JP4931987B2 - 電源装置 - Google Patents

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Description

この発明は、磁石式発電機を用いた電源装置に関するものである。
従来の例えば下記特許文献１等に開示された磁石式交流発電機を用いた電源装置がある。これらの電源装置は概して、磁石式交流発電機、整流回路、発電電圧制御回路で構成されている。磁石式交流発電機で発電された電力は、整流回路により直流に変換され、発電電圧制御回路に入力される。発電電圧制御回路では、例えば蓄電装置などの電気的負荷の電圧に合わせた電圧になるように短絡制御、あるいは開放制御が行われ、電気的負荷へ電力が供給される。
特許第４１００７９３号公報
従来の磁石式交流発電機を用いた電源装置では、発電機単体での発電電圧を電気的負荷の電圧に合わせて制御している。このため、発電機は単一の発電電圧での発電を強いられていた。一方、磁石式交流発電機は、回転子の回転数によって発電効率が最大となる発電電圧が異なる。このため、従来の電源装置における発電機では、必ずしも良好な発電効率となる発電電圧での発電が行われていなかった。
また、発電電圧制御回路においては、電気的負荷への電力供給を電気的負荷の状態のみに合わせて制御されていた。しかし、電源装置が搭載される例えば発動機等の場合、発電機への回転力供給装置(自動車の場合であればエンジン)の状態は常に変化しており、回転力供給装置側が高負荷、低効率で運転されている場合でも、電気的負荷側の状態にのみ合わせて発電を行うため、非効率的であった。
一方、磁石式交流発電機は、回転子の回転速度によって発電電力が異なっており、従来の電源装置における磁石式交流発電機では、電気的負荷に必要な発電が必ずしも常時、行われているわけではなかった。
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、磁石式発電機を用いた電源装置において、従来より発電効率を向上させること等を目的とする。
この発明は、界磁を構成する磁石を有する回転子、前記回転子の回転により固定子巻線に交流電流を発生させる固定子からなる磁石式発電機と、前記磁石式発電機で発生させた交流電流を直流電流に整流する整流部と、前記整流部の直流出力電圧を電力供給を受ける電気的負荷の入力端子間電圧に変圧する変圧比可変の直流電圧変圧装置と、前記磁石式発電機の回転子の回転に係る運転状態信号またはさらに前記電気的負荷の電気的負荷状態信号に従って前記直流電圧変圧装置における変圧比を制御する電圧制御部と、を備えた電源装置であって、前記直流電圧変圧装置が、変圧比をＮ倍または１／Ｎ倍の複数段に切換可能であり、前記電圧制御部が、前記運転状態信号またはさらに前記電気的負荷状態信号に従って前記直流電圧変圧装置の変圧比を複数段に制御して、前記直流電圧変圧装置で発生する電圧を前記電気的負荷で必要な電圧に変圧し、前記運転状態信号が回転子の回転速度信号を含み、前記電圧制御部が、前記直流電圧変圧装置の変圧比を、前記回転速度信号に応じて前記磁石式発電機の発電効率のよいものに制御し、前記運転状態信号が前記回転子にトルクを供給する回転力供給装置の負荷状態信号をさらに含み、前記電圧制御部が、前記負荷状態信号が高負荷状態を示す時に、前記直流電圧変圧装置の変圧比を、前記回転速度信号に応じて前記回転子への入力トルクが低いものに制御する、ことを特徴とする電源装置等にある。
この発明では磁石式発電機を用いた電源装置において、従来より発電効率を向上させることができる。
この発明の実施の形態１における電源装置の全体構成を示す図である。 この発明の実施の形態１等における直流電圧変圧装置を構成する回路の一例を示す図である。 この発明の実施の形態１における磁石式発電機の回転速度に対する出力電力および発電効率の関係を示す図である。 この発明の実施の形態１における回転速度と変圧比の切換えのタイミングの関係を示す図である。 この発明の実施の形態２における電源装置の全体構成を示す図である。 この発明の実施の形態２等における直流電圧変圧装置を構成する回路の一例を示す図である。 この発明の実施の形態３における電源装置の全体構成を示す図である。 この発明の実施の形態３等における直流電圧変圧装置を構成する回路の一例を示す図である。 この発明の実施の形態４における電源装置の全体構成を示す図である。 この発明の実施の形態５における電源装置の全体構成を示す図である。 この発明の実施の形態６における電源装置の全体構成を示す図である。 この発明の実施の形態６における電源装置の磁石式発電機の回転速度と入力トルクの関係を示す図である。 この発明の実施の形態６における回転速度と変圧比の切換えのタイミングの関係を示す図である。 この発明による電源装置の直流電圧変圧装置が昇圧形の電力変換回路で構成された場合の動作を説明するための図である。 この発明による電源装置の直流電圧変圧装置を構成する昇圧形の回路の一例を示す図である。 この発明の実施の形態７における電源装置の全体構成を示す図である。 実施の形態７等における磁石式発電機の回転速度に対する変圧比、出力電力、入力トルクの関係を示す図である。 この発明の実施の形態８における電源装置の全体構成を示す図である。 この発明の実施の形態８における磁石式発電機の回転速度に対する変圧比、出力電力との関係を示す図である。 この発明の実施の形態８における経過時間に対する磁石式発電機の出力電力の変化を示す図である。 この発明の実施の形態８における経過時間に対する磁石式発電機への入力トルクの変化を示す図である。 この発明の実施の形態８における回転速度と変圧比の切換えのタイミングの関係を示す図である。 この発明の実施の形態９における電源装置の全体構成を示す図である。 この発明の実施の形態１０における電源装置の全体構成の一例を示す図である。 この発明の実施の形態１０における電源装置の全体構成の別の例を示す図である。 この発明の実施の形態１０における磁石式発電機の回転速度に対する変圧比、出力電力の関係を示す図である。 この発明の実施の形態１０における経過時間に対する磁石式発電機の出力電力の変化を示す図である。 この発明の実施の形態１０における経過時間に対する磁石式発電機への入力トルクの変化を示す図である。 実施の形態１０における回転速度と変圧比の切換えのタイミングの関係を示す図である。
この発明の電源装置は、発電効率が従来より向上するような発電電圧で発電するとともに、直流電圧変圧装置により電気的負荷の電圧に合わせて変圧することで、従来より高い出力電流を得ることを可能にするものである。
また、上記発電機の発電電圧を制御すると共に、直流電圧変圧装置により電気的負荷の電圧に合わせて変圧することで、発電電流の制御も可能となる。これにより、発電電流を抑制する制御を行った場合、回転力供給装置からの入力トルク(入力エネルギー)が抑制され、回転力供給装置の負荷軽減が可能となる。この場合、制御には、回転力供給装置の運転状態(負荷状態)情報を用いて行う。
従来の発電機の発電電圧は、負荷の特性に依存しており、例えば負荷が端子電圧１４Ｖのバッテリであれば、発電電圧は１４Ｖとなる。これに対しこの発明では直流電圧変圧装置の変圧比を切換えることが可能なので、直流電圧変圧装置への入力電圧すなわち発電機の発電電圧を任意の電圧に設定することができる。これにより、変圧比を切換えることで、高出力電流が得られる発電電圧もしくは、入力トルク(入力エネルギー)を低減できる発電電圧での運転が可能になる。
(１)直流電圧変圧装置の変圧比を変更することで、発電電圧を変化させて電力の大きさをコントロールする。負荷の特性がバッテリのように１４Ｖ一定電圧の場合、発電機の動作は変圧比により１４Ｖ，２８Ｖ，４２Ｖ等に変化し、出力電力および入力トルク(入力エネルギー)が変化する。
(２)整流部のＳＣＲ等で電力の供給有無をコントロールする。負荷がバッテリの場合、過充電(過電圧)状態となることを防止するため、整流部のＳＣＲ等で電力の供給有無をコントロールし、バッテリ電圧が一定の範囲内になるようにする。
以下、この発明による電源装置を各実施の形態に従って図面を用いて説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における電源装置の全体構成を示す図である。この実施の形態１における電源装置は、磁石式(交流)発電機１と、磁石式発電機１で発生させた電力を供給する電気的負荷である蓄電装置２と、磁石式発電機１で発生させた交流電流を直流電流に整流する整流部３と、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎと、整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔの電圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を変更するための直流電圧変圧装置４０と、変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を制御する電圧制御部５から構成される。
磁石式発電機１は、円筒形の支持体内側に回転方向(円周方向)に沿って複数に分割された界磁磁石を有する回転子１ａと、Δ結線された固定子巻線を有する固定子１ｂから構成される。回転子１ａは回転力供給装置ＲＳの回転を伝達する回転軸ＲＡに接続されている。例えば車載用の電源装置の場合、回転力供給装置ＲＳは内燃機関であり、回転子１ａは、内燃機関のクランクシャフトに直結もしくはクランクシャフトにベルトやギア等を介して接続された回転軸ＲＡに接続されている。回転軸の回転とともに回転子１ａが回転することで、固定子１ｂの固定子巻線に交流電流が発生する。固定子１ｂ側に発生した交流電流は、整流部３に設けられた６つのダイオードＤで構成される３相ダイオードブリッジにより直流電流に整流される。
直流電圧変圧装置４０は整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔを蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎに変圧して蓄電装置２に供給する。この時の変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)は、磁石式発電機１や回転力供給装置ＲＳの運転状態を示す信号である、例えば回転子１ａの回転速度に従って電圧制御部５により制御される。なお、運転状態を示す信号として、回転子１ａのための回転速度センサ(図示省略)からの信号がある。また、電源装置が車両に搭載されているものである場合、運転状態を示す信号として、例えば回転子１ａが結合されている内燃機関のクランクシャフトの回転速度を示す回転速度センサや内燃機関の電子制御装置(共に図示省略)等から得られる回転速度信号がある。
図２に直流電圧変圧装置４０を構成する回路の一例を示す。図２は降圧形の非絶縁ＤＣ／ＤＣ電力変換回路４である。入力側のコンデンサＣｉの両端には整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔを受ける一対の入力端子が設けられている。コンデンサＣｉには並列に、ＭＯＳＦＥＴ(電界効果トランジスタ：以下単にトランジスタとする)からなるトランジスタＭＯＳ０と電流帰還用のダイオードＤ０の直列回路が接続されている。ダイオードＤ０にはインダクタＬｃと出力側のコンデンサＣｏからなる直列回路が並列に接続されている。コンデンサＣｏの両端には蓄電装置２の入力端子間に接続される一対の出力端子が設けられ、電圧Ｖｂｉｎが蓄電装置２に供給される。
そして電圧制御部５により、回転子１ａの回転速度を示すまたはこれに相当する運転状態を示す信号に従って、トランジスタＭＯＳ０のゲート端子への信号が制御されて、入力側のコンデンサＣｉと出力側のコンデンサＣｏの変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)が調整される。
