CN101321238B - 固体摄像装置 - Google Patents

Abstract

本发明的固体摄像装置包括象素部，在该象素部中，将单元按照行和列的二维方式配置在半导体衬底上，上述单元包括光电变换部；读出电路，该读取电路将通过上述光电变换部对入射光进行光电变换而获得的信号电荷读出到检测部中；放大电路，该放大电路对与蓄积于上述检测部中的信号电荷相对应的电压进行放大并输出；复位电路，该复位电路将上述检测部的信号电荷进行复位；曝光时间控制电路，该曝光时间控制电路控制由上述光电变换部进行光电变换的曝光时间，在全部象素部中，使上述曝光时间相同；AD变换电路，该AD变换电路以使信号电平的分辨率不同的方式对从上述象素部输出的信号进行AD变换；线存储器，该线存储器存储由上述AD变换电路变换出的信号；信号处理电路，该信号处理电路进行处理，以使得对来自上述线存储器的输出信号，与上述AD变换电路后的象素输出信号的分辨率相一致地控制放大率，相对光输入信号量成为线性的倾斜。

Description

固体摄像装置

本申请是以申请号为JP2006-307257，于2006年11月13日申请的在先日本专利申请为基础，并且要求其优先权，该后者的全部内容在这里供参考而引用。

技术领域

本发明涉及固体摄像装置，比如，涉及带有图象传感器的便携电话、数字照相机、摄像机等所采用的CMOS型图象传感器。

背景技术

在过去，比如，JP特开2001-189893、JP特开2000-23044中记载有扩大CMOS型图象传感器的动态范围的方法。JP特开2001-189893将扩大动态范围的方法用于不完全传送型的光电二极管，但是，具有产生残留图象、白色缺陷(白傷)等的危险，难以实现高画质。相对该情况，JP特开2000-23044的方法对应于完全传送型的光电二极管。但是，由于使用检测部而扩大动态范围，故具有产生检测部的泄漏造成的暗时不均匀、KTC噪音，因不同于JP特开2001-189893的原因，产生画质变差的可能性。而且，由于任意方法均对曝光时间长的信号和短的信号进行加法运算，将其输出，故具有难以将曝光时间长的信号和短的信号分离的问题。

发明内容

本发明的一个形式的固体摄像装置包括：象素部，在该象素部中，将单元按照行和列的二维方式配置在半导体衬底上，上述单元包括：光电变换部；读出电路，该读出电路将通过上述光电变换部对入射光进行光电变换而获得的信号电荷读出到检测部中；放大电路，该放大电路对与蓄积于上述检测部中的信号电荷相对应的电压进行放大并输出；复位电路，该复位电路将上述检测部的信号电荷进行复位；曝光时间控制电路，该曝光时间控制电路控制由上述光电变换部进行光电变换的曝光时间，在全部象素部中，使上述曝光时间相同；AD变换电路，该AD变换电路以使信号电平的分辨率不同的方式对从上述象素部输出的信号进行AD变换；线存储器，该线存储器存储由上述AD变换电路变换出的信号；信号处理电路，该信号处理电路进行处理，以使得对来自上述线存储器的输出信号，与上述AD变换电路后的象素输出信号的分辨率相一致地控制放大率，相对光输入信号量成为线性的倾斜。

本发明的另一形式的固体摄像装置包括：象素部，该象素部包含：以二维方式配置于半导体衬底上的光电二极管；将上述光电二极管的信号电荷读出到检测部中的读出电路；输出上述检测部的电荷的输出电路；用于将上述检测部进行复位的复位电路；曝光时间控制电路，该曝光时间控制电路控制由上述光电二极管进行光电变换的曝光时间；列放大电路，对通过上述输出电路输出的信号进行放大；蓄积电路，该蓄积电路对由上述列防大电路所放大的信号进行蓄积，AD变换电路，对上述蓄积电路所蓄积的信号进行AD变换；多个线存储器，存储由上述AD变换电路变换后的信号；信号处理电路，该信号处理电路对来自上述多个线存储器的多个输出信号进行处理；其中，将在上述光电二极管中蓄积的信号分割为多次地由上述读出电路进行读出，通过上述列放大电路使放大率不同地时由上述输出电路输出的信号进行放大，通过上述AD变换电路进行多次AD变换，将多次AD变换过的上述信号存储于上述多个线存储器中；上述信号处理电路包括线性变换合成电路，该线性变换合成电路为了使从上述多个线存储器中同时读出的多个输出信号的倾斜相同，与上述列放大电路的放大率相一致地控制信号放大电路的放大率，并且相对光输入信号量设为相同的倾斜、通过切换电路合成为1个信号。

本发明的又一形式的固体摄像装置包括：象素部，该象素部包含以二维方式配置于半导体衬底上的光电二极管；将上述光电二极管的信号电荷读出到检测部中的读出电路；将上述信号电荷变换为电压的检测电路；输出上述检测电路的电压的输出电路；用于将上述检测电路进行复位的复位电路；曝光时间控制电路，该曝光时间控制电路控制由上述光电二极管进行光电变换的曝光时间；蓄积电路，该蓄积电路蓄积由上述输出电路输出的信号；AD变换电路，该AD变换电路对在上述蓄积电路中蓄积的信号进行AD变换；多个线存储器，存储由上述AD变换电路变换后的信号；信号处理电路，该信号处理电路对来自上述多个线存储器的多个输出信号进行处理，其中，上述曝光时间控制电路使由上述光电二极管进行光电变换的曝光时间在全部象素中相同；上述AD变换电路使输入信号电平的分辨率不同地对从上述象素部输出的信号进行AD变换；上述信号处理电路包括线性变换电路，该线性变换电路进行处理，以使得对于来自上述线存储器的输出信号，与上述AD变换电路的分辨率相一致地控制信号放大电路的放大率，相对光输入信号量变为线形的倾斜。

附图说明

图1为用于表示本发明的第1实施形式的低照度时的动态范围扩大方法的图，为表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。

图2为表示本发明的第1实施形式的放大型CMOS图象传感器中的象素部，CDS和ADC的具体结构例子的电路图。

图3为表示本发明的第1实施形式的CMOS图象传感器的第1动作定时的波形图。

图4为表示本发明的第1实施形式的CMOS图象传感器的第2动作定时的波形图。

图5为本发明的第1实施形式的象素部的单元(cell)的剖面图和电势(potential)图。

图6为表示本发明的第1实施形式的WDM电路的另一结构的图。

图7a和图7b为表示本发明的第1实施形式的WDM电路的动作的图。

图8为用于表示本发明的第2实施形式的低照度时的动态范围扩大方法的图，为表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。

图9为表示本发明的第2实施形式的CMOS图象传感器的动作定时的波形图。

图10为本发明的第2实施形式的象素部的单元(cell)的剖面图和电势(potential)图。

图11为用于表示本发明的第3实施形式的低照度时的动态范围扩大方法的图，为表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。

图12为表示本发明的第4实施形式的低照度时的动态范围扩大方法的图，为表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。

图13为表示本发明的第2实施形式的CMOS图象传感器的动作定时的波形图。

图14为用于表示本发明的第5实施形式的低照度时的动态范围扩大方法的图，为表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。

图15为用于表示本发明的第6实施形式的低照度时的动态范围扩大方法的图，为表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。

图16为用于表示本发明的第7实施形式的高照度时的动态范围扩大方法的图，为表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。

图17为表示本发明的第7实施形式的CMOS图象传感器的动作定时的波形图。

图18为用于说明本发明的第7实施形式的光电二极管PD的信号电荷的蓄积的图。

图19a和图19b为本发明的第7实施形式的象素部的单元(cell)的剖面图和电势(potential)图。

图20为表示显示本发明的第7实施形式的WDM电路的动作的数字信号的图。

图21a，图21b，图21c和图21d为表示本发明的第7实施形式的WDC电路的概括结构的方框图和表示动作的图。

图22为用于表示本发明的第8实施形式的高照度时的动态范围扩大方法的图，为表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。

图23为表示本发明的第8实施形式的CMOS图象传感器的动作定时的波形图。

图24为用于表示本发明的第9实施形式的从低照度到高照度的宽范围的动态范围扩大方法的图，为表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。

