CN101567660A - 马达控制装置及发电机控制装置 - Google Patents

Abstract

一种马达控制装置，为了正确推定由马达产生的转矩的变动分量，在控制具备具有电枢线圈的定子及具有永久磁铁的转子的马达的马达控制装置(3)中，具备根据所述电枢线圈的交链磁通及流过所述电枢线圈的电枢电流，推定由马达产生的转矩变动分量的转矩变动分量推定部(30)。转矩变动分量推定部根据矢量表现所述交链磁通的交链磁通矢量和矢量表现所述电枢电流的电流矢量的内积(Φ_d·i_d+Φ_q·i_q)，推定转矩变动分量(T_rp)。本发明还涉及一种发电机控制装置。

Description

马达控制装置及发电机控制装置

技术领域

本发明涉及一种控制马达用的马达控制装置及控制发电机用的发电机控制装置。

背景技术

提议一种推定马达产生的转矩，使用推定转矩进行马达控制的系统。

在这种系统中，通常通过外积运算设置在定子上的电枢线圈的交链磁通(flux linkage)矢量和流过电枢电流的电流矢量，推定转矩(参照特开2003-210000号公报及特开平7-298696号公报)。并且，还提议根据对马达的输入功率信息和马达的旋转速度信息进行转矩推定的方法(参照特开2005-102467号公报)。

可是，在使用埋入磁铁同步马达等作为马达时，高次谐波多存在于对磁极位置(转子位置)的磁铁磁带分布或电感分布中。即，例如，交链定子的U相电枢线圈的永久磁铁的磁通相对于磁极位置的变化，理想地描绘正弦波的波形，但实际上在该波形中包含高次谐波，因此，由永久磁铁旋转而产生的感应电压也失真。同样地，电枢线圈的d轴电感或q轴电感也包含高次谐波。可知该高次谐波成为转矩脉动的原因。

在上述的现有转矩推定方法中，不能良好地推定该转矩的变动分量(转矩脉动)。结果，推定转矩的瞬时值与实际转矩的瞬时值的误差变大，马达控制比理想的控制恶化。后述不能以现有的转矩推定方法良好地推定转矩的变动分量的理由。并且，虽然说明了关于马达控制的现有的问题，但在控制发电机时也产生同样的问题。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种可良好地推定马达产生的转矩的变动分量的马达控制装置及可良好地推定发电机产生的转矩的变动分量的发电机控制装置。

本发明的第1马达控制装置是一种控制具备具有电枢线圈的定子及具有永久磁铁的转子的马达的马达控制装置，其特征在于：具备转矩变动分量推定部件，根据所述电枢线圈的交链磁通及流过所述电枢线圈的电枢电流，推定马达产生的转矩的变动分量，根据推定的所述转矩的变动分量执行所述马达的控制，所述转矩变动分量推定部件根据矢量表现所述交链磁通的交链磁通矢量或对应于所述交链磁通矢量的矢量、和矢量表现所述电枢电流的电流矢量的内积，推定所述转矩的变动分量。可通过基于所述内积，良好地推定转矩的变动分量。

具体地，例如，所述内积是所述交链磁通矢量和所述电流矢量的内积，所述转矩变动分量推定部件根据每单位时间所述内积的变化量相对所述转子的磁极位置变化量的比，推定所述转矩的变动分量。

或者，具体地，例如，所述转矩变动分量推定部件导出所述交链磁通的微分信息或差分信息，所述交链磁通的微分信息或差分信息表示每单位时间所述交链磁通的变化量相对所述转子磁极位置变化量的比，所述微分信息或差分信息的矢量是对应于所述交链磁通矢量的矢量，所述内积是对应于所述交链磁通矢量的矢量和所述电流矢量的内积。

并且，转子的磁极位置的变化量既可从检测或推定的磁极位置自身的信息中导出，也可从单位时间和转子的旋转速度中导出。

本发明的第2马达控制装置是一种控制具备具有电枢线圈的定子及具有永久磁铁的转子的马达的马达控制装置，其特征在于，具备转矩变动分量推定部件，根据对驱动所述转子用的所述马达的输入功率、所述转子的旋转速度、及矢量表现所述电枢线圈的交链磁通的交链磁通矢量和矢量表现流过所述电枢线圈的电枢电流的电流矢量的外积，推定马达产生的转矩的变动分量，根据推定的所述转矩的变动分量控制所述马达。

除考虑对马达的输入功率及旋转速度外，还考虑了所述外积，所以可良好地推定转矩的变动分量。

具体地，例如，所述转矩变动分量推定部件基于通过用所述旋转速度除所述输入功率、或通过用所述旋转速度除从所述输入功率中减去包含所述电枢线圈中的损失在内的损失功率的功率后得到的值和与所述外积成比例的值的差，推定所述转矩的变动分量。

并且，例如，所述第1或第2马达控制装置根据推定的所述转矩的变动分量，执行对所述马达的矢量控制。

更具体地，例如，所述第1或第2马达控制装置具备：电流检测部件，使用电流传感器，检测所述电枢电流；转矩电流分量导出部件，根据所述转子的磁极位置导出检测的所述电枢电流的转矩电流分量；和转矩/电流转换部件，使用转矩常数，将推定的所述转矩的变动分量变换为电流信息，使用所述电流信息补正导出的所述转矩电流分量，执行矢量控制，以使补正后的转矩电流分量追踪于对应于所述转矩的目标值的转矩电流指令值。

本发明的第1发电机控制装置是一种控制具备具有电枢线圈的定子及具有永久磁铁的转子的发电机的发电机控制装置，其特征在于，具备转矩变动分量推定部件，根据所述电枢线圈的交链磁通及流过所述电枢线圈的电枢电流，推定发电机产生的转矩的变动分量，根据推定的所述转矩的变动分量，执行所述发电机的控制，所述转矩变动分量推定部件根据矢量表现所述交链磁通的交链磁通矢量或对应于所述交链磁通矢量的矢量、和矢量表现所述电枢电流的电流矢量的内积，推定所述转矩的变动分量。

本发明的第2发电机控制装置是一种控制具备具有电枢线圈的定子及具有永久磁铁的转子的发电机的发电机控制装置，其特征在于，具备转矩变动分量推定部件，根据基于所述转子的旋转的所述发电机的发电功率、所述转子的旋转速度、及矢量表现所述电枢线圈的交链磁通的交链磁通矢量和矢量表现流过所述电枢线圈的电枢电流的电流矢量的外积，推定所述发电机产生的转矩的变动分量，根据推定的所述转矩的变动分量，控制所述发电机。

根据本发明，可提供一种可良好地推定马达产生的转矩的变动分量的马达控制装置及可良好地推定发电机产生的转矩的变动分量的发电机控制装置。

附图说明

图1是本发明实施方式的马达驱动系统的示意框图。

图2是表示图1的马达的内部结构的框图。

图3是图1的马达的解析模块图。

图4是表示实际上马达产生的转矩的波形、和推定的转矩波形的图。

图5是用于说明磁力伴随能量的意义的示意图。

图6是表示假设无磁力饱和影响时的马达的磁化特性图。

图7是表示使用实际上马达产生的转矩的波形、交链磁通矢量和电流矢量的内积信息推定的转矩(修正转矩)的波形图。

图8是表示使用实际上马达产生的转矩的波形、交链磁通矢量和电流矢量的内积信息推定的转矩(修正转矩)的波形图。

图9是表示使用实际上马达产生的转矩的波形和功率信息推定的转矩(修正转矩)的波形图。

图10是本发明第1实施例的马达驱动系统的详细框图。

图11是表示将信息输入图10的转矩变动分量推定部的状态图。

图12是本发明第2实施例的发电系统的详细框图。

具体实施方式

下面，参照附图来具体说明本发明的实施方式。在参照的各图中，对相同的部分附以相同的符号，以省略涉及相同部分的重复的说明为原则。后面说明第1及第2实施例，但首先，说明各实施例中共同的事项或各实施例中参照的事项。

图1是本发明实施方式的马达驱动系统的示意框图。图1的马达驱动系统具备：马达1、电压转换电路2、及马达控制装置3。图2是表示马达1的内部结构的框图。

马达1是三相永久磁铁同步马达，具有具备永久磁铁的转子1r和具备3相电枢线圈(即U相、V相及W相的电枢线圈)的定子1s。

电压转换电路2例如是PWM(Pulse Width Modulation)反相器(inverter)。作为电压转换电路2的PWM反相器使用脉冲宽度调制，将直流电源(未图示)提供的直流电压转换为三相交流电压，并向马达1施加该三相交流电压。施加于马达1的三相交流电压由表示对U相电枢线圈的施加电压的U相电压v_u、表示对V相电枢线圈的施加电压的V相电压v_v、及表示对W相电枢线圈的施加电压的W相电压v_w构成。将作为U相电压v_u、V相电压v_v、及W相电压v_w的合成电压的、施加于马达1的全体电压称为马达电压(马达端子电压)，将其用符号v表示。

