明所述的软件无线电接收机100提供了接近于3dB的NF，带外IIP3高至27dBm，频率调谐范围为0.1-2.4GHz。 

表I 性能总结 

技术	65nm
		频率范围	0.1-2.4GHz
增益	40-70dB
		DSB NF	4dB±1dB
带外IIP3	+25dBm
		带外IIP2	+56dBm
功率	37-70mW
		电源	1.2V(RF)/2.5V(基带)

阻抗匹配	ZEQ=(8-250)||±j(8-250)Ω

本发明提供了对整个天线接口的数字化控制。无源混频器的透明性将混频器一侧的阻抗转换到混频器的另一侧，使得基带上的LPF被转换成RF端口上的BPF。本发明的这一特点被用来有选择性地拒绝带外的干扰信号。基带差分LNA上的反馈电阻提供了BPF带宽内的可调实阻抗匹配。此外，本发明表现出“复反馈”的特点，其中通过利用基带的同相路径和正交路径之间的反馈实现了在RF端口上的有效复阻抗。本发明还表明S11陷波可跟踪接收机的LO频率，仅仅是基带上所呈现的电路的一阶函数。最后，该接收机还实现了能够与现有技术中的接收机相比的噪声性能。总之，本发明展示了这样一种接收机架构，其第一次在不牺牲性能的前提下提供了可编程的RF阻抗匹配和滤波。 

例如，本发明所述的无源混频器——第一接收机100实现了以下功能：(1)S11在跟踪LO频率的同时能够实现与高谐振匹配网络相比的性能；(2)前端滤波，其具有与使用片外高Q值滤波器所实现的性能相比的带外线性度；以及(3)接近于传统接收机架构的噪声性能。此外，接收机100可以用数字化编程的基带电路在宽范围的LO、IF和RF频率上进行调谐。另外，所展示的8相位混频提供了显著的优点，如阻抗匹配范围、在LO谐波处的阻塞信号的拒绝、以及较低的噪声系数。对于在65nm CMOS上实现的接收机的测量结果表明，增益为70dB，NF低至3dB，带外IIP3为25dBm。此外，可调阻抗匹配表明在0.1-2.4GHz的任意接收频率处均能实现S11<-30dB。 

在这里提及的所有参考文献，包括公开出版物、专利申请和专利，均在此通过引用而并入，就像每个参考文献被单独并特别地指定为通过引用而并入、且整体在此描述一样。 

在描述本发明的上下文中(特别是在下述权利要求书的上下文中)，术语“一”、“一个”、“该”以及类似表述的使用应被理解为覆盖单数和复数形式，除非另外指出或者根据上下文有明显冲突。术语“包括”、“具有”、“包含”和“含有”应被理解为开放式术语(即意指“包括但不限于”)，除非另有标注。术语“连接”应被理解为部分或者全部被包含在内、附属于或者连接在一起，即使可能有某物介于其间。 

数据范围在这里的引用仅仅意图作为单独表示落入到该范围内的每个单独 数值的简要方法，除非另有说明，每个单独的数值被并入到本说明书中，就好像这些数值在这里被单独引用一样。 

这里描述的所有方法可以按照任何适当的顺序来执行，除非另有说明，或者除非根据上下文有明显冲突。任何及所有例子、或者这里给出的示例性语言(例如“如”)的使用在这里仅仅意图更好地阐述本发明的实施例，而不是对本发明的保护范围加以限制，除非另作要求。 

本说明书中并没有任何语言意图表明任何未要求保护的、对于实施本发明而言必要的要素。 

对于本领域技术人员来说很清楚的是，可以在不偏离本发明的主旨和保护范围的情况下对本发明做出各种不同的修改和改变。无意将发明限定在所披露的特定的一种或多种形式，相反，本发明覆盖了落入到本发明的主旨和保护范围内的所有修改、替代方案和等同方案，就像所附权利要求中限定的那样。因此，本发明意图覆盖在所附权利要求书及其等同的保护范围内所提供的本发明的修改和变体。 

Claims (20)

1.一种无线通信设备，包括： 

被配置为接收来自周围环境的射频信号的天线，所述天线的特征由天线阻抗来表征，而所述射频信号的特征由预定的频率来表征； 

无源混频器组件，其被耦连到所述天线，而无需射频匹配网络，所述无源混频器组件的特征由对于天线所表现出的无源混频器阻抗来表征，所述无源混频器组件包括多个基带混频器端口，所述无源混频器组件被配置为对射频信号进行降频转换，并提供多个基带信号，所述多个基带信号中的每个基带信号从所述多个基带混频器端口中的一对应端口被输出，并且其特征由多个预定相位中的一个预定相位所表征； 