図３にこの発明の実施の形態１における磁石式発電機１の発電特性を示す。図３の(ａ)は磁石式発電機１の発電電圧(Ｖｒｏｕｔ)が１４Ｖ、２８Ｖ、４２Ｖである場合における、回転子１ａの回転速度と磁石式発電機１の出力電力(Ｗ)との関係、(ｂ)は同様な場合における回転子１ａの回転速度と磁石式発電機１の発電効率(％)との関係を示す。図３中の発電電圧が１４Ｖと２８Ｖの出力特性の交点の回転速度をα、２８Ｖと４２Ｖの出力特性の交点の回転速度をβとする。(ａ)(ｂ)から、回転速度がα未満の領域ｎ１では、発電電圧が１４Ｖの時、出力電力が大きくかつ発電効率が高くなる。また、回転速度がα以上β未満の領域ｎ２では、発電電圧が２８Ｖの時、出力電力が大きくかつ発電効率が高くなる。また、回転速度がβ以上の領域ｎ３では、発電電圧が４２Ｖの時、出力電力が大きくかつ発電効率が高くなる。上記、それぞれの回転速度領域ｎ１，ｎ２，ｎ３において、直流電圧変圧装置４０での変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を電圧制御部５でそれぞれ１／１倍、１／２倍、１／３倍に切換えて制御することで蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎを１４Ｖとした状態で充電でき、従来の単一の発電電圧での発電に比べて、出力電力および発電効率を向上させることができる。
さらに図４に示すように、回転速度上昇時と下降時の変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を切換えるタイミングにヒステリシスを設けることで、微小な回転変動によるチャタリングを防止することができる。図４において、横軸は回転子１ａの回転速度、縦軸は変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を示す。図４に示すように変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を１／１倍から１／２倍に切換える回転速度をα、１／２倍から１／１倍に切換える回転速度をα＃、１／２倍から１／３倍に切換える回転速度をβ、１／３倍から１／２倍に切換える回転速度をβ＃とした場合、α＞α＃、β＞β＃とし、回転速度上昇時と下降時の変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を切換えるタイミングにヒステリシスを設けることで、微小な回転変動によるチャタリングを防止することができる。
なお、上記説明では、変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を１／１倍、１／２倍、１／３倍の３段階で切換えているが、段数はこれに限定されるものではなく、Ｎ段階(Ｎは自然数)のもので実施することができる。さらに変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を連続的に切換えた場合、更に最適な発電電圧で動作させることができるため、出力電力および発電効率をより向上させることができる。
以上の動作を実現するために、磁石式発電機１に関して図３の(ａ)(ｂ)に示した発電電圧と、回転子の回転速度と、磁石式発電機の出力電力(Ｗ)との関係、および発電電圧と、回転子の回転速度と、磁石式発電機の発電効率(％)との関係を予め測定等により求め、これらに基づく回転子の回転速度と発電効率の良い直流電圧変圧装置４０での変圧比との関係を示すテーブルを電圧制御部５のメモリＭに制御用情報として予め格納しておく。そして電圧制御部５は、回転子の回転速度が入力されると、このテーブルに従って変圧比を求め、その変圧比になるように直流電圧変圧装置４０の図２に示したトランジスタＭＯＳ０のスイッチ制御を行うようにする。また、上述の変圧比を切換えるタイミングにヒステリシスを設ける場合には、回転速度上昇時と下降時のそれぞれのための回転子の回転速度と直流電圧変圧装置での変圧比のテーブルを電圧制御部５のメモリＭに予め格納しておけばよい。
実施の形態２．
図５はこの発明の実施の形態２における電源装置の全体構成を示す図である。上記実施の形態のものと同一もしくは相当部分は同一符号で示し詳細な説明は省略する(以下同様)。図５の電源装置では、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎと、整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔの電圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を変更するための直流電圧変圧装置４０の回路４ａの構成がことなる。従って電圧制御部５の変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を制御する動作も異なる。
図６に直流電圧変圧装置４０の回路４ａの一例を示す(但し図２、図５と図面上、左右逆な状態で示されている)。図６の回路４ａは多段階に変圧可能なＤＣ／ＤＣ電力変換回路で構成されており、ＤＣ／ＤＣ電力変換回路で整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔを蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎに変圧した後、蓄電装置２に供給する。この時の変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)は上記実施の形態と同様に、回転子１ａの回転速度等の運転状態に従って電圧制御部５により制御される。
図６は３段に変圧可能なＤＣ／ＤＣ電力変換回路の一例である。低圧側から高圧側へ３つの平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３が直列に接続されている。平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３にはそれぞれ逆流防止用のダイオードＤ２，Ｄ３が並列に接続されている。ダイオードＤ２とダイオードＤ３は互いに直列に接続されている。そして一番低圧側の平滑コンデンサＣｓ１の両端には、整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔを受ける一対の入力端子と、さらに蓄電装置２の入力端子間に接続されて電圧Ｖｂｉｎを供給する一対の出力端子が接続されている。
平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３にはそれぞれ、高圧側ＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＭＯＳ１Ｈ〜ＭＯＳ３Ｈと低圧側ＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＭＯＳ１Ｌ〜ＭＯＳ３Ｌの一対のトランジスタの直列回路が並列に接続されている。これによりトランジスタＭＯＳ１Ｌ、ＭＯＳ１Ｈ、ＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ３Ｌ、ＭＯＳ３Ｈが順次直列に接続されるようにされている。
トランジスタＭＯＳ１ＨとトランジスタＭＯＳ１Ｌの接続点とトランジスタＭＯＳ３ＨとトランジスタＭＯＳ３Ｌの接続点との間には、エネルギー移行用のコンデンサＣｒ１３が接続されている。トランジスタＭＯＳ１ＨとトランジスタＭＯＳ１Ｌの接続点とトランジスタＭＯＳ２ＨとトランジスタＭＯＳ２Ｌの接続点との間には、エネルギー移行用のコンデンサＣｒ１２が接続されている。
平滑コンデンサＣｓ２と平滑コンデンサＣｓ３の接続点となるトランジスタＭＯＳ２ＨとトランジスタＭＯＳ３Ｌの接続点と、ダイオードＤ２のカソードとダイオードＤ３のアノードとの接続点間には、ＭＯＳＦＥＴからなる切換え用のトランジスタＳ１１が接続されている。平滑コンデンサＣｓ１と平滑コンデンサＣｓ２の接続点となるトランジスタＭＯＳ１ＨとトランジスタＭＯＳ２Ｌの接続点と、ダイオードＤ２のアノード側である高圧側の入力端子の間には、ＭＯＳＦＥＴからなる切換え用のトランジスタＳ１２が接続されている。
次に、図６のＤＣ／ＤＣ電力変換回路の動作について説明する。なお、以下の各種トランジスタ等の制御は電圧制御部５の制御により行われる。このＤＣ／ＤＣ電力変換回路は、切換用のトランジスタＳ１１がオフ、Ｓ１２がオンの時、整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔと蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎの変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)が１／１となるように動作し、トランジスタＳ１１がオン、Ｓ１２がオフの時、変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)が１／２となるように、トランジスタＳ１１がオフ、Ｓ１２がオフの時、変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)が１／３となるように動作する。
上記の制御の上で、その他のトランジスタＭＯＳ１Ｌ〜ＭＯＳ３Ｈのゲート端子への信号が制御されて、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎ、すなわち直流電圧変圧装置４０の出力電圧が所望の電圧に制御される。
トランジスタＳ１１がオフ、トランジスタＳ１２がオンの時、整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔは端子ＶａＨ１−ＶａＬ間に印加され、変圧されることなく出力端子ＶｂＨ−ＶｂＬより、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎとして出力される。
トランジスタＳ１１がオン、トランジスタＳ１２がオフの時、整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔは端子ＶａＨ２−ＶａＬ間に印加される。また、高圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈと、低圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌに交互にオン・オフを繰り返させる。高圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈが共にオン状態になると、電圧差があるため、平滑コンデンサＣｓ２に蓄えられた一部のエネルギーが、以下に示す経路を経由してコンデンサＣｒ１２に移行する。
Ｃｓ２→ＭＯＳ２Ｈ→Ｃｒ１２→ＭＯＳ１Ｈ
次いで、低圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌが共にオン状態になると、電圧差があるため、コンデンサＣｒ１２に充電されたエネルギーが、以下に示す経路を経由して平滑コンデンサＣｓ１に移行する。
Ｃｒ１２→ＭＯＳ２Ｌ→Ｃｓ１→ＭＯＳ１Ｌ
このように、コンデンサＣｒ１２の充放電により、平滑コンデンサＣｓ２から平滑コンデンサＣｓ１にエネルギーが移行される。そして、端子ＶａＨ２−ＶａＬ間に入力された整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔを約１／２倍に降圧された電圧にして出力端子ＶｂＨ−ＶｂＬより、蓄電装置２への入力端子間電圧Ｖｂｉｎとして出力させる。
トランジスタＳ１１がオフ、Ｓ１２がオフの時、整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔは端子ＶａＨ３−ＶａＬ間に印加される。また、高圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ３Ｈ、ＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈと、低圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ３Ｌ、ＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌに交互にオン・オフを繰り返させる。高圧側ＭＯＳＦＥＴであるＭＯＳ３Ｈ、ＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈが共にオン状態になると、電圧差があるため、平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３に蓄えられた一部のエネルギーが、以下に示す経路を経由してコンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３に移行する。