将因施加马达电压v而流过马达1的电流的U相分量、V相分量及W相分量、即流过U相、V相及W相的电枢线圈的电流分别称为U相电流i_u、V相电流i_v、及W相电流i_w。将作为U相电流i_u、V相电流i_v、及W相电流i_w的合成电流的、流过马达1的全体电流称为马达电流(电枢电流)，将其用符号i表示。

图3A及图3B中表示马达1的解析模块图。图3A中表示U相、V相、W相电枢线圈固定轴(以下也称为U相轴、V相轴及W相轴)。1m是设置于马达1的转子1r上的永久磁铁。V相轴的相位以U相轴为基准，按电角(electrical angle)行进120度，W相轴的相位以V相轴为基准，进一步按电角行进120度。在以与永久磁铁1m形成的磁通的旋转速度相同的速度旋转的旋转坐标系中，设永久磁铁1m形成的磁通方向为d轴，在从d轴以电角行进90度的相位上取q轴。在图3A及图3B中，逆时针旋转方向对应于相位的行进方向。统称d轴及q轴为dq轴，将选择d轴及q轴为坐标轴的旋转坐标系称为dq坐标系。

dq轴旋转，用ω表示其旋转速度。并且，在dq坐标系中，用θ表示从U相轴观察的d轴的角度(相位)。由θ表示的角度是电角的角度，这些通常也称为转子位置或磁极位置。由ω表示的旋转速度是电角的角速度。

下面，将由θ(及后述的θ_m)表现的状态量称为磁极位置，将由ω(及后述的ω_m)表现的状态量称为旋转速度。并且，也可将状态量称为物理量。

并且，图3B中表示U相轴、V相轴及W相轴与相互正交的α轴与β轴的关系。α轴与U相轴一致，β轴以α轴为基准，按电角行进90度。U相轴、V相轴及W相轴及α轴与β轴是与转子1r的旋转无关的被固定的固定轴。统称α轴及β轴为αβ轴，称选择α轴及β轴为坐标轴的固定坐标系为αβ坐标系。dq坐标系和αβ坐标系都是二维正交坐标系。

并且，如下定义状态量。分别将马达电压v的d轴分量、q轴分量、α轴分量及β轴分量称为d轴电压、q轴电压、α轴电压及β轴电压，同时，以符号V_d、V_q、Vα及Vβ表示。分别将马达电流i的d轴分量、q轴分量、α轴分量、β轴分量称为d轴电流、q轴电流、α轴电流及β轴电流，同时，以符号i_d、i_q、iα及iβ表示。以Φ表示合成三相电枢线圈的交链磁通后的磁通。分别将电枢交链磁通Φ的d轴分量、q轴分量、α轴分量、β轴分量称为d轴磁通、q轴磁通、α轴磁通、β轴磁通，同时，以符号Φ_d、Φ_q、Φα、Φβ表示。电枢交链磁通Φ相当于基于永久磁铁1m的磁场磁通(相当于后述的Φ_a)和基于马达电流i的电枢反作用磁通的合成磁通。Φ_a表示基于永久磁铁1m的电枢交链磁通。L_d及L_q分别表示d轴电感(电枢线圈的电感的d轴分量)、q轴电感(电枢线圈的电感的q轴分量)。R_a表示电枢线圈的每一相的电阻值。P_n表示马达1的极对数。Φ_d|t＝0、Φ_q|t＝0、Φ_α|t＝0、Φ_β|t＝0分别表示某基准时刻t0的Φ_d、Φ_q、Φ_α、及Φ_β值(即、Φ_d、Φ_q、Φ_α和Φ_β的初始值)。并且，Φ_a、L_d、L_q、R_a、及P_n对应于马达1的特性来预定。

并且，在本说明书中，为了记述的简化，有时仅通过符号(i_d等)表述，表现对应于该符号的状态量等。即，在本说明书中，例如“i_d”与“d轴电流i_d”或“d轴电流值i_d”指相同的状态量。

下面，说明用于马达1控制的转矩推定方法。说明作为转矩推定方法的第1及第2转矩推定方法。

[第1转矩推定方法]

首先，说明第1转矩推定方法。在下述式(A-1)中，示出了已知的转矩推定式。可通过在dq轴上坐标转换由式(A-2)及(A-3)求得的Φ_α、及Φ_β来求得式(A-1)中的Φ_d、Φ_q。将矢量表现电枢交链磁通Φ的矢量称为交链磁通矢量，同时，将矢量表现马达电流i的矢量称为电流矢量时，在式(A-1)中，通过算出交链磁通矢量和电流矢量的外积来进行转矩推定。使用式(A-1)推定出的转矩T_eo(θ)是θ的函数。并且，dt表示微小的时间。式(A-2)及(A-3)中的各右边的积分是对时间t的积分。在算出当前时间的Φ_α、及Φ_β时，这些积分区间是从基准时刻t₀至当前时间。

T_eo(θ)＝P_n(φ_di_q-φ_qi_d)    …(A-1)

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\α}}=\∫(v_{\mathrm{\α}}-R_a{i}_{\mathrm{\α}})\mathrm{dt}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\α}|t=0}...(A-2)$

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\β}}=\∫(v_{\mathrm{\β}}-R_a{i}_{\mathrm{\β}})\mathrm{dt}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\β}|t=0}...(A-3)$

可是，在使用埋入磁铁同步马达等作为马达1时，高次谐波多存在于对应磁极位置θ的磁铁磁通分布或电感分布中。即，例如，交链U相电枢线圈的永久磁铁的磁通对应于磁极位置θ的变化，理想地描绘正弦波的波形，但实际上该波形中包含高次谐波，由此，因永久磁铁的旋转而产生的感应电压也失真。同样，电枢线圈d轴电感、q轴电感也包含高次谐波。已知这种高次谐波成为转矩脉动的原因。例如，在通过矢量控制将d轴电流及q轴电流控制为一定时，如果磁铁磁通分布、电感分布中不包含高次谐波，则马达的产生转矩为一定，但实际上，通常由于其中包含高次谐波，所以产生转矩脉动。

图4中示出通过有限要素模拟得到的、表示假定实际上由马达1产生的转矩(下面称为实转矩)、和由式(A-1)推定的转矩T_eo(θ)的比较之模拟结果。在对应于图4及后述的图7～图9的模拟中，以使马达1产生一定的转矩作为目标的矢量控制通过马达控制装置3进行。并且，设向电枢线圈施加横轴上取时间或磁极位置θ时的各电枢线圈的电流为正弦波状电流的三相交流电压。

在图4的曲线中，横轴对应于磁极位置θ，纵轴对应于转矩。虚线波形301是实转矩的波形。虽然以产生一定转矩为目标，进行矢量控制，但由于上述高次谐波干预马达1，在实际转矩中产生转矩脉动(转矩变动)。实线波形302是推定转矩T_eo(θ)的波形。

在着眼于某适当的区间时，可知由波形301表示的实转矩的区间平均和由波形302表示的推定转矩T_eo(θ)的区间平均大致一致，通过(A-1)良好地推定平均转矩。但是，也如图4中所见，推定转矩T_eo(θ)中包含的脉动分量比实转矩的脉动分量更小。即，可知只根据式(A-1)，不能良好地推定转矩的变动分量。

包含转矩变动分量的马达1的产生转矩T(θ)由式(A-4)表示。转矩T(θ)相当于由波形301表示的实转矩。在式(A-4)的右边，T_eo(θ)是根据上述式(A-1)推定的转矩，T_ripple(θ)是转矩变动分量(马达1产生的转矩的变动分量)，T_cogging(θ)是磁阻(cogging)转矩。其中，由于T_cogging(θ)比T_eo(θ)及T_ripple(θ)小，所以在下面的说明中忽视T_cogging(θ)。

T(θ)＝T_eo(θ)+T_ripple(θ)+T_cogging(θ)    …(A-4)

下面，为了区别相当于T_eo(θ)及T_ripple(θ)之和的转矩T(θ)、和转矩T_eo(θ)，也称前者转矩为修正转矩，也称后者转矩为基本转矩。

在本实施方式中，利用交链磁通矢量和电流矢量的内积信息，推定T_ripple(θ)。具体地，利用下述式(A-5)来推定T_ripple(θ)。即，通过利用磁极位置θ微分交链磁通矢量和电流矢量的内积来推定T_ripple(θ)。或者，也可利用下述式(A-6)来推定T_ripple(θ)。在利用式(A-6)时，通过利用磁极位置θ分别微分交链磁通矢量的d轴分量及q轴分量，求得微分交链磁通矢量，通过内积该微分交链磁通矢量和电流矢量来推定T_ripple(θ)。这里的微分交链磁通矢量是具有dΦ_q/dθ及dΦ_d/dθ作为q轴及d轴分量的矢量。

