CN101286694A - Dc/dc电力变换装置 - Google Patents

Abstract

在利用了电容器的充放电的DC/DC电力变换装置中，串联连接将2个串联的MOSFET连接在各平滑电容器Cs1～Cs4的两端间的多个电路A1～A4，在电路间以相等的共振周期配设电容器和电感器的LC串联体LC12～LC14来结构列电路。并且，将3个列电路X、Y、Z共用平滑电容器Cs1～Cs4地并联连接，在让驱动周期和LC串联体的共振周期一致的同时，对各列电路的每个让相位各偏移2π/3(rad)来驱动各列电路X、Y、Z。由此，在列电路间让向着平滑电容器Cs1～Cs4的充放电电流柔和通过，降低平滑电容器的纹波电流。

Description

DC/DC电力变换装置

技术领域

本发明涉及将直流电压变换为升压或者降压后的直流电压的DC/DC电力变换装置。

背景技术

作为以往的DC/DC电力变换装置的DC/DC变换器由逆变器电路和与串联连接的多个整流器串联连接的多个电容器的多倍压整流电路结构，所述逆变器电路具备与正电位连接的半导体开关和与负电位连接的半导体开关的至少2个的半导体开关，用逆变器电路制作交流电压，进而用多倍压整流电路制作高压直流电压提供给负荷(例如，参照专利文献1(特开平9-191638号公报))。

此外，作为以往的另一例子的DC/DC电力变换装置的开关电容变换器在低压侧直流电源和高压侧直流电源之间并联连接n(n是大于等于2的整数)个具备电容器和电感器的串联体，以及多个半导体开关元件在2个电源之间进行能量转移的单元，让驱动各单元内的上述多个半导体开关元件的驱动信号在该单元间各偏移2π/n相位。由此，能够降低与各输入输出端子间连接的平滑电容器的纹波电流并降低容量(例如，参照专利文献2(特开2006-262619号公报))。

在这些以往的DC/DC电力变换装置中，利用电容器的充放电进行直流/直流电力变换，在上述专利文献2的记载中，通过并联连接多个单元在各单元之间让驱动信号的相位偏移，能够降低与各输入输出端子间连接的平滑电容器的纹波电流促进装置结构的小型化。但是，在上述专利文献1中所记载的DC/DC电力变换装置中，针对逆变器电路以及各整流电路的各电路的每一个上并联配置平滑电容器。因此，即使假设将该DC/DC电力变换装置作为1个单元，和上述专利文献2的情况一样地并联连接多个让驱动信号的相位偏移，也存在在各电路中并联设置的平滑电容器的纹波电流未降低这一问题。

发明内容

本发明就是为了解决上述那样的问题而完成的，其目的在于提供：针对由驱动用逆变器电路和整流电路构成的多个电路的每一个上并联配置平滑电容器，在利用能量转移用电容器的充放电的DC/DC电力变换装置中，降低并联配置在上述多个各电路中的各平滑电容器的纹波电流，在通过平滑电容器的容量降低来谋求装置结构的小型化的同时提高可靠性。

本发明的第1DC/DC电力变换装置，串联连接由驱动用逆变器电路和整流电路构成的多个电路，其中，驱动用逆变器电路的构成为：串联连接由半导体开关元件形成的高压侧元件以及低压侧元件并与平滑电容器的正负端子间连接，整流电路的构成为：串联连接由半导体开关元件或者二极管元件形成的高压侧元件以及低压侧元件并与平滑电容器的正负端子间连接，并且把上述各电路内的上述高压侧元件和上述低压侧元件的连接点作为中间端子，在成为上述电路间的该中间端子间配置能量转移用电容器，构成由多个电路组成的列电路，共用上述平滑电容器，并联连接有n个该列电路，其中n是大于等于2的整数，驱动上述各列电路的驱动信号在使驱动周期一致的同时针对各列电路的每一个使其相位偏移。

本发明的DC/DC电力变换装置对采用多级的列电路共用并联配置在各电路上的平滑电容器将多个并联连接，驱动各列电路的驱动信号因为在使驱动周期一致的同时对各列电路的每一个让相位偏移，所以能够降低各平滑电容器的纹波电流。由此，在抑制平滑电容器的发热，提高可靠性的同时，变换效率提高。此外，能够降低平滑电容器的容量并促进装置结构的小型化。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的DC/DC电力变换装置的电路结构的图。

图2是表示本发明的实施方式1的选通信号以及各部的电流波形的图。

图3是表示驱动本发明的实施方式1的各列电路的选通信号的图。

图4是将在本发明的实施方式1的平滑电容器上流过的电流和比较例子一同表示的图。

图5是表示本发明的实施方式2的选通信号以及各部的电流波形的图。

图6是表示本发明的实施方式3的DC/DC电力变换装置的列电路结构的图。

图7是表示本发明的实施方式5的DC/DC电力变换装置的电路结构的图。

图8是表示本发明的实施方式6的DC/DC电力变换装置的列电路结构的图。

图9是表示本发明的实施方式7的DC/DC电力变换装置的电路结构的图。

图10是表示本发明的实施方式8的DC/DC电力变换装置的列电路结构的图。

图11是表示本发明的实施方式9的DC/DC电力变换装置的电路结构的图。

图12是表示本发明的实施方式11的DC/DC电力变换装置的列电路结构的图。

符号说明

A1～A4：电路(驱动用逆变器电路/整流电路)

B1：电路(驱动逆变器电路)

B2：电路(整流电路)

Cr12、Cr13、Cr14、Cr23、Cr34、Cr21、Cr24：电容器

Cs1～Cs4：平滑电容器

Di1L～Di4L：低压侧二极管

Di1H～Di4H：高压侧二极管

Lr12、Lr13、Lr14、Lr23、Lr34、Lr21、Lr24：电感器

LC12、LC13、LC14、LC23、LC34、LC21、LC24：LC串联体

Mos1L～Mos4L：电压一侧MOSFET，

Mos1H～Mos4H：高压侧MOSFET

GateL(GateL-X，GateL-Y，GateL-Z)，GateH(GateH-X，GateH-Y，GateH-Z)：选通信号

T：驱动周期(共振周期)，

X、Y、Z：列电路

VL、VLh、VL1、Vcom：电压端子

具体实施方式

实施方式1

以下，就本发明的实施方式1的DC/DC电力变换装置进行说明。

图1是表示本发明的实施方式1的DC/DC电力变换装置的电路结构的图。

如图1所示，DC/DC电力变换装置含有：分别由多级(这种情况下是4级)的电路A1～A4构成的3个列电路X、Y、Z；驱动用电源Vs1、Vs2、Vs3、Vs4；进行输入输出电压平滑化，此外还作为用于能量转移的电压源而发挥功能的平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4；控制电路130；输入输出电压端子Vcom、VL、VH。并且具有将输入到电压端子VL和Vcom之间的电压V1升压到约4倍的电压V2并输出到电压端子VH和Vcom之间的功能。

各列电路X、Y、Z是分别具有将输入到电压端子VL和Vcom之间的电压V1升压到约4倍的电压V2并输出到电压端子VH和Vcom之间的功能的DC/DC变换器，有关各列电路的结构以下说明。虽然为了方便，只图示了列电路X内的电路结构，但列电路Y、Z的结构也相同。

如图1所示，列电路X(X，Z)串联连接作为低压侧元件、高压侧元件的2个MOSFET(Mos1L，Mos1H)(Mos2L，Mos2H)(Mos3L，Mos3H)(Mos4L，Mos4H)，并串联连接与各平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的两端子间连接的4级的电路A1、A2、A3、A4而构成。而后，将各电路A1、A2、A3、A4内的2个MOSFET的连接点作为中间端子，在成为规定的1个电路的电路A1和其他的各电路A2、A3、A4的中间端子间连接用电容器Cr12、Cr13、Cr14以及电感器Lr12、Lr13、Lr14的串联体结构的作为能量转移元件而发挥功能的LC串联体LC12、LC13、LC14。将由各级的电感器Lr和电容器Cr的电感值和电容值决定的共振周期的值设定成分别相等。

而且，各MOSFET是在源、漏间形成有寄生二极管的功率MOSFET。

此外，列电路X(Y，Z)具备用于驱动各电路A1～A4内的MOSFET的，门驱动电路111～114以及光耦合器(121L～121H)～(124L，124H)。进而，具备选通信号输入端子Tm-GL、Tm-GH，和成为电源输入端子或者平滑电容器连接端子的Tm-Com、Tm-Vs1～Tm-Vs4、Tm-Cs1～Tm-Cs4。

在各列电路X、Y、Z中共用的电源Vs1、Vs2、Vs3、Vs4是为了驱动分别以Mos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4L的源极端子为基准的，各列电路X、Y、Z内的MOSFET、栅极驱动电路111～114以及光耦合器(121L，121H)～(124L，124H)而准备的电源。

以下，说明DC/DC电力变换装置内的连接的详细。

平滑电容器Cs1的低压侧端子与电压端子Vcom和电源Vs1的负电压端子和各列电路X、Y、Z的端子Tm-Com连接。平滑电容器Cs1的高电压一侧端子与电压端子VL、平滑电容器Cs2的低压侧端子、电源Vs2的负电压端子和各列电路X、Y、Z的端子Tm-Cs1连接。平滑电容器Cs2的高电压一侧端子与平滑电容器Cs3的低电压一侧端子、电源Vs3的负电压端子和各列电路X、Y、Z的端子Tm-Cs2连接。平滑电容器Cs3的高电压一侧端子与平滑电容器Cs4的低电压一侧端子、电源Vs4的负电压端子和各列电路X、Y、Z的端子Tm-Cs3连接。平滑电容器Cs4的高电压一侧端子与电压端子VH和各列电路X、Y、Z的端子Tm-Cs4连接。各电源Vs1～Vs4的正电压端子与各列电路X、Y、Z的端子Tm-Vs1～Tm-Vs4连接。

在各列电路内如以下那样连接。

Mos1L的源极端子与端子Tm-Com连接，Mos1H的漏极端子和Mos2L的源极端子与端子Tm-Cs1连接，Mos2H的漏极端子和Mos3L的源极端子与端子Tm-Cs2连接。Mos3H的漏极端子和Mos4L的源极端子与端子Tm-Cs3连接，Mos4H的漏极端子与端子Tm-Cs4连接。

LC串联体LC12的一端与Mos1L和Mos1H的接点连接，另一端与Mos2L和Mos2H的接点连接。LC串联体LC13的一端与Mos1L和Mos1H的接点连接，另一端与Mos3L和Mos3H的接点连接。LC串联体LC14的一端与Mos1L和Mos1H的接点连接，另一端与Mos4L和Mos4H的接点连接。

此外Mos1L、Mos1H的选通端子与选通驱动电路111的出端子连接，在选通驱动电路111的输入端子上输入以Mos1L的源极端子的电压为基准的各个选通驱动信号。同样，(Mos2L，Mos2H)～(Mos4L，Mos4H)的选通端子与选通驱动电路112～114的输出端子连接，在选通驱动电路112～114的输入端子上输入以Mos2L～Mos4L的源极端子的电压为基准的各个选通驱动信号。而且，选通驱动电路111～114是一般的自举方式的驱动电路，由自举逆变器电路驱动用的驱动器IC和用于驱动高电压一侧的MOSFET的电容器等构成。

