JP6228481B2 - 降圧充電システム - Google Patents

Description

本発明は、交流発電源から得られる電力を充電する構造に関するものであり、特にその回路構成に関するものである。

従来から、電子時計や環境発電などの分野で、比較的高い電圧を発生する発電源から、数Ｖ程度の２次電池や電気二重層キャパシタなどの蓄電手段に充電可能な、降圧型の充電回路が提案されている。

従来の降圧充電システムの例を図９および図１０に示す。これは、発電源が電磁誘導式である発電機の出力電圧を降圧して充電する例である。内部抵抗４２を有する交流電圧源４１としてモデル化できるような発電機である発電手段４０の出力を整流手段５０で全波整流し、入力補助キャパシタ９１に高い電圧の状態でいったん蓄え、この入力補助キャパシタ９１の電圧を降圧回路９２で低い電圧に変換し、電気二重層キャパシタである蓄電手段９３に転送する構成となっている。

この例における降圧回路９２は、降圧倍率を２倍降圧と１倍降圧とに設定可能であり、入力補助キャパシタ９１に電荷がある程度まで蓄えられ、その端子電圧Ｖ1が蓄電手段９３の蓄電電圧ＶＢＴの２倍以上まで上昇したときは２倍降圧動作を行う。また入力補助キャパシタ９１に蓄えられた電荷が減少して、その端子電圧Ｖ1が蓄電手段９３の蓄電電圧ＶＢＴの１倍から２倍の間の電圧値であれば、降圧回路９２は入出力間を直結、すなわち１倍降圧動作を行う。

降圧回路９２は図１０に示したような分圧回路であり、２つの降圧用キャパシタの接続状態を直列状態とした図１０（ａ）の状態ａと、並列状態とした図１０（ｂ）の状態ｂとに交互に切り替えることで端子電圧Ｖ１の１／２の電圧を生成する（２倍降圧）。また、図示はしないが降圧回路９２の入出力間を直結するスイッチを備え、１倍降圧時はこれを導通させるようにしている。

この例において、このように降圧倍率を変化させるのは、蓄電手段９３が破壊耐圧を超えないように保護するためや、蓄電手段９３に蓄えられたエネルギが降圧回路９２を介して入力補助キャパシタ９１側へ逆流しないようにするためである。

特開平１０−１１１３７０号公報（２〜８頁、図２〜４）

この文献には入力補助キャパシタ９１の容量値についての具体的な記載はないが、降圧回路９２中のキャパシタ２０１Ａ、２０１Ｂの静電容量よりは大きい程度と想定されるため、端子電圧Ｖ１は容易に変動しうる。すなわち、環境変化によって発電手段４０の発電量が増加すれば端子電圧Ｖ1は比較的簡単に増加してしまう。反対に発電手段４０の発電量が減少すれば、降圧回路９２によって入力補助キャパシタ９１に蓄えられた電荷が蓄電手段９３に移動させられると端子電圧Ｖ1は比較的短時間に減少してしまう。

一般には、発電源からキャパシタのような負荷への電力取り出し効率は、発電手段４０
の発電電圧に対する入力補助キャパシタ９１の端子電圧Ｖ１によって大きく変わる。

入力補助キャパシタ９１の端子電圧と発電電圧の差が大きいと、充電の系にあるインピーダンスによって熱が発生して充電ロスが発生し、キャパシタの端子電圧と発電電圧の差が小さいと充電できる電荷量が少なくなる。このように、キャパシタの端子電圧と発電電圧の差によって効率が大きく変化するため、この関係を最適化する必要がある。

しかしながら、従来においては、このような動作点の最適化に関しては特に考慮されておらず、発電手段４０の発電電力を最大効率で取り出す手法について示唆する開示はない。

電磁誘導方式は、単位時間当たりの発電エネルギが比較的大きいため、発電手段からの電力取り出し効率があまり高くなくても実用になりうる。しかしながら、発電能力があまり高くない発電機を用いるなど場合は電力取り出し効率が悪いままでは実用にならない。

例えば、エレクトレットなどの静電誘導発電機の場合、発電電圧は安定して高い電圧が出るが、内部インピーダンスが大きいため、得られる電流量が小さく、効率的な降圧システムを構築する必要があった。