$T_{\mathrm{ripple}}\left(\mathrm{\θ}\right)=P_n\frac{d\left(\frac{1}{2}({\mathrm{\φ}}_d{i}_d+{\mathrm{\φ}}_q{i}_q)\right)}{\mathrm{d\θ}}...(A-5)$

$T_{\mathrm{ripple}}\left(\mathrm{\θ}\right)=P_n(\frac{1}{2}{i}_q\frac{d{\mathrm{\φ}}_q}{\mathrm{d\θ}}+\frac{1}{2}{i}_d\frac{d{\mathrm{\φ}}_d}{\mathrm{d\θ}})...(A-6)$

使用数学式来详细说明由这些算式来表示转矩变动分量。首先，马达1中的磁力伴随能量W_m’由式(A-7)表示。式(A-7)中的W_m’是在d轴电流及q轴电流分别是由i_d及i_q表示的电流值时的磁力伴随能量。考虑了Φ_q及Φ_d分别是设d轴电流、q轴电流、及磁极位置为变量的函数，在包含式(A-7)的、积分Φ_q及Φ_d的数学式中，分别由Φ_q(0，i_q’，θ)及Φ_d(i_d’，i_q，θ)表示Φ_q及Φ_d(后示的L_q(0，i_q’，θ)及L_d(i_d’，i_q，θ)也相同)。

${W_m}^{\′}={\∫}_0^{i_q}{\mathrm{\φ}}_q(0,i_q^{\′},\mathrm{\θ}){\mathrm{di}}_q^{\′}+{\∫}_0^{i_d}{\mathrm{\φ}}_d(i_d^{\′},i_q,\mathrm{\θ}){\mathrm{di}}_d^{\′}...(A-7)$

Φ_q(0，i_q’，θ)表示d轴电流、q轴电流及磁极位置分别是0、i_q’及θ时的q轴磁通Φ_q，Φ_d(i_d’，i_q，θ)表示d轴电流、q轴电流及磁极位置分别是i_d’、i_q、θ时的d轴磁通Φ_d(后示的L_q(0，i_q’，θ)及L_d(i_d’，i_q，θ)也相同)。式(A-7)右边第1项等于图5A的斜线区域面积，以q轴电流作为变量，从0至i_q积分函数Φ_q(0，i_q’，θ)。式(A-7)右边第2项等于图5B的斜线区域面积，以d轴电流为变量，从0至i_d积分函数Φ_d(i_d’，i_q，θ)。图5A及图5B中的曲线311及312是表示在忽视磁铁磁通的情况下的马达1的磁化特性的曲线。

磁力伴随能量W_m’是d轴电流、q轴电流及磁极位置的函数。因此，磁力伴随能量W_m’的全微分dW_m’如下式表示，从中导出式(A-8)。

${{\mathrm{dW}}_m}^{\′}=\frac{{{\∂W}_m}^{\′}}{\∂\mathrm{\θ}}\mathrm{d\θ}+\frac{{{\∂W}_m}^{\′}}{\∂i}\mathrm{di}$

$\frac{{{\mathrm{dW}}_m}^{\′}}{\mathrm{d\θ}}=\frac{\∂{W_m}^{\′}}{\∂\mathrm{\θ}}+\frac{{{\∂W}_m}^{\′}}{\∂i}\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{d\θ}}...(A-8)$

另外，马达1的产生转矩通过由磁极位置偏微分磁力伴随能量得到。即，设马达1的产生转矩为T，则可通过式(A-9)表示转矩T。

$T=P_n\frac{{{\∂W}_m}^{\′}}{\∂\mathrm{\θ}}...(A-9)$

在该式(A-9)中，代入式(A-7)及(A-8)并整理，得到式(A-10)。

$T=P_n(\frac{{{\mathrm{dW}}_m}^{\′}}{\mathrm{d\θ}}-\frac{{{\∂W}_m}^{\′}}{\∂i}\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{d\θ}})$

$=P_n(\frac{{{\mathrm{dW}}_m}^{\′}}{\mathrm{d\θ}}-\frac{\∂({\∫}_0^{i_q}{\mathrm{\φ}}_q(0,i_q^{\′},\mathrm{\θ}){\mathrm{di}}_q^{\′}+{\∫}_0^{i_d}{\mathrm{\φ}}_d(i_d^{\′},i_q,\mathrm{\θ}){\mathrm{di}}_d^{\′})}{\∂i}\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{d\θ}})...(A-10)$

$=P_n(\frac{{{\mathrm{dW}}_m}^{\′}}{\mathrm{d\θ}}-({\mathrm{\φ}}_q\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{d\θ}}+{\mathrm{\φ}}_d\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{d\θ}}))$

$=P_n(\frac{{{\mathrm{dW}}_m}^{\′}}{\mathrm{d\θ}}+({\mathrm{\φ}}_d{i}_q-{\mathrm{\φ}}_q{i}_d))$

当然，在由成立的式(A-7)～式(A-9)导出的、马达1的产生转矩T的算出式(A-10)中，右边第2项(即，P_n(Φ_di_q-Φ_qi_d))是基于式(A-1)的基本转矩T_eo(θ)本身。因此，根据上述式(A-4)，认为式(A-10)的右边第1项相当于转矩变动分量。因此，设式(A-10)的右边第1项为T_ripple(θ)，进一步研究该项。若将式(A-7)代入式(A-10)的右边第1项，则得到式(A-11)。

$T_{\mathrm{ripple}}\left(\mathrm{\θ}\right)=P_n\frac{d({\∫}_0^{i_q}{\mathrm{\φ}}_q(0,i_q^{\′},\mathrm{\θ})d{i}_q^{\′}+{\∫}_0^{i_d}{\mathrm{\φ}}_d(i_d^{\′},i_q,\mathrm{\θ})d{i}_d^{\′})}{\mathrm{d\θ}}...(A-11)$

若使用关系式：Φ_q＝L_qi_q且Φ_d＝L_di_d，则式(A-11)变形为(A-12a)。并且，假设马达1内未产生磁力饱和。该假定等于将由图5A及图5B的曲线311及312示出的真磁化特性近似于由图6A及图6B的曲线321及322示出的磁化特性。由于通过该假定，q轴电感L_q不取决于q电流、且d轴电感L_d不取决于d轴电流，所以可将式(A-12a)中的L_q及L_d提出到积分运算之外。即，式(A-12a)变形为(A-12b)。

$T_{\mathrm{ripple}}\left(\mathrm{\θ}\right)=P_n\frac{d({\∫}_0^{i_q}{L}_q(0,i_q^{\′},\mathrm{\θ})i_q^{\′}{\mathrm{di}}_q^{\′}+{\∫}_0^{i_d}{L}_d(i_d^{\′},i_q,\mathrm{\θ})i_d^{\′}{\mathrm{di}}_d^{\′})}{\mathrm{d\θ}}...(A-12a)$

$T_{\mathrm{ripple}}\left(\mathrm{\θ}\right)=P_n\frac{d(L_q{\∫}_0^{i_q}{i}_q^{\′}{\mathrm{di}}_q^{\′}+L_d{\∫}_0^{i_d}{i}_d^{\′}{\mathrm{di}}_d^{\′})}{\mathrm{d\θ}}$

$=P_n\frac{d(L_q\frac{1}{2}{i_q}^2+L_d\frac{1}{2}{i_d}^2)}{\mathrm{d\θ}}...(A-12b)$

$=P_n(\frac{1}{2}{i_q}^2\frac{{\mathrm{dL}}_q}{\mathrm{d\θ}}+\frac{1}{2}{i_d}^2\frac{{\mathrm{dL}}_d}{\mathrm{d\θ}})$

并且，若使用关系式：Φ_q＝L_qi_q且Φ_d＝L_di_d来变形式(A-12b)，则导出式(A-13)。式(A-12b)中代入关系式：Φ_q＝L_qi_q且Φ_d＝L_di_d后得到的算式为上述式(A-5)，并且，式(A-13)是与上述式(A-6)相同的算式。即，表示可通过上述式(A-5)及(A-6)来推定转矩变动分量。

$T_{\mathrm{ripple}}\left(\mathrm{\θ}\right)=P_n(\frac{1}{2}{i_q}^2\frac{{\mathrm{dL}}_q}{\mathrm{d\θ}}+\frac{1}{2}{i_d}^2\frac{{\mathrm{dL}}_d}{\mathrm{d\θ}})$

$=P_n(\frac{1}{2}{i}_q\frac{d{\mathrm{\φ}}_q}{\mathrm{d\θ}}+\frac{1}{2}{i}_d\frac{d{\mathrm{\φ}}_d}{\mathrm{d\θ}})...(A-13)$

并且，根据将式(A-12b)代入式(A-10)的右边第1项后得到的式(A-14)、或将式(A-13)代入式(A-10)的右边第1项后得到的式(A-15)，可推定产生转矩T(即，修正转矩)。根据式(A-14)或(A-15)算出的转矩T理想上与实转矩一致。