Mos1L驱动用的选通驱动信号从光耦合121器输出，Mos1H驱动用的选通驱动信号从光耦合器121H输出。同样，Mos2L～Mos4L驱动用的选通驱动信号从光耦合器122L～124L输出，Mos2H～Mos4H驱动用的选通驱动信号从光耦合器122H～124H输出。向光耦合器121L～124L、121H～124H输入从控制电路130向各列电路X、Y、Z的每个输出的选通信号GateL-X(GateL-Y，GateL-Z)、GateH-X(GateH-Y，GateH-Z)。

以下说明各列电路X、Y、Z的动作。

电路A1作为利用MOSFET(Mos1L，Mos1H)的通断动作将输入到电压端子VL-Vcom间的能量发送到高电压一侧的驱动用逆变器电路而工作。此外，电路A2、A3、A4对利用驱动用逆变器电路A1所驱动的电流进行整流，作为将能量转移到高电压一侧的整流电路工作。从控制电路130向各列电路X、Y、Z的每个输出选通信号(GateL-X，GateH-X)、(GateL-X，GateH-X)，(GateL-Z，GateH-Z)，用这些选通信号驱动各列电路X、Y、Z。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的电容值和LC串联体的电容器Cr12、Cr13、Cr14的电容值相比设定为充分大的值。

如上所述，因为将输入到电压端子VL-Vcom间的电压V1设置成升压到约4倍的电压V2并输出到电压端子VH-Vcom间，所以在电压端子VH-Vcom之间连接负荷，电压V2成为低于4×V1的值。在稳定状态下，向平滑电容器Cs1进行电压V1的电压的充电，向平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4平均进行(V2-V1)/3的电压的充电。

图2表示列电路X的选通信号(GateL-X，GateH-X)、流过驱动用逆变器电路A1以及整流电路A2～A4内的高压侧MOSFET(Mos1H，Mos2H～Mos4H)的电流和流过低压侧MOSFET(Mos1L，Mos2L～Mos4L)的电流。在驱动用逆变器电路A1内的MOSFET中从漏极向源极流过电流，在整流电路A2～A4内的MOSFET中从源极向漏极流过电流。MOSFET在高电压下接通选通信号。

如图2所示，选通信号(GateL-X，GateH-X)将用由Lr和Cr形成的串联体LC12、LC13、LC14所决定的共振频率T作为周期，是占空比约50％的通断信号。而且，流过列电路Y、Z的选通信号(GateL-Y、GateH-Y)、(GateL-Z、GateH-Z)以及各列电路Y、Z内的MOSFET的电流也和图2一样。

如果由输入到低压侧MOSFET的选通信号GateL(GateL-X，GateL-Y，GateL-Z)使各电路A1-A4的低压侧MOSFET即Mos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4L成为导通状态，因为有电压差，所以蓄积在平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3中的一部分的能量在以下所示的路径中转移到电容器Cr12、Cr13、Cr14。

$\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Mos}2L\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Mos}1L$

$\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}3L\⇒\mathrm{Lr}13\⇒\mathrm{Cr}13\⇒\mathrm{Mos}1L$

$\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Mos}4L\⇒\mathrm{Lr}14\⇒\mathrm{Cr}14\⇒\mathrm{Mos}1L$

接着，如果由输入到高压侧MOSFET的选通信号GateH(GateH-X，GateH-Y，GateH-Z)使各电路A1-A4的高压侧MOSFET的Mos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4H成为导通状态，因为有电压差，所以蓄积在平滑电容器Cs12、Cs13、Cs14中的能量在以下所示的路径中转移到平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4。

$\mathrm{Cr}11\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Mos}2H\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}1H$

$\mathrm{Cr}13\⇒\mathrm{Lr}13\⇒\mathrm{Mos}3H\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}1H$

$\mathrm{Cr}14\⇒\mathrm{Lr}14\⇒\mathrm{Mos}4H\⇒\mathrm{Cs}4\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}1H$

这样，由于电容器Cr12、Cr13、Cr14的充放电，从平滑电容器Cs1向平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4转移能量。而后，将输入到电压端子VL和Vcom之间的电压V1设置成升压到约4倍的电压V2输出到电压端子VH和Vcom之间。此外，在各电容器Cr12、Cr13、Cr14上因为串联连接电感器Lr12、Lr13、Lr14构成LC串联体LC12、LC13、LC14，所以上述能量的转移成为利用共振现象的转移，能够高效率地转移大的能量。

此外，在本实施方式中，因为在整流电路A2～A4中使用了MOSFET，所以与使用了二极管的情况相比能够降低导通损失，提高电力变换的效率。

此外，在本实施方式中，于在平滑电容器Cs1的两端成为输入端子的低电压一侧的电压端子VL、Vcom所连接的驱动用逆变器电路A1和作为整流电路的其他的各电路A2、A3、A4之间连接LC串联体LC12、LC13、LC14。

设流过本实施方式中的LC串联体LC12、LC13、LC14的电流值为I12、I13、I14，设电容器Cr12、Cr13、Cr14的电压为V12、V13、V14。而后，作为比较例子考虑在相邻的电路间，即在A1、A2之间、A2、A3之间、A3、A4之间在中间端子(低压侧MOSFET和高压侧MOSFET的连接点)之间连接LC串联体LC12、LC23、LC34，并同样地动作的情况。如果设流过在本比较例子中的LC串联体LC12、LC23、LC34的电流为I12r、I23r、I34r，设LC串联体LC12、LC23、LC34内的电容器Cr12、Cr23、Cr34的电压为V12r、V23r、V34r，则相对于在比较例子为：

I12r∶I23r∶I34r＝3∶2∶1

V12r＝V23r＝V34r

的情况，在本实施方式中，成为：

I12＝I13＝I14(＝I34r)

V12∶V13∶V14＝1∶2∶3(V12＝V12r＝V23r＝V34r)

这样，在本实施方式中，在电路A1和其他的各电路A2、A3、A4的中间端子间因为连接LC串联体LC12、LC13、LC14，所以与上述比较例子相比，电容器Cr12、Cr13、Cr14的电压增大，但在将流过LC串联体LC12的电流值降低至1/3，此外将高压侧与电路A3连接的LC串联体LC13中，能够降低到流过比较例子的LC串联体LC23的电流值的1/2。即，能够使流过各LC串联体LC12、LC13、LC14的电流值成为和最小的值相等。因此，能够降低能量转移用的LC串联体LC12、LC13、LC14的电感器Lr、电容器Cr的电流额定值，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。

如上所述虽然各列电路X、Y、Z动作，但以下说明具备3个列电路X、Y、Z的DC/DC电力变换装置全体的动作。

图3表示驱动各列电路X、Y、Z内的高压侧MOSFET的选通信号GateH-X、GateH-Y、GateH-Z。如用图2所示那样，该选通信号GateH-X、GateH-Y、GateH-Z的反转信号是驱动低压侧MOSFET的GateL-X、GateL-Y、GateL-Z。

如图3所示，使驱动各列电路X、Y、Z的驱动信号以T为周期一致的同时，在各列电路间让相位各偏移T/3进行驱动。

例如，图4表示在V1的电压36V、输入直流电流280A的条件中的流过平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的电流。在图中表示，当在3个列电路中将相位各自偏移T/3进行驱动的情况下(图中，3重)，即本实施方式的情况下的平滑电容器电流、和当作为比较例子用1个列电路驱动的情况下(图中1重)，当用2个列电路让相位偏移T/2驱动的情况下(图中，2重)的平滑电容器电流。纵轴表示电流，横轴表示时间。

如图4所示，当用3个列电路让相位各偏移T/3驱动的情况下，与列电路是1个，或者是2个的情况相比，平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流减少。此外，列电路的数越增加，平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流越减少。

如上所述，在本实施方式中，将分别用4级的电路A1、A2、A3、A4组成的3个列电路X、Y、Z共用平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4并联连接，在使驱动周期一致地同时对各列电路的每个让相位偏移2π/3(3rad)驱动各列电路X、Y、Z。由此，平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的充放电时刻偏移，因为在列电路间使向着平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的放电电流柔和通过，所以流过平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的交流电流(纹波电流)降低。

而且，如果3个列电路假设没有共有平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4，而设各列电路分别具备平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4且并联连接，则即使让各列电路和上述实施方式1一样地动作，分别各有3个的平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4也不能谋求电流的共用化，不能降低纹波电流。

通过这种平滑电容器的纹波电流降低，具有以下那样的效果。

抑制平滑电容器的发热，可靠性提高。此外，由于电流降低，由电阻产生的损失降低，电力变换效率提高。此外，能够降低在平滑电容器中需要的容量，减小平滑电容器的尺寸，促进装置结构的小型化。

进而此外，可以在平滑电容器中采用虽然感应损失大但尺寸小的陶瓷电容器，能够进一步减小平滑电容器的大小。

而且，在上述的实施方式中，虽然将列电路设置成3个，但通过排列多个(n个)，让相位在各列电路间各自偏移2π/n(rad)进行驱动，能够得到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流减少的效果。此外，列电路的数n越增加越能够减少平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流。

此外，虽然在各列电路间使相位各偏移2π/n(rad)驱动有最佳效果，但相位差并不限于此，通过在各列电路间让相位偏移，因为能够在列电路间让向着平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的充放电电流柔和通过，所以具有纹波电流降低的效果。

实施方式2

在上述实施方式1中，表示了将电压V1升压到约4倍的电压V2的升压型的DC/DC电力变换装置，在本实施方式中，表示从电压V2降压到电压V1的降压型的DC/DC电力变换装置。

采用本实施方式的DC/DC电力变换装置的结构和图1所示的电路结构相同，在这种情况下，各列电路X、Z、Y内的电路A2、A3、A4作为驱动用逆变器电路而动作，电路A1作为对用驱动用逆变器电路所驱动的电流进行整流，将能量转移到低压侧的整流电路动作。从控制电路130向各列电路X、Y、Z的每个输出选通信号(GateL-X，GateH-X)、(GateL-Y，GateH-Y)、(GateL-Z，GateH-Z)，用这些选通信号驱动各列电路X、Y、Z。

以下说明各列电路X、Y、Z的动作。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的电容值和LC串联体的电容器Cr12、Cr13、Cr14的电容值相比设定在充分大的值。各列电路X、Y、Z因为是具有将分别输入到电压端子VH-Vcom间的电压V2设为降压至约1/4倍的电压V1并将其输出到电压端子VL-Vcom间的功能的DC/DC变换器，所以在电压端子VL-Vcom间连接负荷，电压V2成为高于4×V1的值。在稳定状态下，向平滑电容器Cs1充电为V1的电压，向平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4平均地充电(V2-V1)/3的电压。

图5表示列电路X的选通信号(GateL-X，GateH-X)、流过驱动用逆变器电路A2～A4以及整流电路A1内的高压侧MOSFET(Mos2H～Mos4H，Mos1H)的电流和流过低压侧MOSFET(Mos2L～Mos4L，Mos1L)的电流。在驱动用逆变器电路A2～A4内的MOSFET中从漏极向源极流过电流，在整流电路A1内的MOSFET中从源极向漏极流过电流。MOSFET在高电压下接通选通信号。

如图5所示，选通信号(GateL-X，GateH-X)将用由Lr和Cr形成的串联体LC12、LC13、LC14所决定的共振频率T作为周期，是占空比约50％的通断信号。另外，流过列电路Y、Z的选通信号(GateL-Y、GateH-Y)、(GateL-Z、GateH-Z)以及各列电路Y、Z内的MOSFET的电流也和图5一样。