Ｃｓ２→Ｃｓ３→ＭＯＳ３Ｈ→Ｃｒ１３→ＭＯＳ１Ｈ
Ｃｓ２→ＭＯＳ２Ｈ→Ｃｒ１２→ＭＯＳ１Ｈ
次いで、低圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ３Ｌ、ＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌが共にオン状態になると、電圧差があるため、コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３に充電されたエネルギーが、以下に示す経路を経由して平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２に移行する。
Ｃｒ１３→ＭＯＳ３Ｌ→Ｃｓ２→Ｃｓ１→ＭＯＳ１Ｌ
Ｃｒ１２→ＭＯＳ２Ｌ→Ｃｓ１→ＭＯＳ１Ｌ
このように、コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３の充放電により、平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３から平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２にエネルギーが移行される。そして、端子ＶａＨ３−ＶａＬ間に入力された整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔを約１／３倍に降圧された電圧にして出力端子ＶｂＨ−ＶｂＬより、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎとして出力させる。
そして上記実施の形態１の電源装置と同様に、図３に示すように、磁石式発電機１のそれぞれの回転速度領域ｎ１，ｎ２，ｎ３によって、図６の回路４ａでの変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を電圧制御部５でそれぞれ１／１倍、１／２倍、１／３倍に切換えて制御することで、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎを１４Ｖとした状態で充電でき、従来の単一の発電電圧での発電に比べて、出力電力および発電効率を向上させることができる。
さらに、図２に示す降圧形の非絶縁ＤＣ／ＤＣ電力変換回路(直流電圧変圧装置)と比べ、各部に印加される電圧が１／３に分圧されるため、実施の形態１と比べて低耐圧の小型素子を選定することが可能となるため、直流電圧変圧装置４０の回路の小型・軽量化、コスト低減を図ることができる。
実施の形態３．
図７はこの発明の実施の形態３における電源装置の全体構成を示す図である。上記各実施の形態のものと同一もしくは相当部分は同一符号で示し詳細な説明は省略する。図７の電源装置では、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎと、整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔの電圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を変更するための直流電圧変圧装置４０の回路４ｂの構成がことなる。従って電圧制御部５の変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を制御する動作も異なる。
図８に直流電圧変圧装置４０の回路４ｂを構成する３段に変圧可能なＤＣ／ＤＣ電力変換回路の一例を示す(但し図７と図面上、左右逆な状態で示されている)。図６に示す回路４ａと異なる部分は、エネルギー移行用のコンデンサＣｒ１２が充放電する経路内にインダクタＬｒ１２が挿入されており、またエネルギー移行用のコンデンサＣｒ１３が充放電する経路内にインダクタＬｒ１３が挿入されている。そしてエネルギー移行用のコンデンサＣｒ１２およびインダクタＬｒ１２の直列回路からなるＬＣ直列回路ＬＣ１２と、エネルギー移行用のコンデンサＣｒ１３およびインダクタＬｒ１３の直列回路からなるＬＣ直列回路ＬＣ１３の共振周期が同じとなるように設定されている。
次に、図８のＤＣ／ＤＣ電力変換回路の動作について説明する。なお、以下の各種トランジスタ等の制御は電圧制御部５の制御により行われる。このＤＣ／ＤＣ電力変換回路は、切換用のトランジスタＳ１１がオフ、Ｓ１２がオンの時、整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔと蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎの変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)が１／１となるように動作し、トランジスタＳ１１がオン、Ｓ１２がオフの時、変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)が１／２となるように、トランジスタＳ１１がオフ、Ｓ１２がオフの時、変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)が１／３となるように動作する。
トランジスタＳ１１がオフ、トランジスタＳ１２がオンの時、整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔは端子ＶａＨ１−ＶａＬ間に印加され、変圧されることなく出力端子ＶｂＨ−ＶｂＬより、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎとして出力される。
トランジスタＳ１１がオン、トランジスタＳ１２がオフの時、整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔは端子ＶａＨ２−ＶａＬ間に印加される。また、高圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈと、低圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌに、ＬＣ直列回路ＬＣ１２の共振周期Ｔとほぼ同等の周期で、デューティ比が約５０％で、交互にオン・オフを繰り返えさせる。高圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈが共にオン状態になると、電圧差があるため、平滑コンデンサＣｓ２に蓄えられた一部のエネルギーが、以下に示す経路を経由してコンデンサＣｒ１２に移行する。
Ｃｓ２→ＭＯＳ２Ｈ→Ｃｒ１２→Ｌｒ１２→ＭＯＳ１Ｈ
次いで、低圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌが共にオン状態になると、電圧差があるため、コンデンサＣｒ１２に充電されたエネルギーが、以下に示す経路を経由して平滑コンデンサＣｓ１に移行する。
Ｃｒ１２→ＭＯＳ２Ｌ→Ｃｓ１→ＭＯＳ１Ｌ→Ｌｒ１２
このように、コンデンサＣｒ１２の充放電により、平滑コンデンサＣｓ２から平滑コンデンサＣｓ１にエネルギーが移行される。そして、端子ＶａＨ２−ＶａＬ間に入力された整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔを約１／２倍に降圧された電圧にして出力端子ＶｂＨ−ＶｂＬより、蓄電装置２への入力端子間電圧Ｖｂｉｎとして出力させる。
トランジスタＳ１１がオフ、Ｓ１２がオフの時、整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔは端子ＶａＨ３−ＶａＬ間に印加される。また、高圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ３Ｈ、ＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈと、低圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ３Ｌ、ＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌに、ＬＣ直列回路ＬＣ１２およびＬＣ１３の共振周期Ｔとほぼ同等の周期で、デューティ比が約５０％で、交互にオン・オフを繰り返させる。高圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ３Ｈ、ＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈが共にオン状態になると、電圧差があるため、平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３に蓄えられた一部のエネルギーが、以下に示す経路を経由してコンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３に移行する。
Ｃｓ２→Ｃｓ３→ＭＯＳ３Ｈ→Ｃｒ１３→Ｌｒ１３→ＭＯＳ１Ｈ
Ｃｓ２→ＭＯＳ２Ｈ→Ｃｒ１２→Ｌｒ１２→ＭＯＳ１Ｈ
次いで、低圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ３Ｌ、ＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌが共にオン状態になると、電圧差があるため、コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３に充電されたエネルギーが、以下に示す経路を経由して平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２に移行する。
Ｃｒ１３→ＭＯＳ３Ｌ→Ｃｓ２→Ｃｓ１→ＭＯＳ１Ｌ→Ｌｒ１３
Ｃｒ１２→ＭＯＳ２Ｌ→Ｃｓ１→ＭＯＳ１Ｌ→Ｌｒ１２
このように、コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３の充放電により、平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３から平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２にエネルギーが移行される。そして、端子ＶａＨ３−ＶａＬ間に入力された整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔを約１／３倍に降圧された電圧にして出力端子ＶｂＨ−ＶｂＬより、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎとして出力させる。
そして上記実施の形態１の電源装置と同様に、図３に示すように、磁石式発電機１のそれぞれの回転速度領域ｎ１，ｎ２，ｎ３によって、図８の回路４ｂでの変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を電圧制御部５でそれぞれ１／１倍、１／２倍、１／３倍に切換えて制御することで、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎを１４Ｖとした状態で充電でき、従来の単一の発電電圧での発電に比べて、出力電力および発電効率を向上させることができる。
さらに、図２に示す降圧形の非絶縁ＤＣ／ＤＣ電力変換回路(直流電圧変圧装置)と比べ、各部に印加される電圧が１／３に分圧されるため、実施の形態１と比べて低耐圧の素子を選定することが可能となるため、小型・軽量化、コスト低減を図ることができる。
さらに、コンデンサＣｒ１２にはインダクタＬｒ１２を、コンデンサＣｒ１３にはインダクタＬｒ１３を直列に接続し、直列回路ＬＣ１２およびＬＣ１３を構成しているため、上記エネルギーの移行は共振現象を利用したものとなり、スイッチング素子の状態が変化(オン⇔オフ)する時の過渡的な損失が少なくなり、回路を冷却するための放熱器(図示省略)を小さくすることができる。また、スイッチング素子のスイッチング時の過渡的な損失が少なくなるため、スイッチング周波数を高くすることができる。すなわち、ＬＣ直列回路ＬＣ１２およびＬＣ１３の共振周波数を高くし、エネルギー移行用のコンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３の容量値、およびインダクタＬｒ１２、Ｌｒ１３のインダクタ値を共に小さく設定することができるため、回路素子の小型・軽量化、コスト低減を図ることができる。