$T=P_n((\frac{1}{2}{i_q}^2\frac{{\mathrm{dL}}_q}{\mathrm{d\θ}}+\frac{1}{2}{i_d}^2\frac{{\mathrm{dL}}_d}{\mathrm{d\θ}})+({\mathrm{\φ}}_d{i}_q-{\mathrm{\φ}}_q{i}_d))...(A-14)$

$T=P_n((\frac{1}{2}{i}_q\frac{d{\mathrm{\φ}}_q}{\mathrm{d\θ}}+\frac{1}{2}{i}_d\frac{d{\mathrm{\φ}}_d}{\mathrm{d\θ}})+({\mathrm{\φ}}_d{i}_q-{\mathrm{\φ}}_q{i}_d))...(A-15)$

并且，上述算式变形过程中使用关系式：Φ_d＝L_di_d，但严格上说，是Φ_d＝L_di_d+Φ_a(如上所述，Φ_a是基于永久磁铁1m的电枢交链磁通)。即，由式(A-11)导出式(A-12a)、(A-12b)或(A-13)时，忽视了对应于Φ_a的项。对应于忽视该项，也认为转矩推定中包含误差。但是，实际上，相当于使用式(A-5)或(A-6)推定转矩变动分量T_ripple(θ)，使用式(A-2)及(A-3)推定式(A-5)或(A-6)内的交链磁通(Φ_d及Φ_q)，且在推定的交链磁通(Φ_d及Φ_q)中考虑了Φ_u的影响。因此，上述式的变形过程中使用关系式：Φ_d＝L_di_d的弊病非常小。

图7中示出表示实转矩和使用式(A-5)推定的修正转矩T(θ)的比较结果的、使用模拟的实验结果。图8中示出表示实转矩和使用式(A-6)推定的修正转矩T(θ)的比较结果的、使用模拟的实验结果。在图7及图8的各曲线中，横轴对应于磁极位置θ，纵轴对应于转矩。图7及图8中，波形301及302是与图4示出的相同的、实转矩波形及依据式(A-1)的基本转矩T_eo(θ)的波形。

图7中的实线波形303是依据式(A-5)推定式(A-1)、式(A-4)的修正转矩T(θ)(＝T_eo(θ)+T_ripple(θ))的波形，图8中的实线波形304是依据式(A-6)推定式(A-1)、式(A-4)的修正转矩T(θ)(＝T_eo(θ)+T_ripple(θ))的波形。可知通过使用式(A-5)或(A-6)，推定转矩变动分量，也可正确推定产生转矩的瞬时值。

[第2转矩推定方法]

下面，说明第2转矩推定方法。现在，假定在微小时间dt中，通过边对马达1供给一定的电流i，边对转子1r供给相当于转矩T的外力，使磁极位置θ从θ₁变化至θ₂。用dθ表示θ₁变化至θ₂的磁极位置θ的微小变化量。

在仅使磁极位置θ变化微小变化量dθ时的关于马达1的能量变化使用电气能量变化dW_E、机械能量变化dW_M及磁性能量变化dW_m，如下述式(B-1)所示。并且，电气能量变化d W_E及机械能量变化d W_M如下述式(B-2)及(B-3)所示。

dW_E＝dW_M+dW_m    …(B-1)

${\mathrm{dW}}_E=\mathrm{ivdt}=i\frac{\mathrm{d\φ}}{\mathrm{dt}}\mathrm{dt}=\mathrm{id\φ}...(B-2)$

dW_M＝Tdθ_m    …(B-3)

这里，θ_m是由机械角表现的、转子1r的磁极位置。因此，在由机械角表现的磁极位置θ_m、由电角表现的磁极位置θ、和极对数P_n之间，在关系式“θ＝P_nθ_m”成立的同时，关系式“dθ＝P_ndθ_m”成立。

另外，磁性伴随能量W_m’使用磁性能量W_m，如下式(B-4)定义。若全微分该式(B-4)，则得到式(B-5)。

W_m+W_m′＝iφ            …(B-4)

dW_m+dW_m′＝idφ+φdi    …(B-5)

若将式(B-2)、(B-3)及(B-5)代入式(B-1)并成立，则得到下式(B-6)。

Tdθ_m＝(idφ+φdi-dW_m′)-idφ＝φdi-dW_m′    …(B-6)

这里，假定马达1内形成的磁性电路是线性电路。即，近似于下式(B-7)成立。于是，可将式(B-6)变形为式(B-8)。

φdi＝idφ＝ivdt     …(B-7)

Tdθ_m＝ivdt-dW_m′    …(B-8)

若以机械角的旋转速度ω_m除该式(B-8)中的功率iv，则得到下式(B-9)。由ω_m表示的旋转速度是由机械角表现的转子1r的角速度。因此，在由机械角表现的旋转速度ω_m、由电角表现的旋转速度ω及极对数P_n之间，在关系式“ω＝P_nω_m”成立的同时，关系式“d_ω＝P_ndω_m”成立。在由式(B-8)得到式(B-9)时，使用关系式「ω_m＝dθ_m/dt＝(1/P_n)×(dθ/dt)」。

$\frac{\mathrm{iv}}{{\mathrm{\ω}}_m}=(\frac{{\mathrm{Td\θ}}_m}{\mathrm{dt}}+\frac{{{\mathrm{dW}}_m}^{\′}}{\mathrm{dt}})\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_m}$

$=(\frac{{\mathrm{Td\θ}}_m}{\mathrm{dt}}+\frac{{{\mathrm{dW}}_m}^{\′}}{\mathrm{dt}})\frac{\mathrm{dt}}{{\mathrm{d\θ}}_m}=T+\frac{{{\mathrm{dW}}_m}^{\′}}{d{\mathrm{\θ}}_m}=T+\frac{{{\mathrm{dW}}_m}^{\′}}{\mathrm{d\θ}}\frac{\mathrm{d\θ}}{{\mathrm{d\θ}}_m}...(B-9)$

$=T+\frac{{{\mathrm{dW}}_m}^{\′}}{\mathrm{d\θ}}{P}_n$

可是，以前根据至马达的输入功率来推定马达的转矩，在使用功率信息的现有转矩推定方法中，通过用机械角速度ω_m除输入功率iv来推定转矩。即，在现有的转矩推定方法中，推定iv/ω_m作为转矩(并且，严格地说，用机械角速度ω_m除从输入功率iv中减去铜损(i²R_a)后的值设为现有的推定转矩)。但是，从上述式(B-9)可知，如果转矩T与iv/ω_m不一致，则若不考虑dW_m’/dθ项，则不能正确地进行转矩推定。

因此，为了正确地进行转矩推定，必需使用相当于式(B-9)变形式的下述式(B-10)(即，必需从iv/ω_m中减去第1转矩推定方法中叙述的式(A-10)右边第1项)。在式(B-10)中，忽视由电枢线圈产生的损失(所谓铜损)，但在考虑损失时，只要使用下述式(B-11)即可。

$T=\frac{\mathrm{iv}}{{\mathrm{\ω}}_m}-P_n\frac{{{\mathrm{dW}}_m}^{\′}}{\mathrm{d\θ}}...(B-10)$

$T=\frac{\mathrm{iv}-i^2{R}_a}{{\mathrm{\ω}}_m}-P_n\frac{{{\mathrm{dW}}_m}^{\′}}{\mathrm{d\θ}}...(B-11)$

另外，若使用关系式“Φ_d＝L_di_d+Φ_a及Φ_q＝L_qi_q”，则将第1转矩推定方法中叙述的式(A-10)变形为下述式(B-12)。

$T=P_n(\frac{{{\mathrm{dW}}_m}^{\′}}{\mathrm{d\θ}}-\frac{{{\∂W}_m}^{\′}}{\∂i}\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{d\θ}})$

$=P_n(\frac{{{\mathrm{dW}}_m}^{\′}}{\mathrm{d\θ}}+({\mathrm{\φ}}_d{i}_q-{\mathrm{\φ}}_q{i}_d))...(B-12)$

$=P_n(\frac{{{\mathrm{dW}}_m}^{\′}}{\mathrm{d\θ}}+({\mathrm{\φ}}_a{i}_q+(L_d-L_q)i_d{i}_q))$

由式(B-10)和式(B-12)得到下述式(B-13)，由式(B-11)和式(B-12)得到下述式(B-14)。这样，可知可根据旋转驱动转子1r用的对马达1的输入功率iv、旋转速度ω_m、交链磁通矢量Φ和电流矢量i的外积算出相当于第1转矩推定方法中叙述的式(A-10)右边第1项的转矩变动分量(P_n·dW_m’/dθ)。

$P_n\frac{{{\mathrm{dW}}_m}^{\′}}{\mathrm{d\θ}}=\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{iv}}{{\mathrm{\ω}}_m}-P_n({\mathrm{\φ}}_d{i}_q-{\mathrm{\φ}}_q{i}_d))...(B-13)$

$=\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{iv}}{{\mathrm{\ω}}_m}-P_n({\mathrm{\φ}}_a{i}_q+(L_d-L_q)i_d{i}_q))$