如果由高压侧MOSFET的选通信号GateH(GateH-X，GateH-Y，GateH-Z)使各电路A2-A4、A1的高压侧MOSFET即Mos2H、Mos3H、Mos4H、Mos1H成为导通状态，因为有电压差，所以蓄积在平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4中的一部分的能量在以下所示的路径中转移到电容器Cr12、Cr13、Cr14。

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}4\⇒\mathrm{Mos}4H\⇒\mathrm{Lr}14\⇒\mathrm{Cr}14\⇒\mathrm{Mos}1H$

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Mos}3H\⇒\mathrm{Lr}13\⇒\mathrm{Cr}13\⇒\mathrm{Mos}1H$

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}2H\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Mos}1H$

接着，如果由低压侧MOSFET的选通信号GateL(GateL-X，GateL-Y，GateL-Z)使各电路A2-A4、A1的低压侧MOSFET即Mos2L、Mos3L、Mos4L、Mos1L成为导通状态，因为有电压差，所以充电到平滑电容器Cr12、Cr13、Cr14中的能量在以下所示的路径中转移到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3。

$\mathrm{Cr}14\⇒\mathrm{Lr}14\⇒\mathrm{Mos}4L\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Mos}1L$

$\mathrm{Cr}13\⇒\mathrm{Lr}13\⇒\mathrm{Mos}3L\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Mos}1L$

$\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Mos}2L\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Mos}1L$

这样，由于电容器Cr12、Cr13、Cr14的充放电，从平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4向平滑电容器Cs1转移能量。而后，将输入到电压端子VH和Vcom之间的电压V2设置成降压到约1/4倍的电压V1并将其输出到电压端子VL和Vcom之间。此外，在各电容器Cr12、Cr13、Cr14上因为串联连接电感器Lr12、Lr13、Lr14而构成LC串联体LC12、LC13、LC14，所以上述能量的转移成为利用共振现象的转移，能够高效率地转移大的能量。

此外在本实施方式中，因为在整流电路A1中使用了MOSFET，所以与使用了二极管的情况相比能够降低导通损失，提高电力变换的效率。

此外，在本实施方式中，在平滑电容器Cs1的两端子上连接成为输入端子的低电压一侧的电压端子VL、Vcom的整流电路A1和作为驱动用逆变器电路的其他的各电路A2、A3、A4之间连接LC串联体LC12、LC13、LC14。而后，即使在本实施方式中，也在上述实施方式1所示的比较例子，即相邻的电路之间，连接LC串联体LC12、LC23、LC34，和进行了同样动作的情况比较，在将流过LC串联体LC12的电流值降低到1/3，此外将高压侧连接在电路A3上的LC串联体LC13中，能够降低到流过比较例子的LC串联体LC23的电流值的1/2。即，能够使流过各LC串联体LC12、LC13、LC14的电流值和最小的值相等。因此，能够降低能量转移用的LC串联体LC12、LC13、LC14的电感器Lr、电容器Cr的电流额定值，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。

如上所述虽然各列电路X、Y、Z动作，但驱动各列电路X、Y、Z的驱动信号和上述的实施方式1一样，在将周期设置为T(用LC串联体决定的共振周期)一致的同时，在各列电路间让相位各偏移T/3(2π/3(rad))驱动(参照图3)。此外，3个列电路X、Y、Z共用平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4并联连接。由此，平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的放电时刻偏移，因为在列电路间让向着平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的充放电电流柔和通过，所以流过平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的交流电流(纹波电流)降低。通过这样的平滑电容器的纹波电流降低，和上述的实施方式1一样，谋求可靠性的提高、电力变换效率的提高以及装置结构的小型化。

而且，在本实施方式中，也是列电路的个数以及相位差并不限于上述情况，通过排列多个(n个)列电路在各列电路间让相位偏移并进行驱动，能够得到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流减少的效果。此外，让各列电路的相位各偏移2π/n(rad)是最有效的，进而，越增加列电路的个数n越能够降低平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流。

此外，在上述的实施方式1中表示 $V1\⇒V2$ 的升压型DC/DC电力变换装置，在上述实施方式2中表示 $V2\⇒V1$ 的降压型DC/DC电力变换装置，但还能够一并具有上述实施方式1、2的功能实现双向的能量转移。在这种情况下，在V1×4＞V2时进行升压动作，在升压时将电路A1用于驱动用逆变器电路，将电路A2、A3、A4用于整流电路。此外，在V1×4＜V2时进行降压动作，在降压时将电路A2、A3、A4用于驱动用逆变器电路，将电路A1用于整流电路。

在这样控制的升降压型的DC/DC电力变换装置中，在能够得到和上述实施方式1、2一样的效果的同时，能够用1个电路实现双向的能量转移能够广泛地利用。

实施方式3

以下，说明本发明的实施方式3的DC/DC电力变换装置。

采用本实施方式的DC/DC电力变换装置的电路结构在图1所示的电路结构中，各列电路X、Y、Z的结构不同，但图6表示各列电路X、Y、Z的电路结构。其他的结构和图1一样。

和上述的实施方式1一样，各列电路X、Y、Z是分别具有将输入到电压端子VL和Vcom之间的电压V1设置成升压到约4倍的电压V2并输出到电压端子VH和Vcom之间的功能的DC/DC变换器。

如图6所示，列电路X(X，Y)串联连接作为低压侧元件、高压侧元件的2个MOSFET(Mos1L，Mos1H)、(Mos2L，Mos2H)、(Mos3L，Mos3H)、(Mos4L，Mos4H)，串联连接与各平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的两端之间连接的4级的电路A1、A2、A3、A4而构成(参照图1)。而后，将各电路A1、A2、A3、A4内的2个MOSFET的连接点作为中间端子在相邻的各电路，即(A1，A2)(A2，A3)(A3，A4)的中间端子间，连接用电容器Cr12、Cr23、Cr34以及电感器Lr12、Lr23、Lr34的串联体构成具有作为能量转移元件功能的LC串联体LC12、LC23、LC34。将由各级的电感器Lr和电容器Cr的电感值和电容值决定的共振周期的值设定成分别相等。

另外，各MOSFET是在源极、漏极间形成寄生二极管的功率MOSFET。

此外，列电路X(Y，Z)具备用于驱动各电路A1～A4内的MOSFET的选通驱动电路111～114以及光耦合器(121L，121H)～(124L，124H)。进而具备选通信号输入端子Tm-GL、Tm-GH，和成为电源输入端子或者平滑电容器连接端子的Tm-Com、Tm-Vs1～Tm-Vs4、Tm-Cs1～Tm-Cs4。

在本实施方式中，LC串联体LC12的一端与Mos1L和Mos1H的连接点连接，另一端与Mos2L和Mos2H的连接点连接。LC串联体LC23的一端与Mos2L和Mos2H的连接点连接，另一端与Mos3L和Mos3H的连接点连接。LC串联体LC34的一端与Mos3L和Mos3H的连接点连接，另一端与Mos4L和Mos4H的连接点连接。其他的连接结构和上述实施方式1一样。

以下，说明各列电路X、Y、Z的动作。

和上述的实施方式1一样，电路A1作为驱动用逆变器电路而动作，电路A2、A3、A4作为对用驱动用逆变器电路A1驱动的电流进行整流，将能量转移到高压侧的整流电路而动作。从控制电路130针对各列电路X、Y、Z的每个输出选通信号(GateL-X，GateH-X)、(GateL-Y，GateH-Y)、(GateL-Z，GateH-Z)，通过这些选通信号驱动各列电路X、Y、Z。该选通信号也和上述实施方式1一样，流过各电路A1～A4内的MOSFET的电流和选通信号的关系也和上述实施方式1的图2所示的信号一样。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的电容值和LC串联体的电容器Cr12、Cr13、Cr14的电容值比较设定在充分大的值。将负荷连接在电压端子VH-Vcom间，电压V2成为比4×V1还低的值。在稳定状态下，向平滑电容器Cs1充电V1的电压，向平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4平均地充电(V2-V1)/3的电压。

如果由输入到低压侧MOSFET的选通信号GateL(GateL-X，GateL-Y，GateL-Z)使各电路A1～A4的低压侧MOSFET的Mos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4L成为导通状态，因为有电压差，所以蓄积在平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3中的一部分的能量在以下所示的路径中转移到电容器Cr12、Cr23、Cr34。

$\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Mos}2L\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Mos}1L$

$\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}3L\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Mos}1L$

$\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Mos}4L\⇒\mathrm{Lr}34\⇒\mathrm{Cr}34\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}12\⇒$

$\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Mos}1L$

以下，如果由输入到高压侧MOSFET的选通信号GateH(GateH-X，GateH-Y，GateH-Z)使各电路A1～A4的高压侧MOSFET即Mos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4H成为导通状态，因为有电压差，所以充电到平滑电容器Cr12、Cr23、Cr34中的能量在以下所示的路径中转移到平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4。

$\mathrm{Mos}1H\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Mos}2H\⇒\mathrm{Cs}2$

$\mathrm{Mos}1H\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Mos}3H\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}2$

$\mathrm{Mos}1H\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Cr}34\⇒\mathrm{Lr}34\⇒\mathrm{Mos}4H\⇒C$

$s4\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}2$

这样，由于电容器Cr12、Cr23、Cr34的充放电，从平滑电容器Cs1向平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4转移能量。而后，将输入到电压端子VL和Vcom之间的电压V1设置成升压到约4倍的电压V2并输出到电压端子VH和Vcom之间。此外，在各电容器Cr12、Cr23、Cr34上因为串联连接电感器Lr12、Lr23、Lr34构成LC串联体LC12、LC23、LC34，所以上述能量的转移成为利用共振现象的转移，能够高效率地转移大的能量。

此外在本实施方式中，因为在整流电路A2～A4中使用了MOSFET，所以与使用了二极管的以往情况相比能够降低导通损失，提高电力变换的效率。

此外，在本实施方式中，在相邻的电路间连接LC串联体LC12、LC23、LC34。在上述实施方式1中所示的情况下，即，在整流电路A和作为驱动用逆变器电路的其他的各电路A2、A3、A4之间，如果和连接LC串联体LC12、LC13、LC14的情况相比，虽然流过各LC串联体的电流增大，但具有电容器Cr34的施加电压能够降低到电容器Cr14的1/3，电容器Cr23的施加电压能够降低到电容器Cr13的1/2的效果。

如上所述那样各列电路X、Y、Z进行动作，驱动各列电路X、Y、Z的驱动信号和上述的实施方式1一样，在将周期作为T使其一致的同时，在各列电路间让相位各自偏移T/3(2π/3(rad))驱动(参照图3)。此外，3个列电路X、Y、Z共用平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4并联连接。由此，平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的充放电时刻偏移，因为在列电路间让向着平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的充放电电流柔和通过，所以降低流过平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的交流电流(纹波电流)。通过这样的平滑电容器的纹波电流降低，和上述实施方式1一样，谋求可靠性的提高、电力变换效率的提高，以及装置结构的小型化。

实施方式4

虽然在上述实施方式3中示出将电压V1升压到约4倍的电压V2的升压型的DC/DC电力变换装置，但在本实施方式中示出从电压V2降压到电压V1的降压型的DC/DC电力变换装置。

