CN114204785A - 驱动电路及逆变器装置 - Google Patents

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Abstract

目的在于得到能够实现高速动作的驱动电路及逆变器装置。本发明涉及的驱动电路具有：第1驱动部，其对逆变器电路的上桥臂的通断进行控制；第2驱动部，其对逆变器电路的下桥臂的通断进行控制；第1开关元件，其具有与向第1驱动部供给的电源连接的第1端子、与向第2驱动部供给的电源连接的第2端子、控制端子；升压电路，其对在下桥臂为接通状态时是高电平、在下桥臂为断开状态时是低电平的控制信号进行升压而使第1开关元件接通；第2开关元件，其在控制信号为高电平时使控制端子与升压电路之间导通，在控制信号为低电平时将控制端子与升压电路之间断开；以及第1开关部，其在控制信号为低电平时将控制端子与接地用端子短接。

Description

驱动电路及逆变器装置
技术领域
本发明涉及驱动电路及逆变器装置。
背景技术
在专利文献1中公开了用于在半桥开关电路中使用的自举二极管模拟电路。半桥开关电路具有在负载节点处以图腾柱构造的形式彼此连接的晶体管和用于对这些晶体管进行驱动的驱动电路。另外，半桥开关电路具有用于向高压侧的驱动电路供给电力的自举电容器。
自举二极管模拟电路具有LDMOS晶体管。LDMOS晶体管具有栅极、背栅、源极以及漏极。LDMOS晶体管的漏极与高压侧供给节点耦合，源极与低压侧供给节点耦合。在LDMOS晶体管的栅极电耦合有栅极控制电路。在LDMOS晶体管的背栅电耦合有动态背栅偏置电路。动态背栅偏置电路能够以在LDMOS接通时，将接近LDMOS晶体管的漏极的电压但稍低的电压施加于背栅，使背栅动态地偏置的方式而进行动作。
专利文献1：日本特表2007-513543号公报
在专利文献1中，通过将与LDMOS晶体管的栅极连接的电容器的两端电压设为0V而实现LDMOS晶体管的向断开状态的转变。在该结构中，在LDMOS晶体管的向接通状态的转变时，需要对电容器从0V开始进行充电。因此，向接通状态的转变有可能耗费时间。
发明内容
本发明就是为了解决上述课题而提出的，其目的在于，得到能够实现高速动作的驱动电路及逆变器装置。
本发明涉及的驱动电路具有：第1驱动部，其对逆变器电路的上桥臂的通断进行控制；第2驱动部，其对该逆变器电路的下桥臂的通断进行控制；第1开关元件，其具有第1端子、第2端子和对该第1端子与该第2端子之间的通断进行控制的控制端子，该第1端子与向该第1驱动部供给的电源连接，该第2端子与向该第2驱动部供给的电源连接；升压电路，其通过对在该下桥臂为接通状态时是高电平、在该下桥臂为断开状态时是低电平的控制信号进行升压，供给至该控制端子，从而使该第1开关元件接通；第2开关元件，其连接于该控制端子与该升压电路之间，在该控制信号为该高电平时使该控制端子与该升压电路之间导通，在该控制信号为该低电平时将该控制端子与该升压电路之间断开；以及第1开关部，其在该控制信号为该高电平时将该控制端子与接地用端子之间断开，在该控制信号为该低电平时将该控制端子与该接地用端子短接，如果该第1开关元件接通，则电流从向该第2驱动部供给的电源流动至向该第1驱动部供给的电源，向该第1驱动部供给的电源被充电。
本发明涉及的逆变器装置具有：逆变器电路，其具有上桥臂和下桥臂；驱动电路；以及第1电源，其连接于该上桥臂与该下桥臂的连接点和该驱动电路之间，该驱动电路具有：第1驱动部，其被供给该第1电源而对该上桥臂的通断进行控制；第2驱动部，其被供给第2电源而对该下桥臂的通断进行控制；第1开关元件，其具有第1端子、第2端子和对该第1端子与该第2端子之间的通断进行控制的控制端子，该第1端子与该第1电源连接，该第2端子与该第2电源连接；升压电路，其通过对在该下桥臂为接通状态时是高电平、在该下桥臂为断开状态时是低电平的控制信号进行升压，供给至该控制端子，从而使该第1开关元件接通；第2开关元件，其连接于该控制端子与该升压电路之间，在该控制信号为该高电平时使该控制端子与该升压电路之间导通，在该控制信号为该低电平时将该控制端子与该升压电路之间断开；以及第1开关部，其在该控制信号为该高电平时将该控制端子与接地用端子之间断开，在该控制信号为该低电平时将该控制端子与该接地用端子短接，如果该第1开关元件接通，则电流从该第2电源流向该第1电源，该第1电源被充电。
发明的效果
在本发明涉及的驱动电路及逆变器装置中，设置将升压电路与第1开关元件的控制端子断开的第2开关元件。因此，能够在向升压电路积蓄了电荷的状态下使第1开关元件断开。因此，能够使第1开关元件的向接通状态的转变高速化，能够实现高速动作。
附图说明
图1是表示实施方式1涉及的逆变器装置的结构的图。
图2是表示实施方式1涉及的逆变器装置的波形的图。
图3是表示实施方式1涉及的驱动电路的结构的图。
图4是对实施方式1涉及的背栅偏置电路的结构进行说明的图。
图5是表示第1对比例涉及的逆变器装置的结构的图。
图6是表示第2对比例涉及的逆变器装置的结构的图。
图7是表示第3对比例涉及的逆变器装置的结构的图。
图8是表示第3对比例涉及的驱动电路的结构的图。
图9是表示第3对比例涉及的逆变器装置的波形的图。
图10是对第3对比例涉及的驱动电路的动作进行说明的图。
图11是表示实施方式1涉及的驱动电路的波形的图。
图12是表示实施方式1的变形例涉及的驱动电路的结构的图。
图13是表示实施方式2涉及的驱动电路的结构的图。
图14是LDMOS晶体管即第1开关元件的剖视图。
图15是实施方式2涉及的第1开关元件的剖视图。
图16是表示实施方式3涉及的驱动电路的结构的图。
图17是对实施方式3涉及的升压电路的功能进行说明的图。
图18是对实施方式3涉及的钳位电路和计时器电路的功能进行说明的图。
图19是表示实施方式4涉及的驱动电路的结构的图。
图20是表示实施方式4涉及的VS电位检测电路的一个例子的图。
图21是表示实施方式4涉及的VS电位检测电路的变形例的图。
图22是表示实施方式5涉及的驱动电路的结构的图。
图23是表示实施方式6涉及的驱动电路的结构的图。
图24是表示实施方式6涉及的驱动电路的波形的图。
具体实施方式
参照附图，对各本实施方式涉及的驱动电路及逆变器装置进行说明。对相同或者相应的结构要素标注相同的标号，有时省略重复说明。另外，以下，在提及连接的情况下，包含电连接。
实施方式1.