本発明の降圧充電システムでは、以下の構成を採用する。

本発明の降圧充電システムは、交流電圧を出力する発電手段と、前記発電手段の出力電圧を一方向へ整流して出力する整流手段と、前記整流手段に接続した負荷手段と、を有する降圧充電システムであって、前記負荷手段は、複数のキャパシタの接続状態を切り替えることで降圧動作を行う降圧回路と、前記降圧回路の出力電流を充電する蓄電手段とを備え、前記降圧回路は、いずれの前記接続状態のときも前記整流手段の出力に前記複数のキャパシタのいずれかが常に接続して電荷を蓄えるように制御され、前記降圧回路は、前記整流手段からの出力が前記負荷手段へ実質的に印加される時間幅での平均電圧の１／２の電圧値が、前記蓄電手段の端子電圧に前記降圧回路の降圧倍率を乗じた電圧値に最も近くなるような降圧倍率を選択することを特徴とする。

本願では、発電手段からみて動作点の安定しない補助的なキャパシタに、整流出力を一時的に蓄えるといった制御をせず、発電機の発電１サイクルで取り出せる最大電力に注目し、発電手段からみた接続負荷へ最大効率で電力を取り出せるような動作点を発電手段に設定する構成とした。

さらに、発電手段の発電電圧を下げるために備えた降圧回路を、発電手段に常時接続する定電圧源負荷と見なし、かつ蓄電手段へ低損失で電荷を送るような構成とすることにより、蓄電手段に発電電力を高効率で充電することができる構成とした。

従って本願によれば、交流発電源に対して最適な直流動作点を設定するという観点から、交流発電源から高い効率で電力を取り出し、蓄電手段へ低損失で充電することが可能となる。特にエレクトレット素子を用いた静電誘導発電機を用いたときでも、発電機から高い効率で電力を取り出すことが可能な降圧充電システムを提供することが可能である。

本発明の第１の実施形態である降圧充電システムの構成を示した回路図である。 降圧回路の６倍降圧動作時の回路状態を示した回路図である。 降圧回路の４倍降圧動作時の回路状態を示した回路図である。 降圧回路を駆動するタイミング信号波形を示した波形図である。 発電手段の動作点を示した波形図である。 発電手段の動作点を示した波形図である。 本発明の第２の実施形態である降圧充電システムの構成を示した回路図である。 本発明の第２の実施形態における制御手段の要部信号波形を示した波形図である。 従来の降圧充電システムの構成を示した回路図である。 従来の降圧回路の降圧動作時の回路状態を示した回路図である。 蓄電電圧に対する負荷電圧および効率を示したグラフである。 蓄電電圧−発電電圧比に対する負荷動作点および効率を示したグラフである。 蓄電手段の放電容量特性を示したグラフである。

以下、このような降圧充電システムを実現するための形態について図面を参照して詳述する。
まず図５，６を参照して、本発明の降圧充電システムにおける制御則の導出についての説明をする。
次に図１〜図４および図１１を参照して、本発明の第１の実施形態の構成および動作について説明する。
その後に、主に図７〜８および図１２を参照して本発明の第２の実施形態の構成および動作について説明する。

［制御則の導出説明］
交流電圧源の出力電圧を全波整流し、定電圧負荷に電流を流すことを考える。流れる電流と定電圧負荷の一定電圧との積が充電される電力と考えることができる。この場合は、定電圧負荷の端子電圧が、整流出力電圧が定電圧負荷に実質的に印加される時間幅における平均値の１／２のときに最大の充電電力が得られ、特に発電電圧が正弦波交流のときは、接続する負荷の負荷電圧ＶLが発電電圧の片振幅Ｖ0の約３９％のときに最大となる。この結果を図５と図６を使用して導出する。ただし、以下の説明は応用に必要なレベルで単純化したものであり、数学的厳密さは追求していない。

発電電圧波形が比較的単純な交番波形を仮定する。図５（ａ）に単純な発電波形の例を示す。発電手段の出力は整流手段を介して全波整流すると図５（ｂ）のように発電波形の振幅が片側のみとなる。ここでは整流手段は順方向電圧のない理想ダイオードで構成したものとする。

この整流手段に定電圧負荷とみなせる負荷が接続された場合、図５（ｃ）に示すように、時刻ｔ1から時刻ｔ2の間だけ端子電圧ＶLよりも整流手段の出力電圧が高いとすると、この時間軸上の区間［ｔ1，ｔ2］の間は定電圧負荷に電流が流れ、それ以外では電流は流れない。

負荷電圧ＶLよりも整流手段の出力電圧が低い間、充電電流は０となるため、定電圧負荷側からみると、負荷電圧ＶLより低い発電電圧成分は電圧がないのと同様であり、実質的に負荷へ印加される電圧は図５（ｃ）のように、区間［ｔ1，ｔ2］の時間幅の外側が切り取られたような波形と考えることができる。特に時刻ｔ1およびｔ2では、発電電圧Ｖ（ｔ）が負荷電圧ＶLと等しい。