图25为表示本发明的第9实施形式的CMOS图象传感器的动作定时的波形图。

图26为表示本发明的第10实施形式的WDM电路的变形例子的图。

图27a，图27b，图27c和图27d为表示本发明的第10实施形式的控制方法的图。

图28为表示本发明的第11实施形式的从低照度到高照度的宽范围的动态范围扩大方法的图，为表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。

图29为表示本发明的第11实施形式的CMOS图象传感器的动作定时的波形图。

图30为表示本发明的第11实施形式的控制方法的图。

图31为表示本发明的第12实施形式的从低照度到高照度的宽范围的动态范围扩大方法的图，为表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。

图32为表示本发明的第12实施形式的控制方法的图。

图33为本发明的第13实施形式的放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。

图34为表示本发明的第13实施形式的CMOS图象传感器的动作定时的波形图。

图35a，图35b，图35c和图35d为表示本发明的第14实施形式的CMOS图象传感器的动作定时的变形例子的波形图。

具体实施方式

下面参照附图来对实施形式进行说明。

图1为用于表示本发明的第1实施形式的低照度时的动态范围扩大方法的图，为表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。在传感器芯部A中配置有象素部1、列型噪音消除电路(CDS)2、列型模拟数字转换器(ADC)3、闩锁电路4、2个线存储器(MSGH、MSGHL)5，6和水平移位寄存器7等。

光经由透镜10而入射到象素部1中，通过光电变换，形成与入射光量相应的电荷。在该象素部1中，单元(cell)(象素)11按照行和列2维地被配置于半导体衬底上。1个单元(cell)11由4个晶体管(Ta，Tb，Tc，Td)和光电二极管(PD)构成，分别将脉冲信号ADDRESSn、RESETn、READn供给各单元(cell)11。在该象素部11的下部，沿水平方向配置源极跟随器(follower)电路用的负载晶体管TLM，这些负载晶体管TLM的电流通路的一端分别与垂直信号线VLIN连接，另一端与接地点连接。垂直信号线VLIN通过开关S1，与CDS2连接。

与由象素部1产生的信号电荷相对应的模拟信号经由CDS2被供给ADC3，变换为数字信号，被锁存在闩锁电路4中。在该闩锁电路4中锁存的数字信号经由线存储器(MSGH，MSGHL)5、6，由水平移位寄存器7，从传感器芯部A依次读出。从线存储器(MSGH，MSGHL)5、6读出的数字信号OUT0～OUT9被供给宽动态范围混合(WDM)电路20，将2个信号合成，经过后级的宽动态范围压缩(WDC)电路30而输出给传感器的外部。

另外，与象素部1邻接，分别配置脉冲选择电路(选择器)12、信号读出用的垂直寄存器(VR寄存器)13、蓄积时间控制用的垂直寄存器(ES寄存器)14。

从象素部1进行的读出、CDS2的控制根据从定时发生器(TG)40输出的脉冲信号S1～S4、RESET/ADDRESS/READ、VRR、ESR而进行。脉冲信号S2～S4被供给CDS2。脉冲信号RESET/ADDRESS/READ被供给脉冲选择电路12。

脉冲信号VRR被供给VR寄存器13，脉冲信号ESR被供给ES寄存器14。通过上述寄存器，选择象素部1的垂直线，经由脉冲选择电路12，将脉冲信号RESET/ADDRESS/READ(在图1中，通过RESETn、ADDRESSn、READn代表性地进行表示)供给象素部1。脉冲信号(地址脉冲)ADDRESSn供给单元(cell)11中的行选择晶体管Ta的栅极，脉冲信号(复位脉冲)RESETn供给单元(cell)11中的复位晶体管Tc的栅极，脉冲信号(读取脉冲)READn供给单元(cell)11中的读出晶体管Td的栅极。在象素部1上，从偏置发生电路(偏置器1)15施加偏置电压VVL。该偏置电压VVL被供给源极跟随器(follower)电路用的负载晶体管TLM的栅极。

VREF发生电路50为对主时钟信号MCK进行应答并动作，产生AD变换(ADC)用的基准波形的电路。该基准波形的振幅通过输入到串行接口(串行I/F)60中的数据DATA来进行控制。输入到该串行接口60中的命令供给命令解码器61，进行解码处理，与上述主时钟信号MCK一起被供给动态发生器40。

在VREF发生电路50中，为了在1个水平扫描期间进行2次AD变换，而产生三角形波VREFGH和VREFGL，将其供给ADC3。通过使前半的VREF振幅的倾斜为GH，按照10bit共1023电平，对输入信号电平的小的信号范围进行AD变换处理。即、获得与模拟GAIN放大的情况相同的效果。在后半，通过使VREF振幅的倾斜为GL，按照10bit共1023电平，对输入的大的信号范围进行AD变换。即，获得与使模拟信号GAIN变小的情况相同的效果。比如，如果将VREFGL振幅设定为480mV，则获得与输入信号480mV相对应的10bit数据1023LSB电平。如果将VREFGH振幅设定为120mV，则获得与输入信号120mV相对应的10bit数据1023LSB电平。即，具有与将模拟信号GAIN放大了4倍的情况相同的效果。在以往，比如，在低照度摄像的GAIN为4倍设定的场合，将VREF振幅设定为120mV，不采用输入信号大于120mV的信号。

宽动态范围混合(WDM)电路20由对黑电平的dark信号进行减法运算处理的减法运算电路(-dark)201，202、对减法运算电路201，202的输出进行放大的增益电路(GA)203、开关204构成。在后级，宽动态范围压缩(WDC)电路30包括白色平衡处理电路(WB)31和压缩电路32。

同时从线存储器5，6中读出存储于线存储器5，6中的模拟信号GAIN为4倍的信号SGH和模拟GAIN为1倍的信号SGHL，将它们输入到WDM电路20中。首先，在减法运算电路201中，从信号SGH中，减去黑电平(dark)的64LSB电平，形成信号SA。同样，在减法运算电路202中，从信号SGHL中，减去黑电平(dark)的64LSB电平，生成信号SB。接着，通过增益电路(GA)203，对信号SB进行放大，生成信号SD。该增益量为信号SGH和信号SGHL的模拟GAIN比GH/GL。通过对信号SB进行增益倍数的处理，即使为倾斜不同的光电变换特性曲线，仍可形成等价地与信号SGH相同的倾斜。在本WDM电路20中，为了减少低信号电平的噪音，对信号SD和信号SA进行加法运算，生成信号SC。对于该信号SC，通过加法运算，信号电平变为2倍，由此，在后级，进行1/2处理，生成信号SE。通过该处理，可减少噪音3dB。作为信号SF，在SGH信号小于1023LSB电平时，选择信号SE，按照在1023LSB以上时，选择信号SD的方式(在图中未示出的判定电路中)，切换开关204。其结果是，能够平滑地将SE信号和进行GAIN倍了的SD信号合成，获得相对光输入信号而直线地变化的信号作为SF信号。在WDM电路20中，使比特数增加，按照最大16比特进行输出。另外，在白平衡(WB)处理电路31中，按照相同方式对R，G，B信号的电平进行处理，可通过压缩电路32，将信号压缩成12比特而输出。虽然不采用大于过去120mV的信号，但是，可有效地进行再生至传感器的饱和信号电平480mV，可扩大动态范围。

图2为表示图1所示的放大型CMOS图象传感器的象素部1，CDS2和ADC3的具体结构例子的电路图。象素部1中的各个单元(cell)(象素)11由行选择晶体管Ta、放大晶体管Tb、复位晶体管Tc、读出晶体管Td和光电二极管PD构成。晶体管Ta、Tb的电流通路串联连接于电源VDD和垂直信号线VLIN之间。将脉冲信号ADDRESSn供给晶体管Ta的栅极。晶体管Tc的电路通路连接于电源VDD和晶体管Tb的栅极(检测部FD)之间，脉冲信号RESETn被供给该栅极。另外，晶体管Td的电流通路的一端与检测部FD连接，将脉冲信号READn供给该栅极。另外，在晶体管Td的电流通路的另一端，连接有光电二极管PD的阴极，该光电二极管PD的阳极接地。

