CN101755298A - 液晶显示装置、扫描信号驱动装置、液晶显示装置的驱动方法、扫描信号驱动方法及电视接收机 - Google Patents

液晶显示装置、扫描信号驱动装置、液晶显示装置的驱动方法、扫描信号驱动方法及电视接收机 Download PDF

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Abstract

栅极驱动器施加栅极导通脉冲，使得在数据信号极性反转时刻之前的时刻施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的最后端，在施加了该栅极导通脉冲的水平期间的结束时刻之前，若从该栅极导通脉冲的最后端开始、直到施加了该栅极导通脉冲的水平期间的结束时刻为止的时间为第一期间，从极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻为止的时间为第二期间，则所述第二期间比所述第一期间要长。从而，提供一种即使极性反转时数据信号的波形发生钝化也可以抑制显示不均匀等而进行高显示质量显示的液晶显示装置。

Description

液晶显示装置、扫描信号驱动装置、液晶显示装置的驱动方法、扫描信号驱动方法及电视接收机
技术领域
本发明涉及通过对液晶施加电压进行图像显示的液晶显示装置、液晶显示装置的驱动方法、以及电视接收机。
背景技术
液晶显示装置是具有高清晰、薄型、重量轻以及功耗低等优点的平面显示装置，近年来，随着显示性能的提高、生产能力的提高、以及相对于其它显示装置的价格竞争力的提高，其市场规模正迅速扩大。
在这种液晶显示装置中，由于若对液晶层长时间持续地施加直流电压，则元件将发生劣化，因此，为了延长其寿命，需要进行使施加电压的极性周期性反转的交流驱动(反转驱动)。然而，在有源矩阵型液晶显示装置中，采用每隔一帧进行反转驱动的帧反转驱动方式时，由于液晶介电常数的各向异性、因像素TFT的栅极和源极之间的寄生电容而引起的像素电位变动、和相对电极信号的中间值偏差等多种原因，对液晶施加的正负电压无可避免地多少会产生不平衡的情况。其结果，发生以帧频一半的频率进行的微小亮度变动，存在可以看到闪烁(flicker)的问题。为了防止这种情况的发生，一般采用在每隔一帧反转的基础上，在相邻线之间或相邻像素之间使像素信号极性相反的反转驱动方式。
这里，当进行以像素为单位使极性反转的点反转时，由于数据信号线的信号延迟，存在像素充电率减小的问题。为了抑制上述问题，还提出了每隔多个水平期间(每隔多行)使数据信号电压的极性反转的技术。然而，该方法中，也存在数据信号电压的极性反转的行的像素充电率仍然降低的问题。
对此，专利文献1中揭示了这样一种技术：即，在数据信号的极性反转后设置虚拟水平期间，并且对所有扫描信号线施加相同脉宽的栅极导通脉冲，该栅极导通脉冲的脉宽为多个水平期间的大小。图92是表示基于该技术的驱动方法的电压波形图。该图中，(2)表示锁存脉冲LP1，(3)表示各水平扫描期间中在信号侧驱动电路被锁存的、输出到信号线SL的图像数据D，(4)表示图像信号电压的极性信号P，(5)～(12)表示各扫描线的扫描信号电压。根据该技术，可以改善因上述充电特性的不同而引起的显示不均匀。
另外，专利文献2中揭示了这样一种技术：即，通过使数据信号极性反转后的栅极导通脉冲的宽度大于数据信号极性未反转时的栅极导通脉冲的宽度，提高反转了极性的第一行的充电率。图93是表示基于该技术的驱动方法的电压波形图。该图中，示出了第4i行～第[4(i+1)+1]行的栅极信号和数据信号。
专利文献1：日本公开专利公报“特开2001-51252号公报(2001.2.23公开)
专利文献2：日本公开专利公报“特开2003-66928号公报(2003.3.5公开)
发明内容
然而，专利文献1揭示的技术中，由于在数据信号极性反转时进行像素充电的像素，是在数据信号波形钝化较大的期间内进行像素充电，因此，存在无法完全改善其与极性未反转时以同一栅极导通时间进行写入的像素的充电率之差的问题。
另外，专利文献2揭示的技术中，在数据信号极性反转时进行像素充电的像素，是在数据信号波形钝化较大的期间内进行像素充电。还有，由于数据信号的延迟量因显示区域内的位置的不同而不同，因此，数据信号波形的波形钝化也因显示区域内的位置的不同而不同。从而，存在以下问题：即，即使在极性反转后延长栅极导通脉冲，也无法在显示面内均匀地改善因充电特性差异而引起的不均匀。该问题在大型高清晰的液晶显示装置中特别明显，在为了提高动态图像可视性而提高图像写入频率(例如120Hz)的情况下更加明显。
本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于，提供一种即使极性反转时数据信号的波形发生钝化也可以抑制显示不均匀等而进行高显示质量的显示的液晶显示装置、液晶显示装置的驱动方法、以及电视接收机。
为了解决上述问题，本发明的液晶显示装置是有源矩阵型的液晶显示装置，包括：沿行方向延伸的多根扫描信号线；沿列方向延伸的多根数据信号线；以及对应于所述扫描信号线和所述数据信号线的交叉部设置的多个像素，该液晶显示装置采用下述结构，包括：扫描信号驱动部，该扫描信号驱动部对所述扫描信号线依次施加使所述扫描信号线为选择状态的栅极导通脉冲；以及数据信号驱动部，该数据信号驱动部对所述数据信号线施加数据信号，使其极性每隔一帧期间内的预定的多个水平期间反转，所述扫描信号驱动部施加栅极导通脉冲，使得在极性反转时刻之前的时刻施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的最后端，在施加了该栅极导通脉冲的水平期间的结束时刻之前，若从该栅极导通脉冲的最后端开始、直到施加了该栅极导通脉冲的水平期间的结束时刻为止的时间为第一期间，从极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻为止的时间为第二期间，则所述第二期间比所述第一期间要长。
另外，为了解决上述问题，本发明的液晶显示装置的驱动方法是有源矩阵型的液晶显示装置的驱动方法，该有源矩阵型的液晶显示装置包括：沿行方向延伸的多根扫描信号线；沿列方向延伸的多根数据信号线；以及对应于所述扫描信号线和所述数据信号线的交叉部设置的多个像素，该液晶显示装置的驱动方法包括：扫描信号驱动处理，该扫描信号驱动处理对所述扫描信号线依次施加使所述扫描信号线为选择状态的栅极导通脉冲；以及数据信号驱动处理，该数据信号驱动处理对所述数据信号线施加数据信号，使其极性每隔一帧期间内的预定的多个水平期间反转，在所述扫描信号驱动处理中，施加栅极导通脉冲，使得在极性反转时刻之前的时刻施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的最后端，在施加了该栅极导通脉冲的水平期间的结束时刻之前，若从该栅极导通脉冲的最后端开始、直到施加了该栅极导通脉冲的水平期间的结束时刻为止的时间为第一期间，从极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻为止的时间为第二期间，则所述第二期间比所述第一期间要长。
根据上述结构或方法，首先，在极性反转时刻之前的时刻施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲，在施加了该栅极导通脉冲的水平期间的结束时刻之前将栅极截止。然后，在极性反转时刻之后的时刻施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲，在极性反转时刻之后进行栅极导通。由此，在极性反转时刻不施加栅极导通脉冲，因此，可以对在极性反转前后施加了栅极导通脉冲的相邻两根扫描信号线，不同时施加极性相互反转的数据信号。从而，可以防止极性反转时图像显示的紊乱。
另外，在极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲，从极性反转时刻起经过比所述第一期间要长的期间后进行栅极导通。由此，可以在极性反转时产生的数据信号波形钝化较大的期间内不进行像素充电，因此，能够抑制显示不均匀等而进行高显示质量的显示。另外，第二期间比第一期间要长，从而可以在因极性反转前栅极导通脉冲的波形钝化导致极性反转后未写入数据的最低限度范围内，确保极性反转前的栅极导通脉冲的宽度以对像素进行充电，还可以得到足够的用于抑制数据信号钝化的影响所需的期间，因此，能够无浪费地分配期间。
为了解决上述问题，本发明的液晶显示装置是有源矩阵型的液晶显示装置，包括：沿行方向延伸的多根扫描信号线；沿列方向延伸的多根数据信号线；以及对应于所述扫描信号线和所述数据信号线的交叉部设置的多个像素，该液晶显示装置采用下述结构，包括：扫描信号驱动部，该扫描信号驱动部对所述各扫描信号线依次施加使所述扫描信号线为选择状态的栅极导通脉冲；以及数据信号驱动部，该数据信号驱动部对所述数据信号线施加数据信号，使其极性每隔一帧期间内的预定的多个水平期间反转，所述扫描信号驱动部施加栅极导通脉冲，使得从极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻为止的时间，在水平显示期间的时间以上，该水平显示期间是从水平期间减去水平回扫期间后的期间。
为了解决上述问题，本发明的液晶显示装置的驱动方法是有源矩阵型的液晶显示装置的驱动方法，该有源矩阵型的液晶显示装置包括：沿行方向延伸的多根扫描信号线；沿列方向延伸的多根数据信号线；以及对应于所述扫描信号线和所述数据信号线的交叉部设置的多个像素，该液晶显示装置的驱动方法包括：扫描信号驱动处理，该扫描信号驱动处理对所述各扫描信号线依次施加使所述扫描信号线为选择状态的栅极导通脉冲；以及数据信号驱动处理，该数据信号驱动处理对所述数据信号线施加数据信号，使其极性每隔一帧期间内的预定的多个水平期间反转，在所述扫描信号驱动处理中，施加栅极导通脉冲，使得从极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻为止的时间，在水平显示期间的时间以上，该水平显示期间是从水平期间减去水平回扫期间后的期间。
根据上述结构或方法，在极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲，从极性反转时刻起经过水平显示期间以上的期间后进行栅极导通。这里，通常将对数据信号线施加的数据信号设计成在一个水平显示期间内对像素进行充电那样的信号波形。由此，在从极性反转时刻起经过一个水平显示期间以上的时刻，将抑制极性反转时所产生的数据信号波形钝化的影响。由此，可以在极性反转时产生的数据信号波形钝化较大的期间内不进行像素充电，因此，能够抑制显示不均匀等而进行高显示质量的显示。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述扫描信号驱动部施加栅极导通脉冲，使得从极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻为止的时间在0.8ms以下。
在上述结构中，在极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲，从极性反转时刻起经过预定时间后进行栅极导通。这种情况下，在极性反转前进行显示的扫描信号线上的像素、与极性反转后进行显示的扫描信号线上的像素，其显示定时产生偏差。当该偏差大于0.8ms时，如后文所述的性能测试所示，容易看到撕裂现象。即，若像上述结构那样，使得从极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻为止的时间在0.8ms以下，则难以产生撕裂的问题，从而可以进行良好的显示。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述扫描信号驱动部对所有扫描信号线施加相同脉宽的所述栅极导通脉冲。
根据上述结构，对各扫描信号线施加的栅极导通脉冲的脉宽完全相等，因此，对各像素的充电条件均等。由此，通过在整个显示画面中进行更加均匀的显示，可以进一步提高显示质量。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，将所述扫描信号线分成一个以上的块，并且将各块所包含的扫描信号线进一步细分成多个组，所述扫描信号驱动部以所述块为单位对所述扫描信号线依次进行扫描，并且在各块的扫描中，对所述扫描信号线的各组依次进行扫描，从而进行基于隔行扫描方式的驱动，所述数据信号驱动部对所述数据信号线施加数据信号，使其极性在进行扫描的所述扫描信号线组的切换时刻反转。
根据上述结构，在隔行扫描方式的情况下，在显示方面，使对像素施加的电压每隔一行极性反转，因此，与逐行扫描方式相比，可以减轻闪烁现象，还可以减轻因上下像素的耦合电容而引起的显示不均匀。通过抑制上述问题，与逐行扫描方式的极性反转周期长度相比，隔行扫描的极性反转周期长度容易延长，因此，容易降低功耗并抑制数据信号驱动部的发热。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，分割所述扫描信号线的块数为1块。
根据上述结构，可以实现数据信号极性每隔一根数据信号线反转的驱动。另外，由于极性反转的行成为画面端缘，因此，可以使显示不均匀变得不明显。还可以更加有效地实现降低功耗、以及抑制数据信号驱动部的发热。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，分割所述扫描信号线的块数为2块以上。
根据上述结构，扫描信号线被分成多个块，以各块为单位进行基于隔行扫描方式的驱动。这种情况与对所有扫描信号线进行隔行扫描方式的驱动相比，可以减小各块内的组间扫描定时之差。由此，可以抑制后文所述的梳毛现象的发生，因此能够进一步提高显示质量。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，将所述各块所包含的扫描信号线分成由奇数行扫描信号线构成的第一组、和由偶数行扫描信号线构成的第二组，所述扫描信号驱动部对相邻两个块进行扫描，当先行扫描的块内后扫描的组为第一组时，在接着扫描的块内先扫描的组为第一组，当先行扫描的块内后扫描的组为第二组时，在接着扫描的块内先扫描的组为第二组，所述数据信号驱动部使数据信号的极性在各块内被扫描的组切换时反转，并且使数据信号的极性在相邻两个块之间被扫描的块切换时不反转。
根据上述结构，在相邻两个块内连续地进行对第一组或第二组扫描信号线的扫描，在这期间不进行极性反转。由此，与使极性在相邻两个块之间被扫描的块切换时反转的情况相比，可以减少极性反转的次数，可以降低功耗。
另外，本发明的液晶显示装置还可以采用以下结构：即，在上述结构中，还具有显示控制电路，该显示控制电路向所述数据信号驱动部提供数据信号，并且向所述数据信号驱动部输入数据信号施加控制信号，该数据信号施加控制信号控制所述数据信号驱动部对数据信号线施加数据信号的定时，所述显示控制电路在从极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻为止的时间内，不对所述数据信号驱动部输入所述数据信号施加控制信号。
根据上述结构，从极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻为止的时间内要写入的数据信号，在由该栅极导通脉冲进行写入的期间内施加。由此，不会遗漏要进行显示的数据，从而可以进行恰当的显示。
另外，本发明的液晶显示装置还可以采用以下结构：即，在上述结构中，还具有显示控制电路，该显示控制电路向所述扫描信号驱动部输入作为每隔一帧期间仅在预定期间内激活(assert)的信号的栅极起始脉冲信号、基于水平同步信号生成的栅极时钟信号、以及控制栅极导通脉冲的施加的扫描信号输出控制信号，所述扫描信号驱动部接收到所述栅极起始脉冲信号时，在所述扫描信号输出控制信号处于允许施加栅极导通脉冲的状态的期间中，按照所述栅极时钟信号的时钟，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲，并且，所述显示控制电路分别输出所述扫描信号线各组对应的所述栅极起始脉冲信号、所述栅极时钟信号、以及所述扫描信号输出控制信号。
根据上述结构，栅极起始脉冲信号、栅极时钟信号、以及扫描信号输出控制信号作为扫描信号线各组对应的信号，分别独立地输入到扫描信号驱动部。由此，可以对每一组设定栅极导通脉冲的施加方法。
另外，本发明的液晶显示装置还可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述显示控制电路使各时刻要进行扫描的组对应的扫描信号输出控制信号处于允许施加栅极导通脉冲的状态，使不要进行扫描的组对应的扫描信号输出控制信号处于不允许施加栅极导通脉冲的状态，从而使所述扫描信号驱动部进行所述基于隔行扫描方式的驱动。
根据上述结构，通过控制各组对应的扫描信号输出控制信号，以进行隔行扫描方式的驱动，可以实现隔行扫描方式。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述显示控制电路在所述数据信号极性反转的时刻，将之后不要进行扫描的组对应的栅极时钟信号保持在一定的值。
根据上述结构，扫描信号驱动部对数据信号极性反转的时刻之后不要进行扫描的组对应的扫描信号线不进行动作，因此，可以恰当地实现隔行扫描方式。此外，在将栅极时钟信号保持在一定的值时，栅极时钟信号可以固定在激活(assert)的状态(高电平)，也可以固定在非激活(negate)的状态(低电平)(详细情况将在后文中阐述)。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述显示控制电路将所述数据信号极性反转的时刻之后要进行扫描的组对应的栅极时钟信号保持在一定的值，直到从该极性反转时刻经过预定期间为止，从而确保最接近该极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻和到该极性反转时刻为止的时间。
根据上述结构，通过停止栅极时钟信号的时钟，确保从极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻为止的时间。由此，可以对每一组恰当地控制栅极导通脉冲的施加。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述扫描信号驱动部具有与所述扫描信号线各组对应的移位寄存器、以及与各扫描信号线对应的与逻辑运算部，向各移位寄存器分别输入所述扫描信号线各组对应的所述栅极起始脉冲信号、以及所述栅极时钟信号，所述与逻辑运算部对各移位寄存器的输出、和所述扫描信号输出控制信号的逻辑反转进行逻辑求和运算，将该运算结果作为栅极导通脉冲输出到各扫描信号线。
根据上述结构，利用移位寄存器和与逻辑运算部这样较为简单的结构，可以恰当地进行基于隔行扫描方式的驱动。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述扫描信号驱动部施加栅极导通脉冲，使得在所述扫描信号线各块中的相邻扫描信号线之间，从对属于某一组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻开始、直到对属于不同于该组的组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻为止的时间在0.8ms以下。
在上述结构中，在各块的扫描中，通过对各组依次进行扫描，进行基于隔行扫描方式的驱动。这种情况下，在相邻扫描信号线之间，从对属于某一组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻开始、直到对属于不同于该组的组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻为止，产生一定程度的空白(blank)期间。当该空白期间大于0.8ms时，如后文所述的性能测试所示，容易看到梳毛现象。即，若像上述结构那样，使该空白期间在0.8ms以下，则难以产生梳毛问题，可以进行良好的显示。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，还具有显示控制电路，该显示控制电路向所述数据信号驱动部提供数据信号，并且向所述数据信号驱动部输入数据信号施加控制信号，该数据信号施加控制信号控制所述数据信号驱动部对数据信号线施加数据信号的定时，从外部的信号源向所述显示控制电路隔开间隔依次输入与一根数据信号线对应的视频数据，该显示控制电路根据极性反转，将多个视频数据作为一组，并且在该组内的预定位置处插入虚拟数据，向虚拟数据对应的信号电位的输出分配虚拟插入期间，向各视频数据对应的信号电位的输出分配一个水平期间，将该一个水平期间设定为比所述间隔要短。
这样，当输出各视频数据对应的信号电位的一个水平期间比各视频数据的输入间隔(对输入的数据串设定的水平期间)要短时，可以利用该缩短部分的总和，生成用于输出虚拟数据的虚拟插入期间。从而，可以在输入的视频数据中插入虚拟数据，并对其分配虚拟插入期间，同时可以抑制垂直显示期间的增加。还可以抑制数据输入和输出的时间差的增加，可以降低存储器(缓冲器)的使用量。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，一组视频数据数与所述间隔之积，等于该组中对虚拟数据分配的总虚拟插入期间与对所述视频数据分配的总水平期间之和。
这样，就可以不改变垂直显示期间(即，不减少垂直回扫期间)而设置(插入)虚拟插入期间。另外，由于数据输入和输出的时间差并未增加，所以可以进一步降低存储器(缓冲器)的使用量。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述显示控制电路在各组的最前端插入虚拟数据。
从而，即使是在极性反转时产生的数据信号波形钝化较大的期间内不进行像素充电的情况下，也不会遗漏数据，从而可以进行正确的显示。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，还具有显示控制电路，该显示控制电路向所述数据信号驱动部提供数据信号，并且向所述数据信号驱动部输入数据信号施加控制信号，该数据信号施加控制信号控制所述数据信号驱动部对数据信号线施加数据信号的定时，从外部的信号源向所述显示控制电路隔开间隔依次输入与一根数据信号线对应的视频数据，该显示控制电路根据极性反转，将多个视频数据作为一组，对各组的预定视频数据对应的信号电位的输出，在一个水平期间的基础上再分配一个以上的虚拟插入期间，对同组的其它各视频数据对应的信号电位的输出分配一个水平期间。
这样，当使实际输出的一个水平期间比各数据的输入间隔(对输入的数据串设定的水平期间)要短时，可以利用该缩短部分的总和，生成应分配给虚拟插入期间的时间。从而，既可以设置虚拟插入期间，又可以抑制垂直显示期间的增加。还可以抑制数据输入和输出的时间差的增加，可以降低存储器(缓冲器)的使用量。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述显示控制电路使一组视频数据数与所述间隔之积，等于对所述预定数据分配的总水平期间、对所述预定数据分配的总虚拟插入期间、以及对所述其它各数据分配的总水平期间之和。
这样，就可以不改变垂直显示期间(即，不减少垂直回扫期间)而设置虚拟扫描期间。另外，由于数据输入和输出的时间差并未增加，所以可以进一步降低存储器(缓冲器)的使用量。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述各组的预定数据是各组的第一个数据。
从而，即使是在极性反转时产生的数据信号波形钝化较大的期间内不进行像素充电的情况下，也不会遗漏数据，从而可以进行正确的显示。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，将所述虚拟扫描期间设定为比所述间隔要短。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述虚拟插入期间等于一个水平期间。这样，各扫描期间(虚拟插入期间和水平期间)相同，因此，可以简化信号处理或用于信号处理的结构。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述虚拟插入期间比一个水平期间要短。这样，可以延长水平期间，因此，可以提高像素的充电率。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述虚拟插入期间比一个水平期间要长。这样，在每隔一组使信号电位的极性反转的结构中，可以提高紧接极性反转之后的数据信号线的充电率。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述扫描信号驱动部设置正式充电期间和预充电期间，在正式充电期间中，使所述扫描信号线为选择状态，以从所述数据信号线对各像素施加电压，在预充电期间中，在该正式充电期间之前的定时，使同一扫描信号线为选择状态。
例如，为了提高扫描频率而需要将水平扫描期间设定得较短的情况下，由于栅极导通脉冲的脉宽也缩短，使得对各像素的充电时间变短，从而导致充电不充分。对此，根据上述结构，可以利用预充电期间和正式充电期间对像素进行充电，因此，可以进一步提高对像素的充电率。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述扫描信号驱动部对所有扫描信号线使所述预充电期间相等，并且使所述正式充电期间相等。
根据上述结构，可以使所有扫描信号线的充电期间长度相等，因此，可以防止充电期间因不同扫描信号线的行而不同时所产生的显示不均匀。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，还具有显示控制电路，该显示控制电路对所述扫描信号驱动部输入作为每隔一帧期间仅在预定期间内激活的信号的栅极起始脉冲信号、基于水平同步信号生成的栅极时钟信号、以及控制栅极导通脉冲的施加的扫描信号输出控制信号，
所述扫描信号驱动部接收到所述栅极起始脉冲信号时，作为所述预充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，在所述扫描信号输出控制信号处于允许施加栅极导通脉冲的状态的期间内，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲，作为所述正式充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，依次对扫描信号线施加栅极导通信号。
