CN101816119B - 栅极驱动电路 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的在于，得到恒流电路中的恒流的上升快，且还实现省电化的栅极驱动电路。栅极驱动电路具备：恒流驱动电路(28)，供给恒流；功率用半导体元件(1)的栅极端子，与上述恒流驱动电路的输出端子连接；比较器(22)，将上述栅极端子的电压与规定的设定电压值进行比较，输出表示高于上述设定电压值的信号；以及驱动控制部(20)，接收使上述功率用半导体元件导通的信号使上述恒流驱动电路的电流增加，接收来自上述比较器的信号使上述恒流驱动电路的电流减少。

Description

栅极驱动电路
技术领域
本发明涉及对功率用半导体元件进行驱动时的栅极驱动电路。 
背景技术
在以往的负载驱动装置内的功率用半导体元件的栅极驱动电路中，为了驱动绝缘栅型晶体管，使用恒流电路与电流镜电路，使恒定电流流过栅极端子。另外，为了恒流电路的电流值切换，与恒流电路串联地使用了开关(例如，参照专利文献1)。 
专利文献1：日本特开2003-318713号公报(第1图) 
以往的栅极驱动电路在使绝缘栅型晶体管导通时，在恒流电路的上升速度中存在限制，所以栅极端子的电流无法立即成为恒定值。另外，在恒流电路的电流值切换中，与恒流电路串联地使用开关，恒流电路必需从不动作的状态使电流增加到规定的电流值，所以恒流的上升有时变慢。因此，如果栅极端子的阈值电压(VGEth)产生偏差，则导通损耗产生偏差，所以存在如下问题，即必须进行具有很大富余的热设计，无法进行高效的热设计这样的问题。 
发明内容
本发明是为了解决上述那样的问题而完成的，其目的在于得到恒流电路中的恒流的上升快、且还实现省电化的栅极驱动电路。另外，其目的在于得到在使功率用半导体元件导通时，即使阈值电压产生偏差，也可以抑制导通损耗的偏差，实现高效的热设计的栅极驱动电路。 
本发明的栅极驱动电路，具备：恒流驱动电路，供给恒流；功率用半导体元件的栅极端子，与上述恒流驱动电路的输出端子连接；比较器，将上述栅极端子的电压与规定的设定电压值进行比较，输出表示高于上 述设定电压值的信号；以及驱动控制部，接收使上述功率用半导体元件导通的信号使上述恒流驱动电路的电流增加，接收来自上述比较器的信号使上述恒流驱动电路的电流减少。 
另外，本发明的栅极驱动电路，进行功率用半导体元件的开关控制，具备：恒流驱动电路，供给恒流；与上述功率用半导体元件的栅极连接的栅极端子，该栅极端子与上述恒流驱动电路的输出端子连接；预备通电电路，连接于上述栅极端子，或者与上述栅极端子并联地连接于上述恒流驱动电路的输出端子；第1开关，连接在上述恒流驱动电路内、或者上述输出端子与上述栅极端子之间；第2开关，对上述预备通电电路进行开闭；以及驱动控制部，通过对上述第1开关以及上述第2开关进行开闭控制，使上述恒流驱动电路的输出电流通电于上述预备通电电路，在通电到上述预备通电电路的电流固定为规定的电流值之后使其转为流向上述栅极端子。 
本发明的栅极驱动电路由于使恒流驱动电路的恒流增减，所以上升快，因此，即使阈值电压产生偏移，也可以抑制导通损耗的偏差，所以无需进行具有很大富余的热设计，可以进行高效的热设计，进而还实现使原材料减少。另外，由于仅在必要时使电流增加，所以还实现省电化。 
另外，在使功率用半导体元件导通时，使电流流过预备通电电路，在达到了恒流值之后转为流向栅极端子，所以在导通的期间中，可以以恒流进行驱动。因此，即使阈值电压产生了偏差，也能抑制导通损耗的偏差，所以无需进行具有很大富余的热设计，可以进行高效的热设计，进而还实现使原材料减少。 