$P_n\frac{{{\mathrm{dW}}_m}^{\′}}{\mathrm{d\θ}}=\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{iv}-i^2{R}_a}{{\mathrm{\ω}}_m}-P_n({\mathrm{\φ}}_d{i}_q-{\mathrm{\φ}}_q{i}_d))...(B-14)$

$=\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{iv}-i^2{R}_a}{{\mathrm{\ω}}_m}-P_n({\mathrm{\φ}}_a{i}_q+(L_d-L_q)i_d{i}_q))$

并且，可通过使用将式(B-13)代入式(B-10)得到的下述式(B-15)，推定包含转矩变动分量的修正转矩T。在考虑电枢线圈产生的损失时，可通过使用将式(B-14)代入式(B-10)得到的下述式(B-16)，推定包含转矩变动分量的修正转矩T。

$T=\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{iv}}{{\mathrm{\ω}}_m}+P_n({\mathrm{\φ}}_d{i}_q-{\mathrm{\φ}}_q{i}_d))...(B-15)$

$=\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{iv}}{{\mathrm{\ω}}_m}+P_n({\mathrm{\φ}}_a{i}_q+(L_d-L_q)i_d{i}_q))$

$T=\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{iv}-i^2{R}_a}{{\mathrm{\ω}}_m}+P_n({\mathrm{\φ}}_d{i}_q-{\mathrm{\φ}}_q{i}_d))...(B-16)$

$=\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{iv}-i^2{R}_a}{{\mathrm{\ω}}_m}+P_n({\mathrm{\φ}}_a{i}_q+(L_d-L_q)i_d{i}_q))$

并且，在上述第1转矩推定方法的说明中，为了明示修正转矩是磁极位置θ的函数，由符号T(θ)表现修正转矩，但在第2转矩推定方法的说明中，仅由T表示修正转矩。

图9中示出表示实转矩、和使用式(B-16)推定的修正转矩的比较结果的、使用模拟的实验结果。在图9的曲线中，横轴对应于磁极位置θ，纵轴对应于转矩。在图9中，波形301及302是与图4示出的相同的实转矩的波形及依据式(A-1)的基本转矩T_eo(θ)的波形。图9中的实线波形305是依据式(B-16)推定的修正转矩T的波形。依据式(B-16)，可知通过进行考虑转矩变动分量的转矩推定，可正确推定产生转矩的瞬时值。这时，由于与使用第1转矩推定方法的上述式(A-5)等情况不同，不必使用电枢交链磁通微分信息，所以还有计算误差变少的优点。

并且，在上述第1及第2转矩推定方法的说明中，记述了着眼于dq坐标系的数学式，但也可利用着眼于αβ坐标系的数学式进行转矩推定。即，例如，也可将上述式(A-5)中的Φ_d、Φ_q、i_d及i_q分别替换成Φ_α、Φ_β、i_α、及i_β。包含式(A-6)、(B-13)～(B-16)的其它算式也相同。

下面，例示第1或第2实施例，作为利用第1或第2转矩推定方法的实施例。上述内容只要不矛盾，适用于第1及第2实施例。

<<第1实施例>>

说明第1实施例。图10是第1实施例的马达驱动系统的详细框图。图10的马达驱动系统具备图1的马达1、电压转换电路2及马达控制装置3，并且具备电源4及电流传感器10。马达1例如是埋入磁铁同步马达(interior permanent magnet synchronous motor)。图10的马达控制装置3具备以符号11～19、30及31参照的各部位。来自于连接于电压转换电路2的电源4的直流电压转换成三相交流电压，供给马达1。

马达控制装置3内的各部位可自由利用马达控制装置3内生成的各值。形成图10的马达驱动系统的各部位更新自身按规定的控制周期算出(或检测)并输出的指令值(包含ω^*、i_d ^*、i_q ^*、v_d ^*、v_q ^*、vα^*、vβ^*、v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*)或状态量(包含i_u、i_v、iα、iβ、i_d、i_q、θ、ω、T_rp以及i_qC)，根据最新的指令值或状态量进行各值的运算。

在图10的马达驱动系统中，将马达电流i分解成作为励磁电流分量的d轴电流i_d、和作为转矩电流分量的q轴电流i_q，执行矢量控制，以使其追踪于电流指令值。具体地，说明图10的各部位的功能。

电流传感器10输出表示从电压转换电路2供给马达1的U相电流i_U及V相电流i_v电流值的模拟信号。电流检测部11根据电流传感器10的输出信号，检测U相电流i_U及V相电流i_v的电流值。具体地，例如，电流检测部11是将来自电流传感器10的模拟信号转换成数字信号的A/D转换器。W相电流i_W的电流值使用检测出的i_u及i_v电流值，根据关系式“i_v＝-i_u-i_v”算出。

3相/2相转换部12通过在αβ轴上坐标转换U相电流值i_u及V相电流值i_v，算出及输出α轴电流值iα及β轴电流值iβ。坐标转换部13通过根据推定磁极位置θ，在dq轴上坐标转换α轴电流值iα及β轴电流值iβ，算出及输出d轴电流值i_d及q轴电流值i_q。由位置/速度推定部14推定及输出旋转速度ω及磁极位置θ。在本实施例(及后述的第2实施例)中，所谓推定旋转速度及推定磁极位置分别指由位置/速度推定部14推定的旋转速度及磁极位置。

未图示的速度指令生成部生成按期望的旋转速度(电角速度)旋转马达1的转子用的旋转速度指令值ω^*。将旋转速度指令值ω^*和推定旋转速度ω的差提供给速度控制部17。

速度控制部17通过使用比例积分控制等，算出并输出q轴电流指令值i_q ^*，使速度偏差(ω^*-ω)收敛为零。i_q ^*表示q轴电流值i_q应追踪的i_q的目标值。

磁通控制部16算出并输出d轴电流指令值i_d ^*。i_d ^*表示d轴电流值i_d应追踪的i_d的目标值。i_d ^*对应于由马达驱动系统执行的矢量控制的种类、旋转速度，采用不同的值。例如，在进行使d轴电流为零的控制时，设i_d ^*＝0。并且，在进行最大转矩控制或弱磁通控制时，设i_d ^*为对应于推定旋转速度ω的负值。并且，在算出i_d ^*时，根据需要参照i_q ^*。

转矩变动分量推定部30利用上述第1或第2转矩推定方法，根据包含马达控制装置3内算出的值的推定用信息，推定马达1中的转矩变动分量。用T_rp表示由转矩变动分量推定部30推定的转矩变动分量，也称其为推定转矩变动分量。后述推定转矩变动分量T_rp的具体算出方法。

转矩/电流转换部31使用转矩常数K_T，将推定转矩变动分量T_rp转换成电流信息。具体地，通过用转矩常数K_T除推定转矩变动分量T_rp，算出q轴电流补正值i_qC。转矩常数K_T根据马达1的特性预先设定。

电流控制部15进行使用比例积分控制等的电流反馈控制，以使通过从d轴电流指令值i_d ^*中减去d轴电流值i_d得到的电流误差(i_d ^*-i_d)、与从q轴电流指令值i_q ^*中减去q轴电流值i_q及q轴电流补正值i_qC得到的电流误差(i_q ^*-i_q-i_qC)都收敛为零。这时，利用排除d轴和q轴之间的干扰用的非干扰控制，算出d轴电压指令值v_d ^*及q轴电压指令值v_q ^*，以使(i_d ^*-i_d)及(i_q ^*-i_q-i_qC)都收敛为零。v_d ^*表示d轴电压值v_d应追踪的v_d的目标值，v_q ^*表示q轴电压值v_q应追踪的v_q目标值。并且，在算出v_d ^*及v_q ^*时，也参照ω、i_d及i_q。

坐标转换部18通过根据推定磁极位置θ，在αβ轴上坐标转换v_d ^*及v_q ^*，算出α轴电压指令值vα^*及β轴电压指令值vβ^*。vα^*表示α轴电压值vα应追踪的vα的目标值，vβ^*表示β轴电压值vβ应追踪的vβ的目标值。

2相/3相转换部19通过在三相固定坐标轴上坐标转换作为αβ轴上的电压指令值的vα^*及vβ^*，算出三相电压指令值。三相电压指令值由U相电压指令值v_u ^*、V相电压指令值v_v ^*及W相电压指令值v_w ^*构成。电压转换电路2根据该三相电压指令值，将来自电源4的直流电压转换成由U相电压v_u、V相电压v_v及W相电压v_w构成的三相交流电压。v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*分别指定v_u、v_v及v_w的电压值。电压转换电路2将采用时间或磁极位置θ为横轴时的各电枢线圈的电流为正弦波状电流的三相交流电压提供给三相电枢线圈。