另外，本发明的扫描信号驱动装置是有源矩阵型的液晶显示装置所具备的扫描信号驱动装置，该有源矩阵型的液晶显示装置包括：沿行方向延伸的多根扫描信号线；沿列方向延伸的多根数据信号线；对应于所述扫描信号线和所述数据信号线的交叉部设置的多个像素；以及对所述数据信号线施加数据信号的数据信号驱动部，使其极性在一帧期间内每隔预定的多个水平期间反转，该扫描信号驱动装置采用下述结构：即，对所述扫描信号线依次施加使所述扫描信号线为选择状态的栅极导通脉冲，并且设置正式充电期间和预充电期间，在正式充电期间中，使所述扫描信号线为选择状态，以从所述数据信号线对各像素施加电压，在预充电期间中，在该正式充电期间之前的定时，使同一扫描信号线为选择状态，从外部输入作为每隔一帧期间仅在预定期间内激活的信号的栅极起始脉冲信号、基于水平同步信号生成的栅极时钟信号、以及控制栅极导通脉冲的施加的扫描信号输出控制信号，当接收到所述栅极起始脉冲信号时，作为所述预充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，在所述扫描信号输出控制信号处于允许施加栅极导通脉冲的状态的期间内，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲作为所述预充电期间，作为所述正式充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲。
例如，为了提高扫描频率而需要将水平扫描期间设定得较短的情况下，由于栅极导通脉冲的脉宽也缩短，使得对各像素的充电时间变短，从而导致充电不充分。对此，根据上述结构，可以利用预充电期间和正式充电期间对像素进行充电，因此，可以进一步提高对像素的充电率。
另外，预充电期间是根据扫描信号输出控制信号设定的，而正式充电期间不受扫描信号输出控制信号的影响，是根据栅极时钟信号设定的。这里，若在扫描信号线的某一行中设定预充电期间，在其他行中设定正式充电期间，则可以实现两者在时间上重叠的驱动控制，并且可以分开设定各期间的长度。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述显示控制电路还对所述扫描信号驱动部输入选择信号，该选择信号选择两个状态中的某一个状态，所述扫描信号驱动部接收到所述栅极起始脉冲信号时，当所述选择信号选择其中一个状态时，作为所述预充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，在所述扫描信号输出控制信号处于允许施加栅极导通脉冲的状态的期间内，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲，当所述选择信号选择另一个状态时，作为所述正式充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲。
另外，本发明的扫描信号驱动装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，还从外部输入选择信号，该选择信号选择两个状态中的某一个状态，在接收到所述栅极起始脉冲信号时，当所述选择信号选择其中一个状态时，作为所述预充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，在所述扫描信号输出控制信号处于允许施加栅极导通脉冲的状态的期间内，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲，当所述选择信号选择另一个状态时，作为所述正式充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲。
根据上述结构，可以根据选择信号的状态，进行预充电期间和正式充电期间的切换。这里，当选择信号为某一方状态时，若在扫描信号线的某一行中设定预充电期间，在其他行中设定正式充电期间，则可以实现两者在时间上重叠的驱动控制，并且可以分开设定各期间的长度。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述扫描信号驱动部包括移位寄存器、对应于该移位寄存器的各级设置的第一、第二和第三与逻辑运算部、以及第一或逻辑运算部，向各移位寄存器分别输入所述栅极起始脉冲信号、所述栅极时钟信号、所述扫描信号输出控制信号、以及所述选择信号，在移位寄存器的奇数级中，向第一与逻辑运算部输入所述扫描信号输出控制信号和所述选择信号的逻辑反转信号，向第二与逻辑运算部输入所述栅极时钟信号和所述选择信号，向第一或逻辑运算部输入第一与逻辑运算部和第二与逻辑运算部的输出，向第三与逻辑运算部输入第一或逻辑运算部的输出的逻辑反转信号和所述移位寄存器的奇数级输出信号，将该运算结果作为栅极导通脉冲输出到各扫描信号线，在移位寄存器的偶数级中，向第一与逻辑运算部输入所述扫描信号输出控制信号和所述选择信号，向第二与逻辑运算部输入所述栅极时钟信号和所述选择信号的逻辑反转信号，向第一或逻辑运算部输入第一与逻辑运算部和第二与逻辑运算部的输出，向第三与逻辑运算部输入第一或逻辑运算部的输出的逻辑反转信号和所述移位寄存器的偶数级输出信号，将该运算结果作为栅极导通脉冲输出到各扫描信号线。
另外，本发明的扫描信号驱动装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，包括移位寄存器、对应于该移位寄存器的各级设置的第一、第二和第三与逻辑运算部、以及第一或逻辑运算部，向各移位寄存器分别输入所述栅极起始脉冲信号、所述栅极时钟信号、所述扫描信号输出控制信号、以及所述选择信号，在移位寄存器的奇数级中，向第一与逻辑运算部输入所述扫描信号输出控制信号和所述选择信号的逻辑反转信号，向第二与逻辑运算部输入所述栅极时钟信号和所述选择信号，向第一或逻辑运算部输入第一与逻辑运算部和第二与逻辑运算部的输出，向第三与逻辑运算部输入第一或逻辑运算部的输出的逻辑反转信号和所述移位寄存器的奇数级输出信号，将该运算结果作为栅极导通脉冲输出到各扫描信号线，在移位寄存器的偶数级中，向第一与逻辑运算部输入所述扫描信号输出控制信号和所述选择信号，向第二与逻辑运算部输入所述栅极时钟信号和所述选择信号的逻辑反转信号，向第一或逻辑运算部输入第一与逻辑运算部和第二与逻辑运算部的输出，向第三与逻辑运算部输入第一或逻辑运算部的输出的逻辑反转信号和所述移位寄存器的偶数级输出信号，将该运算结果作为栅极导通脉冲输出到各扫描信号线。
根据上述结构，利用移位寄存器、与逻辑运算部和或逻辑运算部这样较为简单的结构，可以恰当地进行上述驱动。
另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，所述扫描信号驱动部包括第一和第二触发器、第一和第二输出掩模、以及或逻辑运算部，所述第一触发器输入所述栅极起始脉冲信号，基于所述栅极时钟信号输出第一输出信号，所述第二触发器输入所述第一输出信号，基于所述栅极时钟信号输出第二输出信号，所述第一输出掩模输出利用所述扫描信号输出控制信号对所述第一输出信号进行了屏蔽的信号，所述第二输出掩模仅在所述栅极时钟信号为低电平的期间内输出所述第二输出信号，所述或逻辑运算部将来自所述第一输出掩模的输出信号和来自所述第二输出掩模的输出信号的或逻辑运算结果作为栅极导通脉冲，输出到各扫描信号线。
另外，本发明的扫描信号驱动装置也可以采用以下结构：即，在上述结构中，包括第一和第二触发器、第一和第二输出掩模、以及或逻辑运算部，所述第一触发器输入所述栅极起始脉冲信号，基于所述栅极时钟信号输出第一输出信号，所述第二触发器输入所述第一输出信号，基于所述栅极时钟信号输出第二输出信号，所述第一输出掩模输出利用所述扫描信号输出控制信号对所述第一输出信号进行了屏蔽的信号，所述第二输出掩模仅在所述栅极时钟信号为低电平的期间内输出所述第二输出信号，所述或逻辑运算部将来自所述第一输出掩模的输出信号和来自所述第二输出掩模的输出信号的或逻辑运算结果作为栅极导通脉冲，输出到各扫描信号线。
根据上述结构，利用触发器、掩模、以及或逻辑运算部这样较为简单的结构，可以恰当地进行上述驱动。
另外，也可以构成具有本发明的液晶显示装置、和接收电视广播的调谐器部的电视接收机。
附图说明
图1是表示本发明一个实施方式的液晶显示装置的结构及其显示部的等效电路的框图。
图2是在数据信号电压每隔10行极性反转的逐行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图3是在数据信号电压每隔10行极性反转的逐行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的两个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图4是在数据信号电压每隔10行极性反转的逐行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的三个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图5是在数据信号电压每隔10行极性反转的隔行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图6是表示隔行扫描方式中对栅极线的各行施加的数据信号的帧号的图。
图7(a)是表示纵向较长形状的图像的示例图，图7(b)是表示发生梳毛现象的状态的示例图。
图8是表示通常的隔行扫描方式中的写入动作的示意图。
图9是表示分块隔行扫描方式中的写入动作的示意图。
图10是在一个块所包含的扫描线数为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图11是在一个块所包含的扫描线数为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的另一时序示例图。
图12是在一个块所包含的扫描线数为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的又一时序示例图。
图13是在一个块所包含的扫描线数为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的又一时序示例图。
图14是在一个块所包含的扫描线数为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的两个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图15是表示本发明其它实施方式的液晶显示装置的结构及其显示部的等效电路的框图。
图16是表示图15所示实施方式的液晶显示装置的一个像素部分的等效电路的示意图。
图17是表示CS控制电路、CS干线、以及CS线的连接状态的图。
图18是详细表示CS干线和CS线的连接状态的图。
图19是数据信号电压每隔10行极性反转的隔行扫描方式的驱动中的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图20是在数据信号电压每隔10行极性反转的隔行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的两个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图21是在数据信号电压每隔10行极性反转的隔行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的两个水平期间作为虚拟插入期间，并且对插入了虚拟插入期间的期间中的CS信号也插入2H大小的CS信号虚拟期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图22是在数据信号电压每隔10行极性反转的隔行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的两个水平期间作为虚拟插入期间，并且使CS信号的极性持续期间分别增加1H时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图23是在数据信号电压每隔10行极性反转的隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的两个水平期间作为第一虚拟插入期间，将数据信号极性反转时刻的五个水平期间之前的两个水平期间作为第二虚拟插入期间，并且对插入了第一及第二虚拟插入期间的期间中的CS信号也分别插入2H大小的CS信号虚拟期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图24是在数据信号电压每隔10行极性反转的隔行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的两个水平期间作为虚拟插入期间，并且使CS信号的极性持续期间分别增加1H时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图25是在一个块所包含的扫描线数α为20的分块隔行扫描方式的驱动中将极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图26是在一个块所包含的扫描线数α为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期间作为第一虚拟插入期间，将数据信号极性反转时刻的五个水平期间之前的一个水平期间作为第二虚拟插入期间，并且对插入了第一及第二虚拟插入期间的期间中的CS信号也分别插入1H大小的CS信号虚拟期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图27是在一个块所包含的扫描线数α为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间，并且仅在相邻行写入时间差期间中，在CS信号的某一个极性持续期间内插入数据信号的虚拟插入期间大小的CS信号虚拟期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图28是在一个块所包含的扫描线数α为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间，并且相邻行写入时间差期间中包含的CS信号的两个极性持续期间分别为5.5H时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图29是在一个块所包含的扫描线数α为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间，并且相邻行写入时间差期间中包含的CS信号的两个极性持续期间分别为5.5H时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图30是在一个块所包含的扫描线数α为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的两个水平期间作为第一虚拟插入期间，将数据信号极性反转时刻的五个水平期间之前的两个水平期间作为第二虚拟插入期间，并且对插入了第一及第二虚拟插入期间的期间中的CS信号也分别插入1H大小的CS信号虚拟期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图31是在一个块所包含的扫描线数α为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的两个水平期间作为虚拟插入期间，并且相邻行写入时间差期间中包含的CS信号的两个极性持续期间分别为6H时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图32是在一个块所包含的扫描线数α为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的四个水平期间作为虚拟插入期间，并且相邻行写入时间差期间中包含的CS信号的两个极性持续期间分别为6H时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图33是说明本液晶显示装置的驱动方法的示意图。
图34是更详细地说明图33的驱动方法的示意图。
图35是说明本液晶显示装置的其它驱动方法的示意图。
图36是更详细地说明图35的驱动方法的示意图。
图37是说明本液晶显示装置的其它驱动方法的示意图。
图38是表示本液晶显示装置的水平扫描期间及虚拟扫描期间的设定例的表格。
图39是说明本液晶显示装置的其它驱动方法的示意图。
图40是说明本液晶显示装置的其它驱动方法的示意图。
图41是表示本液晶显示装置的水平扫描期间及虚拟扫描期间的确定例的流程图。
图42是表示本液晶显示装置的水平扫描期间及虚拟扫描期间的其它确定例的流程图。
图43是表示基于图42所示步骤的水平扫描期间及虚拟扫描期间的设定例的表格。
图44是表示基于再计算的水平扫描期间及虚拟扫描期间的设定例的表格。
图45是表示栅极驱动器用IC的结构例的框图。
图46是表示栅极驱动器的结构例的框图。
图47是表示栅极驱动器的动作的波形图。
图48是表示不同于图47的驱动动作的波形图。
图49是表示电视接收机用的显示装置的结构的框图。
图50是表示调谐器部与显示装置的连接关系的框图。
图51是表示将显示装置作为电视接收机时的机械结构的一个示例的分解立体图。
图52是表示改变虚拟插入期间的长度时，检验是否可以看到撕裂现象的性能评价结果表。
图53是在数据信号电压每隔10行极性反转的逐行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图54是每次跳过一根栅极线进行隔行扫描并使提供给一根源极线的信号电位的极性每隔10个数据反转，而且在极性反转之后(每隔10个水平扫描期间)紧接插入一个虚拟扫描期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图55是每次跳过一根栅极线进行隔行扫描并使提供给一根源极线的信号电位的极性在第1组中每隔10个数据反转，而且在极性反转之后(包括扫描开始时)紧接插入一个虚拟扫描期间并从第2组开始每隔20个数据反转，而且在极性反转之后紧接插入一个虚拟扫描期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图56是表示重排电路的简要框图。
图57是用于说明数据的重排方法的示意图。
图58是将图57的虚线包围的部分放大的示意图。
图59是表示数据信号波形、栅极导通脉冲、CS信号、以及子像素中的电压施加状态的时序图。
图60是表示因CS信号的电压达到率之差而引起的显示画面上的周期性显示不均匀的图。
图61是表示在CS信号的上升沿或下降沿的定时、进行控制预定宽度的过冲脉冲Poc生成时的数据信号波形、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图62是表示水平期间H较短时CS信号的设定波形和实际波形的图。
图63是表示根据CS信号中的极性反转周期的长度改变过冲脉冲的脉宽及施加定时时CS信号的设定波形和实际波形的图。
图64是表示根据CS信号中的极性反转周期的长度改变过冲脉冲的电压时CS信号的设定波形和实际波形的图。
图65是在一个块所包含的扫描线数α为48的分块隔行扫描方式的驱动中，第一虚拟插入期间及第二虚拟插入期间分别为2H时的CS干线和各CS线的连接状态、以及CS信号和栅极导通脉冲的时序图。
图66是在图65中增加了两根CS干线，并增加了CS_P和CS_O作为CS信号的相位种类的状态的时序图。
图67是在一个块所包含的扫描线数α为48的分块隔行扫描方式的驱动中，第一虚拟插入期间及第二虚拟插入期间分别为2H时的CS干线和各CS线的连接状态、以及CS信号和栅极导通脉冲的时序图。
图68是CS信号的波形为12相时的CS干线与各CS线的连接状态、以及CS信号和栅极导通脉冲的时序图。
图69是施加图70(c)及(d)所示的CS信号时的CS干线与各CS线的连接状态、以及CS信号和栅极导通脉冲的时序图。
图70(a)及(b)是表示CS信号的极性反转定时与栅极截止定时的关系互不相同的驱动例的图，图70(c)及(d)是表示将极性持续期间为14H的部分分为12H的部分和2H的部分，并且设定2H的部分以使高电平期间与低电平期间相等时的驱动例的图。
图71是表示设置正式充电期间和预充电期间的驱动例的图。
图72是表示不同的行有不同的充电率而产生亮度差时的显示不均匀状态的示例图。
图73是表示控制栅极导通脉冲的脉宽的示例图。
图74是表示通过双脉冲驱动实现逐行扫描nH反转驱动的栅极驱动器用IC的结构例的图。
图75是表示图74所示栅极驱动器的动作的一个示例波形图。
图76是表示图74所示栅极驱动器的动作的另一个示例波形图。
图77是在利用双脉冲驱动进行逐行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图78是将图77的一部分放大的图。
图79是在利用双脉冲驱动进行逐行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的两个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图80是表示通过双脉冲驱动、实现分块隔行扫描驱动的栅极驱动器用IC的结构例的图。
图81是表示图80所示栅极驱动器的动作的一个示例波形图。
图82是表示图80所示栅极驱动器的动作的一个示例波形图。
图83是表示图80所示栅极驱动器的动作的另一个示例波形图。
图84是表示图80所示栅极驱动器的动作的另一个示例波形图。
图85是在利用双脉冲驱动进行分块隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期间作为第一虚拟插入期间，将数据信号极性反转时刻的五个水平期间之前的一个水平期间作为第二虚拟插入期间，并且对插入了第一及第二虚拟插入期间的期间中的CS信号也分别插入1H大小的CS信号虚拟期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图86是表示第一虚拟插入期间及第二虚拟插入期间分别为2H时的驱动例的图。
图87是CS信号的波形为12相时的CS干线与各CS线的连接状态、以及CS信号和栅极导通脉冲的另一个示例时序图。
图88是将图68及图87中的CS信号的极性反转定时和栅极导通信号的定时分别作为波形1和波形2表示的图。
图89是表示对于每种扫描线数，保持电容信号为高电平的期间和为低电平的期间之差、与一帧期间之比、以及作为视觉评价的亮度不均匀的状态的表格。
图90是表示不使用选择信号而施加双脉冲的栅极导通脉冲的栅极驱动器用IC的主要部分结构的图。
图91是基于图90所示的栅极驱动器单元的驱动例的波形图。
图92是表示基于现有技术的驱动方法的电压波形图。
图93是表示基于其它现有技术的驱动方法的电压波形图。
标号说明
10   TFT
12a  第一TFT
12b  第二TFT
15   信号线
16   扫描线
17a  第一子像素电极
17b  第二子像素电极
41   第一与门
41n  栅极驱动器用IC芯片
42   第一移位寄存器
43   第二移位寄存器
45   输出部
52   CS线
52M   CS干线(保持电容信号供给布线)
52a   辅助电容布线
52b   辅助电容布线
83    液晶控制器
84    液晶面板
90    CS控制电路(保持电容信号驱动部)
90    调谐器部
100   显示部
200   显示控制电路
300   源极驱动器
400   栅极驱动器
441   第一与门
442   第二与门
600   背光源
700   光源驱动电路
800   显示装置
具体实施方式
[实施方式1]
下面，根据附图说明本发明的一个实施方式。
(液晶显示装置的结构)
图1是表示本实施方式的液晶显示装置的结构及其显示部的等效电路的框图。该液晶显示装置具有：作为数据信号线驱动电路的源极驱动器300；作为扫描信号线驱动电路的栅极驱动器400；有源矩阵型的显示部100；作为面状照明装置的背光源600；驱动该背光源的光源驱动电路700；以及用于控制源极驱动器300、栅极驱动器400及光源驱动电路700的显示控制电路200。此外，本实施方式中，显示部100是作为有源矩阵型的液晶面板来实现，但显示部100也可以与源极驱动器300和栅极驱动器400一起形成为一体，构成液晶面板。
上述液晶显示装置中的显示部100包括：多根(m根)作为扫描信号线的栅极线GL1～GLm；与这些栅极线GL1～GLm分别交叉的多根(n根)作为数据信号线的源极线SL1～SLn；以及分别对应于这些栅极线GL1～GLm和源极线SL1～SLn的交叉点设置的多个(m×n个)像素形成部。这些像素形成部配置成矩阵形状，构成像素阵列。下面，将像素阵列的排列中的栅极线方向称为行方向，将源极线方向称为列方向。
各像素形成部由以下构成：开关元件即TFT10，该TFT10的栅极端子与通过对应交叉点的栅极线GLj连接，且源极端子与通过该交叉点的源极线SLi连接；与该TFT10的漏极端子连接的像素电极；在上述多个像素形成部公共设置的相对电极即公共电极Ec；以及在上述多个像素形成部公共设置在像素电极和公共电极Ec之间夹着的液晶层。于是，利用由像素电极和公共电极Ec形成的液晶电容，构成像素电容Cp。通常，为了使像素电容可靠地保持电压，与液晶电容并排设置辅助电容(保持电容)，但由于辅助电容与本实施方式没有直接关系，因此，省略其说明及图示。
利用源极驱动器300和栅极驱动器400，向各像素形成部中的像素电极提供与要显示的图像对应的电位，从未图示的电源电路向公共电极Ec提供预定电位Vcom。由此，对液晶施加与像素电极和公共电极Ec之间的电位差对应的电压，通过施加该电压来控制液晶层的透光量，从而进行图像显示。其中，为了通过对液晶层施加电压来控制透光量，使用偏光板，在本实施方式中，配置偏光板使其成为常黑的状态。因而，各像素形成部在未对其像素电容Cp施加电压时，形成黑像素。
背光源600是从后方对上述显示部100进行照明的面状照明装置，用例如作为线状光源的冷阴极管和导光板构成。该背光源600通过光源驱动电路700驱动而点亮，由此从背光源600向显示部100的各像素形成部照射光。
显示控制电路200从外部信号源接收表示要显示图像的数字视频信号Dv、与该数字视频信号Dv对应的水平同步信号HSY和垂直同步信号VSY、以及用于控制显示动作的控制信号Dc。显示控制电路200还基于这些接收的信号Dv、HSY、VSY、Dc，生成并输出数据起始脉冲信号SSP、数据时钟信号SCK、锁存选通信号(数据信号施加控制信号)LS、极性反转信号POL、表示要显示图像的数字图像信号DA(相当于视频信号Dv的信号)、栅极起始脉冲信号GSP、栅极时钟信号GCK、以及栅极驱动器输出控制信号(扫描信号输出控制信号)GOE，作为用于使显示部100显示该数字视频信号Dv所示图像的信号。