この切り取られた波形を拡大した波形を図６に示す。区間［ｔ1，ｔ2］においては、定電圧負荷へ流れこむ電流は、
Ｉ（ｔ）＝（Ｖ（ｔ）−ＶL）／Ｒ ・・・（１）
と表すことができる。ここでＲは発電手段の出力抵抗である。よって定電圧負荷になされる仕事は、
Ｐ（ｔ）＝ＶL・（Ｖ（ｔ）−ＶL）／Ｒ ・・・（２）
で示される電力Ｐを区間［ｔ1，ｔ2］で時間積分した値となる。

定電圧負荷になされる仕事は、定電圧負荷が２次電池のような蓄電可能なものであれば、ここに蓄電されるエネルギと考えることができる。式（２）は区間［ｔ1，ｔ2］の両端で０であることから、式（２）の積分値は極大値をとる。よってその蓄電されるエネルギの最大値を与えるＶLは、
∂（∫Ｐｄｔ）／∂ＶL＝０ ・・・（３）
を満たす。Ｖ（ｔ）とＶLとは独立であることに注意して式（３）を解くと、
∫Ｖｄｔ／（ｔ2−ｔ1）＝２・ＶL ・・・（４）
を得る。式（４）の左辺は、発電電圧が負荷電圧を超える時間幅（ｔ2−ｔ1）における発電電圧の平均値を示すことは明らかである。図６と図５（ｄ）に、この発電電圧の平均値をＶAVEとして示した。

式（４）より、定電圧負荷に蓄電されるエネルギは、発電電圧が負荷電圧ＶLを超えて実質的に定電圧負荷へ印加される時間幅における発電電圧の平均値ＶAVEのちょうど１／２が、負荷電圧ＶLに等しいときに最大となることが分かる。図形的には、図６における負荷電圧ＶLのレベルによって、領域Ｐと領域Ｑの面積が等しくなるような関係にすることが、定電圧負荷へなされる仕事を最大化する条件となる。

次に発電電圧波形が正弦波であるときの最適負荷電圧について求める。発電電圧Ｖ（ｔ）が片振幅Ｖ0の正弦波であるとき、すなわち
Ｖ（ｔ）＝Ｖ0・ｓｉｎ（ω・ｔ） ・・・（５）
で表せるとき、区間［ｔ1，ｔ2］における発電電圧の積分値は、
∫Ｖｄｔ＝２・Ｖ0／ω・ｃｏｓ（θ） ・・・（６）
である。ここでθは時刻ｔ1に対応する位相角であり、
θ＝ａｒｃｓｉｎ（ＶL／Ｖ0） ・・・（７）
を満たす。発電手段の発電電圧が蓄電手段に実質的に印加される時間幅における発電電圧の平均値ＶAVEは、波形の対象性に注目すれば
ＶAVE＝∫Ｖｄｔ／（π／ω−２・θ／ω） ・・・（８）
である。この平均値ＶAVEの１／２が負荷電圧ＶLに等しいことが式（４）の示すところであり、次式を得る。

∫Ｖｄｔ／（π／ω−２・θ／ω）＝２・ＶL ・・・（９）
式（９）を、式（６）と式（７）を用いて解くと、θについての条件式として
ｔａｎ（π／２−θ）＝２・（π／２−θ） ・・・（１０）
を得る。

式（１０）を満たすθから、定電圧負荷に蓄電される平均電力を最大とするのに必要な発電電圧の片振幅値Ｖ0と負荷電圧ＶLとの比が求まる。式（１０）の数値解は
θ≒０．４０５
であり、これより
ＶL＝Ｖ0・ｓｉｎ（θ）≒０．３９４・Ｖ0 ・・・（１１）
が得られ、負荷電圧ＶLが発電電圧の片振幅Ｖ0の３９％のときに定電圧負荷に蓄電される
平均電力を最大にできることが分かる。

このときの効率について求める。負荷電圧ＶLが式（１１）の関係にあるとき、負荷になされる１サイクルあたりの平均電力は、式（２）を積分して
Ｐmax≒０．１１５・Ｖ0・Ｖ0／Ｒ
を得る。この系で外部に取り出せる最大電力は負荷を整合させたときに取り出せる電力であり、その値Ｐ0はよく知られるように
Ｐ0＝０．１２５・Ｖ0・Ｖ0／Ｒ
であるので、理論的な電力取り出し効率は、Ｐmax／Ｐ0≒９２％と高い効率であることが分かる。

