JP2011211535A - 固体撮像素子およびカメラシステム - Google Patents
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Abstract
【課題】高速で高解像度のAD変換が可能となり、適切に縦筋がキャンセルされた良質の撮像データを得ることが可能で、しかも水平転送量の増加を防ぎ、フレームレートの低下を抑えることが可能な固体撮像素子およびカメラシステムを提供する。
【解決手段】画素回路PX111と、読み出し部132と、を有し、読み出し部132は、画素の撮像信号のAD変換として、第1のスロープによる第1のAD変換と、第2のスロープによる第2のAD変換を各々実行する機能と、ゼロ信号のAD変換として、第1のスロープによる第3のAD変換と第2のスロープによる第4のAD変換をさらに実行する機能と、を含み、第1のAD変換結果から第3のAD変換結果を減算したデジタルデータと、第2のAD変換結果から第4のAD変換結果を減算したデジタルデータのいずれかを画素ごとに選択したデジタルデータに基づいて撮像データを生成する。
【選択図】図8
【解決手段】画素回路PX111と、読み出し部132と、を有し、読み出し部132は、画素の撮像信号のAD変換として、第1のスロープによる第1のAD変換と、第2のスロープによる第2のAD変換を各々実行する機能と、ゼロ信号のAD変換として、第1のスロープによる第3のAD変換と第2のスロープによる第4のAD変換をさらに実行する機能と、を含み、第1のAD変換結果から第3のAD変換結果を減算したデジタルデータと、第2のAD変換結果から第4のAD変換結果を減算したデジタルデータのいずれかを画素ごとに選択したデジタルデータに基づいて撮像データを生成する。
【選択図】図8
Description
本発明は、CMOSイメージセンサーに代表される固体撮像素子およびカメラシステムに関するものである。
近年デジタルスチルカメラやカムコーダ、監視カメラ等の用途に、CMOSイメージャーが広く使われるようになり、市場も拡大している。
CMOSイメージャーは、各画素に入射した光を光電変換素子であるフォトダイオードで電子に変換し、それを一定期間蓄積した上で、その蓄積電荷量を反映した信号をデジタル化して外部に出力する。
CMOSイメージャーは、各画素に入射した光を光電変換素子であるフォトダイオードで電子に変換し、それを一定期間蓄積した上で、その蓄積電荷量を反映した信号をデジタル化して外部に出力する。
一般に、CMOSイメージャーの画素回路は、フォトダイオードからの電荷信号を、画素回路に内蔵したソースフォロワーによって垂直信号線の電位信号に変換して出力する。
読み出し時の画素の選択は行単位で順次実行され、選択行における各列の画素信号は順次あるいは並列的にアナログデジタル(AD)変換されて、撮像データとして出力される。
特に近年、高速化のために列ごとにAD変換器を備え、一斉に変換が行われるケースが増えている。特許文献1にはその一例が記載されている。
読み出し時の画素の選択は行単位で順次実行され、選択行における各列の画素信号は順次あるいは並列的にアナログデジタル(AD)変換されて、撮像データとして出力される。
特に近年、高速化のために列ごとにAD変換器を備え、一斉に変換が行われるケースが増えている。特許文献1にはその一例が記載されている。
このように、各列で一斉に実行されるAD変換には、一般に次のような手法が使用されている。
すなわち、各列における信号線の出力は、一定のスロープで変位する共通した参照信号と、列ごとに設けられた比較判定器で一斉に比較判定される。
そして、出力信号と参照信号とが既定の関係に達した時期に基づいて、各出力信号はデジタルデータに変換される。
たとえば、デジタル化には、上記参照電位の変位と同期して保持値がカウントアップされるカウンタ回路が使用され、上記参照電位と信号電位が既定の関係に達した際のカウンタ値が列ごとにラッチされて、デジタル化信号として採用される。
すなわち、各列における信号線の出力は、一定のスロープで変位する共通した参照信号と、列ごとに設けられた比較判定器で一斉に比較判定される。
そして、出力信号と参照信号とが既定の関係に達した時期に基づいて、各出力信号はデジタルデータに変換される。
たとえば、デジタル化には、上記参照電位の変位と同期して保持値がカウントアップされるカウンタ回路が使用され、上記参照電位と信号電位が既定の関係に達した際のカウンタ値が列ごとにラッチされて、デジタル化信号として採用される。
上述のようなAD変換手法においては、参照信号の変位スロープを緩やかにするほど変換の解像度が向上する。
すなわち、1カウント当たりの変位幅が小さくなることで量子化誤差が縮小し、特に低照度においてはより高精度な撮像が可能になる。
すなわち、1カウント当たりの変位幅が小さくなることで量子化誤差が縮小し、特に低照度においてはより高精度な撮像が可能になる。
一方その場合、カウント数を一定とすれば、参照信号の最大変位量も小さくなってしまい、高照度の撮像部は飽和しやすくなる。すなわち、撮像のダイナミックレンジが狭くなる。
単純にカウント数を増加させると、その分AD変換に要する時間が長くなり、フレームレートの低下につながる。
単純にカウント数を増加させると、その分AD変換に要する時間が長くなり、フレームレートの低下につながる。
このような問題に対処するため、特許文献2には、参照電位に2種類のスロープを用いたAD変換方法が提案されている。
このAD変換は傾斜の緩いスロープと傾斜が急なスロープとを用いて2回実施され、たとえば低照度部の撮像データには傾斜の緩いスロープによる変換結果が、高照度部の撮像データには傾斜の急なスロープによる変換結果が使用される。
その結果、低照度部は緩いスロープを用いて高い解像度でAD変換が行われる一方、高照度部は急なスロープを用いて階調データを取得でき、ダイナミックレンジと撮像精度の双方の要求を満たすことが可能になる。
このAD変換は傾斜の緩いスロープと傾斜が急なスロープとを用いて2回実施され、たとえば低照度部の撮像データには傾斜の緩いスロープによる変換結果が、高照度部の撮像データには傾斜の急なスロープによる変換結果が使用される。
その結果、低照度部は緩いスロープを用いて高い解像度でAD変換が行われる一方、高照度部は急なスロープを用いて階調データを取得でき、ダイナミックレンジと撮像精度の双方の要求を満たすことが可能になる。
しかし、上記手法は以下の課題を有している。
一般的に、共通の参照信号と多数列の画素信号を一斉に比較する並列AD変換処理においては、複数の比較判定器の特性ばらつきが縦筋を発生させる。
これは主として比較回路のオフセットばらつきによるものであるが、さらに高速に参照電位が変位していく場合には、全ての列に全く同じ参照信号を同時並列的に供給することは困難となり、列ごとに参照信号のディレイに伴って参照レベルのバラツキが発生する。
さらに比較回路からの判定出力の反転遅延やカウンタクロックのスキューによって、変換値を確定するラッチのタイミングも列ごとにばらつくので、両者の組み合わせから、縦筋の発生度合いは参照電位の変位のスロープに複雑に依存するようになる。
すなわち、参照信号の変位スロープが異なれば、それに伴って異なった縦筋が発生する。
一般的に、共通の参照信号と多数列の画素信号を一斉に比較する並列AD変換処理においては、複数の比較判定器の特性ばらつきが縦筋を発生させる。
これは主として比較回路のオフセットばらつきによるものであるが、さらに高速に参照電位が変位していく場合には、全ての列に全く同じ参照信号を同時並列的に供給することは困難となり、列ごとに参照信号のディレイに伴って参照レベルのバラツキが発生する。
さらに比較回路からの判定出力の反転遅延やカウンタクロックのスキューによって、変換値を確定するラッチのタイミングも列ごとにばらつくので、両者の組み合わせから、縦筋の発生度合いは参照電位の変位のスロープに複雑に依存するようになる。
すなわち、参照信号の変位スロープが異なれば、それに伴って異なった縦筋が発生する。
たとえば、完全な暗信号(ゼロデータ)とAD変換した場合、比較回路のオフセットによるカウント値のずれ量は、スロープにほぼ反比例となり、ゲイン調整後はスロープによらないほぼ一定の縦筋になる。
一方、判定出力の反転遅延によるカウント値のずれ量はほとんどスロープによらず、これをゲイン調整するとスロープが急なものほど大きな縦筋に変わる。
一方、判定出力の反転遅延によるカウント値のずれ量はほとんどスロープによらず、これをゲイン調整するとスロープが急なものほど大きな縦筋に変わる。
このような状況において、2種類のスロープによりAD変換結果の選択を、撮像素子の内部で画素ごとに変えてしまうと、結果として発生する縦筋は被写体によって変化する全く不規則なものとなってしまう。これでは、後段処理においてそれを補正することは困難である。
このような問題を回避するには、AD変換にかかわる全ての信号線が、1カウントごとにセトリングするのを待つしかないが、その場合変換の処理時間が致命的に長くなる。
さらに、特許文献2におけるもう一つの課題は、2回のAD変換の結果をともに水平転送する必要があるため、通常の2倍の水平転送量を必要とすることである。
この水平転送はフレームレートを律速する主要因であるため、このままではフレームレートを半分にせざるを得ない。
この水平転送はフレームレートを律速する主要因であるため、このままではフレームレートを半分にせざるを得ない。
本発明は、高速で高解像度のAD変換が可能となり、適切に縦筋がキャンセルされた良質の撮像データを得ることが可能で、しかも水平転送量の増加を防ぎ、フレームレートの低下を抑えることが可能な固体撮像素子およびカメラシステムを提供することにある。