附图说明
图1是本发明的实施方式1的栅极驱动电路的电路图。 
图2是应用了本发明的电力变换器的一个例子的电路图。 
图3是说明本发明的实施方式1的动作的时序图。 
图4是说明本发明的实施方式1的动作的时序图。 
图5是说明本发明的实施方式1的动作的时序图。 
图6是本发明的实施方式2的栅极驱动电路的电路图。 
图7是说明本发明的实施方式2的动作的时序图。 
图8是本发明的实施方式3的栅极驱动电路的电路图。 
图9是说明本发明的实施方式3的动作的时序图。 
图10是说明本发明的实施方式3的动作的时序图。 
图11是本发明的实施方式3的栅极驱动电路的变形例的电路图。 
图12是本发明的实施方式3的栅极驱动电路的其他变形例的电路图。 
图13是本发明的实施方式3的栅极驱动电路的其他变形例的电路图。 
图14是本发明的实施方式4的栅极驱动电路的电路图。 
图15是说明本发明的实施方式4的动作的时序图。 
图16是本发明的实施方式4的栅极驱动电路的变形例的电路图。 
具体实施方式
实施方式1 
图1是本发明的实施方式1的栅极驱动电路的电路图。作为功率用半导体元件1，使用IGBT1(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)。但是，不限于IGBT，即使将它们由FET(场效应晶体管)等其他开关或不仅利用硅而且还利用碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)等其他材料得到的开关构成，也得到同样的效果，这是不言而喻的。在此叙述的IGBT1、二极管2、以及栅极驱动电路29的组合可以用于例如图2所示的3相逆变器电路等各种电力变换器中。 
在图2中，1a～1f表示功率用半导体元件(IGBT)，2a～2f表示二极管，30a～30f表示栅极驱动电路。针对从交流电源经由整流器以及平滑电容器得到的电流，通过栅极驱动电路30a～30f进行功率用半导体元件1a～1f的开关控制，从而进行作为负载的一个例子的电动机M的驱动控制。 
IGBT1的栅极驱动电路29包括：与正电源27连接的恒流驱动电路28；从恒流驱动电路28的输出端子相互并联连接的预备通电电路19和切换电路7；以及对各电路内的开关的ON/OFF进行控制的由微型机或者逻辑电路或定时器构成的驱动控制部(驱动控制单元)20。 
切换电路7与IGBT1的栅极端子连接，对栅极的充/放电进行切换。切换电路7包括：作为第1开关的P沟道型MOSFET3，该P沟道型MOSFET3在使IGBT1导通时成为导通，控制向栅极的电流；N沟道型MOSFET6，该N沟道型MOSFET6在使IGBT1截止时成为导通；连接在P沟道型MOSFET3与IGBT1的栅极间的导通时的栅极电阻4；以及连接在N沟道型MOSFET6与IGBT1的栅极间的断开时的栅极电阻5。 
P沟道型MOSFET3的源极与恒流驱动电路28的输出端子连接，漏极与栅极电阻4的一端连接，栅极与驱动控制部20连接。栅极电阻4的另一端和栅极电阻5的一端与IGBT1的栅极端子连接。N沟道型MOSFET6的漏极与栅极电阻5的另一端连接，源极与接地侧连接，栅极与驱动控制部20连接。 
预备通电电路19包括：控制向栅极的电流的作为第2开关的N沟道型MOSFET17；以及与其串联连接的电阻18。电阻18的一端与恒流驱动电路28的输出端子连接，另一端与N沟道型MOSFET17的漏极连接，N沟道型MOSFET17的源极与接地侧连接，栅极与驱动控制部20连接。 