基带低噪声放大器(LNA)组件，其被耦连到所述无源混频器组件，所述基带低噪声放大器组件包括一基带低噪声放大器输入部分，该基带低噪声放大器输入部分被配置为从所述无源混频器组件接收多个基带信号，所述基带低噪声放大器组件被配置为从一基带低噪声放大器输出部分提供多个经放大的基带信号；以及 

基带反馈网络，其被耦连在所述基带低噪声放大器输出部分和所述基带低噪声放大器输入部分之间，所述基带反馈网络包括多个第一可调电阻性元件，所述多个第一可调电阻性元件能够被有选择性地调节，使得无源混频器阻抗在预定的射频频率下基本上匹配于天线阻抗。 

2.如权利要求1所述的设备，其中所述多个第一可调电阻性元件能够被有选择性地调节，以调节与所述基带低噪声放大器相关的增益。 

3.如权利要求1所述的设备，其中所述基带反馈网络还包括一可切换的基带网络，其被耦连在所述基带低噪声放大器输出部分和所述多个基带混频器端口之间，该可切换的基带电路包括多个第二可调电阻性元件，这些第二可调电阻性元件能够被有选择性地调节，使得所述无源滤波器阻抗在预定的射频频率下基本上匹配于天线阻抗的复共轭。 

4.如权利要求3所述的设备，其中所述可切换的基带网络被配置为根据选定的连接状态使所述多个经放大的基带信号中的第一部分被可切换地互连到所述多个基带混频器端口中的第二部分，并使所述多个经放大的基带信号中的第二部分被可切换地互连到所述多个基带混频器端口中的第一部分。 

5.如权利要求4所述的设备，其中所述选定的连接状态能够至少在第一连接状态和第二连接状态之间切换，所述无源混频器阻抗的电抗极性可通过下述方式来选择：即选择所述第一连接状态或第二连接状态中的一个，使第一连接状态的极性与第二连接状态的极性相反。 

6.如权利要求3所述的设备，其中所述复共轭包括一个实部和一个电抗虚部，所述实部对应于所述多个第一可调电阻性元件，所述电抗虚部对应于所述多个第二可调电阻性元件。 

7.如权利要求6所述的设备，其中所述电抗虚部的极性对应于所述可切换的基带网络的互连状态。 

8.如权利要求1所述的设备，其中所述多个预定相位包括2N个预定相位，其中N为大于或等于2的整数。 

9.如权利要求1所述的设备，其中所述无源混频器组件还包括多个可调谐采样电容，所述无源混频器阻抗是与所述多个可调谐采样电容中的每个采样电容相关的数值的函数。 

10.如权利要求9所述的设备，其中所述多个可调谐采样电容中的每个采样电容在所述多个基带混频器端口中的每一个端口处被耦连到所述多个第一可调电阻性元件中对应的一个电阻性元件，每个可调谐采样电容及其相应的第一可调电阻性元件形成了一个可调谐的带通滤波器，该带通滤波器具有可调谐的预定品质因数(Q)。 

11.如权利要求1所述的设备，其中所述无源混频器组件还包括： 

分频器组件，其被配置为将本振(LO)信号划分成多个本振脉冲，每个本振脉冲的特征由所述多个预定相位中的一个预定相位来表征；以及 

耦连到所述分频器的多个开关，所述多个开关中的每个开关被配置为将射频信号与所述多个本振脉冲中的一个本振脉冲相乘，从而产生所述多个基带信号中的一个基带信号。 

12.如权利要求11所述的设备，其中所述多个基带信号包括多个同相基带信号和多个正交相基带信号，并且其中所述多个经放大的基带信号包括多个经放大的同相基带信号和多个经放大的正交相基带信号。 

13.如权利要求12所述的设备，其中所述多个基带信号包括多个差分基带信 号，并且其中所述多个经放大的基带信号包括多个经放大的差分基带信号。 

14.如权利要求11所述的设备，其中所述多个开关包括多个开关对，所述多个开关对中的每个开关对包括一第一开关和一第二开关，所述第一开关被配置为将所述射频信号与第一本振脉冲相乘，所述第二开关被配置为将所述射频信号与第二本振脉冲相乘，所述第二本振脉冲的相位与所述第一本振脉冲相差180°。 

15.如权利要求14所述的设备，其中所述基带低噪声放大器组件包括耦连到所述多个开关对中的每个开关对的基带低噪声放大器，使得所述基带低噪声放大器提供经放大的差分基带信号，并且其中所述基带反馈网络包括一对耦连到每个基带低噪声放大器的第一可调电阻性元件。 

16.如权利要求1所述的设备，还包括耦连到所述基带低噪声放大器的谐波重组放大器组件，该谐波重组放大器被配置为将所述多个经放大的基带信号重新组合，从而产生复合基带信号。 