本発明の第1の観点の固体撮像素子は、光電変換素子と、当該光電変換素子で光電変換された電荷を出力信号線の電位変調として出力するアンプ素子を含む画素回路と、上記信号線の出力レベルを一定のスロープで変位する参照信号と比較して、出力信号と参照信号とが既定の関係に達する時期に基づいて当該出力信号をデジタル化するアナログデジタル(AD)変換回路を含む読み出し部と、を有し、上記読み出し部は、画素の撮像信号のAD変換として、第1のスロープによる第1のAD変換と、第2のスロープによる第2のAD変換を各々実行する機能と、ゼロ信号のAD変換として、第1のスロープによる第3のAD変換と第2のスロープによる第4のAD変換をさらに実行する機能と、を含み、上記第1のAD変換結果から上記第3のAD変換結果を減算したデジタルデータと、上記第2のAD変換結果から上記第4のAD変換結果を減算したデジタルデータのいずれかを画素ごとに選択し、当該選択したデジタルデータに基づいて撮像データを生成する。
本発明の第2の観点のカメラシステムは、固体撮像素子と、上記固体撮像素子に被写体像を結像する光学系と、上記固体撮像素子の出力画像信号を処理する信号処理回路と、を有し、上記固体撮像素子は、光電変換素子と、当該光電変換素子で光電変換された電荷を出力信号線の電位変調として出力するアンプ素子を含む画素回路と、上記信号線の出力レベルを一定のスロープで変位する参照信号と比較して、出力信号と参照信号とが既定の関係に達する時期に基づいて当該出力信号をデジタル化するアナログデジタル(AD)変換回路を含む読み出し部と、を有し、上記読み出し部は、画素の撮像信号のAD変換として、第1のスロープによる第1のAD変換と、第2のスロープによる第2のAD変換を各々実行する機能と、ゼロ信号のAD変換として、第1のスロープによる第3のAD変換と第2のスロープによる第4のAD変換をさらに実行する機能と、を含み、上記第1のAD変換結果から上記第3のAD変換結果を減算したデジタルデータと、上記第2のAD変換結果から上記第4のAD変換結果を減算したデジタルデータのいずれかを画素ごとに選択し、当該選択したデジタルデータに基づいて撮像データを生成する。
本発明によれば、高速で高解像度のAD変換が可能となり、適切に縦筋がキャンセルされた良質の撮像データを得ることができ、しかも水平転送量の増加を防ぎ、フレームレートの低下を抑えることができる。
以下、本発明の実施形態を図面に関連付けて説明する。
なお、説明は以下の順序で行う。
1.第1の実施形態(読み出し回路の第1の構成例)
2.第2の実施形態(読み出し回路の第2の構成例)
3.第3の実施形態(読み出し回路の第3の構成例)
4.第4の実施形態(カメラシステム)
なお、説明は以下の順序で行う。
1.第1の実施形態(読み出し回路の第1の構成例)
2.第2の実施形態(読み出し回路の第2の構成例)
3.第3の実施形態(読み出し回路の第3の構成例)
4.第4の実施形態(カメラシステム)
図1は、本発明の実施形態に係る画素回路を採用したCMOSイメージセンサー(固体撮像素子)の構成例を示す図である。
本CMOSイメージセンサー100は、画素アレイ部110、画素駆動部としての行選択回路(Vdec)120、およびカラム読み出し回路(AFE)130を有する。
画素アレイ部110は、複数の画素回路がM行×N列の2次元状(マトリクス状)に配列されている。
本実施形態に係る画素回路110Aは、基本的に、光電変換素子、転送トランジスタ、リセットトランジスタ、アンプトランジスタ、選択トランジスタ、蓄積ノード、およびFD(フローティングディフュージョン)を含んで構成される。
この画素回路110Aの具体的な構成については、後で詳述する。
本実施形態に係る画素回路110Aは、基本的に、光電変換素子、転送トランジスタ、リセットトランジスタ、アンプトランジスタ、選択トランジスタ、蓄積ノード、およびFD(フローティングディフュージョン)を含んで構成される。
この画素回路110Aの具体的な構成については、後で詳述する。
画素アレイ部110に配線されている転送線140(LTRG)、リセット線150(LRST)、および行選択線160(LSEL)が一組として画素配列の各行単位で配線されている。
転送線140(LTRG)、リセット線150(LRST)、および行選択線160(LSL)の各制御線はそれぞれM本ずつ設けられている。
これらの転送線140(LTRG)、リセット線150(LRST)、および行選択線160(LSL)は、行選択回路120により駆動される。
転送線140(LTRG)、リセット線150(LRST)、および行選択線160(LSL)の各制御線はそれぞれM本ずつ設けられている。
これらの転送線140(LTRG)、リセット線150(LRST)、および行選択線160(LSL)は、行選択回路120により駆動される。
行選択回路120は、画素アレイ部110の中の任意の行に配置された画素の動作を制御する。行選択回路120は、転送線140(LTRG)、リセット線150(LRST)、および行選択線160(LSL)を通して画素回路を制御する。
カラム読み出し回路130は、行選択回路120により読み出し制御された画素行のデータを、垂直信号線(LSGN)170を介して受け取り、後段の信号処理回路に転送する。
垂直信号線170には、定電流回路や読み出し回路130が接続される。
カラム読み出し回路130は、各列に対応して配置されるAD変換回路を含む読み出し回路、ランプ信号生成回路、CDS回路等を含んで構成される。
なお、ランプ信号生成回路は、後述する傾きの異なる参照信号である第1のスロープ信号および第2の参照信号を生成する機能を有する。
垂直信号線170には、定電流回路や読み出し回路130が接続される。
カラム読み出し回路130は、各列に対応して配置されるAD変換回路を含む読み出し回路、ランプ信号生成回路、CDS回路等を含んで構成される。
なお、ランプ信号生成回路は、後述する傾きの異なる参照信号である第1のスロープ信号および第2の参照信号を生成する機能を有する。
本CMOSイメージセンサー100は、参照電位の複数の変位スロープによるAD変換結果に対して、各々のスロープを用いてゼロ信号の採取を別途行い、撮像チップ内で変換時のスロープに応じたデジタルデータの補正を実施する機能を有する。
さらに、本CMOSイメージセンサー100は、複数回のAD変換結果からの画素ごとの選択は、水平転送前に列ごとに実施する。
本CMOSイメージセンサー100は、これによって水平転送量の増加を防ぎ、フレームレートの低下を抑えることが可能となるように構成されている。
そして、CMOSイメージセンサーにおいて高速で高解像度のAD変換が可能になるとともに、適切に縦筋がキャンセルされた良質の撮像データを得ることが可能になるよう構成される。
さらに、本CMOSイメージセンサー100は、複数回のAD変換結果からの画素ごとの選択は、水平転送前に列ごとに実施する。
本CMOSイメージセンサー100は、これによって水平転送量の増加を防ぎ、フレームレートの低下を抑えることが可能となるように構成されている。
そして、CMOSイメージセンサーにおいて高速で高解像度のAD変換が可能になるとともに、適切に縦筋がキャンセルされた良質の撮像データを得ることが可能になるよう構成される。
以下に、上記したような構成を有するCMOSイメージセンサー100における画素回路の具体的な構成例について説明する。
図2は、本発明の実施形態に係るCMOSイメージセンサーの画素回路を示す図である。
図2の画素回路110Aにおいて、破線で示す構成部が1単位の画素回路PX111である。
単位画素回路PX111は、光電変換素子としてのフォトダイオード111、転送トランジスタ112、リセットトランジスタ113、増幅(アンプ)トランジスタ114、および選択トランジスタ115を有する。
単位画素回路PX111は、蓄積ノード116、およびフローティングディフュージョン(FD:Floating Diffusion、浮遊拡散層)ノード117を有する。
なお、アンプトランジスタ114によりアンプ素子(増幅素子)118が形成され、FDノード117によりアンプ素子118の入力ノードが形成される。
単位画素回路PX111は、光電変換素子としてのフォトダイオード111、転送トランジスタ112、リセットトランジスタ113、増幅(アンプ)トランジスタ114、および選択トランジスタ115を有する。
単位画素回路PX111は、蓄積ノード116、およびフローティングディフュージョン(FD:Floating Diffusion、浮遊拡散層)ノード117を有する。
なお、アンプトランジスタ114によりアンプ素子(増幅素子)118が形成され、FDノード117によりアンプ素子118の入力ノードが形成される。
本第1の実施形態の転送トランジスタ112は、フォトダイオード111と出力ノードとしてのFDノード117との間に接続されている。転送トランジスタ112のゲート電極が転送線140に共通に接続されている。
リセットトランジスタ113は、電源ラインLVDDとFDノード117との間に接続され、ゲート電極がリセット線150に接続されている。
FDノード117には、アンプトランジスタ114のゲートが接続されている。アンプトランジスタ114は、選択トランジスタ115を介して垂直信号線170に接続され、単位画素部外の定電流回路131とソースフォロアーを構成している。
選択トランジスタ115のゲート電極が行選択線160に接続されている。そして、選択トランジスタ115のソースが垂直信号線170に接続されている。
垂直信号線170には、定電流回路131および読み出し回路132が接続されている。
リセットトランジスタ113は、電源ラインLVDDとFDノード117との間に接続され、ゲート電極がリセット線150に接続されている。
FDノード117には、アンプトランジスタ114のゲートが接続されている。アンプトランジスタ114は、選択トランジスタ115を介して垂直信号線170に接続され、単位画素部外の定電流回路131とソースフォロアーを構成している。