上述结构中的单元(cell)11按照行和列二维地被配置地构成象素部1。在象素部1的下部，源极跟随器(follower)电路用的负载晶体管TLM沿水平方向配置。这些负载晶体管TLM的电流通路被连接于垂直信号线VLIN和接地点之间，在该栅极上从偏置发生电路15施加偏置电压VVL。在CDS2和ADC3中，配置噪音消除用的电容C1，C2，并且配置有用于传递垂直信号线VLIN的信号的晶体管TS1，用于输入AD变换用的基准波形的晶体管TS2和2级的比较器电路COMP1，COMP2。在比较器电路COMP1，COMP2之间，连接有电容器C3。

比较器电路COMP1由反相器INV1；在该反相器INV1的输入端和输出端之间连接有电流通路的晶体管TS3构成。比较器电路COMP2由反相器INV2；与在该反相器INV2的输入端和输出端之间连接有电流通路的晶体管TS4构成。从定时发生器40输出的脉冲信号S1供给晶体管TS1的栅极，脉冲信号S2供给晶体管TS2的栅极，脉冲信号S3供给晶体管TS3的栅极，脉冲信号S4供给晶体管TS4的栅极。从比较器电路COMP2输出的数字信号通过闩锁电路4被锁存，输入到2个线存储器5，6中。线存储器信号使移位寄存器7动作，从2个线存储器5，6中，依次输出6～10比特的数字信号OUT0～OUT9。

在上述这样的结构中，比如，为了读取垂直信号线VLIN的n条线的信号，通过使脉冲信号ADDRESSn为“H”电平，从而使由放大用晶体管Tb和负载用晶体管TLM组成的源极跟随器(follower)电路动作。而且，为了对由光电二极管PD进行光电变换得到的信号电荷蓄积一定期间，在进行该读出之前，去除检测部FD中的暗电流等噪音信号，将脉冲信号RESETn设定为“H”电平，使晶体管Tc导通，将检测部FD设定为VDD电压＝2.8V。由此，向垂直信号线VLIN，输出构成基准的在检测部FD中没有信号的状态的电压(复位电平)。此时，脉冲信号S1，S3，S4分别设为“H”电平，使晶体管TS1，TS3，TS4导通，由此，设定ADC3的比较器电路COMP1和COMP2的AD变换电平，并且在电容C1中蓄积与垂直信号线VLIN的复位电平相对应的量的电荷。

接着，使脉冲信号(读出脉冲)READn为“H”电平，使读出晶体管Td导通，将通过光电二极管PD产生而蓄积的信号电荷读出到检测部FD中。由此，在垂直信号线VLIN中，读出检测部FD的电压(信号+复位)电平。此时，脉冲信号S1设为“H”电平，脉冲信号S3设为“L”电平，脉冲信号S4设为“L”电平，脉冲信号S2设为“H”高电平，由此，晶体管TS1导通，晶体管TS3截止，晶体管TS4截止，晶体管TS2导通，与“垂直信号线VLIN的信号+复位电平”相对应的电荷蓄积于电容C2中。此时，由于比较器电路COMP1的输入端处于高阻抗状态，故电容C1处于保持复位电平的状态。

然后，通过使从VREF发生电路50输出的基准波形的电平增加(使三角形波VREF从低电平，变为高电平)，经电容C1和C2的合成电容，通过比较器电路COMP1，COMP2而进行AD变换。上述三角形波按照10比特(0～1023电平)产生，通过10比特的计数器判断AD变换电平，通过闩锁电路4保持数据。在1023电平的AD变换之后，将闩锁电路4的数据传送给线存储器5，6。由于在电容C1中蓄积的复位电平的极性与在电容C2中蓄积的复位电平相反，故取消复位电平，实质上按照电容C2的信号分量进行AD变换。去除该复位电平的动作称为低噪音处理动作(CDS动作：Correlated Double Sampling、相关双取样)。为了在1个水平扫描期间，进行2次的该AD变换动作，通过VREF发生电路50，产生三角形波VREFGH和VREFGL，将它们供给晶体管TS2的电流通路的一端。按照前半的VREFGH而进行AD变换得到的数字信号由线存储器MSGH5保持。另一方面，按照后半的VREFGL进行AD变换得到的数字信号由线存储线MSGHL6保持。该2个信号在下一水平扫描期间同时地被读出。

图3为表示图1所示的CMOS图像传感器的第1动作定时的波形图。由于本传感器的象素数量为VGA，故在本实例中，将由垂直的n条线的光电二极管PD进行光电变换而蓄积电荷的蓄积时间设为最大的蓄积时间TL＝525H，以便实现低照度拍摄，用光电二极管PD对光信号进行光电变换，蓄积信号电荷。将读出脉冲READ的振幅控制在高电平(2.8V)。蓄积时间TL可通过ES寄存器14按照每1H进行控制。另外，蓄积时间TL可通过ES晶体管14按照每1H进行控制，进而通过改变选择电路12的输入脉冲位置，进行1H以下的控制。

在来自象素部1的第1次的读出动作时(t4)，与水平同步脉冲HP同步，将脉冲信号RESETn、READn、ADDRESSn供给象素部1，读出通过光电二极管PD进行光电变换而蓄积的信号电荷。首先，将导通RESETn然后停止时的复位电平取入到图2的电容C1中。此时，基准波形的振幅设定在中间电平，进行读出处理。该中间电平按照象素部1的挡光象素(OB)部为64LSB的方式在传感器的内部自动调整。接着，导通READn，输出信号。对已读出的信号的信号分量和复位电平进行加法运算而形成的信号保持在图2的电容C2中。相对该已读出的信号，在水平扫描期间的前半的0.5H期间，产生作为基准波形的三角形波GH，实施10比特的AD变换。已进行了AD变换的信号(数字数据)保持在闩锁电路4中，在AD变换结束之后，输入到线存储器MSGH5中。

在来自象素部1的第2次的读出动作时(t5)，在第1次0.5H后，未在象素部1上施加脉冲信号RESETn，READn，仅仅施加ADDRESSn，将对蓄积在检测部FD中的复位电平和信号电平进行加法运算而形成的信号再次输入到图2的电容C2中，并将其保持。电容C1的复位电平再次使用按照前半的t4保持的信号。在水平扫描期间的后半0.5H期间，产生作为基准波形的三角形波GL，由此，实施10比特的AD变换。经AD变换的信号保持在闩锁电路4中，在AD变换结束之后，输入到线存储器MSGHL6中。在下一水平扫描期间，从2个线存储器MSGH5，MSGHL6同时输出，通过WDM电路20，对以象素为单位的信号进行信号合成。象图1所示的那样，通过宽动态范围混合(WDM)电路20，对2个信号进行线性变换合成，产生最大16bit的信号。由后级的WDC电路30经过将白色被拍摄物拍摄时的RGB的信号电平合起来的白平衡电路31，对16bit信号的高亮部分进行压缩处理，形成12bit，并从传感器输出。

在本动作中，在后半，再次输出检测部FD的信号，由此，可减小开关S1的KTC噪音、源极跟随器(follower)造成的热噪音、1/f噪音等的随机噪音。另外，可在图1的WDM电路20中，对低信号电平进行加算运算，由此，可降低3dB噪音。

图4表示第2动作定时。与图3不同之处在于在时刻t5，使ADDRESSn脉冲中断，不输出检测部FD的信号，再交使用在图2的电容C1和C2中蓄积的信号，对其进行AD变换。可通过使用图1的WDM电路20，减少在AD变换动作中混入的噪音。

图5表示图3、图4所示的动作定时图的时刻t1～t5的象素部1的单元(cell)11的剖面图和电势图。

在p型半导体衬底中设置n型的杂质扩散区域，形成光电二极管PD，该n型杂质扩散区域的表面在p型杂质扩散区域被屏蔽。由此，形成疵点、暗时不均匀的小的埋入型光电二极管PD。检测部PD由n型杂质扩散区域形成，与上述光电二极管PD的n型杂质扩散区域一起，用作读出晶体管(读取栅极)Td的源极、漏极区域进行工作。在这些n型杂质扩散区域间的衬底上，经图中未示出的栅极绝缘膜设置由多晶硅形成的栅极电极。将读出脉冲READ供给该栅极电极。与作为检测部FD的n型杂质扩散区域邻接地设置n型杂质扩散区域。该n型杂质扩散区域用作复位晶体管(复位栅极)Tc的漏极区域，检测部FD的n型杂质扩散区域用作源极区域。在上述漏极区域施加漏极电压VD(＝2.8V，比如，VDD)。在这些n型杂质扩散区域的衬底上，经过图中未示出的栅极绝缘膜，设置由多晶硅形成的栅极电极。在该栅极电极上，供给复位脉冲RESET。另外，可通过该复位晶体管Tc，将检测部FD复位到漏极电压VD。