17.如权利要求16所述的设备，其中所述谐波重组放大器包括一同相差分放大器和一正交相差分放大器，所述同相差分放大器被配置为对所述多个经放大的基带信号中的第一部分进行重新组合，从而产生复合的同相基带信号，并且其中所述正交相差分放大器被配置为对所述多个经放大的基带信号中的第二部分进行重新组合，从而产生复合的正交相基带信号，所述同相差分放大器和所述正交相差分放大器被配置为基本上消除了不希望的谐波信号分量。 

18.一种无线通信设备，包括： 

被配置为接收来自周围环境的射频信号的天线，所述天线的特征由天线阻抗来表征，而所述射频信号的特征由预定的频率来表征； 

无源混频器组件，其被耦连到天线，而无需射频匹配网络，所述无源混频器组件的特征由对于天线表现出的无源混频器阻抗来表征，所述无源混频器组件包括多个基带混频器端口 ；所述无源混频器组件被配置为对射频信号进行降频转换，并提供多个基带信号，所述多个基带信号中的每个基带信号由所述多个基带混频器中的一对应端口输出，并且其特征由多个预定相位中的一个预定相位来表征；以及 

基带低噪声放大器(LNA)，其被耦连到所述无源混频器组件，所述基带低噪声放大器包括一基带低噪声放大器输入部分，该基带低噪声放大器输 入部分被配置为从所述无源混频器组件接收多个基带信号 ；所述基带低噪声放大器被配置为从一基带低噪声放大器输出部分提供多个经放大的基带信号；以及 

基带反馈网络，其被耦连在所述基带低噪声放大器输出部分和基带低噪声放大器输入部分之间，所述基带反馈网络包括多个第一可调电阻性元件和多个第二可调电阻性元件，所述第一和第二可调电阻性元件能够在第一反馈连接状态与第二反馈连接状态之间切换，所述多个第一可调电阻性元件和多个第二可调电阻性元件能够被分别调节，从而使得无源混频器阻抗在预定的射频频率下基本上对应于天线阻抗的复共轭。 

19.如权利要求18所述的设备，其中所述复共轭包括一个实部和一个电抗虚部，所述实部对应于所述多个第一可调电阻性元件，所述电抗虚部对应于所述多个第二可调电阻性元件，并且其中所述第一反馈连接状态对应于所述电抗虚部的第一种极性，所述第二反馈连接状态对应于所述电抗虚部的第二种极性，所述第一种极性与所述第二种极性相反。 

20.一种软件无线电(SDR)设备，包括： 

设置在软件无线电外壳之上或者之中的用户接口，该用户接口包括至少一个数据输入部分和至少一个数据输出部分，所述至少一个数据输入部分被配置为生成多个计算机可读命令； 

计算电路组件，其被耦连到所述用户接口，所述计算电路组件被配置为对所述的多个计算机可读命令进行处理，并驱动所述至少一个数据输出部分，所述计算电路组件被编程为： 

响应于所述的多个计算机可读命令或者软件无线电操作环境选择一种软件无线电操作模式； 

基于该软件无线电操作模式确定多个射频参数，所述射频参数包括预定频率； 

对应于所述的多个系统射频参数确定多个可变基带参数；并且 

把所述的多个可变基带参数提供给存储器部分；以及 

无线通信组件，该组件包括： 

被配置为接收来自周围环境的射频信号的天线，所述天线的特征 由天线阻抗来表征，而所述射频信号的特征由预定的频率来表征， 

无源混频器组件，其被耦连到所述天线，而无需射频匹配网络，所述无源混频器组件的特征由对于所述天线表现出的无源混频器阻抗来表征，所述无源混频器组件包括多个基带混频器端口，所述无源混频器组件被配置为对射频信号进行降频转换，并提供多个基带信号，所述多个基带信号中的每个基带信号从所述多个基带混频器端口中的一对应端口被输出，并且其特征由多个预定相位中的一个预定相位来表征， 

基带低噪声放大器(LNA)组件，其被耦连到所述无源混频器组件，所述基带低噪声放大器组件包括一基带输入端口，该基带输入端口被配置为从所述无源混频器组件接收多个基带信号，所述基带低噪声放大器组件被配置为从一基带低噪声放大器输出部分提供多个经放大的基带信号， 

基带反馈网络，其被耦连在所述基带低噪声放大器输入部分和基带低噪声放大器输出部分之间，所述基带反馈网络包括多个第一可调电阻性元件和多个第二可调电阻性元件，所述的多个第一和第二电阻性元件可以在第一反馈连接状态与第二反馈连接状态之间切换，所述的多个第一可调电阻性元件和多个第二可调电阻性元件可分别调节，从而使得无源混频器阻抗在预定射频频率下基本上对应于天线阻抗的复共轭。