虽然本实施方式的DC/DC电力变换装置的电路结构和上述的实施方式3相同，但这种情况下，各列电路X、Y、Z内的电路A4作为驱动逆变器电路而动作，电路A1对利用驱动用逆变器电路驱动的电流进行整流，作为将能量转移到低电压一侧的整流电路而动作，电路A2、A3担负驱动用逆变器电路和整流电路的双方的任务。

从控制电路130向各列电路X、Y、Z的每个输出选通信号(GateL-X，GateH-X)、(GateL-Y，GateH-Y)、(GateL-Z，GateH-Z)，利用这些选通信号驱动各列电路X、Y、Z。该选通信号和上述实施方式2一样，流过各电路A1～A4内的MOSFET的电流和选通信号的关系也和利用上述实施方式2的图5示出的一样。

以下说明各列电路X、Y、Z的动作。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的电容值和LC串联体的电容器Cr12、Cr13、Cr14的电容值相比设定在充分大的值。各列电路X、Y、Z因为是具有将分别输入到电压端子VH-Vcom间的电压V2设置成降压为约1/4倍的电压V1并输出到电压端子VL-Vcom间的功能的DC/DC变换器，所以在电压端子VL-Vcom间连接负荷，电压V2成为比4×V1还高的值。在稳定状态下，向平滑电容器Cs1充电V1的电压，向平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4平均地充电(V2-V1)/3的电压。

如果由输入到高压侧MOSFET的选通信号GateH(GateH-X，GateH-Y，GateH-Z)使各电路A2-A4、A1的高压侧MOSFET的Mos2H、Mos3H、Mos4H、Mos1H成为导通状态，因为有电压差，所以蓄积在平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4中的一部分的能量在以下所示的路径中转移到电容器Cr12、Cr23、Cr34。

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}4\⇒\mathrm{Mos}4H\⇒\mathrm{Lr}34\⇒\mathrm{Cr}34\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}12\⇒$

$\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Mos}1H$

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Mos}3H\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Mos}1H$

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}2H\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Mos}1H$

以下，如果由输入到低压侧MOSFET的选通信号GateL(GateL-X，GateL-Y，GateL-Z)使各电路A2-A4、A1的低压侧MOSFET即Mos2L、Mos3L、Mos4L、Mos1L成为导通状态，因为有电压差，所以充电到电容器Cr12、Cr23、Cr34中的能量在以下所示的路径中转移到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3。

$\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Cr}34\⇒\mathrm{Lr}34\⇒\mathrm{Mos}4L\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}2$

$\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Mos}1L$

$\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Mos}3L\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Mos}1L$

$\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Mos}2L\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Mos}1L$

这样，由于电容器Cr12、Cr23、Cr34的充放电，从平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4向平滑电容器Cs1转移能量。而后，将输入到电压端子VH和Vcom之间的电压V2设置成降压到约1/4倍的电压V1并输出到电压端子VL和Vcom之间。此外，在各电容器Cr12、Cr23、Cr34上因为串联连接电感器Lr12、Lr23、Lr34构成LC串联体LC12、LC23、LC34，所以上述能量的转移成为利用共振现象的转移，能够高效率地转移大的能量。

在本实施方式中也是因为在整流电路中使用的电路A1～A3中使用了MOSFET，所以与使用了二极管的情况相比能够降低导通损失，提高电力变换的效率。

如上所述虽然各列电路X、Y、Z动作，但驱动各列电路X、Y、Z的驱动信号和上述的实施方式1一样，在将周期设置为T(用LC串联体决定的共振周期)一致的同时，在各列电路间让相位各偏移T/3(2π/3(rad))而驱动(参照图3)。此外，3个列电路X、Y、Z共用平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4并联连接。由此，平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的充放电时刻偏移，因为在列电路间让向着平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的充放电电流柔和通过，所以流过平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的交流电流(纹波电流)降低。通过这样的平滑电容器的纹波电流降低，和上述的实施方式1一样，谋求可靠性的提高、电力变换效率的提高以及装置结构的小型化。

而且，在上述实施方式3、4中，也是列电路的个数以及相位差并不限于上述情况，通过排列多个(n个)列电路在各列电路间让相位偏移且进行驱动，能够得到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流减少的效果。此外，让各列电路的相位各偏移2π/n(rad)是最有效的，进而，越增加列电路的个数n越能够降低平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流。

此外，在上述的实施方式3中表示 $V1\⇒V2$ 的升压型DC/DC电力变换装置，在上述实施方式4中表示 $V2\⇒V1$ 的降压型DC/DC电力变换装置，但还能够一并具有上述实施方式3、4的功能实现双向的能量转移。在这种情况下，在V1×4＞V2时和上述实施方式3一样进行升压动作，在V1×4＜V2时和上述实施方式4一样进行降压动作。

在这样控制的升降压型的DC/DC电力变换装置中，在能够得到和上述实施方式3、4一样的效果的同时，能够用1个电路实现双向的能量转移能够广泛地利用。

实施方式5

以下，说明本发明的实施方式5的DC/DC电力变换装置。

图7是表示本发明的实施方式5的DC/DC电力变换装置的电路结构的图。

如图7所示，DC/DC电力变换装置含有：分别由多级(这种情况下是4级)的电路A1～A4组成的3个列电路X、Y、Z；驱动用电源Vs1；进行输入输出电压平滑化，此外还作为用于能量转移的电压源而发挥功能的平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4；控制电路130；输入输出电压端子Vcom、VL、VH。并且，具有将输入到电压端子VL和Vcom之间的电压V1设置成升压到约4倍的电压V2并输出到电压端子VH和Vcom之间的功能。

各列电路X、Y、Z是分别具有将输入到电压端子VL和Vcom之间的电压V1设置成升压到约4倍的电压V2并输出到电压端子VH和Vcom之间的功能的DC/DC变换器，有关各列电路的结构以下说明。虽然为了方便，只图示了列电路X内的电路结构，但列电路Y、Z的结构也相同。

如图7所示，在4级的电路内，电路A1和上述实施方式1一样，是串联连接作为低压侧元件、高压侧元件的2个MOSFET(Mos1L，Mos1H)并连接在平滑电容器Cs1的两端子之间构成的驱动用逆变器电路。电路A2～A4是作为低压侧元件、高压侧元件分别串联连接2个二极管(Di2L，Di2H)(Di3L，Di3H)(Di4L，Di4H)并在平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4的两端子之间连接构成的整流电路。

4级的电路A1、A2、A3、A4被串联连接，将各电路A1、A2、A3、A4内的2个元件(MOSFET或者二极管)的连接点作为中间端子，在成为规定的1个电路的驱动用逆变器电路A1和其他的各整流电路A2、A3、A4的中间端子之间连接用电容器Cr12、Cr13、Cr14以及电感器Lr12、Lr13、Lr14的串联体构成作为能量转移元件功能的LC串联体LC12、LC13、LC14。设定由各级的电感器Lr和电容器Cr的电感值和电容值决定的共振周期的值以使其分别相等。

而且，各MOSFET是在源极、漏极间形成寄生二极管的功率MOSFET。

此外，列电路X(Y，Z)具备用于驱动电路A1内的MOSFET的、选通驱动电路111以及光耦合器121L、121H。进而，具备成为选通信号输入端子Tm-GL、Tm-GH、电源输入端子或者平滑电容器连接端子的Tm-Com、Tm-Vs1、Tm-Cs1～Tm-Cs4。

在各列电路X、Y、Z中共用的电源Vs1是为了驱动以Mos1L的源极端子为基准的各列电路X、Y、Z内的MOSFET、选通驱动电路111以及光耦合器121L、121H而准备的电源。

从控制电路130向各列电路X、Y、Z的每个输出选通信号(GateL-X，GateH-X)、(GateL-Y，GateH-Y)、(GateL-Z，GateH-Z)，用这些选通信号驱动各列电路X、Y、Z。

以下说明动作。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的电容值和LC串联体的电容器Cr的电容值相比设定在充分大的值。因为将输入到电压端子VL-Vcom间的电压V1设置成升压为约4倍的电压V2并输出到电压端子VH-Vcom间，所以在电压端子VH-Vcom间连接负荷，电压V2成为比4×V1还低的值。在稳定状态下，向平滑电容器Cs1充电V1的电压，向平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4平均地充电(V2-V1)/3的电压。

驱动用逆变器电路A1将输入到电压端子VL-Vcom之间的能量用MOSFET(Mos1L，Mos1H)的通断动作送到高压侧，整流电路A2～A4对用驱动用逆变器电路A1驱动的电流进行整流，将能量向高压侧转移。

向着2个MOSFET(Mos1L，Mos1H)的选通信号GateL(GateL-X，GateL-Y，GateL-Z)、GateL(GateH-X，GateH-Y，GateH-Z)虽然和上述实施方式1同样地生成，但在上述实施方式1中从整流电路内的MOSFET的源极流向漏极的电流在本实施方式中以正方向流入整流电路A2～A4内的各二极管。

如果由向着低压侧MOSFET的选通信号GateL使驱动用逆变器电路A1的Mos1L成为导通状态，则因为有电压差，所以蓄积在平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3中的一部分能量在以下所示的路径中转移到电容器Cr12、Cr13、Cr14。

$\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Di}2L\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Mos}1L$

$\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Di}3L\⇒\mathrm{Lr}13\⇒\mathrm{Cr}13\⇒\mathrm{Mos}1L$

$\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Di}4L\⇒\mathrm{Lr}14\⇒\mathrm{Cr}14\⇒\mathrm{Mos}1L$

以下，如果由输入到高压侧的选通信号GateH使驱动用逆变器电路A1的Mos1H成为导通状态，因为有电压差，所以充电到电容器Cr12、Cr13、Cr14中的能量在以下所示的路径中转移到平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4。

$\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Di}2H\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}1H$

$\mathrm{Cr}13\⇒\mathrm{Lr}13\⇒\mathrm{Di}3H\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}1H$

$\mathrm{Cr}14\⇒\mathrm{Lr}14\⇒\mathrm{Di}4H\⇒\mathrm{Cs}4\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}1H$

这样，通过电容器Cr12、Cr13、Cr14的充放电，从平滑电容器Cs1向平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4转移能量。而后，将输入到电压端子VL和Vcom之间的电压V1设置成升压到约4倍的电压V2并输出到电压端子VH和Vcom之间。此外，在各电容器Cr12、Cr13、Cr14上因为串联连接电感器Lr12、Lr13、Lr14构成LC串联体LC12、LC13、LC14，所以上述能量的转移成为利用共振现象的转移，能够高效率地转移大的能量。

此外，流过各LC串联体LC12、LC13、LC14的电流I12、I13、I14也和上述实施方式1的情况大致相同。即，在本实施方式中也和上述实施方式1一样，因为在驱动用逆变器电路A1和其它的各整流电路A2～A4的中间端子之间连接LC串联体LC12、LC13、LC14，所以和上述实施方式1一样，降低能量转移用的LC串联体LC12、LC13、LC14的电感器Lr、电容器Cr的电流额定值，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。

此外，在本实施方式中，因为在整流电路A2～A4中使用二极管，所以与使用了MOSFET的情况相比导通损失增大，但不需要驱动用的电源和电路。

如上所述虽然各列电路X、Y、Z动作，但驱动各列电路X、Y、Z的驱动信号和上述的实施方式1相同，在将周期作为T(用LC串联体决定的共振周期)使其一致的同时，在各列电路间将相位各偏移T/3(2π/3(rad))来驱动(参照图3)。此外，3个列电路X、Y、Z共用平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4且并联连接。由此，平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的充放电时刻偏移，因为在列电路间让向着平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的充放电电流柔和通过，所以流过平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的交流电流(纹波电流)降低。通过这样的平滑电容器的纹波电流降低，和上述的实施方式1一样，谋求可靠性的提高、电力变换效率的提高以及装置结构的小型化。