実施の形態４．
図９はこの発明の実施の形態４における電源装置の全体構成を示す図である。上記実施の形態のものと同一もしくは相当部分は同一符号で示し詳細な説明は省略する。図９の電源装置では、整流部３ａが上記実施の形態のものと異なる構成を有する。また、直流電圧変圧装置４０は上記実施の形態のいずれのＤＣ／ＤＣ電力変換回路でも構成され得る。
整流部３ａに設けられた３相ダイオードブリッジには、負波側はダイオードＤであるが、正波側がダイオードの代わりにサイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３で構成されている。そして蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎ(または直流電圧変圧装置４０の出力電圧)が所定値以上の場合、サイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３のゲート信号をオフすることで、整流部３ａから直流電圧変圧装置４０への電気的な導通を遮断し、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎが所定値未満の場合、サイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３のゲート信号をオンすることで、整流部３ａから直流電圧変圧装置４０へ電気的に導通させることで、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎを所定値に調整する。
なお、整流部３ａに上記機能を持たせるために、電圧制御部５は、電圧検出器(図示省略)により蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎまたは直流電圧変圧装置４０の出力電圧を検出し、検出電圧と制御目標である所定値との比較結果(所定値以上か未満か)に従って、各サイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３へのゲート信号を変更する。そのために電圧制御部５は、上記制御目標である所定値をメモリＭに制御用情報として格納する。
なお、サイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３が磁石式発電機１の出力を開放するために整流部３ａからの直流電圧変圧装置４０への電気的な導通を遮断(開放)する開放手段を構成する。またこの開放手段と電圧制御部５で出力制御手段を構成する。
この実施の形態による電源装置によれば、蓄電装置２への電流供給量が過剰な場合に回転子１ａの回転速度を変更させることなく、蓄電装置２への電流供給量を調整できる。
さらに、磁石式発電機１の無負荷誘起電圧は、通常の負荷状態の電圧に比べて高くなり、無負荷誘起電圧を見越した高耐圧の素子を使用する必要があるが、整流部３ａで電気的な導通を遮断することにより、無負荷誘起電圧を見越した高耐圧の素子の使用は整流部３ａのみでよく、直流電圧変圧装置４０には低耐圧の素子を選定することができ、小型・軽量化、コスト低減を図ることができる。
実施の形態５．
図１０はこの発明の実施の形態５における電源装置の全体構成を示す図である。上記実施の形態のものと同一もしくは相当部分は同一符号で示し詳細な説明は省略する。図１０の電源装置では、整流部３ｂが上記実施の形態のものと異なる構成を有する。また、直流電圧変圧装置４０は上記実施の形態のいずれのＤＣ／ＤＣ電力変換回路でも構成され得る。
整流部３ｂに設けられた３相ダイオードブリッジには、磁石式発電機１からの入力される３相の各入力端子と負波側ダイオードＤのアノード端子の間に、３相の各入力端子から負波側ダイオードＤのアノード端子への方向を順方向として、それぞれサイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３が配設され、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎ(または直流電圧変圧装置４０の出力電圧)が所定値以上の場合、サイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３のゲート信号をオンすることで、磁石式発電機１の出力端を電気的に短絡(還流)し、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎが所定値未満の場合、サイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３のゲート信号をオフすることで、整流部３ｂに設けられた３相ダイオードブリッジを介して、直流電圧変圧装置４０に直流電流を供給することで、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎを所定値に調整する。
なお、整流部３ｂに上記機能を持たせるために、電圧制御部５は、電圧検出器(図示省略)により蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎまたは直流電圧変圧装置４０の出力電圧を検出し、検出電圧と制御目標である所定値との比較結果(所定値以上か未満か)に従って、各サイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３へのゲート信号を変更する。そのために電圧制御部５は、上記制御目標である所定値をメモリＭに制御用情報として格納する。
なお、サイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３が磁石式発電機１の出力を短絡する短絡手段を構成する。またこの短絡手段と電圧制御部５で出力制御手段を構成する。
この実施の形態による電源装置によれば、蓄電装置２への電流供給量が過剰な場合に回転子１ａの回転速度を変更させることなく、蓄電装置２への電流供給量を調整できる。
さらに、整流部３ｂにおいても、磁石式発電機１の無負荷誘起電圧が直接印加されることがなくなるため、無負荷誘起電圧を見越した高耐圧の大型素子を使用する必要がなくなるため、整流部３ｂおよび直流電圧変圧装置４０に低耐圧の小型素子を選定することができ、小型・軽量化、コスト低減を図ることができる。
実施の形態６．
図１１はこの発明の実施の形態６における電源装置の全体構成を示す図である。上記実施の形態のものと同一もしくは相当部分は同一符号で示し詳細な説明は省略する。図１１の電源装置では、直流電圧変圧装置４０における変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)は回転子１ａの回転速度および回転力供給装置の運転負荷状態などに従って電圧制御部５により制御される。そのために電圧制御部５はこれらに必要な情報を例えばテーブル等にして制御用情報として予めメモリＭに格納している。また、直流電圧変圧装置４０は上記実施の形態のいずれのＤＣ／ＤＣ電力変換回路でも構成され得る。
図１２にこの実施の形態における磁石式発電機１の発電電圧が１４Ｖ、２８Ｖ、４２Ｖの場合の回転速度と、磁石式発電機１への入力トルクとの関係を示す。図中の１４Ｖの入力トルクと、４２Ｖの入力トルクの交点の回転速度をα２とすると、回転速度がα２未満の領域ｎ１では、発電電圧が４２Ｖの時、入力トルク(入力エネルギー)が小さくなる。また、回転速度がα２以上の領域ｎ２では、発電電圧が１４Ｖの時、入力トルク(入力エネルギー)が小さくなる。回転力供給装置の運転負荷状態が高負荷状態(例えば、加速時、登坂時等)と判定された場合、上記、それぞれの回転速度領域ｎ１，ｎ２によって、直流電圧変圧装置４０での変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を電圧制御部５でそれぞれ１／３倍(ｎ１領域)、１／１倍(ｎ２領域)に切換えて制御することで、磁石式発電機１への入力トルクを低減することができ、ひいては回転力供給装置の負荷の軽減が可能となる。
なお、回転力供給装置の運転負荷状態は、例えば回転力供給装置が内燃機関であれば、内燃機関の電子制御装置等から運転負荷状態を示す信号が得られる。
さらに、図１３に示すように変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を１／３倍から１／１倍に切換える回転速度をα２ｂ、１／１倍から１／３倍に切換える回転速度をα２ａとした場合、α２ｂ＞α２ａとすることで、回転速度上昇時と下降時の変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を切換えるタイミングにヒステリシスを設け、微小な回転変動によるチャタリングを防止することができる。
従ってこの実施の形態では電圧制御部５はさらに、回転力供給装置が高負荷状態の際に設定する図１２、１３に示す変圧比と回転速度領域に関する情報を例えばテーブル等にして制御用情報としてメモリＭに格納している。
上記実施の形態６において、電圧制御部５は、回転力供給装置の負荷状態が低負荷状態(例えばと減速・空走時、降坂時等)と判定された場合には、直流電圧変圧装置４０の変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)により蓄電装置２に供給される電流が最大になるように制御する。
なおこの発明における回転力供給装置の負荷状態を示す信号として、具体的には、例えば内燃機関の回転数を示す信号を電圧制御部５に入力する。また、回転力供給装置の高負荷状態(例えば、加速時、登坂時等)、低負荷状態(例えば、減速・空走時、降坂時等)をより正確に判定する場合に、電圧制御部５が、内燃機関の電子制御装置等から、例えば内燃機関の吸気管内圧、内燃機関のスロットル開度、内燃機関を冷却する冷却水の温度を示す信号のうちのいずれか１つを入力して予め格納した基準値に従い負荷状態を判断してもよい。さらに電圧制御部５が、上記信号のうちの複数を入力し、これらを組合わせたものに基づいて、予め格納した基準に従い負荷状態を判断してもよい。
なお上記実施の形態１から８の説明では、直流電圧変圧装置として降圧形のＤＣ／ＤＣ電力変換回路で構成されたものを示したので、直流電圧変圧装置の変圧比が１／Ｎ倍(Ｎ：自然数)と１以下であった。しかしながら直流電圧変圧装置は昇圧形のＤＣ／ＤＣ電力変換回路で構成してもよく、その場合には直流電圧変圧装置の変圧比はＮ倍(Ｎ：自然数)と１以上となる。
図１４にその場合のこの発明の磁石式発電機１の発電特性を示す。(ａ)は磁石式発電機１の発電電圧(Ｖｒｏｕｔ)が１４Ｖ、２１Ｖ、４２Ｖである場合における、回転子の回転速度と磁石式発電機１の出力電力(Ｗ)との関係、(ｂ)は同様な場合における回転子の回転速度と磁石式発電機１の発電効率(％)との関係を示す。図１４の(ａ)(ｂ)中の発電電圧が１４Ｖと２１Ｖの出力特性の交点の回転速度をαａ、２１Ｖと４２Ｖの出力特性の交点の回転速度をβａとする。例えば、図１４における磁石式発電機１の発電特性におけるそれぞれの回転速度領域ｎ１，ｎ２，ｎ３において、直流電圧変圧装置４０での変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を電圧制御部５でそれぞれ３倍、２倍、１倍に切換えて制御することで蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎを４２Ｖとした状態で充電でき、従来の単一の発電電圧での発電に比べて、出力電力および発電効率を向上させることができる。
図１５には直流電圧変圧装置４０を昇圧形のＤＣ／ＤＣ電力変換回路で構成した場合の回路の一例を示す。図１５は図８の降圧形の回路に対応するもので、入力端子間電圧Ｖｂｉｎと出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔの接続位置が入れ換わっている。またトランジスタＳ１、Ｓ２、Ｓ３とダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３が異なる。なお、図６の降圧形の回路を同様な形式で変更することで昇圧形の回路を構成することができる。