選択トランジスタ115のゲート電極が行選択線160に接続されている。そして、選択トランジスタ115のソースが垂直信号線170に接続されている。
垂直信号線170には、定電流回路131および読み出し回路132が接続されている。
読み出し系は、たとえば垂直信号線170、定電流回路131、読み出し回路132等を含んで構成される。
このような構成を有する画素回路110Aの単位画素回路PX111では、画素のシリコン基板に入射した光は電子とホールのペアを発生させ、その内の電子がフォトダイオード111によって、蓄積ノード116に収集、蓄積される。
その電子が最終的には垂直信号線170への信号となって読み出される。
CMOSイメージャーではこのような画素がマトリクス状に配置されており、垂直信号線170は列方向の複数画素で、各トランジスタをオン/オフするゲート制御線である転送線140、リセット線150、行選択線160は行方向の複数画素で共有されている。
画素アクセスはゲート制御線である転送線140、リセット線150、行選択線160の駆動により、行単位で一括して実施される。
各垂直信号線170に読み出されたアナログ信号は、読み出し回路132によってセンシングされ、AD変換されて出力される。
その電子が最終的には垂直信号線170への信号となって読み出される。
CMOSイメージャーではこのような画素がマトリクス状に配置されており、垂直信号線170は列方向の複数画素で、各トランジスタをオン/オフするゲート制御線である転送線140、リセット線150、行選択線160は行方向の複数画素で共有されている。
画素アクセスはゲート制御線である転送線140、リセット線150、行選択線160の駆動により、行単位で一括して実施される。
各垂直信号線170に読み出されたアナログ信号は、読み出し回路132によってセンシングされ、AD変換されて出力される。
以下に、電荷蓄積と読み出しの具体的動作を図2に関連付けて説明する。
図3(A)〜(D)は、図2の画素回路のタイミングチャートを示す図である。
図3(A)はリセット線150のレベルを、図3(B)は転送線140のレベルを、図3(C)は行選択線160のレベルを、図3(D)は垂直信号線170のレベルを、それぞれ表している。
図3(A)〜(D)は、図2の画素回路のタイミングチャートを示す図である。
図3(A)はリセット線150のレベルを、図3(B)は転送線140のレベルを、図3(C)は行選択線160のレベルを、図3(D)は垂直信号線170のレベルを、それぞれ表している。
電荷蓄積に先立って、まず画素のリセットを行う。これはリセット線150および転送線140をハイレベルにして、リセットトランジスタ113と転送トランジスタ112をオン状態にする。これはたとえば3Vの電源電圧をフォトダイオード111の蓄積ノード116に伝達させる操作である。
これによって、蓄積ノード116のポテンシャルは上昇し、そこに蓄積された電子の引き抜きが行われる。
近年主流のHAD(Hole-Accumulation Diode)構造においては、蓄積ノード116はp型層に挟まれたn型の埋め込み拡散層で形成されており、その電子は全て排出されて完全空乏状態となる。
その後、転送線140をローレベルにして、転送トランジスタ112をオフすることで、蓄積ノード116は浮遊状態となって、新たな電荷蓄積が開始される。電荷蓄積中はリセットトランジスタ113も通常オフにしておく。
一般にこのような画素のリセット動作は、CMOSイメージセンサーの電子シャッター動作として利用される。
これによって、蓄積ノード116のポテンシャルは上昇し、そこに蓄積された電子の引き抜きが行われる。
近年主流のHAD(Hole-Accumulation Diode)構造においては、蓄積ノード116はp型層に挟まれたn型の埋め込み拡散層で形成されており、その電子は全て排出されて完全空乏状態となる。
その後、転送線140をローレベルにして、転送トランジスタ112をオフすることで、蓄積ノード116は浮遊状態となって、新たな電荷蓄積が開始される。電荷蓄積中はリセットトランジスタ113も通常オフにしておく。
一般にこのような画素のリセット動作は、CMOSイメージセンサーの電子シャッター動作として利用される。
次に、蓄積された電荷の読み出し動作について説明する。
まず、行選択線160がハイレベルとなり、選択トランジスタ115がオンして、垂直信号線170に画素のアンプトランジスタ114が接続される。
ここでアンプトランジスタ114と定電流回路131に接続された垂直信号線170はソースフォロアー回路を形成している。そして、その入力であるFDノード117のポテンシャルVfdと、出力である垂直信号線170の電位Vslは、変動比が1に近いリニアな関係となる。
すなわち定電流回路131の電流値をiとすると、理想的には次式が成立する。
ここでアンプトランジスタ114と定電流回路131に接続された垂直信号線170はソースフォロアー回路を形成している。そして、その入力であるFDノード117のポテンシャルVfdと、出力である垂直信号線170の電位Vslは、変動比が1に近いリニアな関係となる。
すなわち定電流回路131の電流値をiとすると、理想的には次式が成立する。
[数1]
i=(1/2)*β*(Vfd−Vth−Vsl)2 //βは定数
i=(1/2)*β*(Vfd−Vth−Vsl)2 //βは定数
ここで、(Vfd−Vth−Vsl)は一定となって、Vfdの変動はリニアにVslに反映される。
ここで、リセット線150をハイレベルにしてリセットトランジスタ113をオンすることで、FDノード117に電源電圧3Vが伝達される。
さらに、リセット線150をローレベルにしてリセットトランジスタ113をオフにし、AD変換回路を含む読み出し回路132によって、垂直信号線170の電位Vslの感知を行う。これによって、リセット時の信号レベルに関連した電荷を読み出し回路内部に保持する。
さらに、リセット線150をローレベルにしてリセットトランジスタ113をオフにし、AD変換回路を含む読み出し回路132によって、垂直信号線170の電位Vslの感知を行う。これによって、リセット時の信号レベルに関連した電荷を読み出し回路内部に保持する。
次に、転送線140をハイレベルにして転送トランジスタ112をオンすることで、蓄積ノード116に蓄積された電子が、ソースフォロアーの入力ノードであるFDノード117に流れ込む。
この際、FDノード117のポテンシャルが十分高ければ、蓄積ノード116に蓄積されていた電子は全てFDノード117に流出し、蓄積ノード116は完全空乏状態になる。
ここで転送線140をローレベルにして転送トランジスタ112をオフし、読み出し回路132によって、垂直信号線170の電位の2回目の感知を行う。これは蓄積信号の読み出しである。
この際、FDノード117のポテンシャルが十分高ければ、蓄積ノード116に蓄積されていた電子は全てFDノード117に流出し、蓄積ノード116は完全空乏状態になる。
ここで転送線140をローレベルにして転送トランジスタ112をオフし、読み出し回路132によって、垂直信号線170の電位の2回目の感知を行う。これは蓄積信号の読み出しである。
上記1回目の感知と2回目の感知の差分は、フォトダイオード111の露光によって蓄積ノード116に蓄積された電荷量を正確に反映している。
CMOSイメージャーはこの差分をデジタル化し、画素の信号値として外部に出力する。各画素の電子蓄積時間は、上記リセット動作と読み出し動作との間の期間であり、正確には転送トランジスタ112がリセット後オフしてから、読み出しでオフするまでの期間T1である。
CMOSイメージャーはこの差分をデジタル化し、画素の信号値として外部に出力する。各画素の電子蓄積時間は、上記リセット動作と読み出し動作との間の期間であり、正確には転送トランジスタ112がリセット後オフしてから、読み出しでオフするまでの期間T1である。
ところで、通常のCMOSイメージャーの画素アレイにおいては、上述したように、リセット線150、転送線140、行選択線160が、行ごとに画素間で共有されている。すなわち画素のリセットや読み出しは行単位で一括して行われる。
また、垂直信号線170は列ごとに画素間で共有されており、選択トランジスタ115により、選択行の画素に接続される。
また、垂直信号線170は列ごとに画素間で共有されており、選択トランジスタ115により、選択行の画素に接続される。
したがって、全画素(1フレーム分)のデータを読み出そうとすれば、画素アレイ中の先頭行から末尾行までを順次選択し、行ごとに画素からデータを読み出し、かつ出力していく必要がある。
一般に、CMOSイメージャーでは、リセットと読み出しを、ともに行ごとに同じ順番で実行する。これにより、全ての画素に対して上記電子蓄積時間を等しくする。
このような電子シャッターの機構はローリングシャッターと呼ばれ、CMOSイメージャーでは一般的なものとなっている。
一般に、CMOSイメージャーでは、リセットと読み出しを、ともに行ごとに同じ順番で実行する。これにより、全ての画素に対して上記電子蓄積時間を等しくする。
このような電子シャッターの機構はローリングシャッターと呼ばれ、CMOSイメージャーでは一般的なものとなっている。
図4は、ローリングシャッターの概念図である。
図4は縦軸が画素アレイ内の各行のアドレスを、横軸が時間の経過を示している。
図4は縦軸が画素アレイ内の各行のアドレスを、横軸が時間の経過を示している。
図4において、破線L11は、行アドレスに沿って順次リセットが実施される様子を示している。
一方、実線L12は行アドレスに沿って順次読み出しが実施される様子を示している。 破線L11と実線L12との間の期間T11が電子蓄積期間であり、これはどの行も同じである。
このようにして、CMOSイメージャーの電子蓄積時間は、上記リセットと読み出しのタイミング設定により決定される。