位置/速度推定部14可使用包含已知方法(专利第3411878号公报中记载的方法等)的、任意方法来推定旋转速度ω及磁极位置θ。例如，可使用v_d ^*、v_q ^*、i_d以及i_q的全部或一部分来推定旋转速度ω及磁极位置θ。

q轴电流指令值i_q ^*相当于用电流值表现马达1的产生转矩的目标值。在现有的一般的马达驱动系统中，进行矢量控制，以使电流误差(i_q ^*-i_q)收敛为零，由此，i_q追踪i_q ^*。可是，这里，因磁铁磁通分布或电感分布中包含的高次谐波，所以产生转矩以目标值作为基准，周期地变动。

为了抑制该变动，在图10的马达驱动系统中，使用作为转矩变动分量的电流换算值的q轴电流补正值i_qC。即，使用q轴电流补正值i_qC，补正基于电流传感器10的检测值的q轴电流值i_q，以抑制产生转矩的变动，执行矢量控制，以便由该补正得到的值(i_q+i_qC)追踪i_q ^*。因此，可抑制马达1的产生转矩的变动，降低该变动引起的振动及噪音。

下面，具体地说明推定转矩变动分量T_rp的算出方法。某时刻的推定转矩变动分量T_rp根据该时刻得到的最新状态量及指令值来算出。

[T_rp的第1算出方法]

首先，说明利用第1转矩推定方法的说明中所述的式(A-5)的情况。这时，转矩变动分量推定部30可根据由3相/2相转换部12及坐标转换部18提供的iα、iβ、vα^*以及vβ^*和由位置/速度推定部14提供的θ(或ω)，依据下述式(C-1)或(C-2)算出T_rp(参照图11)。

$T_{\mathrm{rp}}=P_n\frac{d\left(\frac{1}{2}({\mathrm{\&phi;}}_d{i}_d+{\mathrm{\&phi;}}_q{i}_q)\right)}{\mathrm{d\&theta;}}...(C-1)$

$T_{\mathrm{rp}}=P_n\frac{d\left(\frac{1}{2}({\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{\&alpha;}}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}+{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{\&beta;}}{i}_{\mathrm{\&beta;}})\right)}{\mathrm{d\&theta;}}...(C-2)$

φ_α＝∫(v_α ^*-R_ai_α)dt+φ_α|t＝0…(C-3)

φ_β＝∫(v_β ^*-R_ai_β)dt+φ_β|t＝0…(C-4)

可根据式(C-3)、(C-4)求出式(C-2)中的Φ_α及Φ_β。如果根据θ在dq轴上坐标转换依据式(C-3)、及(C-4)求得的Φ_α及Φ_β，则求得式(C-1)中的Φ_d及Φ_q。式(C-3)及(C-4)中的各右边的积分是对时间t的积分，在算出当前时刻的Φ_d、Φ_q、Φ_α及Φ_β时，这些积分区间是从基准时刻t₀至当前时刻。并且，对马达控制装置3来说，Φ_α|t＝0及Φ_β|t＝0的各值为已知。

说明使用式(C-1)时的具体运算方法。这时，转矩变动分量推定部30通过由磁极位置θ微分表示交链磁通矢量和电流矢量内积的标量(Φ_di_d+Φ_qi_q)算出T_rp。马达驱动系统内的各运算根据离散的指令值及状态量的瞬时值来进行。因此，该微分实际上由差分运算来执行。

即，在使用式(C-1)时，转矩变动分量推定部30根据最新的交链磁通矢量及电流矢量逐次算出表示交链磁通矢量和电流矢量内积的标量(Φ_di_d+Φ_qi_q)。而且，若时刻t₁及t₂中该标量(Φ_di_d+Φ_qi_q)分别是(Φ_di_d+Φ_qi_q)_t1及(Φ_di_d+Φ_qi_q)_t2，且时刻t₁及t₂中推定磁极位置θ分别为θ₁及θ₂，则根据下述式(C-5)，推定算出时刻t₂中的T_rp。这里，设时刻t₂为从时刻t₁经过微小时间dt的时刻。并且，设时刻t₁及t₂是比基准时刻t₀还晚的时刻。

$T_{\mathrm{rp}}=P_n\frac{\frac{1}{2}({({\mathrm{\&phi;}}_d{i}_d+{\mathrm{\&phi;}}_q{i}_q)}_{t2}-{({\mathrm{\&phi;}}_d{i}_d+{\mathrm{\&phi;}}_q{i}_q)}_{t1})}{{\mathrm{\&theta;}}_2-{\mathrm{\&theta;}}_1}...(C-5)$

并且，由于马达1的转子只旋转该微小时间dt，磁极位置θ从θ₁变化至θ₂，所以也可将式(C-5)中的磁极位置的微小变化量(θ₂-θ₁)转换成旋转速度和微小时间dt的积(ω₁₂×dt)。这里，ω₁₂是时刻t₁中的推定旋转速度ω或时刻t₂中的推定旋转速度ω或两者的平均值，即dt＝t₂-t₁。并且，在稳定状态中，由于ω与ω^*一致(或大致一致)，所以也可设ω₁₂为时刻t₁或t₂中的ω^*。既便在使用(θ₂-θ₁)及(ω₁₂×dt)的任一个时，也可根据磁极位置的微小变化量和内积值(上述的标量)的微小变化量的比算出推定转矩变动分量T_rp。

在根据式(C-3)算出Φ_α时，转矩变动分量推定部30在按规定的控制周期离散的各时刻中，根据按控制周期离散后逐次算出的v_α ^*及i_α，算出(v_α ^*-R_ai_α)。下面，将按控制周期离散的时刻特别称为离散时刻。上述的时刻t₁及t₂为离散时刻。并且，例如，离散时刻t₁中的Φ_α通过从基准时刻t₀的下一次离散时刻至离散时刻t₁积分算出的(v_α ^*-R_ai_α)的值，在该积分值上加上Φ_α|t＝0来求得。根据式(C-4)算出Φ_β的情况也相同。

详细说明了使用式(C-1)时的具体的运算方法，但使用式(C-2)时也进行同样的运算(仅着眼的坐标轴是dq轴还是αβ轴不同而已)。

[T_rp的第2算出方法]

下面，说明利用第1转矩推定方法说明中叙述的式(A-6)的情况。这时，转矩变动分量推定部30可根据3相/2相转换部12及坐标转换部18提供的i_α、i_β、v_α ^*以及v_β ^*和位置/速度推定部14提供的θ(或ω)，依据式(C-6)或(C-7)算出T_rp(参照图11)。

$T_{\mathrm{rp}}=P_n(\frac{1}{2}{i}_q\frac{d{\mathrm{\&phi;}}_q}{\mathrm{d\&theta;}}+\frac{1}{2}{i}_d\frac{d{\mathrm{\&phi;}}_d}{\mathrm{d\&theta;}})...(C-6)$

$T_{\mathrm{rp}}=P_n(\frac{1}{2}{i}_{\mathrm{\&beta;}}\frac{d{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{\&beta;}}}{\mathrm{d\&theta;}}+\frac{1}{2}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\frac{d{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{\&alpha;}}}{\mathrm{d\&theta;}})...(C-7)$

式(C-6)或(C-7)中的Φ_d、Φ_q、Φ_α及Φ_β的具体运算方法如上所述。

说明使用式(C-6)时的具体的运算方法。这时，转矩变动分量推定部30通过按磁极位置θ微分电枢交链磁通Φ的d轴分量和q轴分量，算出交链磁通的微分信息。该微分信息是具有d轴分量(dΦ_d/dθ)和q轴分量(Dφ_q/dθ)的矢量信息，将根据该微分信息的矢量称为微分交链磁通矢量。之后，内积该微分交链磁通矢量和电流矢量，算出该内积值乘以P_n×1/2的值作为T_rp。

如上所述，马达驱动系统内的各运算根据离散的指令值及状态量的瞬时值来进行。因此，基于磁极位置θ的微分实际上通过差分运算来进行。即，在使用式(C-6)时，转矩变动分量推定部30在依次访问的各离散时刻中，根据最新的i_α、i_β、v_α ^*及v_β ^*，求出Φ_α及Φ_β，同时，求出Φ_d及Φ_q。而且，若时刻(离散时刻)t₁及t₂中的Φ_d分别是Φ_d1及Φ_d2，且时刻t₁及t₂中的Φ_q分别是Φ_q1及Φ_q2，且时刻t₁及t₂中的推定磁极位置θ分别是θ₁及θ₂，则根据下述式(C-8)及(C-9)算出时刻t₂中的(dΦ_d/dθ)及(dΦ_q/dθ)。

$\frac{d{\mathrm{\&phi;}}_d}{\mathrm{d\&theta;}}=\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{d2}-{\mathrm{\&phi;}}_{d1}}{{\mathrm{\&theta;}}_2-{\mathrm{\&theta;}}_1}...(C-8)$

$\frac{d{\mathrm{\&phi;}}_q}{\mathrm{d\&theta;}}=\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{q2}-{\mathrm{\&phi;}}_{q1}}{{\mathrm{\&theta;}}_2-{\mathrm{\&theta;}}_1}...(C-9)$