对于信号蓄积，从时刻t0，通过PD对光输入信号进行光电变换，开始蓄积信号电荷。在时刻t1、t2、t3连续进行蓄积动作。在时刻t4，由于读出通过光电二极管PD部蓄积的信号，故首先施加RESET脉冲，将检测部FD复位到电源电压VD的电位。接着，在READ电极上施加电压Vn，将PD部的信号电荷全部读出到检测部FD中。在时刻t5，由于在RESET与READ上均未施加脉冲，故处于在检测部FD中，保持在时刻t4读出的信号电荷Q的状态。

图6表示WDM电路20的另一结构。首先，通过减法运算电路201，从信号SGH中减去黑电平(dark)的64LSB电平，生成信号SA。同样，在减法运算电路202中，从信号SGHL中减去黑电平(dark)的64LSB电平，生成信号SB。接着，通过增益电路(GA)23对信号SB进行放大，生成信号SD。以作为信号SF，在SGH信号小于1023LSB电平时选择信号SA，在1023LSB以上时选择信号SD的方式，在图中未示出的判定电路中切换开关204。其结果是，可平滑地将SA信号和进行GAIN倍后的SD信号两个信号合成，获得相对光输入信号以直线变化的信号作为SF信号。

图7a表示图1的WDM电路20的动作。为了简化起见，黑电平(dark)为0LSB。由于信号SGHL进行放大4倍，故信号SD变得与信号SGH相同的倾斜。对于信号SC，由于对信号SA和SD进行加法运算处理，故倾斜变为2倍。对于信号SE，由于使GAIN进行1/2处理，故倾斜与SGH信号变得相同。如果信号SGH在1023LSB电平饱和，则切换为信号SGHL进行了4倍处理后得到的信号SD作为1023以上的大的信号，并生成SF信号。其结果是，相对过去的SGH信号，信号SF将动态范围扩大约4倍。进而，在小于1023的电平下，改善约3dB噪音。

图7b表示图6的WDM电路20的动作。相对信号SGHL，由于信号SGHL的GAIN变为4倍，故倾斜变大4倍。如果信号SGH在1023LSB电平饱和，则切换到信号SGHL进行了4倍处理后得到的信号SD作为1023以上的大的信号，生成SF信号。其结果是，相对过去的SGH信号，信号SF将动态范围扩大约4倍。

图8为表示本发明的第2实施例的低照度时的动态范围扩大方法，表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。在图8中，与图1相同的部分采用相同标号。

在图8中，相对图1，将VREF电路50的前半的VREF振幅设为与后半相同的GL的倾斜。在传感器芯部A的内部，在垂直信号线VLIN和S1开关之间，设置列放大AMP16。在水平扫描期间的前半使GAIN变为4倍，在后半使GAIN切换到1倍。在本结构中，可将S1开关以后的噪音混入量降低到1/GAIN。列放大AMP16也可采用反相型的AMP作为源极跟随器(follower)。另外，列放大AMP16还可采用反转型。但是，需要进行将VREF波形反转等的应对措施。脉冲READn将信号从定时发生器40供给脉冲振幅控制电路70，通过该脉冲振幅控制电路70控制振幅，由此生成3值的脉冲信号VREAD，将其供向选择器12。采用该3值的信号，从光电二极管PD将信号2分割地读出。

图9表示动作定时。首先，设蓄积时间TL＝525H，用光电二极管PD蓄积信号电荷。在时刻t4施加中间电压Vm的READn脉冲，将一部分的信号电荷读出到检测部FD中。列AMP16的GAIN变为4倍，进行AD变换，作为SGH信号，从闩锁电路4输出给线存储器5。在1个水平扫描期间的后半的时刻t5时，在通过RESETn对检测部FD进行复位之后，在READn上施加高电压Vn，全部读出剩余的电荷。此时的列AMP16的GAIN为1倍。进行了AD变换的信号经过闩锁电路4，作为SGHL信号被存储于线存储器6中。

图10表示电势图。在时刻t4时，使READ电压为Vm，将大于电势

Vm的信号电荷QGH信号读出到检测部FD中。在时刻t5，将剩余的信号电荷读出到检测部FD中，将与之前的QGH进行加法运算而形成的信号作为QGHL而输出。

图11为用于表示本发明的第3实施形式的低照度时的动态范围扩大方法，表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。在图11中，与图1相同的部分采用相同标号。

在图11中，相对图1，将VREF电路50的后半的VREFGL波形的倾斜设定为与VREFGH相同的GH。将通过VREFGL获得的信号存储于线存储器MSGHL6中，从传感器芯部A作为信号SGHL而输出。WDM电路20单纯地对减去黑电平(dark)的信号SA和信号SB进行加法运算处理，并进行1/2处理，由此信号SF的bit数未增加，获得10bit信号，但却与图1的情况相同，可减小随机噪音3dB。如果在WDM电路20中未进行1/2处理，则信号SF获得11bit。信号读出定时可采用图3或图4。

图12为用于表示本发明的第4实施方式的低照度时的动态范围扩大方法，表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。在图12中，与图1相同的部分采用同一标号。

在图12中，相对图1，在VREF电路50中，设VFREF波形为1个。线存储器51也仅仅为1个线。在VREF电路50中，按照具有2个倾斜的折线产生VREF波形。在511LSB之前设倾斜为GH，在KP点以上时，设倾斜为GL。传感器芯部A的输出信号SGHL输入到WDM电路20中。在WDM电路20中，在放大电路205中，使大于VREF波形的KP点的信号进行GA倍处理。该放大率按照VREF波形的倾斜的比GH/GL而计算。在开关电路204中，在大于KP电平时切换到SA信号，在不超过KP电平时切换到SGHL，进行直线化处理。然后，在减法运算电路206中，减去黑电平(dark)，生成信号SF。

图13表示动作定时图。首先，设蓄积时间TL＝525H，在光电二极管PD中，蓄积信号电荷。在时刻t4施加READn脉冲，将全部的信号电荷读出到检测部FD中。对该信号进行AD变换，作为信号SGHL而输出。此时的VREF波形的倾斜最初在GH上升，从KP点，变为GL。倾斜GH使小的信号电平的分辨率提高。看起来，与模拟GAIN增加的状态相同。倾斜GL与减小模拟GAIN的状态相同。

图14为用于表示本发明的第5实施形式的低照度时的动态范围扩大方法的图，表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图，在图14中，与图1相同的部分采用相同标号。

在图14中，相对图12，在VREF电路50中，按照具有3个倾斜的折线产生VREF波形。在KP1点511LSB之前，倾斜为GH，接着，在KP2点767LSB之前，倾斜为GL1。然后，将倾斜设为GL2，增加到1023LSB。在WDM电路20中，在放大电路207中，使大于VREF波形的KP1点的信号进行GA倍处理，生成信号SA。另外，在放大电路208中，使大于KP2点的信号进行GB倍处理，生成信号SB。而且，分别由KP1、KP2切换SGHL和SA、SB，生成线性变换的SF信号。

图15为用于表示本发明的第6实施方式的低照度时的动态范围扩大方法的图，表示放大型CMOS图象传感器的图。在图15中，与图1相同的部分采用同一标号。

在图15中，相对图14，按照相对具有3个倾斜的折线，以平滑地变化的曲线的倾斜GC产生VREF波形。该倾斜根据计数器数而慢慢地增加。看起来，输入信号为小信号时GAIN增加，在大信号时GAIN减小。在WDM电路20中，对应于VREF波形的曲线GC，放大电路(GC1)209的GAIN曲线按照图15的GC1的方式设定。输入信号SGHL越大，GAIN越高。该输出信号SE相对输入信号直线地输出。另外，相对过去的10bit输出，线性地变换为4倍的12bit。即，相对过去，对动态范围进行放大4倍。该GC的倾斜可自由地设定。通常，相对输入信号进行平方，或乘以幂的倒数等的系数而运算，或制作表进行变换处理。

图16为用于表示本发明的第7实施形式的高照度时的动态范围扩大方法的图，表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。在图16中，与图8相同的部分采用相同标号。