次に、図１５のＤＣ／ＤＣ電力変換回路の動作について説明する。なお、以下の各種トランジスタ等の制御は電圧制御部５の制御により行われる。このＤＣ／ＤＣ電力変換回路は、切換用のトランジスタＳ１がオン、Ｓ２・Ｓ３がオフの時には整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔと蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎの変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)が１／１となるように動作し、トランジスタＳ２がオン、Ｓ１・Ｓ３がオフの時には変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)が２倍となるように、トランジスタＳ３がオン、Ｓ１・Ｓ２がオフの時には変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)が３倍となるように動作する。
トランジスタＳ１がオン、トランジスタＳ２がオフ、トランジスタＳ３がオフの時、整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔは端子ＶｂＨ−ＶｂＬ間に印加され、変圧されることなく出力端子ＶａＨ１−ＶａＬより、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎとして出力される。
トランジスタＳ１がオフ、トランジスタＳ２がオン、トランジスタＳ３がオフの時、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎには端子ＶａＨ２−ＶａＬ間の電圧が印加される。また、高圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈと、低圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌは、ＬＣ直列回路ＬＣ１２の共振周期Ｔとほぼ同等の周期で、デューティ比が約５０％で交互にオン・オフを繰り返えさせ、低圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌが共にオン状態になると、電圧差があるため、平滑コンデンサＣｓ１に蓄えられた一部のエネルギーが、以下に示す経路を経由してコンデンサＣｒ１２に移行する。
Ｃｓ１→ＭＯＳ２Ｌ→Ｃｒ１２→Ｌｒ１２→ＭＯＳ１Ｌ
次いで、高圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈが共にオン状態になると、電圧差があるため、コンデンサＣｒ１２に充電されたエネルギーが、以下に示す経路を経由して平滑コンデンサＣｓ２に移行する。
Ｃｒ１２→ＭＯＳ２Ｈ→Ｃｓ２→ＭＯＳ１Ｈ→Ｌｒ１２
このように、コンデンサＣｒ１２の充放電により、平滑コンデンサＣｓ１から平滑コンデンサＣｓ２にエネルギーが移行される。そして、端子ＶｂＨ−ＶｂＬ間に入力された整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔを約２倍に昇圧された電圧にして出力端子ＶａＨ２−ＶａＬより、蓄電装置２への入力端子間電圧Ｖｂｉｎとして出力される。
トランジスタＳ１がオフ、トランジスタＳ２がオフ、トランジスタＳ３がオンの時、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎには端子ＶａＨ３−ＶａＬ間の電圧が印加される。また、高圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ３Ｈ、ＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈと、低圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ３Ｌ、ＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌは、ＬＣ直列回路ＬＣ１２およびＬＣ１３の共振周期Ｔとほぼ同等の周期で、デューティ比が約５０％で交互にオン・オフを繰り返しさせ、低圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ３Ｌ、ＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌが共にオン状態になると、電圧差があるため、平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２に蓄えられた一部のエネルギーが、以下に示す経路を経由してコンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３に移行する。
Ｃｓ１→Ｃｓ２→ＭＯＳ３Ｌ→Ｃｒ１３→Ｌｒ１３→ＭＯＳ１Ｌ
Ｃｓ１→ＭＯＳ２Ｌ→Ｃｒ１２→Ｌｒ１２→ＭＯＳ１Ｌ
次いで、高圧側ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭＯＳ３Ｈ、ＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈが共にオン状態になると、電圧差があるため、コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３に充電されたエネルギーが、以下に示す経路を経由して平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３に移行する。
Ｃｒ１３→ＭＯＳ３Ｈ→Ｃｓ３→Ｃｓ２→ＭＯＳ１Ｈ→Ｌｒ１３
Ｃｒ１２→ＭＯＳ２Ｈ→Ｃｓ２→ＭＯＳ１Ｈ→Ｌｒ１２
このように、コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３の充放電により、平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２から平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３にエネルギーが移行される。そして、端子ＶｂＨ−ＶｂＬ間に入力された整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔを約３倍に昇圧された電圧にして出力端子ＶａＨ３−ＶａＬより、蓄電装置２の入力端子間電圧Ｖｂｉｎとして出力される。
この発明の電源装置は、直流電圧変圧装置により例えば蓄電装置(バッテリ)等からなる電気的負荷の電圧に合わせて変圧することで、従来より高い出力電流を得ることができる。また、直流電圧変圧装置により電気的負荷の電圧に合わせて変圧することで、発電電流を抑制することができ、回転力供給装置からの入力トルク(入力エネルギー)が抑制され、回転力供給装置の負荷軽減が可能となる。
上記実施の形態１から８では、電気的負荷が蓄電装置(バッテリ)である場合について説明した。以下の実施の形態では電気的負荷を、特に電気的負荷量(消費電量等)に変化のあるものとして電気的負荷装置とした場合について説明する。
実施の形態７．
図１６はこの発明の実施の形態７における電源装置の全体構成を示す図を示す。上記実施の形態のものと同一もしくは相当部分は同一符号で示し詳細な説明は省略する。電気的負荷である電気的負荷装置２ａは磁石式発電機１で発生させた電力による給電をうける。
直流電圧変圧装置４０は図２に示す降圧形の非絶縁ＤＣ／ＤＣ電力変換回路４で構成されており、ＤＣ／ＤＣ電力変換回路４で整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔを電気的負荷装置２ａの入力端子間電圧Ｖｂｉｎに変圧して、電気的負荷装置２ａに供給する。このときの変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)は、回転子１ａの回転速度等の運転状態を示す信号、および例えばセンサーや電子機器等からなる電気的負荷装置２ａの電気的負荷状態を示す信号に従って電圧制御部５により制御される。なお、実施の形態６〜８で説明した回転力供給装置ＲＳの運転負荷状態を考慮する機能を有する場合には、運転状態を示す信号として回転力供給装置の運転負荷状態を示す信号も含まれる(以下同様)。
図１７の(ａ)(ｂ)にこの発明の実施の形態７における磁石式発電機１の発電特性を示す。図１７の(ａ)は直流電圧変圧装置４０での変圧比が１／３、１／２、１／１の場合における、回転子１ａの回転速度と磁石式発電機１の出力電力(Ｗ)の関係、(ｂ)は同様な場合における回転子１ａの回転速度と磁石式発電機１への入力トルクとの関係を示す。
図１７の(ａ)(ｂ)に示すように、回転子１ａの回転速度がＮｅのときの電気的負荷装置２ａの電気的負荷である消費電力をＷｌｏａｄとすると、変圧比を１／２とした場合、電気的負荷装置２ａの消費電力Ｗｌｏａｄ以上の出力電力Ｗ１／２を供給できる。これは変圧比を１／３とした場合に比べ、回転力供給装置ＲＳから回転子１ａに供給される入力トルクが小さくなる。すなわち、変圧比を１／１とした場合に比べ、消費電力Ｗｌｏａｄに対して不足していた出力電力を供給できるとともに、変圧比を１／３にした場合に大きかった入力トルクを低減でき、発電のために必要となる回転子１ａを回転させるエネルギーを低減できる。したがって、回転力供給装置の負荷を抑えても必要な電力が得られ、従来より発電効率を向上させることができる。回転力供給装置が内燃機関の場合には燃費の向上等が可能となる。
なお、以上の動作を実現するために図１７の(ａ)(ｂ)に示した、磁石式発電機１に関する回転子の回転速度(r/min)と磁石式発電機の出力電力(Ｗ)と変圧比との関係、および回転子の回転速度(r/min)と磁石式発電機の入力トルク(Ｎｍ)と変圧比との関係を予め測定等により求め、テーブルにして電圧制御部５のメモリＭに制御用情報として予め格納しておく。そして電圧制御部５は、運転状態信号として回転子の回転速度を示す信号および電気的負荷状態信号として電気的負荷装置２ａの電気的負荷状態を示す信号(例えば消費電力Ｗｌｏａｄを示す消費電力信号)が入力される。そしてテーブルに従って、電気的負荷装置２ａの消費電力Ｗｌｏａｄを供給することがき、かつ回転力供給装置ＲＳから回転子１ａに供給される入力トルクがより小さくなる変圧比を求める。そして求めた変圧比になるように、直流電圧変圧装置４０の図２に示した非絶縁ＤＣ／ＤＣ電力変換回路４のトランジスタＭＯＳ０のスイッチ制御を行うようにする。この制御は例えば所定の単位制御期間に基づき、周期的に連続して行われる。
また、上述の変圧比を切換えるタイミングにヒステリシスを設ける場合には、例えば回転速度の上昇時と下降時での変圧比切換点のずらし量を例えば回転速度量(図４参照)として予め決めて電圧制御部５のメモリＭに格納しておく。そして電圧制御部５は、最新の変圧比の切換え時の回転速度を常に記憶し、回転速度が上昇と下降の間で切り換わりかつ変圧比の切換えが生じる場合には、記憶された変圧比の切換え時の回転速度に上記ずらし量を加算または減算した回転速度に至った時点で変圧比の切換えを行うようにする。
なお、電気的負荷装置２ａの電気的負荷状態を示す信号としては、電気的負荷装置２ａから消費電力を示す信号を直接受けてもよく、また動作状態信号等からなる電気的負荷状態を示す信号を電圧制御部５で受けて、該信号を、例えばメモリＭに予め格納した換算表で消費電力に換算するようにしてもよい。
実施の形態８．
図１８はこの発明の実施の形態８における電源装置の全体構成を示す図である。図１８の電源装置では、電気的負荷装置２ａの入力端子間電圧Ｖｂｉｎと、整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔの変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を変更するための直流電圧変圧装置４０の回路４ａが図６に示した多段階に変圧可能なＤＣ／ＤＣ電力変換回路で構成されている。
多段階に変圧可能なＤＣ／ＤＣ電力変換回路４ａは、整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔを電気的負荷装置２ａの入力端子間電圧Ｖｂｉｎに変圧した後、電気的負荷装置２ａに供給する。この時の変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)は、回転子１ａの回転速度信号等の運転状態信号と、電気的負荷装置２ａの消費電力信号等の電気的負荷状態信号に従って電圧制御部５により制御される。電圧制御部５により制御されるＤＣ／ＤＣ電力変換回路４ａの変圧比切り換え動作は図６で説明したものと同じである。