图1是表示实施方式1涉及的逆变器装置1的结构的图。逆变器装置1具有逆变器电路80、驱动电路100和电源VB。
逆变器电路80具有上桥臂81和与上桥臂81串联连接的下桥臂82。上桥臂81和下桥臂82各自具有IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等开关元件和续流二极管。在上桥臂81与下桥臂82的连接点处连接负载90。
驱动电路100对逆变器电路80进行驱动。驱动电路100也称为HVIC(High VoltageIC)。驱动电路100具有信号控制部23、对上桥臂81的通断进行控制的第1驱动部21和对下桥臂82的通断进行控制的第2驱动部22。
并且，驱动电路100具有与向第1驱动部21供给的电源VB连接的第1电源端子13和与向第2驱动部22供给的电源VCC连接的第2电源端子10。另外，驱动电路100具有电源端子15以及接地用端子17。电源VB连接于上桥臂81和下桥臂82的连接点与第1电源端子13之间。电源VCC连接于第2电源端子10与接地用端子17之间。向电源端子15输入上桥臂81与下桥臂82的连接点的电压VS。VS是高压侧的电源基准，GND是低压侧的电源基准。
并且，驱动电路100具有信号输入端子11、12以及信号输出端子14、16。向信号输入端子11输入高压侧控制信号HIN。向信号输入端子12输入低压侧控制信号LIN。在信号输出端子14连接用于对上桥臂81的开关元件的通断进行控制的控制端子。在信号输出端子16连接用于对下桥臂82的开关元件的通断进行控制的控制端子。
第1驱动部21经由信号控制部23而接收高压侧控制信号HIN。第1驱动部21根据高压侧控制信号HIN而从信号输出端子14输出高压侧输出信号HO，对上桥臂81的通断进行控制。第2驱动部22经由信号控制部23而接收低压侧控制信号LIN。第2驱动部22根据低压侧控制信号LIN而从信号输出端子16输出低压侧输出信号LO，对下桥臂82的通断进行控制。
图2是表示实施方式1涉及的逆变器装置1的波形的图。在逆变器电路80中，在上桥臂81的驱动时电压VS上升至负载电压HV。电源VB是为了向上桥臂81的控制端子供给比电压VS高的电压而设置的。
图3是表示实施方式1涉及的驱动电路100的结构的图。这里，对用于从电源VCC向电源VB进行充电的电路进行说明。在图3中，省略第1驱动部21、第2驱动部22以及信号控制部23。
驱动电路100具有第1开关元件30。第1开关元件30是代替自举二极管以及自举电阻的HVMOS(High Voltage Metal-Oxide-Semiconductor)。第1开关元件30也称为模拟MOS。
第1开关元件30具有第1端子、第2端子和对第1端子与第2端子之间的通断进行控制的控制端子。就第1开关元件30而言，第1端子与第1电源端子13连接，第2端子与第2电源端子10连接。第1开关元件30例如是在背栅连接有背栅偏置电路32的LDMOS(LaterallyDiffused MOS)晶体管。在第1开关元件30是LDMOS晶体管的情况下，第1端子是漏极，第2端子是源极，控制端子是栅极。
驱动电路100具有升压电路34。升压电路34具有二极管34a、电容器34b以及缓冲器34c。信号输入端子12经由缓冲器34c而与电容器34b的一端连接。电容器34b的另一端与二极管34a的阴极以及第2开关元件36的漏极连接。二极管34a的阳极与第2电源端子10连接。升压电路34通过对低压侧控制信号LIN进行升压，向第1开关元件30的控制端子进行供给，从而使第1开关元件30接通。
在第1开关元件30的控制端子连接第1开关部S1。第1开关部S1由串联连接的2个开关元件S1a、S1b和反相器S1c构成。第1开关部S1的一端与第1开关元件30的控制端子连接，另一端与接地用端子连接。开关元件S1a、S1b的栅极经由反相器S1c以及延迟电路40而与信号输入端子12连接。即，用于切换第1开关部S1的通断的控制端子与信号输入端子12连接。
第1开关部S1在低压侧控制信号LIN为高电平时将第1开关元件30的控制端子与接地用端子之间断开，在低压侧控制信号LIN为低电平时将第1开关元件30的控制端子与接地用端子短接。这样，第1开关部S1向第1开关元件30的控制端子赋予0V。
在第1开关元件30的控制端子与升压电路34之间连接第2开关元件36。第2开关元件36例如是NMOS。第2开关元件36的源极与第1开关元件30的控制端子连接。第2开关元件36的漏极与升压电路34连接。第2开关元件36的栅极与第2开关部S2连接。
在第2开关元件36的源极与栅极之间连接由齐纳二极管构成的钳位电路38。钳位电路38对第2开关元件36的栅极-源极间电压进行保护。在升压电路34和第2开关元件36的连接点与第2开关部S2和第2开关元件36的连接点之间连接限制电阻R1。
第2开关部S2由串联连接的2个开关元件S2a、S2b和反相器S2c构成。第2开关部S2的一端与第2开关元件36的栅极连接，另一端与接地用端子连接。开关元件S2a、S2b的栅极经由反相器S2c而与信号输入端子12连接。即，用于切换第2开关部S2的通断的控制端子与信号输入端子12连接。
第2开关部S2对第2开关元件36进行控制。第2开关部S2在低压侧控制信号LIN为高电平时成为断开状态。由此，第2开关元件36被设定为接通状态。另外，第2开关部S2在低压侧控制信号LIN为低电平时成为接通状态。由此，第2开关元件36被设定为断开状态。
这样，第2开关元件36在低压侧控制信号LIN为高电平时成为接通状态，使第1开关元件30的控制端子与升压电路34之间导通。另外，第2开关元件36在低压侧控制信号LIN为低电平时成为断开状态，将第1开关元件30的控制端子与升压电路34之间断开。
延迟电路40使第1开关部S1的与低压侧控制信号LIN相应的动作相对于第2开关元件36的与低压侧控制信号LIN相应的动作而延迟。能够通过延迟电路40而使第1开关部S1在第2开关部S2动作之后进行动作。