更详细而言，在内部存储器根据需要对视频信号Dv进行定时调整等之后，作为数字图像信号DA从显示控制电路200输出，生成数据时钟信号SCK作为由该数字图像信号DA所示图像的各像素对应的脉冲构成的信号，基于水平同步信号HSY生成数据起始脉冲信号SSP，作为每隔一个水平扫描期间仅在预定期间内为高电平(H电平)的信号，基于垂直同步信号VSY生成栅极起始脉冲信号GSP(GSPa、GSPb)，作为每隔一帧期间(一个垂直扫描期间)仅在预定期间内为高电平的信号，基于水平同步信号HSY生成栅极时钟信号GCK(GCKa、GCKb)，基于水平同步信号HSY和控制信号Dc生成锁存选通信号LS、以及栅极驱动器输出控制信号GOE(GOEa、GOEb)。
通过上述这样在显示控制电路200生成的信号中，数字图像信号DA、锁存选通信号LS、数据起始脉冲信号SSP、数据时钟信号SCK和极性反转信号POL输入到源极驱动器300，栅极起始脉冲信号GSP、栅极时钟信号GCK和栅极驱动器输出控制信号GOE输入到栅极驱动器400。
源极驱动器300基于数字图像信号DA、数据起始脉冲信号SSP、数据时钟信号SCK、锁存选通信号LS和极性反转信号POL，每隔一个水平期间依次生成数据信号S(1)～S(n)，作为相当于数字图像信号DA所示图像的各水平扫描线的像素值的模拟电压，并将这些数据信号S(1)～S(n)分别施加到源极线SL1～SLn。
栅极驱动器400基于栅极起始脉冲信号GSP(GSPa、GSPb)、栅极时钟信号GCK(GCKa、GCKb)和栅极驱动器输出控制信号GOE(GOEa、GOEb)，生成扫描信号G(1)～G(m)，并将这些扫描信号G(1)～G(m)分别施加到栅极线GL1～GLm，从而有选择地驱动该栅极线GL1～GLm。该栅极线GL1～GLm的有选择驱动是通过施加以选择期间为脉宽的栅极导通脉冲作为扫描信号G(1)～G(m)而实现的。此外，本实施方式中，除了一部分驱动例外，对各栅极线施加的栅极导通脉冲Pw的脉宽都相等。这样，使得对各像素的充电条件均等，因此，通过在整个显示画面中进行更加均匀的显示，可以进一步提高显示质量。
如上所述，利用源极驱动器300和栅极驱动器400驱动显示部100的源极线SL1～SLn和栅极线GL1～GLm，从而通过与所选择的栅极线GLj连接的TFT10，向像素电容Cp提供源极线SLi的电压(i＝1～n，j＝1～m)。由此，在各像素形成部中对液晶层施加与数字图像信号DA对应的电压，通过施加该电压，控制来自背光源600的透光量，从而在显示部100中显示来自外部的数字视频信号Dv所示的图像。
作为显示方式，可以举出逐行扫描方式(Progressive Scan Method)和隔行扫描方式(Interlace Scan Method)。逐行扫描方式是在显示一幅画面时，即在一帧期间内，从最上部到最下部，逐根依次地选择栅极线GL1～GLm。
而隔行扫描方式是将栅极线GL1～GLm分成多组，使间隔预定根线的栅极线为一组，对各组依次进行扫描。将栅极线GL1～GLm分成两组，使间隔一根线的栅极线为一组时，在一帧期间内，从最上部到最下部依次选择奇数号或偶数号的栅极线GL1～GLm，然后，再从最上部到最下部依次选择偶数号或奇数号的栅极线GL1～GLm。
(逐行扫描方式的驱动例)
图2表示在数据信号电压以数据信号电压的中间值Vsc(通常与Vcom大致相等)为基准每隔10行极性反转的逐行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的一个水平期间(1H)作为虚拟插入期间(○标记的部分)时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、以及栅极导通脉冲(像素数据写入脉冲)Pw的时序图。该图中，横向表示时间的经过，纵向表示施加了栅极导通脉冲的栅极线(写入行)GL1～GLm的各行。
如该图所示，在紧接极性反转之后，实际数据信号的波形发生钝化，即，数据信号波形在极性反转后达到预定电压需要时间。在该图所示的例子中，实际数据信号波形在紧接极性反转之后，经过一个水平期间左右的时间达到预定电压。此外，该图中，数据信号波形呈现在同一极性期间内数据信号电压(灰度)不发生变化的简易信号状态。这在以下所示的图中也是一样的。
对此，在上述驱动方式中，在极性反转之后紧接的一个水平期间中不施加栅极导通脉冲Pw，从而设置虚拟的水平期间。由此，在虚拟插入期间之后的水平期间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。
这样，通过设置虚拟插入期间，可以提高极性反转后像素数据写入时的源极线SL1～SLn(数据信号线)的实际电压相对于施加电压的达到率(充电率)。从而，可以防止因极性反转时数据信号波形的钝化而引起的每隔10行的显示不均匀。
此外，在虚拟插入期间内，显示控制电路200使得输入到源极驱动器300的LS信号停止施加导通脉冲。从而，使得要在虚拟插入期间中写入的数据信号，在虚拟插入期间之后的水平期间中写入。这样，即使设置虚拟插入期间，也不会遗漏要进行显示的数据，从而可以恰当地进行显示。
另外，显示控制电路200也可以在下一个水平期间内输出数据信号，该数据信号与要在极性反转之后紧接的虚拟插入期间内施加的数据信号相同。这样，即使设置虚拟插入期间，也不会遗漏要进行显示的数据，从而可以恰当地进行显示。
图3表示在数据信号电压以Vsc为基准每隔10行极性反转的逐行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的两个水平期间(2H)作为虚拟插入期间(○标记的部分)时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、以及栅极导通脉冲(像素数据写入脉冲)Pw的时序图。图4表示在数据信号电压以Vsc为基准每隔10行极性反转的驱动方式中，将极性反转之后紧接的三个水平期间(3H)作为虚拟插入期间(○标记的部分)时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、以及栅极导通脉冲(像素数据写入脉冲)Pw的定时。在这些图中，横向表示时间的经过，纵向表示施加了栅极导通脉冲的栅极线(写入行)GL1～GLm的各行。
在图3所示的例子中，实际数据信号波形在紧接极性反转之后，经过两个水平期间左右的时间达到预定电压。在图4所示的例子中，实际数据信号波形在紧接极性反转之后，经过三个水平期间左右的时间达到预定电压。这样，数据信号的电压波形钝化程度随着液晶显示装置规格的不同而不同。这是由于，例如因液晶显示装置的画面尺寸以及像素数的不同，使得对源极线SL1～SLn的负载程度不同。
因此，如上所述，通过设定虚拟插入期间的长度，使其包含实际数据信号从极性反转后达到预定电压为止的时间，从而在虚拟插入期间之后的水平期间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。例如，数据信号波形的钝化在60Hz的一个水平期间内发生的情况下，使虚拟插入期间为一个水平期间(1H)，当利用同一液晶显示装置进行120Hz驱动时，由于数据信号波形的钝化在120Hz的两个水平期间内发生，因此，只要使虚拟插入期间为两个水平期间(2H)即可。
这样，通过设置虚拟插入期间，可以提高极性反转后像素数据写入时的源极线SL1～SLn的实际电压相对于施加电压的达到率。从而，可以防止因极性反转时数据信号波形的钝化而引起的每隔10行的显示不均匀。
此外，在上述例子中，虚拟插入期间为2H或3H，但也可以根据极性反转后数据信号波形的钝化程度，将其设定为4H以上。但是，若将该虚拟插入期间设定为预定长度以上，则会产生在极性反转前后的栅极线之间看到图像横向偏离的不良情况(撕裂)。看到撕裂的程度取决于虚拟插入期间的长度。
更详细而言，如上述那样设置虚拟插入期间时，在极性反转前进行显示的栅极线上的像素、与极性反转后进行显示的栅极线上的像素之间，产生显示定时的偏差。图52表示改变虚拟插入期间的长度时、检验是否可以看到撕裂现象的性能评价结果。在该图所示的例子中，示出使全高清电视(FHD)面板(1920×1080点)以60Hz的帧频显示时的结果，使虚拟插入期间在40H(593μs)～540H(8000μs)之间变化。结果，当虚拟插入期间在815μs以下时，是几乎看不到任何撕裂现象的程度，当虚拟插入期间在1185μs以下时，是稍微可以看到撕裂现象的程度，当虚拟插入期间在1481μs以上时，成为撕裂现象非常严重的程度。
如上所述，当极性反转前后的显示定时偏差大于0.8ms时，容易看到撕裂现象，从而降低了显示质量。因此，若使得从极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻为止的时间在0.8ms以下，则难以产生撕裂的问题，从而可以进行良好的显示。
(隔行扫描方式的驱动例)
图5表示在数据信号电压以Vsc为基准进行极性反转的隔行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的一个水平期间(1H)作为虚拟插入期间(○标记的部分)时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、以及栅极导通脉冲(像素数据写入脉冲)Pw的时序图。该图所示的隔行扫描方式中，将一帧期间分为前半帧期间(1/2F)和后半帧期间，在前半帧中，使数据信号的极性为正极性，对奇数行进行隔行扫描，接下来在后半帧中，使数据信号的极性反转为负极性，对偶数行进行扫描。此外，这里为了方便起见，采用假设由20行扫描信号线组成的实施例。
由于隔行扫描方式的极性反转周期为1/2F，因此，与逐行扫描方式相比，可以实现降低功耗、以及抑制源极驱动器300的发热。而且，隔行扫描方式在显示方面，使得对像素施加的电压每隔一行极性反转，因此，与逐行扫描方式相比，可以减轻闪烁现象，还可以减轻因上下像素的耦合电容而引起的显示不均匀。
隔行扫描方式也与所述逐行扫描方式一样，实际数据信号的波形也会在数据信号极性反转时发生钝化。在该图所示的例子中，数据信号在紧接极性反转之后，经过一个水平期间左右的时间达到预定电压。对此，在上述驱动方式中，通过在极性反转之后紧接的一个水平期间中不施加栅极导通脉冲Pw，设置虚拟的水平期间。由此，在虚拟插入期间之后的水平期间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。
这样，通过设置虚拟插入期间，可以提高极性反转后像素数据写入时的源极线SL1～SLn(数据信号线)的实际电压相对于施加电压的达到率(充电率)。
此外，与所述逐行扫描方式相同，在虚拟插入期间内，显示控制电路200使得输入到源极驱动器300的LS信号停止施加导通脉冲。从而，使得要在虚拟插入期间中写入的数据信号，在虚拟插入期间之后的水平期间中写入。另外，显示控制电路200也可以在下一个水平期间内输出数据信号，该数据信号与要在极性反转之后紧接的虚拟插入期间内施加的数据信号相同。
此外，对应于图示的隔行扫描，显示控制电路200所具备的数据信号重组电路按照预定的顺序对数据信号进行重排，进行定时处理等必要的处理，将其作为数字图像信号DA输入到源极驱动器300。数据信号重组电路将从外部信号源按照时间序列输入到显示控制电路200的作为数字RGB信号的数字视频信号Dv暂时存储到存储器后，读出与所驱动的扫描信号线对应的信号，由此进行顺序的重排。
(分块隔行扫描方式)
图6是表示所述隔行扫描方式中、对栅极线(写入行)GL1～GLm的各行施加的数据信号的帧号的图。在隔行扫描方式的情况下，以半帧为间隔，在栅极线的奇数行和偶数行之间显示不同帧号的图像。在该图所示的例子中，第一个半帧(1/2F)中，奇数行的栅极线显示第n帧图像，偶数行的栅极线显示第n-1帧图像，在第三个半帧中，奇数行的栅极线显示第n+1帧图像，偶数行的栅极线显示第n帧图像。
这种情况下，在进行使图7(a)所示的纵向较长形状的图像横向移动这样的动态图像显示时，纵向的边缘部分有时会如图7(b)所示，看成是梳状，从而产生梳毛的问题。该梳毛现象发生的原理与例如未经IP转换而在PC用的逐行扫描监视器中显示隔行扫描图像时发生的、横向滚动图像呈梳状的现象的原理相同。看到梳毛现象的程度取决于在栅极线的奇数行和偶数行之间显示不同帧号图像的状态的时间长度。
图8示出通常的隔行扫描方式中的写入动作，横轴表示时间的经过，纵轴表示作为写入行的栅极线GL 1～GLm。在该图所示的例子中，首先，对栅极线GL1～GLm的所有奇数行进行写入，然后对偶数行进行写入。这里，当帧频为120Hz(一个周期为8.333ms)时，在相邻栅极线之间，从奇数行写入动作的时刻到偶数行写入动作的时刻为止的时间Tc为4167μs。
梳毛现象的原理与所述撕裂现象的原理相同，都是相邻栅极线之间的显示定时产生偏差所导致的。因而，关于梳毛现象也可以得到与涉及所述撕裂现象的性能评价结果相同的结果。即，若时间Tc在0.8ms左右以上，则可看到梳毛现象，因此，在图8所示的例子中，会看到梳毛现象。
对此，在本实施方式中，将栅极线GL1～GLm分成多个块，对每一个块进行隔行扫描(分块隔行扫描方式)。从而，可以缩短时间Tc，因此，使得梳毛现象难以被看到。
图9示出分块隔行扫描方式中的写入动作，横轴表示时间的经过，纵轴表示作为写入行的栅极线GL1～GLm。在该图所示的例子中，将每α行的栅极线GL1～GLm分成一块，对每一个块进行隔行扫描。具体而言，首先，对第1行～第α行栅极线的奇数行进行写入，使得数据信号电压相对于Vsc为正极性(+极性)，然后，对第1行～第α行的偶数行进行写入，使得数据信号电压相对于Vsc为负极性(-极性)。接着，对第α+1行～第2α行的偶数行进行写入，使得数据信号电压相对于Vsc为负极性，然后，对第α+1行～第2α行的奇数行进行写入，使得数据信号电压相对于Vsc为正极性。依次反复地进行上述操作，由此进行一帧大小的写入。
此外，在上述方式中，在第1行～第α行栅极线的第一块中，按照奇数行、偶数行的顺序进行写入，在第α+1行～第2α行的第二块中，按照偶数行、奇数行的顺序进行写入。即，在奇数块中，按照奇数行、偶数行的顺序进行写入，在偶数块中，按照偶数行、奇数行的顺序进行写入。于是，在横跨两个块进行写入时，使数据信号电压的极性相同。由此，不需要在切换块时进行极性反转，因此，可以抑制功耗。
该分块隔行扫描方式中相邻行写入的时间差即时间Tc可用下式表示：
Tc＝(α/2)/(Vtotal)×(帧周期)。
这里，Vtotal表示一个垂直期间，即所有扫描线数。此外，由于(帧周期)/(Vtotal)＝(一个水平期间的时间)，因此，也可以对上式进行变形，写成Tc＝(α/2)×(1H：一个水平期间的时间)。
例如，在52英寸全高清电视(回扫期间内的所有扫描线数为1125根)且以120Hz驱动的情况下，若设定α＝48，则异常显示状态的时间Tc为：
Tc＝(48/2)/1125×(1/120)×10^6＝177.8μs
从而将梳毛现象抑制在不可见的程度。
另外，在37英寸全高清电视(回扫期间内的所有扫描线数为1125根)且以60Hz驱动的情况下，若设定α＝20，则通过同样的计算，Tc＝148.1μs，从而将梳毛现象抑制在不可见的程度。
(分块隔行扫描方式的驱动例)
图10是在一个块所包含的扫描线数α为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的一个水平期间(1H)作为虚拟插入期间(○标记的部分)时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、以及栅极导通脉冲Pw的时序图。该图中，横向表示时间的经过，纵向表示施加了栅极导通脉冲的栅极线(写入行)GL1～GLm的各行。
对于该驱动例，在第1行～第20行栅极线的第一块中，按照奇数行、偶数行的顺序进行写入，在第21行～第40行的第二块中，按照偶数行、奇数行的顺序进行写入。于是，到第40行栅极线为止，在第一块中从奇数行切换到偶数行时、以及在第二块中从偶数行切换到奇数行时发生极性反转。详细地说，第1～40行栅极线的偶数行这20H的部分维持数据信号的极性为同一极性(这里是负极性)进行扫描。之后，从第21行开始的奇数行这20行的部分也维持数据信号的极性为同一极性(这里是正极性)进行扫描。因而，除了最开始的扫描，对于每隔20行的扫描，使数据信号的极性反转，由此进行扫描。
在该例中，实际的数据信号波形在紧接极性反转之后，经过一个水平期间左右的时间达到预定电压。因此，有时会产生因该极性反转时数据信号波形的钝化而引起的显示不均匀。
因而，如上所述，通过设定虚拟插入期间的长度，使其包含数据信号从极性反转后达到预定电压为止的时间，从而在虚拟插入期间之后的水平期间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。这样，通过设置虚拟插入期间，可以提高极性反转后像素数据写入时的源极线SL1～SLn的实际电压相对于施加电压的达到率。从而，可以防止因极性反转时数据信号波形的钝化而引起的约每隔20行的显示不均匀。
而且，与所述逐行扫描方式相比，在显示方面，对像素施加的电压每隔一行极性反转，因此，可以减轻闪烁现象，还可以减轻因上下像素的耦合电容而引起的显示不均匀。在此基础上，通过采用分块隔行扫描方式，可以抑制所述梳毛现象的发生。
此外，对应于图示的分块隔行扫描，显示控制电路200所具备的数据信号重组电路按照预定的顺序对数据信号进行重排，进行定时处理等必要的处理，将其作为数字图像信号DA输入到源极驱动器300。数据信号重组电路将从外部信号源按照时间序列输入到显示控制电路200的作为数字RGB信号的数字视频信号Dv暂时存储到存储器后，读出与所驱动的扫描信号线对应的信号，由此进行顺序的重排。
在图11所示的驱动例中，在第1行～第20行栅极线的第一块中，按照偶数行、奇数行的顺序进行写入，在第21行～第40行的第二块中，按照奇数行、偶数行的顺序进行写入。于是，到第40行栅极线为止，在第一块中从偶数行切换到奇数行时、以及在第二块中从奇数行切换到偶数行时发生极性反转。其它情况都与图10所示的驱动例相同，因此，这里省略其说明。
在图12所示的驱动例中，在第1行～第20行栅极线的第一块中，按照偶数行、奇数行的顺序进行写入，在第21行～第40行的第二块中，按照奇数行、偶数行的顺序进行写入。于是，到第40行栅极线为止，除了在第一块中从偶数行切换到奇数行时、以及在第二块中从奇数行切换到偶数行时发生极性反转之外，还在从第一块切换到第二块时发生极性反转。将进行了这些极性反转之后紧接的一个水平期间(1H)作为虚拟插入期间。
该驱动例中，也可以获得设置虚拟插入期间的效果。然而，与上述图10、图11的驱动例相比，增加了极性反转的次数，因此，从功耗的观点来看，上述图10、图11的驱动例更佳。
另外，在第20行和第21行中，对像素电极施加的电压极性相同，而在其他行中，上下相邻行之间对像素电极施加的电压极性相反。因此，通过上下像素电极的耦合电容而栅极截止后的像素电极的电压变动值在第20、21行之间和其它行之间不相同，因此，有可能会产生横条纹不均匀。若考虑该问题，则上述图10、图11的驱动例更佳。
在图13的驱动例中，在第1行～第20行栅极线的第一块中，按照偶数行、奇数行的顺序进行写入，在第21行～第40行的第二块中，也是按照偶数行、奇数行的顺序进行写入。于是，到第40行栅极线为止，除了在第一块中从偶数行切换到奇数行时、以及在第二块中从奇数行切换到偶数行时发生极性反转之外，还在从第一块切换到第二块时发生极性反转。将进行了这些极性反转之后紧接的一个水平期间(1H)作为虚拟插入期间。
该驱动例不同于图12的驱动例，在第20行和第21行之间，对像素电极施加的电压的极性也是相反的。因此，可以使通过上下像素电极的耦合电容而栅极截止后的像素电极的电压变动值在所有的行之间几乎都相同，因此，可以抑制横条纹不均匀的产生。
图14是在一个块所包含的扫描线数α为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的两个水平期间(2H)作为虚拟插入期间(○标记的部分)时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、以及栅极导通脉冲Pw的时序图。该图中，横向表示时间的经过，纵向表示施加了栅极导通脉冲的栅极线(写入行)GL1～GLm的各行。
在图14所示的例子中，实际的数据信号波形在紧接极性反转之后，经过两个水平期间左右的时间达到预定电压。因而，如上所述，通过设定虚拟插入期间的长度，使其包含数据信号从极性反转后达到预定电压为止的时间，从而在虚拟插入期间之后的水平期间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。这样，通过设置虚拟插入期间，可以提高极性反转后像素数据写入时的源极线SL1～SLn的实际电压相对于施加电压的达到率。从而，可以防止因极性反转时数据信号波形的钝化而引起的显示不均匀。
此外，在上述例子中，虚拟插入期间为2H，但也可以根据极性反转后数据信号波形的钝化程度，将其设定为3H以上。
(栅极导通脉冲的施加控制)
这里，对上述虚拟插入期间作进一步详细说明。在上述各驱动例中，以水平期间为单位确保从极性反转时刻到最开始施加栅极导通脉冲Pw为止的期间，从而抑制数据信号波形钝化的影响。然而，该期间并不限定于水平期间单位，只要是以下范围，就可以抑制数据信号波形钝化的影响。
首先，使得在极性反转时刻之前的时刻施加的栅极导通脉冲Pw中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲Pw的最后端，在施加了该栅极导通脉冲Pw的水平期间的结束时刻之前，从该栅极导通脉冲Pw的最后端开始、直到施加了该栅极导通脉冲Pw的水平期间的结束时刻为止的时间为第一期间。从极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲Pw中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲Pw的施加开始时刻为止的时间为第二期间。只要设定栅极导通脉冲Pw，使得该第二期间比所述第一期间要长即可。
此外，在上述各驱动例中，第二期间相当于虚拟插入期间，第一期间是一个水平期间内从栅极导通脉冲Pw截止开始、直到该水平期间结束为止的期间。由此可知，在任一个驱动例中，第二期间都比第一期间要长。还可知，虽然作为上述驱动例未举例说明，但也可以进行以下驱动，该驱动在极性将要反转之前设置了不施加栅极导通脉冲Pw的水平期间，这种情况下，第二期间也比第一期间要长。
若采用这种驱动，则在极性反转时刻不施加栅极导通脉冲Pw，因此，可以对在极性反转前后施加了栅极导通脉冲Pw的相邻两根栅极线，不同时地施加极性相互反转的数据信号。从而，可以防止极性反转时图像显示的紊乱。
另外，在极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲Pw中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲Pw，从极性反转时刻起经过比所述第一期间要长的期间后进行栅极导通。由此，可以在极性反转时产生的数据信号波形钝化较大的期间内不进行像素充电，因此，能够抑制显示不均匀等而进行高显示质量的显示。
还可以将极性反转时刻开始、直到最开始施加栅极导通脉冲Pw为止的期间设定为以下范围。即，只要施加栅极导通脉冲，使得从极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲Pw中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲Pw的施加开始时刻为止的时间在水平显示期间的时间以上即可，该水平显示期间是从水平期间减去了水平回扫期间而得到的期间。
此外，在上述各驱动例中，从极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲Pw中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲Pw的施加开始时刻为止的时间，相当于虚拟插入期间。由此可知，在任一个驱动例中，虚拟插入期间都比水平显示期间要长。
水平期间由水平显示期间与水平回扫期间之和构成。通常，将对源极线施加的数据信号设计成在一个水平显示期间内对像素进行充电那样的信号波形。由此，在从极性反转时刻起经过一个水平显示期间以上的时刻，将抑制极性反转时所产生的数据信号波形钝化的影响。由此，可以在极性反转时产生的数据信号波形钝化较大的期间内不进行像素充电，因此，能够抑制显示不均匀等而进行高显示质量的显示。
此外，如上所述，基本上将对源极线施加的数据信号设计成在一个水平显示期间内对像素进行充电那样的信号波形。然而，极性反转了的情况与极性未反转的情况相比，数据信号波形的电压变化增大，因此，根据装置的设计条件，有可能在一个水平显示期间内无法对像素进行充电。这种情况下，只要像上述驱动例那样，通过使虚拟插入期间在2H以上等来应对即可。
[实施方式2]
下面，根据附图说明本发明的其它实施方式。对于具有与所述实施方式1中说明的结构相同功能的结构，赋予同一标号，并省略其说明。
(液晶显示装置的结构)
图15是表示本实施方式的液晶显示装置的结构及其显示部的等效电路的框图。该液晶显示装置在图1所示的液晶显示装置中，还具有作为辅助电容布线驱动电路的CS控制电路(保持电容信号驱动部)90。关于其它结构，由于与实施方式1所示的结构相同，因此省略其说明。
CS控制电路90是控制对辅助电容布线(保持电容布线；CS布线)施加的CS(保持电容)信号波形的相位及宽度等的电路。基于该CS控制电路90的控制的详细情况、及辅助电容布线的详细情况，将在后文中阐述。
图16示出本实施方式的液晶显示装置的一个像素部分的等效电路。如该图所示，各像素具有两个子像素，对应于各子像素，设有第一TFT12a和第二TFT12b。于是，第一子像素电极17a、相对电极Ec、及两者间的液晶层构成第一子像素电容Csp1，第二子像素电极17b、相对电极Ec、及两者间的液晶层构成第二子像素电容Csp2。将这种像素结构称为多像素结构。此外，本实施方式中，是一个像素包含两个子像素的方式，但也可以是包含三个以上子像素的方式。
应用上述多像素结构时，至少使两个子像素的亮度互不相同为佳。若采用该方式，则由于一个像素内存在明子像素及暗子像素这两种子像素，因此，可以利用面积灰度表现中间灰度，适合改善液晶显示画面的倾斜视角的泛白现象。
第一子像素电容Csp1及第二子像素电容Csp2的电容值为同一个值，该值取决于对各液晶层施加的有效电压。另外，与第一子像素电容Csp1及第二子像素电容Csp2独立地设有第一辅助电容Cs1及第二辅助电容Cs2，这些辅助电容的电容值为同一个值。
第一子像素电容Csp1及第一辅助电容Cs1的其中一个电极与第一TFT12a的漏极电极连接，第一子像素电容Csp1的另一个电极与相对电极Ec连接，第一辅助电容Cs1的另一个电极与辅助电容布线(CS线)52a连接。另一方面，第二子像素电容Csp2及第二辅助电容Cs2的其中一个电极与第二TFT12b的漏极电极连接，第二子像素电容Csp2的另一个电极与相对电极Ec连接，第二辅助电容Cs2的另一个电极与辅助电容布线(CS线)52b连接。
第一TFT12a及第二TFT12b的栅极电极均与扫描线16连接，源极电极均与信号线15连接。
图17示出CS控制电路90、CS干线(保持电容信号供给布线)52M......、以及CS线52......的连接状态。图18详细地表示CS干线52M......与CS线52......的连接状态。