在图16中，在传感器芯部A中，设置象素部1、列型噪音消除电路(CDS)2、列型模拟数字转换器(ADC)3、闩锁电路4、2个线存储器(MSTLS，MSTS)5、6和水平移位寄存器7等。

在象素部1中，通过透镜10入射光，通过光电变换，生成与入射光量相对应的电荷。在该象素部1中，单元(cell)(象素)11按照行和列的二维的方式配置于半导体衬底上。1个单元(cell)11由4个晶体管(Ta，Tb，Tc，Td)和光电二极管(PD)构成，分别将脉冲信号ADDRESSn，RESETn，READn供给各单元(cell)11。在象素部1的底部，源极跟随器(follower)电路用的负载晶体管TLM沿水平方向被配置，这些负载晶体管的电流通路的一端分别与垂直信号线VLIN连接，另一端与接地点连接。

与由象素部1产生的信号电荷相对应的模拟信号通过CDS2，供给ADC3，变换为数字信号，在锁闩电路4中被锁存。在该锁闩电路4中被锁存的数字信号通过线存储器(MSTLS，MSTS)5，6，借助水平移位寄存器7，由传感器芯部A依次读出。从线存储器(MSTLS，MSTS)5，6读出的数字信号OUT0～OUT9被供给宽动态范围混合(WDM)电路20，将2个信号合成，经过后级的宽动态范围压缩(WDC)电路30，输出到传感器的外部。

另外，与象素部1邻接地分别配置有脉冲选择电路(选择器)12、信号读出用的垂直寄存器(VR寄存器)13、蓄积时间控制用的垂直寄存器(ES寄存器，长蓄积时间控制用的寄存器)14、蓄积时间控制用的垂直寄存器(WD寄存器，短蓄积时间控制用的寄存器)17。

来自象素部1的读取、CDS电路2的控制通过从定时发生器(TG)40输出的脉冲信号S1～S4、READ、RESET/ADDRESS/READ、VRR、ESR、WDR而进行。脉冲信号S1～S4供给CDS电路2。脉冲信号READ被供给脉冲振幅控制电路70，该脉冲振幅控制电路70的输出信号VREAD被供给脉冲选择电路12。另外，脉冲信号RESET/ADDRESS/READ均供给脉冲选择电路12。脉冲信号VRR供给VR寄存器13，脉冲信号ESR供给ES寄存器14，脉冲信号WDR供给WD寄存器17。通过上述寄存器选择象素部1的垂直线，通过脉冲选择电路12，将脉冲信号RESET/ADDRESS/READ(在图16中，以RESETn，ADDRESSn，READn代表性地表示)供给象素部1。脉冲信号(地址脉冲)ADDRESSn供给单元(cell)中的行选择晶体管Ta的栅极，脉冲信号(复位脉冲)RESETn供给单元(cell)中的复位晶体管Tc的栅极，脉冲信号(读出脉冲)READn供给单元(cell)中的读出晶体管Td的栅极。在该象素部1中，从偏置发生电路(偏置1)15施加偏置电压VVL。该偏置电压VVL被供给源极跟随器(follower)电路用的负载晶体管TLM的栅极。

VREF发生电路50为应答主时钟信号MCK而动作，生成AD变换(ADC)用的基准波形的电路。该基准波形的振幅被输入到串行接口(串行I/F)60中的数据DATA控制。输入到该串行接口60中的命令被供给命令解码器61，进行解码处理，与主时钟信号MCK一起，共给定时发生器40。在VREF发生电路50中，为了在1个水平扫描期间进行2次的AD变换，而产生三角形波VREFTS和VREFTLS，将其供给ADC3。从定时发生器40输出的脉冲信号READ供给脉冲振幅控制电路70，通过该脉冲振幅控制电路70控制振幅，由此，生成3值的脉冲信号VREAD，供给选择器12。

WDM电路20由对黑电平的dark信号进行减法运算处理的减法运算电路(-dark)201，202；对减法运算电路202的输出进行放大的增益电路(GA)203；比较A电路210；开关204构成。在后级，具有WDC电路30，包括白平衡处理电路(WB)31和压缩电路32。该WDM电路30同时输入存储于线存储器6中的曝光时间(电荷的蓄积时间)短的时间STS、对存储于线存储器5中的曝光时间短的信号STS和长的信号STL进行加法运算得到的信号STLS。

首先，由于在通过ADC3的模拟/数字变换动作中，将黑电平(dark)设定为64LSB电平，故在减法运算电路201，202中，分别从线存储器5，6的输出信号中减去黑电平64。接着，通过增益电路(GA)23，对通过减法运算电路202进行减法运算处理得到的信号SB进行放大，生成信号SC。如果信号STL和信号STS的曝光时间分别为TL和TS，则可根据该比TL/TS，计算该增益量。通过对信号SB进行增益倍数处理，即使是倾斜不同的光电变换特性曲线，仍可等同地使倾斜相同。在比较电路A210中，对该信号SC和从信号STLS中减去黑电平(dark)而得到的信号SA进行比较，在闩锁电路204中选择较大的信号。其结果是，可平滑地将信号SA和进行了GAIN倍处理的信号SC合成。该线性变换合成输出信号SF使比特数增加，以最大16比特来输出。另外，在后级的WDC电路30中，在白平衡(WB)处理电路31中，按照相同方式对R，G，B信号的电平进行处理，通过压缩电路32，将信号压缩为12比特并将其输出。

图17为表示图16所示的CMOS图像传感器的动作定时的波形图。在本实例中，设通过垂直的n根线的光电二极管PD进行光电变换而蓄积电荷的蓄积时间为TL＝525H。另外，设较短的蓄积时间为TS＝66H。较长的蓄积时间TL通过使读出脉冲READ的振幅为高电平(2.8V)的方式来进行控制。较短的蓄积时间TS通过使读出脉冲READ的振幅以低电平＝1V的方式控制。为了产生该读出脉冲READ，通过脉冲振幅控制电路70控制读出脉冲READ的振幅。蓄积时间TL可通过ES寄存器14按照每1H来进行控制。另外，蓄积时间TS也可通过借助WD寄存器17按照每1H进一步改变选择电路12的输入脉冲位置，从而能够实现1H以下的控制。

在由光电二极管PD蓄积的信号电荷的第1次的读出动作时(t4)，与水平同步脉冲HP同步，将脉冲信号RESETn、READn、ADDRESSn供给象素部1，读初通过光电二极管PD进行光电变换而蓄积的信号电荷。此时的读出脉冲READ的振幅设定在低电平Vm电压。对于第1次读出的信号电荷，在蓄积时间525H的中途的时刻t2，输入低电平的读出脉冲READ，读出光电二极管PD的一部分的信号电荷并将其排出。在时刻t4，从光电二极管PD读出在t2～t4的时刻为止再次蓄积的信号。

在使信号RESETn导通然后停止时的复位电平的获取时，将基准波形的振幅设定在中间电平，进行读出。该中间电平按照象素部1的挡光象素(OB)部为64LSB的方式在传感器内进行自动调整。接着，使信号READn导通，输出信号。相对该已读出的信号，在水平扫描期间的前半的0.5H期间，产生三角形波作为基准波形，实施10比特的AD变换。进行了AD变换的信号(数字数据)保持在闩锁电路4中，在AD变换结束之后，输入到线存储器(MSTS)6中。

在来自光电二极管PD的第2次的读出动作时(t5)，在第1次的0.5H之后，向象素部1中输入脉冲信号RESETn，READn，ADDRESSn，读出通过光电二极管PD对其进行光电变换而蓄积的信号电荷。此时的读出脉冲READ的振幅设定在高电平电压Vn。

残留于光电二极管PD中的信号电荷不施加RESETn脉冲而输入READn和ADDRESSn而读出。RESET电平采用t4时的信号。使READn导通，与在检测部FD中蓄积的STS信号进行加法运算，然后输出。相对该已读出的信号，在水平扫描期间的后半0.5H期间，产生三角形波作为基准波形，由此，实施10比特的AD变换。已进行AD变换的信号保持在闩锁电路4中，在AD变换结束之后，输入到线存储器(MSTLS)5中。在下一水平扫描期间，从2个线存储器(MSTS，MSTLS)6，5中同时输出，将象素单位的信号在WDM电路20中进行线性变换合成。象图16所示的那样，在宽动态范围混合(WDM)电路20中，将2个信号进行线性变换合成，生成最大16bit的信号。在后级的WDC电路30中，经过将白色拍摄物拍摄时的RGB的信号电平合成的白平衡电路31，由压缩电路32，对16bit信号的高亮部分进行压缩，形成12bit，从传感器中输出。