图4是对实施方式1涉及的背栅偏置电路32的结构进行说明的图。背栅偏置电路32是为了LDMOS晶体管的耐压保护以及寄生动作的抑制而设置的。在背栅偏置电路32中，串联连接多个二极管Di。多个二极管Di的阳极侧与电源VCC连接。多个二极管Di的阴极侧经由电阻R2而与第1开关元件30的背栅连接。
背栅偏置电路32的偏置值是通过根据与二极管Di的级数相应的正向电压VF对与电源VCC的电位差进行调整而设定的。偏置值例如是根据第1开关元件30的阈值电压Vth而决定的。偏置值被决定为，偏置值小于或等于第1开关元件30的背栅-源极间的二极管的耐压。
这里，如果第1开关元件30的漏极电压比背栅电压低，则电流从背栅朝向电源VB，经由背栅-漏极间的二极管而流动。如果在背栅-漏极间的二极管流过恢复电流，则成为浪涌产生的原因。因此，优选背栅电位在背栅-源极间的二极管的耐压内向GND方向下降。但是，如果降低了背栅电位，则背栅偏置效果容易变大。因此，需要留意LDMOS的Vth变动。
在驱动电路100中，第1开关元件30由升压电路34驱动。在升压电路34中，在低压侧控制信号LIN为低电平时，从电源VCC向电容器34b积蓄电荷。在低压侧控制信号LIN为高电平时，电容器34b的电压被缓冲器34c升压，升压电路34使第1开关元件30接通。如果第1开关元件30接通，则从第2电源端子10向第1电源端子13流过电流，向第1驱动部供给的电源VB被充电。另外，能够通过二极管34a而防止在升压动作时电流向电源VCC逆流。电源VB由电容器BSC构成。电容器BSC也称为自举电容器。
图5是表示第1对比例涉及的逆变器装置801的结构的图。作为构成电源VB的方法，通常存在浮置电源方式和自举电源方式。在电源VB的消耗电流小的情况下，大多采用廉价的自举电源方式。电源VB的消耗电流小的情况例如是在小容量级逆变器系统中，负载仅是功率晶体管的栅极的情况。在第1对比例涉及的逆变器装置801中，电源VB通过自举电源方式而充电。
在逆变器装置801中，电源VCC与电源VB通过二极管BSD和电阻BSR而连接。此时，在N侧IGBT接通的情况下等VB电压比VCC电压低时，通过实线91所示的路径而实施充电。另外，在P侧IGBT接通时，电流在虚线92所示的路径中流动。
在该结构中，需要用于追加二极管BSD和电阻BSR的面积。另外，二极管BSD有可能由于在从正向向反向偏置时产生的恢复电流而发生破坏。
图6是表示第2对比例涉及的逆变器装置801a的结构的图。在逆变器装置801a中，二极管BSD和电阻BSR被内置于HVIC。在这种情况下，也有可能产生由恢复电流引起的破坏。另外，有可能在电容器BSC的充电时，充电效率由于寄生元件而下降。
图7是表示第3对比例涉及的逆变器装置801b的结构的图。图8是表示第3对比例涉及的驱动电路800b的结构的图。在逆变器装置801b中，通过内置于驱动电路800b的HVMOS830来代替二极管BSD的功能。HVMOS 830例如是LDMOS晶体管。HVMOS 830的漏极与电源VB连接，源极与电源VCC连接。另外，驱动电路800b具有驱动部831和背栅偏置电路832。驱动部831具有用于在电容器BSC的充电时使LDMOS晶体管在三极管区域中偏置的升压电路834。
图9是表示第3对比例涉及的逆变器装置801b的波形的图。在低压侧控制信号LIN为低电平时，从电源VCC向升压电路834的电容器积蓄电荷。此时，HVMOS 830的栅极电压VG成为VCC-VF。这里，VF是升压电路834的二极管的正向电压。由于VF比VCC小，因此VCC≈VG。另外，此时的电压VBS成为VCC-Vth。这里，电压VBS是电容器BSC的两端电压，Vth是HVMOS830的阈值电压。
在低压侧控制信号LIN为高电平时，升压电路834的电容器的电压通过缓冲器而升压，HVMOS 830接通。此时，HVMOS 830的栅极电压VG例如成为2×VCC。另外，由于电流IBS，电容器BSC被充电。
如果低压侧控制信号LIN再次成为低电平，则升压电路834的电容器的电压根据缓冲器的输出而下降。在电源VB被充电的情况下，HVMOS 830的源极电压、栅极电压、漏极电压成为VCC≈VG≈VB。此时，HVMOS 830的栅极-源极间的电压VGS未得到确保。因此，HVMOS 830成为断开状态。
这样，在将HVMOS 830的各节点设为VCC≈VG≈VB的方式中，在电源VB未被充电的状态时，HVMOS 830成为接通状态，流过充电电流。在低压侧控制信号LIN为低电平时，HVMOS830的通断的边界点成为VB电位＝VCC-Vth。这里，Vth是HVMOS 830的阈值电压。此时，背栅电位落在背栅-源极间的二极管的耐压内，并且是在小于或等于VCC-Vth的范围内进行设定的。因此，在驱动电路800b中，将背栅电位设定为VCC-Vth。
图10是对第3对比例涉及的驱动电路800b的动作进行说明的图。在驱动电路800b中，HVMOS 830的栅极为HiZ。因此，栅极电压始终得到保持。此时，即使在电源VCC的电压下降的情况下，栅极电压也得到保持。因此，与VG-VCC对应的HVMOS 830的栅极-源极间电压VGS得到确保，有可能产生从电源VB向电源VCC的电流逆流模式。
另外，如果在逆变器驱动时产生VS电位变动，则位移电流有可能经由HVMOS 830的漏极-栅极间的寄生电容Ca而流入栅极。由此，有可能栅极电压VG上升，HVMOS 830产生误动作或者误接通。此时，有可能产生电流逆流模式。
图11是表示实施方式1涉及的驱动电路100的波形的图。在本实施方式中，第1开关元件30是通过对控制端子赋予0V而断开的。由此，能够构成不依赖于VCC、VB的断开逻辑。
在低压侧控制信号LIN为低电平时，第1开关部S1和第2开关部S2为短接状态。此时，第2开关元件36的栅极-源极间电压VGS成为0V。因此，第2开关元件36成为断开状态，升压电路34的电容器34b与第1开关元件30的控制端子被断开。