この結果から、発電電圧が交流電圧であっても、整流された交流発電出力に直流的な動作点を適切に設定することで、交流的に発電する発電機から高い効率で電力を取り出すことが可能であり、発電機に接続する負荷をこの結果に従うような制御則を用いればよいことが分かる。

なお、ここでは整流手段５０の順方向電圧は０Ｖとして説明したが、この電圧分を発電電圧から減じて同様の計算を行うことで、より厳密な動作点を算出することも可能である。

［第１実施形態の概要説明：図１］
上記に説明した制御則を実現するための最適な構成について以下に示す。

まず図１を用いて第１の実施形態について説明する。

第１の実施形態の降圧充電システムは、発電手段の発電電圧波形が電圧方向には変わらず、回転速度によって出力抵抗に相当する物理パラメータが変化するような発電機の場合において好適な例である。例としては、エレクトレット素子を用いた発電機がこれに該当する。一定速で回転する電磁誘導型の発電機も同様である。

この例では、発電手段の出力を整流手段によって全波整流し、この整流出力の電圧振幅に対して最も電力を取り出せる動作点となるような降圧倍率ｎを、降圧回路に設定するような制御をする。

この例では発電電圧振幅Ｖ0は一定であるので、発電電圧と負荷電圧ＶLとの比は蓄電電圧ＶBTだけで決まる。このため蓄電電圧ＶBTを計測し、これに降圧倍率ｎを乗じた電圧値が、予め分かっている発電電圧の片振幅に所定係数倍した値に最も近くなるような降圧倍率ｎを設定する。詳細は後述するが、降圧回路が降圧動作することで、発電手段からは降圧回路以降が高電圧の定電圧負荷とみなせるようになり、前述の制御則を実現できるようになっている。

この実施形態の制御手段６０は、蓄電電圧ＶBTの電圧を計測し、この電圧値が２．３６Ｖを超えるか否かに応じて降圧倍率ｎを設定するため、降圧倍率信号Ｓ６６を降圧回路１０へ出力する回路を備えている。これは上述の制御則導出で説明したように、発電電圧が３０Ｖの片振幅である正弦波であるとき、その振幅の３９％である１１．８Ｖに負荷電圧ＶLが最も近くなるような制御則を判定回路６６に設定することに相当する。

［第１実施形態の構成説明：図１〜２］
第１の実施形態の構成について説明する。

本発明の降圧充電システムは、発電手段４０と、整流手段５０と、負荷手段３０と、制御手段６０とで構成する。

また負荷手段３０は、蓄電手段２０と、降圧回路１０とで構成する。降圧回路１０が降圧動作することによって、この負荷手段３０が高電圧の定電圧負荷とみなせるようになり、前述の制御則を実現する。

発電手段４０は、高電圧の交番電圧を出力する交流発電機である。いわゆるダイオードブリッジである整流手段５０がこの発電手段４０の出力を全波整流し、整流出力を負荷手段３０に印加することが可能な構成としている。負荷手段３０は、整流出力を電圧変換する降圧回路１０を介して、２次電池である蓄電手段２０へ蓄えることが可能となっている。説明の単純化のため、整流手段５０はここでも理想ダイオードで構成したものとして説明する。発電手段４０は、発電電圧の振幅（片振幅）Ｖ0が３０Ｖの電圧源４１と、出力抵抗値がＲの内部抵抗４２とを直列に接続した単純なモデルとして表現できる交流発電機を仮定する。

制御手段６０は、回路の状態をモニタして降圧回路１０の降圧倍率を制御できるようになっている。降圧回路１０の降圧倍率ｎは制御手段６０から得られる降圧倍率信号Ｓ６６により選択される。

具体的には、制御手段６０は、蓄電手段２０の端子電圧（蓄電電圧）ＶＢＴを計測する手段を備え、端子電圧（蓄電電圧）ＶＢＴの値に応じて降圧倍率ｎを決定し、降圧倍率信号Ｓ６６を出力する。

降圧回路１０は、キャパシタの接続状態を直列と並列とに切り替えることで入力電圧を実質的により低い電圧に変換することが可能な回路ブロックである。降圧回路１０の構成については次に詳しく説明する。