上記実施の形態７の電源装置と同様に、図１７に示すように、変圧比を１／２とした場合、電気的負荷装置の消費電力Ｗｌｏａｄ以上の出力電力Ｗ１／２を供給できるとともに、変圧比を１／３とした場合に比べ、回転力供給装置ＲＳから回転子１ａに供給される入力トルクが小さくなる。すなわち、変圧比が１／１の場合に比べ消費電力Ｗｌｏａｄに対して不足していた出力電力を供給でき、変圧比が１／３の場合に比べ大きかった入力トルクを低減でき、発電のために必要となる回転子１ａを回転させるエネルギーを低減できる。したがって、回転力供給装置の負荷を抑えても必要な電力が得られ、従来より発電効率を向上させることができる。回転力供給装置が内燃機関の場合には燃費の向上等が可能となる。
さらに上述のように図２の回路と比べ、各部に印加される電圧が１／３に分圧されるため低耐圧の回路素子を選定できるので、直流電圧変圧装置４０の小型・軽量化、コスト低減を図ることができる。
さらに、図１９〜２１を用いてこの実施の形態８における電圧制御部５によるその他の制御例を説明する。図１９は直流電圧変圧装置４０での変圧比が１／３、１／２、１／１の場合の、回転子１ａの回転速度(r/min)と磁石式発電機１の出力電力(Ｗ)の関係、図２０は経過時間(ｓ)に対する磁石式発電機１の出力電力(Ｗ)の変化、図２１は経過時間(ｓ)に対する磁石式発電機１への入力トルク(Ｎｍ)の変化を示す。回転速度がＮｅのときの電気的負荷装置２ａの消費電力をＷｌｏａｄ、変圧比がそれぞれ１／３、１／２、１／１のときの磁石式発電機１の出力電力をＷ１／３、Ｗ１／２、Ｗ１／１とする。
変圧比がｍ１＝１／１、ｍ２＝１／２であり、変圧比ｍ１での出力電力をＷｍ１(＝Ｗ１／１)、電流供給時間をｔｍ１、および変圧比ｍ２での出力電力をＷｍ２(＝Ｗ１／２)、電流供給時間をｔｍ２、但し(ｔｍ１＋ｔｍ２)は所定の単位制御期間、とすると、
Ｗｌｏａｄ≦Ｗｍ１×ｔｍ１／(ｔｍ１＋ｔｍ２)＋Ｗｍ２×ｔｍ２／(ｔｍ１＋ｔｍ２)
が成り立つように、電圧制御部５により変圧比ｍ１およびｍ２でのそれぞれの動作時間(電流供給時間ｔｍ１、ｔｍ２：実際には１単位制御期間内の時間比率)を制御する。これにより、電気的負荷装置２ａの消費電力に対して、少なくとも必要な出力電力を供給が可能となる。また変圧比を１／２または１／３に固定する場合に比べ、回転力供給装置ＲＳから磁石式発電機１へ入力される入力トルクを低減可能とする。すなわち、発電のために必要となる回転子１ａを回転させるエネルギーを低減でき、従来より発電効率を向上させることができる。
さらに、変圧比がｍ３＝１／１、ｍ４＝１／３であり、変圧比ｍ３での出力電力をＷｍ３(＝Ｗ１／１)、電流供給時間をｔｍ３、および変圧比ｍ４での出力電力をＷｍ４(＝Ｗ１／３)、電流供給時間をｔｍ４、但し(ｔｍ３＋ｔｍ４)は上記所定の単位制御期間、とすると、
Ｗｌｏａｄ≦Ｗｍ３×ｔｍ３／(ｔｍ３＋ｔｍ４)＋Ｗｍ４×ｔｍ４／(ｔｍ３＋ｔｍ４)
が成り立ち、かつそれぞれの変圧比ｍ１、ｍ２、ｍ３、ｍ４のときに回転力供給装置ＲＳから磁石式発電機１へ入力される入力トルクをそれぞれＴｍ１(＝Ｔ１／１)、Ｔｍ２(＝Ｔ１／２)、Ｔｍ３(＝Ｔ１／１)、Ｔｍ４(＝Ｔ１／３)とすると、
Ｔｍ１×ｔｍ１／(ｔｍ１＋ｔｍ２)＋Ｔｍ２×ｔｍ２／(ｔｍ１＋ｔｍ２)
＞Ｔｍ３×ｔｍ３／(ｔｍ３＋ｔｍ４)＋Ｔｍ４×ｔｍ４／(ｔｍ３＋ｔｍ４)
が成り立つ場合に、変圧比ｍ１(＝１／１)およびｍ２(＝１／２)での動作をｍ３(＝１／１)およびｍ４(＝１／３)での動作に切換える。これにより、入力トルクをさらに低減可能にする。すなわち、発電のために必要となる回転子１ａを回転させるエネルギーをさらに低減でき、発電効率をさらに向上させることができる。
また、
|Ｔｍ１−Ｔｍ２|＞|Ｔｍ３−Ｔｍ４|
が成り立つ場合には、変圧比ｍ１(＝１／１)およびｍ２(＝１／２)での動作をｍ３(＝１／１)およびｍ４(＝１／３)での動作に切換えることで、変圧比切換時の入力トルクの変動を低減できる。これによりさらに、回転力供給装置の負荷の軽減が可能となり、回転力供給装置が内燃機関の場合には、回転変動を抑制できることで操縦安定性が向上するなどの効果を得ることができる。なお、図２１に示す変圧比ｍ１＝１／１、ｍ２＝１／２、ｍ３＝１／１、ｍ４＝１／３の組合せの場合、
|Ｔｍ１−Ｔｍ２|＜|Ｔｍ３−Ｔｍ４|
となるため、変圧比ｍ１およびｍ２での動作をｍ３およびｍ４での動作に切換えることなく動作させるほうが、入力トルクの変動が低い。
また、
|Ｗｍ１−Ｗｍ２|＞|Ｗｍ３−Ｗｍ４|
が成り立つ場合に、変圧比ｍ１(＝１／１)およびｍ２(＝１／２)での動作をｍ３(＝１／１)およびｍ４(＝１／３)での動作に切換えることで、変圧比切換時の出力電力の変動を低減できる。すなわち、電気的負荷装置に供給する電流の変動を低減することができるため、電気的負荷装置の電圧変動による誤動作を低減できるだけでなく、過大な電流の変動に伴う電波ノイズについても低減できるため、他の電子機器での誤動作等も低減可能となる。なお、図２１に示す変圧比ｍ１＝１／１、ｍ２＝１／２、ｍ３＝１／１、ｍ４＝１／３の組合せの場合、
|Ｗｍ１−Ｗｍ２|＜|Ｗｍ３−Ｗｍ４|
となるため、変圧比ｍ１およびｍ２での動作をｍ３およびｍ４での動作に切換えることなく動作させるほうが、出力電力の変動が低い。
なお、以上の動作を実現するためには上記実施の形態と同様に、図１７の(ａ)(ｂ)に示した、変圧比と磁石式発電機１に関する回転子１ａの回転速度(r/min)と磁石式発電機１の出力電力(Ｗ)の関係、および変圧比と回転子１ａの回転速度(r/min)と磁石式発電機１の入力トルク(Ｎｍ)の関係を予め測定等により求め、テーブルにして電圧制御部５のメモリＭに制御用情報として予め格納しておく。そして電圧制御部５は、回転子の回転速度信号および電気的負荷装置２ａの電気的負荷状態を示す信号が入力されると、上記テーブルおよび上記の処理に従って変圧比および変圧比切換タイミングを求め、これらに基づき直流電圧変圧装置４０の非絶縁ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の各トランジスタのスイッチ制御を行うようにする。
また、上述の変圧比を切換えるタイミングにヒステリシスを設ける場合には、実施の形態７で説明したものと同様な制御を追加する。これにより例えば図２２に示すように、変圧比ｍ１(＝１／１)とｍ２(＝１／２)での動作と、ｍ３(＝１／１)とｍ４(＝１／３)での動作の間の切換えにヒステリシスを設けてもよい。
実施の形態９．
図２３はこの発明の実施の形態９における電源装置の全体構成を示す図である。図２３の電源装置では、電気的負荷装置２ａの入力端子間電圧Ｖｂｉｎと、整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔの変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)を変更するための直流電圧変圧装置４０の回路４ｂが図８に示した多段階に変圧可能なＤＣ／ＤＣ電力変換回路で構成されている。
多段階に変圧可能なＤＣ／ＤＣ電力変換回路４ｂは、整流部３の出力端子間電圧Ｖｒｏｕｔを電気的負荷装置２ａの入力端子間電圧Ｖｂｉｎに変圧した後、電気的負荷装置２ａに供給する。この時の変圧比(Ｖｂｉｎ／Ｖｒｏｕｔ)は、回転子１ａの回転速度信号等の運転状態信号と電気的負荷装置２ａの消費電力信号等の電気的負荷状態信号に従って電圧制御部５により制御される。電圧制御部５により制御されるＤＣ／ＤＣ電力変換回路４ｂの変圧比切り換え動作は図８で説明したものと同じであり、また電圧制御部５の制御動作は上記実施の形態７、８(実施の形態８のその他の制御例も含む)で説明したものと同じである。
これにより、上記実施の形態７，８の電源装置において上記実施の形態３で説明した効果が得られる。
実施の形態１０．
図２４はこの発明の実施の形態１０における電源装置の全体構成を示す図である。図２４の電源装置では、整流部３ａの構成が異なる。また、直流電圧変圧装置４０の回路は上記実施の形態のいずれのＤＣ／ＤＣ電力変換回路４〜４ｂでも構成され得る。そして実施の形態７〜９で説明したいずれかの変圧比制御による出力電力制御を行う。
整流部３ａに設けられた３相ダイオードブリッジは、実施の形態４の図９で示したものと同様に、負波側はダイオードＤであるが、正波側がダイオードの代わりにサイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３(開放手段)で構成されている。そして電気的負荷装置２ａの入力端子間電圧Ｖｂｉｎ(または直流電圧変圧装置４０の出力電圧)が所定値以上の場合、サイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３のゲート信号をオフすることで、整流部３ａから直流電圧変圧装置４０への電気的な導通を遮断し、磁石式発電機１の出力端子を開放する。また、電気的負荷装置２ａの入力端子間電圧Ｖｂｉｎが所定値未満の場合、サイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３のゲート信号をオンすることで、整流部３ａから直流電圧変圧装置４０へ電気的に導通させることで、電気的負荷装置２ａの入力端子間電圧Ｖｂｉｎを所定値に調整する。
なお、整流部３ａに上記機能を持たせるために、電圧制御部５は、電圧検出器(図示省略)により電気的負荷装置２ａの入力端子間電圧Ｖｂｉｎまたは直流電圧変圧装置４０の出力電圧を検出し、検出電圧と制御目標である所定値との比較結果(所定値以上か未満か)に従って、各サイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３へのゲート信号を変更する。そのために電圧制御部５は、上記制御目標である所定値をメモリＭに制御用情報として格納する。
なお、サイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３が磁石式発電機１の出力を開放するために整流部３ａからの直流電圧変圧装置４への電気的な導通を遮断(開放)する開放手段を構成する。またこの開放手段と電圧制御部５で出力制御手段を構成する。
この実施の形態による電源装置によれば、電気的負荷装置２ａへの電力供給量が過剰な場合に回転子１ａの回転速度を変更させることなく、電気的負荷装置２ａへの電力供給量を調整できる。
なお、整流部３ａの代わりに図２５に示すように整流部３ｂを設けてもよい。整流部３ｂは実施の形態５の図１０で示したものと同様に、３相ダイオードブリッジに対して、磁石式発電機１からの入力される３相の各入力端子と負波側ダイオードＤのアノード端子の間に、３相の各入力端子から負波側ダイオードＤのアノード端子への方向を順方向として、それぞれサイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３(短絡手段)が配設され、電気的負荷装置２ａの入力端子間電圧Ｖｂｉｎ(または直流電圧変圧装置４０の出力電圧)が所定値以上の場合、サイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３のゲート信号をオンすることで、磁石式発電機１の出力端を電気的に短絡(還流)し、電気的負荷装置２ａの入力端子間電圧Ｖｂｉｎが所定値未満の場合、サイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３のゲート信号をオフすることで、整流部３ｂに設けられた３相ダイオードブリッジを介して、直流電圧変圧装置４０に直流電流を供給することで、電気的負荷装置２ａの入力端子間電圧Ｖｂｉｎを所定値に調整してもよい。
なお、整流部３ｂに上記機能を持たせるために、電圧制御部５は、電圧検出器(図示省略)により電気的負荷装置２ａの入力端子間電圧Ｖｂｉｎまたは直流電圧変圧装置４０の出力電圧を検出し、検出電圧と制御目標である所定値との比較結果(所定値以上か未満か)に従って、各サイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３へのゲート信号を変更する。そのために電圧制御部５は、上記制御目標である所定値をメモリＭに制御用情報として格納する。
なお、サイリスタＳＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３が磁石式発電機１の出力を短絡する端短絡手段を構成する。またこの短絡手段と電圧制御部５で出力制御手段を構成する。