驱动控制部20从外部的控制部(省略图示)接收IGBT1的控制指令信号Sa，输出向预备通电电路19的控制指令信号Sb、向切换电路7的控制指令信号Sc、Sd。 
恒流驱动电路28包括电流镜电路10和对其进行驱动的恒流电路16。电流镜电路10由PNP晶体管8、9构成。PNP晶体管8、9的发射极都与正电源27连接，各自的基极相互连接，进PNP晶体管9的基极与集电极连接。PNP晶体管8的集电极成为恒流驱动电路28 的输出端子，PNP晶体管9的集电极和基极与恒流电路16连接。在该图中仅示出了一个PNP晶体管8，但在使大的栅极电流流过的情况下并联连接多个PNP晶体管8。 
与PNP晶体管9的集电极连接的恒流电路16由运算放大器11、N沟道型MOSFET12、设定电阻13、栅极电阻14、以及基准电源15所构成。N沟道型MOSFET12的漏极与电流镜电路10的PNP晶体管9的集电极连接，源极经由运算放大器11的一个输入以及设定电阻13与接地侧连接，栅极经由栅极电阻14与运算放大器11的输出连接。运算放大器11的另一个输入与基准电源15连接。 
另外，恒流驱动电路28不限于在此示出的电路，也可以使用其他恒流电路。 
接下来，使用图3～图5所示的时序图，说明电路的动作。图3的(A)示出栅极驱动电路29的切换电路7、IGBT1、以及二极管2的部分的电路图。图3的(B)是用于说明将图3的(A)的电路的IGBT1设为恒压驱动时的动作的时序图。图3的(B)的(a)(b)示出IGBT1的栅极电压与栅极电流，(c)(d)示出IGBT1的集电极电流与集电极电压。 
首先，在将图3的(A)的电路的IGBT1设为恒压驱动情况下，栅极电压成为恒定(图3的(B)的(a))，如果将产生了开关变慢的镜像效应的期间设为镜像期间，则在该镜像期间，流过以(Vcc-VGEth)÷Rg决定的栅极电流(图3的(B)的(b))。其中，Vcc表示恒压，VGEth表示IGBT1的栅极的阈值电压，Rg表示栅极电阻4的电阻值。镜像期间持续到栅极电流对栅极-集电极间电容充电结束为止。由于集电极电压变化是在镜像期间(图3的(B)的(d))，所以如果可以使镜像期间恒定，则可以消除集电极电压变化的期间的导通损耗(集电极电压×集电极电流)的偏差。为了使镜像期间恒定，将栅极-集电极间电容设为恒定，并且将栅极电流设为恒定即可。但是，一般情况下与栅极-集电极间电容相比，VGEth的偏差更大，所以通过恒压驱动则无法使栅极电流恒定。因此，为了减小导通损耗的 偏差，需要使栅极电流恒定的恒流驱动。 
图4是用于说明使用恒流电源，且没有预备通电电路19的情况的图1的电路的动作的时序图。图4的(a)示出控制指令信号Sa，(b)示出控制指令信号Sc、Sd，(c)(d)示出IGBT1的栅极电流与栅极电压，(e)示出恒流电路16的电流。来自外部的控制部的控制指令信号Sa是，在“H”时使IGBT1导通、在“L”时使IGBT1截止的信号。IGBT1例如如图2的IGBT1a、1b等所示，与其他IGBT串联连接而构成一对IGBT，在控制指令信号Sa是“L”时，一对IGBT的另一个导通(以下同样)。 
驱动控制部20在与使IGBT1导通的来自外部的控制部的“H(High)”的控制指令信号Sa相同的定时，将“L(Low)”的控制指令信号Sc、Sd分别输出到切换电路7的P沟道型MOSFET3、N沟道型MOSFET6(图4的(b))。恒流电路16的电流总是在流(图4的(e))，如果控制指令信号Sc、Sd成为“L”，则P沟道型MOSFET3导通，N沟道型MOSFET6截止，IGBT1的栅极电流流出(图4的(c))。此时，栅极电流不会立即成为预先设定的恒流值。 