而且，在本实施方式中，列电路的个数以及相位差也并不限于上述情况，通过排列多个(n个)列电路在各列电路间让相位偏移并进行驱动，能够得到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流减少的效果。此外，让各列电路的相位各偏移2π/n(rad)是最有效的，进而，越增加列电路的个数n越能够降低平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流。

实施方式6

以下，说明本发明的实施方式6的DC/DC电力变换装置。

本实施方式的DC/DC电力变换装置的电路结构在上述实施方式5的图7中示出的电路结构中，各列电路X、Z、Y的结构不同，图8表示各列电路X、Y、Z的电路结构。其他的结构和图7一样。

和上述的实施方式5一样，各列电路X、Y、Z分别是具有将输入到电压端子VL和Vcom之间的电压V1设置成升压约4倍的电压V2并输出到电压端子VH和Vcom之间的功能的DC/DC变换器，含有多级(这种情况下是4级)的电路A1～A4。

如图8所示，在4级的电路内，电路A1和上述实施方式5一样，是串联连接作为低压侧元件、高压侧元件的2个MOSFET(Mos1L，Mos1H)并连接在平滑电容器Cs1的两端子之间构成的驱动用逆变器电路。电路A2～A4是作为低压侧元件、高压侧元件分别串联连接2个二极管(Di2L，Di2H)(Di3L，Di3H)(Di4L，Di4H)并连接在各平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4的两端子之间构成的整流电路(参照图7)。并且，4级的电路A1、A2、A3、A4串联连接，将各电路A1、A2、A3、A4内的2个元件(MOSFET或者二极管)的连接点作为中间端子，在相邻的各电路，即(A1，A2)(A2，A3)(A3，A4)的中间端子间，连接用电容器Cr12、Cr23、Cr34以及电感器Lr12、Lr23、Lr34的串联体结构作为能量转移元件功能的LC串联体LC12、LC23、LC34。设定由各级的电感器Lr和电容器Cr的电感值和电容值决定的共振周期的值使其分别相等。

此外，具备用于驱动电路A1内的MOSFET的选通驱动电路111以及光耦合器121L、121H。进而，具备选通信号输入端子Tm-GL、Tm-GH、成为电源输入端子或者平滑电容器连接端子的Tm-Com、Tm-Vs1、Tm-Cs1～Tm-Cs4。

而且，各MOSFET是在源极、漏极间形成寄生二极管的功率MOSFET。

以下说明动作。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的电容值和LC串联体LC12、LC13、LC14的电容器Cr的电容值相比设定在充分大的值。因为将输入到电压端子VL-Vcom间的电压V1设置成升压为约4倍的电压V2并输出到电压端子VL-Vcom间，所以在电压端子VH-Vcom间连接负荷，电压V2成为比4×V1还低的值。在稳定状态下，向平滑电容器Cs1充电V1的电压，向平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4平均地充电(V2-V1)/3的电压。

驱动用逆变器电路A1将输入到电压端子VL-Vcom之间的能量用MOSFET(Mos1L，Mos1H)的通断动作送到高压侧，整流电路A2～A4对用驱动用逆变器电路A1驱动的电流进行整流，将能量向高压侧转移。

向着2个MOSFET(Mos1L，Mos1H)的选通信号GateL(GateL-X，GateL-Y，GateL-Z)、GateH(GateH-X，GateH-Y，GateH-Z)虽然和上述实施方式1同样地生成，但在上述实施方式1中从整流电路内的MOSFET的源极流向漏极的电流在本实施方式中以正方向流入整流电路A2～A4内的各二极管。

如果由向着低压侧MOSFET的选通信号GateL使驱动用逆变器电路A1的Mos1L成为导通状态，则因为有电压差，所以蓄积在平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3中的一部分能量按照以下所示的路径转移到电容器Cr12、Cr23、Cr34。

$\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Di}2L\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Mos}1L$

$\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Di}3L\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Mos}1L$

$\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Di}4L\⇒\mathrm{Lr}34\⇒\mathrm{Cr}34\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}$

$12\⇒\mathrm{Mos}1L$

以下，如果由向着到高压侧MOSFET的选通信号GateH使驱动用逆变器电路A1的Mos1H成为导通状态，因为有电压差，所以充电到电容器Cr12、Cr23、Cr34中的能量在以下所示的路径中转移到平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4。

$\mathrm{Mos}1H\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Di}2H\⇒\mathrm{Cs}2$

$\mathrm{Mos}1H\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Di}3H\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}2$

$\mathrm{Mos}1H\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Cr}34\⇒\mathrm{Lr}34\⇒\mathrm{Di}4H\⇒\mathrm{Cs}4$

$\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}2$

这样，通过电容器Cr12、Cr23、Cr34的充放电，从平滑电容器Cs1向平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4转移能量。而后，将输入到电压端子VL和Vcom之间的电压V1设置成升压到约4倍的电压V2并输出到电压端子VH和Vcom之间。此外，在各电容器Cr12、Cr23、Cr34上因为串联连接电感器Lr12、Lr23、Lr34构成LC串联体LC12、LC23、LC34，所以上述能量的转移成为利用共振现象的转移，能够高效率地转移大的能量。

此外，在本实施方式中，因为在相邻的电路间连接LC串联体LC12、LC23、LC34，所以和在驱动用逆变器电路A1和其他的各整流电路A2～A4之间连接LC串联体LC12、LC13、LC14的情况相比，流过各LC串联体的电流增大，但具有能够将电容器Cr34的施加电压降低为电容器Cr14的1/3，将电容器Cr23的施加电压降低为电容器Cr13的1/2的效果。

此外，因为在整流电路A2～A4中使用二极管，所以和使用了MOSFET的情况相比导通损失增大，但不需要驱动用的电源和电路。

如上所述虽然各列电路X、Y、Z动作，但驱动各列电路X、Y、Z的驱动信号和上述的实施方式1一样，在将周期作为T(用LC串联体决定的共振周期)一致的同时，在各列电路间将相位各偏移T/3(2π/3(rad))进行驱动(参照图3)。此外，3个列电路X、Y、Z共用平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4并联连接。由此，平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的充放电时刻偏移，因为在列电路间让向着平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的充放电电流柔和通过，所以流过平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的交流电流(纹波电流)降低。通过这样的平滑电容器的纹波电流降低，和上述的实施方式1一样，谋求可靠性的提高、电力变换效率的提高以及装置结构的小型化。

而且，在本实施方式中，列电路的个数以及相位差也并不限于上述情况，通过排列多个(n个)列电路在各列电路间让相位偏移并进行驱动，能够得到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流减少的效果。此外，让各列电路的相位各偏移2π/n(rad)是最有效的，进而，越增加列电路的个数n越能够降低平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流。

实施方式7

以下，说明本发明的实施方式7的DC/DC电力变换装置。

图9是表示采用本发明的实施方式7的DC/DC电力变换装置的电路结构的图。

如图9所示，DC/DC电力变换装置含有：分别由多级(这种情况下是4级)的电路A1～A4组成的3个列电路X、Y、Z；驱动用电源Vs2～Vs4；进行输入输出电压平滑化，此外还作为用于能量转移的电压源而发挥功能的平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4；控制电路130；输入输出电压端子Vcom、VL、VH。并且，具有将输入到电压端子VH-Vcom之间的电压V2设置成降压到约1/4倍的电压V1并输出到电压端子VL-Vcom之间的功能。

各列电路X、Y、Z是分别具有将输入到电压端子VL-Vcom之间的电压V2设置成降压到约1/4倍的电压V1并输出到电压端子VL-Vcom之间的功能的DC/DC变换器，以下就各列电路的结构进行说明。为了方便，只图示了列电路X内的电路结构，但列电路Y、Z的结构也一样。

如图9所示，在4级的电路内，电路A2～A4是串联连接作为低压侧元件、高压侧元件的2个MOSFET(Mos2L，Mos2H)(Mos3L，Mos3H)(Mos4L，Mos4H)并连接在各平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4的两端子之间构成的驱动用逆变器电路。此外电路A1是串联连接作为低压侧元件、高压侧元件的2个二极管(Di1L，Di1H)并连接在平滑电容器Cs1的两端子之间构成的整流电路。

4级的电路A1、A2、A3、A4串联连接，将各电路A1、A2、A3、A4内的2个元件(MOSFET或者二极管)的连接点作为中间端子，在成为规定的1个电路的整流电路A1和其他的各驱动用逆变电路A2、A3、A4的中间端子之间连接用电容器Cr12、Cr13、Cr14以及电感器Lr12、Lr13、Lr14的串联体结构作为能量转移元件而发挥功能的LC串联体LC12、LC13、LC14。设定由各级的电感器Lr和电容器Cr的电感值和电容值决定的共振周期的值以使其分别相等。

而且，各MOSFET是在源极、漏极间形成寄生二极管的功率MOSFET。

此外，列电路X(Y，Z)具备用于对驱动用逆变器电路A2～A4内的MOSFET进行驱动的选通驱动电路112～114以及光耦合器(121L、121H)～(124L、124H)。进而，具备成为选通信号输入端子Tm-GL、Tm-GH、电源输入端子或者平滑电容器连接端子的Tm-Com、Tm-Vs2～Tm～Vs4、Tm-Cs1～Tm-Cs4。

在各列电路X、Y、Z中共用的电源Vs2、Vs3、Bs4是为了驱动以Mos2L、Mos3L、Mos4L的源极端子为基准的，各列电路X、Y、Z内的MOSFET、选通驱动电路111～114以及光耦合器(122L、122H)～(124L、124H)而准备的电源。

从控制电路130向各列电路X、Y、Z的每个输出选通信号(GateL-X，GateH-X)、(GateL-Y，GateH-Y)、(GateL-Z，GateH-Z)，用这些选通信号驱动各列电路X、Y、Z。

以下说明动作。

以下说明各列电路X、Y、Z的动作。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的电容值和LC串联体的电容器Cr12、Cr13、Cr14的电容值相比设定在充分大的值。各列电路X、Y、Z因为是具有将分别输入到电压端子VH-Vcom间的电压V2设置成降压为约1/4倍的电压V1并输出到电压端子VL-Vcom间的功能的DC/DC逆变器，所以在电压端子VL-Vcom间连接负荷，电压V2成为比4×V1还高的值。在稳定状态下，向平滑电容器Cs1充电V1的电压，向平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4平均地充电(V2-V1)/3的电压。

向着驱动用逆变器A2～A4内的MOSFET的选通信号GateL(GateL-X，GateL-Y，GateL-Z)、GateH(GateH-X，GateH-Y，GateH-Z)虽然和上述实施方式2同样地生成，但在上述实施方式2中从整流电路A1内的MOSFET的源极流向漏极的电流在本实施方式中以正方向流入整流电路A1内的二极管。

如果由向着高压侧MOSFET的选通信号GateH(GateH-X，GateH-Y，GateH-Z)使作为各驱动用逆变器电路A2～A4的高压侧的MOSEFT的Mos2H、Mos3H、Mos4H成为导通状态，则因为有电压差，所以蓄积在平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4中的一部分能量按照以下所示的路径转移到电容器Cr12、Cr13、Cr14。