たとえば、ビデオ撮影では読み出し周期は1フレーム期間に固定されるので、リセットタイミングを変えることによって、1フレーム期間未満の範囲で、露光時間を任意に設定することが可能である。
一方、実線L12は行アドレスに沿って順次読み出しが実施される様子を示している。 破線L11と実線L12との間の期間T11が電子蓄積期間であり、これはどの行も同じである。
このようにして、CMOSイメージャーの電子蓄積時間は、上記リセットと読み出しのタイミング設定により決定される。
たとえば、ビデオ撮影では読み出し周期は1フレーム期間に固定されるので、リセットタイミングを変えることによって、1フレーム期間未満の範囲で、露光時間を任意に設定することが可能である。
ところで、ビデオ撮像等におけるフレームレートは、1フレーム分のデータ読み出し時間によって制限される。
この限界を決めるのは、図3のように行選択線160にて各行の選択を行い、リセット信号と蓄積信号の読み出しを実施して、次の行の読み出しに遷移するまでの総読み出し時間である。
この読み出し時間を決定する最大の要因が、AD変換に要する時間である。これらが一行分の読み出し時間を構成し、それを全行に対して順次実施させた合計が1フレーム分の読み出し時間である。
この限界を決めるのは、図3のように行選択線160にて各行の選択を行い、リセット信号と蓄積信号の読み出しを実施して、次の行の読み出しに遷移するまでの総読み出し時間である。
この読み出し時間を決定する最大の要因が、AD変換に要する時間である。これらが一行分の読み出し時間を構成し、それを全行に対して順次実施させた合計が1フレーム分の読み出し時間である。
<1.イメージセンサの一般的回路動作>
図5は、イメージセンサ一般における各列対応の読み出し回路の構成の概要を示す図である。
なお、図5において、読み出し回路は符号200をもって表す。
図5は、イメージセンサ一般における各列対応の読み出し回路の構成の概要を示す図である。
なお、図5において、読み出し回路は符号200をもって表す。
図5の読み出し回路200は、AD変換回路210、ラッチ220、転送スイッチ230、転送バス240、出力回路250を有している。
AD変換回路210は、比較判定器211、クロックゲート212、カウンタ213を含んで構成されている。
また、図5の読み出し回路200は、ランプ信号生成回路260を含んで示されている。
ランプ信号生成回路260は、ランプ信号261、およびクロック信号262を生成する機能を有し、ランプ信号261はランプ線L261に、クロック信号262はクロック線L262に出力する。
AD変換回路210は、比較判定器211、クロックゲート212、カウンタ213を含んで構成されている。
また、図5の読み出し回路200は、ランプ信号生成回路260を含んで示されている。
ランプ信号生成回路260は、ランプ信号261、およびクロック信号262を生成する機能を有し、ランプ信号261はランプ線L261に、クロック信号262はクロック線L262に出力する。
画素PX111から読み出されたリセット信号および蓄積信号は、AD変換回路210で各々デジタル信号に変換され、リセット信号と蓄積信号との差分のデジタル値が正味の蓄積信号値としてラッチ220に出力され、ラッチされる。
ラッチされた1行分の出力信号値は、転送スイッチ230によって順次水平方向の転送バス240に転送され、出力回路250を介してチップの外に出力される。
上記行データの出力中、次の行の画素アクセスとAD変換が同時並列で実行される。
すなわち、画素アクセスとAD変換よりなる行読み出し工程は、データ出力工程とパイプライン動作を構成している。
ラッチされた1行分の出力信号値は、転送スイッチ230によって順次水平方向の転送バス240に転送され、出力回路250を介してチップの外に出力される。
上記行データの出力中、次の行の画素アクセスとAD変換が同時並列で実行される。
すなわち、画素アクセスとAD変換よりなる行読み出し工程は、データ出力工程とパイプライン動作を構成している。
上述したように、AD変換回路210は、比較判定器211、クロックゲート212、カウンタ213により構成されている。
画素から垂直信号線170に読み出されたアナログ信号Vslは、比較判定器211に入力され、ランプ線L261を伝搬されたランプ信号261とレベル比較される。
ランプ信号261の電位はクロック線L262に伝搬されたクロック信号262に同期して一定幅で低下していく。
一方、同じクロック信号262は、クロックゲート212をスルーしてカウンタ213のカウントを進行させる。
ここで、ランプ信号261が垂直信号線170のアナログ信号Vslに対して既定の関係に達すると、比較判定器211の出力は反転してクロックゲート212を閉鎖し、カウンタ213のカウントを停止させる。
このカウンタ213のカウント値から出力反転時のランプ信号261の電位が導出され、ランプ信号261の電位から垂直信号線170の電位が導出される。この関係からアナログ信号SIGのAD変換が実現される。
画素から垂直信号線170に読み出されたアナログ信号Vslは、比較判定器211に入力され、ランプ線L261を伝搬されたランプ信号261とレベル比較される。
ランプ信号261の電位はクロック線L262に伝搬されたクロック信号262に同期して一定幅で低下していく。
一方、同じクロック信号262は、クロックゲート212をスルーしてカウンタ213のカウントを進行させる。
ここで、ランプ信号261が垂直信号線170のアナログ信号Vslに対して既定の関係に達すると、比較判定器211の出力は反転してクロックゲート212を閉鎖し、カウンタ213のカウントを停止させる。
このカウンタ213のカウント値から出力反転時のランプ信号261の電位が導出され、ランプ信号261の電位から垂直信号線170の電位が導出される。この関係からアナログ信号SIGのAD変換が実現される。
なお、画素信号の変換に際しては、まず画素回路PX111からリセット信号を読み出し、ランプ信号261とリセット出力がバランスするように比較判定器211内に配置された保持容量の電荷を調整する。
しかる後に、画素信号の読み出しを実施し、続いてランプ線L261を駆動して、比較判定器211の出力反転タイミングから、画素信号とリセット信号との差分をデジタル信号として取得する。
これによって、いわゆるCDS(相間二重サンプリング)を実現し、画素ごとおよび読み出しごとに発生するリセットレベルのバラツキをキャンセルする。
しかる後に、画素信号の読み出しを実施し、続いてランプ線L261を駆動して、比較判定器211の出力反転タイミングから、画素信号とリセット信号との差分をデジタル信号として取得する。
これによって、いわゆるCDS(相間二重サンプリング)を実現し、画素ごとおよび読み出しごとに発生するリセットレベルのバラツキをキャンセルする。
図6は、図5のAD変換回路における比較判定器の最も単純な一例を示す図である。
図6の比較判定器211は、スイッチSW211,SW212、キャパシタC211,C212、インバータIV211、および参照電圧REF211の供給ラインL211を有する。
スイッチSW211は、端子aがキャパシタC121の第1端子およびキャパシタC122の第1端子に接続され、端子bが垂直信号線170を転送させる信号SIGの入力ラインに接続されている。
キャパシタC211の第2端子が、インバータIV211の入力端子、スイッチSW212の端子aに接続されている。
インバータIV211の出力端子は、スイッチSW212の端子bに接続されている。
インバータIV211の出力端子は、クロックゲート212の一入力端子に接続される。
キャパシタC211の第2端子が、インバータIV211の入力端子、スイッチSW212の端子aに接続されている。
インバータIV211の出力端子は、スイッチSW212の端子bに接続されている。
インバータIV211の出力端子は、クロックゲート212の一入力端子に接続される。
ここで、図6の比較判定器の動作例について説明する。
図7(A)〜(D)は、図6の比較判定器の動作例を説明するためのタイミングチャートである。
図7(A)は垂直信号線170に接続される端子SIGの信号電位を、図7(B)はスイッチSW211のON/OFF状態を、図7(C)はスイッチSW212のON/OFF状態を、図12(D)は参照電圧REF211を、それぞれ示している。
図7(A)〜(D)は、図6の比較判定器の動作例を説明するためのタイミングチャートである。
図7(A)は垂直信号線170に接続される端子SIGの信号電位を、図7(B)はスイッチSW211のON/OFF状態を、図7(C)はスイッチSW212のON/OFF状態を、図12(D)は参照電圧REF211を、それぞれ示している。
まず、信号SIGとしてリセット信号RSTが入力されている間、スイッチSW212をオンさせて(閉じて)インバータIV211の入出力をショートさせ、その入力を反転閾値のレベルにしてスイッチSW212を閉じる。
このとき、保持容量であるキャパシタC211にはリセット信号RSTに対応した電荷が保持される。
次に、信号SIGとして画素の読み出し信号が入力されると、ノードND211のレベルが低下して、インバータIV211の出力は論理“1”になる。
ここで、スイッチSW211をオンさせて(閉じて)参照電圧REF211(261)を上昇させていくと、キャパシタC212とのカップリングにより、その変位量が一定比率αをもってノードND211のレベルを引き上げる。
ノードND211がリセット信号のレベルに戻るとインバータIV211の出力は論理“0”に反転する。
この出力反転は、画素の読み出し信号とリセット信号との差分ΔVSIGが参照電圧REF211の電圧変位量ΔVREFにαを乗じた値に等しくなった際に発生する。