在低压侧控制信号LIN为高电平时，第1开关部S1和第2开关部S2为开路状态。此时，第2开关元件36的栅极-漏极间电压VGD成为VCC-VF。这里，VF是二极管34a的正向电压。由此，第2开关元件36成为接通状态。因此，升压电路34的电容器34b与第1开关元件30的控制端子连接。另外，由于第1开关部S1为开路状态，因此，通过升压电路34而向第1开关元件30供给升压电压。
在图11中，第1开关元件30的控制端子的电压VG由实线93a示出。另外，作为对比例，逆变器装置801b中的HVMOS 830的栅极电压VG由虚线93b示出。另外，本实施方式的电压VBS由实线94a示出。另外，作为对比例，逆变器装置801b的电压VBS由虚线94b示出。
在对比例涉及的逆变器装置801b中，HVMOS 830为断开状态的栅极电压与HVMOS830的Vth之差小。因此，在产生了VS电位变动的情况下，HVMOS 830有可能误接通。由此，如虚线94b所示，有可能产生电流逆流模式，电压VBS下降。
与此相对，在本实施方式中，在第1开关元件30为断开状态时，控制端子的电压VG为0V。因此，电压VG相对于虚线93c所示的第1开关元件30的Vth而具有足够的裕量。因此，即使在由于VS电位变动而使位移电流流入至控制端子的情况下，也能够抑制第1开关元件30误接通。因此，能够抑制电流逆流模式。
另外，在对比例涉及的逆变器装置801b中，HVMOS 830的栅极成为HiZ，即使电源VCC的电压下降，栅极电压VG也得到保持。由此，如虚线94b所示，有可能产生电流逆流模式，电压VBS下降。
与此相对，在本实施方式中，在第1开关元件30为断开状态时，控制端子的电压VG为0V。因此，能够抑制第1开关元件30的VGS的上升，能够抑制电流逆流模式的产生。
并且，通过设置第2开关元件36，从而在向升压电路34积蓄了电荷的状态下，使第1开关元件30断开。因此，不需要在向接通状态的转变时，对电容器34b从0V开始进行充电。因此，能够使第1开关元件30的向接通状态的转变高速化，能够实现驱动电路100的高速动作。
另外，例如在未设置栅极漏型晶体管中的第2开关部S2的情况下，通过第1开关部S1而使第1开关元件30的控制端子被设定为0V。此时，从电源VCC经由二极管34a而产生过大的丢弃电流。为了避免这种情况，考虑向第1开关元件30的控制端子与第1开关部S1的漏极端子之间插入电阻，抑制丢弃电流。但是，在该结构中，在第1开关元件30的断开时，由于第1开关元件30的栅极电容与插入的电阻之间的时间常数，有可能妨碍高速的断开动作。
与此相对，在本实施方式中，通过第2开关元件36和第2开关部S2而将升压电路34与第1开关元件30的控制端子断开。由此，能够抑制丢弃电流流入第1开关部S1。另外，能够通过限制电阻R1，在第2开关部S2为接通状态时抑制流过第2开关部S2的过电流。因此，能够一边抑制丢弃电流一边实现高速的断开动作。
在本实施方式中，升压电路34通过对控制信号进行升压，供给至第1开关元件30的控制端子，从而使第1开关元件30接通。第2开关元件36在控制信号为高电平时成为接通状态，使第1开关元件30的控制端子与升压电路34之间导通。另外，第2开关元件36在控制信号为低电平时成为断开状态，将第1开关元件30的控制端子与升压电路34之间断开。另外，第1开关部S1在控制信号为高电平时将第1开关元件30的控制端子与接地用端子之间断开。另外，第1开关部S1在控制信号为低电平时将第1开关元件30的控制端子与接地用端子短接。该控制信号在本实施方式中是与低压侧控制信号LIN同步的信号。不限于此，控制信号只要在下桥臂82为接通状态时是高电平，在下桥臂82为断开状态时是低电平即可。
另外，也可以是上桥臂81和下桥臂82的至少一者由宽带隙半导体形成。宽带隙半导体例如是碳化硅、氮化镓类材料或者金刚石。根据本实施方式，能够实现驱动电路100的高速动作。因此，在逆变器电路80由宽带隙半导体形成的情况下，也能够有效地应用其性能。
另外，在本实施方式中，驱动电路100对IGBT进行驱动。不限于此，驱动电路100也可以对MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)进行驱动。
在逆变器装置1中，驱动电路100对半桥电路进行驱动。不限于此，驱动电路100也可以对全桥电路或者3相逆变器电路进行驱动。
图12是表示实施方式1的变形例涉及的驱动电路100a的结构的图。驱动电路100a对3相逆变器电路进行驱动。驱动电路100a具有对U相、V相、W相的上桥臂进行驱动的U相第1驱动部、V相第1驱动部、W相第1驱动部。另外，驱动电路100a具有对U相、V相、W相的下桥臂进行驱动的U相第2驱动部、V相第2驱动部、W相第2驱动部。U相第1驱动部、V相第1驱动部、W相第1驱动部、U相第2驱动部、V相第2驱动部、W相第2驱动部根据来自信号控制部23的信号而控制对应的桥臂的通断。
向信号控制部23和U相第2驱动部、V相第2驱动部、W相第2驱动部供给电源VCC。向U相第1驱动部、V相第1驱动部、W相第1驱动部分别供给电源VBU、电源VBV、电源VBW。
驱动电路100a具有用于对电源VBU、电源VBV、电源VBW进行充电的第1开关元件30_U、30_V、30_W。第1开关元件30_U、30_V、30_W分别由控制部33_U、33_V、33_W控制。控制部33_U、33_V、33_W各自具有图3所示的升压电路34、第2开关元件36、第1开关部S1、第2开关部S2。这样，在对全桥电路或者3相逆变器电路进行驱动的情况下，对每个上桥臂设置第1开关元件和控制部。
这些变形能够适当地应用于以下的实施方式涉及的驱动电路及逆变器装置。此外，关于以下的实施方式涉及的驱动电路及逆变器装置，由于与实施方式1之间的共通点多，因而以与实施方式1之间的不同点为中心进行说明。
实施方式2.