图18为用于说明图17的动作的光电二极管PD的信号电荷的蓄积的图。在时刻t0，通过施加作为脉冲信号READ的2.8V，全部排出光电二极管PD的信号电荷。在时刻t1，蓄积通过光电二极管PD进行光电变换得到的信号。在时刻t2，从光电二极管PD读出并排出在脉冲信号READ的Vm电压＝1.0V下饱和信号

Vp的约1/2的信号。将信号STS2的过大信号切为

Vm。信号STL由于信号量少，故不被排出。在时刻t3，通过光电二极管PD，实施再次蓄积。在时刻t4，在脉冲信号READ的电压＝1.0V下将大于

Vm的信号电荷作为信号STS来读出。由此，输出大于

Vm的信号STS1、STS2等。此时，由于电平充分小，故信号STL不被读出。在下一时刻t5，将光电二极管PD的

Vm以下的信号电荷作为STL读出，与在检测部FD中在时刻t4读出的信号STS进行加法运算，作为信号STLS而输出。在时刻t4时，拐点(Knee)以下的信号STS1或STL因在时刻t2不从光电二极管PD被排出，由此，形成连续地蓄积的信号电荷。另一方面，由于在时刻t2从光电二极管PD排出的信号STS2按照

Vm电平被切，故看起来处于蓄积时间停止的状态。光电变换特性的倾斜以拐点(Knee)为边界而变化。即，输出在时刻t4读出的信号STS中具有拐点(Knee)的信号。

根据上述那样的结构，在1个水平扫描期间，分别对曝光时间短的信号STS、与对曝光时间长的信号与短的信号进行加法运算得到的信号STLS进行AD变换后输出，对已读出的2个数字信号进行加法运算，由此，可不导致画质的降低地扩大动态范围。

图19a，图19b表示图18所示的动作定时图的时刻t1～t5的象素部1的剖面图和电势图，图19a表示蓄积大信号时的的剖面图和电势图，图19b表示蓄积小信号时的剖面图和电势图。

在p型半导体衬底中设置n型的杂质扩散区域，形成光电二极管PD，该n型的杂质扩散区域的表面在p型杂质扩散区域受到屏蔽。由此，形成疵点、暗时不均匀的小的埋入型光电二极管PD。检测部FD在n型的杂质扩散区域上被形成，与光电二极管PD的n型杂质扩散区域一起用作读出晶体管(读取栅极)Td的源极、漏极区域。在这些n型的杂质扩散区域间的衬底上，经由未图示的栅极绝缘膜，设置有由多晶硅形成的栅极电极。读取脉冲READ被供给该栅极电极。按照与作为检测部FD的n型的杂质扩散区域邻接的方式，设置n型的杂质扩散区域。该n型的杂质扩散区域用作复位晶体管(复位栅极)Tc的漏极区域，检测部FD的n型的杂质扩散区域用作源极区域。在漏极区域上施加漏极电压VD(＝2.8V，比如，VDD)。在这些n型的杂质扩散区域的衬底上，经由图中未示出的栅极绝缘膜，设置由多晶硅形成的栅极电极。复位脉冲RESET被供给该栅极电极。另外，可通过该复位晶体管Tc，将检测部FD复位到漏极电压VD。

在蓄积大信号时，象图19a所示的那样，在时刻t1，光电二极管PD的信号电荷饱和。另外，通过在时刻t2在读取栅极上施加低电平的读取电压(＝1.0V)，排出在光电二极管PD中饱和的信号电荷的一部分。在下一时刻t3，再次将信号蓄积于光电二极管PD中。在时刻t4，由于读出在光电二极管PD中再次蓄积的信号，所以通过施加低电平的读取电压(＝1.0V)，将信号读出到检测部FD中。在时刻t5，通过施加高电平的读取电压(＝2.8V)，将剩余的光电二极管PD的信号电荷读出到检测部FD中。检测部FD的信号与在时刻t4已读出的信号电荷QTS进行加法运算，作为QTLS而输出。即，在光电二极管PD饱和的情况下，可在时刻t4，读出蓄积时间短的信号。

相对该情况，在蓄积小信号时，象图19b所示的那样，在时刻t1，光电二极管PD的信号电荷不饱和。在时刻t2以低电平的读取电压(＝1.0V)将读取栅极打开，但是，由于在光电二极管PD中信号电荷未饱和，故电荷不从光电二极管PD排出。在下一时刻t3，连续地在光电二极管PD中蓄积信号电荷。由于在时刻t4读出光电二极管PD的信号电荷，故施加低电平的读取电压(＝1.0V)。但是，由于光电二极管PD的信号电荷少，故不被读出到检测部FD中。在时刻t5，通过施加高电平的读取电压(＝2.8V)，将光电二极管PD的信号电荷全部地读出到检测部FD中。

图20表示WDM电路20的动作的数字输出信号。横轴表示光量，纵轴表示数字输出电平。信号STLS相对光量，按照依赖于蓄积时间TL的倾斜而增加。如果增加直到拐点(Knee)处，则倾斜根据蓄积时间TS而缓慢地增加。然后，增加至光电二极管PD的饱和信号。另一方面，STS信号在比由读出电压Vm所限制的蓄积容量大的光量时，信号开始输出。倾斜与蓄积时间TL相对应。如果为大于Knee点的光量，则倾斜对应于蓄积时间TS而缓慢地增加。WDM电路20的输出信号SF在光量Knee点之前，为STLS信号线。大于Knee点的信号切换到按照GA放大STS信号而形成的信号。通过使该放大电路203的GAIN为蓄积时间比TL/TS，信号SF可基本变换为直线。在实际测量中，对于STS信号，由于来自光电二极管PD的信号读出没变为完全传送模式，故对残余图象信号进行加法运算。由此，STS信号稍稍增加。相对放大率GA倍，通过将GAIN设为0.85倍左右，由此，可进一步改善直线性。在Knee点处，SA信号＝SB信号。SA信号为从STLS信号中减去黑电平(dark)而形成的信号，SC信号为从STS信号中减去黑电平(dark)，并进行了放大率GA倍处理后得到的信号。黑电平(dark)根椐设置于水平线的开始端侧的挡光象素(OB)的平均值来计算。

图21a，图21b，图21c和图21d为表示WDC电路30的概括结构的方框图和表示动作的图。图21a为电路结构图，在WDC电路30中，以16bit输入被线性变换后的信号SF。对于该信号，在象图21b所示的那样，对白色的拍摄物进行摄像时，GRB的信号电平不同。由于在WB电路31中，将GRB的信号电平合起来，故分别对R信号和B信号进行放大。于是，象图21c所示的那样，SWB信号与GRB的信号电平相同。通过压缩电路32将该16bit信号中的高亮信号压缩成最大12bit电平。象图21d所示的那样，作为压缩模式1，按照与在普通的信号处理中使用的γ修正相同的曲线进行压缩。在压缩模式2的场合，由于使高亮信号部分的灰度增加，故进行2点折线的压缩。动态范围扩大量在16bit信号的场合，相对过去的10bit信号，可扩大到64倍。

图22为用于表示本发明的第8实施形式的高照度时的动态范围扩大方法的图，表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。在图22中，与图16相同的部分采用同一标号。

在图22中，相对图16，采用对象素部1的2根线(行)的信号，将动态范围扩大。该2根线以按照蓄积时间可控制的方式分别设置控制用寄存器(ESA，ESB)141，142。将第1根线的蓄积时间作为TL而读出，将信号作为STL而读出。在第2根线的光电二极管PD中，输出使蓄积时间变短的STS信号。在WDM电路20中，减去STS信号的黑电平(dark)，进行蓄积时间比TL/TS的G倍处理，生成SB信号。从STL信号中减去黑电平(dark)，将其与SB信号进行加法运算，生成SA信号。使该信号变为1/2，生成SC信号。在后级的闩锁电路204中，通过在STL信号不超过1023LSB时，选择SC信号，在1023LSB以上时，选择SB信号，由此将蓄积时间不同的2根线的信号线性变换为1个信号，生成SF信号。