电流镜电路10的PNP晶体管8的发射极-集电极间的电压急剧地变化，所以位移电流通过发射极-集电极间的寄生电容流向IGBT1的栅极。在位移电流大的情况下，在电流镜电路10的输出电流成为预先设定的恒流值之前，开始IGBT1的镜像期间。IGBT1的镜像期间不由恒流值决定，而由IGBT1的栅极的阈值电压VGEth来决定。例如，在VGEth大时，直到成为恒流为止的电流变小，所以直到充电一定的栅极电荷为止持续的镜像期间变长，导通损耗变大。这样，如果栅极的阈值电压VGEth产生偏差，则导致镜像期间与导通损耗产生偏差。 
图5示出用于说明使用恒流电源，且有预备通电电路19的情况的图1的电路的动作的时序图。图5的(a)示出控制指令信号Sa，(b)示出控制指令信号Sb，(c)示出控制指令信号Sc、Sd，(d)示出预备通电电路19的电流，(e)示出MOSFET17的漏极-源极 间电压，(f)(g)示出IGBT1的栅极电流与栅极电压，(h)示出恒流电路16的电流。如果来自外部的控制部的控制指令信号Sa成为“H”(图5的(a))，则驱动控制部20仅在预先决定的期间t1使控制指令信号Sb成为“H”(图5的(b))。由此，作为第2开关的MOSFET17导通，电流流到预备通电电路19。此时，与没有预备通电电路19的情况同样地，从恒流电路16产生位移大的电流，流到预备通电电路19(图5的(d))。 
预先调查流到预备通电电路19的电流成为恒流(恒流设定值)的时间t2(图5的(d))，设定在该时间中包含余量的时间t3(图5的(c))。驱动控制部20在通过定时控制经过时间t3后，将控制指令信号Sc、Sd设为“L”，使作为第1开关的P沟道型MOSFET3导通，同时使N沟道型MOSFET6截止(图5的(c))。另外，也可以由电流传感器(图1的D1)对预备通电电路19的电流值进行检测，在驱动控制部20根据该检测值判定为预备通电电路19的电流值成为预先设定的恒流值后，将控制指令信号Sc、Sd设为“L”，使第1开关3导通。之后，驱动控制部20将控制指令信号Sb设为“L”，使第2开关17截止并使预备通电电路19断开。如果使预备通电电路19断开，则此前流到预备通电电路19的电流流向IGBT1的栅极端子，可以以恒流方式对栅极进行充电(图5的(f))。 
这样构成的栅极驱动电路29在使IGBT1导通时，使来自电流镜电路10的电流流到预备通电电路19，在达到恒流值后，转为流向IGBT1的栅极端子，所以可以在导通期间以恒流方式进行驱动。因此，即使阈值电压产生偏差，也可以抑制直到对栅极-集电极间的电容进行充电为止持续的镜像期间的偏差。由于可以抑制镜像期间内的集电极电压变化的期间的偏差，所以还可以抑制用集电极电压×集电极电流表示的导通损耗的偏差。导通损耗变化为热，但由于抑制了其偏差，所以无需在设计电力变换器时进行具有很大富余的热设计，可以进行高效的热设计。另外，由此可以制造低成本的电力变换器。 
实施方式2 
图6是示出本发明的实施方式2的栅极驱动电路的电路图。在图6中，用相同或关联的符号来表示与上述实施方式相同或相当部分并省略说明。在图6的栅极驱动电路29a中，预备通电电路19a与IGBT1的栅极端子连接，预备通电电路19a由对向IGBT1的栅极端子的电流进行控制的作为第2开关的N沟道型MOSFET17a和电阻18a构成。N沟道型MOSFET17a的漏极经由电阻18a与IGBT1的栅极端子连接，栅极与驱动控制部20连接，源极与接地侧连接。 
图7示出用于说明图6的电路的动作的时序图。图7的(a)示出控制指令信号Sa，(b)示出控制指令信号Sb，(c)示出控制指令信号Sc、Sd，(d)示出预备通电电路19a的电流，(e)示出MOSFET17a的漏极-源极间电压，(f)(g)示出IGBT1的栅极电流与栅极电压，(h)示出恒流电路16的电流。 