次に、図２６〜２８を用いてこの実施の形態１０における電圧制御部５によるその他の制御例を説明する。図２６は直流電圧変圧装置４０での変圧比が１／３、１／２、１／１の場合の回転子１ａの回転速度(r/min)と磁石式発電機１の出力電力(Ｗ)の関係、図２７は経過時間(ｓ)に対する磁石式発電機１の出力電力(Ｗ)の変化、図２８は経過時間(ｓ)に対する磁石式発電機１の入力トルク(Ｎｍ)の変化を示す。回転速度がＮｅのときの電気的負荷装置２ａの消費電力をＷｌｏａｄ、変圧比がそれぞれ１／３、１／２、１／１のときの出力電力をＷ１／３、Ｗ１／２、Ｗ１／１とする。
変圧比がｍ１＝１／２であり、変圧比ｍ１での出力電力をＷｍ１(＝Ｗ１／２)、電流供給オン時間をｔｏｎ_ｍ１、電流供給オフ時間をｔｏｆｆ_ｍ１とすると、
Ｗｌｏａｄ≦Ｗｍ１×ｔｏｎ_ｍ１／(ｔｏｎ_ｍ１＋ｔｏｆｆ_ｍ１)
が成り立つように、電圧制御部５により電力供給オンおよび電力供給オフでの動作時間(所定の単位制御期間中のオン、オフの比率)を制御する。これにより、電気的負荷装置２ａの消費電力に対して、少なくとも必要な出力電力の供給が可能となる。また変圧比を１／２または１／３に固定する場合に比べ、回転力供給装置ＲＳから磁石式発電機１へ入力される入力トルクを低減可能とし、発電のために必要となる回転子を回転させるエネルギーを低減でき、従来より発電効率を向上させることができる。
さらに、変圧比がｍ２＝１／３であり、変圧比ｍ２での出力電力をＷｍ２(＝Ｗ１／３)、電流供給オン時間をｔｏｎ_ｍ２、電流供給オフ時間をｔｏｆｆ_ｍ２とすると、
Ｗｌｏａｄ≦Ｗｍ２×ｔｏｎ_ｍ２／(ｔｏｎ_ｍ２＋ｔｏｆｆ_ｍ２)
が成り立ち、かつそれぞれの変圧比ｍ１、ｍ２のときの電力供給オン時の回転力供給装置ＲＳから回転子１ａへ入力される入力トルクをそれぞれ
Ｔｏｎ_ｍ１(＝Ｔｏｎ_１／２)
Ｔｏｎ_ｍ２(＝Ｔｏｎ_１／３)、
電力供給オフ時の入力トルクをそれぞれ
Ｔｏｆｆ_ｍ１(＝Ｔｏｆｆ_１／２)
Ｔｏｆｆ_ｍ２(＝Ｔｏｆｆ_１／３)
とすると、
Ｔｏｎ_ｍ１×ｔｏｎ_ｍ１／(ｔｏｎ_ｍ１＋ｔｏｆｆ_ｍ１)
＋Ｔｏｆｆ_ｍ１×ｔｏｆｆ_ｍ１／(ｔｏｎ_ｍ１＋ｔｏｆｆ_ｍ１)
＞Ｔｏｎ_ｍ２×ｔｏｎ_ｍ２／(ｔｏｎ_ｍ２＋ｔｏｆｆ_ｍ２)
＋Ｔｏｆｆ_ｍ２×ｔｏｆｆ_ｍ２／(ｔｏｎ_ｍ２＋ｔｏｆｆ_ｍ２)
が成り立つ場合に、変圧比ｍ１(＝１／２)での動作を変圧比ｍ２(＝１／３)での動作に切換えることで、入力トルクをさらに低減可能となる。これにより、発電のために必要となる回転子を回転させるエネルギーをさらに低減でき、発電効率を向上させることができる。
また、
|Ｔｏｎ_ｍ１−Ｔｏｆｆ_ｍ１|＞|Ｔｏｎ_ｍ２−Ｔｏｆｆ_ｍ２|
が成り立つ場合に、変圧比ｍ１(＝１／２)での動作を変圧比ｍ２(＝１／３)での動作に切換えることで、電圧制御部５による電力供給オンと電力供給オフの切換時の入力トルクの変動を低減できる。これにより、回転力供給装置ＲＳの負荷の軽減、回転力供給装置が内燃機関の場合は回転変動を抑制できることで、操縦安定性が向上する。
なお、図２８に示す変圧比ｍ１＝１／２、ｍ２＝１／３の組合せの場合、
|Ｔｏｎ_ｍ１−Ｔｏｆｆ_ｍ１|＜|Ｔｏｎ_ｍ２−Ｔｏｆｆ_ｍ２|
となるため、変圧比ｍ１での動作を変圧比ｍ２での動作に切換えることなく動作させるほうが、入力トルクの変動が低い。
また、
Ｗｍ１＞Ｗｍ２
が成り立つ場合に、変圧比ｍ１(＝１／２)での動作を変圧比ｍ２(＝１／３)での動作に切換えることで、電圧制御部５による電力供給オンと電流供給オフの切換時の出力電力の変動を低減できる。すなわち、電気的負荷装置２ａに供給する電流の変動を低減することができるため、電気的負荷装置２ａの電圧変動による誤動作を低減できるだけでなく、電流の変動に伴う電波ノイズについても低減できるため、他の電子機器の誤動作等を低減可能となる。
なお、図２８に示す変圧比ｍ１＝１／２、ｍ２＝１／３の組合せの場合、
Ｗｍ１＜Ｗｍ２
となるため、変圧比ｍ１での動作をｍ２での動作に切換えることなく動作させるほうが、出力電力の変動が低い。
なお、以上の動作を実現するためには上記実施の形態と同様に、図１７の(ａ)(ｂ)に示した、変圧比と磁石式発電機１に関する回転子１ａの回転速度(r/min)と磁石式発電機１の出力電力(Ｗ)の関係、および変圧比と回転子１ａの回転速度(r/min)と磁石式発電機１の入力トルク(Ｎｍ)の関係を予め測定等により求め、テーブルにして電圧制御部５のメモリＭに制御用情報として予め格納しておく。そして電圧制御部５は、回転子の回転速度信号および電気的負荷装置２ａの電気的負荷状態を示す信号が入力されると、上記テーブルおよび上記の処理に従って変圧比およびオンオフ切換タイミングを求め、これらに基づき整流部３ａまたは３ｂの各ＣＲ１、ＳＣＲ２、ＳＣＲ３のスイッチ制御を行うようにする。例えば電力供給オン、オフ時のトルクは、回転速度と変圧比よりテーブルで推定、或いは回転力供給装置ＲＳまたは回転軸ＲＡにトルクメータ(図示省略)を設置して測定、等により求めることができる。
また、上述の変圧比を切換えるタイミングにヒステリシスを設ける場合には、実施の形態７で説明したものと同様な制御を追加する。これにより例えば図２９に示すように、変圧比ｍ１(＝１／１)での動作と、変圧比ｍ２(＝１／２)での動作の間の切換えにヒステリシスを設けてもよい。
なお上記実施の形態７から１０の説明においても、直流電圧変圧装置として降圧形のＤＣ／ＤＣ電力変換回路で構成されたものを示したので、直流電圧変圧装置の変圧比が１／Ｎ倍(Ｎ：自然数)と１以下であった。しかしながら直流電圧変圧装置は昇圧形のＤＣ／ＤＣ電力変換回路で構成してもよく、その場合には直流電圧変圧装置の変圧比はＮ倍(Ｎ：自然数)と１以上となる。その場合の直流電圧変圧装置４０を昇圧形のＤＣ／ＤＣ電力変換回路で構成した場合の回路は例えば図１５に示したものと同じである。
また上記各実施の形態の説明では、直流電圧変圧装置４０での変圧比を１／３、１／２、１／１の３つの場合について説明したが、この発明はこれに限定されるものではなく、変圧比の種類やその種類の数(２種類あるいは４種類以上も可)は上記実施の形態に限定されるものではない。
さらにこの発明では、上記各実施の形態に限定されるものではなく、これらの実施の形態の可能な組み合わせを全て含むことは云うまでもない。
１ 磁石式(交流)発電機、１ａ 回転子、１ｂ 固定子、２ 蓄電装置、２ａ 電気的負荷装置、３，３ａ，３ｂ 整流部、４，４ａ，４ｂ ＤＣ／ＤＣ電力変換回路、５ 電圧制御部、４０ 直流電圧変圧装置。

Claims (14)

  1. 界磁を構成する磁石を有する回転子、前記回転子の回転により固定子巻線に交流電流を発生させる固定子からなる磁石式発電機と、
    前記磁石式発電機で発生させた交流電流を直流電流に整流する整流部と、
    前記整流部の直流出力電圧を電力供給を受ける電気的負荷の入力端子間電圧に変圧する変圧比可変の直流電圧変圧装置と、
    前記磁石式発電機の回転子の回転に係る運転状態信号またはさらに前記電気的負荷の電気的負荷状態信号に従って前記直流電圧変圧装置における変圧比を制御する電圧制御部と、
    を備えた電源装置であって、
    前記直流電圧変圧装置が、変圧比をＮ倍または１／Ｎ倍の複数段に切換可能であり、前記電圧制御部が、前記運転状態信号またはさらに前記電気的負荷状態信号に従って前記直流電圧変圧装置の変圧比を複数段に制御して、前記直流電圧変圧装置で発生する電圧を前記電気的負荷で必要な電圧に変圧し、
    前記運転状態信号が回転子の回転速度信号を含み、前記電圧制御部が、前記直流電圧変圧装置の変圧比を、前記回転速度信号に応じて前記磁石式発電機の発電効率のよいものに制御し、
    前記運転状態信号が前記回転子にトルクを供給する回転力供給装置の負荷状態信号をさらに含み、前記電圧制御部が、前記負荷状態信号が高負荷状態を示す時に、前記直流電圧変圧装置の変圧比を、前記回転速度信号に応じて前記回転子への入力トルクが低いものに制御する、
    ことを特徴とする電源装置。
  2. 界磁を構成する磁石を有する回転子、前記回転子の回転により固定子巻線に交流電流を発生させる固定子からなる磁石式発電機と、
    前記磁石式発電機で発生させた交流電流を直流電流に整流する整流部と、
    前記整流部の直流出力電圧を電力供給を受ける電気的負荷の入力端子間電圧に変圧する変圧比可変の直流電圧変圧装置と、
    前記磁石式発電機の回転子の回転に係る運転状態信号またはさらに前記電気的負荷の電気的負荷状態信号に従って前記直流電圧変圧装置における変圧比を制御する電圧制御部と、
    を備えた電源装置であって、
    前記直流電圧変圧装置が、変圧比をＮ倍または１／Ｎ倍の複数段に切換可能であり、前記電圧制御部が、前記運転状態信号またはさらに前記電気的負荷状態信号に従って前記直流電圧変圧装置の変圧比を複数段に制御して、前記直流電圧変圧装置で発生する電圧を前記電気的負荷で必要な電圧に変圧し、
    前記運転状態信号が回転子の回転速度信号を含み、前記電気的負荷状態信号が前記電気的負荷の消費電力信号を含み、前記電圧制御部が、前記直流電圧変圧装置の変圧比を、前記回転速度信号に応じて前記消費電力信号の消費電力が供給可能でかつ前記回転子への入力トルクがより低いものに制御する
    ことを特徴とする電源装置。
  3. 前記電圧制御部が、前記磁石式発電機の出力を開放する開放手段または前記磁石式発電機の出力を短絡する短絡手段を制御して、前記電気的負荷の入力端子間電圧と所定値との比較に従って、前記磁石式発電機の出力を開放または短絡して前記電気的負荷の入力端子間電圧を制御する出力制御手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
  4. 前記負荷状態信号が低負荷状態を示す時に、前記電圧制御部が、前記直流電圧変圧装置の変圧比を、前記電気的負荷に供給される電流が最大になるように切り換えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  5. 界磁を構成する磁石を有する回転子、前記回転子の回転により固定子巻線に交流電流を発生させる固定子からなる磁石式発電機と、
    前記磁石式発電機で発生させた交流電流を直流電流に整流する整流部と、
    前記整流部の直流出力電圧を電力供給を受ける電気的負荷の入力端子間電圧に変圧する変圧比可変の直流電圧変圧装置と、
    前記磁石式発電機の回転子の回転に係る運転状態信号またはさらに前記電気的負荷の電気的負荷状態信号に従って前記直流電圧変圧装置における変圧比を制御する電圧制御部と、
    を備えた蓄電装置において、
    前記直流電圧変圧装置が、変圧比をＮ倍または１／Ｎ倍の複数段に切換可能であり、前記電圧制御部が２つの変圧比を交互に切換るように制御することを特徴とする蓄電装置。
  6. 前記運転状態信号が回転子の回転速度信号を含み、前記電気的負荷状態信号が前記電気的負荷の消費電力信号を含み、前記電圧制御部が、前記回転子の回転速度と前記直流電圧変圧装置の出力電力と前記直流電圧変圧装置の変圧比の関係、および前記回転子の回転速度と前記回転子への入力トルクと前記直流電圧変圧装置の変圧比の関係を示す情報を格納するとともに、前記回転速度信号に応じて前記消費電力信号の消費電力が供給可能なように、連続する所定の単位制御期間毎に複数の変圧比のうちの２つの変圧比の間で変圧比を切り換えて周期的に電圧制御を行い、
    前記変圧比がｍ１の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ１、変圧比がｍ２の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ２とし、電気的負荷の消費電力をＷｌｏａｄとすると、
    変圧比ｍ１での電流供給時間ｔｍ１、および変圧比ｍ２での電流供給時間ｔｍ２が、
    Ｗｌｏａｄ≦Ｗｍ１×ｔｍ１／(ｔｍ１＋ｔｍ２)＋Ｗｍ２×ｔｍ２／(ｔｍ１＋ｔｍ２)
    となるように変圧比ｍ１およびｍ２での動作時間ｔｍ１およびｔｍ２を制御し(但しｔｍ１＋ｔｍ２は前記単位制御期間)、
    変圧比がｍ３の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ３、電流供給時間をｔｍ３、変圧比がｍ４の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ４、電流供給時間をｔｍ４とした時、