［降圧回路の構成説明：図１〜４］
図１と図２、３とを使って降圧回路１０の構成について説明する。降圧回路１０は第１および後述の第２の実施形態で共通のものである。降圧回路１０は単純化のため、６倍、４倍の２とおりの倍率を選択可能な降圧回路とする。降圧回路１０は、動作に必要なタイミングを生成するタイミング生成回路１３を備えている。

第１の降圧ブロック１１と第２の降圧ブロック１２とは、構成としては同じものであるが互いに逆位相で動作、すなわち一方が蓄電動作をする間、他方は放電動作を行うように構成した降圧回路である。

各降圧ブロックは複数のキャパシタを備えており、各キャパシタ間の接続状態は、ＭＯＳトランジスタを組み合わせて構成した、いわゆるアナログスイッチによって切り替える。スイッチは周知の構成なので図示していない。各々の降圧ブロックは、図２、３に示すように整流手段５０の出力を２倍降圧する第１の降圧段１１０Ａと、この第１の降圧段１１０Ａの出力を３倍または２倍降圧して蓄電手段２０へ出力する第２の降圧段１１０Ｂとで構成する。

第１の降圧段１１０Ａは、２倍降圧動作するために、キャパシタ１１１とキャパシタ１１２の２つのキャパシタを備えている。第１の降圧段１１０Ａはキャパシタ１１１とキャパシタ１１２の全てを直列または全てを並列とに切り替える動作をする。

また、第２の降圧段１１０Ｂは３倍または２倍降圧動作するために、キャパシタ１１３
とキャパシタ１１４とキャパシタ１１５の３つのキャパシタを備えている。第２の降圧段１１０Ｂは、３倍降圧動作時はキャパシタ１１３とキャパシタ１１４とキャパシタ１１５の３つのキャパシタの全てを直列または並列とに切り替え、２倍降圧動作時はキャパシタ１１３とキャパシタ１１４を直列または並列とに切り替える動作をする。

図２には降圧回路１０が６倍降圧動作をするときの状態を示した。また図３には降圧回路１０が４倍降圧動作をするときの状態を示した。

降圧回路１０の６倍降圧時（ｎ＝６）は、図２に示すように、第１の降圧段１１０Ａは２倍降圧動作し、第２の降圧段１１０Ｂは３倍降圧動作する。また４倍降圧時（ｎ＝４）は、図３に示すように、第１の降圧段１１０Ａは２倍降圧動作し、第２の降圧段１１０Ｂは２倍降圧動作する。

動作クロックは、図４に示すような２相のクロック信号である。図２（ａ）に示した状態と図２（ｂ）に示した状態とが、第１のタイミング信号Ｓ３１と第２のタイミング信号Ｓ３２に従って交互に切り替わる。図３（ａ）に示した状態と図３（ｂ）に示した状態についても同様である。

図４における期間Ａ、すなわち第１のタイミング信号Ｓ３１がハイレベルの期間においては図２（ａ）または図３（ａ）の状態となるようにする。また期間Ｂ、すなわち第２のタイミング信号Ｓ３２がハイレベルとなる期間においては、図２（ｂ）または図３（ｂ）の状態となるように切り替え制御を行う。期間Ａと期間Ｂとは５０ミリ秒とする。

クロックの一方である第１のタイミング信号Ｓ３１と他方である第２のタイミング信号Ｓ３２とは互いにほとんど反転信号とみなせる関係であるが、切り替わりの瞬間には各降圧ブロックを構成するスイッチが同時にオンすることで各キャパシタを短絡しないように、切り替わり遅延期間Ｄを設ける。期間Ｄは周知の遅延時間生成手法によって、数ナノ〜数１０ナノ秒程度と必要最小限の時間幅に設定できる。

［降圧回路の動作説明：図２〜４］
第１のタイミング信号Ｓ３１および第２のタイミング信号Ｓ３２に従って降圧回路１０が降圧動作すると、整流手段５０の出力から蓄電される状態にあるキャパシタは、電荷を蓄えることで端子電圧が僅かに上昇するが、キャパシタが放電状態となったときに、キャパシタに蓄えられた電荷は蓄電手段２０に瞬時に吸いこまれ、蓄電手段２０の端子電圧に等しくなる。これは蓄電手段２０のインピーダンスが低いためである。

よって、降圧回路１０が６倍降圧動作する時は、第２の降圧段１１０Ｂの各キャパシタの端子間電圧は蓄電電圧ＶBTと常にほぼ等しくなり、第１の降圧段１１０Ａの各キャパシタの端子間電圧は蓄電電圧ＶBTの３倍と常にほぼ等しくなり、結果として降圧回路１０の入力側電圧である負荷電圧ＶLは蓄電電圧ＶBTのほぼ６倍の電圧となる。