以下，按照图6、7说明动作。驱动控制部20与一对IGBT的另一个被导通的“L”的控制指令信号Sa(图7的(a))同步地，对由N沟道型MOSFET构成的第1开关3以及N沟道型MOSFET6同时输出“H”的控制指令信号Sc、Sd(图7的(c))，在使第1开关3截止的同时，使N沟道型MOSFET6导通。之后，对第2开关17a输出“H”的控制指令信号Sb使其导通，使预备通电电路19a导通(图7的(b))。 
之后，如果控制指令信号Sa成为“H”，则驱动控制部20将控制指令信号Sc、Sd切换成“L”，由此第1开关3导通，N沟道型MOSFET6截止，由于预备通电电路19a预先导通着，所以在预备通电电路19a中流入包含电流镜电路10的位移电流的大的电流(图7的(d))。预备通电电路19a的电阻18a被设为小的值，以避免因流到预备通电电路19a的电流IGBT1的栅极电压上升而导通。在预备通电电路19a的电流成为恒流(恒流设定值)后，将控制指令信号Sb切换成“L”使第2开关17a截止，使预备通电电路19a断开，从而此前流到预备通电电路19a的电流流向IGBT1的栅极端子，IGBT1的栅极以恒定电流充电(图7的(f))。 
另外，对于从使第1开关3导通到使第2开关17a截止为止的时间t4，预先调查从使第1开关3导通到预备通电电路19a成为恒流为止的时间，设定在该时间中包含余量的时间t4(图7的(b))。另外，也可以由电流传感器D1对预备通电电路19a的电流值进行检测，在驱动控制部20根据检测出的电流值判定为预备通电电路19a的电流值成为预先设定的恒流值后，将控制指令信号Sb设为“L”，使预备通电电路19a断开。 
在这样构成的栅极驱动电路29a中，即使阈值电压产生偏差也能抑制导通损耗的偏差，所以可以进行高效的热设计。进而，以低阻抗使IGBT1的栅极-发射极间短路，所以可以实现高速动作。进而，以低阻抗使栅极短路，所以栅极电压不会由于噪声而上升，还可以防止IGBT1误导通。这是因为，在逆变器的情况下，即使在IGBT1截止时，有时也由于并联连接的二极管2恢复从而高的dv/dt被施加到集电极-发射极间，其返回到栅极使栅极电压上升造成误导通，但如果以低阻抗使栅极短路，则可以防止这样的误动作。 
实施方式3 
图8是本发明的实施方式3的栅极驱动电路的电路图。在图8中，用相同或关联的符号表示与上述实施方式相同或相当部分并省略说明。在图8的栅极驱动电路29b中，对于恒流电路16a，通常设为小电流，仅在必要时设为大电流。因此，与设定恒流电路16a的恒流值的设定电阻13串联连接电阻23，与电阻23并联连接使电阻23的两端间短路的开关24。进而，具备比较器22、26，该比较器22、26与IGBT1的栅极端子连接，对栅极电压与预先设定的电压进行比较。 
产生第1基准电压的第1基准电源21和IGBT1的栅极端子与输入连接的比较器22将栅极电压与第1基准电压21进行比较，如果栅极电压高于第1基准电压21则将成为“H”的信号Se输出到驱动控制部20，驱动控制部20根据该信号Se输出控制指令信号Sf，该控制指令信号Sf用于进行规定的延迟后使开关24断开。另外，产生小于上述第1基准电压21的第2基准电压的第2基准电源25和IGBT1的 栅极端子与输入连接的比较器26将栅极电压与第2基准电压25进行比较，如果栅极电压低于第2基准电压25则将成为“H”的信号Sg输出到驱动控制部20，驱动控制部20根据该信号Sg输出使预备通电电路19a导通的控制指令信号Sb。 