なお、参照電圧REF211を上昇の前に一旦低下させているのは、ランピング開始時に確実にインバータIV211の出力を論理“1”にセットするためオフセットをかけている。これによって、暗状態や信号がゼロ、あるいはノイズを含めてマイナスになる場合でも、確実な検出が保証される。
このとき、保持容量であるキャパシタC211にはリセット信号RSTに対応した電荷が保持される。
次に、信号SIGとして画素の読み出し信号が入力されると、ノードND211のレベルが低下して、インバータIV211の出力は論理“1”になる。
ここで、スイッチSW211をオンさせて(閉じて)参照電圧REF211(261)を上昇させていくと、キャパシタC212とのカップリングにより、その変位量が一定比率αをもってノードND211のレベルを引き上げる。
ノードND211がリセット信号のレベルに戻るとインバータIV211の出力は論理“0”に反転する。
この出力反転は、画素の読み出し信号とリセット信号との差分ΔVSIGが参照電圧REF211の電圧変位量ΔVREFにαを乗じた値に等しくなった際に発生する。
なお、参照電圧REF211を上昇の前に一旦低下させているのは、ランピング開始時に確実にインバータIV211の出力を論理“1”にセットするためオフセットをかけている。これによって、暗状態や信号がゼロ、あるいはノイズを含めてマイナスになる場合でも、確実な検出が保証される。
なお、比較判定器の回路構成については、様々なバリエーションが存在し得る。たとえば前述の特許文献1では、2入力のコンパレータを用いた比較判定器が使用されている。
この場合コンパレータのリセット動作で、画素のリセット信号に対応した電荷が、垂直信号線とコンパレータ間に介在する保持キャパシタに蓄積される。
このような回路では参照線の変位は信号線の変位方向と同じになり、αは1である。すなわち画素の読み出し信号とリセット信号との差分が参照線の電圧変位量と等しくなった際に、比較判定器の出力が反転する。
また、カウンタは列ごとに設けるのではなく、共通カウンタの保持値を列ごとに設けられたラッチにコピー転送する場合もある。また比較判定器の入力部にカラムアンプを設け、画素信号を増幅してから比較反転を行っても良い。
この場合コンパレータのリセット動作で、画素のリセット信号に対応した電荷が、垂直信号線とコンパレータ間に介在する保持キャパシタに蓄積される。
このような回路では参照線の変位は信号線の変位方向と同じになり、αは1である。すなわち画素の読み出し信号とリセット信号との差分が参照線の電圧変位量と等しくなった際に、比較判定器の出力が反転する。
また、カウンタは列ごとに設けるのではなく、共通カウンタの保持値を列ごとに設けられたラッチにコピー転送する場合もある。また比較判定器の入力部にカラムアンプを設け、画素信号を増幅してから比較反転を行っても良い。
以上は、列ごとにAD変換回路を設けた一般的なイメージセンサーの回路構成の一例であるが、本発明の実施形態においてはこれらの回路を踏襲しつつ、そこに新たな機能を追加することが可能である。
<2.第1の実施形態>
図8は、本発明の第1の実施形態に係る各列対応の読み出し回路の構成の概要を示す図である。
図8は、本発明の第1の実施形態に係る各列対応の読み出し回路の構成の概要を示す図である。
図8の読み出し回路200Aにおいて、AD変換回路210Aは、比較判定器211A、クロックゲート212A、およびカウンタ213Aを有している。
比較判定器211Aについては、たとえば2入力コンパレータ型のものが採用され、列ごとにカウンタ213が設けられている。
さらに、クロックゲート212Aにはラッチ回路214が付加されており、比較判定器211Aからのクロック禁止信号をラッチして、以降比較判定器211Aの出力に関わらず、カウンタ213Aを選択的にクロックの供給ラインから切断することができる。
さらにこのラッチ214の格納値に従って、図に記載されないカウンタのリセット信号も選択的に切断する。
このような、回路を付加したAD変換回路210Aは、一旦比較判定が行われて値が確定した列のカウンタ値を選択的に保存する機能を持つことになる。
また、カウンタ213Aには、1ビットのフラグ用ラッチ215が追加されており、上述のラッチ回路214の格納値に従ってフラグが生成される。
このフラグはAD変換後の画素データとともにラッチ220を介して出力演算回路に転送される。
比較判定器211Aについては、たとえば2入力コンパレータ型のものが採用され、列ごとにカウンタ213が設けられている。
さらに、クロックゲート212Aにはラッチ回路214が付加されており、比較判定器211Aからのクロック禁止信号をラッチして、以降比較判定器211Aの出力に関わらず、カウンタ213Aを選択的にクロックの供給ラインから切断することができる。
さらにこのラッチ214の格納値に従って、図に記載されないカウンタのリセット信号も選択的に切断する。
このような、回路を付加したAD変換回路210Aは、一旦比較判定が行われて値が確定した列のカウンタ値を選択的に保存する機能を持つことになる。
また、カウンタ213Aには、1ビットのフラグ用ラッチ215が追加されており、上述のラッチ回路214の格納値に従ってフラグが生成される。
このフラグはAD変換後の画素データとともにラッチ220を介して出力演算回路に転送される。
図9(A)〜(E)は、図8の読み出し回路のAD変換回路を用いた、行読み出し工程の動作シーケンスを示す図である。
図9(A)は行選択線160のレベルを、図9(B)はリセット線150のレベルを、図9(C)は転送線140のレベルを、それぞれ表している。
図9(D)はランプ線L261のランプ信号261のレベルを、図9(E)は垂直信号線170の信号SIGのレベルを、それぞれ表している。
図9(A)は行選択線160のレベルを、図9(B)はリセット線150のレベルを、図9(C)は転送線140のレベルを、それぞれ表している。
図9(D)はランプ線L261のランプ信号261のレベルを、図9(E)は垂直信号線170の信号SIGのレベルを、それぞれ表している。
前述したように、行選択線160で、特定行の画素のソースフォロアー出力を垂直信号線170に接続する。
リセット線150で、パルス印加により画素ソースフォロアーの入力部であるFDノード117がリセットされ、垂直信号線170にはリセットレベルが出力される。
転送線140で、パルス印加により画素のフォトダイオード111に蓄積された電荷がFDノード117に転送され、画素信号がソースフォロアーを介して垂直信号線170に出力される。
ランプ線L261は比較判定器211Aに参照電位を与える参照線と機能し、2種類のスロープで各2回、合計4回のスイープが行われている。
リセット線150で、パルス印加により画素ソースフォロアーの入力部であるFDノード117がリセットされ、垂直信号線170にはリセットレベルが出力される。
転送線140で、パルス印加により画素のフォトダイオード111に蓄積された電荷がFDノード117に転送され、画素信号がソースフォロアーを介して垂直信号線170に出力される。
ランプ線L261は比較判定器211Aに参照電位を与える参照線と機能し、2種類のスロープで各2回、合計4回のスイープが行われている。
図9において、工程RST1は上述の画素FDノード117のリセット工程である。このリセット行程RST1によって垂直信号線170には選択画素のリセット信号VRST1が出力される。
工程RH1は、垂直信号線に画素のリセット信号VRST1が乗った状態で、比較判定器211Aのコンパレータをリセットし、画素のリセット信号に対応した電荷を比較判定器211A内の保持キャパシタC211に保存する工程である。
工程ZD1は、一定のオフセットをかけたところから、ランプ線(参照線)L261を第1の緩い傾斜でスイープし、ゼロ信号を取得する工程である。
垂直信号線170は工程RH1の処理からリセット信号VRST1のまま変化しておらず、ここで採取されるのはゼロ信号であって、比較判定器211A内のコンパレータのオフセットや、判定出力の遅延等に依存した縦筋データが採取される。
この際にカウンタ213Aではダウンカウントが実行されている。
工程RH1は、垂直信号線に画素のリセット信号VRST1が乗った状態で、比較判定器211Aのコンパレータをリセットし、画素のリセット信号に対応した電荷を比較判定器211A内の保持キャパシタC211に保存する工程である。
工程ZD1は、一定のオフセットをかけたところから、ランプ線(参照線)L261を第1の緩い傾斜でスイープし、ゼロ信号を取得する工程である。
垂直信号線170は工程RH1の処理からリセット信号VRST1のまま変化しておらず、ここで採取されるのはゼロ信号であって、比較判定器211A内のコンパレータのオフセットや、判定出力の遅延等に依存した縦筋データが採取される。
この際にカウンタ213Aではダウンカウントが実行されている。
工程READは上述の画素信号の読み出し工程である。ここでは低照度画素の出力VLLと高照度画素の出力VLHが各々記載されている。
工程SD1は、工程ZD1と同じオフセット位置から、ランプ線(参照線)L261を第1の緩い傾斜でスイープし、画素信号を取得する工程である。
ここで取得されるのは、信号VLLとVRST1との差分であって、CDSのかかった正味の画素信号となる。
この際に、カウンタ213Aはアップカウントされる。その結果、カウンタの保持値は、工程SD1で取得した画素信号から工程ZD1で取得したゼロ信号を減算した値となる。
工程SD1は、工程ZD1と同じオフセット位置から、ランプ線(参照線)L261を第1の緩い傾斜でスイープし、画素信号を取得する工程である。
ここで取得されるのは、信号VLLとVRST1との差分であって、CDSのかかった正味の画素信号となる。
この際に、カウンタ213Aはアップカウントされる。その結果、カウンタの保持値は、工程SD1で取得した画素信号から工程ZD1で取得したゼロ信号を減算した値となる。