之后，使用根据式(C-8)及(C-9)的(dΦ_d/dθ)及(dΦ_q/dθ)和时刻t₂中的i_d及i_q，依据式(C-6)，算出时刻t₂中的T_rp。

并且，如式(C-5)的说明中所叙述的那样，也可将式(C-8)或(C-9)中的磁极位置的微小变化量(θ₂-θ₁)替换成旋转速度和微小时间dt的积(ω₁₂×dt)。既便在使用(θ₂-θ₁)及(ω₁₂×dt)的任一个时，也可根据磁极位置的微小变化量及Φ_d及Φ_q的微小变化量的比，导出交链磁通的微分信息。在利用上述的差分运算时，可称该微分信息为差分信息。根据由该微分信息(或差分信息)表示的微分交链磁通矢量和电流矢量的内积算出T_rp。

详细说明使用式(C-6)时的具体的运算方法，但使用式(C-7)时也进行同样的运算。

[T_rp的第3算出方法]

下面，说明利用第2转矩推定方法的说明中叙述的式(B-13)或式(B-14)的情况。这时，转矩变动分量推定部30可根据下述式(C-10)～(C-15)之一算出T_rp。

$T_{\mathrm{rp}}=\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{iv}}{{\mathrm{\&omega;}}_m}-P_n({\mathrm{\&phi;}}_d{i}_q-{\mathrm{\&phi;}}_q{i}_d))...(C-10)$

$T_{\mathrm{rp}}=\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{iv}}{{\mathrm{\&omega;}}_m}-P_n({\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{\&alpha;}}{i}_{\mathrm{\&beta;}}-{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{\&beta;}}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}))...(C-11)$

$T_{\mathrm{rp}}=\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{iv}}{{\mathrm{\&omega;}}_m}-P_n({\mathrm{\&phi;}}_a{i}_q+(L_d-L_q)i_d{i}_q))...(C-12)$

$T_{\mathrm{rp}}=\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{iv}-i^2{R}_a}{{\mathrm{\&omega;}}_m}-P_n({\mathrm{\&phi;}}_d{i}_q-{\mathrm{\&phi;}}_q{i}_d))...(C-13)$

$T_{\mathrm{rp}}=\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{iv}-i^2{R}_a}{{\mathrm{\&omega;}}_m}-P_n({\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{\&alpha;}}{i}_{\mathrm{\&beta;}}-{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{\&beta;}}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}))...(C-14)$

$T_{\mathrm{rp}}=\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{iv}-i^2{R}_a}{{\mathrm{\&omega;}}_m}-P_n({\mathrm{\&phi;}}_a{i}_q+(L_d-L_q)i_d{i}_q))...(C-15)$

式(C-10)～(C-15)中的Φ_d、Φ_q、Φ_α及Φ_β的具体的运算方法如上述所示。式(C-10)～(C-15)中的i_d、i_q、i_α及i_β由3相/2相转换部12及坐标转换部13得到，式(C-10)～(C-15)中的ω_m根据来自位置/速度推定部14的ω及关系式“ω＝P_nω_m”算出。或者，由于ω是追踪于ω^*，所以由“ω＝P_nω_m”规定的ω_m也可用于式(C-10)～(C-15)的算出。

式(C-10)～(C-15)中的iv是从电源4通过电压转换电路2供给马达1的输入功率，通过矢量表现马达电流i的电流矢量和矢量表现马达电压v的电压矢量的内积来算出。实际上，根据iv＝i_d·v_d ^*+i_q·v_q ^*或iv＝iα·vα^*+iβ·vβ^*或iv＝i_u·v_u ^*+i_v·v_v ^*+i_w·v_w ^*算出iv。式(C-13)～(C-15)中的i²根据i²＝i_d ²+i_q ²或i²＝i_α ²+i_β ²或i²＝i_u ²+i_v ²+i_w ²算出。

如上所述，某时刻中的T_rp根据该时刻得到的最新的状态量及指令值来算出。因此，例如在利用式(C-10)，算出时刻t₁中的T_rp时，通过使用该时刻t₁中得到的最新的i_α、i_β、v_α ^*及v_β ^*，求出Φ_α及Φ_β，同时，求出Φ_d及Φ_q，使用求出的Φ_d及Φ_q和最新的i_d、i_q、v_d ^*、v_q ^*及ω，算出时刻t₁中的T_rp。

并且，在式(C-13)、(C-14)或(C-15)右边第1项的分数中，分子是从输入功率iv中减去所谓铜损i²R_a的值，但也可进一步考虑铜损以外的损失(例如铁损)。即，例如也可将式(C-13)、(C-14)或(C-15)右边第1项分数中的分子从(iv-i²R_a)变更为(iv-i²R_a-LOSS)。这里，LOSS是表示铜损以外损失的正值。既可设LOSS为预先设定的固定值，也可是旋转速度(ω或ω^*)等的函数。

<<第2实施例>>

下面，说明第2实施例。图12是第2实施例的发电系统的详细框图。图12的发电系统具备发电机1a、电压转换电路2a及发电机控制装置3a，并且具备电压输出部4a及电流传感器10。

发电机1a是三相永久磁铁同步发电机，例如是埋入磁铁同步发电机(interior permanent magnet synchronous generator)。发电机1a由具备永久磁铁的转子、和具备U相、V相及W相电枢线圈的定子构成，具有与马达1相同的结构。

在图10的马达驱动系统中，从电源4供给的功率由马达1转换为转矩(旋转力)，而在图12的发电系统中，将发电机1a产生的转矩转换为功率。这样，仅在将功率转换为转矩，或将转矩转换为功率上不同，在其他方面，图10的马达驱动系统和图12的发电系统具有相同的结构及功能。因此，对马达1及马达驱动系统说明的事项(包含对术语及符号的定义等)只要无矛盾，也全部适用于图12的发电系统。

但是，由于在发电系统中设置发电机替代马达驱动系统中的马达，所以将对马达及马达驱动系统的说明的事项适用于本实施例时，应执行术语不同(马达的术语和发电机的术语不同)引起的替换，即，适用时，首先，应将上述说明事项中的“马达”替换成“发电机”，在本实施例中应将涉及叙述马达的术语(包含永久磁铁、电枢线圈及极对数、或各种状态量及指令值等)解释为对发电机叙述的术语。

因此，例如，在本实施例中，v相当于施加于发电机1a的U相、V相及W相的电枢线圈的U相电压V_u、V相电压V_v及W相电压V_w的合成电压，表示发电机电压，i相当于流过发电机1a的U相、V相及W相的电枢线圈的U相电流i_u、V相电流i_v及W相电流i_w的合成电流，表示发电机电流(发电机的电枢电流)，Φ表示合成发电机1a的U相、V相及W相的电枢线圈的交链磁通后的磁通。不用说，例如，发电机电压v的d轴分量、q轴分量、α轴分量、及β轴分量分别由v_d、v_q、v_α及v_β表示。并且，在本实施例中，d轴是指向设置在发电机1a的转子中的永久磁铁的磁通方向的旋转轴，θ表示发电机1a的d轴的、从U相轴观察的角度(电角)，ω表示发电机1a的d轴的旋转速度(电角下的角速度)。

发电机1a例如通过齿轮连接于风车。然后，利用风力风车旋转的力通过齿轮传递至发电机1a的转子，转子产生转矩后，转子旋转。将因该转子的旋转在发电机1a内产生的感应电压作为由v_u、v_v及v_w构成的三相交流电压，传递至电压转换电路2a。电压转换电路2a例如是PWM(PulseWidth Modulation)转换器，边进行脉冲宽度调制，以使形成该三相交流电压的v_u、v_v及v_w的电压值分别与由2相/3相转换部19提供的v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*一致，边将该三相交流电压转换成直流电压。该直流电压及基于该直流电压的功率从电压输出部4a输出。这样，从电压输出部4a输出的功率基于发电机1a发电的功率。

在发电系统中，将发电机电流i分解成作为励磁电流分量的d轴电流i_d和作为转矩电流分量的q轴电流i_q，执行矢量控制，以使其追踪于电流指令值。发电机控制装置3a具备以符号11～19、30及31参照的各部件。发电机控制装置3a内的各部件的构成及功能和图10的马达控制装置3内的各部件的构成及功能相同，发电系统中的电流传感器10与图10的相同。

即，电流传感器10输出表示流过发电机1a和电压转换电路2a之间的U相电流i_u及V相电流i_v的电流值的模拟信号。电流检测部11根据电流传感器10的输出信号，检测U相电流i_u及V相电流i_v的电流值。W相电流i_w的电流值使用检测出的i_u及i_v的电流值，根据关系式“i_w＝-i_u-i_v”算出。3相/2相转换部12根据i_u及i_v算出i_α及i_β，坐标转换部13根据推定磁极位置θ，将i_α及i_β转换为i_d及i_q。位置/速度推定部14例如使用v_d ^*、v_q ^*、i_d及i_q的全部或一部分，算出推定旋转速度ω及推定磁极位置θ。