CS控制电路90对CS干线52M......分别输出不同信号波形的CS信号。在图18所示的例子中，CS干线52M......由A～H、J、K这十种布线构成，对其分别输入不同信号波形的CS信号。这些CS干线52M......设置在液晶显示装置的显示区域之外。
CS线52......在相邻栅极线GLm-1和GLm之间与栅极线GLm平行配置。各CS线52与CS干线52M......中的某一根连接。在图18所示的例子中，CS线52......对应于分别和CS干线52M......中的A～H、J、K连接的CS A～CS H、CS J、CS K中的某一个。
在具有上述多像素结构的液晶显示装置中，如上所述，利用源极驱动器300和栅极驱动器400驱动显示部100的源极线SL1～SLn和栅极线GL1～GLm，从而通过与所选择的栅极线GLj连接的TFT10，向像素电容提供源极线SLi的电压(i＝1～n，j＝1～m)。然后，利用CS控制电路90驱动CS线52......，利用CS信号控制提供给像素电容的源极线SLi的电压。
由此，在各像素形成部中对液晶层施加与数字图像信号DA对应的电压，通过施加该电压，控制来自背光源600的透光量，从而在显示部100中显示来自外部的数字视频信号Dv所示的图像。
(隔行扫描方式的驱动例)
图19示出数据信号电压以Vsc为基准每隔10行极性反转的隔行扫描方式的驱动中的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时序图。该图所示的隔行扫描方式中，将一帧期间分为前半帧期间(1/2F)和后半帧期间，在前半帧中，使数据信号的极性为正极性，对奇数行进行隔行扫描，接下来在后半帧中，使数据信号的极性反转为负极性，对偶数行进行扫描。此外，这里为了方便起见，采用以下实施例：即，假设由20行扫描信号线组成，每隔10H进行数据信号的极性反转。
该图中，示出了与各CS线52对应的两个子像素的明暗状态。图中，在时序图的右侧还示出了在相邻源极线SLn-1和SLn之间使极性反转而进行驱动时的各子像素的明暗状态。在该驱动例的情况下，各子像素的明暗状态排列以子像素为单位呈棋盘状，是图像粗糙感(锯齿感)很少的最佳方式。这里，阴影部分表示暗像素，无阴影的部分表示明像素。作为成为这种驱动状态的条件，可以举出以下条件。
对于相邻两根栅极线，若设从对先施加栅极导通脉冲的奇数行栅极线施加栅极导通脉冲的时刻开始、直到对后施加栅极导通脉冲的偶数行栅极线施加栅极导通脉冲的时刻为止的期间为相邻行写入时间差期间，则至少在相邻行写入时间差期间中，CS信号的极性反转进行偶数次(2k(k为1以上的整数))。换言之，若设CS信号的极性反转周期为第一极性持续期间与第二极性持续期间之和，使得(CS信号的极性反转周期)＝(相邻行写入时间差期间)/k(k为1以上的整数)，则在列方向上相邻的子像素之间，明暗状态全部反转。即，可以使子像素的明暗状态固定，从而防止显示质量的紊乱。于是，可以使奇数行和偶数行之间各子像素的明暗顺序为每隔一行反转的状态，因此，也可以抑制所述锯齿感发生的问题。
在该图所示的例子中，k＝1，CS信号的极性反转周期为相邻行写入时间差期间的一半。当该k＝1时，由于CS信号的极性反转周期最长，因此，通过在CS信号的极性反转后且在下一次反转之前施加栅极导通脉冲Pw，可以在CS信号的波形充分稳定的时刻对各子像素写入数据。
另外，对第n+2行CS线52施加的CS信号的相位，处于比对第n行施加的CS信号的相位要迟1H的状态。从而，对于所有CS线52......，可以在CS信号的极性反转之后经过相同时间后、即在CS信号的波形充分稳定的时刻对各子像素写入数据。因而，可以抑制CS信号波形的钝化引起的显示上的不均匀。
此外，为了满足上述第一及第二条件，需要多种CS信号，这多种CS信号的种数是数据信号波形的极性反转周期的一半期间、即持续一个极性的期间中包含的水平期间数的两倍。例如图19所示的例子中，需要10(H)×2＝20种CS信号。这种情况下，若简单地考虑，则需要设置20根CS干线52M，但如该图所示的例子那样，通过利用彼此相位反转的CS信号，用10种(相位)的CS信号实现上述驱动。若详细说明，则将CS线52......分成上10行和下10行这两个块，使上10行中每两行为一组的CS信号、与下10行中各组的顺序相反，使下第11行的CS信号与上第1行的CS信号相同，从而用10种(相位)的CS信号实现上述驱动。
如上文所述，由于隔行扫描方式的极性反转周期为1/2F，因此，与逐行扫描方式相比，可以实现降低功耗、以及抑制源极驱动器300的发热。而且，隔行扫描方式在显示方面，使得对像素施加的电压每隔一行极性反转，因此，与逐行扫描方式相比，可以减轻闪烁现象，还可以减轻因上下像素的耦合电容而引起的显示不均匀。
此外，对应于图示的隔行扫描，显示控制电路200所具备的数据信号重组电路按照预定的顺序对数据信号进行重排，进行定时处理等必要的处理，将其作为数字图像信号DA输入到源极驱动器300。数据信号重组电路将从外部信号源按照时间序列输入到显示控制电路200的作为数字RGB信号的数字视频信号Dv暂时存储到存储器后，读出与所驱动的扫描信号线对应的信号，由此进行顺序的重排。这在以下所示的其它驱动例中也是一样的。
另一方面，如上文所述，在该隔行扫描方式中，实际数据信号的波形也会在数据信号极性反转时发生钝化。在该图所示的例子中，实际数据信号波形在紧接极性反转之后，经过一个水平期间左右的时间达到预定电压。因此，有时会产生因该数据信号波形的钝化而引起的显示上的不均匀。
作为改善因该数据信号的波形钝化而引起的显示上的不均匀的驱动方式，可举出图20所示的驱动例。该图示出在数据信号电压以Vsc为基准进行极性反转的隔行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的两个水平期间(2H)作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时序图。该图所示的隔行扫描方式中，将一帧期间分为前半帧期间(1/2F)和后半帧期间，在前半帧中，使数据信号的极性为正极性，对奇数行进行隔行扫描，接下来在后半帧中，使数据信号的极性反转为负极性，对偶数行进行扫描。此外，这里为了方便起见，采用假设由20行扫描信号线组成的实施例。
在该图所示的例子中，实际数据信号波形在紧接极性反转之后，经过两个水平期间左右的时间达到预定电压。对此，在上述驱动方式中，通过在极性反转之后紧接的两个水平期间中不施加栅极导通脉冲Pw，设置虚拟的水平期间。由此，在虚拟插入期间之后的水平期间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。
这样，通过设置虚拟插入期间，可以提高极性反转后像素数据写入时的源极线SL1～SLn(数据信号线)的实际电压相对于施加电压的达到率(充电率)。
此外，与实施方式1所示的情况相同，在虚拟插入期间内，显示控制电路200使得输入到源极驱动器300的LS信号停止施加导通脉冲。从而，使得要在虚拟插入期间中写入的数据信号，在虚拟插入期间之后的水平期间中写入。另外，显示控制电路200也可以在下两个水平期间内输出数据信号，该数据信号与要在极性反转之后紧接的虚拟插入期间内施加的数据信号相同。
另一方面，如本驱动例所示，若单纯地仅插入虚拟插入期间，则在多像素驱动的情况下会产生以下问题。即，通过插入虚拟插入期间，使得数据信号波形的极性反转周期增大，另一方面，由于CS信号的极性反转周期不变，因此，两者的相位关系产生偏差。从而，使得子像素的明暗状态不固定，产生显示质量降低的问题。
例如图20中，由于后半帧中，在CS信号波形钝化较大的期间内施加了栅极导通脉冲Pw，因此，是在CS信号电压未达到预定值的状态下进行显示，从而导致产生显示不均匀。在该图所示的栅极导通脉冲Pw与数据信号波形和CS信号波形的关系中，奇数行和偶数行之间各子像素的明暗顺序为明、暗、暗、明、明、暗、......，呈现暗或明分别连续2行的状态。图中，阴影部分对应于暗像素，无阴影的部分对应于明像素。这种情况与明暗每隔一行反转的情况相比，在显示质量上，产生锯齿感变明显的问题。
作为改善由该CS信号的极性反转周期、与数据信号波形的极性反转周期的差异引起的问题的驱动方式，可举出图21所示的驱动例。该图示出在数据信号电压以Vsc为基准进行极性反转的隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的两个水平期间(2H)作为虚拟插入期间，并且对插入了虚拟插入期间的期间中的CS信号也插入2H大小的CS信号虚拟期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时序图。该图所示的隔行扫描方式中，将一帧期间分为前半帧期间(1/2F)和后半帧期间，在前半帧中，使数据信号的极性为正极性，对奇数行进行隔行扫描，接下来在后半帧中，使数据信号的极性反转为负极性，对偶数行进行扫描。此外，这里为了方便起见，采用假设由20行扫描信号线组成的实施例。
在该图所示的例子中，在未插入虚拟插入期间的状态下，CS信号中一个极性持续的期间(极性持续期间)为5H。对此，在紧接数据信号极性反转之后存在的CS信号的极性持续期间中，增加了插入虚拟插入期间的期间，即增加了2H。即，在紧接数据信号极性反转之后存在的CS信号的极性持续期间为7H，除此以外的CS信号的极性持续期间为5H。
根据上述驱动，通过插入虚拟插入期间，使得数据信号波形的极性反转周期增大，CS信号的极性反转周期也增大，因此，保持了两者的相位关系。另外，对于各CS信号，至少在相邻行写入时间差期间中，使极性反转定时在连续的帧间相等。从而，可以使子像素的明暗状态固定，防止显示质量的紊乱。于是，可以使奇数行和偶数行之间各子像素的明暗顺序为每隔一行反转的状态，因此，也可以抑制所述锯齿感发生的问题。
另外，对于所有CS线52......，可以在CS信号的极性反转之后经过相同时间后、即在CS信号的波形充分稳定的时刻对各子像素写入数据。从而，可以抑制CS信号波形的钝化引起的显示上的不均匀。
这种驱动可通过以下实现：即，在数据信号波形以相同极性持续的期间中，对第n+2行CS线52施加的CS信号的相位，处于比对第n行施加的CS信号的相位要迟1H的状态。
此外，将CS线52......分成上10行和下10行这两个块，使上10行中每两行为一组的CS信号与下10行中各组的顺序相反，使下第11行的CS信号与上第1行的CS信号相同，从而用10种(相位)的CS信号实现上述驱动。
另外，在上述例子中，虚拟插入期间为2H，但也可以根据数据信号波形的钝化程度，使其为1H或3H以上。
另一方面，在上述驱动例中，CS信号波形中，一个极性的极性持续期间和另一个极性的极性持续期间的长度不相同。这种情况下，子像素的有效电位随着极性持续期间的不同而不同，从而导致有时会产生条纹状的显示不均匀的问题。
作为改善由该极性持续期间的不同而引起的问题的驱动方式，可举出图22所示的驱动例。该图示出在数据信号电压以Vsc为基准进行极性反转的隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的两个水平期间(2H)作为虚拟插入期间，并且使CS信号的极性持续期间分别增加1H时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时序图。该图所示的隔行扫描方式中，将一帧期间分为前半帧期间(1/2F)和后半帧期间，在前半帧中，使数据信号的极性为正极性，对奇数行进行隔行扫描，接下来在后半帧中，使数据信号的极性反转为负极性，对偶数行进行扫描。此外，这里为了方便起见，采用假设由20行扫描信号线组成的实施例。
在该图所示的例子中，在未插入虚拟插入期间的状态下，CS信号中一个极性持续的期间(极性持续期间)为5H。对此，将所插入的虚拟插入期间2H中的1H的部分增加到CS信号的一个极性持续期间，使其为6H，将剩下的1H部分增加到CS信号的另一个极性持续期间，使其为6H。即，使得CS信号的极性反转周期为增加了虚拟插入期间后的数据信号波形的极性反转周期一半的长度，并且使CS信号的极性持续期间固定，而与极性无关。
此外，需要设定虚拟插入期间，以使增加了虚拟插入期间后的数据信号波形的极性反转周期一半的长度为正整数个水平期间的长度。由此，能够以一个水平期间为单位的长度来设定CS信号的极性持续期间。通过这样，可以抑制CS信号波形的生成电路变复杂。
若采用上述驱动，则与图21所示的驱动例相同，起到可以使子像素的明暗状态固定、从而防止显示质量紊乱的效果，也起到可以抑制所述锯齿现象发生的问题的效果，还起到可以抑制由CS信号的波形钝化而引起的显示上的不均匀的效果，在此基础上，还起到以下效果。即，CS信号的波形中，由于一个极性的极性持续期间和另一个极性的极性持续期间相等，因此，可以使子像素的有效电位大致均等，可以抑制条纹状显示不均匀的发生。
此外，本驱动例中，将CS线52......分成上12行和下9行这两个块，使上12行的块内上8行中每两行为一组的CS信号与下8行中各组的顺序相反，使下第9行的CS信号与上第10行的CS信号相同，从而用12种(相位)的CS信号实现上述驱动。
接下来，对改善图21所示的驱动例中因极性持续期间的不同而引起的问题的其它驱动方式进行说明。图23示出在数据信号电压以Vsc为基准进行极性反转的隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的两个水平期间(2H)作为第一虚拟插入期间，将数据信号极性反转时刻的五个水平期间(5H)之前的两个水平期间(2H)作为第二虚拟插入期间，并且对插入了第一及第二虚拟插入期间的期间中的CS信号也分别插入2H大小的CS信号虚拟期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时序图。该图所示的隔行扫描方式中，将一帧期间分为前半帧期间(1/2F)和后半帧期间，在前半帧中，使数据信号的极性为正极性，对奇数行进行隔行扫描，接下来在后半帧中，使数据信号的极性反转为负极性，对偶数行进行扫描。此外，这里为了方便起见，采用假设由20行扫描信号线组成的实施例。
该驱动例中，首先，在数据信号极性反转周期一半的期间、即数据信号极性POL的一个极性持续的期间中，除了在极性反转之后紧接着插入虚拟插入期间之外，还在其它定时插入虚拟插入期间。然后，在该虚拟插入期间插入的定时，不施加栅极导通脉冲Pw。
另外，使得CS信号的极性反转周期为增加了所有虚拟插入期间后的数据信号极性POL的极性反转周期一半的长度，并且使CS信号的极性持续期间固定，而与极性无关。
若采用上述驱动，则与图22所示的驱动例相同，在CS信号的波形中，由于一个极性的极性持续期间和另一个极性的极性持续期间相等，因此，可以使子像素的有效电位大致均等，可以抑制条纹状显示不均匀的发生。
上述驱动例中，在插入了虚拟插入期间之后紧接着施加栅极导通脉冲Pw的栅极线GLj所对应的两根CS线52和52中，对按照子扫描顺序位于前侧的CS线52施加的CS信号的相位，比按照子扫描顺序位于该CS线52前侧的CS线52施加的CS信号的相位要迟2H(所插入的虚拟插入期间的长度)+1H，另一方面，对于其它CS线52，对第n+2行施加的CS信号的相位，处于比对第n行施加的CS信号的相位要迟1H的状态。
若采用上述驱动，则对于所有CS线52......，可以在CS信号的极性反转之后经过相同时间后、即在CS信号的波形充分稳定的时刻对各子像素写入数据。从而，可以抑制CS信号波形的钝化引起的显示上的不均匀。
另外，上述驱动例中，在上述第一虚拟插入期间和之后插入的第二虚拟插入期间之间实际写入的水平期间数(5H)，与在上述第二虚拟插入期间和之后的第一虚拟插入期间之间实际写入的水平期间数(5H)相同。
由此，将CS线52......分成上10行和下10行这两个块，使上10行中每两行为一组的CS信号与下10行中各组的顺序相反，使下第11行的CS信号与上第1行的CS信号相同，从而用10种(相位)的CS信号就可以实现上述驱动。关于这一点，与图22中用12种(相位)的CS信号的结构相比，可以减少CS信号的种类及CS干线52M的数量。
接下来，对用于抑制图22所示的驱动例中数据信号极性反转时的像素充电不足的驱动例进行说明。图24示出在数据信号电压以Vsc为基准进行极性反转的隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的两个水平期间(2H)作为虚拟插入期间，并且使CS信号的极性持续期间分别增加1H时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时序图。
与图22所示驱动例的不同点在于，使数据信号极性反转后最开始施加的栅极导通脉冲Pw的脉宽，比除此以外的栅极导通脉冲Pw的脉宽要长。如上文所述，在紧接数据信号极性反转之后，数据信号的波形发生钝化。为了减轻因该数据信号的波形钝化而引起的像素充电不足，插入了虚拟插入期间，但通过增大栅极导通脉冲Pw的脉宽，可以进一步减轻该像素充电不足的问题。即，若增大栅极导通脉冲Pw的脉宽，则由于对像素的充电期间变长，因此，可以提高像素的充电率。
(分块隔行扫描方式的驱动例)
实施方式1中，说明了分块隔行扫描方式，作为抑制以通常的隔行扫描方式进行驱动时的梳毛问题的方法。下面，说明在本实施方式中应用分块隔行扫描方式时的驱动例。
图25是在一个块所包含的扫描线数α为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的一个水平期间(1H)作为虚拟插入期间(○标记的部分)时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时序图。该图中，横向表示时间的经过，纵向表示施加了栅极导通脉冲的栅极线(写入行)GL1～GLm的各行及CS线52......的各行。
在该驱动例中，在第1行～第20行栅极线的第一块中，按照奇数行、偶数行的顺序进行写入，在第21行～第40行的第二块中，按照偶数行、奇数行的顺序进行写入。从而，到第40行栅极线为止，在第一块中从奇数行切换到偶数行时、以及在第二块中从偶数行切换到奇数行时发生极性反转。详细地说，第1～40行栅极线的偶数行这20H的部分，将数据信号的极性维持在同一极性(这里是负极性)进行扫描。之后，从第21行开始的奇数行这20行的部分也维持数据信号的极性为同一极性(这里是正极性)进行扫描。因而，除了最开始的扫描，则每隔20行的扫描，数据信号的极性反转，由此进行扫描。
在该例中，实际的数据信号波形在紧接极性反转之后，经过一个水平期间左右的时间达到预定电压。因此，有时会产生因该极性反转时数据信号波形的钝化而引起的显示不均匀。
因而，如上所述，通过设定虚拟插入期间的长度，使其包含数据信号从极性反转后达到预定电压为止的时间，从而在虚拟插入期间之后的水平期间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。这样，通过设置虚拟插入期间，可以提高极性反转后像素数据写入时的源极线SL1～SLn的实际电压相对于施加电压的达到率。从而，可以防止因极性反转时数据信号波形的钝化而引起的约每隔20行的显示不均匀。
而且，与所述逐行扫描方式相比，在显示方面，由于对像素施加的电压每隔一行极性反转，因此，可以减轻闪烁现象，还可以减轻因上下像素的耦合电容而引起的显示不均匀。在此基础上，通过采用分块隔行扫描方式，可以抑制所述梳毛现象的发生。
另外，对于相邻两根栅极线，若设从对先施加栅极导通脉冲的奇数行栅极线施加栅极导通脉冲的时刻开始、直到对后施加栅极导通脉冲的偶数行栅极线施加栅极导通脉冲的时刻为止的期间为相邻行写入时间差期间，则至少在相邻行写入时间差期间中，CS信号的极性反转进行偶数次(2k(k为1以上的整数))。换言之，若设CS信号的极性反转周期为第一极性持续期间与第二极性持续期间之和，如果设定使得(CS信号的极性反转周期)＝(相邻行写入时间差期间)/k(k为1以上的整数)，则在列方向上相邻的子像素之间，明暗状态全部反转。另外，对于各CS信号，至少在相邻行写入时间差期间中，使极性反转定时在连续的帧间相等。即，可以使子像素的明暗状态固定，从而防止显示质量的紊乱。于是，由于可以使奇数行和偶数行之间各子像素的明暗顺序为每隔一行反转的状态，因此，也可以抑制所述锯齿感发生的问题。
另外，在该图所示的例子中，k＝1，CS信号的极性反转周期等于相邻行写入时间差期间，成为(11H)。这种情况下，若单纯地设极性反转周期的一半期间为极性持续期间，则各极性持续期间为5.5H(关于这种情况，将参照图28在后文中说明)，但将其分成5H和6H的长度。这是由于，以1H为单位，可以简化波形的生成。当该k＝1时，CS信号的极性反转周期最长，因此，通过在CS信号的极性反转后且在下一次将要反转之前施加栅极导通脉冲Pw，可以在CS信号的波形充分稳定的时刻对各子像素写入数据。
另外，在数据信号波形持续同一极性的期间中，由于对第n+2行CS线52施加的CS信号的相位，处于比对第n行施加的CS信号的相位要迟1H或2H的状态，因此，对于所有CS线52......，可以在CS信号的极性反转后经过4H以上的时间后、即CS信号的波形充分稳定的时刻对各子像素写入数据。从而，可以抑制CS信号波形的钝化引起的显示上的不均匀。
此外，通过将CS线52......每10行分为一块，使按照子扫描顺序位于前一个10行的块中每两行为一组的CS信号与下一个块的10行中各组的顺序相反，从而用10种(相位)的CS信号实现上述驱动。
此外，对应于图示的分块隔行扫描，显示控制电路200所具备的数据信号重组电路按照预定的顺序对数据信号进行重排，进行定时处理等必要的处理，将其作为数字图像信号DA输入到源极驱动器300。数据信号重组电路将从外部信号源按照时间序列输入到显示控制电路200的作为数字RGB信号的数字视频信号Dv暂时存储到存储器后，读出与所驱动的扫描信号线对应的信号，由此进行顺序的重排。这在以下所示的其它驱动例中也是一样的。
另一方面，在上述驱动例中，CS信号波形中，一个极性的极性持续期间和另一个极性的极性持续期间的比率不相同。例如，对于作为CS A的CS线52，在数据信号波形极性为(-)的期间内，高电平的期间为5H+5H＝10H，而低电平的期间为5H+6H＝11H。这种分布不平衡对于各CS线52都是不同的，因而，子像素的有效电位会随着极性持续期间的不同而不同，从而导致有时会产生条纹状的显示不均匀的问题。
图26是在一个块所包含的扫描线数α为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期间(1H)作为第一虚拟插入期间，将在数据信号极性反转时刻的五个水平期间(5H)之前的一个水平期间(1H)作为第二虚拟插入期间，并且对插入了第一及第二虚拟插入期间的期间中的CS信号也分别插入1H大小的CS信号虚拟期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时序图。
下面，说明与图25所示驱动例的不同点。该驱动例中，首先，在数据信号极性反转周期一半的期间、即数据信号波形中一个极性持续的期间中，除了在极性反转之后紧接着插入虚拟插入期间之外，还在其它定时插入虚拟插入期间。然后，在该虚拟插入期间插入的定时，不施加栅极导通脉冲Pw。
另外，将在虚拟插入期间插入的定时所存在的CS信号极性持续期间，与插入虚拟插入期间的期间相加，即加上1H。即，使得在虚拟插入期间插入的定时所存在的CS信号的极性持续期间为6H，除此以外的CS信号的极性持续期间为5H。
若采用上述驱动，则CS信号波形中，一个极性的极性持续期间和另一个极性的极性持续期间的比率相等。例如，对于作为CS_A的CS线52，在数据信号波形极性为(一)的期间内，高电平的期间为5H+6H＝11H，低电平的期间为5H+6H＝11H。从而，可以使子像素的有效电位大致均等，可以抑制条纹状显示不均匀的发生。
另外，上述驱动例中，在插入了虚拟插入期间之后紧接着施加栅极导通脉冲Pw的栅极线GLj所对应的两根CS线52和52中，对按照子扫描顺序位于前侧的CS线52施加的CS信号的相位，比按照子扫描顺序位于该CS线52前侧的CS线52施加的CS信号的相位要迟1H(所插入的虚拟插入期间的长度)+1H，另一方面，对于其它CS线52，对第n+2行施加的CS信号的相位，处于比对第n行施加的CS信号的相位要迟1H的状态。
若采用上述驱动，则对于所有CS线52......，可以在CS信号的极性反转之后经过4H以上的时间后、即在CS信号的波形充分稳定的时刻对各子像素写入数据。从而，可以抑制CS信号波形的钝化引起的显示上的不均匀。
另外，上述驱动例中，在上述第一虚拟插入期间和之后插入的第二虚拟插入期间之间实际写入的水平期间数(5H)，与在上述第二虚拟插入期间和之后的第一虚拟插入期间之间实际写入的水平期间数(5H)相同。
由此，通过将CS线52......每10行分为一块，使按照子扫描顺序位于前一个10行的块中每两行为一组的CS信号与下一个块的10行中各组的顺序相反，从而可以用10种(相位)的CS信号实现上述驱动。
此外，上述例子中，第一虚拟插入期间及第二虚拟插入期间分别为1H，但也可以将其设定在2H以上。图30示出第一虚拟插入期间及第二虚拟插入期间分别为2H时的驱动例。这种情况下，将在虚拟插入期间插入的定时所存在的CS信号的极性持续期间，与插入虚拟插入期间的期间相加，即加上2H。即，使得在虚拟插入期间插入的定时所存在的CS信号的极性持续期间为7H，除此以外的CS信号的极性持续期间为5H。
在该图所示的例子中，实际数据信号波形在紧接极性反转之后，经过两个水平期间左右的时间达到预定电压。这样，数据信号的电压波形钝化程度随着液晶显示装置规格的不同而不同。这是由于，例如因液晶显示装置的画面尺寸以及像素数的不同，使得对源极线SL1～SLn的负载程度不同。
因而，如上所述，通过设定虚拟插入期间的长度，使其包含数据信号从极性反转后达到预定电压为止的时间，从而在虚拟插入期间之后的水平期间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。
图27示出在一个块所包含的扫描线数α为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期间(1H)作为虚拟插入期间，并且如以下所示地设定CS信号的极性持续期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时序图。
该驱动例中，对于各块中彼此相邻的两根栅极线，从对先施加栅极导通脉冲Pw的奇数行或偶数行施加栅极导通脉冲Pw的时刻开始，直到对后施加栅极导通脉冲Pw的偶数行或奇数行施加栅极导通脉冲Pw的时刻为止，仅在该期间(相邻行写入时间差期间)中，在CS信号的某一个极性持续期间内插入数据信号的虚拟插入期间(1H)大小的CS信号虚拟期间。这种情况下，对于各CS信号，至少在相邻行写入时间差期间中，使极性反转定时在连续的帧间相等。