图23表示动作定时。在本动作中，由于进行2根线加法运算并输出，故垂直线数为1/2的263H。设n根线的蓄积时间TL＝263H，m根线的蓄积时间TS＝33H。在时刻t4，输出在n根线中蓄积的信号，对其进行AD变换作为STL信号。在1/2H后的时刻t5，将在蓄积定时TS中蓄积的信号AD变换为读出STS信号。

图24为用于表示本发明的第9实施形式的从低照度到高照度的宽范围的动态范围扩大方法的图，表示放大型CMOS图象传感器的概括结构的方框图。在图24中，与图16相同的部分采用同一标号。

在图24中，相对图16，在1个水平扫描期间，进行3次VREF发生处理。对于传感器芯部A的线存储器，也增加1根线，形成3根线。WDM电路2输入来自传感器芯部A的3个信号SGH，SGL，STS。WDM电路2为将图16和图1合成的电路。在VREF发生电路50中，在最初的1/3H期间，按照倾斜GL产生VREFTS。接着，VREFTL按照相同的倾斜GL而产生。最后，VREFGH平缓而形成倾斜GH，看起来处于模拟GAIN上升的状态。通过VREFTS和VREFTL，将第6实施形式的高照度时的动态范围扩大，通过VREFTL和VREFGH，将第1实施形式的低照度时的动态范围扩大。在WDM电路20中，将蓄积时间短的信号作为STS而从传感器芯部A输入。信号SGL作为将蓄积时间短的信号和长的信号进行加法运算得到的信号来输入，信号SGH作为对信号SGL进行放大得到的信号来输入。

首先，在ADC3的模拟数字变换动作中，将黑电平(dark)设定为64LSB电平。在减法运算电路211，201，202中，从各自的线存储器5，6，8的输出信号中减去黑电平64。接着，通过增益电路(GA)203，对通过减法运算电路202而进行减法处理得到的信号SB进行放大，产生信号SC1。如果信号STL和信号STS的曝光时间分别为TL和TS，则该增益量GA可根据该比TL/TS而计算。在比较电路A210中，对该信号SC1、与通过减法运算电路201从SGL信号中减去黑电平(dark)而得到的信号SA进行比较，通过开关电路204，选择较大的信号。其结果是，平滑地将信号SA和进行GAIN倍处理得到的信号SC1合成，生成信号SC2。接着，在减法运算电路211中，从信号SGH中减去黑电平(dark)的64LSB电平，生成信号SD1。生成对信号SC2进行GC倍放大处理而形成的信号SC3。该放大率GC可根据VREF振幅的倾斜GH/GL而计算。对信号SD1和信号SC3进行加法运算，生成信号SD2。对于信号SD2，通过加法运算，信号电平变为2倍，由此，在后级进行1/2处理，生成信号SE。通过该处理，可减小3dB噪音。按照作为信号SF，在SGH信号小于1023LSB电平时选择信号SE，在1023LSB电平以上时选择信号SC3的方式(在图中未示出的判断电路中)，切换开关212。其结果是，可平滑地将SE信号和进行了GAIN倍得到的SC3信号合成，获得相对光输入信号从低照度到高照度直线地变化的信号作为SF信号。在WDM电路20中，增加比特数，按照最大16比特来输出。接着，可在白平衡(WB)处理电路31中，对R，G，B信号的电平进行同样地处理，在压缩电路32中，将信号压缩为12比特，将其输出。

图25表示动作定时。在时刻t4，输出在高亮度蓄积时间TS蓄积的信号STS。由于在下一时刻t5设为没有RESETn脉冲，故将对蓄积时间TL和TS进行加法运算而得到的信号作为SGL来输出。此时VREF振幅设定倾斜为GL这样大的振幅。在下一时刻t6，再次读出在检测部FD中蓄积的信号。如果使VREF振幅的倾斜为GH，则增加模拟GAIN，使低电平的信号的分辨率提高。该读出也可采用图3的动作。

第9实施形式的变形例子表示在第10实施形式中。

图26表示WDM电路的变形实例。在各帧内，对3个信号的发生频率KSGH，KSGL，KSTS进行积分，将哪个信号电平的发生频率多的情况进行抽取，在电平判定电路213中，判断这些信号的的电平，将其结果反映在下一帧中，在压缩电路214中，对信号进行加权处理。

图27a，图27b，图27c和图27d表示其控制方法。为了简化起见，设dark量为0LSB。图27a表示3个信号和合成方法。生成对信号SGL和STS进行线性变换合成后得到的信号SC2。接着，在放大电路中，使SC2信号进行GC倍处理，生成信号SC3，将其与信号SD1进行加法运算，生成SD2。该信号因对SGL和SGH进行加法运算处理，而成为2倍的信号电平。对该信号进行1/2处理，作为SF信号的低电平侧。高电平侧切换到对信号SC2进行GC倍处理后得到的信号。通过对3个信号进行线性合成，最终形成直线的SF信号。图27b表示WDM电路20的输出信号DOUT，表示按照全部均等的方式对3个信号进行再生的状态。由于低照度的信号的分辨率高，故为了容易观看低照度的信号，增加GAIN。在图27c中，以低照度侧的信号为重点，增加低照度侧的GAIN。在图27d中，按照以高照度侧为重点，以使高亮度的图象容易看到的方式增加高亮度侧的再生电平的范围。

图28表示从低照度到高照度在宽范围将动态范围扩大的另一第11实施形式。在图28中，与图24相同的部分采用同一标号。

在图28中，相对图24，2次产生VREF，按照具有2个倾斜的折线产生后半的VREFGHL。设最初的上升的倾斜为GH，从中途起，倾斜为GL。从线存储器(MSGHL)5中读出该信号，作为SGHL信号被输入到WDM电路20中。在放大电路中，使VREFGHL中的大于KP点的信号进行GA倍处理。该放大率根据VREF的倾斜的比GH/GL来计算。将大于KP电平的信号切换为SA信号，由此，产生对SGHL信号进行直线处理得到的SB信号。SC信号为通过减法运算电路202，从STS信号中减去黑电平(dark)，接着按照蓄积时间的比TL/TS进行GB倍放大，然后，形成按照GH/GS的比进行GC倍放大了的信号。对该SB信号和SC信号进行比较，在闩锁电路216中切换到大的信号而生成进行线性变换合成后的SF信号。

图29表示动作定时图。在时刻t4，输出在高亮度蓄积时间TS中蓄积的信号STS。在下一时刻t5，将对蓄积时间TL和TS进行加法运算而形成的信号作为SGHL而输出。此时的VREF的倾斜按照最初GH上升，从KP点，变化为GL。即，提高小信号的电平的分辨率。

图30表示其控制方法。信号SGHL按照与最初倾斜GH相对应的倾斜输出，从KP电平起倾斜缓慢地变为GL。接着，从按照读出电压Vm与蓄积时间比确定的KPm点，进一步变化为按照通过蓄积时间TS确定的倾斜STS的信号。首先，按照放大率GA＝GH/GL，对SGHL信号的KP电平以上的信号进行放大。对于大于KPm的信号，通过切换到将STS放大到GB倍和GC倍的信号，对最终的SF信号进行直线化处理。

图31为表示对从低照度到高照度在宽范围将动态范围扩大的另一第12实施方式。在图31中，与图28相同的部分采用同一标号。

在图31中，相对图28，发生2次VREF，按照平滑地变化的曲线的倾斜GC来产生后半的VREFGC。该倾斜根据计数器数而慢慢地变大。看起来输入信号为小信号时的GAIN大，大信号时的GAIN小。在WDM电路20中，相对输入信号SGC，象图34的GC1那样，对应于VREF发生电路50的曲线GC，设定放大电路GC1的GAIN曲线。即、输入信号SGC越大，GAIN越高。该输出信号SE相对输入信号直线地输出。对于过去的10bit输出线性变换变为4倍的12bit输出。即，相对过去，将动态范围扩大4倍。该GC的倾斜可自由地设定。通常，对于输入信号进行平方运算，或乘以幂的倒数等的系数而运算，或制作表来进行变换。从该SE信号中减去黑电平(dark)，生成信号SB。另一方面，从STS信号中减去黑电平(dark)，接着，按照蓄积时间的比TL/TS，进行GB倍放大，接着，按照与VREF的GC曲线相对应的最大GAIN系数GC2，进行倍数放大，生成信号SC。对该SB信号和SC信号进行比较，在开关电路216中，切换到较大的信号，由此，产生线形变换合成后的SF信号。