工程CRSTはカウンタ213Aのリセット工程である。工程SD1の完了の時点で低照度画素の値は確定したが、高照度画素は飽和しており未確定となっている。
ここでまず、図8に示すラッチ回路214がセットされ、低照度画素に対応し、値が確定した列のAD変換回路210Aにおいては、カウンタ213Aからクロック線L262やリセット線が切断されて、カウンタ213Aの保持値は固定的に保存される。
また、カウンタ213Aに追加されたフラグ用ラッチ215には、この時点で値が確定したことを示すフラグがセットされる。
一方、高照度画素に対応するカウンタ213Aは初期値にリセットされ、新たにAD変換が開始される。
ここでまず、図8に示すラッチ回路214がセットされ、低照度画素に対応し、値が確定した列のAD変換回路210Aにおいては、カウンタ213Aからクロック線L262やリセット線が切断されて、カウンタ213Aの保持値は固定的に保存される。
また、カウンタ213Aに追加されたフラグ用ラッチ215には、この時点で値が確定したことを示すフラグがセットされる。
一方、高照度画素に対応するカウンタ213Aは初期値にリセットされ、新たにAD変換が開始される。
工程SD2は一定のオフセット位置から、ランプ線(参照線)L261を第2の急峻な傾斜でスイープし、画素信号を取得する工程である。
ここで取得されるのは、信号VHLとVRST1との差分であって、CDSのかかった正味の画素信号となる。この際にカウンタ213Aはアップカウントされる。
工程RST2は、上述の画素FDノード117を再度リセットする工程である。これによって、垂直信号線170には選択画素のリセット信号VRST2が出力される。
工程RH2は、垂直信号線170に画素のリセット信号VRST2が転送された状態で、比較判定器211Aのコンパレータを再度リセットし、画素のリセット信号に対応した電荷を比較判定器211A内の保持キャパシタC211に保存する工程である。
工程ZD2は、工程SD2と同じオフセットをかけたところから、ランプ線(参照線)L261を第2の急峻な傾斜でスイープし、ゼロ信号を取得する工程である。
垂直信号線170は工程RH2の処理からVRST2のまま変化しておらず、ここで採取されるのはゼロ信号であって、比較判定器211A内のコンパレータのオフセットや、判定出力の遅延等に依存した縦筋データが採取される。
この際にカウンタ213Aではダウンカウントが実行され、その結果カウンタ213Aの保持値は、工程SD2で取得した画素信号から工程ZD2で取得したゼロ信号を減算した値となる。
ここで取得されるのは、信号VHLとVRST1との差分であって、CDSのかかった正味の画素信号となる。この際にカウンタ213Aはアップカウントされる。
工程RST2は、上述の画素FDノード117を再度リセットする工程である。これによって、垂直信号線170には選択画素のリセット信号VRST2が出力される。
工程RH2は、垂直信号線170に画素のリセット信号VRST2が転送された状態で、比較判定器211Aのコンパレータを再度リセットし、画素のリセット信号に対応した電荷を比較判定器211A内の保持キャパシタC211に保存する工程である。
工程ZD2は、工程SD2と同じオフセットをかけたところから、ランプ線(参照線)L261を第2の急峻な傾斜でスイープし、ゼロ信号を取得する工程である。
垂直信号線170は工程RH2の処理からVRST2のまま変化しておらず、ここで採取されるのはゼロ信号であって、比較判定器211A内のコンパレータのオフセットや、判定出力の遅延等に依存した縦筋データが採取される。
この際にカウンタ213Aではダウンカウントが実行され、その結果カウンタ213Aの保持値は、工程SD2で取得した画素信号から工程ZD2で取得したゼロ信号を減算した値となる。
なお、工程RH2以下の処理はゼロ信号の取得であって、縦筋を検出するものである。
したがって、この際の垂直信号線170のレベルは必ずしもリセットレベルである必要はない。
ここでは、回路の安定動作を重視して敢えて工程RST2の操作を行っているが、工程RST2の操作は省略可能であり、省略した方がより正確に縦筋成分を検出できる場合もある。あるいは工程RST2の処理の替わりに、垂直信号線170を強制的に一定レベルに固定しても良い。
したがって、この際の垂直信号線170のレベルは必ずしもリセットレベルである必要はない。
ここでは、回路の安定動作を重視して敢えて工程RST2の操作を行っているが、工程RST2の操作は省略可能であり、省略した方がより正確に縦筋成分を検出できる場合もある。あるいは工程RST2の処理の替わりに、垂直信号線170を強制的に一定レベルに固定しても良い。
このような読み出しシーケンスの結果、低照度の画素に対応するカウンタ213Aには工程SD1と工程ZD1の差分が保持され、フラグがセットされている。
一方、高照度画素に対応するカウンタ213Aには工程SD2と工程ZD2の差分が保持され、フラグは未セットである。これらのカウンタ値とフラグは次行の読み出しが行われるに先立って次段のラッチに転送され、その後順次出力演算回路に水平転送される。
一方、高照度画素に対応するカウンタ213Aには工程SD2と工程ZD2の差分が保持され、フラグは未セットである。これらのカウンタ値とフラグは次行の読み出しが行われるに先立って次段のラッチに転送され、その後順次出力演算回路に水平転送される。
出力演算回路ではフラグをもとに出力のゲインを補正する。
たとえば第2の傾斜が第1の傾斜の16倍の傾きを持つ場合、第2の傾斜を用いて採取したフラグ未セットのデータには4ビットのシフトを施して、16倍のゲインを付加して出力する。
この場合、各々のAD変換は10ビット階調で実施されたとしても14ビット幅の出力が実現され、低照度での高いビット解像度と、高照度にも対応した大きな撮像ダイナミックレンジを同時に得ることが可能になる。
また、本実施形態では、2種類のスロープで得たデジタル値を各々水平転送するのではなく、列ごとにスロープ選択が行われ、そのAD変換値のみが転送されている。したがって、水平転送容量も通常とほぼ同等で良い。
たとえば第2の傾斜が第1の傾斜の16倍の傾きを持つ場合、第2の傾斜を用いて採取したフラグ未セットのデータには4ビットのシフトを施して、16倍のゲインを付加して出力する。
この場合、各々のAD変換は10ビット階調で実施されたとしても14ビット幅の出力が実現され、低照度での高いビット解像度と、高照度にも対応した大きな撮像ダイナミックレンジを同時に得ることが可能になる。
また、本実施形態では、2種類のスロープで得たデジタル値を各々水平転送するのではなく、列ごとにスロープ選択が行われ、そのAD変換値のみが転送されている。したがって、水平転送容量も通常とほぼ同等で良い。
上述の実施形態ではゼロ信号の取得を行読み出しごとに実施し、画素信号からの減算を行っている。
これは回路規模の増加を殆ど伴わず、かつ電源変動や余分なランダムノイズの影響を受けにくい点で有用である。
しかし、より変換速度を高速化するためには、フレームごとに2種類のゼロ信号を取得して、これをラインメモリに保持して適時減算を行っても良い。
これは回路規模の増加を殆ど伴わず、かつ電源変動や余分なランダムノイズの影響を受けにくい点で有用である。
しかし、より変換速度を高速化するためには、フレームごとに2種類のゼロ信号を取得して、これをラインメモリに保持して適時減算を行っても良い。
<3.第2の実施形態>
図10は、本発明の第2の実施形態に係る各列対応の読み出し回路の構成の概要を示す図である。
図10は、本発明の第2の実施形態に係る各列対応の読み出し回路の構成の概要を示す図である。
本第2の実施形態においては、各垂直信号線170に接続された読み出し回路132の構成は第1の実施形態で用いた図8の読み出し回路200Aと同様である。
ただし、ゼロ信号の取得は、各フレームのブランキング期間中にダミー画素DPXを用いて実行される。このダミー画素DPXは転送線が駆動されず、したがって出力されるのはゼロ信号である。
さらに、本第2の実施形態においては、垂直信号線170のイコライズ回路270を有している。
イコライズ回路270において、ゼロ信号取得時に各垂直信号線170をMOSFETスイッチ271でショートして、ダミー画素DPXのソースフォロアーで発生するランダムノイズを平均化によって消滅させる。
さらに、ゼロ信号取得は各スロープに対して複数回実施するのが望ましく、それを平均化することで、読み出し回路200Aで発生するランダムノイズ成分も低減することができる。
ブランキング期間中に2種類のスロープで読み出されたゼロデータは、各々SRAMによって構成されたラインメモリ281および282に格納される。
これらは対応する列の画素データの出力時に出力演算回路250Bに読み出され、2種類のゼロデータのうちいずれかが選択されて画素データから減算される。
ただし、ゼロ信号の取得は、各フレームのブランキング期間中にダミー画素DPXを用いて実行される。このダミー画素DPXは転送線が駆動されず、したがって出力されるのはゼロ信号である。
さらに、本第2の実施形態においては、垂直信号線170のイコライズ回路270を有している。
イコライズ回路270において、ゼロ信号取得時に各垂直信号線170をMOSFETスイッチ271でショートして、ダミー画素DPXのソースフォロアーで発生するランダムノイズを平均化によって消滅させる。
さらに、ゼロ信号取得は各スロープに対して複数回実施するのが望ましく、それを平均化することで、読み出し回路200Aで発生するランダムノイズ成分も低減することができる。
ブランキング期間中に2種類のスロープで読み出されたゼロデータは、各々SRAMによって構成されたラインメモリ281および282に格納される。