这种情况下，在相邻行写入时间差期间以外的期间内，CS信号也可以是成为固定的极性持续期间的周期信号，也可以是电位与公共电极相同的固定值信号。但需要对栅极导通脉冲Pw及CS信号的施加进行控制，以使栅极导通脉冲Pw在对数据信号插入了虚拟插入期间的期间以外的期间内施加，并且在CS信号的极性持续期间的后半部分施加。另外，由于所有CS信号互相独立，因此，需要设置与CS线52......的数量相同的CS信号种类及CS干线52M......。此外，也可以不使用CS干线52M......，而是独立地向各CS线52提供信号。
若采用上述驱动例，则由于CS信号中插入了虚拟插入期间的极性持续期间的数量在每一帧中为一个，因此，一个极性的极性持续期间和另一个极性的极性持续期间的比率之差很小。从而，可以使子像素的有效电位大致均等，可以抑制条纹状显示不均匀的发生。
此外，上述驱动例中，是在相邻行写入时间差期间中，在CS信号的某一个极性持续期间内插入了虚拟插入期间(1H)大小的CS信号虚拟期间，但也可以均匀地分配虚拟插入期间，将其插入到上述期间中包含的CS信号的所有极性持续期间(各插入0.5H)。
图28示出在一个块所包含的扫描线数α为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期间(1H)作为虚拟插入期间，并且如上所述，使相邻行写入时间差期间(11H)中包含的CS信号的两个极性持续期间分别为5.5H时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时序图。
在该驱动例的情况下，CS信号的极性持续期间全部统一为5.5H，因此，可以使子像素的有效电位大致均等，可以抑制条纹状显示不均匀的发生。
另外，对第n+2行CS线52施加的CS信号的相位，处于比对第n行施加的CS信号的相位要迟1H的状态，极性持续期间全部为5.5H。由此，CS信号以22根线为周期呈现同一波形，因此，可以用22根CS干线52M......向各CS线52提供CS信号。
此外，上述例子中，虚拟插入期间为1H，但也可以将其设定在2H以上。图31示出虚拟插入期间为2H时的驱动例。这种情况下，设相邻行写入时间差期间(12H)中包含的CS信号的两个极性持续期间分别为6H。与图28的实施方式相比，CS信号的极性持续期间以1H为单位，因此，可以将CS干线数52M减半，还可以简化CS信号波形的生成电路。
在该图所示的例子中，数据信号波形在紧接极性反转之后，经过两个水平期间左右的时间达到预定电压。这样，数据信号的电压波形钝化程度随着液晶显示装置规格的不同而不同。这是由于，例如因液晶显示装置的画面尺寸以及像素数的不同，使得对源极线SL1～SLn的负载程度不同。
因而，如上所述，通过设定虚拟插入期间的长度，使其包含数据信号从极性反转后达到预定电压为止的时间，从而在虚拟插入期间之后的水平期间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。
另外，对第n+2行CS线52施加的CS信号的相位，处于比对第n行施加的CS信号的相位要迟1H的状态，极性持续期间全部为6H。这种情况下，CS信号以24根线为周期呈现同一波形，但通过利用彼此相位反转的CS信号，用12种(相位)的CS信号就实现了上述驱动。即，可以用12根CS干线52M......向各CS线52提供CS信号。此外，也可以不使用CS干线52M......，而是独立地向各CS线52提供信号。
这里，若设该驱动例中CS信号的极性持续期间为c(＝6H)，CS信号虚拟期间为b(＝1H)，则算出数据信号的基本极性反转周期n2为：n2＝(c-b)×4k(k为自然数)＝(6-1)×4×1＝20(H)。还算出虚拟插入期间m为：m＝2b×k＝2×1×1＝2(H)。还算出CS信号的相数为2×c＝2×6＝12(相)。反之，CS信号的极性持续期间c可用c＝n2/4k+b的式子算出。相邻行写入时间差期间中CS信号的极性反转次数可用2k的式子算出。
图32示出在图28所示的驱动例中虚拟插入期间为4H时的驱动例。这时，若设CS信号的极性持续期间为c(＝6H)，CS信号虚拟期间为b(＝1H)，则算出数据信号的基本极性反转周期n2为：n2＝(c-b)×4k(k为自然数)＝(6-1)×4×2＝40(H)。还算出虚拟插入期间m为：m＝2b×k＝2×1×2＝4(H)。还算出CS信号的相数为2×c＝2×6＝12(相)。反之，CS信号的极性持续期间c可用c＝n2/4k+b的式子算出。相邻行写入时间差期间中CS信号的极性反转次数可用2k的式子算出。
接下来，对用于抑制图28所示的驱动例中数据信号极性反转时的像素充电不足的驱动例进行说明。图29示出在一个块所包含的扫描线数α为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期间(1H)作为虚拟插入期间，并且如上所述，使相邻行写入时间差期间(11H)中包含的CS信号的两个极性持续期间分别为5.5H时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时序图。
与图28所示驱动例的不同点在于，在数据信号极性反转后最开始施加的栅极导通脉冲Pw的脉宽，比除此以外的栅极导通脉冲Pw的脉宽要长。如上文所述，紧接数据信号极性反转之后，数据信号的波形就发生钝化。为了减轻因该数据信号的波形钝化而引起的像素充电不足，插入了虚拟插入期间，但通过增大栅极导通脉冲Pw的脉宽，可以进一步降低该像素充电不足的问题。即，若增大栅极导通脉冲Pw的脉宽，则由于对像素的充电期间变长，因此，可以提高像素的充电率。
(水平扫描期间的设定方法)
接下来，说明水平扫描期间的设定方法。在这里的说明中，将前文所述的水平期间称为水平扫描期间。该水平扫描期间相当于水平显示期间与水平回扫期间之和。
首先，说明以下结构：即，进行逐行扫描，使提供给一根源极线的信号电位的极性每隔多个数据(多个像素)反转，并且在紧接极性反转之后插入一个以上虚拟扫描期间(相当于所述虚拟插入期间)。利用该结构，可以实现在列方向上每隔相邻的多个像素、信号电位的极性就反转(行列方向上每隔相邻的一个像素、信号电位的极性就反转)的块反转驱动(nh/1v反转驱动)。
图53示出按照输入顺序将每10个视频数据作为一组并且在各组的最前端插入一个虚拟数据、以组为单位使信号电位的极性反转时(反转周期为1个虚拟扫描期间+10个水平扫描期间)的输出的数据串和与各数据对应的信号电位的波形、以及锁存选通信号LS和栅极导通脉冲(像素数据写入脉冲)Pw的时序图。该图中，横向表示时间的经过，纵向表示施加了栅极导通脉冲的栅极线(写入行)GL1～GLm的各行。与图2的不同点在于，LS信号脉冲在虚拟扫描期间中也上升。图53的优点在于，可以自由地设定虚拟扫描期间的数据。本例中，为了简单起见，输入与紧接其后的水平扫描期间相同的数据。
这种情况下，设与第N行栅极线对应的视频数据为N，则输入的视频数据按照以下顺序排列：即，1、2、3、4、5、6、7、8、9、10；11、12、13、14、15、16、17、18、19、20；21、22、......。这里，显示控制电路200内的例如虚拟数据插入电路将这些视频数据按照1、2、3、......8、9、10；11、12、13、......18、19、20；21、22、......那样进行分组，并在各组的最前端插入虚拟数据。结果如该图所示，设与第N行栅极线对应的视频数据为<N>，虚拟数据为<D>，则输出的数据(视频数据和虚拟数据)按照<D>、<1>、<2>、<3>、<4>、<5>、<6>、<7>、<8>、<9>、<10>；<D>、<11>、<12>、<13>、<14>、<15>、<16>、<17>、<18>、<19>、<20>；<D>、<21>、<22>、......的顺序排列，与<D>、<1>、<2>......<10>的各数据(视频数据和虚拟数据)对应的正极性信号电位按照该顺序输出到一根源极线，然后，与<D>、<11>、<12>......<20>的各数据对应的负极性信号电位按照该顺序输出到该源极线，接着，与<D>、<21>、<22>......的各数据对应的正极性信号电位按照该顺序输出到该源极线。
此外，对于虚拟数据<D>，可以自由地设定为所希望的数据。例如，可以与紧接插入位置之后的视频数据相等，也可以考虑提高源极线的充电效果而另外设定数据，该数据对应于比紧接插入之后的视频数据更高的电压。
虽然信号电位在紧接极性反转之后其波形就发生钝化，但本结构中，由于设置虚拟扫描期间并提供预定的信号电位(与虚拟数据对应的信号电位)，因此，可以在该期间内对源极线进行充电。从而，在虚拟扫描期间接下来的水平扫描期间内，可以将所希望的信号电位(与视频数据对应的电位)写入像素。结果，可以防止因紧接极性反转之后的信号电位波形钝化而引起的每隔10行的显示不均匀。
这里，本液晶显示装置中，如上所述，为了在包含10个视频数据的各组中分别逐一插入虚拟数据，即使对各虚拟数据分配虚拟扫描期间，一帧的垂直显示期间也不发生变化(即，对输入的数据串设定的垂直回扫期间VblankX等于实际输出的垂直回扫期间VblankY)，使实际输出的一个水平扫描期间HtotalY短于对输入的数据串设定的一个水平扫描期间HtotalX。下面，对此进行说明。
图33示出下述情况下数据串的输入和该数据所对应的信号电位的输出的关系：即，本液晶显示装置中，将10个视频数据(与一根源极线对应的视频数据)作为一组，并且在各组的最前端插入一个虚拟数据，在扫描信号线进行逐行扫描的同时，按照数据(视频数据和虚拟数据)的排列顺序，输出该数据对应的信号电位，并且对各视频数据对应的信号电位的输出分配一个水平期间，对虚拟数据对应的信号电位的输出分配虚拟扫描期间，以组为单位使信号电位的极性反转(反转周期为1个虚拟扫描期间+10个水平扫描期间)。此外，输入的数据串的设定为全高清电视的标准规格，即，点时钟＝148.5MHz，一帧期间VtotalX＝垂直显示期间VdispX(1080线)+垂直回扫期间VblankX(45线)，水平扫描期间HtotalX(数据的输入间隔)＝2200点，水平扫描期间HtotalX＝水平显示期间HdispX(1920点)+水平回扫期间HblankX(280点)。
如该图所示，本液晶显示装置中，相对于对输入的数据串设定的一个水平扫描期间HtotalX(2200点)，设实际输出的一个水平扫描期间HtotalY为2000点，虚拟扫描期间DtotalY也是2000点。这样，将10根线(各线对应的10个数据)作为一组，对各组的数据串设定的总水平扫描期间为2200点×10＝22000点，各组实际输出的总水平扫描期间加上虚拟扫描期间的期间为2000点×10+2000点×1＝22000点，两者一致。
更具体而言，如图34所示，对输入的数据串设定的水平扫描期间HtotalX(2200点)＝对输入的数据串设定的水平显示期间HdispX(1920点)+对输入的数据串设定的水平回扫期间HblankX(280点)，对此，设实际输出的水平扫描期间HtotalY如上所述，比HtotalX少，为2000点，其中，设实际输出的水平显示期间HdispY为1920点，实际输出的水平回扫期间HblankY为80点。另外，设虚拟扫描期间DtotalY如上所述，比HtotalX少，为2000点，其中，设虚拟显示期间DdispY为1920点，虚拟回扫期间DblankY为80点。
这里，在包括水平回扫期间(HblankY)的水平扫描期间(HtotalY)中，一直向源极线输出信号电位，在像素的晶体管对应于各水平扫描期间变为导通(向对应的栅极线发送栅极导通脉冲)的期间内，对像素进行写入。另外，在包括虚拟回扫期间(DblankY)的虚拟扫描期间(DtotalY)中，也一直向源极线输出信号电位。此外，图53中，在该虚拟扫描期间内未对像素进行写入，但也可以采用在该虚拟扫描期间内对像素进行写入的结构。
还有，图53中，因锁存选通信号的下降使得某一个数据(视频数据和虚拟数据)对应的信号电位被锁存，因下一个锁存选通信号的下降使得下一个数据(视频数据和虚拟数据)对应的信号电位被锁存。这在虚拟扫描期间中也是相同的。另外，还将栅极导通脉冲Pw的宽度设定为例如小于一个水平扫描期间HtotalY。
根据上述结构，可以使得对输入的数据串设定的水平显示期间HdispX等于实际输出的水平显示期间HdispY。从而，可以保持点时钟不变，不增大液晶显示装置的垂直显示期间且不减小垂直回扫期间(维持VdispX＝VdispY、VblankX＝VblankY)，每隔10个水平扫描期间插入一个虚拟扫描期间。
另外，在上述结构中，由于虚拟扫描期间DtotalY等于水平扫描期间HtotalY(2000点)，所以，具有简化信号处理或用于信号处理的结构的优点。
此外，一组的总水平期间数(视频数据数)及总虚拟扫描期间数(虚拟数据数)、一个水平扫描期间HtotalY、和虚拟扫描期间DtotalY的组合由显示控制电路200(液晶面板驱动装置)设定，显示控制电路200基于该组合，生成上述各种信号(POL、LS、SSP、SCK、GCK、GSP、GOE)等。另外，对输入的视频数据插入虚拟数据也由显示控制电路200进行。
此外，上述结构中，是对依次输入的视频数据插入虚拟数据，但并不限于上述情况。也可以不插入虚拟数据(保持数据串输入不变)，采用例如拔除一个锁存脉冲来生成一个虚拟扫描期间的结构。但该结构中，在虚拟扫描期间及其接下来的一个水平扫描期间内输出同一数据。
图35示出下述情况下输入的数据串和该数据所对应的信号电位的输出的关系：即，本液晶显示装置中，将20个视频数据(与一根源极线对应的视频数据)作为一组，并且在各组的最前端插入一个虚拟数据，在扫描信号线进行逐行扫描的同时，按照数据(视频数据和虚拟数据)的排列顺序，输出该数据对应的信号电位，并且对各视频数据对应的信号电位的输出分配一个水平期间，对虚拟数据对应的信号电位的输出分配虚拟扫描期间，以组为单位使信号电位的极性反转(反转周期为1个虚拟扫描期间+20个水平扫描期间)。
如该图所示，本液晶显示装置中，在包含20个视频数据的各组中分别逐一插入虚拟数据，即使对各虚拟数据分配虚拟扫描期间，对输入的数据串设定的垂直显示期间VdispX(1080线)也等于实际输出的垂直显示期间VdispY，因此，对输入的数据串设定的垂直回扫期间VblankX(45线)等于实际输出的垂直回扫期间VblankY。为了实现上述情况，相对于对输入的数据串设定的一个水平扫描期间HtotalX(2200点)，设实际输出的一个水平扫描期间HtotalY为2096点，设虚拟扫描期间DtotalY为2080点。这样，对于输入的20个视频数据的量(20根栅极线的量)，对各组设定的总水平扫描期间为2200点×20＝44000点，各组实际输出的总水平扫描期间加上虚拟扫描期间的期间为2096点×20+2080点×1＝44000点，两者一致。
更具体而言，如图36所示，对输入的数据串设定的水平扫描期间HtotalX(2200点)＝对输入的数据串设定的水平显示期间HdispX(1920点)+对输入的数据串设定的水平回扫期间HblankX(280点)，对此，设实际输出的水平扫描期间HtotalY如上所述，比HtotalX少，为2096点，其中，设实际输出的水平显示期间HdispY为1920点，实际输出的水平回扫期间HblankY为176点。另外，设虚拟扫描期间DtotalY如上所述，比HtotalX少，为2080点，其中，设虚拟显示期间DdispY为1920点，虚拟回扫期间DblankY为160点。
此外，在包括水平回扫期间(HblankY)的水平扫描期间(HtotalY)中，一直向源极线输出信号电位，在像素的晶体管对应于各水平扫描期间变为导通(向对应的栅极线发送栅极导通脉冲)的期间内，对像素进行写入。另外，在包括虚拟回扫期间(DblankY)的虚拟扫描期间(DtotalY)中，也一直向源极线输出信号电位。此外，图13中，是在该虚拟扫描期间内未对像素进行写入，但也可以采用在该虚拟扫描期间内对像素进行写入的结构。
这样，可以使得对输入的数据串设定的水平显示期间HdispX等于实际输出的水平显示期间HdispY。从而，可以保持点时钟不变，不增大液晶显示装置的垂直显示期间且不减小垂直回扫期间(维持VdispX＝VdispY、VblankX＝VblankY)，每隔20个水平扫描期间设置虚拟扫描期间。
另外，由于虚拟扫描期间DtotalY为2080点，水平扫描期间HtotalY为2096点，水平扫描期间变长，因此，有利于像素的充电。
此外，在包含20个视频数据的各组中分别逐一插入虚拟数据，对各虚拟数据分配虚拟扫描期间时，也可以如图37所示，相对于对输入的数据串设定的一个水平扫描期间HtotalX(2200点)，设实际输出的一个水平扫描期间HtotalY为2094点，设虚拟扫描期间DtotalY为2120点。这样，对于输入的20个视频数据的量(20根栅极线的量)，对各组设定的总水平扫描期间为2200点×20＝44000点，各组实际输出的总水平扫描期间加上虚拟扫描期间的期间为2094点×20+2120点×1＝44000点，两者一致。更具体而言，如图37所示，对输入的数据串设定的水平扫描期间HtotalX(2200点)＝对输入的数据串设定的水平显示期间HdispX(1920点)+对输入的数据串设定的水平回扫期间HblankX(280点)，对此，设实际输出的水平扫描期间HtotalY如上所述，比HtotalX少，为2094点，其中，设实际输出的水平显示期间HdispY为1920点，实际输出的水平回扫期间HblankY为174点。另外，设虚拟扫描期间DtotalY如上所述，比HtotalX少，为2120点，其中，设虚拟显示期间DdispY为1920点，虚拟回扫期间DblankY为200点。
这种情况也使得对输入的数据串设定的水平显示期间HdispX等于实际输出的水平显示期间HdispY。从而，可以保持点时钟不变，不增大液晶显示装置的垂直显示期间且不减小垂直回扫期间(维持VdispX＝VdispY、VblankX＝VblankY)，每隔20个水平扫描期间设置虚拟扫描期间。
另外，在上述结构中，由于虚拟扫描期间DtotalY为2120点，水平扫描期间HtotalY为2094点，虚拟扫描期间变长，因此，在极性反转后信号电压波形钝化较大的情况下，有利于源极线的充电。
此外，当输入侧的设定为HtotalX＝2200(HdispX1920+HblankX280)时，为了在包含20个视频数据的各组中分别逐一插入虚拟数据，对各虚拟数据分配虚拟扫描期间，只要将HtotalY(＝HdispY+HblankY)和DtotalY(＝DdispY+DblankY)设定为图38所示的任一种组合即可。
但是，由于虚拟扫描期间与水平扫描期间之差较小为佳，可以简化与其它信号之间的定时调整(例如应用到后文所述的像素分割方式时，容易设定保持电容布线的电位波形)，因此，以加网格部分的组合为佳，即，HtotalY为2094(HdispY1920+HblankY174)且DtotalY为2120(DdispY1920+DblankY200)的组合(上述)、或HtotalY为2095(HdispY1920+HblankY175)且DtotalY为2100(DdispY1920+DblankY180)的组合、或HtotalY为2096(HdispY 1920+HblankY176)且DtotalY为2080(DdispY1920+DblankY160)的组合(上述)为佳。
接着，说明以下结构：即，按照输入顺序，将多个视频数据(与一根源极线对应的视频数据)作为一组，并且至少在各组的最前端插入一个以上虚拟数据，在扫描信号线进行隔行扫描(逐一跳过一根栅极线的隔行扫描)的同时，按照数据(视频数据和虚拟数据)的排列顺序，输出该数据对应的信号电位，并且对各视频数据对应的信号电位的输出分配一个水平期间，对各虚拟数据对应的信号电位的输出分配虚拟扫描期间，以组为单位使信号电位的极性反转。利用该结构，可以实现在列方向上每隔相邻的一个像素、信号电位的极性就反转(行列方向上每隔相邻的一个像素、信号电位的极性就反转)的点反转驱动(1h/1v反转驱动)。此外，该结构中，在显示控制电路200内设有数据重排电路，在该电路中，进行输入数据的重排和虚拟数据的插入(将在后文中阐述)。
图54表示下述情况下输出的数据串及各数据(视频数据和虚拟数据)对应的信号电位的波形、锁存选通信号LS及栅极导通脉冲(像素数据写入脉冲)Pw的时序图：即，将10个视频数据(与一根源极线对应的视频数据)作为一组，并且在各组的最前端插入一个虚拟数据，在扫描信号线进行隔行扫描的同时，按照数据(视频数据和虚拟数据)的排列顺序，输出该数据对应的信号电位，并且对各视频数据对应的信号电位的输出分配一个水平期间，对虚拟数据对应的信号电位的输出分配虚拟扫描期间，以组为单位使信号电位的极性反转(反转周期为1个虚拟扫描期间+10个水平扫描期间)。该图中，横向表示时间的经过，纵向表示施加了栅极导通脉冲的栅极线(写入行)GL1～GLm的各行。与图13的不同点在于，LS信号脉冲在虚拟扫描期间中也上升。图54的优点在于，可以自由地设定虚拟扫描期间的数据。本例中，为了简单起见，输入与紧接其后的水平扫描期间相同的数据。
这种情况下，设与第N行栅极线对应的视频数据为N，则输入的视频数据(未图示)按照以下顺序排列：即，1、2、3、4、5、6、7、8、9、10、11、12、13、14、15、16、17、18、19、20、21、22、23、24......。这里，重排电路将这些视频数据按照2、4、6、8、10、12、14、16、18、20；1、3、5、7、9、11、13、15、17、19；22、24......那样进行分组，并在各组的最前端插入虚拟数据。由此，设与第N行栅极线对应的视频数据为<N>，虚拟数据为<D>，则输出的数据(视频数据和虚拟数据)按照<D>、<2>、<4>、<6>、<8>、<10>、<12>、<14>、<16>、<18>、<20>；<D>、<1>、<3>、<5>、<7>、<9>、<11>、<13>、<15>、<17>、<19>；<D>、<22>、<24>、......的顺序排列，与<D>、<2>、<4>......<20>的各数据对应的正极性信号电位按照该顺序输出到一根源极线，然后，与<D>、<1>、<3>......<19>的各数据对应的负极性信号电位按照该顺序输出到该源极线，接着，与<D>、<22>、<24>......的各数据对应的正极性信号电位按照该顺序输出到该源极线。
此外，对于虚拟数据<D>，可以自由地设定为所希望的数据。例如，可以与紧接插入位置之后的视频数据相等，也可以考虑提高源极线的充电效果而另外设定数据，该数据对应于比紧接插入之后的视频数据更高的电压。
虽然信号电位在紧接极性反转之后其波形就发生钝化，但本结构中，由于设置虚拟扫描期间并提供预定的信号电位(与虚拟数据对应的信号电位)，因此，可以在该期间内对源极线进行充电。从而，在虚拟扫描期间接下来的水平扫描期间内，可以将所希望的信号电位(与视频数据对应的电位)写入像素。而且，通过使对相邻两根源极线施加的信号电压的极性相互反转，可以在显示方面，使各像素的极性发生点反转。因此，对于消除闪烁现象等是有利的。
本液晶显示装置中，为了在包含10个视频数据的各组中分别逐一插入虚拟数据，即使对各虚拟数据分配虚拟扫描期间，一帧的垂直显示期间也不发生变化(即，对输入的数据串设定的垂直回扫期间VblankX等于实际输出的垂直回扫期间VblankY)，使实际输出的一个水平扫描期间HtotalY短于对输入的数据串设定的一个水平扫描期间HtotalX。
具体而言，如图39所示，对输入的数据串设定的水平扫描期间HtotalX(2200点)＝对输入的数据串设定的水平显示期间HdispX(1920点)+对输入的数据串设定的水平回扫期间HblankX(280点)，对此，设实际输出的水平扫描期间HtotalY如上所述，比HtotalX少，为2000点，其中，设实际输出的水平显示期间HdispY为1920点，实际输出的水平回扫期间HblankY为80点。另外，设虚拟扫描期间DtotalY如上所述，比HtotalX少，为2000点，其中，设虚拟显示期间DdispY为1920点，虚拟回扫期间DblankY为80点。
图40示出下述情况下数据串的输入和该数据所对应的信号电位的输出的关系：即，将20个视频数据(与一根源极线对应的视频数据)作为一组，并且在各组的最前端及中间分别插入虚拟数据，在扫描信号线进行隔行扫描的同时，按照数据(视频数据和虚拟数据)的排列顺序，输出该数据对应的信号电位，并且对各视频数据对应的信号电位的输出分配一个水平期间，对虚拟数据对应的信号电位的输出分配虚拟扫描期间，以组为单位使信号电位的极性反转(反转周期为2个虚拟扫描期间+20个水平扫描期间)。除了在紧接极性反转之后设置虚拟扫描期间以外，还另外设置虚拟扫描期间，其目的在于对各种信号处理进行定时调整等。
这种情况也如图40所示，若设实际输出的水平扫描期间HtotalY比HtotalX少，为2000点，设虚拟扫描期间DtotalY也比HtotalX少，为2000点，则可以不改变一帧的垂直显示期间而设置虚拟扫描期间。
图55表示下述情况下输出的数据串及各数据(视频数据和虚拟数据)对应的信号电位的波形、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲(像素数据写入脉冲)Pw、以及CS信号的时序图：即，第1组是将10个视频数据(与一根源极线对应的视频数据)作为一组，并且在各组的最前端插入一个虚拟数据，从第2组开始，将20个视频数据作为一组，并且在各组的最前端插入一个虚拟数据，在扫描信号线进行隔行扫描的同时，按照数据(视频数据和虚拟数据)的排列顺序，输出该数据对应的信号电位，并且对各视频数据对应的信号电位的输出分配一个水平期间，对虚拟数据对应的信号电位的输出分配虚拟扫描期间。该图中的CS A和CS B、CS B和CS C、CS C和CS D......与上述保持电容布线CSi和CSj对应。与图28的不同点在于，LS信号脉冲在虚拟扫描期间中也上升。图55的优点在于，可以自由地设定虚拟扫描期间的数据。本例中，为了简单起见，输入与紧接其后的水平扫描期间相同的数据。
这种情况下，设与第N行栅极线对应的视频数据为N，则输入的视频数据(未图示)按照以下顺序排列：即，1、2、3、4、5、6、7、8、9、10、11、12、13、14、15、16、......43、44、45、46、47、48、49，重排电路将这些视频数据按照1、3、5、7、9、11、13、15、17、19；2、4、6、8、10、12、......36、38、40；21、23、25......45、47、49；42、44、46、48......那样进行分组，并且在各组的最前端插入虚拟数据。由此，设与第N行栅极线对应的视频数据为<N>，虚拟数据为<D>，则输出的数据(视频数据和虚拟数据)按照<D>、<1>、<3>、<5>、<7>、<9>、<11>、<13>、<15>、<17>、<19>；<D>、<2>、<4>、<6>、<8>、<10>、<12>......<36>、<38>、<40>；<D>、<21>、<23>、<25>、<27>、......<45>、<47>、<49>；<D>、<42>、<44>......的顺序排列，与<D>、<1>、<3>、<5>、......<17>、<19>的各数据对应的正极性信号电位按照该顺序输出到一根源极线，然后，与<D>、<2>、<4>、<6>、......<36>、<38>、<40>的各数据对应的负极性信号电位按照该顺序输出到该源极线，接着，与<D>、<21>、<23>、<25>、......<47>、<49>的各数据对应的正极性信号电位按照该顺序输出到该源极线，然后，与<D>、<42>、<44>......的各数据对应的负极性信号电位按照该顺序输出到该源极线。