图13是表示实施方式2涉及的驱动电路200的结构的图。在本实施方式中，第1开关元件230的结构与实施方式1的第1开关元件30的结构不同。第1开关元件230的背栅与接地用端子连接。第1开关元件230是阱(Well)MOS晶体管。
这里，对使用了LDMOS晶体管作为第1开关元件30的情况下的问题进行说明。图14是LDMOS晶体管即第1开关元件30的剖视图。第1开关元件30具有：第1导电型的半导体层30a；以及第2导电型的第1半导体区域30b，其与第1开关元件30的第1端子30f电连接，形成于半导体层30a的表面。这里，第1导电型是P型，第2导电型是N型。不限于此，也可以是第1导电型为N型，第2导电型为P型。
在第1半导体区域30b的表面形成与背栅电连接的第1导电型的第2半导体区域30c。在第2半导体区域30c的表面形成与第1开关元件的第2端子30e电连接的第2导电型的第3半导体区域30d。另外，第1开关元件30的控制端子30g经由栅极绝缘膜而连接至第3半导体区域30d与第1半导体区域30b之间的沟道区域。
如图14所示，在LDMOS晶体管存在寄生晶体管Tr1、Tr2、Tr3。当在逆变器驱动时产生的VS负浪涌大的情况下，寄生晶体管Tr2、Tr3成为起点，在LDMOS晶体管及其周边电路构成晶闸管。如果晶闸管进行动作，则产生闩锁，有可能由于电流量而产生破坏。
就LDMOS晶体管而言，为了抑制寄生晶体管的动作，优选通过GND电位将最靠近LDMOS晶体管的P型的岛分离的电位牢固地固定。由此，能够抑制向电阻Rsub的电流的流入。因此，能够抑制成为晶闸管的起点的寄生晶体管Tr3的VBE。
图15是实施方式2涉及的第1开关元件230的剖视图。第1开关元件230具有：第1导电型的半导体层230a；以及第2导电型的第1半导体区域230b，其与第1端子230f电连接，形成于半导体层230a的表面。在半导体层230a的表面与第1半导体区域230b相邻地形成第1导电型的第2半导体区域230c。在第2半导体区域230c的表面形成与第2端子230e电连接的第2导电型的第3半导体区域230d。在第2半导体区域230c中的与第3半导体区域230d分离的区域电连接有与接地用端子电连接的背栅电极BG。第1开关元件230的控制端子230g经由栅极绝缘膜而连接至第3半导体区域230d与第1半导体区域230b之间的沟道区域。第1开关元件230的第2端子230e与背栅电极BG之间的耐压比向第2驱动部22供给的电源VCC的电压大。
阱MOS晶体管的背栅-源极间的耐压与LDMOS晶体管的背栅-源极间的耐压相比足够高。因此，不需要由背栅偏置电路实现的控制，能够使背栅与接地用端子连接。因此，能够使驱动电路200小型化。
第1开关元件230的背栅的电位是GND电位，与基板的电位相同。因此，在第1开关元件230不存在成为晶闸管产生的起点的寄生晶体管Tr2。因此，能够在产生了VS负浪涌的情况下抑制闩锁的产生。由此，能够抑制误动作以及破坏。
此外，能够在升压后的第1开关元件230的控制端子的电压与接地用端子之间的电位差的最大值处于第1开关元件230的控制端子-背栅间的耐压以内的情况下采用本结构。控制端子-背栅间的耐压对应于栅极氧化膜的耐压。
实施方式3
图16是表示实施方式3涉及的驱动电路300的结构的图。本实施方式在升压电路334的结构上与实施方式1不同。驱动电路300具有振荡电路350、钳位电路344、钳位检测电路346以及计时器电路348。振荡电路350将低压侧控制信号LIN的高电平作为使能信号而输出振荡波形。
在振荡电路350的输出连接升压电路334。升压电路334具有第1升压电路和对与第1升压电路反相的信号进行升压的第2升压电路。第1升压电路具有二极管334a、电容器334b、缓冲器334c。第2升压电路具有二极管334d、电容器334e、缓冲器334f。向缓冲器334f输入与缓冲器334c反相的信号。升压电路334通过电荷泵方式而进行动作。
在升压电路334的输出经由二极管342而连接钳位电路344和第2开关元件36。钳位电路344具有二极管344a、齐纳二极管344b、344c。钳位电路344将从升压电路334向第1开关元件30的控制端子供给的电压控制为小于或等于预先确定的阈值电压。另外，在钳位电路344附加有对从升压电路334向第1开关元件30的控制端子供给的电压已达到阈值电压这一情况进行检测的钳位检测电路346。
如果钳位检测电路346检测到电压钳位，则计时器电路348启动。如果钳位检测电路346检测到从升压电路334向第1开关元件30的控制端子供给的电压已达到阈值电压，则计时器电路348以预先确定的时间使升压电路334的升压动作停止。计时器电路348的输出与振荡电路350连接。如果钳位检测电路346检测到电压钳位，则计时器电路348以预先确定的时间使振荡电路350停止。如果经过了预先确定的时间，则再次开始升压动作。
图17是对实施方式3涉及的升压电路334的功能进行说明的图。在图17中，第1开关元件30的控制端子的电压VG由实线95a示出。另外，作为对比例，图8所示的驱动电路800b的电压VG由虚线95b示出。另外，本实施方式的电压VBS由实线96a示出。另外，作为对比例，驱动电路800b的电压VBS的一个例子由虚线96b示出。
在对比例中，电压VG依赖于电源VCC。因此，电压VGS有可能由于电源VCC的电压而发生变动。因此，在电源VCC的电压低时，有可能得不到足够的充电能力。另外，在电源VCC的电压高时，有可能电压VGS超过HVMOS 830的栅极氧化膜的耐压，产生破坏。
另外，在对比例涉及的驱动电路800b中，HVMOS 830的栅极端子在升压过程中成为HiZ状态。因此，特别地，在低频动作时或者高温动作时，由于栅极泄漏或者结泄漏等的影响，有可能如虚线95b所示电压VG下降。此时，电压VG比虚线95c所示的阈值Vth低，由此HVMOS 830无法维持接通状态，有可能如虚线96b所示电压VBS下降。即，有可能无法稳定地实施充电。另外，如果为了保持HVMOS 830的电压VG而设置电容大的电容器，则升压动作的延迟变大。
与此相对，在本实施方式中，设置与反相的信号同步的2个升压电路。特别地，2级升压电路由振荡电路350驱动，通过电荷泵动作而连续地激发第1开关元件30的控制端子。由此，即使在低频动作时或者高温动作时也能够实现稳定的升压动作。另外，不需要为了保持电压VG而设置电容大的电容器，能够兼顾电压VG的保持和高速动作这两者。
图18是对实施方式3涉及的钳位电路344和计时器电路348的功能进行说明的图。在图18中，第1开关元件30的控制端子的电压VG由实线97a示出。另外，作为对比例，不存在钳位电路344的情况下的电压VG由虚线97b示出。并且，作为对比例，不存在计时器电路348的情况下的电压VG由虚线97c示出。另外，在图18中，与升压动作相伴的电源VCC的消耗电流由实线98a示出。另外，作为对比例，不存在钳位电路344的情况下的消耗电流由虚线98b示出。并且，作为对比例，不存在计时器电路348的情况下的消耗电流由虚线98c示出。
在没有钳位电路344的情况下，如虚线97b所示，电压VG有可能超过第1开关元件30的栅极-背栅间耐压。栅极-背栅间耐压对应于栅极氧化膜耐压。在本实施方式中，能够任意地设定钳位电压。因此，能够抑制电压VG超过第1开关元件30的耐压这一情况。
另外，在没有计时器电路348的情况下，如虚线97c所示，在电荷泵期间持续施加钳位。此时，如虚线98c所示升压用的电荷成为丢弃电流。与此相对，在本实施方式中，如果钳位检测电路346检测到电压钳位，则计时器电路348以钳位计时器期间使升压动作停止。由此，能够削减多余的升压动作，能够抑制消耗电流。
实施方式4.