图32表示其控制方法。信号SGC初始倾斜大，伴随光量的增加，倾斜变小，上升到由读出电压Vm和蓄积时间比确定的KPm点为止。从该点，由于STS信号变较短蓄积，所以以较缓的倾斜上升。线性变换合成首先对信号SGC按照GAIN曲线GC1进行放大。接着，生成通过直线地线性变换得到的信号SE。对于大于KPm的信号，通过切换到将STS放大到GB倍和GC2倍得到的信号，对最终的SF信号进行直线化处理。

图33表示本发明的第13的实施形式。在图33中，与图11相同的部分采用同一标号。

在图33中，相对图11，采用象素部1的2根线(行)的信号，对信号进行加法运算。对于蓄积时间，2根线均设为相同。在WDM电路20中，对STA信号的黑电平(dark)进行减法运算，生成SA信号，对STB信号的黑电平(dark)进行减法运算，生成SB信号。接着，将对这些信号进行加法运算而形成的信号作为SF信号。通过该动作，获得对垂直2根线的信号进行加法运算而形成的信号。该方式可适用于使垂直线数约为1/2的监视模式。由于实质上，信号变为2倍，故灵敏度提高。噪音也可降低3dB。

图34表示动作定时。由于在本动作中，对2根线的信号进行加法运算并输出，垂直线数设为1/2的263H。n根线的蓄积时间为TL＝263H，m根线的蓄积时间也设为相同的TS＝263H。在时刻t4，输出在n根线中蓄积的信号，将其AD变换处理为STA信号。在1/2H后的时刻t5，读出在蓄积时间TS中蓄积的信号，将其AD变换处理为STB信号。在颜色传感器中，由于通常色滤色器为拜尔(Bayer)(ベイヤ一)排列，故跳过相同色的1根线，进行加法运算的动作。

图35a，图35b，图35c和图35d表示动作定时的变形实例。图35a表示标准的动作。在本动作中，为了在CDS时不会混入数字输出DOUT噪音，在来自象素的信号读出期间，不输出传感器输出信号DOUT。图35b为本发明的实施形式的动作，但是，也在1/2后半的CDS读出期间，进行CDS动作。为了应对噪音混入，按照象图35c所示的那样，使水平扫描期间变为约2倍，以在后半的CDS动作期间，数字输出DOUT不动作的方式来应对。由于在本动作中，帧频处于2倍这样低速，故在图35d中，将数字输出DOUT分割成水平扫描期间的前半和后半2部分来输出。在分割的中间，设置后半的CDS动作期间。如果使数字输出为LVDS输出或串行输出，则由于数字噪音减小，故即使按照图35b方式动作，仍可减小噪音的混入。另外，也可将VREF的AD变换bit数从10bit降低到9bit，缩短水平扫描期间，增加帧动作频率。

如果象上述那样，采用本发明的实施形式，在列ADC型CMOS图象传感器中，实施输出相对于光输入信号不同的倾斜的信号的AD变换处理，通过以使倾斜相同的方式来实施GAIN调整的线性变换电路中，使该AD变换的不同的倾斜的输出信号为1个线性信号，由此，可提供动态范围扩大、S/N被改善的高画质CMOS传感器。

即，输出相对光输入信号量使倾斜不同的信号，在信号处理电路中，将不同的倾斜变换为同一倾斜来进行直线化处理，由此，可与拍摄物的照度相对应地从暗的场景到亮的场景扩大动态范围。进而，通过对信号进行直线化处理，可改善高亮度的拍摄物的色再现性。另外，按照本方式，可实施难以受到电源电压、传感器的动作温度的影响的稳定的动态范围扩大动作。

按照本实施形式，构成下述这样的固体摄像装置。

按照本实施形式，可提供扩大动态范围，并且谋求画质的提高的固体摄像装置。

对于本领域的普通技术人员来说，容易得出其它的优点和改进形式。于是，更宽方面的本发明并不限于在这里表示和描述的具体细节和代表性的实施例。于是，可在不脱离由后附的权利要求所限定的基本发明构思，等同方案的实质或范围的情况下作出各种改进。

Claims (9)

1.一种固体摄像装置，该固体摄像装置包括：

象素部，该象素部包含：以二维方式配置于半导体衬底上的光电二极管；将上述光电二极管的信号电荷读出到检测部中的读出电路；将上述信号电荷变换为电压的检测电路；输出上述检测电路的电压的输出电路；用于将上述检测电路进行复位的复位电路；

曝光时间控制电路，该曝光时间控制电路控制由上述光电二极管进行光电变换的曝光时间；

蓄积电路，该蓄积电路蓄积通过上述输出电路输出的信号；

AD变换电路，该AD变换电路在1个水平扫描期间2次对在上述蓄积电路中蓄积的信号进行AD变换；

多个线存储器，存储由上述AD变换电路变换得出的信号；

信号处理电路，该信号处理电路对来自上述多个线存储器的多个输出信号进行处理；

其中，首先在上述读出电路中读出由上述光电二极管进行光电变换并蓄积的信号，并在上述检测电路或上述蓄积电路中保持对由上述读出电路读出的信号与进行上述复位的电平进行加法运算而形成的信号之后，通过上述AD变换电路进行在1个水平扫描期间中的前半个水平扫描期间的AD变换，接着，不对上述检测电路进行复位，而对在上述检测电路或上述蓄积电路中保持的上述进行加法运算而形成的信号通过上述AD变换电路进行在上述1个水平扫描期间中的后半个水平扫描期间的AD变换，将进行2次AD变换的上述信号存储于上述多个线存储器中；

上述信号处理电路包括合成电路，该合成电路将从上述多个线存储器同时读出的多个输出信号合成为1个信号。

2.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中：

上述AD变换电路通过控制基准电压，使输入信号电平的分辨率不同地进行2次AD变换；

上述信号处理电路包括线性变换合成电路，该线性变换合成电路对于上述多个输出信号，与上述AD变换电路的分辨率相对应地控制信号放大电路的放大率，并且相对光输入信号量设为相同的倾斜、通过切换电路合成为1个信号。

3.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中：

上述曝光时间控制电路对于在上述光电二极管进行光电变换的曝光时间，通过控制上述读出电路的读出电压，使得在单一象素中进行多次曝光；

上述读出电路将上述光电二极管的信号电荷与曝光时间对应地分割成多次来读出；

上述AD变换电路进行2次AD变换；

上述信号处理电路包括线性变换合成电路，该线性变换合成电路对于从上述多个线存储器同时输出的多个信号，与曝光时间对应地控制信号放大电路的放大率，并且相对光输入信号量设为相同的倾斜、通过切换电路合成为1个信号。

4.根据权利要求3所述的固体摄像装置，其中：

上述读出电路将上述光电二极管的信号电荷与曝光时间相对应地分割为多次来读出；

上述检测电路将分割为多次来读出的上述信号电荷进行加法运算。

5.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中：

上述曝光时间控制电路对于在上述光电二极管进行光电变换的曝光时间，通过控制上述读出电路的读出电压，使得在单一象素中进行多次曝光；

上述读出电路将上述光电二极管的信号电荷与曝光时间对应地分割成多次来读出；

上述AD变换电路使输入信号电平的分辨率不同地进行2次AD变换；

上述信号处理电路包括线性变换合成电路，该线性变换合成电路对于上述多个输出信号，与上述AD变换的分辨率相对应地控制信号放大电路的放大率，并且相对光输入信号量设为相同的倾斜、通过切换电路合成为1个信号。

6.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其包括白平衡电路，该白平衡电路单独地对从上述信号处理电路输出的线性信号的RGB的信号电平进行GAIN调整。

7.根据权利要求6所述的固体摄像装置，其包括电平抑制电路，该电平抑制电路通过降低由上述白平衡电路调整后的信号的高亮信号分量的GAIN来抑制电平。

8.根据权利要求7所述的固体摄像装置，其中，上述信号处理电路包括控制电路，该控制电路针对相对光输入信号量倾斜不同的上述多个输出信号中的每个，在帧内对信号的发生频率进行积分，根据上述积分的结果，控制压缩电路的GAIN量。

9.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，包括在由上述AD变换电路进行2次AD变换的动作时增加水平扫描期间的长度的模式。

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