    Ｗｌｏａｄ≦Ｗｍ３×ｔｍ３／(ｔｍ３＋ｔｍ４)＋Ｗｍ４×ｔｍ４／(ｔｍ３＋ｔｍ４)
    が成り立ち(但しｔｍ３＋ｔｍ４は前記単位制御期間)、かつそれぞれの変圧比ｍ１、ｍ２、ｍ３、ｍ４の時に回転力供給装置からの前記回転子への入力トルクをそれぞれＴｍ１、Ｔｍ２、Ｔｍ３、Ｔｍ４とすると、
    Ｔｍ１×ｔｍ１／(ｔｍ１＋ｔｍ２)＋Ｔｍ２×ｔｍ２／(ｔｍ１＋ｔｍ２)
    ＞Ｔｍ３×ｔｍ３／(ｔｍ３＋ｔｍ４)＋Ｔｍ４×ｔｍ４ ／(ｔｍ３＋ｔｍ４)
    が成り立つ場合に、変圧比ｍ１およびｍ２での動作をｍ３およびｍ４での動作に切換えることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
  7. 前記運転状態信号が回転子の回転速度信号を含み、前記電気的負荷状態信号が前記電気的負荷の消費電力信号を含み、前記電圧制御部が、前記回転子の回転速度と前記直流電圧変圧装置の出力電力と前記直流電圧変圧装置の変圧比の関係、および前記回転子の回転速度と前記回転子への入力トルクと前記直流電圧変圧装置の変圧比の関係を示す情報を格納するとともに、前記回転速度信号に応じて前記消費電力信号の消費電力が供給可能なように、連続する所定の単位制御期間毎に複数の変圧比のうちの２つの変圧比の間で変圧比を切り換えて周期的に電圧制御を行い、
    前記変圧比がｍ１の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ１、変圧比がｍ２の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ２とし、電気的負荷の消費電力をＷｌｏａｄとすると、
    変圧比ｍ１での電流供給時間ｔｍ１、および変圧比ｍ２での電流供給時間ｔｍ２が、
    Ｗｌｏａｄ≦Ｗｍ１×ｔｍ１／(ｔｍ１＋ｔｍ２)＋Ｗｍ２×ｔｍ２／(ｔｍ１＋ｔｍ２)
    となるように変圧比ｍ１およびｍ２での動作時間ｔｍ１およびｔｍ２を制御し(但しｔｍ１＋ｔｍ２は前記単位制御期間)、
    変圧比がｍ３の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ３、電流供給時間をｔｍ３、変圧比がｍ４の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ４、電流供給時間をｔｍ４とした時、
    Ｗｌｏａｄ≦Ｗｍ３×ｔｍ３／(ｔｍ３＋ｔｍ４)＋Ｗｍ４×ｔｍ４／(ｔｍ３＋ｔｍ４)
    が成り立ち(但しｔｍ３＋ｔｍ４は前記単位制御期間)、かつそれぞれの変圧比ｍ１、ｍ２、ｍ３、ｍ４の時に回転力供給装置からの前記回転子への入力トルクをそれぞれＴｍ１、Ｔｍ２、Ｔｍ３、Ｔｍ４とすると、
    |Ｔｍ１−Ｔｍ２|＞|Ｔｍ３−Ｔｍ４|
    が成り立つ場合に、変圧比ｍ１およびｍ２での動作をｍ３およびｍ４での動作に切換えることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
  8. 前記運転状態信号が回転子の回転速度信号を含み、前記電気的負荷状態信号が前記電気的負荷の消費電力信号を含み、前記電圧制御部が、前記回転子の回転速度と前記直流電圧変圧装置の出力電力と前記直流電圧変圧装置の変圧比の関係、および前記回転子の回転速度と前記回転子への入力トルクと前記直流電圧変圧装置の変圧比の関係を示す情報を格納するとともに、前記回転速度信号に応じて前記消費電力信号の消費電力が供給可能なように、連続する所定の単位制御期間毎に複数の変圧比のうちの２つの変圧比の間で変圧比を切り換えて周期的に電圧制御を行い、
    前記変圧比がｍ１の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ１、変圧比がｍ２の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ２とし、電気的負荷の消費電力をＷｌｏａｄとすると、
    変圧比ｍ１での電流供給時間ｔｍ１、および変圧比ｍ２での電流供給時間ｔｍ２が、
    Ｗｌｏａｄ≦Ｗｍ１×ｔｍ１／(ｔｍ１＋ｔｍ２)＋Ｗｍ２×ｔｍ２／(ｔｍ１＋ｔｍ２)
    となるように変圧比ｍ１およびｍ２での動作時間ｔｍ１およびｔｍ２を制御し(但しｔｍ１＋ｔｍ２は前記単位制御期間)、
    変圧比がｍ３の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ３、電流供給時間をｔｍ３、変圧比がｍ４の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ４、電流供給時間をｔｍ４とした時、
    Ｗｌｏａｄ≦Ｗｍ３×ｔｍ３／(ｔｍ３＋ｔｍ４)＋Ｗｍ４×ｔｍ４／(ｔｍ３＋ｔｍ４)
    が成り立ち(但しｔｍ３＋ｔｍ４は前記単位制御期間)、かつ
    |Ｗｍ１−Ｗｍ２|＞|Ｗｍ３−Ｗｍ４|
    が成り立つ場合に、変圧比ｍ１およびｍ２での動作をｍ３およびｍ４での動作に切換えることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
  9. 前記磁石式発電機の出力を開放または短絡して前記電気的負荷の入力端子間電圧を制御する開放・短絡手段をさらに備え、
    前記運転状態信号が回転子の回転速度信号を含み、前記電気的負荷状態信号が前記電気的負荷の消費電力信号を含み、前記電圧制御部が、前記回転子の回転速度と前記直流電圧変圧装置の出力電力と前記直流電圧変圧装置の変圧比の関係、および前記回転子の回転速度と前記回転子への入力トルクと前記直流電圧変圧装置の変圧比の関係を示す情報を格納するとともに、前記回転速度信号に応じて前記消費電力信号の消費電力が供給可能なように、連続する所定の単位制御期間毎に複数の変圧比のうちの１つに制御しかつ前記開放・短絡手段を電流供給オンオフ制御して前記電気的負荷へ供給する電力量を制御し、
    前記変圧比がｍ１の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ１、変圧比ｍ１での電流供給オン時間ｔｏｎ_ｍ１および電力供給オフ時間ｔｏｆｆ_ｍ１が、
    Ｗｌｏａｄ≦Ｗｍ１×ｔｏｎ_ｍ１／(ｔｏｎ_ｍ１＋ｔｏｆｆ_ｍ１)
    となるように、前記開放・短絡手段により電力供給オンおよび電力供給オフでの動作時間ｔｏｎ_ｍ１およびｔｏｆｆ_ｍ１を制御し、変圧比がｍ２の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ２、電流供給オン時間をｔｏｎ_ｍ２、電力供給オフ時間をｔｏｆｆ_ｍ２とした時、
    Ｗｌｏａｄ≦Ｗｍ２×ｔｏｎ_ｍ２／(ｔｏｎ_ｍ２＋ｔｏｆｆ_ｍ２)
    が成り立ち、かつそれぞれの変圧比ｍ１、ｍ２の時の電力供給オン時の回転力供給装置からの前記回転子への入力トルクをそれぞれＴｏｎ_ｍ１、Ｔｏｎ_ｍ２、電力供給オフ時の入力トルクをそれぞれＴｏｆｆ_ｍ１、Ｔｏｆｆ_ｍ２とすると、
    Ｔｏｎ_ｍ１×ｔｏｎ_ｍ１／(ｔｏｎ_ｍ１＋ｔｏｆｆ_ｍ１)
    ＋Ｔｏｆｆ_ｍ１×ｔｏｆｆ_ｍ１／(ｔｏｎ_ｍ１＋ｔｏｆｆ_ｍ１)
    ＞Ｔｏｎ_ｍ２×ｔｏｎ_ｍ２／(ｔｏｎ_ｍ２＋ｔｏｆｆ_ｍ２)
    ＋Ｔｏｆｆ_ｍ２×ｔｏｆｆ_ｍ２／(ｔｏｎ_ｍ２＋ｔｏｆｆ_ｍ２)
    が成り立つ場合に、変圧比ｍ１での動作をｍ２での動作に切換えることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
  10. 前記磁石式発電機の出力を開放または短絡して前記電気的負荷の入力端子間電圧を制御する開放・短絡手段をさらに備え、
    前記運転状態信号が回転子の回転速度信号を含み、前記電気的負荷状態信号が前記電気的負荷の消費電力信号を含み、前記電圧制御部が、前記回転子の回転速度と前記直流電圧変圧装置の出力電力と前記直流電圧変圧装置の変圧比の関係、および前記回転子の回転速度と前記回転子への入力トルクと前記直流電圧変圧装置の変圧比の関係を示す情報を格納するとともに、前記回転速度信号に応じて前記消費電力信号の消費電力が供給可能なように、連続する所定の単位制御期間毎に複数の変圧比のうちの１つに制御しかつ前記開放・短絡手段を電流供給オンオフ制御して前記電気的負荷へ供給する電力量を制御し、
    前記変圧比がｍ１の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ１、変圧比ｍ１での電流供給時間ｔｏｎ_ｍ１、および電力供給オフ時間ｔｏｆｆ_ｍ１が、
    Ｗｌｏａｄ≦Ｗｍ１×ｔｏｎ_ｍ１／(ｔｏｎ_ｍ１＋ｔｏｆｆ_ｍ１)
    となるように、前記開放・短絡手段により電力供給オンおよび電力供給オフでの動作時間ｔｏｎ_ｍ１およびｔｏｆｆ_ｍ１を制御し、変圧比がｍ２の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ２、電流供給オン時間をｔｏｎ_ｍ２、電力供給オフ時間をｔｏｆｆ_ｍ２とした時、
    Ｗｌｏａｄ≦Ｗｍ２×ｔｏｎ_ｍ２／(ｔｏｎ_ｍ２＋ｔｏｆｆ_ｍ２)
    が成り立ち、かつそれぞれの変圧比ｍ１、ｍ２の時の電力供給オン時の回転力供給装置からの前記回転子への入力トルクをそれぞれＴｏｎ_ｍ１、Ｔｏｎ_ｍ２、電力供給オフ時の入力トルクをそれぞれＴｏｆｆ_ｍ１、Ｔｏｆｆ_ｍ２とすると、
    |Ｔｏｎ_ｍ１−Ｔｏｆｆ_ｍ１|＞|Ｔｏｎ_ｍ２−Ｔｏｆｆ_ｍ２|
    が成り立つ場合に、変圧比ｍ１での動作をｍ２での動作に切換えることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
  11. 前記磁石式発電機の出力を開放または短絡して前記電気的負荷の入力端子間電圧を制御する開放・短絡手段をさらに備え、
    前記運転状態信号が回転子の回転速度信号を含み、前記電気的負荷状態信号が前記電気的負荷の消費電力信号を含み、前記電圧制御部が、前記回転子の回転速度と前記直流電圧変圧装置の出力電力と前記直流電圧変圧装置の変圧比の関係、および前記回転子の回転速度と前記回転子への入力トルクと前記直流電圧変圧装置の変圧比の関係を示す情報を格納するとともに、前記回転速度信号に応じて前記消費電力信号の消費電力が供給可能なように、連続する所定の単位制御期間毎に複数の変圧比のうちの１つに制御しかつ前記開放・短絡手段を電流供給オンオフ制御して前記電気的負荷へ供給する電力量を制御し、
    前記変圧比がｍ１の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ１、変圧比ｍ１での電流供給オン時間ｔｏｎ_ｍ１および電力供給オフ時間ｔｏｆｆ_ｍ１が、
    Ｗｌｏａｄ≦Ｗｍ１×ｔｏｎ_ｍ１／(ｔｏｎ_ｍ１＋ｔｏｆｆ_ｍ１)
    となるように、前記開放・短絡手段により電力供給オンおよび電力供給オフでの動作時間ｔｏｎ_ｍ１およびｔｏｆｆ_ｍ１を制御し、変圧比がｍ２の時に電気的負荷へ供給する電力をＷｍ２、電流供給オン時間をｔｏｎ_ｍ２、電力供給オフ時間をｔｏｆｆ_ｍ２とした時、
    Ｗｌｏａｄ≦Ｗｍ２×ｔｏｎ_ｍ２／(ｔｏｎ_ｍ２＋ｔｏｆｆ_ｍ２)
    が成り立ち、かつ
    Ｗｍ１＞Ｗｍ２
    が成り立つ場合に、変圧比ｍ１での動作をｍ２での動作に切換えることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
  12. 前記電圧制御部が、前記回転子の回転速度に応じて格納された情報に従って、前記直流電圧変換装置における変圧比Ｍ＝ｍとした時の前記電気的負荷へ供給される電力Ｗｍまたはさらに回転力供給装置から前記回転子へ入力される入力トルクＴｍを求めることを特徴とする請求項６から１１までのいずれか１項に記載の電源装置。
  13. 前記電圧制御部において、前直流電圧変圧装置の変圧比を切換えるタイミングが、回転速度が低速から高速に移行する場合と、高速から低速に移行する場合とで異なることを特徴とする請求項１から１２までのいずれか１項に記載の電源装置。
  14. 前記回転力供給装置が内燃機関であり、前記高負荷状態の判定を、内燃機関の吸気管内圧力、スロットル開度、冷却水の温度を示す信号のうちの１つまたはこれらのうちの複数の組み合わせに従って行うことを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
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