此外，对于虚拟数据<D>，可以自由地设定为所希望的数据。例如，可以与紧接插入位置之后的视频数据相等，也可以考虑提高源极线的充电效果而另外设定数据，该数据对应于比紧接插入之后的视频数据更高的电压。
这种情况下，若对于第1组，设实际输出的水平扫描期间HtotalY比HtotalX少，为2000点，设虚拟扫描期间DtotalY也比HtotalX少，为2000点，从第2组开始，例如设实际输出的水平扫描期间HtotalY也比HtotalX少，为2094点，设虚拟扫描期间DtotalY也比HtotalX少，为2120点，则可以不改变一帧的垂直显示期间而设置虚拟扫描期间。
下面，利用图56～图58，说明数据的重排方法。这里，示出垂直扫描期间Vtotal为1125H、垂直显示期间Vdisp为1080H、垂直回扫期间为45H的例子。
图56是表示重排电路的简要框图。图57是用于说明数据重排方法的示意图，图58是将图56的虚线包围的部分放大的图。如图56所示，重排电路550具有：重排控制电路552；奇数线用重排用存储器554A；以及偶数线用重排用存储器554B。重排电路550设置于所述显示控制电路200内。
向重排控制电路552输入要显示的视频数据、与视频数据同步的垂直同步信号和水平同步信号、以及用于控制显示动作的控制信号。重排控制电路552将输入的视频数据对每一根线分离成奇数线和偶数线，将各视频数据写入奇数线用的重排用存储器554A和偶数线用的重排用存储器554B，进行了一定期间的该动作后，从奇数线用的重排用存储器554A连续读出视频数据，然后，从偶数线用的重排用存储器554B读出视频数据。
此时，重排控制电路552根据各组的线数，对视频数据数进行计数，从奇数和偶数的各重排用存储器554A和554B读出视频数据，并且在预定位置(例如各组的最前端)插入虚拟数据<D>。此外，输出视频数据的一个水平扫描期间和输出虚拟数据的虚拟扫描期间分别设定得比对输入的视频数据设定的一个水平扫描期间(各视频数据的输入间隔)要短。视频数据的写入、读出顺序通过使用例如事先准备的参考表，按照预定的顺序进行。由此，可以不使用存储一个画面大小的视频数据的帧存储器，从而缩小重排存储器554A、554B的规模，并且可以抑制视频数据的输入和输出在时间上的偏差。
例如图58所示，向重排控制电路552输入视频数据串(a)时，对此将数据分开并依次写入奇数线用的重排用存储器和偶数线用的重排用存储器。这里，在将至少11根线以上的视频数据存入重排用存储器后，继续保持将依次输入的视频数据存入重排用存储器的操作，并开始从奇数线用的重排用存储器读出视频数据。为了简单起见，使虚拟数据<D>与紧接插入位置之后的视频数据一致。
具体而言，首先，从奇数线用的重排用存储器读出第1个视频数据(与第1根栅极线对应的视频数据)作为虚拟数据<D>，然后，连续读出10根栅极线(与第1、3、5、......19根线对应)的视频数据，将此作为第1组。接着，读出第2个视频数据(与第2根栅极线对应的视频数据)作为虚拟数据<D>，然后，连续读出10根栅极线(与第2、4、6、......20根线对应)的视频数据，并且从偶数线用的重排用存储器连续读出10根线(与第22、24、26、......40根线对应)的视频数据，将此作为第2组。接着，再次从奇数线用的重排用存储器读出第21个视频数据(与第21根栅极线对应的视频数据)作为虚拟数据<D>，然后，连续读出10根栅极线(与第21、23、25、......39根线对应)的视频数据，将此作为第3组。通过利用重排控制电路552进行控制，使得反复进行上述一连串的动作，直到最后一行为止，依次进行从重排用存储器的读出。
此外，本例中，有效显示期间VdispY中包含最前端的虚拟数据<D>(与最前端的第1根线相等的数据)，但对于该最前端的虚拟数据<D>，也可以包含在前一帧的垂直回扫期间VblankY的最后。
接下来，说明在上述各实施方式中将M个视频数据作为一组时、在一组中设置多少个虚拟扫描期间a以及如何计算实际输出的水平扫描期间HtotalY及虚拟扫描期间DtotalY的组合。此外，该计算步骤也可以如上所述由显示控制电路200(液晶面板驱动装置)进行。这种情况下，也可以通过计算机执行预定的程序来实现。
图41是表示上述组合计算法的一个示例流程图。如该图所示，首先，获取极性反转周期M(一组的视频数据数)。然后，进入S1，假设虚拟扫描期间数a(一组的虚拟数据数)为1。接着，取M与a之和为A(S2)。再接着，将HtotalX与M之积除以A，得到B(S3)。此外，在获取极性反转周期M后，也可以与S1并行，基于极性反转周期M下的充电特性，确定所需最低限度的虚拟水平扫描期间数C。在此，判定B是否在HdispX以上(S4)，“是”的情况下，进入S7，“否”的情况下(B小于HdispX)，结束处理。在S7中判定B是否为整数，“是”的情况下，进入S8，“否”的情况下，进入S5，使a加上1并返回S2。S8中，判定a是否在由M中的充电特性得到的所需最低限度的虚拟扫描期间数C以上，“是”的情况下，进入S9，“否”的情况下，进入S5。S9中，确定虚拟扫描期间数＝a，HtotalY＝DtotalY＝B，结束处理。
通过利用上述计算法，例如当M＝10时，虚拟扫描期间数＝1，HtotalY＝DtotalY＝2000点，当M＝30时，虚拟扫描期间数＝3，HtotalY＝DtotalY＝2000点，当M＝40时，虚拟扫描期间数＝4，HtotalY＝DtotalY＝2000点，可以迅速计算出使HtotalY＝DtotalY的组合。
但是，由于上述计算法无法算出M＝20的情况，因此，也可以采用以下计算法。图42表示该计算法。如该图所示，首先，获取极性反转周期M(一组的视频数据数)。然后，进入S 10，假设虚拟扫描期间数a(一组的虚拟数据数)为1。接着，取M与a之和为A’(S11)。再接着，将HtotalX与M之积除以A’，得到B’(S12)。此外，在获取极性反转周期M后，也可以与S1并行，基于极性反转周期M下的充电特性，确定所需最低限度的虚拟水平扫描期间数C。在此，判定B’是否在HdispX以上(S14)，“是”的情况下，进入S15，“否”的情况下(B’小于HdispX)，进入S21。S15中对B’的小数点后面进行四舍五入，得到整数D。接着，取D与A’之积为E(S16)，然后，从HtotalX与M之积减去E，得到P，将P除以a，得到F(S17)。在此，判定F是否为整数(S18)，是整数的情况下，进入S19，不是整数的情况下，进入S13，使a加上1并返回S11。S19中，判定a是否在由M中的充电特性得到的所需最低限度的虚拟扫描期间数C以上，”是”的情况下，进入S20，”否”的情况下，返回S13。S20中保存虚拟扫描期间数＝a，HtotalY＝D、DtotalY＝D+F，然后返回S13。S21中，判定是否有已保存的组合，“是”的情况下，进入S22，“否”的情况下，进入S23进行再计算(将在后文中阐述)。S22中，从已保存的组合中选择一个组合，结束处理。
S23的再计算中，利用C(由M中的充电特性得到的所需最低限度的虚拟扫描期间数C)，求出满足HtotalX(2200)×M＝M×α+C×β的α、β，且设虚拟扫描期间数＝C，HtotalY＝α，DtotalY＝β。
图43表示基于图42的流程图的计算结果。如该图所示，当M＝30时，求出虚拟扫描期间数＝1、HtotalY＝2129、DtotalY＝2130的组合；虚拟扫描期间数＝2、HtotalY＝2062、DtotalY＝2070的组合；和虚拟扫描期间数＝3、HtotalY＝2000、DtotalY＝2000的组合。当M＝40时，求出虚拟扫描期间数＝1、HtotalY＝2146、DtotalY＝2160的组合；虚拟扫描期间数＝2、HtotalY＝2095、DtotalY＝2100的组合；虚拟扫描期间数＝4、HtotalY＝2000、DtotalY＝2000的组合；和虚拟扫描期间数＝5、HtotalY＝1955、DtotalY＝1960的组合，从中选择一个组合。
此外，由于图42的计算方法无法计算例如M＝40且虚拟扫描期间数a＝3的情况，因此，在这种情况(预先确定虚拟扫描期间数的情况)下，也可以进行上述再计算。图44是M＝40、虚拟扫描期间数＝3的情况下的再计算的结果。如该图所示，在这种情况下，得到七个组合，从中选择一个组合(例如，M＝40、虚拟扫描期间数＝3、HtotalY＝2044、DtotalY＝2080的组合)。
(对CS信号施加过冲处理的驱动例)
上文中，说明了利用极性在奇数行和偶数行之间反转的分块隔行扫描方式、进行在相邻栅极线之间共用CS布线的多像素驱动(MPD：Multi PixelDrive)的情况。这种情况下，如上所述，若为了防止数据信号极性反转时波形钝化的影响而设置虚拟扫描期间，则随之为了正确地显示明暗，对于CS信号的波形也需要延伸，延伸的部分与数据信号极性反转时的期间相同。
这种情况下，从CS信号的上升沿或下降沿到栅极导通脉冲截止为止的期间不相同。在图59所示的例子中，插入了2H的虚拟扫描期间。该例中，若对第30行和第32行之间的、从CS信号的上升沿或下降沿到栅极导通脉冲截止的定时(栅极截止定时)为止的期间进行比较，则在CS_K的点(3)处为5H，在CS_B的点(4)处为4H，在CS_A的点(5)处为7H，在CS_D的点(6)处为6H。此时，各点处的CS信号的电压达到率存在微小差异，明暗子像素的亮度变化程度互不相同。
作为明显偏离目标亮度变化的位置，是相当于点(4)的位置。即，图59中像素P30暗子像素的电压变化中，ΔVp 30’所示的电位差比其它的都要小。当水平期间较短时，该趋势更加明显，CS信号的电压达到率之差体现于亮度差的点将增大。结果如图60所示，在显示画面上产生周期性的显示不均匀。
针对上述问题，如图61所示，在CS信号的上升沿或下降沿的定时，控制预定宽度的过冲脉冲Poc的生成。CS控制电路90除了控制CS信号的高电平和低电平这2个值之外，还控制高于高电平的过冲高电位及低于低电平的过冲低电位这2个值，一共控制4个值。详细而言，CS控制电路90在CS信号的极性持续期间中，设置施加第一电压的期间和施加第二电压的期间，该第二电压的极性与第一电压相同，且电压的绝对值大于第一电压的绝对值。
若采用这种CS信号，则可以改善脉冲的上升沿或下降沿处波形的钝化。换言之，即使是从CS信号的极性反转时刻到栅极截止定时为止的时间较短的情况下，也可以提高在栅极截止定时的CS电压的达到度。从而，可以减小由CS信号的上升沿或下降沿到栅极截止定时为止的期间的差异而引起的CS信号电压达到率的差异。另外，当存在从CS信号的极性反转时刻到栅极截止定时为止的时间较短的行和较长的行时，也可以防止因CS信号的电压达到度之差而引起的显示不均匀。即，可以改善图60所示的周期性显示不均匀。
此外，本例中，Poc的宽度为1H，但也可以将其设定为2H。但是，为了稳定栅极导通脉冲截止时CS信号的电位，将其设定为从CS信号的上升沿或下降沿到栅极截止定时为止的期间的一半以下为佳。
另一方面，图62示出高清晰面板或帧率较高的情况下、水平期间H较短时CS信号的设定波形(实线)和实际波形(虚线)的图。该图中，栅极导通脉冲旁边所示的数值，是用水平期间H表示从CS信号的极性反转时刻到栅极截止定时为止的时间的数值。此外，为了简化说明，省略了行信息等。
脉冲Poc的电压大小不可设定为CS控制电路90的耐压以上。因此，当水平期间H较短时，即使施加了最大电压的脉冲Poc，CS信号的电压达到率有时也不够。这种情况下，在各栅极截止定时，CS信号的电压达到率不相同，仍然存在上述周期性的显示不均匀。
这里，在从CS信号的极性反转时刻到栅极截止定时为止的时间为4H、5H和6H、7H的情况下，如果可以使这两种情况下的CS信号的电压达到率相接近，则可以进一步减轻上述显示不均匀。图63示出实现上述结果的CS信号的驱动例。在该图所示的例子中，根据CS信号的极性反转周期长度，改变过冲脉冲的脉宽及施加定时。具体而言，在极性反转周期为5H的期间中，在CS信号的上升沿或下降沿的定时施加预定脉宽的过冲脉冲Poc，而在极性反转周期为7H的期间中，在从CS信号的上升沿或下降沿经过预定期间后的定时，施加脉宽短于过冲脉冲Poc的脉宽的过冲脉冲Poc’。
由于极性反转周期为7H的期间中CS信号的电压达到率比极性反转周期为5H的期间要高，因此，通过使过冲脉冲Poc’的脉宽小于过冲脉冲Poc的脉宽，可以使两者的CS信号的电压达到率相接近。另外，通过改变过冲脉冲Poc’的施加定时，也可以使两者的CS信号的电压达到率相接近。从而，可以进一步减轻上述显示不均匀。
另外，在图64所示的例子中，使得过冲脉冲Poc和过冲脉冲Poc’的电压不相同。通过使过冲脉冲Poc’的电压小于过冲脉冲Poc的电压，可以使极性反转周期为7H期间与极性反转周期为5H期间的CS信号的电压达到率相接近。
如果根据CS信号中的极性反转周期的长度，改变过冲脉冲的脉宽、施加定时、以及电压值中的至少一方，就可以获得上述效果。
(减轻虚拟插入期间中的显示不均匀的结构例)
图65示出在一个块所包含的扫描线数α为24的分块隔行扫描方式的驱动中，第一虚拟插入期间及第二虚拟插入期间分别为2H时的CS干线和各CS线的连接状态、以及CS信号和栅极导通脉冲的时序图。该图中，示出了第1行～第24行栅极线相关的图，而实际上，是由到第24行为止的栅极线构成一个块，并在列方向上重复这一块，从而实现分块隔行扫描方式。
这种情况下，将在插入虚拟插入期间的定时所存在的CS信号极性持续期间，与插入虚拟插入期间的期间相加，即加上2H。即，在插入虚拟插入期间的定时所存在的CS信号的极性持续期间为8H，除此以外的CS信号的极性持续期间为6H。另外，由于一个块所包含的扫描线数α为偶数24，因此，只要CS信号的相数为12相，就可以与所有CS线对应。
在该方式的块反转驱动中，对极性反转部分及其附近进行空白插入。该影响导致第12根线及第24根线中的、从栅极导通脉冲截止直到CS信号极性反转为止的时间，与其它线大不相同。例如，第12根线的上侧子像素的从栅极导通脉冲截止直到CS信号极性反转为止的时间为t1，第12根线的下侧子像素的从栅极导通脉冲截止直到CS信号极性反转为止的时间为t2，若对t1和t2进行比较，则t2比t1长3H。因此，由于CS信号的上扬/下压电压引起像素电极的电压变动在一帧内的平均值，对于特定线的子像素和除此以外的线的子像素是不相同的，所以有时会看到条纹不均匀的现象。
图66是说明用于解决上述问题的实施例的图，与图65相同，示出在一个块所包含的扫描线数α为24的分块隔行扫描方式的驱动中，第一虚拟插入期间及第二虚拟插入期间分别为2H时的CS干线和各CS线的连接状态、以及CS信号和栅极导通脉冲的时序图。
与图65的不同点在于，新导入了2个CS信号的相位。具体而言，增加了2根CS干线，并增加了CS_N和CS_O作为CS信号的相位种类。如图66中用粗线所示，第12行栅极线的下侧子像素所对应的CS线与CS_N连接，第24行栅极线的下侧子像素与CS_O连接。若关注第12根线的粗线波形，则第12根线的下侧子像素的从栅极导通脉冲截止直到信号极性反转为止的时间t2’，比图65中的t2’短2H。从而，与其它的线不存在差异，因此，可以抑制条纹不均匀，
CS_N的波形与CS_O的波形为彼此反相的波形。第24根线也一样，由于其下侧子像素的从栅极导通脉冲截止直到CS信号极性反转为止的时间与其它的线不存在差异，因此，可以抑制条纹不均匀。
若将上述内容进行广义表示，则如下所述。一个块所包含的扫描信号线数为α(α为自然数)，在一个块的扫描过程中插入两个位置以上的虚拟插入期间的驱动方法中，只要采用至少用α/k(k为自然数，选择α和k，使得α/k为整数)+2相的上述保持电容信号来驱动上述保持电容布线的结构即可。在图66的例子中，α＝24，k＝2，用24/2+2＝14相的CS信号驱动CS线。
(减少CS信号的相位种类的结构例)
图67示出在一个块所包含的扫描线数α为48的分块隔行扫描方式的驱动中，第一虚拟插入期间及第二虚拟插入期间分别为2H时的CS干线和各CS线的连接状态、以及CS信号和栅极导通脉冲的时序图。该图中，示出了第1行～第24行栅极线相关的图，而实际上，是由到第48行为止的栅极线构成一个块，并在列方向上重复这一块，从而实现分块隔行扫描方式。
在该图所示的例子中，使用A～H、J～M的共计12根CS干线。设各CS信号的极性持续期间为6H和8H，在相邻偶数行和奇数行的栅极导通脉冲施加定时之间，CS信号的极性反转4次。这是由于，与相邻行写入时间差期间的长度相比，CS信号的极性反转周期较短。
当驱动频率较高时，如上所述，CS信号的极性持续时间较短，则由于CS信号钝化的影响，使得栅极截止时CS信号的电压达到目标值的达到率降低，产生可以看到显示不均匀的问题。为了改善上述情况，通过延长CS信号的极性反转期间，可以降低CS信号钝化的影响。然而，为了延长CS信号的极性反转期间，需要增加CS信号的相位种类，因此，需要增加CS干线的数量。从而产生以下问题：即，布线增加；或因布线的走线变复杂而导致需要增大基板面积、或短路的风险增大等。
图68示出不增加CS干线的根数来延长CS信号的极性持续期间的驱动例。该图示出CS信号的波形为12相时的CS干线与各CS线的连接状态、以及CS信号和栅极导通脉冲的时序图。图68中的栅极导通位置(1)～(14)记载了CS信号的极性反转定时和栅极导通脉冲的所有定时。该图中，示出了第1行～第48行栅极线相关的图，而实际上，是由到第48行为止的栅极线构成一个块，并在列方向上重复这一块，从而实现分块隔行扫描方式。
该例中，中间夹着一根CS线的两根CS线与同一CS干线连接。具体而言，CS干线A与CS线0、2、25、27、48、50、73、75连接，CS干线B与CS线1、3、24、26、49、51、72、74连接。从CS干线C、D开始，分别与CS干线A、B所连接的CS线的间隔4根线之后的CS线连接。每隔48根CS线，重复CS干线与CS线的连接关系。
另外，该驱动例中，在每48行扫描线为一块的块中，按照偶数行、奇数行(或奇数行、偶数行)的顺序进行隔行扫描，在数据信号极性反转时，插入2H作为虚拟扫描期间。为了正确显示多像素的明暗，在极性未反转的部分也插入2H的虚拟扫描期间。CS信号包括极性持续期间为14H的低电平期间和高电平期间的信号、以及极性持续期间为12H的低电平期间和高电平期间的信号。
在图68所示的例子中，不用增加CS信号的波形相数，就可以延长CS信号的极性持续期间。即，不需要增加多余的布线或电路，就可以提高栅极截止时的CS电压达到度，可以减轻因CS电压实际波形的钝化而引起的显示不均匀。
此外，也可以进行图87所示的驱动。与图68的不同点在于，包含插入虚拟插入期间的位置在内的极性持续期间为14H，除此以外的极性持续期间为12H。
图88示出图68及图87中的CS信号的极性反转定时和栅极导通信号的定时，分别作为波形1和波形2。如该图所示，只要满足以下5点即可：(a)在栅极导通位置(1)(2)(3)之后改变CS信号的电压电平；(b)在栅极导通位置(13)(4)(5)(6)之后改变CS信号的电压电平；(c)在栅极导通位置(14)(7)(8)(9)之后改变CS信号的电压电平；(d)在栅极导通位置(10)(11)(12)之后改变CS信号的电压电平；(e)极性持续期间为14H的期间的长度与极性持续期间为12H的期间的长度对于低电平及高电平都相等。
(消除CS信号的极性分布不平衡的结构例)
另一方面，利用分块隔行扫描方式在插入虚拟水平期间时，如上所述，需要根据插入的虚拟水平期间的长度，延长CS信号的极性持续期间。例如，当插入的虚拟水平期间为2H时，在图68所示的例子中，极性持续期间为14H的部分和12H的部分混合存在。这种情况下，根据CS信号的极性反转定时和栅极截止定时的关系，CS信号对各像素的电压上扬效果发生变化，使得液晶施加电压的有效值不相同。在上述例子中，CS信号的极性反转定时与栅极截止定时的关系在相邻块之间不相同，从而出现以块为单位的亮度不同的显示不均匀。下面，说明该理由。
图70(a)及(b)示出CS信号的极性反转定时与栅极截止定时的关系为互不相同的驱动例。首先，两者都是CS信号的极性反转定时均如下所述：即，极性持续期间为14H的部分连续出现2次，极性持续期间为12H的部分也连续出现2次，且上述情况重复出现。而且，图70(a)中，在极性持续期间为14H的部分连续出现2次中的第一次14H(图中(A))中施加栅极导通脉冲，而图70(b)中，在极性持续期间为14H的部分连续出现2次中的第二次14H(图中(B))中施加栅极导通脉冲。此外，图70(a)是关于图68的栅极导通位置(2)的定时的驱动例，图70(b)是关于图68的栅极导通位置(5)的定时的驱动例。
这里，关注一帧期间内CS信号为“H”(高电平)的期间的长度。图70(a)与(b)中的CS信号为“H”(高电平)的期间(上扬期间)在一帧期间内不相同的部分，是阴影所示的部分。若在该部分对两者进行比较，则阴影所示的CS信号为“H”(高电平)的期间在(a)中是14H(14个水平期间)+9H(9个水平期间)＝23H(23个水平期间)，在(b)中是12H(12个水平期间)+9H(9个水平期间)＝21H(21个水平期间)，(a)比(b)要长2H大小(2个水平期间大小)的“H”(高电平)期间。即，(a)的液晶施加电压的有效值较高。从而，采用(a)定时的第1行～第24行栅极线对应像素的显示比采用(b)定时的第25行～第48行栅极线对应像素的显示要亮，使得相邻块之间产生亮度差。
图70(c)及(d)示出解决该问题的CS信号的波形例。如该图所示，将CS信号中极性持续期间为14H的部分分成12H的部分和2H的部分，并且设定2H的部分，使得“H”(高电平)期间与“L”(低电平)期间相等。这样，可以使一帧内的CS信号的“H”期间和“L”期间相等，而与栅极导通脉冲的施加定时无关，因此，可消除上扬时间的分布不平衡。在该图所示的例子中，是将2H部分分成1H的“H”(高电平)期间和1H的“L”(低电平)期间，但也可以用更短的周期进行分割，以使“H”(高电平)期间和“L”(低电平)期间均等。
在该图所示的例子中，阴影所示的上扬时间在(c)中为1H+12H+9H＝22H，在(d)中为12H+1H+9H＝22H，(c)和(d)的上扬时间相等。因此，对于在(c)中(A)处施加栅极导通脉冲的情况、与在(d)中(B)处施加栅极导通脉冲的情况，其液晶施加电压的有效值相等。
图69示出施加上述(c)及(d)所示的CS信号时的CS干线与各CS线的连接状态、以及CS信号和栅极导通脉冲的时序图。在包括虚拟插入期间在内的对一个块进行扫描的期间(48H+2H+2H＝52H)中，对上述保持电容信号进行设定，使得保持电容信号为高电平的期间(1H+12H+1H+12H＝26H)与为低电平的期间(1H+12H+1H+12H＝26H)之差相等。
图69中栅极导通位置(1)～(14)记载了CS信号的极性反转定时和栅极导通脉冲的所有定时。图70(c)是关于图69的栅极导通位置(2)的定时的驱动例，图70(d)是关于图69的栅极导通位置(5)的定时的驱动例。在进行上述驱动的情况下，可消除使用(c)定时的第1行～第24行栅极线、与使用(d)定时的第25行～第48行栅极线的亮度差。
另外，即使在包括虚拟插入期间在内的对一个块进行扫描的期间中，保持电容信号为高电平的期间与为低电平的期间之差不完全相等，但只要该期间差在1H以内，就可以大致控制亮度差。而且，对于上述保持电容信号，希望一帧内保持电容信号的高电平期间和低电平期间之差的绝对值在各保持电容布线中的差为1H以内。
此外，上述例子中，是基于图68所示的驱动例导出了图69所示的驱动例，但基于图87所示的驱动例，也可同样得到图69所示的驱动例。
另外，如图89的评价结果表所示，对不同扫描线数进行研究的结果是：对于保持电容信号，只要一帧内保持电容信号的高电平期间与低电平期间之差的绝对值在各保持电容布线中的差(该图中记为“差”)、与一帧期间之比(该图中记为“比”)在0.13％以下，就可以抑制亮度不均匀。更好的是在0.09％以下，从而可以进行更好的显示。该图的“不均匀(目测评价)”一栏中，同心圈表示无亮度不均匀现象的良好状态，单圈表示稍微有亮度不均匀的显示的良好状态，三角形表示亮度不均匀有点明显的状态，×表示亮度不均匀非常明显的状态。
[栅极驱动器的结构及动作]
接下来，说明上述各实施方式中使用的栅极驱动器400的详细结构。图46是表示栅极驱动器400的结构例的框图。如该图所示，栅极驱动器400具备多个栅极驱动器用IC411～41q。图45示出一个栅极驱动器用IC41n的结构例。
栅极驱动器用IC41n具备第一和第二移位寄存器42和43、第一和第二与门441和442、以及输出部45。第一移位寄存器42是奇数级用移位寄存器，第二移位寄存器43是偶数级用移位寄存器。第一与门441对应于来自第一移位寄存器42的输出而设置，第二与门442对应于来自第二移位寄存器43的输出而设置。输出部45基于第一与门441和第二与门442的输出信号g1～gp，输出扫描信号G1～Gp。
向栅极驱动器用IC41n输入从外部输入到各移位寄存器的起始脉冲信号SPia和SPib、时钟信号CKa和CKb、以及输出控制信号OEa和OEb。起始脉冲信号SPia和SPib分别输入到第一移位寄存器42和第二移位寄存器43的输入端，从第一移位寄存器42和第二移位寄存器43的输出端输出要输入到后续栅极驱动器用IC的起始脉冲信号SPoa、SPob。
向第一与门441输入来自第一移位寄存器42的奇数级输出信号Qk(k为奇数)和输出控制信号OEa的逻辑反转信号。另一方面，向第二与门442输入来自第二移位寄存器43的奇数级输出信号Qk(k为偶数)和输出控制信号OEb的逻辑反转信号。
本结构例的栅极驱动器400通过将多个(q个)上述结构的栅极驱动器用IC411～41q串联连接而实现。即，将各栅极驱动器用IC41n内的第一和第二移位寄存器42和43的输出端(起始脉冲信号SPoa和SPob的输出端子)与下一个栅极驱动器用IC内的第一和第二移位寄存器42和43的输入端(起始脉冲信号SPia和SPib的输入端子)连接，以使栅极驱动器用IC411～41q内的第一和第二移位寄存器42和43形成一个移位寄存器(以下，将通过这样串联连接而形成的移位寄存器称为“耦合移位寄存器”)。
其中，向最前端的栅极驱动器用IC411内的第一和第二移位寄存器42和43的输入端输入来自显示控制电路200的栅极起始脉冲信号GSPa、GSPb，最末端的栅极驱动器用IC41q内的第一和第二移位寄存器42和43的输出端不与外部连接。另外，来自显示控制电路200的栅极时钟信号GCKa和GCKb、以及输出控制信号GOEa和GOEb，作为时钟信号CKa和CKb、以及输出控制信号OEa和OEb，公共输入到各栅极驱动器用IC41n。
接下来，参照图47所示的波形图，说明上述结构例的栅极驱动器400的动作。如波形图所示，显示控制电路200生成仅在与像素数据写入脉冲Pw对应的期间Tspw内为高电平(激活)的信号，作为栅极起始脉冲信号GSP(奇数级用GSPa和偶数级用GSPb)，并且生成每隔一个水平扫描期间(1H)仅在预定期间内为高电平的栅极时钟信号GCK(奇数级用GCKa和偶数级用GCKb)。