图19是表示实施方式4涉及的驱动电路400的结构的图。驱动电路400与驱动电路100的不同点在于具有VS电位检测电路452和运算电路454。VS电位检测电路452是在上桥臂81与下桥臂82之间的连接点的电压VS小于或等于预先确定的值时输出使能信号的电压检测电路。
运算电路454输出与升压电路34同步的控制信号。运算电路454以在低压侧控制信号LIN为高电平或者存在使能信号的输入时成为高电平，在低压侧控制信号LIN为低电平并且没有使能信号的输入时成为低电平的方式，输出控制信号。
对比例涉及的驱动电路800b在低压侧控制信号LIN为高电平时推定为下桥臂82为接通状态而对电源VB进行充电。此时，有可能充电期间短，充电不足。实际上，在低压侧控制信号LIN为高电平以外的期间，也存在电压VS为0V的状态。例如，在电源VCC的刚刚接通之后、逆变器电路80的驱动之前，电压VS成为0V。
在本实施方式中，对低压侧控制信号LIN和来自VS电位检测电路452的使能信号进行运算而生成控制信号。VS电位检测电路452对电压VS进行检测，在电压VS小于或等于预先确定的值时，无论低压侧控制信号LIN的值如何都将控制信号设定为高电平。由此，能够确保足够的电源VB的充电期间，能够抑制充电不足。即，能够确保与图5所示的外置的自举电源方式相同的充电期间。
图20是表示实施方式4涉及的VS电位检测电路452的一个例子的图。作为VS电位检测电路452，能够采用电压检测型的VS电位检测电路452a。VS电位检测电路452a具有威尔逊电流镜电路。在VS电位检测电路452a中，如果电压VS上升，超过由检测电压设定部456预先确定的设定电压，则HVMOS 454接通。由此，电流镜进行动作。伴随电流镜的动作，输出低电平作为VSDET信号。在电压VS小于或等于检测电压设定部456的设定电压时，电流镜成为饱和状态，不进行动作。即，输出高电平作为VSDET信号。检测电压设定部456的设定电压由二极管、齐纳二极管、电阻等设定。
图21是表示实施方式4涉及的VS电位检测电路452的变形例的图。作为VS电位检测电路452，也可以采用电流检测型的VS电位检测电路452b。在VS电位检测电路452b中，如果电压VS上升，与在检测电流设定部458的两端产生的电压对应的电流值大于或等于IREF，则HVMOS 460接通。由此，电流镜进行动作。伴随电流镜的动作，输出低电平作为VSDET信号。当与在检测电流设定部458的两端产生的电压对应的电流值小于或等于IREF时，电流镜成为饱和状态，不进行动作。即，输出高电平作为VSDET信号。IREF由电阻等设定。
实施方式5.
图22是表示实施方式5涉及的驱动电路500的结构的图。驱动电路500与驱动电路100的不同点在于具有电压检测电路562和运算电路564。电压检测电路562具有电阻562a、562b的串联电路。电阻562a、562b的串联电路连接于电源VCC与接地用端子之间。在电阻562a与电阻562b的连接点处连接比较器562c的一个输入。在比较器562c的另一个输入连接基准电源562d。比较器562c的输出与运算电路564连接。
比较器562c将对电源VCC进行分压后的电压与基准电源562d的电压进行对比，将对比结果输出至运算电路564。这样，电压检测电路562在向第2驱动部22供给的电源VCC的电压小于或等于预先确定的值时，输出使能信号。
运算电路564以在低压侧控制信号LIN为高电平并且存在使能信号的输入时成为高电平，在低压侧控制信号LIN为低电平或者没有使能信号的输入时成为低电平的方式，输出控制信号。
电压检测电路562是对电源VCC的上升进行检测而使第1开关元件30的驱动停止的过电压检测电路。基准电源562d的电压被设定为，与电源VCC成为过电压状态时的电阻562a、562b的连接点的电压一致。在电源VCC处于推荐工作范围内时，比较器562c的输出成为与使能信号对应的高电平。
当在电源VB的充电期间电压VS上升的情况下，或者当在电压VS高的状态下向第1开关元件30赋予了驱动信号的情况下，有可能产生上述电流逆流模式。如果产生电流逆流模式，则电源VCC上升。在本实施方式中，当在绝对最大额定的范围内，电源VCC超过推荐工作范围而成为过电压状态的情况下，比较器562c的输出成为低电平。此时，不论低压侧控制信号LIN的值如何，控制信号都成为低电平。由此，第1开关元件30的驱动停止。因此，能够抑制由电源VCC上升而超过器件耐压引起的破坏。
另外，也可以在比较器562c设置有滞后。在检测到过电压之后，比较器562c的阈值下降一定电平。下降后的阈值被设定在电源VCC的推荐工作范围内。由此，电源VCC下降为充分安全的电平，所以能够使第1开关元件30得到驱动。
实施方式6.