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}4\⇒\mathrm{Mos}4H\⇒\mathrm{Lr}14\⇒\mathrm{Cr}14\⇒\mathrm{Di}1H$

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Mos}3H\⇒\mathrm{Lr}13\⇒\mathrm{Cr}13\⇒\mathrm{Di}1H$

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}2H\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Di}1H$

以下，如果由输入到低压侧的选通信号GateL(GateL-X，GateL-Y，GateL-Z)使作为各驱动用逆变器电路A2～A4的低压侧MOSFET的Mos2L、Mos3L、Mos4LL成为导通状态，因为有电压差，所以充电到电容器Cs12、Cs13、Cs14中的能量在以下所示的路径中转移到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3。

$\mathrm{Cr}14\⇒\mathrm{Lr}14\⇒\mathrm{Mos}4L\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Di}1L$

$\mathrm{Cr}13\⇒\mathrm{Lr}13\⇒\mathrm{Mos}3L\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Di}1L$

$\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Mos}2L\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Di}1L$

这样，通过电容器Cr12、Cr13、Cr14的充放电，从平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4向平滑电容器Cs1转移能量。而后，将输入到电压端子VH和Vcom之间的电压V2设置成降压到约1/4倍的电压V1并输出到电压端子VL和Vcom之间。此外，在各电容器Cr12、Cr13、Cr14上因为串联连接电感器Lr12、Lr13、Lr14构成LC串联体LC12、LC13、LC14，所以上述能量的转移成为利用共振现象的转移，能够高效率地转移大的能量。

此外，在本实施方式中，也因为在整流电路A1和作为驱动用逆变器电路的其他的各电路A2、A3、A4之间连接LC串联体LC12、LC13、LC14，所以和上述的实施方式2一样，能够降低能量转移用的LC串联体LC12、LC13、LC14的电感器Lr、电容器Cr的电流额定值，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。

此外，在本实施方式中，因为在整流电路A1中使用二极管，所以和使用了MOSFET的情况相比导通损失增大，但不需要驱动用的电源和电路。

如上所述虽然各列电路X、Y、Z动作，但驱动各列电路X、Y、Z的驱动信号和上述的实施方式1一样，在将周期作为T(用LC串联体决定的共振周期)一致的同时，在各列电路间将相位各偏移T/3(2π/3(rad))进行驱动(参照图3)。此外，3个列电路X、Y、Z共用平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4且并联连接。由此，平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的放电时刻偏移，因为在列电路间让向着平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的放电电流柔和通过，所以流过平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的交流电流(纹波电流)降低。通过这样的平滑电容器的纹波电流降低，和上述的实施方式1一样，谋求可靠性的提高、电力变换效率的提高以及装置结构的小型化。

而且，在本实施方式中，列电路的个数以及相位差也并不限于上述情况，通过排列多个(n个)列电路在各列电路间让相位偏移进行驱动，能够得到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流减少的效果。此外，让各列电路的相位各偏移2π/n(rad)是最有效的，进而，越增加列电路的个数n越能够降低平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流。

实施方式8

以下，说明本发明的实施方式8的DC/DC电力变换装置。

本实施方式的DC/DC电力变换装置的电路结构在上述实施方式7的图9中表示的电路结构中，各列电路X、Z、Y的结构不同，图10表示各列电路X、Y、Z的电路结构。其他的结构和图9一样。

和上述的实施方式7一样，各列电路X、Y、Z分别是具有将输入到电压端子VH-Vcom之间的电压V2设置成降压到约1/4倍的电压V1并输出到电压端子VL-Vcom之间的功能的DC/DC变换器，含有多级(这种情况下是4级)的电路A1～A4。

如图10所示，在4级的电路内，电路A2～A4串联连接作为低压侧元件、高压侧元件的2个MOSFET(Mos2L，Mos2H)(Mos3L，Mos3H)(Mos4L，Mos4H)并连接在各平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4的两端子之间而构成。此外，电路A1串联连接作为低压侧元件、高压侧元件的2个二极管(Di1L，Di1H)并在平滑电容器Cs1的两端子之间连接而构成(参照图9)。而后，4级的电路A1、A2、A3、A4串联连接，将各电路A1、A2、A3、A4内的2个元件(MOSFET或者二极管)的连接点作为中间端子，在相邻的各电路，即(A1，A2)(A2，A3)(A3，A4)的中间端子间，连接用电容器Cr12、Cr23、Cr34以及电感器Lr12、Lr23、Lr34的串联体结构作为能量转移元件而发挥功能的LC串联体LC12、LC23、LC34。设定由各级的电感器Lr和电容器Cr的电感值和电容值决定的共振周期的值以使其分别相等。

此外，列电路X(Y，Z)具备用于驱动电路A2～A4内的MOSFET的选通驱动电路112～114以及光耦合器(122L、122H)～(124L、124H)。进而，具备选通信号输入端子Tm-GL、Tm-GH，和成为电源输入端子或者平滑电容器连接端子的Tm-Com、Tm-Vs2～Tm-Vs4、Tm-Cs1～Tm-Cs4。

而且，各MOSFET是在源极、漏极间形成寄生二极管的功率MOSFET。

在这种情况下，各列电路X、Y、Z内的电路A4作为驱动用逆变器电路而动作，电路A1对用驱动用逆变器电路驱动的电流进行整流，作为将能量转移到低压侧的整流电路而动作，电路A2、A3担负逆变器电路和整流电路双方的任务。

以下说明各列电路X、Y、Z动作。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的电容值和LC串联体的电容器Cr12、Cr13、Cr14的电容值相比设定在充分大的值。各列电路X、Y、Z因为是具有将分别输入到电压端子VH-Vcom间的电压V2设置成降压为约1/4倍的电压V1并输出到电压端子VL-Vcom间的功能的DC/DC逆变器，所以在电压端子VL-Vcom间连接负荷，电压V2成为比4×V1还高的值。在稳定状态下，向平滑电容器Cs1充电V1的电压，向平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4平均地充电(V2-V1)/3的电压。

向着电路A2～A4内的MOSFET的选通信号GateL(GateL-X，GateL-Y，GateL-Z)、GateH(GateH-X，GateH-Y，GateH-Z)虽然和上述实施方式2同样地生成，但在上述实施方式2中从整流电路A1内的MOSFET的源极流向漏极的电流在本实施方式中以正方向流入整流电路A1内的各二极管。

如果由向着高压侧MOSFET的选通信号GateH(GateH-X，GateH-Y，GateH-Z)使作为各驱动用逆变器电路A2～A4的高压侧的MOSEFT的Mos2H、Mos3H、Mos4H成为导通状态，则因为有电压差，所以蓄积在平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4中的一部分能量按照以下所示的路径转移到电容器Cr12、Cr23、Cr34。

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}4\⇒\mathrm{Mos}4H\⇒\mathrm{Lr}34\⇒\mathrm{Cr}34\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}12\⇒$

$\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Di}1H$

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Mos}3H\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Di}1H$

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}2H\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Di}1H$

以下，如果由输入到低压侧的选通信号GateL(GateL-X，GateL-Y，GateL-Z)使作为各电路A2～A4的低压侧MOSFET的Mos2L、Mos3L、Mos4L成为导通状态，因为有电压差，所以充电到电容器Cr12、Cr23、Cr34中的能量在以下所示的路径中转移到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3。

$\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{CLr}12\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Cr}34\⇒\mathrm{Lr}34\⇒\mathrm{Mos}4L\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}2$

$\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Di}1L$

$\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Mos}3L\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Di}1H$

$\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Mos}2L\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Di}1L$

这样，通过电容器Cr12、Cr23、Cr34的充放电，从平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4向平滑电容器Cs1转移能量。而后，将输入到电压端子VH和Vcom之间的电压V2设置成降压到约1/4倍的电压V1并输出到电压端子VL和Vcom之间。此外，在各电容器Cr12、Cr23、Cr34上因为串联连接电感器Lr12、Lr23、Lr34构成LC串联体LC12、LC23、LC34，所以上述能量的转移成为利用共振现象的转移，能够高效率地转移大的能量。

此外，在本实施方式中，也因为在相邻的电路间连接LC串联体LC12、LC23、LC34，所以和在电路A1和其他的各电路A2～A4之间连接LC串联体LC12、LC13、LC14的情况相比，流过各LC串联体的电流增大，但具有能够将电容器Cr34的施加电压降低为电容器Cr14的1/3，将电容器Cr23的施加电压降低为电容器Cr13的1/2的效果。

此外，在本实施方式中，因为在整流电路A1中使用二极管，所以和使用了MOSFET的情况相比导通损失增大，但不需要驱动用的电源和电路。

如上所述虽然各列电路X、Y、Z动作，但驱动各列电路X、Y、Z的驱动信号和上述的实施方式1一样，在将周期作为T(用LC串联体决定的共振周期)一致的同时，在各列电路间将相位各偏移T/3(2π/3(rad))进行驱动(参照图3)。此外，3个列电路X、Y、Z共用平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4并联连接。由此，平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的放电时刻偏移，因为在列电路间让向着平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的放电电流柔和通过，所以流过平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的交流电流(纹波电流)降低。通过这样的平滑电容器的纹波电流降低，和上述的实施方式1一样，谋求可靠性的提高、电力变换效率的提高以及装置结构的小型化。

而且，在本实施方式中，列电路的个数以及相位差也并不限于上述情况，通过排列多个(n个)列电路并在各列电路间让相位偏移进行驱动，能够得到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流减少的效果。此外，让各列电路的相位各偏移2π/n(rad)是最有效的，进而，越增加列电路的个数n越能够降低平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流。

实施方式9

以下，说明本发明的实施方式9的DC/DC电力变换装置。

图11是表示采用本发明的实施方式9的DC/DC电力变换装置的电路结构的图。

如图11所示，DC/DC电力变换装置含有：分别由多级(这种情况下是4级)的电路A1～A4组成的3个列电路X、Y、Z；驱动用电源Vs1～Vs4；进行输入输出电压平滑化，此外还作为用于能量转移的电压源而发挥功能的平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4；控制电路130；输入输出电压端子Vcom、VL、VH。

在该实施方式中，在图1所示的电路结构中，将配设在各电路A1～A4之间的LC串联体以及输入电压端子的连接结构设置成不同结构。即，具备与平滑电容器Cs2的高电压一侧端子连接的电压端子VLh、与Cs2的低压侧端子连接的电压端子VL1，在电压端子VLh和VL1之间输入电压V1。此外，在成为规定的1个电路的电路A2和其他的各电路A1、A3、A4的中间端子间连接用电容器Cr12、Cr23、Cr24以及电感器Lr12、Lr23、Lr24的串联体结构具有作为能量转移元件而发挥功能的LC串联体LC12、LC23、LC24。将由各级的电感器Lr和电容器Cr的电感值和电容值决定的共振周期的值设定成分别相等。而后，DC/DC电力变换装置具有将输入到电压端子VLh和VL1间的电压V1设置成升压到约4倍的电压V2并输出到电压端子VH和Vcom之间的功能。

以下说明各电路X、Y、Z的动作。

各列电路X、Y、Z是具有将分别输入到电压端子VLh和VL1间的电压V1升压到约4倍的电压V2并输出到电压端子VH和Vcom间的功能的DC/DC变换器，电路A2作为将输入到电压端子VLh-VL1间的能量通过MOSFET(Mos2L，Mos2H)的通断动作送到高压侧和低压侧的驱动用逆变器电路而动作。此外，电路A1、A3、A4对用驱动逆变器A2驱动的电流进行整流，作为转移能量的整流电路而动作。