未图示的速度指令生成部生成使发电机1a的转子以期望的旋转速度(电角速度)旋转用的旋转速度指令值ω^*。期望的旋转速度例如设定成从发电机1a中提取尽可能大的功率。速度控制部17算出i_q ^*，以使速度偏差(ω^*-ω)收敛为零，磁通控制部16对应于由发电系统执行的矢量控制的种类或旋转速度，算出i_d ^*。并且，由于在图10的马达驱动系统和图12的发电系统之间，电流的极性(电流的流动方向)不同，所以在图10的马达驱动系统中，设i_q ^*≥0，相反，在图12的发电系统中，设i_q ^*≤0。

转矩/电流转换部31根据转矩常数K_T和由转矩变动分量推定部30算出的推定转矩变动分量T_rp算出q轴电流补正值i_qC。电流控制部15通过使用比例积分控制等的电流反馈控制，算出v_d ^*及v_q ^*，以使(i_d ^*-i_d)及(i_q ^*-i_q-i_qC)同时收敛为零。将该v_d ^*及v_q ^*通过坐标转换部18，使用推定磁极位置θ，转换为v_α ^*、v_β ^*，并且，将该v_α ^*及v_β ^*通过2相/3相转换部19转换为三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*)。将来自2相/3相转换部19的三相电压指令值提供给电压转换电路2a。

转矩变动分量推定部30根据包含发电机控制装置3a内算出的值的推定用信息，算出推定转矩变动分量T_rp。基于转矩变动分量推定部30的推定转矩变动分量T_rp的算出方法与第1实施例中叙述的相同。并且，在发电系统中，式(C-10)等中的iv表示基于转子旋转的发电机1a的发电功率。

可通过这样构成发电系统，抑制发电机1a的产生转矩的变动，降低因其变动产生的振动及噪音。

<<变形等>>

下面，记述注解1～注解7，作为上述实施方式的变形例或注解事项。各注解中记载的内容只要无矛盾，可任意地组合。

[注解1]

在进行矢量控制的上述马达驱动系统或发电系统中，推定dq轴。即，推定以U相轴为基准的d轴相位(即θ)，进行反馈控制，以使d轴电流及q轴电流分别追踪于d轴电流指令值及q轴电流指令值。但是，也可推定的轴与dq轴不同。例如，也可定义特开2007-259686号公报中记载的dm轴及qm轴，根据该公报中记载的方法，将马达电流(或发电机电流)i分解成d m轴分量及q m轴分量，执行使通过该分解得到的各分量追踪于这些指令值的矢量控制。

这时，也可将上述的关于d轴及q轴的值分别替代为关于dm轴及qm轴的值(例如，将作为马达电流i的d轴分量的d轴电流i_d替代为作为马达电流i的dm轴分量的dm轴电流i_dm)。dm轴是从qm轴按电角延迟90度的轴。所谓qm轴是方向与实现最大转矩控制(或最大效率控制等)时的电流矢量的方向一致的旋转轴。

[注解2]

在上述马达驱动系统及发电系统中，通过推定导出旋转速度ω及磁极位置θ，但也可根据输出对应于磁极位置θ的信号的磁极位置传感器(霍尔元件、分解器(resolver)等)的输出信号，将其导出。

[注解3]

在上述马达驱动系统及发电系统中，使用电流传感器10，直接检测U相电流i_u及V相电流i_v，但也可根据流过电压转换电路2和电源4之间的直流电流或流过电压转换电路2a和电压输出部4a之间的直流电流，将其检测。

[注解4]

包含上述各种指令值(i_d ^*、i_q ^*等)或状态量(i_d、i_q等)的、应导出的全部值的导出方法为任意。即，例如，既可通过在马达控制装置或发电机控制装置内的运算将其导出，也可从预先设定的表格数据中将其导出。

[注解5]

马达控制装置(或发电机控制装置)的功能的一部分或全部例如使用装入通用微型计算机等的软件(程序)来实现。在使用软件来实现马达控制装置(或发电机控制装置)时，示出马达控制装置(或发电机控制装置)的各部结构的框图表示功能框图。不用说，不利用软件(程序)，而仅利用硬件，或利用软件和硬件的组合，也可形成马达控制装置(或发电机控制装置)。

[注解6]

马达及发电机分别是旋转机的一种。因此，也可将马达控制装置及发电机控制装置分别称为旋转机控制装置。

[注解7]

本说明书及附图中应留意以下方面。在附图中，作为所谓下标而表现的希腊字符(α等)在说明书中有时表述为不是下标的标准字符。应忽视该希腊字符中的下标和标准字符的差异。

即，例如，i_α与iα表示相同，i_β与iβ表示相同。

本发明的意义和效果通过上述的实施方式说明可知。但是，上述的实施方式始终是本发明的一个实施方式，本发明和各构成要件的术语意义不限于上述实施方式中记载的。

2008年4月25日提出的日本申请P2008-115218在这里根据35USC119主张优先权利益，同时，其全部内容作为参照在这里引入。

Claims (9)

1、一种马达控制装置，控制包括具有电枢线圈的定子及具有永久磁铁的转子的马达，其中：

具备转矩变动分量推定部件，根据所述电枢线圈的交链磁通及流过所述电枢线圈的电枢电流，推定马达产生的转矩的变动分量，

所述马达控制装置根据推定的所述转矩的变动分量执行所述马达的控制，

所述转矩变动分量推定部件根据矢量表现所述交链磁通的交链磁通矢量或对应于所述交链磁通矢量的矢量、与矢量表现所述电枢电流的电流矢量的内积，推定所述转矩的变动分量。

2、根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于：

所述内积是所述交链磁通矢量和所述电流矢量的内积，

所述转矩变动分量推定部件根据每单位时间所述内积的变化量相对所述转子的磁极位置变化量的比，推定所述转矩的变动分量。

3、根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于：

所述转矩变动分量推定部件导出所述交链磁通的微分信息或差分信息，所述交链磁通的微分信息或差分信息表示每单位时间所述交链磁通的变化量相对所述转子的磁极位置变化量的比，

所述微分信息或差分信息的矢量是对应于所述交链磁通矢量的矢量，

所述内积是对应于所述交链磁通矢量的矢量和所述电流矢量的内积。

4、一种马达控制装置，控制包括具有电枢线圈的定子及具有永久磁铁的转子的马达，其中，

具备转矩变动分量推定部件，根据对驱动所述转子用的所述马达的输入功率、所述转子的旋转速度、及矢量表现所述电枢线圈的交链磁通的交链磁通矢量与矢量表现流过所述电枢线圈的电枢电流的电流矢量的外积，推定马达产生的转矩的变动分量，

所述马达控制装置根据推定的所述转矩的变动分量控制所述马达。

5、根据权利要求4所述的马达控制装置，其特征在于：

所述转矩变动分量推定部件基于通过用所述旋转速度除所述输入功率、或用所述旋转速度除从所述输入功率中减去包含所述电枢线圈中的损失在内的损失功率后的功率所得到的值和与所述外积成比例的值的差，推定所述转矩的变动分量。

6、根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于：

所述马达控制装置根据推定的所述转矩的变动分量，执行对所述马达的矢量控制。

7、根据权利要求6所述的马达控制装置，其特征在于，

具备：电流检测部件，使用电流传感器，检测所述电枢电流；

转矩电流分量导出部件，根据所述转子的磁极位置导出所检测的所述电枢电流的转矩电流分量；和

转矩/电流转换部件，使用转矩常数，将推定的所述转矩的变动分量变换为电流信息，

所述马达控制装置执行矢量控制，使用所述电流信息补正所导出的所述转矩电流分量，使补正后的转矩电流分量追踪于对应于所述转矩的目标值的转矩电流指令值。

8、一种发电机控制装置，控制包括具有电枢线圈的定子及具有永久磁铁的转子的发电机，其中，

具备转矩变动分量推定部件，根据所述电枢线圈的交链磁通及流过所述电枢线圈的电枢电流，推定发电机产生的转矩的变动分量，

所述发电机控制装置根据推定的所述转矩的变动分量，执行所述发电机的控制，

所述转矩变动分量推定部件根据矢量表现所述交链磁通的交链磁通矢量或对应于所述交链磁通矢量的矢量、与矢量表现所述电枢电流的电流矢量的内积，推定所述转矩的变动分量。

9、一种发电机控制装置，控制包括具有电枢线圈的定子及具有永久磁铁的转子的发电机，其中，

具备转矩变动分量推定部件，根据所述转子的旋转产生的所述发电机的发电功率、所述转子的旋转速度、及矢量表现所述电枢线圈的交链磁通的交链磁通矢量与矢量表现流过所述电枢线圈的电枢电流的电流矢量的外积，推定所述发电机产生的转矩的变动分量，

所述发电机控制装置根据推定的所述转矩的变动分量，控制所述发电机。

Images