图23是表示实施方式6涉及的驱动电路600的结构的图。驱动电路600与驱动电路100的不同点在于具有VS电位检测电路452和运算电路665。VS电位检测电路452是在上桥臂81与下桥臂82之间的连接点的电压VS小于或等于预先确定的值时，输出使能信号的电压检测电路。
运算电路665具有死区时间调整电路666。死区时间调整电路666根据低压侧控制信号LIN和高压侧控制信号HIN而输出信号LINA和信号HINA。另外，运算电路665具有D触发器668。向D触发器668的时钟输入信号LINA和信号HINA的非或。向D触发器668的D输入输入使信号LINA延迟后的信号LINB。VS电位检测电路452的输出与D触发器668的输出即中间信号QB之间的逻辑积被作为控制信号而输入至升压电路34。
图24是表示实施方式6涉及的驱动电路600的波形的图。中间信号QB根据高压侧控制信号HIN的下降沿而从低电平切换为高电平，根据低压侧控制信号LIN的下降沿而从高电平切换为低电平。运算电路665以在中间信号QB为高电平并且存在使能信号的输入时成为高电平，在中间信号QB为低电平或者没有使能信号的输入时成为低电平的方式，输出控制信号。
根据与逆变器电路80连接的负载90的种类，成为VS电位变动的起因的信号不同。就负载90而言，例如存在感应负载以及电容性负载。在本实施方式中，设为逆变器电路80的负载90是感应负载，使用低压侧控制信号LIN以及高压侧控制信号HIN而推定VS电位变动。感应负载例如是电动机。
首先，对正的VS电位变动的产生条件进行说明。设为从低压侧输出信号LO为高电平、下桥臂82接通的状态起，低压侧输出信号LO转变为低电平。此时，通过在负载90的电感中储存的能量，从而电流在上桥臂81的二极管中返流。此时，VS电位产生正的位移。
接下来，对负的VS电位变动的产生条件进行说明。设为从高压侧控制信号HIN为高电平、上桥臂81接通的状态起，高压侧输出信号HO转变为低电平。此时，通过在负载90的电感中储存的能量，从而电流从下桥臂82的二极管返流。此时，VS电位产生负的位移。
如图24所示的期间T1这样，在电源接通后的初期状态，中间信号QB成为高电平。此时，如果电压VS小于或等于预先确定的值、VSDET＝H，则控制信号成为高电平。即，电压VG成为高电平，第1开关元件30成为接通状态。此时，实施升压电路34的升压以及电源VB的充电。
在期间T2，低压侧控制信号LIN从低电平转变为高电平。该转变不是VS电位变动的产生条件。因此，电压VG维持高电平，继续升压电路34的升压以及电源VB的充电。
在期间T3，低压侧控制信号LIN从高电平转变为低电平。该转变是正的VS电位变动的产生条件。因此，在下桥臂82的栅极逻辑变化之前，电压VG成为低电平，升压电路34的升压以及电源VB的充电停止。在期间T4，升压电路34的升压以及电源VB的充电也维持停止状态。
在期间T5，高压侧控制信号HIN从高电平转变为低电平。该转变是负的VS电位变动的产生条件。此时，中间信号QB成为高电平。但是，在该时间点，由于是在VS电位变动的产生之前，VSDET＝L，所以电压VG维持低电平。即，升压电路34的升压以及电源VB的充电维持停止状态。
在期间T6，产生VS电位变动，成为VSDET＝H。由此，电压VG成为高电平，开始升压电路34的升压以及电源VB的充电。期间T7与期间T3相同。
如上所述，在对比例涉及的驱动电路800b中，由于仅在低压侧控制信号LIN为高电平时进行电源VB的充电，因此有可能产生充电期间的不足。在本实施方式中，在负载90为感应负载的情况下，能够使用低压侧控制信号LIN以及高压侧控制信号HIN、VS电位检测电路452而详细地推定VS电位。由此，能够确保足够的充电期间。另外，在VS电位高时第1开关元件30接通，能够抑制产生电流逆流模式。因此，能够实现稳定性高且高效的充电动作。
此外，在各实施方式中说明过的技术特征也可以组合而使用。
标号的说明
1逆变器装置，10第2电源端子，11、12信号输入端子，13第1电源端子，14信号输出端子，15电源端子，16信号输出端子，17接地用端子，21第1驱动部，22第2驱动部，23信号控制部，30第1开关元件，30_U、30_V、30_W第1开关元件，30a半导体层，30b第1半导体区域，30c第2半导体区域，30d第3半导体区域，30e第2端子，30f第1端子，30g控制端子，32背栅偏置电路，33_U、33_V、33_W控制部，34升压电路，34a二极管，34b电容器，34c缓冲器，36第2开关元件，38钳位电路，40延迟电路，80逆变器电路，81上桥臂，82下桥臂，90负载，100驱动电路，100a驱动电路，200驱动电路，230第1开关元件，230a半导体层，230b第1半导体区域，230c第2半导体区域，230d第3半导体区域，230e第2端子，230f第1端子，230g控制端子，300驱动电路，334升压电路，334a二极管，334b电容器，334c缓冲器，334d二极管，334e电容器，334f缓冲器，342二极管，344钳位电路，344a二极管，344b、344c齐纳二极管，346钳位检测电路，348计时器电路，350振荡电路，400驱动电路，452、452a、452b VS电位检测电路，454运算电路，456检测电压设定部，458检测电流设定部，500驱动电路，562电压检测电路，562a、562b电阻，562c比较器，562d基准电源，564运算电路，600驱动电路，665运算电路，666死区时间调整电路，668D触发器，800b驱动电路，801、801a、801b逆变器装置，831驱动部，832背栅偏置电路，834升压电路，BG背栅电极，BSC电容器，BSD二极管，BSR电阻，Ca寄生电容，Di二极管，HIN高压侧控制信号，HO高压侧输出信号，LIN低压侧控制信号，LO低压侧输出信号，QB中间信号，R1限制电阻，R2电阻，Rsub电阻，S1第1开关部，S1a、S1b开关元件，S1c反相器，S2第2开关部，S2a、S2b开关元件，S2c反相器，Tr1、Tr2、Tr3寄生晶体管。

Claims (17)

1.一种驱动电路，其特征在于，具有：
第1驱动部，其对逆变器电路的上桥臂的通断进行控制；
第2驱动部，其对所述逆变器电路的下桥臂的通断进行控制；
第1开关元件，其具有第1端子、第2端子和对所述第1端子与所述第2端子之间的通断进行控制的控制端子，所述第1端子与向所述第1驱动部供给的电源连接，所述第2端子与向所述第2驱动部供给的电源连接；
升压电路，其通过对在所述下桥臂为接通状态时是高电平、在所述下桥臂为断开状态时是低电平的控制信号进行升压，供给至所述控制端子，从而使所述第1开关元件接通；