向着电路A1～A4内的MOSFET的选通信号GateL(GateL-X，GateL-Y，GateL-Z)、GateH(GateH-X，GateH-Y，GateH-Z)虽然和上述的实施方式1一样地生成，但流过电路A1～A4内的MOSFET的电流在这种情况下在驱动用逆变器电路A2内的MOSFET中从漏极向源极流过电流，在整流电路A1、A3、A4内的MOSFET中从源极向漏极流过电流。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的电容值和LC串联体的电容器Cr21、Cr23、Cr24的电容值比较设定在充分大的值。如上所述，因为将输入到电压端子VLh-VL1间的电压V1设置成升压到约4倍的电压V2并输出到电压端子VH-Vcom之间，所以在电压端子VH-Vcom之间连接负荷，电压V2成为比4×V1还低的值。在稳定状态中，向平滑电容器Cs2充电V1的电压，向平滑电容器Cs1、Cs3、Cs4平均地充电(V2-V1)/3的电压。

如果由输入到低压侧MOSFET的选通信号GateL(GateL-X，GateL-Y，GateL-Z)使作为各电路A1-A4的低压侧MOSFET的Mos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4L成为导通状态，因为有电压差，所以蓄积在平滑电容器Cs2、Cs3中的一部分的能量转移到电容器Cr23、Cr24，充电到Cr21的能量转移到平滑电容器Cs1。

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}3L\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Mos}2L$

$\mathrm{Cr}21\⇒\mathrm{Lr}21\⇒\mathrm{Mos}2L\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Mos}1L$

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Mos}4L\⇒\mathrm{Lr}24\⇒\mathrm{Cr}24\⇒\mathrm{Mos}2L$

以下，如果由输入到高压侧MOSFET的选通信号GateH(GateH-X，GateH-Y，GateH-Z)使作为各电路A1-A4的高压侧MOSFET的Mos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4H成为导通状态，因为有电压差，所以用以下所示的路径，充电到平滑电容器Cr23、Cr24中的能量转移的平滑电容器Cs3、Cs4，蓄积到平滑电容器Cs2中的一部分能量转移到Cr21。

$\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Mos}3H\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Mos}2H$

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}2H\⇒\mathrm{Lr}21\⇒\mathrm{Cr}21\⇒\mathrm{Mos}1H$

$\mathrm{Cr}24\⇒\mathrm{Lr}24\⇒\mathrm{Mos}4H\⇒\mathrm{Cs}4\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Mos}2H$

这样，通过电容器Cr12、Cr23、Cr24的充放电，从平滑电容器Cs2向平滑电容器Cs1、Cs3、Cs4转移能量。而后，将输入到电压端子VLh和VL1之间的电压V1设置成升压到约4倍的电压V2并输出到电压端子VH和Vcom之间。此外，在各电容器Cr21、Cr23、Cr24上因为串联连接电感器Lr21、Lr23、Lr24构成LC串联体LC21、LC23、LC24，所以上述能量的转移成为利用共振现象的转移，能够高效率地转移大的能量。

此外在本实施方式中，因为在整流电路A1、A3、A4中使用了MOSFET，所以与使用了二极管的情况相比能够降低导通损失，提高电力变换的效率。

此外，在本实施方式中，在在平滑电容器Cs2的两端子上连接成为输入端子的低压侧的电压端子VLh、VL1的驱动用逆变器电路A2和作为整流电路的其他的各电路A1、A3、A4之间连接LC串联体LC21、LC23、LC24。因此，和上述实施方式1一样，将流过各LC串联体LC21、LC23、LC24的电流值设置成和最小值相等，能够降低该电流值。因此，能够降低能量转移用的LC串联体LC21、LC23、LC24的电感器Lr、电容器Cr的电流额定值，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。

此外，在上述实施方式1中，将电压V1输入到平滑电容器Cs1的两端子上，但在该实施方式中，输入到位于被其他的电路夹着的中间的电路A2的平滑电容器Cs2的两端子。将在上述实施方式1中的LC串联体LC12、LC13、LC14的电容器Cr12、Cr13、Cr14的电压设置成V12r、V13r、V14r，如果将该实施方式中的LC串联体LC21、LC23、LC24的电容器Cr21、Cr23、Cr24的电压设置成V21、V23、V24，则成为下式。

V12r∶V13r∶V14r＝1∶2∶3

V21∶V23∶V24＝1∶1∶2

V21＝V23＝V12r

这样，通过将电压V1输入到位于被其他的电路夹着的中间的电路A2的平滑电容器Cs2的两端上，能够降低构成LC串联体的电容器的电压。因此能够比上述实施方式1进一步降低电容器Cr21、Cr23、Cr24的电压额定值，能够进一步使电容器小型化。

如上所述，虽然各列电路X、Y、Z动作，但驱动各列电路X、Y、Z的驱动信号和上述实施方式1一样，在将周期设置为T(用LC串联体决定的共振周期)使其一致的同时，在各列电路间让相位各偏离T/3(2π/3(rad))驱动(参照图3)。此外，3个列电路X、Y、Z共用平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4并联连接。由此，平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的放电时刻偏移，因为在列电路间让向着平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的放电电流柔和通过，所以流过平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的交流电流(纹波电流)降低。通过这样的平滑电容器的纹波电流降低，和上述的实施方式1一样，谋求可靠性的提高、电力变换效率的提高以及装置结构的小型化。

而且，在本实施方式中，列电路的个数以及相位差也并不限于上述情况，通过排列多个(n个)列电路在各列电路间让相位偏移进行驱动，能够得到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流减少的效果。此外，让各列电路的相位各偏移2π/n(rad)是最有效的，进而，越增加列电路的个数n越能够降低平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流。

实施方式10

在上述实施方式9中，示出将电压V1升压到约4倍的电压V2的升压型的DC/DC电力变换装置，但在本实施方式中，示出从电压V2降压到电压V1的降压型的DC/DC电力变换装置。

采用该实施方式的DC/DC电力变换装置的电路结构和在图11中表示的电路结构相同，在这种情况下各列电路X、Y、Z内的电路A1、A3、A4作为驱动用逆变器电路动作，电路A2对用驱动用逆变器电路驱动的电流进行整流，作为将能量向低压侧转移的整流电路而动作。

以下说明各列电路X、Y、Z的动作。

向着电路A1～A4内的MOSFET的选通信号GateL(GateL-X，GateL-Y，GateL-Z)、GateH(GateH-X，GateH-Y，GateH-Z)虽然和上述的实施方式2一样地生成，但流过电路A1～A4内的MOSFET的电流在这种情况下在驱动用逆变器电路A1、A3、A4内的MOSFET中从漏极向源极流过电流，在整流电路A2内的MOSFET中从源极向漏极流过电流。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的电容值和LC串联体的电容器Cr21、Cr23、Cr24的电容值比较设定在充分大的值。因为各列电路X、Y、Z是具有分别将输入到电压端子VH-Vcom间的电压V2设置成降压为约1/4倍的电压V1并输出到电压端子VLh-VL1之间的功能的DC/DC变换器，所以在电压端子VL-VL1之间连接负荷，电压V2成为比4×V1还高的值。在稳定状态中，向平滑电容器Cs2充电V1的电压，向平滑电容器Cs1、Cs3、Cs4平均地充电(V2-V1)/3的电压。

如果由输入到低压侧MOSFET的选通信号GateL(GateL-X，GateL-Y，GateL-Z)使作为各电路A1-A4的低压侧MOSFET的Mos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4L成为导通状态，因为有电压差，所以用以下所示的路径，蓄积在平滑电容器Cr23、Cr24中的能量转移到电容器Cs2、Cs3，蓄积到平滑电容器Cs1中的一部分能量转移到平滑电容器Cr21。

$\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Mos}3L\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}2L$

$\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Mos}2L\⇒\mathrm{Lr}21\⇒\mathrm{Cr}21\⇒\mathrm{Mos}1L$

$\mathrm{Cr}24\⇒\mathrm{Lr}24\⇒\mathrm{Mos}4L\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}2L$

以下，如果由输入到高压侧MOSFET的选通信号GateH(GateH-X，GateH-Y，GateH-Z)使作为各电路A1-A4的高压侧MOSFET的Mos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4H成为导通状态，因为有电压差，所以用以下所示的路径，蓄积到平滑电容器Cs3、Cs4中的一部分能量转移的平滑电容器Cr23、Cr24，充电到平滑电容器Cr21中的能量转移到Cs2。

$\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Mos}3H\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Mos}2H$

$\mathrm{Cr}21\⇒\mathrm{Lr}21\⇒\mathrm{Mos}2H\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}1H$

$\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{Cs}4\⇒\mathrm{Mos}4H\⇒\mathrm{Lr}24\⇒\mathrm{Cr}24\⇒\mathrm{Mos}2H$

这样，通过电容器Cr12、Cr23、Cr34的充放电，从平滑电容器Cs1、Cs3、Cs4向平滑电容器Cs2转移能量。而后，将输入到电压端子VH和Vcom之间的电压V2设置成降压到约1/4倍的电压V1输出到电压端子VLh和VL1之间。此外，在各电容器Cr21、Cr23、Cr24上因为串联连接电感器Lr21、Lr23、Lr24构成LC串联体LC21、LC23、LC24，所以上述能量的转移成为利用共振现象的转移，能够高效率地转移大的能量。

此外在本实施方式中，因为在整流电路A2中使用了MOSFET，所以与使用了二极管的情况相比能够降低导通损失，提高电力变换的效率。

此外，在本实施方式中，在在平滑电容器Cs2的两端子上连接成为输入端子的低压侧的电压端子VLh、VL1的整流电路A2和作为驱动用逆变器电路的其他的各电路A1、A3、A4之间连接LC串联体LC21、LC23、LC24。因此，和上述实施方式9一样，将流过各LC串联体LC21、LC23、LC24的电流值设置成和最小值相等，能够降低该电流值。因此，能够降低能量转移用的LC串联体LC21、LC23、LC24的电感器Lr、电容器Cr的电流额定值，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。

此外，因为从位于被其他的电路夹着的中间的电路A2的平滑电容器Cs2的两端子输出，所以和实施方式9一样，能够降低构成LC串联体的电容器的电压。因此，与上述实施方式1相比能够进一步降低电容器Cr21、Cr23、Cr24的电压额定值，能够进一步使电容器小型化。

如上所述虽然各列电路X、Y、Z动作，但驱动各列电路X、Y、Z的驱动信号和上述的实施方式1一样，在将周期设置为T(用LC串联体决定的共振周期)使其一致的同时，在各列电路间让相位各偏移T/3(2π/3(rad))进行驱动(参照图3)。此外，3个列电路X、Y、Z共用平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4且并联连接。由此，平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的充放电时刻偏移，因为在列电路间让向着平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的放电电流柔和通过，所以流过平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的交流电流(纹波电流)降低。通过这样的平滑电容器的纹波电流降低，和上述的实施方式1一样，谋求可靠性的提高、电力变换效率的提高以及装置结构的小型化。

而且，在本实施方式中，列电路的个数以及相位差也并不限于上述情况，通过排列多个(n个)列电路在各列电路间让相位偏移进行驱动，能够得到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流减少的效果。此外，让各列电路的相位各偏移2π/n(rad)是最有效的，进而，越增加列电路的个数n越能够降低平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流。