これらは対応する列の画素データの出力時に出力演算回路250Bに読み出され、2種類のゼロデータのうちいずれかが選択されて画素データから減算される。
図11(A)〜(E)は、図10の読み出し回路のAD変換回路を用いた、行読み出し工程の動作シーケンスを示す図である。
図11(A)は行選択線160のレベルを、図11(B)はリセット線150のレベルを、図11(C)は転送線140のレベルを、それぞれ表している。
図11(D)はランプ線L261のランプ信号261のレベルを、図11(E)は垂直信号線170の信号SIGのレベルを、それぞれ表している。
図11(A)は行選択線160のレベルを、図11(B)はリセット線150のレベルを、図11(C)は転送線140のレベルを、それぞれ表している。
図11(D)はランプ線L261のランプ信号261のレベルを、図11(E)は垂直信号線170の信号SIGのレベルを、それぞれ表している。
ここでは第2の実施形態で行読み出しごとに行われていたゼロ信号の取得工程ZD1とZD2が省略されており、リセット信号のホールド工程も工程RSTから工程RHに至る一回のみである。
したがって、各行のアクセスはより高速に実行でき、その分フレームレートを高めることが可能である。
以下に各工程について説明する。
したがって、各行のアクセスはより高速に実行でき、その分フレームレートを高めることが可能である。
以下に各工程について説明する。
工程RSTは上述の画素FDノードのリセット工程である。これによって、垂直信号線170には選択画素のリセット信号VRSTが出力される。
工程RH1は、垂直信号線170に画素のリセット信号VRSTが乗った状態で、比較判定器のコンパレータをリセットし、画素のリセット信号に対応した電荷を比較判定器内の保持キャパシタC211に保存する工程である。
工程READは上述の画素信号の読み出し工程である。ここでは低照度画素の出力VLLと高照度画素の出力VLHが各々記載されている。
工程SD1は一定のオフセット位置から、ランプ線(参照線)L261を第1の緩い傾斜でスイープし、画素信号を取得する工程である。ここで取得されるのは、信号VLLとVRSTとの差分であって、CDSのかかった正味の画素信号となる。
工程RH1は、垂直信号線170に画素のリセット信号VRSTが乗った状態で、比較判定器のコンパレータをリセットし、画素のリセット信号に対応した電荷を比較判定器内の保持キャパシタC211に保存する工程である。
工程READは上述の画素信号の読み出し工程である。ここでは低照度画素の出力VLLと高照度画素の出力VLHが各々記載されている。
工程SD1は一定のオフセット位置から、ランプ線(参照線)L261を第1の緩い傾斜でスイープし、画素信号を取得する工程である。ここで取得されるのは、信号VLLとVRSTとの差分であって、CDSのかかった正味の画素信号となる。
工程CRSTはカウンタのリセット工程である。工程SD1完了の時点で低照度画素の値は確定したが、高照度画素は飽和しており未確定となっている。
ここで第2の実施形態と同様に、低照度画素に対応し、値が確定した列のAD変換回路においてはカウンタの保持値が固定的に保存される。
また、データ変換データには値が確定したことを示すフラグが追加される。
一方、高照度画素に対応するカウンタは初期値にリセットされ、新たにAD変換が開始される。
ここで第2の実施形態と同様に、低照度画素に対応し、値が確定した列のAD変換回路においてはカウンタの保持値が固定的に保存される。
また、データ変換データには値が確定したことを示すフラグが追加される。
一方、高照度画素に対応するカウンタは初期値にリセットされ、新たにAD変換が開始される。
工程SD2は一定のオフセット位置から、ランプ線(参照線)L261を第2の急峻な傾斜でスイープし、画素信号を取得する工程である。ここで取得されるのは、信号VHLとVRSTとの差分であって、CDSのかかった正味の画素信号となる。
このような読み出しシーケンスの結果、低照度の画素に対応するカウンタには工程SD1の変換値が保持され、フラグがセットされている。
一方、高照度画素に対応するカウンタには工程SD2の変換値が保持され、フラグは未セットである。
これらのカウンタ値とフラグは次行の読み出しが行われるに先立って次段のラッチに転送され、その後順次出力演算回路250Bに水平転送される。
一方、高照度画素に対応するカウンタには工程SD2の変換値が保持され、フラグは未セットである。
これらのカウンタ値とフラグは次行の読み出しが行われるに先立って次段のラッチに転送され、その後順次出力演算回路250Bに水平転送される。
出力演算回路250Bではフラグをもとにゼロ信号の減算と出力ゲインの補正が実施される。
たとえば、第2の傾斜が第1の傾斜の16倍の傾きを持つ場合、その工程は以下のように実施される。
まず、第1の傾斜を用いて採取したフラグセット済みのデータからは、第1の傾斜を用いて採取したゼロ信号のデータが減算されて出力される。
一方、第2の傾斜を用いて採取したフラグ未セットのデータからは、第2の傾斜を用いて採取したゼロ信号のデータが減算され、さらに4ビットのシフトが施されて、16倍のゲインが付加されて出力される。
たとえば、第2の傾斜が第1の傾斜の16倍の傾きを持つ場合、その工程は以下のように実施される。
まず、第1の傾斜を用いて採取したフラグセット済みのデータからは、第1の傾斜を用いて採取したゼロ信号のデータが減算されて出力される。
一方、第2の傾斜を用いて採取したフラグ未セットのデータからは、第2の傾斜を用いて採取したゼロ信号のデータが減算され、さらに4ビットのシフトが施されて、16倍のゲインが付加されて出力される。
なお、ゼロ信号取得の際の読み出しシーケンスは、図11において転送線140を駆動しないこと、および工程SD1、SD2のいずれか一方のスイープしか行わないことで、各々のスロープに対して容易に実行できる。
この際に選択されたスロープによるスイープを2回行って、カウンタでその値を加算し、出力演算回路250Bでビットシフトにより平均化してからラインメモリに保存しても良い。
この施策により読み出し回路132内のランダムノイズ成分を3dB低減し、ゼロ信号に付加される不要なノイズを減らすことができる。
この際に選択されたスロープによるスイープを2回行って、カウンタでその値を加算し、出力演算回路250Bでビットシフトにより平均化してからラインメモリに保存しても良い。
この施策により読み出し回路132内のランダムノイズ成分を3dB低減し、ゼロ信号に付加される不要なノイズを減らすことができる。
また、前述のように各々のスロープに対するゼロ信号を複数回読み出し、それらを出力演算回路250Bで平均化してからラインメモリに保存しても良い。
この場合は、たとえばラインメモリに加算値を集積していき、最後の読み出しで平均化を実行する。これにより読み出し回路132内のランダムノイズ成分は大幅に低減できる。
この場合は、たとえばラインメモリに加算値を集積していき、最後の読み出しで平均化を実行する。これにより読み出し回路132内のランダムノイズ成分は大幅に低減できる。
このような実装では画素読み出しにおけるデータ群の水平転送と並列して、ラインメモリ281,282からデータを転送することになる。
しかし,画素ピッチと画素数によってレイアウトを制約され、長い転送距離が必要となる読み出しデータ群の水平転送に対して、ラインメモリからのデータ転送は高速化が容易であり、フレームレートを律速することなく実行することが可能である。
しかし,画素ピッチと画素数によってレイアウトを制約され、長い転送距離が必要となる読み出しデータ群の水平転送に対して、ラインメモリからのデータ転送は高速化が容易であり、フレームレートを律速することなく実行することが可能である。
なお、第2の実施形態と第3の実施形態を折衷させ、より高い精度が要求される低照度用の緩いスロープのゼロ信号は行読み出しごとに取得し、急峻なスロープのゼロ信号はフレームごとに取得してラインメモリに保存してから使用しても良い。
<4.第3の実施形態>
図12は、本発明の第3の実施形態に係る各列対応の読み出し回路の構成の概要を示す図である。
図12は、本発明の第3の実施形態に係る各列対応の読み出し回路の構成の概要を示す図である。
本第3の実施形態においては、緩いスロープによるAD変換の工程SD1が完了した際、カウンタ213に保持された変換結果はレジスタ291に転送される。
さらに、AD変換回路210Cにおいては、比較判定器211Cの出力をラッチ216に保存する。そして全てのカウンタをリセットし、全列において急峻なスロープで再度AD変換を工程SD2で実施する。
水平転送用の際には、ラッチ216の値を用いて、セレクタ292で結果選択が実施される。
そして、工程SD1で値が確定した画素に対してはレジスタ291の保持値が、未確定の画素に対してはカウンタ213の保持値が選択されて、水平転送用レジスタであるラッチ220Cに出力される。
また同時並列的に、ラッチ216の値はフラグとしてラッチ221に転送され、データとともに出力演算回路250Bに水平転送される。
さらに、AD変換回路210Cにおいては、比較判定器211Cの出力をラッチ216に保存する。そして全てのカウンタをリセットし、全列において急峻なスロープで再度AD変換を工程SD2で実施する。
水平転送用の際には、ラッチ216の値を用いて、セレクタ292で結果選択が実施される。
そして、工程SD1で値が確定した画素に対してはレジスタ291の保持値が、未確定の画素に対してはカウンタ213の保持値が選択されて、水平転送用レジスタであるラッチ220Cに出力される。
また同時並列的に、ラッチ216の値はフラグとしてラッチ221に転送され、データとともに出力演算回路250Bに水平転送される。
なお、図8や図12の実施形態では、緩い傾斜によるAD変換が完了した時点での比較判定器211A,211Cの出力反転の有無をもって、変換値の確定、未確定を判定した。