在实施方式2之前是，直到电流镜电路10的位移电流的影响消失并成为恒流为止使预备通电电路19、19a导通，但在实施方式3中，由于在恒流电路16a的电流值的变化中需要时间，所以还需要考虑上升速度。 
图9、图10示出用于说明在图8的各个电路中，恒流电路的上升快的情况与慢的情况的动作的时序图。恒流电路的上升快时的图9的(a)示出控制指令信号Sa，(b)示出控制指令信号Sb，(c)示出控制指令信号Sc、Sd，(d)示出预备通电电路19a的电流，(e)(f)示出IGBT1的栅极电流与栅极电压，(g)示出比较器22的输出Se，(h)示出控制指令信号Sf，(i)示出恒流电路16a的电流。恒流电路的上升慢时的图10仅示出特征性的部分，(a)示出控制指令信号Sa，(b)示出控制指令信号Sb，(c)示出比较器22的输出Se，(d)示出控制指令信号Sf，(e)示出恒流电路16a的电流。 
以下，按照图8～10说明动作。首先，说明恒流电路16a的上升快的情况。在IGBT1截止时，如果IGBT1的栅极电压低于第2基准电压25(图9的(f))，则按照表示该情况的来自比较器26的“H”的信号Sg，驱动控制部20输出“H”的控制指令信号Sb(图9的(b))。由此，预备通电电路19a的第2开关17a成为导通。另外，驱动控制部20在控制指令信号Sa(图9的(a))上升时将向开关24的控制指令信号Sf(图9的(h))设为“H”，开关24导通，由此恒流电路16a的电流增加而成为大的值(图9的(i))。 
另外，此时，第1开关3也由于控制指令信号Sc而导通，N沟道型MOSFET6截止(图9的(c))。电流镜电路10的位移电流量与恒流电路16a的上升的响应延迟量重叠，从而导通的第1开关3的漏极电流(在该情况下是向预备通电电路19a的电流)成为图9的(d) 所示的波形。为了在第1开关3的漏极电流成为恒流时控制指令信号Sb成为“L”，按照与上述实施方式2同样的结构、方法来设定适当的时间t4，使第2开关17a导通(图9的(b))。当预备通电电路19a断开时，恒流流入IGBT1的栅极端子中(图9的(d))。之后，如果栅极电压高于第1基准电压21(图9的(f))，则来自比较器22的信号Se成为“H”(图9的(g))，驱动控制部20从“H”的信号Se延迟(delay)规定时间将控制指令信号Sf设为“L”(图9的(h))。由此开关24断开，恒流电路16a的电流减少而成为小的值(图9的(i))。 
在恒流电路16a的上升慢的情况下，如果如上述图9那样在控制指令信号Sa上升时将向开关24的控制指令信号Sf设为“H”，则恒流电路16a的电流有时来不及在从预备通电电路19a转为流向栅极的定时(控制指令信号Sb的截止)之前上升成为恒定。 
因此，如图10所示的时序图，使用当栅极电压低于第1基准电压21时成为“H”的比较器22的输出Se的信号(图10的(c))，驱动控制部20在比较器22的输出Se成为“L”的时刻将控制指令信号Sf设为“H”(图10的(d))，使开关24导通。由于比起控制指令信号Sa的上升(图10的(a))先使开关24导通，所以可以在控制指令信号Sb成为“L”之前(图10的(b))，使恒流电路16a上升而成为恒流状态(图10的(e))，在成为恒流后，从预备通电电路19a转为流向IGBT1的栅极端子。 
另外，在恒流电路16a的上升(电流增加而电流值成为稳定的状态)快的情况下，也可以省略进行切换电路7内的导通控制的P沟道型MOSEFT3而设为图11的栅极驱动电路29c。在该情况下，位于恒流驱动电路28内的对恒流电路16a的电流进行控制的开关24成为第1开关，按照控制指令信号Sf控制第1开关的导通/断开。在恒流电路16a的上升慢的情况下，优选存在进行切换电路7内的导通控制的P沟道型MOSEFT3。 