此外，在上述的实施方式9中表示 $V1\⇒V2$ 的升压型DC/DC电力变换装置，在上述实施方式10中表示 $V2\⇒V1$ 的降压型DC/DC电力变换装置，但也能够一并具有上述实施方式9、10的功能实现双向能量转移。在这种情况下，在V1×4＞V2时和上述实施方式3一样进行升压动作，在V1×4＜V2时进行和上述实施方式4一样的降压动作。

在这样控制的升降压型的DC/DC电力变换装置中，在能够得到和上述实施方式1、2一样的效果的同时，能够用1个电路实现双向的能量转移，能够广泛地利用。

此外，在上述实施方式9、10中，虽然将电压V1的输入输出端子连接在电路A2的平滑电容器Cs2的两端子上，但只要是在位于被其他电路夹着的中间的电路的平滑电容器两端子即可，例如也可以和平滑电容器Cs3的两端子连接。在这种情况下，各LC串联体连接在电路A3和其它的各电路A1、A2、A4之间。

此外，如上述实施方式9、10所示，在多级的电路A1～A4内，在位于被其他的电路夹着的中间位置的电路的平滑电容器的两端子上连接输入输出端子的结构也适用于上述实施方式3、4。即，在相邻的各电路、(A1，A2)(A2，A3)(A3，A4)的中间端子间连接LC串联体，例如，在电路A2的平滑电容器Cs2的两端子上连接电压V1的输入输出端子。在这种情况下，如果将在把电压V1输入到平滑电容器Cs1的两端子上的形态(实施方式3，4)中的LC串联体LC12、LC23、LC34的电流设置为I12r、I23r、Ir34，如本实施方式所示将在把电压V1输入到平滑电容器Cs2的两端子上的形态中的LC串联体的电流设置为I12、I23、I34，则：

I12r∶I23r∶I34r＝3∶2∶1

I12∶I23∶I34＝1∶2∶1

I12＝I34＝I34r

因此，如上所述在能够降低LC串联体的电容器的电压的同时，还能够降低LC串联体的电流，能够使LC串联体的电感器小型化。此外通过排列这样的多个(n个)列电路，让相位在各列电路间偏移并进行驱动，能够得到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流减少的效果。

进而，在多级的电路A1～A4内，在位于被其他的电路夹着的中间位置的电路的平滑电容器的两端子上连接输入输出端子那样构成的列电路中，也可以将作为整流电路动作的电路如上述实施方式5～8所示那样，串联连接作为低压侧元件、高压侧元件的2个二极管来构成。

在上述各实施方式1～10中，在连接于多级的电路A1～A4的各电路间用于能量转移的电容器上，串联连接电感器构成LC串联体，进行利用共振现象的能量转移。也可以不在该电容器上连接电感器而只用电容器转移能量，将这样构成的多个列电路共用平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4且并联连接。而后，通过在各列电路间使驱动周期一致地让相位偏移驱动，和上述各实施方式一样，能够得到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的纹波电流减少的效果。在这种情况下，如果将列电路的数设为n，则让各列电路的相位各偏移2π/n(rad)也是最有效的。

此外，在上述各实施方式中，虽然说明了升降压的电压比是4的DC/DC电力变换装置，但改变构成各列电路的多级电路的级数来改变升降压比，也能够使用上述各实施方式得到同样的效果。

此外，在上述各实施方式中，在驱动用逆变器电路、整流电路内的开关元件中使用了在源、漏间形成寄生二极管的功率MOSFET，但也可以是IGBT等，在控制电极中能够控制通断动作的其他的半导体开关元件，在这种情况下，使用反向并联连接二极管的开关元件，该二极管起到功率MOSFET的寄生二极管的功能。

在上述实施方式1～10中，表示了并联连接的多个列电路X、Y、Z是相同的电路结构的电路，但也可以是不同的电路结构，例如可以是在上述实施方式1中表示了列电路X的电路结构，在上述实施方式3中表示了列电路Y、Z的电路结构。在这种情况下，通过将构成各列电路的多级电路的级数设置成相同，在列电路间有效地让向着各平滑电容器的放电电流柔和通过，能够有效地降低流过平滑电容器的纹波电流。

实施方式11

以下，对于构成并联配置的多个列电路的多级电路的级数不同的装置表示本发明的实施方式11的DC/DC电力变换装置。

图12是表示本发明的实施方式11的DC/DC电力变换装置的电路结构的图。

如图12所示，DC/DC电力变换装置含有：由4级的电路A1～A4组成的列电路X以及由2级的电路B1、B2组成的列电路Y；驱动用电源Vs1～Vs4；对输入输出电压进行平滑化，此外还具有作为用于能量转移的电压源而发挥功能的平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4；控制电路130；输入输出电压端子Vcom、VL、VH1、VH2。

列电路X的结构和上述实施方式1一样。

列电路Y串联连接作为低压侧元件、高压侧元件的2个MOSFET(Mos1L，Mos1H)、(Mos2L，Mos2H)，串联连接与各平滑电容器Cs1、Cs2的两端之间连接的2级的电路B1、B2而构成。并且，将各电路B1、B2内的2个MOSFET的连接点作为中间端子，在2个电路B1、B2的中间端子间，连接用电容器Cr12以及电感器Lr12的串联体结构的作为能量转移元件而发挥功能的LC串联体LC12。设定由各LC串联体LC12的电感值和电容值决定的共振周期的值使其和用配置在列电路X内的各LC串联体决定的共振周期的值相等。而且，各MOSFET是在源、漏间形成有寄生二极管的功率MOSFET。

此外，列电路Y具备用于驱动各电路B1、B2内的MOSFET的选通驱动电路111～112以及光耦合器(121L，121H)、(122L，122H)。进而具备选通信号输入端子Tm-GL、Tm-GH，和成为电源输入端子或者平滑电容器连接端子的Tm-Com、Tm-Vs1、Tm-Vs2、Tm-Cs1、Tm-Cs2。

此外，输入输出电压端子Vcom、VL和上述实施方式1一样与平滑电容器Cs1的两端连接，电压端子VH1与平滑电容器Cs4的高压端子连接，电压端子VH2与平滑电容器Cs的高压端子(平滑电容器Cs3的低压端子)连接。

在这样构成的DC/DC电力变换装置中，在电压端子VL-Vcom间输入电压V1，在从电压端子VH1-Vcom间输出升压到4倍的电压V2的同时，从电压端子VH2-Vcom间输出升压为2倍的电压V3。

从控制电路130向各列电路X、Y的每个输出选通信号(GateL-X，GatH-X)、(GateL-Y，GatH-Y)，用这些选通信号驱动各列电路X、Y。对各列电路X、Y的选通信号和上述实施方式1相同，列电路X的动作如实施方式1中说明的那样。

以下说明列电路Y的动作。

电路B1作为驱动用逆变器电路动作，电路B2作为整流电路动作。

电压V3成为比2×V1还低的值。在稳定状态下，向平滑电容器Cs1充电V1的电压，向平滑电容器Cs2平均充电V3-V1的电压。

如果由向着低压侧MOSFET的选通信号GateL-Y使各电路B1、B2的低压侧的Mos1L、Mos2L成为导通状态，因为有电压差，所以蓄积在平滑电容器Cs1中的一部分能量用以下所示的路径转移到电容器Cr12。

$\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{Mos}2L\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Mos}1L$

以下，如果由向着高压侧MOSFET的选通信号GateH-Y使作为各电路B1、B2的高压侧MOSFET的Mos1H、Mos2H成为导通状态，因为有电压差，所以充电到电容器Cr12中的能量经由以下所示的路径转移到平滑电容器Cs2。

$\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{Mos}2H\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Mos}1H$

这样，在列电路Y中，通过电容器Cr12的充放电，从平滑电容器Cs1向平滑电容器Cs2转移能量。而后，将输入到电压端子VL和Vcom间的电压V1设置成升压为约2倍的电压V3将其输出到电压端子VH2和Vcom间。此外，在各电容器Cr12上因为串联连接电感器Lr12构成LC串联体LC12，所以上述能量转移利用共振现象，能够高效率地转移大的能量。

此外这种情况下也是因为在整流电路B2中使用了MOSFET，所以与使用二极管的情况相比能够减少导通损失，能够提高电力变换效率。

如上所述虽然各列电路X、Y动作，但在这种情况下，因为列电路是2个，所以驱动各列电路X、Y的驱动信号在将周期作为T(用LC串联体决定的共振周期)使其一致的同时，在各列电路间让相位各偏移T/2(2π/2(rad))并进行驱动。此外，2个列电路X、Y因为共用平滑电容器Cs1、Cs2，所以在列电路间向着平滑电容器Cs1、Cs2的充放电电流柔和通过，流过平滑电容器Cs1、Cs2的交流电流(纹波电流)降低。通过这样的平滑电容器的纹波电路降低，如上所述，谋求可靠性的提高、电力变换效率的提高，以及装置构成的小型化。

此外，在这种情况下，因为将排列在电压端子VH2-Vcom间的电路多个(2个)并排排列，所以和电压V1比较当电压V3的输出电力大的情况下，能够降低DC/DC电力变换装置的电力损失从而抑制发热。

Claims (10)

1.一种DC/DC电力变换装置，其特征在于：

串联连接由驱动用逆变器电路和整流电路构成的多个电路，其中，驱动用逆变器电路的构成为：串联连接由半导体开关元件形成的高压侧元件以及低压侧元件并与平滑电容器的正负端子间连接，整流电路的构成为：串联连接由半导体开关元件或者二极管元件形成的高压侧元件以及低压侧元件并与平滑电容器的正负端子间连接，并且把上述各电路内的上述高压侧元件和上述低压侧元件的连接点作为中间端子，在成为上述电路间的该中间端子间配置能量转移用电容器，构成由多个电路组成的列电路，

共用上述平滑电容器，并联连接有n个该列电路，其中n是大于等于2的整数，

驱动上述各列电路的驱动信号在使驱动周期一致的同时针对各列电路的每一个使其相位偏移。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于：

驱动上述n个列电路的各驱动信号的相位分别相差2π/n。

3.根据权利要求1或者2所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于：

构成上述各列电路的多个电路的个数相同。

4.根据权利要求1或者2所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于：

在上述多个电路内相邻的各电路的上述中间端子间分别连接上述能量转移用电容器。

5.根据权利要求1或者2所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于：

上述列电路在上述多个电路内，在规定的电路的上述平滑电容器的正负端子上连接输入输出用的电压端子，上述规定的电路其两侧与上述多级电路内的其他的电路连接并位于中间。

6.根据权利要求1或者2所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于：

上述列电路在上述多个电路内，在规定的1个电路的上述平滑电容器的正负端子上连接输入输出用的电压端子的同时，在上述规定的1个电路和其他的各电路的上述中间端子间分别连接上述能量转移用电容器。

7.根据权利要求6所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于：

上述规定的1个电路其两侧与上述多个电路内的其他的电路连接并位于中间。

8.根据权利要求1或者2所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于：

和上述能量转移用电容器串联配置电感器。

9.根据权利要求8所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于：

由上述能量转移用电容器和上述电感器组成、配置在上述电路间的多个串联体，用电容器电容值和电感值决定的共振周期分别相等。

10.根据权利要求1或者2所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于：

上述各半导体开关元件是将在源极-漏极间具有寄生二极管的功率MOSFET或者将二极管相反并联连接的半导体开关元件。

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