しかし、上記AD変換後の値が規定値以上であることをもって飽和と判断し、未確定との判定を行う回路実装も可能である。
しかし、上記AD変換後の値が規定値以上であることをもって飽和と判断し、未確定との判定を行う回路実装も可能である。
なお、以上説明した第1〜第3の実施形態に係る読み出し回路の構成は、それぞれ個別の構成として説明したが、これらの構成を適宜組み合わせて構成することも可能であることはいうまでもない。
たとえば、第3の実施形態に係るAD変換回路は、他の実施形態と組み合わせて適用することも可能である。
たとえば、第3の実施形態に係るAD変換回路は、他の実施形態と組み合わせて適用することも可能である。
以上説明した第1〜第3の実施形態に係る読み出し回路を含む固体撮像素子は、デジタルカメラやビデオカメラの撮像デバイスとして適用することができる。
<5.第5の実施形態>
図13は、本発明の実施形態に係る固体撮像素子が適用されるカメラシステムの構成の一例を示す図である。
図13は、本発明の実施形態に係る固体撮像素子が適用されるカメラシステムの構成の一例を示す図である。
本カメラシステム300は、図13に示すように、本実施形態に係るCMOSイメージセンサー(固体撮像素子)100が適用可能な撮像デバイス310を有する。
カメラシステム300は、この撮像デバイス310の画素領域に入射光を導く(被写体像を結像する)光学系、たとえば入射光(像光)を撮像面上に結像させるレンズ320を有する。
さらに、カメラシステム300は、撮像デバイス310を駆動する駆動回路(DRV)330と、撮像デバイス310の出力信号を処理する信号処理回路(PRC)340と、を有する。
カメラシステム300は、この撮像デバイス310の画素領域に入射光を導く(被写体像を結像する)光学系、たとえば入射光(像光)を撮像面上に結像させるレンズ320を有する。
さらに、カメラシステム300は、撮像デバイス310を駆動する駆動回路(DRV)330と、撮像デバイス310の出力信号を処理する信号処理回路(PRC)340と、を有する。
駆動回路330は、撮像デバイス310内の回路を駆動するスタートパルスやクロックパルスを含む各種のタイミング信号を生成するタイミングジェネレータ(図示せず)を有し、所定のタイミング信号で撮像デバイス310を駆動する。
また、信号処理回路340は、撮像デバイス310の出力信号に対して所定の信号処理を施す。
信号処理回路340で処理された画像信号は、たとえばメモリなどの記録媒体に記録される。記録媒体に記録された画像情報は、プリンタなどによってハードコピーされる。また、信号処理回路340で処理された画像信号を液晶ディスプレイ等からなるモニターに動画として映し出される。
信号処理回路340で処理された画像信号は、たとえばメモリなどの記録媒体に記録される。記録媒体に記録された画像情報は、プリンタなどによってハードコピーされる。また、信号処理回路340で処理された画像信号を液晶ディスプレイ等からなるモニターに動画として映し出される。
上述したように、デジタルスチルカメラ等の撮像装置において、撮像デバイス310として、先述した固体撮像素子100を搭載することで、低消費電力で、高精度なカメラが実現できる。
100・・・CMOSイメージセンサー、110・・・画素アレイ部、PX111・・・単位画素、110A・・・画素回路、111・・・フォトダイオード、112・・・転送トランジスタ、113・・・リセットトランジスタ、114・・・アンプトランジスタ、115・・選択トランジスタ、116・・・蓄積ノード、117・・FDノード、118・・・アンプ素子、120・・・行選択回路、130・・・カラム読み出し回路(AFE)、131・・・定電流回路、132・・・読み出し回路、140・・・転送線、150・・・リセット線、160・・・行選択線、170・・・垂直信号線、180・・・クランプ回路、190・・・ダミー画素(DM)、200・・・読み出し回路、210・・・AD変換回路、211・・・比較判定器、212・・・クロックゲート、213・・・カウンタ、220・・・ラッチ、230・・・転送スイッチ、240・・・転送バス、250・・・出力回路、260・・・ランプ信号生成回路、300・・・カメラシステム。
Claims (8)
- 光電変換素子と、当該光電変換素子で光電変換された電荷を出力信号線の電位変調として出力するアンプ素子を含む画素回路と、
上記信号線の出力レベルを一定のスロープで変位する参照信号と比較して、出力信号と参照信号とが既定の関係に達する時期に基づいて当該出力信号をデジタル化するアナログデジタル(AD)変換回路を含む読み出し部と、を有し、
上記読み出し部は、
画素の撮像信号のAD変換として、第1のスロープによる第1のAD変換と、第2のスロープによる第2のAD変換を各々実行する機能と、
ゼロ信号のAD変換として、第1のスロープによる第3のAD変換と第2のスロープによる第4のAD変換をさらに実行する機能と、を含み、
上記第1のAD変換結果から上記第3のAD変換結果を減算したデジタルデータと、上記第2のAD変換結果から上記第4のAD変換結果を減算したデジタルデータのいずれかを画素ごとに選択し、当該選択したデジタルデータに基づいて撮像データを生成する
固体撮像素子。 - 複数の画素回路がマトリクス状に配置され、
上記読み出し部は、
各行ごとに上記画素回路からの出力信号の読み出しを行うに際し、
傾斜の緩い第1のスロープでゼロ信号に対する第3のAD変換を行い、
上記画素回路から撮像信号をAD変換回路に入力し、
上記第1のスロープで撮像信号に対する第1のAD変換を行って第1のAD変換結果と第3のAD変換結果の差分たる第1のデジタルデータを取得し、
傾斜の急な第2のスロープで撮像信号に対する第2のAD変換を行い、
上記第2のスロープで無信号に対する第4のAD変換を行って、第2のAD変換結果と第4のAD変換結果の差分たる第2のデジタルデータを取得し、
上記第1のデジタルデータおよび第2のデジタルデータのいずれかを画素ごとに選択し、選択したデジタルに基づいて各行の撮像データを生成する
請求項1記載の固体撮像素子。 - 上記読み出し部は、
出力演算回路を含み、
上記第1のAD変換で値が確定した画素に対しては第1のデジタルデータを、未確定の画素に対しては第2のデジタルデータを選択し、各画素列にて選択されたデジタルデータ群を上記出力演算回路に水平転送し、必要に応じて演算処理が加えて撮像データとして出力する
請求項1または2記載の固体撮像素子。 - 複数の画素回路はマトリクス状に配置され、
上記読み出し部は、
第1のラインメモリおよび第2のラインメモリを含み、
各フレーム単位での上記画素回路からの出力信号の読み出しを行うに際し、
少なくとも有効画素の読み出し前に、傾斜の緩い第1のスロープでゼロ信号に対する第3のAD変換を行い、傾斜の急な第2のスロープでゼロ信号に対する第4のAD変換を行い、各々の結果を上記第1のラインメモリおよび上記第2のラインメモリに保存し、
有効画素の読み出しにおいては、行ごとの撮像信号に対して第1のスロープで第1のAD変換を実行し、第2のスロープで第2のAD変換を実行し、
第1のAD変換結果から第3のAD変換結果を減算した第1のデジタルデータと、第2のAD変換結果から第4のAD変換結果を減算した第2のデジタルデータのいずれかを画素ごとに選択し、選択したデジタルデータに基づいて各行の出力データを生成する
請求項1記載の固体撮像素子。 - 上記読み出し部は、
上記第1のAD変換で値が確定した画素に対しては第1のデジタルデータを、未確定の画素に対しては第2のデジタルデータを選択し、さらに必要に応じて演算処理を加えて撮像データとして出力する
請求項4記載の固体撮像素子。 - 上記読み出し部は、
出力演算回路を含み、
上記第1のAD変換で値が確定した画素に対しては第1のAD変換結果を、未確定の画素に対しては第2のAD変換結果を選択し、各画素列にて選択されたデジタルデータ群を上記出力演算回路に水平転送し、
上記出力演算回路は、
第1のAD変換結果からは同一列の第3のAD変換結果を、第2のAD変換結果からは同一列の第4のAD変換結果を減算し、さらに必要に応じて演算処理を加えて撮像データとして出力する
請求項4または5記載の固体撮像素子。 - 各列に配置されソースフォロアーを形成し、ゼロ信号を出力可能な複数のダミー画素と、
ゼロ信号取得時に各出力信号線を短絡して上記ダミー画素のソースフォロアーで発生するランダムのノイズを平均化するイコライズ回路と、を含む
請求項1から6のいずれか一に記載の固体撮像素子。 - 固体撮像素子と、
上記固体撮像素子に被写体像を結像する光学系と、
上記固体撮像素子の出力画像信号を処理する信号処理回路と、を有し、
上記固体撮像素子は、
光電変換素子と、当該光電変換素子で光電変換された電荷を出力信号線の電位変調として出力するアンプ素子を含む画素回路と、
上記信号線の出力レベルを一定のスロープで変位する参照信号と比較して、出力信号と参照信号とが既定の関係に達する時期に基づいて当該出力信号をデジタル化するアナログデジタル(AD)変換回路を含む読み出し部と、を有し、
上記読み出し部は、
画素の撮像信号のAD変換として、第1のスロープによる第1のAD変換と、第2のスロープによる第2のAD変換を各々実行する機能と、
ゼロ信号のAD変換として、第1のスロープによる第3のAD変換と第2のスロープによる第4のAD変換をさらに実行する機能と、を含み、
上記第1のAD変換結果から上記第3のAD変換結果を減算したデジタルデータと、上記第2のAD変換結果から上記第4のAD変換結果を減算したデジタルデータのいずれかを画素ごとに選択し、当該選択したデジタルデータに基づいて撮像データを生成する
カメラシステム。
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