当这样的栅极起始脉冲信号GSP及栅极时钟信号GCK(GCKa和GCKb)输入到栅极驱动器400时，输出最前端的栅极驱动器用IC411中第一和第二移位寄存器42和43的初级输出信号Q1和Q2。该输出信号Q1和Q2在各帧期间中，包含与像素数据写入脉冲Pw对应的脉冲Pqw。这里，为了形成第一个输出信号Q1和Q2，使第一个GCKa和GCKb以2H的间隔变为高电平。
上述脉冲Pqw按照栅极时钟信号GCK，在栅极驱动器400的耦合移位寄存器中依次进行传输。与之相应，从耦合移位寄存器的各级依次错开地将输出信号Qn输出，该输出信号Qn的信号波形与GCK上升沿同时变为高电平，与下一个GCK的上升沿同时变为低电平。
另外，显示控制电路200如上文所述，生成要提供给构成栅极驱动器400的栅极驱动器用IC411～41q的栅极驱动器输出控制信号GOE(GOEa和GOEb)。这里，要提供给第n个栅极驱动器用IC41n的栅极驱动器输出控制信号GOE，在从该栅极驱动器用IC41n内的第一和第二移位寄存器42和43的某一级输出与像素数据写入脉冲Pw对应的脉冲Pqw的期间内，变为低电平或高电平以调整像素数据写入脉冲Pw。这相当于上述在预定期间内变为高电平的情况，以下称之为“写入期间调整脉冲”。
此外，用以调整像素数据写入脉冲Pw而在栅极驱动器输出控制信号GOE中包含的脉冲(写入期间调整脉冲)，可以根据所需的像素数据写入脉冲Pw进行适当调整。这里，当数据信号波形的极性(POL)反转时，控制GOE，以使得不写入极性将要反转之前的信号电位。同样地，可以在数据信号波形的极性(POL)反转时，控制脉冲Pw的宽度，以使得极性将要反转之前的脉冲Pw不写入紧接极性反转之后的信号电位。通过调整由该GOE控制的宽度，可以在数据信号波形的极性(POL)反转时，形成与上述所有实施方式对应的像素数据写入脉冲Pw。
而且，GCK由控制奇数级输出的GCKa和控制偶数级输出的GCKb构成，这些时钟信号与数据信号极性POL的反转联动，并维持在高电平，接着，在数据信号的极性再次反转后经过虚拟插入期间(1H)时，时钟信号变为低电平，重新开始每隔1H仅在预定期间内变为高电平的基本动作。利用输出信号Qk的波形Pqw的长度伴随该时钟(GCKa和GCKb)动作的变动，用各输出控制信号GOEa和GOEb(“写入期间调整脉冲”)控制各Pqw中想要输出像素数据写入脉冲Pw的期间。
在各栅极驱动器用IC芯片41n(n＝1～q)中，基于上述移位寄存器各级的输出信号Qk(k＝1～p)、栅极时钟信号GCK及栅极驱动器输出控制信号GOE，利用第一和第二与门441和442，生成内部扫描信号g1～gp，在输出部45对这些内部扫描信号g1～gp进行电平转换，输出要施加到栅极线GL1～GLm的扫描信号G1～Gp。由此，如波形图所示，向栅极线GL1～GLm依次施加像素数据写入脉冲Pw。
图48是表示不同于图47的驱动动作的波形图。下面，仅说明与图47所示驱动动作的不同点。
GCK由控制奇数级输出的GCKa和控制偶数级输出的GCKb构成。这些时钟信号与数据信号极性POL的反转联动，并维持在低电平，接着，在数据信号的极性再次反转后经过虚拟水平期间(1H)和用于写入像素数据的水平期间(1H)时，重新开始时钟信号每隔1H仅在预定期间内变为高电平的基本动作。
利用输出信号Qk的波形Pqw的长度伴随该时钟信号(GCKa和GCKb)动作的变动，用各输出控制信号GOEa和GOEb(写入期间调整脉冲)控制各Pqw中想要输出像素数据写入脉冲Pw的期间。
此外，用以调整像素数据写入脉冲Pw而在栅极驱动器输出控制信号GOE中包含的脉冲(写入期间调整脉冲)，可以根据所需的像素数据写入脉冲Pw进行适当调整。
(双脉冲驱动例)
例如，为了提高扫描频率而需要将水平扫描期间设定得较短的情况下，由于栅极导通脉冲的脉宽也缩短，使得对各像素的充电时间变短，从而导致充电不充分。为了应对这种情况，考虑在正式充电期间和预充电期间中对像素进行充电的结构，在所述正式充电期间中，使栅极线为选择状态，以从源极线对各像素施加电压，在所述预充电期间中，在所述正式充电期间之前的定时，使同一栅极线为选择状态。
这样，在将设置正式充电期间和预充电期间的驱动应用于上述图47所示的驱动动作时，进行例如图71所示的驱动。如该图所示，将预充电期间和正式充电期间设定在栅极时钟GCK的低电平期间、即栅极时钟GCK脉冲之间的宽度。
这种情况下，为了在数据信号波形的极性反转部进行虚拟数据的插入，延长栅极时钟GCK的低电平期间。由此，利用栅极时钟GCK的低电平期间较长的部分设定预充电期间或正式充电期间的栅极线的行、与除此以外的栅极线的行，其栅极导通脉冲的波形不相同，有时导致不同的行充电率不同，从而产生亮度差。图72中示出该亮度差导致显示不均匀的状态的例子。
此外，在图71所示的例子中，是隔行扫描块反转的情况，但在逐行扫描块反转(nH反转)的情况下也会产生同样的问题。如图72所示，在隔行扫描的情况下隔行产生显示不均匀，因此，其显示不均匀比逐行扫描的情况要更加明显。
下面，说明一种驱动方法，作为处理该问题的措施，该驱动方法并不是用GCK的低电平时间来确定栅极导通脉冲的宽度，而是用GCK和GOE这2个信号的组合任意设定栅极导通脉冲的宽度。首先，将成为栅极导通脉冲Pw基础的脉冲Pqw的宽度预先设定为预定值(例如2H等)。通过用GOE进行屏蔽，使得栅极导通脉冲的长度可以微调。另外，使得在正式充电期间中，即使GOE脉冲上升(为高电平)，也保持栅极导通脉冲为高电平，从而可以对所有线公共地设置正式充电期间，而与GOE脉冲无关。这种情况下，只要将GOE固定在高电平，也可以实现单脉冲驱动。
图73示出控制栅极导通脉冲Pw的脉宽的例子。在这些例子中，正式充电期间由GCK的低电平期间设定，而不受GOE的影响。与此不同的是，预充电期间受到GOE脉冲波形的影响。例1中，脉冲Pqw最开始的部分被GOE脉冲屏蔽，使得预充电期间变短。例2中，脉冲Pqw的中途部分被GOE脉冲屏蔽，使得预充电期间被分割成2个期间，并且总的期间也变短。例3中，脉冲Pqw最后的部分被GOE脉冲屏蔽，使得预充电期间变短，并且，在预充电期间和正式充电期间之间插入了间隙。例4中，GOE被固定在低电平，使得预充电期间的长度最长。例5中，GOE被固定在高电平，预充电期间为0，从而实现单脉冲驱动。
(实现双脉冲的栅极驱动器的结构及动作(1))
图74示出用上述双脉冲驱动、实现逐行扫描nH反转驱动的栅极驱动器用IC41n的结构例。如该图所示，栅极驱动器用IC41n具备移位寄存器46、与该移位寄存器46的各级对应设置的第一、第二和第三与门441、442、443、第一或门444、以及基于第三与门443的输出信号g1～gp输出扫描信号G1～Gp的输出部45。栅极驱动器用IC41n从外部接收起始脉冲信号SPi、时钟信号CK、输出控制信号OE、以及选择信号SEL。起始脉冲信号SPi施加到移位寄存器46的输入端，从移位寄存器46的输出端输出要输入到后续的栅极驱动器用IC41n+1的起始脉冲信号SPo。
另外，在移位寄存器46的奇数级(Qk；相当于k＝1～p中k为奇数的级)，向第一与门441输入该输出控制信号OE和选择信号SEL的逻辑反转信号，向第二与门442输入时钟信号CK和选择信号SEL，向第一或门444输入第一与门441和第二与门442的输出，向第三与门443输入第一或门444的输出的逻辑反转信号和移位寄存器46的奇数级输出信号Qk(k为奇数)。
另一方面，在移位寄存器46的偶数级(Qk；相当于k＝1～p中k为偶数的级)，向第一与门441输入该输出控制信号OE和选择信号SEL，向第二与门442输入时钟信号CK和选择信号SEL的逻辑反转信号，向第一或门444输入第一与门441和第二与门442的输出，向第三与门443输入第一或门444的输出的逻辑反转信号和移位寄存器的偶数级输出信号Qk(k为偶数)。
本结构例的栅极驱动器400通过将多个(q个)上述结构的栅极驱动器用IC411～41q串联连接而实现。即，将各栅极驱动器用IC41n内的移位寄存器46的输出端与下一个栅极驱动器用IC41n+1内的移位寄存器46的输入端连接，以使栅极驱动器用IC芯片411～41q内的移位寄存器46形成一个移位寄存器。
其中，向最前端的栅极驱动器用IC411内的移位寄存器46的输入端，输入来自显示控制电路200的栅极起始脉冲信号GSP，最末端的栅极驱动器用IC芯片41q内的移位寄存器46的输出端不与外部连接。另外，来自显示控制电路200的栅极时钟信号GCK、GOE、以及SEL作为时钟信号CK、输出控制信号OE、以及选择信号SEL，公共地输入到各栅极驱动器用IC411～41q。
接下来，参照图75所示的波形图，说明上述结构例的栅极驱动器400的动作。如波形图所示，显示控制电路200生成仅在与像素数据写入脉冲Pw对应的期间Tspw内为高电平的信号，作为栅极起始脉冲信号GSP，并且生成栅极时钟信号GCK，该栅极时钟信号GCK除了在紧接数据信号极性反转之后，基本上每隔一个水平扫描期间(1H)仅在预定期间内为高电平。
当这样的栅极起始脉冲信号GSP及栅极时钟信号GCK输入到栅极驱动器400时，输出最前端的栅极驱动器用IC411中的移位寄存器46的初级输出信号Q1。该输出信号Q1在各帧期间中，包含与像素数据写入脉冲Pw对应的脉冲Pqw。
上述脉冲Pqw按照栅极时钟信号GCK，在栅极驱动器400的耦合移位寄存器中依次进行传输。与之相应，从耦合移位寄存器的各级依次错开地将输出信号Qn输出，该输出信号Qn的信号波形与GCK上升沿同时变为高电平，与2个这样的GCK之后的GCK上升沿同时变为低电平。
从GCK变为高电平后数据信号极性反转的定时，直到下一次GCK变为高电平为止的间隔为2H。伴随该时钟GCK的动作，输出信号Qk的波形Pqw的长度发生变动。
另外，显示控制电路200如上文所述，生成要提供给构成栅极驱动器400的栅极驱动器用IC411～41q的栅极驱动器输出控制信号GOE和选择信号SEL。利用选择信号SEL选择GCK和GOE中的某一个，通过这样的选择，调整脉冲Pqw的脉宽，设定像素数据写入脉冲Pw。图中，Pqw和Pw的脉宽中记载的“OE”和“CK”分别表示由GOE控制的部分和由GCK控制的部分。
在各栅极驱动器用IC芯片41n(n＝1～q)中，基于上述移位寄存器各级的输出信号Qk(k＝1～p)、栅极时钟信号GCK、栅极驱动器输出控制信号GOE、以及选择信号SEL，利用第一和第二与门441和442、第一或门444、以及第三与门443，生成内部扫描信号g1～gp，在输出部45对这些内部扫描信号g1～gp进行电平转换，输出要施加到栅极线GL1～GLm的扫描信号G1～Gp。
由此，向栅极线GL 1～GLm依次施加相同脉宽的像素数据写入脉冲Pw。从而，可以使数据信号极性反转的栅极线的行、与除此以外的栅极线的行的充电期间长度相等，因此，可以防止上述显示不均匀。
此外，也可以如图76所示，在GCK变为高电平后数据信号极性反转的定时，使GCK的高电平持续1H期间。这种情况下，伴随时钟GCK的动作，输出信号Qk的波形Pqw的长度也发生变动。而且，通过适当地设定栅极驱动器输出控制信号GOE和选择信号SEL，可以与上述相同，向栅极线GL1～GLm依次施加相同脉宽的像素数据写入脉冲Pw。
这里，关于下文所示的图77～图79的数据信号波形极性反转时的栅极导通脉冲Pw的形成，可以通过使用图74所示的栅极驱动器用IC，适当地选择栅极时钟GCK、栅极驱动器输出控制信号GOE的脉宽、以及选择信号SEL来实现。例如，用GCK屏蔽极性将要反转之前的栅极导通脉冲的下降沿，用GOE屏蔽紧接极性反转之后的栅极导通脉冲的上升沿即可。
图77示出利用上述双脉冲驱动在数据信号电压以数据信号电压的中间值Vsc为基准每隔10行极性反转的逐行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的一个水平期间(1H)作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、以及栅极导通脉冲(像素数据写入脉冲)Pw的时序图。该图中，横向表示时间的经过，纵向表示施加了栅极导通脉冲的栅极线(写入行)GL1～GLm的各行。
在紧接极性反转之后，实际数据信号的波形就发生钝化，即，数据信号波形在极性反转后达到预定电压为止需要时间。对此，在上述驱动方式中，通过在极性反转之后紧接的一个水平期间中不设置正式充电期间，设置虚拟的水平期间。由此，在虚拟插入期间之后的水平期间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。
这样，通过设置虚拟插入期间，可以提高极性反转后像素数据写入时的源极线SL1～SLn(数据信号线)的实际电压相对于施加电压的达到率(充电率)。从而，可以防止因极性反转时的数据信号波形钝化而引起的每隔10行的显示不均匀。
另外，如图78所示，在上述驱动中，若从极性反转时刻之前的时刻施加的栅极导通脉冲Pw中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲Pw的最后端开始、直到施加了该栅极导通脉冲Pw的水平期间的结束时刻为止的时间为第一期间，从极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲Pw中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲Pw的施加开始时刻为止的时间为第二期间，则该第二期间比所述第一期间要长。
若采用这种驱动，则在极性反转时刻不施加栅极导通脉冲Pw，因此，可以对在极性反转前后施加了栅极导通脉冲Pw的相邻两根栅极线，不同时地施加极性相互反转的数据信号。从而，可以防止极性反转时图像显示的紊乱。
另外，在极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲Pw中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲Pw，从极性反转时刻起经过比所述第一期间要长的期间后进行栅极导通。由此，可以在极性反转时产生的数据信号波形钝化较大的期间内不进行预充电，因此，能够抑制显示不均匀等而进行高显示质量的显示。
图79示出利用上述双脉冲驱动在数据信号电压以Vsc为基准每隔10行极性反转的逐行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的两个水平期间(2H)作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、以及栅极导通脉冲Pw的时序图。在这些图中，横向表示时间的经过，纵向表示施加了栅极导通脉冲的栅极线(写入行)GL1～GLm的各行。
如上所述，通过设定虚拟插入期间的长度，使其包含实际数据信号从极性反转后达到预定电压为止的时间，从而在虚拟插入期间之后的水平期间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。这样，通过设置虚拟插入期间，可以提高极性反转后像素数据写入时的源极线SL1～SLn的实际电压相对于施加电压的达到率。从而，可以防止因极性反转时的数据信号波形钝化而引起的每隔10行的显示不均匀。
此外，在上述例子中，虚拟插入期间为2H或3H，但也可以根据极性反转后数据信号波形的钝化程度，将其设定为4H以上。
另外，在上述驱动中，施加栅极导通脉冲，使得从极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲Pw中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲Pw的施加开始时刻为止的时间在水平显示期间的时间以上，该水平显示期间是从水平期间减去了水平回扫期间而得到的期间。
如上所述，通常，将对源极线施加的数据信号设计成在一个水平显示期间内对像素进行充电那样的信号波形。由此，在从极性反转时刻起经过一个水平显示期间以上的时刻，将抑制极性反转时所产生的数据信号波形钝化的影响。由此，可以在极性反转时产生的数据信号波形钝化较大的期间内不进行像素充电，因此，能够抑制显示不均匀等而进行高显示质量的显示。
此外，上述结构例中，是通过适当地选择栅极时钟GCK、栅极驱动器输出控制信号GOE的脉宽、以及选择信号SEL，施加作为双脉冲的栅极导通脉冲Pw，但也可以采用不使用选择信号SEL的结构。图90示出不使用选择信号SEL而施加双脉冲的栅极导通脉冲Pw的栅极驱动器用IC的主要部分结构。该图所示的结构示出栅极驱动器用IC41n中、作为用于输出一根栅极线的扫描信号G的结构的栅极驱动器单元。
如该图所示，该栅极驱动器单元具备第一触发器461、第二触发器462、第一输出掩模463、第二输出掩模464、以及或门465。向第一触发器461输入栅极起始脉冲信号GSP，该第一触发器461按照栅极时钟信号GCK进行动作，将输出信号QA输出。向第二触发器462输入该输出信号QA，该第二触发器462按照栅极时钟信号GCK进行动作，将输出信号QB输出。
第一输出掩模463输出对输出信号QA进行了基于栅极驱动器输出控制信号GOE的屏蔽的信号。第二输出掩模464仅在栅极时钟信号GCK为低电平期间将输出信号QB输出。或门465对来自第一输出掩模463的输出信号和来自第二输出掩模464的输出信号进行或逻辑运算，输出或逻辑运算结果作为扫描信号G。虽然未图示，但第一触发器461向下一级栅极驱动器单元的第一触发器将输出信号QA输出，依次重复，从而构成移位寄存器，起到栅极驱动器的功能。
接下来，参照图91所示的波形图，说明上述结构例的栅极驱动器400的动作。如波形图所示，显示控制电路200生成仅在与像素数据写入脉冲Pw对应的期间Tps内为高电平的信号，作为栅极起始脉冲信号GSP，并且生成栅极时钟信号GCK，该栅极时钟信号GCK在紧接数据信号极性反转之后仅在一个水平扫描期间(1H)的期间内为高电平，在除此以外的期间内每隔一个水平扫描期间(1H)仅在预定期间内为高电平。
当这样的栅极起始脉冲信号GSP及栅极时钟信号GCK输入到栅极驱动器400时，输出最前端的栅极驱动器单元中的第一触发器461的输出信号QA1。
栅极起始脉冲GSP按照栅极时钟信号GCK，在栅极驱动器单元中依次进行传输。与之相应，从各栅极驱动器单元依次错开地将输出信号QAk输出，该输出信号QAk的信号波形与GCK下降沿同时变为高电平，与1个这样的GCK之后的GCK下降沿同时变为低电平。
在GCK变为高电平后数据信号极性反转的定时，GCK持续高电平的期间为1H。伴随该时钟GCK的动作，输出信号QAk的脉宽发生变动。
另外，当输出信号QAk从第一触发器461输出时，第二触发器462随之按照GCK将输出信号QBk输出。即，输出信号QAk与输出信号QBk错开1H。
另外，显示控制电路200如上文所述，生成要提供给构成栅极驱动器400的栅极驱动器用IC411～41q的栅极驱动器输出控制信号GOE。该GOE信号仅在数据信号极性将要反转之前的1H期间内为高电平，在除此以外的期间内为低电平。通过控制该GOE为高电平的脉宽，利用第一输出掩模463的屏蔽作用，控制扫描信号Gk的预充电期间长度。另外，基于输出信号QBk和GCK，利用第二输出掩模464的屏蔽作用，设定扫描信号Gk的正式充电期间。
由此，不需要使用选择信号SEL，就可向栅极线GL1～GLm依次施加相同脉宽的像素数据写入脉冲Pw。从而，由于可以使数据信号极性反转的栅极线的行、与除此以外的栅极线的行的充电期间长度相等，因此，可以防止上述显示不均匀。
另外，也可以准备两个系统的栅极驱动器单元用于奇数行和偶数行，与后文所述的图80所示的结构相同，通过分别向其输入奇数行用和偶数行用的输入信号GSPa、GSPb、GCKa、GCKb、GOEa、GOEb，实现分块隔行扫描驱动。
(实现双脉冲的栅极驱动器的结构及动作(2))
图80示出用上述双脉冲驱动、实现分块隔行扫描驱动的栅极驱动器用IC41n的结构例。如该图所示，栅极驱动器用IC41n具备第一和第二移位寄存器42和43、逻辑电路A和逻辑电路B、以及输出部45。
第一移位寄存器42是奇数级用移位寄存器，第二移位寄存器43是偶数级用移位寄存器。逻辑电路A对应于来自第一移位寄存器42的输出而设置，逻辑电路B对应于来自第二移位寄存器43的输出而设置。输出部45基于逻辑电路A和逻辑电路B的输出信号g1～gp，输出扫描信号G1～Gp。
向栅极驱动器用IC41n输入从外部输入到各移位寄存器的起始脉冲信号SPia和SPib、时钟信号CKa和CKb、输出控制信号OEa和OEb、以及选择信号SELa和SELb。起始脉冲信号SPia和SPib分别输入到第一移位寄存器42和第二移位寄存器43的输入端，从第一移位寄存器42和第二移位寄存器43的输出端输出要输入到后续栅极驱动器用IC的起始脉冲信号SPoa、SPob。
逻辑电路A和逻辑电路B分别具备第一、第二和第三与门441、442、443、以及第一或门444。
在逻辑电路A的奇数级(与Q(4k-3)(k＝1，2，......)对应)，向第一与门441输入该输出控制信号OEa和选择信号SELa的逻辑反转信号，向第二与门442输入时钟信号CKa和选择信号SELa，向第一或门444输入第一与门441和第二与门442的输出，向第三与门443输入第一或门444的输出的逻辑反转信号和移位寄存器的奇数级输出信号Q(4k-3)。
在逻辑电路A的偶数级(与Q(4k-1)(k＝1，2，......)对应)，向第一与门441输入该输出控制信号OEa和选择信号SELa，向第二与门442输入时钟信号CKa和选择信号SELa的逻辑反转信号，向第一或门444输入第一与门441和第二与门442的输出，向第三与门443输入第一或门444的输出的逻辑反转信号和移位寄存器的奇数级输出信号Q(4k-1)。
在逻辑电路B的奇数级(与Q(4k-2)(k＝1，2，......)对应)，向第一与门441输入该输出控制信号OEb和选择信号SELb的逻辑反转信号，向第二与门442输入时钟信号CKb和选择信号SELb，向第一或门444输入第一与门441和第二与门442的输出，向第三与门443输入第一或门444的输出的逻辑反转信号和移位寄存器的奇数级输出信号Q(4k-2)。
在逻辑电路B的偶数级(与Q(4k)(k＝1，2，......)对应)，向第一与门441输入该输出控制信号OEb和选择信号SELb，向第二与门442输入时钟信号CKb和选择信号SELb的逻辑反转信号，向第一或门444输入第一与门441和第二与门442的输出，向第三与门443输入第一或门444的输出的逻辑反转信号和移位寄存器的奇数级输出信号Q(4k)。
本结构例的栅极驱动器400通过将多个(q个)上述结构的栅极驱动器用IC411～41q串联连接而实现。即，将各栅极驱动器用IC41n内的第一和第二移位寄存器42和43的输出端与下一个栅极驱动器用IC内的第一和第二移位寄存器42和43的输入端连接，以使栅极驱动器用IC411～41q内的第一和第二移位寄存器42和43形成一个移位寄存器。
其中，向最前端的栅极驱动器用IC411内的第一和第二移位寄存器42和43的输入端，输入来自显示控制电路200的栅极起始脉冲信号GSPa、GSPb，最末端的栅极驱动器用IC41q内的第一和第二移位寄存器42和43的输出端不与外部连接。另外，来自显示控制电路200的栅极时钟信号GCKa和GCKb、输出控制信号GOEa和GOEb、以及选择信号SELa和SELb作为时钟信号CKa和CKb、输出控制信号OEa和OEb、以及选择信号SELa和SELb，公共输入到各栅极驱动器用IC41n。
接下来，参照图81和图82所示的波形图，说明上述结构例的栅极驱动器400的动作。图81示出锁存选通信号LS、数据信号、数据信号的极性POL、栅极起始脉冲信号GSPa和GSPb、栅极时钟信号GCKa和GCKb、输出控制信号GOEa和GOEb、选择信号SLEa和SELb、以及输出信号Qn的时序图，图82示出与图81对应的锁存选通信号LS、数据信号、数据信号的极性POL、以及扫描信号Gn的时序图。
如波形图所示，显示控制电路200生成仅在与像素数据写入脉冲Pw对应的期间Tspw内为高电平的信号，作为栅极起始脉冲信号GSP(奇数级用GSPa和偶数级用GSPb)，并且生成栅极时钟信号GCK(奇数级用GCKa和偶数级用GCKb)，该栅极时钟信号GCK(奇数级用GCKa和偶数级用GCKb)除了在紧接数据信号极性反转之后，基本上每隔一个水平扫描期间(1H)仅在预定期间内为高电平。
当这样的栅极起始脉冲信号GSP及栅极时钟信号GCK(GCKa和GCKb)输入到栅极驱动器400时，输出最前端的栅极驱动器用IC411中第一和第二移位寄存器42和43的初级输出信号Q 1和Q2。该输出信号Q 1和Q2在各帧期间中，包含与像素数据写入脉冲Pw对应的脉冲Pqw。
上述脉冲Pqw按照栅极时钟信号GCK，在栅极驱动器400的耦合移位寄存器中依次进行传输。与之相应，从耦合移位寄存器的各级依次错开地将输出信号Qn输出，该输出信号Qn的信号波形与GCK上升沿同时变为高电平，与2个这样的GCK之后的GCK上升沿同时变为低电平。
另外，GCK由控制奇数级输出的GCKa和控制偶数级输出的GCKb构成，这些时钟信号与数据信号极性POL的反转联动，并维持在高电平，接着，在数据信号的极性再次反转后经过虚拟插入期间(1H)时，时钟信号变为低电平，重新开始每隔1H仅在预定期间内变为高电平的基本动作。伴随该时钟(GCKa和GCKb)的动作，输出信号Qk的波形Pqw的长度发生变动。
另外，显示控制电路200如上文所述，生成要提供给构成栅极驱动器400的栅极驱动器用IC411～41q的栅极驱动器输出控制信号GOE(GOEa和GOEb)及选择信号SELa和SELb。利用选择信号SEL选择GCK和GOE中的某一个，通过这样的选择，调整脉冲Pqw的脉宽，设定像素数据写入脉冲Pw。图中，Pqw和Pw的脉宽中记载的“OEa(b)”和“CKa(b)”分别表示由GOEa(b)控制的部分和由GCKa(b)控制的部分。
在各栅极驱动器用IC芯片41n(n＝1～q)中，基于上述移位寄存器各级的输出信号Qk(k＝1～p)、栅极时钟信号GCK、栅极驱动器输出控制信号GOE、以及选择信号SEL，利用第一和第二与门441和442、第一或门444、以及第三与门443，生成内部扫描信号g1～gp，在输出部45对这些内部扫描信号g1～gp进行电平转换，输出要施加到栅极线GL1～GLm的扫描信号G1～Gp。
由此，向栅极线GL1～GLm依次施加相同脉宽的像素数据写入脉冲Pw。从而，由于可以使数据信号极性反转的栅极线的行、与除此以外的栅极线的行的充电期间长度相等，因此，可以防止上述显示不均匀。
此外，也可以如图83和图84所示，与数据信号极性POL的反转联动，切换GOEa以预定周期(1H)且预定脉宽变为低电平的期间、和GOEb以预定周期(1H)且预定脉宽变为低电平的期间。这种情况下，通过调整GOEa和GOEb变为低电平的期间的长度，可以调整像素数据写入脉冲Pw的脉宽。