另外，在图8、图11的栅极驱动电路29b、29c中，预备通电电 路19a与IGBT1的栅极端子连接，但也可以连接在恒流驱动电路28的电流镜电路10与切换电路7、7a之间。图12示出由图8的栅极驱动电路29b实施时的栅极驱动电路29bb，图13示出由图11的栅极驱动电路29c实施时的栅极驱动电路29cc。 
在这样构成的栅极驱动电路29bb、29cc中，即使阈值电压产生偏差也能抑制导通损耗的偏差，所以可以进行高效的热设计。进而，由于仅在必要时切换恒流电路的电流值而启动，所以具有还能抑制栅极驱动电路的损耗的效果。 
实施方式4 
图14是本发明的实施方式4的栅极驱动电路的电路图。在图14中，用相同或关联的符号表示与上述实施方式相同或相当部分并省略说明。在图14的栅极驱动电路29ccc中，大致从图11的栅极驱动电路29c中去除了比较器26与预备通电电路19a，并且对电阻23使用了大的电阻值。 
对于恒流电路16a，通常设为小电流，仅在必要时设为大电流。因此，与设定恒流电路16a的恒流值的设定电阻13串联连接电阻23，与电阻23并联连接开关24。进而，具备比较器22，该比较器22与IGBT1的栅极端子连接，对栅极电压与第1基准电源21的预先设定的第1基准电压(其电压值也可以不与上述实施方式中的第1基准电压相同)进行比较。比较器22对第1基准电压21与栅极电压进行比较，如果栅极电压高于第1基准电压21，则将成为“H”的信号Se输出到驱动控制部20，驱动控制部20在接收到“H”的信号Se时进行规定的延迟而将控制指令信号Sf设为“L”使开关24断开。 
图15示出用于说明图14的电路的动作的时序图。图15的(a)示出控制指令信号Sa，(b)示出控制指令信号Sd，(c)(d)示出IGBT1的栅极电流与栅极电压，(e)示出比较器22的输出Se，(f)示出控制指令信号Sf，(g)示出恒流电路16a的电流。 
以下，按照图14、15说明动作。与控制指令信号Sa(图15的(a))的上升同步地，驱动控制部20将开关24的控制指令信号Sf (图15的(f))设为“H”。由此，如图15的(g)所示，电流流到恒流电路16a，如图15的(d)所示IGBT1的栅极电压被充电。然后，如上所述，比较器22对第1基准电压21与栅极电压进行比较，如果栅极电压高于第1基准电压21，则将成为“H”的信号Se输出到驱动控制部20，驱动控制部20在接收到“H”的信号Se时延迟规定的时间而将控制指令信号Sf设为“L”使开关24断开。由此，恒流电路16a的电流也变小(图15的(g))。此时，通过比较器22、控制指令信号Sf、恒流电路16a的动作延迟，在栅极电压成为比第1基准电压21高的规定电压之后，恒流电路16a的电流值变小。 
这样，为了对流入IGBT1的栅极端子中的栅极电流进行控制，变更恒流电路16a的电流值。在使IGBT1导通时，设为大的电流，在通过比较器22判定了IGBT1的栅极端子充电完成后，设为小的电流。 
将电阻23设为大于电阻13，例如3位数左右的大的值。由于运算放大器11的输出电压在开关24的导通前后仅变化一点点，所以可以实现高速的动作。但是，不希望将电阻23设为太大的值(无限大(相当于开路))。如果使电阻23开路，则运算放大器11的一个端子的电位变得不确定，不会成为与基准电源15的基准电压相同的电位。另外，无法通过运算放大器11的输出来控制一个端子电位，所以运算放大器11的输出取“H”或“L”中的某一个值。这是因为，由于运算放大器11、N沟道型MOSFET12的响应速度慢，所以要从该状态起开关24导通而控制为规定的恒流值，很花费时间。另外，关于电阻23的值，除了上述以外，也可以将其电阻值设置为在开关24断开时栅极不进行充放电那样的电阻值。这是因为，一般在栅极与发射极之间会带有几十kΩ的电阻，由此有被放电的量，所以是为了补偿该放电。 