第2开关元件，其连接于所述控制端子与所述升压电路之间，在所述控制信号为所述高电平时使所述控制端子与所述升压电路之间导通，在所述控制信号为所述低电平时将所述控制端子与所述升压电路之间断开；以及
第1开关部，其在所述控制信号为所述高电平时将所述控制端子与接地用端子之间断开，在所述控制信号为所述低电平时将所述控制端子与所述接地用端子短接，
如果所述第1开关元件接通，则电流从向所述第2驱动部供给的电源流动至向所述第1驱动部供给的电源，向所述第1驱动部供给的电源被充电。
2.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，
所述第2驱动部根据低压侧控制信号而对所述下桥臂的通断进行控制，
所述控制信号与所述低压侧控制信号同步。
3.根据权利要求1或2所述的驱动电路，其特征在于，
具有背栅偏置电路，
所述第1开关元件是在背栅连接有所述背栅偏置电路的LDMOS晶体管。
4.根据权利要求1或2所述的驱动电路，其特征在于，
所述第1开关元件具有：
第1导电型的半导体层；
第2导电型的第1半导体区域，其与所述第1端子电连接，形成于所述半导体层的表面；
所述第1导电型的第2半导体区域，其在所述半导体层的所述表面与所述第1半导体区域相邻地形成；
所述第2导电型的第3半导体区域，其与所述第2端子电连接，形成于所述第2半导体区域的表面；以及
背栅电极，其电连接至所述第2半导体区域中的与所述第3半导体区域分离的区域，与接地用端子电连接，
所述控制端子经由栅极绝缘膜而连接至所述第3半导体区域与所述第1半导体区域之间的沟道区域，
所述第2端子与所述背栅电极之间的耐压比向所述第2驱动部供给的电源的电压大。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的驱动电路，其特征在于，
所述升压电路具有第1升压电路和对与所述第1升压电路反相的信号进行升压的第2升压电路。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的驱动电路，其特征在于，
具有将从所述升压电路向所述控制端子供给的电压控制为小于或等于预先确定的阈值电压的钳位电路。
7.根据权利要求6所述的驱动电路，其特征在于，
具有计时器电路，如果所述钳位电路检测到从所述升压电路向所述控制端子供给的电压已达到所述阈值电压，则该计时器电路以预先确定的时间使所述升压电路的升压动作停止。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的驱动电路，其特征在于，具有：
电压检测电路，其在所述上桥臂与所述下桥臂之间的连接点的电压小于或等于预先确定的值时，输出使能信号；以及
运算电路，
所述第2驱动部根据低压侧控制信号而对所述下桥臂的通断进行控制，
所述运算电路以在所述低压侧控制信号为高电平或者存在所述使能信号的输入时成为高电平，在所述低压侧控制信号为低电平并且没有所述使能信号的输入时成为低电平的方式，输出所述控制信号。
9.根据权利要求1至7中任一项所述的驱动电路，其特征在于，具有：
电压检测电路，其在向所述第2驱动部供给的电源的电压小于或等于预先确定的值时，输出使能信号；以及
运算电路，
所述第2驱动部根据低压侧控制信号而对所述下桥臂的通断进行控制，
所述运算电路以在所述低压侧控制信号为高电平并且存在所述使能信号的输入时成为高电平，在所述低压侧控制信号为低电平或者没有所述使能信号的输入时成为低电平的方式，输出所述控制信号。
10.根据权利要求1至7中任一项所述的驱动电路，其特征在于，具有：
电压检测电路，其在所述上桥臂与所述下桥臂之间的连接点的电压小于或等于预先确定的值时，输出使能信号；以及
运算电路，
所述第1驱动部根据高压侧控制信号而对所述上桥臂的通断进行控制，
所述第2驱动部根据低压侧控制信号而对所述下桥臂的通断进行控制，
所述运算电路以在中间信号为高电平并且存在所述使能信号的输入时成为高电平，在所述中间信号为低电平或者没有所述使能信号的输入时成为低电平的方式输出所述控制信号，其中，所述中间信号根据所述高压侧控制信号的下降沿而从低电平切换为高电平，根据所述低压侧控制信号的下降沿而从所述高电平切换为所述低电平。
11.根据权利要求10所述的驱动电路，其特征在于，
所述逆变器电路的负载是感应负载。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的驱动电路，其特征在于，
所述第2开关元件是NMOS。
13.根据权利要求1至12中任一项所述的驱动电路，其特征在于，具有：
第2开关部，其在所述控制信号为所述高电平时将所述第2开关元件设定为接通状态，在所述控制信号为所述低电平时将所述第2开关元件设定为断开状态；以及
限制电阻，其连接于所述升压电路与所述第2开关元件的连接点和所述第2开关部与所述第2开关元件的连接点之间。
14.根据权利要求1至13中任一项所述的驱动电路，其特征在于，
具有延迟电路，该延迟电路使所述第1开关部的与所述控制信号相应的动作相对于所述第2开关元件的与所述控制信号相应的动作而延迟。
15.一种逆变器装置，其特征在于，具有：
逆变器电路，其具有上桥臂和下桥臂；
驱动电路；以及
第1电源，其连接于所述上桥臂与所述下桥臂的连接点和所述驱动电路之间，
所述驱动电路具有：
第1驱动部，其被供给所述第1电源而对所述上桥臂的通断进行控制；
第2驱动部，其被供给第2电源而对所述下桥臂的通断进行控制；
第1开关元件，其具有第1端子、第2端子和对所述第1端子与所述第2端子之间的通断进行控制的控制端子，所述第1端子与所述第1电源连接，所述第2端子与所述第2电源连接；
升压电路，其通过对在所述下桥臂为接通状态时是高电平、在所述下桥臂为断开状态时是低电平的控制信号进行升压，供给至所述控制端子，从而使所述第1开关元件接通；
第2开关元件，其连接于所述控制端子与所述升压电路之间，在所述控制信号为所述高电平时使所述控制端子与所述升压电路之间导通，在所述控制信号为所述低电平时将所述控制端子与所述升压电路之间断开；以及
第1开关部，其在所述控制信号为所述高电平时将所述控制端子与接地用端子之间断开，在所述控制信号为所述低电平时将所述控制端子与所述接地用端子短接，
如果所述第1开关元件接通，则电流从所述第2电源流向所述第1电源，所述第1电源被充电。
16.根据权利要求15所述的逆变器装置，其特征在于，
所述上桥臂和所述下桥臂的至少一者由宽带隙半导体形成。
17.根据权利要求16所述的逆变器装置，其特征在于，
所述宽带隙半导体是碳化硅、氮化镓类材料或者金刚石。
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