图85示出利用上述双脉冲驱动，在一个块所包含的扫描线数α为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期间(1H)作为第一虚拟插入期间，将在数据信号极性反转时刻的五个水平期间(5H)之前的一个水平期间(1H)作为第二虚拟插入期间，并且对插入了第一及第二虚拟插入期间的期间中的CS信号也分别插入1H大小的CS信号虚拟期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时序图。图86示出第一虚拟插入期间及第二虚拟插入期间分别为2H时的驱动例。由于除了栅极导通脉冲Pw的脉宽为双脉冲这一点之外，进行与上述图26及图30相同的驱动，因此，这里省略其说明。
[电视接收机的结构]
接下来，说明将本发明的液晶显示装置用于电视接收机的例子。图49是表示该电视接收机用的显示装置800的结构的框图。该显示装置800具有：Y/C分离电路80；视频色度电路81；A/D转换器82；液晶控制器83；液晶面板84；背光源驱动电路85；背光源86；微机(微型计算机)87；以及灰度电路88。此外，上述液晶面板84与本发明的液晶显示装置对应，包括由有源矩阵型的像素阵列构成的显示部、和用于驱动该显示部的源极驱动器及栅极驱动器。
在上述结构的显示装置800中，首先，将作为电视信号的复合彩色视频信号Scv从外部输入至Y/C分离电路80，在此将其分离成亮度信号和色度信号。这些亮度信号和色度信号通过视频色度电路81转换成与光的三原色对应的模拟RGB信号，该模拟RGB信号再通过A/D转换器82转换成数字RGB信号。该数字RGB信号输入到液晶控制器83。另外，Y/C分离电路80还从外部输入的复合彩色视频信号Scv中提取出水平同步信号及垂直同步信号，这些同步信号也通过微机87输入到液晶控制器83。
液晶控制器83基于来自A/D转换器82的数字RGB信号(相当于上述数字视频信号Dv)，输出驱动器用数据信号。液晶控制器83还基于上述同步信号，生成用于使液晶面板84内的源极驱动器及栅极驱动器进行与上述实施方式相同动作的定时控制信号，并将这些定时控制信号提供给源极驱动器及栅极驱动器。另外，灰度电路88生成彩色显示的三原色R、G、B各自的灰度电压，这些灰度电压也提供给液晶面板84。
液晶面板84基于这些驱动器用数据信号、定时控制信号及灰度电压，利用内部的源极驱动器或栅极驱动器等生成驱动用信号(数据信号、扫描信号等)，基于这些驱动用信号，在内部的显示部中显示彩色图像。此外，为了利用该液晶面板84显示图像，需要从液晶面板84的后方照射光。在该显示装置800中，背光源驱动电路85在微机87的控制下对背光源86进行驱动，从而向液晶面板84的背面照射光。
微机87进行包括这些处理在内的对整个系统的控制。此外，作为外部输入的视频信号(复合彩色视频信号)，不仅有基于电视广播的视频信号，还可以使用摄像机所拍摄的视频信号、或通过互联网线路提供的视频信号等，该显示装置800可以显示基于多种视频信号的图像。
在上述结构的显示装置800中显示基于电视广播的图像时，如图50所示，将调谐器部90与该显示装置800连接。该调谐器部90从天线(未图示)接收的接收波(高频信号)中提取出要接收频道的信号，将其转换成中频信号，并对该中频信号进行检波，从而提取出作为电视信号的复合彩色视频信号Scv。该复合彩色视频信号Scv如上所述输入到显示装置800，该显示装置800显示基于该复合彩色视频信号Scv的图像。
图51是表示将上述结构的显示装置作为电视接收机时的机械结构的一个示例的分解立体图。在图51所示的例子中，电视接收机除了具有上述显示装置800之外，还具有第1壳体801和第2壳体806作为其构成要素，形成由第1壳体801和第2壳体806包围显示装置800并夹着它的结构。第1壳体801形成有使显示装置800所显示的图像透过的开口部801a。第2壳体806覆盖显示装置800的背面侧，设置有用于操作该显示装置800的操作用电路805，并且在下方安装有支承用构件808。
本发明不限于上述各实施方式，可在权利要求书所示的范围内进行种种变更，适当组合不同实施方式分别揭示的技术手段而得到的实施方式也包含在本发明的技术范围内。
另外，本申请中，为了方便说明，使得列方向与数据信号线相关联，行方向与扫描信号线相关联，但将画面旋转90°的结构等当然也包括在本申请内。
工业上的实用性
本发明的液晶显示装置可以应用于例如个人计算机的监视器或电视接收机等各种显示装置。

Claims (43)

1.一种液晶显示装置，是有源矩阵型的液晶显示装置，包括：沿行方向延伸的多根扫描信号线；沿列方向延伸的多根数据信号线；以及对应于所述扫描信号线和所述数据信号线的交叉部设置的多个像素，其特征在于，包括：
扫描信号驱动部，该扫描信号驱动部对所述扫描信号线依次施加使所述扫描信号线为选择状态的栅极导通脉冲；以及
数据信号驱动部，该数据信号驱动部对所述数据信号线施加数据信号，使其极性在每一帧期间内的预定的多个水平期间反转，
所述扫描信号驱动部施加栅极导通脉冲，使得在极性反转时刻之前的时刻施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的最后端处于施加该栅极导通脉冲的水平期间的结束时刻之前，在从该栅极导通脉冲的最后端开始、到施加了该栅极导通脉冲的水平期间的结束时刻为止的时间为第一期间，从极性反转时刻开始、到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻为止的时间为第二期间的情况下，所述第二期间比所述第一期间要长。
2.一种液晶显示装置，是有源矩阵型的液晶显示装置，包括：沿行方向延伸的多根扫描信号线；沿列方向延伸的多根数据信号线；以及对应于所述扫描信号线和所述数据信号线的交叉部设置的多个像素，其特征在于，包括：
扫描信号驱动部，该扫描信号驱动部对所述各扫描信号线依次施加使所述扫描信号线为选择状态的栅极导通脉冲；以及
数据信号驱动部，该数据信号驱动部对所述数据信号线施加数据信号，使其极性在每一帧期间内的预定的多个水平期间反转，
所述扫描信号驱动部施加栅极导通脉冲，使得从极性反转时刻开始、到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻为止的时间在水平显示期间的时间以上，该水平显示期间是从水平期间减去了水平回扫期间而得到的期间。
3.如权利要求1或2所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述扫描信号驱动部施加栅极导通脉冲，使得从极性反转时刻开始、到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻为止的时间在0.8ms以下。
4.如权利要求1或2所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述扫描信号驱动部对所有扫描信号线施加相同脉宽的所述栅极导通脉冲。
5.如权利要求1或2所述的液晶显示装置，其特征在于，
将所述扫描信号线分成一个以上的块，并且将各块所包含的扫描信号线进一步细分成多个组，
所述扫描信号驱动部以所述块为单位对所述扫描信号线依次进行扫描，并且在各块的扫描中，对所述扫描信号线的各组依次进行扫描，从而进行基于隔行扫描方式的驱动，
所述数据信号驱动部对所述数据信号线施加数据信号，使其极性在进行扫描的所述扫描信号线组的切换时刻反转。
6.如权利要求5所述的液晶显示装置，其特征在于，
分割所述扫描信号线的块数为1块。
7.如权利要求5所述的液晶显示装置，其特征在于，
分割所述扫描信号线的块数为2块以上。
8.如权利要求7所述的液晶显示装置，其特征在于，
将所述各块所包含的扫描信号线分成由奇数行扫描信号线构成的第一组、和由偶数行扫描信号线构成的第二组，
所述扫描信号驱动部进行扫描时，使得相邻两个块中当先行扫描的块内后扫描的组为第一组时，在接着扫描的块内先扫描的组为第一组，当先行扫描的块内后扫描的组为第二组时，在接着扫描的块内先扫描的组为第二组，
所述数据信号驱动部使数据信号的极性在各块内被扫描的组切换时反转，并且使数据信号的极性在相邻两个块之间被扫描的块切换时不反转。
9.如权利要求1或2所述的液晶显示装置，其特征在于，
还具有显示控制电路，该显示控制电路向所述数据信号驱动部提供数据信号，并且向所述数据信号驱动部输入数据信号施加控制信号，该数据信号施加控制信号控制所述数据信号驱动部对数据信号线施加数据信号的定时，
所述显示控制电路在从极性反转时刻开始、到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻为止的时间内，不对所述数据信号驱动部输入所述数据信号施加控制信号。
10.如权利要求5所述的液晶显示装置，其特征在于，
还具有显示控制电路，该显示控制电路对所述扫描信号驱动部输入作为仅在每一帧期间的预定期间内激活的信号的栅极起始脉冲信号、基于水平同步信号生成的栅极时钟信号、以及控制栅极导通脉冲的施加的扫描信号输出控制信号，
所述扫描信号驱动部接收到所述栅极起始脉冲信号时，在所述扫描信号输出控制信号处于允许施加栅极导通脉冲的状态的期间中，按照所述栅极时钟信号的时钟，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲，
所述显示控制电路分别输出与所述扫描信号线的各组对应的所述栅极起始脉冲信号、所述栅极时钟信号、以及所述扫描信号输出控制信号。
11.如权利要求10所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述显示控制电路使各时刻要进行扫描的组对应的扫描信号输出控制信号处于允许施加栅极导通脉冲的状态，使不要进行扫描的组对应的扫描信号输出控制信号处于不允许施加栅极导通脉冲的状态，从而使所述扫描信号驱动部进行所述基于隔行扫描方式的驱动。
12.如权利要求11所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述显示控制电路在所述数据信号极性反转的时刻，将之后不要进行扫描的组对应的栅极时钟信号保持在一定的值。
13.如权利要求12所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述显示控制电路从该极性反转时刻开始到经过预定期间为止将所述数据信号极性反转的时刻之后要进行扫描的组对应的栅极时钟信号保持在一定的值，从而确保最接近该极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻到该极性反转时刻为止的时间。
14.如权利要求10所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述扫描信号驱动部具有与所述扫描信号线各组对应的移位寄存器、以及与各扫描信号线对应的与逻辑运算部，
向各移位寄存器分别输入所述扫描信号线各组对应的所述栅极起始脉冲信号、以及所述栅极时钟信号，
所述与逻辑运算部对各移位寄存器的输出、和所述扫描信号输出控制信号的逻辑反转进行逻辑求和运算，将该运算结果作为栅极导通脉冲输出到各扫描信号线。
15.如权利要求7所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述扫描信号驱动部施加栅极导通脉冲，使得在所述扫描信号线各块中的相邻扫描信号线之间，从对属于某一组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻开始、到对属于不同于该组的组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻为止的时间在0.8ms以下。
16.如权利要求1或2所述的液晶显示装置，其特征在于，
还具有显示控制电路，该显示控制电路向所述数据信号驱动部提供数据信号，并且向所述数据信号驱动部输入数据信号施加控制信号，该数据信号施加控制信号控制所述数据信号驱动部对数据信号线施加数据信号的定时，
从外部的信号源向所述显示控制电路隔开间隔依次输入与一根数据信号线对应的视频数据，
该显示控制电路根据极性反转，将多个视频数据作为一组，并且在该组内的预定位置处插入虚拟数据，向虚拟数据对应的信号电位的输出分配虚拟插入期间，向各视频数据对应的信号电位的输出分配一个水平期间，将该一个水平期间设定为比所述间隔要短。
17.如权利要求16所述的液晶显示装置，其特征在于，
一组的视频数据数与所述间隔之积等于对该组中虚拟数据分配的总虚拟插入期间和对所述视频数据分配的总水平期间之和。
18.如权利要求16所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述显示控制电路在各组的最前端插入虚拟数据。
19.如权利要求1或2所述的液晶显示装置，其特征在于，
还具有显示控制电路，该显示控制电路向所述数据信号驱动部提供数据信号，并且向所述数据信号驱动部输入数据信号施加控制信号，该数据信号施加控制信号控制所述数据信号驱动部对数据信号线施加数据信号的定时，
从外部的信号源向所述显示控制电路隔开间隔依次输入与一根数据信号线对应的视频数据，
该显示控制电路根据极性反转，将多个视频数据作为一组，对各组的预定视频数据对应的信号电位的输出，在一个水平期间的基础上再分配一个以上的虚拟插入期间，对同组的其它各视频数据对应的信号电位的输出分配一个水平期间，
将所述一个水平期间设定为比所述间隔要短。
20.如权利要求19所述的液晶显示装置，其特征在于，
一组的视频数据数与所述间隔之积等于对所述预定数据分配的总水平期间、对所述预定数据分配的总虚拟插入期间、和对所述其它各数据分配的总水平期间之和。
21.如权利要求20所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述各组的预定数据是各组的第一个数据。
22.如权利要求16所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述虚拟插入期间比所述间隔要短。
23.如权利要求16所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述虚拟插入期间等于一个水平期间。
24.如权利要求16所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述虚拟插入期间比一个水平期间要短。
25.如权利要求16所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述虚拟插入期间比一个水平期间要长。
26.如权利要求19所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述虚拟插入期间比所述间隔要短。
27.如权利要求19所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述虚拟插入期间等于一个水平期间。
28.如权利要求19所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述虚拟插入期间比一个水平期间要短。
29.如权利要求19所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述虚拟插入期间比一个水平期间要长。
30.如权利要求1或2所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述扫描信号驱动部设置正式充电期间和预充电期间，在正式充电期间中，使所述扫描信号线为选择状态，以从所述数据信号线对各像素施加电压，在预充电期间中，在该正式充电期间之前的定时，使同一扫描信号线为选择状态。
31.如权利要求30所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述扫描信号驱动部对所有扫描信号线使所述预充电期间相等，并且使所述正式充电期间相等。
32.如权利要求30所述的液晶显示装置，其特征在于，
还具有显示控制电路，该显示控制电路对所述扫描信号驱动部输入作为在每一帧期间仅在预定期间内激活的信号的栅极起始脉冲信号、基于水平同步信号生成的栅极时钟信号、以及控制栅极导通脉冲的施加的扫描信号输出控制信号，
所述扫描信号驱动部接收到所述栅极起始脉冲信号时，作为所述预充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，在所述扫描信号输出控制信号处于允许施加栅极导通脉冲的状态的期间内，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲，作为所述正式充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，依次对扫描信号线施加栅极导通信号。
33.如权利要求32所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述显示控制电路还对所述扫描信号驱动部输入选择信号，该选择信号选择两个状态中的某一个状态，
所述扫描信号驱动部接收到所述栅极起始脉冲信号时，当所述选择信号选择其中一个状态时，作为所述预充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，在所述扫描信号输出控制信号处于允许施加栅极导通脉冲的状态的期间内，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲，当所述选择信号选择另一个状态时，作为所述正式充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲。
34.如权利要求33所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述扫描信号驱动部包括移位寄存器、对应于该移位寄存器的各级设置的第一、第二和第三与逻辑运算部、以及第一或逻辑运算部，
向各移位寄存器分别输入所述栅极起始脉冲信号、所述栅极时钟信号、所述扫描信号输出控制信号、以及所述选择信号，
在移位寄存器的奇数级中，向第一与逻辑运算部输入所述扫描信号输出控制信号和所述选择信号的逻辑反转信号，向第二与逻辑运算部输入所述栅极时钟信号和所述选择信号，向第一或逻辑运算部输入第一与逻辑运算部和第二与逻辑运算部的输出，向第三与逻辑运算部输入第一或逻辑运算部的输出的逻辑反转信号和所述移位寄存器的奇数级输出信号，将该运算结果作为栅极导通脉冲输出到各扫描信号线，
在移位寄存器的偶数级中，向第一与逻辑运算部输入所述扫描信号输出控制信号和所述选择信号，向第二与逻辑运算部输入所述栅极时钟信号和所述选择信号的逻辑反转信号，向第一或逻辑运算部输入第一与逻辑运算部和第二与逻辑运算部的输出，向第三与逻辑运算部输入第一或逻辑运算部的输出的逻辑反转信号和所述移位寄存器的偶数级输出信号，将该运算结果作为栅极导通脉冲输出到各扫描信号线。
35.如权利要求32所述的液晶显示装置，其特征在于，
所述扫描信号驱动部包括第一和第二触发器、第一和第二输出掩模、以及或逻辑运算部，所述第一触发器输入所述栅极起始脉冲信号，基于所述栅极时钟信号输出第一输出信号，所述第二触发器输入所述第一输出信号，基于所述栅极时钟信号输出第二输出信号，所述第一输出掩模输出利用所述扫描信号输出控制信号对所述第一输出信号进行了屏蔽的信号，所述第二输出掩模仅在所述栅极时钟信号为低电平的期间内输出所述第二输出信号，所述或逻辑运算部将来自所述第一输出掩模的输出信号和来自所述第二输出掩模的输出信号的或逻辑运算结果作为栅极导通脉冲，输出到各扫描信号线。
36.一种扫描信号驱动装置，是有源矩阵型的液晶显示装置所具备的扫描信号驱动装置，该有源矩阵型的液晶显示装置包括：沿行方向延伸的多根扫描信号线；沿列方向延伸的多根数据信号线；对应于所述扫描信号线和所述数据信号线的交叉部设置的多个像素；以及对所述数据信号线施加数据信号的数据信号驱动部，使其极性在一帧期间内每隔预定的多个水平期间反转，其特征在于，
对所述扫描信号线依次施加使所述扫描信号线为选择状态的栅极导通脉冲，
并且设置正式充电期间和预充电期间，在正式充电期间中，使所述扫描信号线为选择状态，以从所述数据信号线对各像素施加电压，在预充电期间中，在该正式充电期间之前的定时，使同一扫描信号线为选择状态，
从外部输入作为在每一帧期间仅在预定期间内激活的信号的栅极起始脉冲信号、基于水平同步信号生成的栅极时钟信号、以及控制栅极导通脉冲的施加的扫描信号输出控制信号，
当接收到所述栅极起始脉冲信号时，作为所述预充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，在所述扫描信号输出控制信号处于允许施加栅极导通脉冲的状态的期间内，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲作为所述预充电期间，作为所述正式充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲。
37.如权利要求36所述的扫描信号驱动装置，其特征在于，
还从外部输入选择信号，该选择信号选择两个状态中的某一个状态，
在接收到所述栅极起始脉冲信号时，当所述选择信号选择其中一个状态时，作为所述预充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，在所述扫描信号输出控制信号处于允许施加栅极导通脉冲的状态的期间内，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲，当所述选择信号选择另一个状态时，作为所述正式充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲。
38.如权利要求37所述的扫描信号驱动装置，其特征在于，
包括移位寄存器、对应于该移位寄存器的各级设置的第一、第二和第三与逻辑运算部、以及第一或逻辑运算部，
向各移位寄存器分别输入所述栅极起始脉冲信号、所述栅极时钟信号、所述扫描信号输出控制信号、以及所述选择信号，
在移位寄存器的奇数级中，向第一与逻辑运算部输入所述扫描信号输出控制信号和所述选择信号的逻辑反转信号，向第二与逻辑运算部输入所述栅极时钟信号和所述选择信号，向第一或逻辑运算部输入第一与逻辑运算部和第二与逻辑运算部的输出，向第三与逻辑运算部输入第一或逻辑运算部的输出的逻辑反转信号和所述移位寄存器的奇数级输出信号，将该运算结果作为栅极导通脉冲输出到各扫描信号线，
在移位寄存器的偶数级中，向第一与逻辑运算部输入所述扫描信号输出控制信号和所述选择信号，向第二与逻辑运算部输入所述栅极时钟信号和所述选择信号的逻辑反转信号，向第一或逻辑运算部输入第一与逻辑运算部和第二与逻辑运算部的输出，向第三与逻辑运算部输入第一或逻辑运算部的输出的逻辑反转信号和所述移位寄存器的偶数级输出信号，将该运算结果作为栅极导通脉冲输出到各扫描信号线。
39.如权利要求36所述的扫描信号驱动装置，其特征在于，
包括第一和第二触发器、第一和第二输出掩模、以及或逻辑运算部，
所述第一触发器输入所述栅极起始脉冲信号，基于所述栅极时钟信号输出第一输出信号，
所述第二触发器输入所述第一输出信号，基于所述栅极时钟信号输出第二输出信号，
所述第一输出掩模输出利用所述扫描信号输出控制信号对所述第一输出信号进行了屏蔽的信号，
所述第二输出掩模仅在所述栅极时钟信号为低电平的期间内输出所述第二输出信号，
所述或逻辑运算部将来自所述第一输出掩模的输出信号和来自所述第二输出掩模的输出信号的或逻辑运算结果作为栅极导通脉冲，输出到各扫描信号线。
40.一种液晶显示装置的驱动方法，是有源矩阵型的液晶显示装置的驱动方法，该有源矩阵型的液晶显示装置包括：沿行方向延伸的多根扫描信号线；沿列方向延伸的多根数据信号线；以及对应于所述扫描信号线和所述数据信号线的交叉部设置的多个像素，其特征在于，包括：
扫描信号驱动处理，该扫描信号驱动处理对所述扫描信号线依次施加使所述扫描信号线为选择状态的栅极导通脉冲；以及
数据信号驱动处理，该数据信号驱动处理对所述数据信号线施加数据信号，使其极性在每一帧期间内的预定的多个水平期间反转，
在所述扫描信号驱动处理中，
施加栅极导通脉冲，使得在极性反转时刻之前的时刻施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的最后端处于施加该栅极导通脉冲的水平期间的结束时刻之前，若从该栅极导通脉冲的最后端开始、直到施加了该栅极导通脉冲的水平期间的结束时刻为止的时间为第一期间，从极性反转时刻开始、到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻为止的时间为第二期间的情况下，所述第二期间比所述第一期间要长。
41.一种液晶显示装置的驱动方法，是有源矩阵型的液晶显示装置的驱动方法，该有源矩阵型的液晶显示装置包括：沿行方向延伸的多根扫描信号线；沿列方向延伸的多根数据信号线；以及对应于所述扫描信号线和所述数据信号线的交叉部设置的多个像素，其特征在于，包括：
扫描信号驱动处理，该扫描信号驱动处理对所述各扫描信号线依次施加使所述扫描信号线为选择状态的栅极导通脉冲；以及
数据信号驱动处理，该数据信号驱动处理对所述数据信号线施加数据信号，使其极性在每一帧期间内的预定的多个水平期间反转，
在所述扫描信号驱动处理中，
施加栅极导通脉冲，使得从极性反转时刻开始、到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲的施加开始时刻为止的时间在水平显示期间的时间以上，该水平显示期间是从水平期间减去了水平回扫期间而得到的期间。
42.一种扫描信号驱动方法，是有源矩阵型的液晶显示装置所具备的扫描信号驱动装置的扫描信号驱动方法，该有源矩阵型的液晶显示装置包括：沿行方向延伸的多根扫描信号线；沿列方向延伸的多根数据信号线；对应于所述扫描信号线和所述数据信号线的交叉部设置的多个像素；以及对所述数据信号线施加数据信号的数据信号驱动部，使其极性在一帧期间内每隔预定的多个水平期间反转，其特征在于，
对所述扫描信号线依次施加使所述扫描信号线为选择状态的栅极导通脉冲，
并且设置正式充电期间和预充电期间，在正式充电期间中，使所述扫描信号线为选择状态，以从所述数据信号线对各像素施加电压，在预充电期间中，在该正式充电期间之前的定时，使同一扫描信号线为选择状态，
从外部输入作为在每一帧期间仅在预定期间内激活的信号的栅极起始脉冲信号、基于水平同步信号生成的栅极时钟信号、以及控制栅极导通脉冲的施加的扫描信号输出控制信号，
当接收到所述栅极起始脉冲信号时，作为所述预充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，在所述扫描信号输出控制信号处于允许施加栅极导通脉冲的状态的期间内，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲作为所述预充电期间，作为所述正式充电期间，按照所述栅极时钟信号的时钟，依次对扫描信号线施加栅极导通脉冲。
43.一种电视接收机，其特征在于，
具备权利要求1或2所述的液晶显示装置、和接收电视广播的调谐器部。
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