另外，对于在切换电路7中具备P沟道型MOSFET3的图8的栅极驱动电路29b，也可以实施为如图16的栅极驱动电路29bbb那样。 
对于这样构成的栅极驱动电路29bbb、29ccc，由于恒流电路的动作成为高速，所以以恒流值进行栅极端子的充电。因此，即使阈值电压产生偏差，也能抑制导通损耗的偏差，所以可以进行高效的热设计。进而，仅在必要时切换恒流电路的电流值而启动，所以具有还能抑制栅极驱动电路的损耗的效果。 
另外，本发明不限于上述各实施方式，还包括用具备等同的功能的电路构成的方式。进而，本发明还包括上述各实施方式的可能的组合。 
产业上的可利用性 
本发明的栅极驱动电路可以在广泛的领域中利用。 

Claims (7)

1.一种栅极驱动电路，进行功率用半导体元件的开关控制，其特征在于，具备：
恒流驱动电路，供给恒流；
与上述功率用半导体元件的栅极连接的栅极端子，该栅极端子与上述恒流驱动电路的输出端子连接；
预备通电电路，连接于上述栅极端子，或者与上述栅极端子并联地连接于上述恒流驱动电路的输出端子；
第1开关，连接在上述恒流驱动电路内、或者上述输出端子与上述栅极端子之间；
第2开关，对上述预备通电电路进行开闭；以及
驱动控制部，通过对上述第1开关以及上述第2开关进行开闭控制，使上述恒流驱动电路的输出电流通电于上述预备通电电路，在通电到上述预备通电电路的电流固定为规定的电流值之后使其转为流向上述栅极端子。
2.根据权利要求1所述的栅极驱动电路，其特征在于，
上述驱动控制部通过使上述第2开关导通来使上述恒流驱动电路的输出电流通电于上述预备通电电路，在通电到上述预备通电电路的电流固定为规定的电流值之后使上述第1开关导通，通过使上述第2开关截止来使上述恒流驱动电路的输出电流转为流向上述栅极端子。
3.根据权利要求2所述的栅极驱动电路，其特征在于，还具备比较器，该比较器将上述栅极端子的电压与第1设定电压值进行比较，输出表示高于上述第1设定电压值的信号，
上述驱动控制部接收使上述功率用半导体元件导通的信号使上述恒流驱动电路的电流增加，接收来自上述比较器的信号使上述恒流驱动电路的电流减少。
4.根据权利要求2所述的栅极驱动电路，其特征在于，还具备比较部，该比较部将上述栅极端子的电压与第1设定电压值进行比较，在高于上述第1设定电压值时输出第1信号，将上述栅极端子的电压与比上述第1设定电压值低的第2设定电压值进行比较，在低于上述第2设定电压值时输出第2信号，
上述驱动控制部接收上述第1信号使上述恒流驱动电路的电流减少，接收上述第2信号使上述恒流驱动电路的电流增加。
5.根据权利要求3或4所述的栅极驱动电路，其特征在于，为了使上述恒流驱动电路的电流增减，在上述恒流驱动电路中设置改变电阻值的开关，上述驱动控制部通过上述改变电阻值的开关的切换使上述恒流驱动电路的电流增减。
6.根据权利要求5所述的栅极驱动电路，其特征在于，上述改变电阻值的开关由与上述恒流驱动电路的串联电阻并联连接的开闭开关构成。
7.根据权利要求1或2所述的栅极驱动电路，其特征在于，上述恒流驱动电路由电流镜电路和对其进行驱动的恒流电路构成。
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