また、降圧回路１０が４倍降圧動作する時は、第２の降圧段１１０Ｂの各キャパシタの端子間電圧は蓄電電圧ＶBTと常にほぼ等しくなり、第１の降圧段１１０Ａの各キャパシタの端子間電圧は蓄電電圧ＶBTの２倍と常にほぼ等しくなり、結果として降圧回路１０の入力側電圧である負荷電圧ＶLは蓄電電圧ＶBTのほぼ４倍の電圧となる。

このように、降圧回路１０の入力側には蓄電電圧ＶBTに降圧倍率ｎを乗じた電圧値が現れることとなる。この降圧回路１０の入力側端子は、発電した電流が流れ込んでもほとんど電圧変化が生じないため、降圧回路１０の接続状態が切り替わるごく僅かな期間（図４の期間Ｄ）を除けば、降圧回路１０は常に電圧値がｎ・ＶBTの電圧源であるかのように振
舞う。この定電圧源のように見える負荷の電圧値が前述した負荷電圧ＶLに相当し、
ＶL＝ｎ・ＶBT
が成り立つようになる。

特に、２つの降圧ブロックを相補的に動作させることで、一方の降圧ブロックが放電状態にあって、発電手段４０に接続しない間でも、他方の降圧ブロックが発電手段４０に接続し充電状態にできるため、発電手段４０に常に定電圧負荷が接続したような状態にすることができ、発電手段４０が発電しているその時点での電力を常に取り出すことが可能となる。

さらにこの降圧動作では、降圧回路１０内の全てのキャパシタは、電荷を受け渡す動作を通じてもその端子電圧には僅かな電圧変化しか生じないため、電荷移動にともなう損失が抑えられ、結果的にこの降圧回路１０は、入力電圧よりも端子電圧が低い状態にある蓄電手段２０へほとんど損失なしに電荷を移動することが可能となる。

従って、このように降圧回路１０を構成することで、発電手段４０が無負荷となるような時間なしに、常に定電圧源と見なせる負荷を接続することができ、かつ低損失で発電出力を負荷手段３０に送ることが可能となる。

［第１実施形態の動作説明：図２〜４，図１１］
第１の実施形態の動作について簡単に説明する。

この降圧充電システムは、発電手段４０の出力を整流手段５０によって全波整流し、この整流出力の電圧振幅に対して最も電力を取り出せる動作点となるよう降圧倍率ｎを制御する。

簡単には、蓄電手段２０への充電が進み、蓄電電圧ＶBTが上がった場合は降圧倍率ｎを下げ、反対に蓄電手段２０の放電が進んで蓄電電圧ＶBTが下がった場合は降圧倍率ｎを上げる、といった動作をする。

具体的には、蓄電電圧ＶBTが２．３６Ｖより低ければ降圧倍率信号Ｓ６６はロウレベルとなり、降圧回路１０は６倍降圧動作をし、負荷電圧ＶLは２．３６Ｖの６倍（１４．２Ｖ）以下となり、蓄電電圧ＶBTが２．３６Ｖより高ければ降圧倍率信号Ｓ６６はハイレベルとなり、降圧回路１０が４倍降圧動作をし、負荷電圧ＶLは２．３６Ｖの４倍（９．４４Ｖ）以上となるように制御する。

図１１（ａ）に、蓄電電圧ＶBTと負荷電圧ＶLとの関係とを示した。横軸が蓄電電圧ＶBTであり、縦軸が負荷電圧ＶLである。上述の制御により、蓄電電圧ＶBTが変化しても、負荷電圧ＶLは発電電圧の０．３９４倍である１１．８Ｖに近い範囲に収まるよう制御されることが分かる。

図１１（ｂ）には、このように制御した場合の充電効率を示した。横軸が蓄電電圧ＶBTであり、縦軸が充電効率である。降圧倍率ｎを切り替えることで、蓄電電圧ＶBTが変化しても、充電効率が最大付近になるように制御され、特に蓄電電圧ＶBTが２．０〜３．０Ｖの範囲にあるときに効率がよいことが分かる。

図１３に、蓄電手段２０として好適な、２．５Ｖ系２次電池の典型的な放電曲線の例を示した。横軸は満充電状態から適当な負荷を接続して放電させたときの放電容量であり、縦軸がそのときの蓄電電圧ＶBTである。このような２次電池では、蓄電電圧ＶBTが平坦で充電容量として利用可能な領域が２．０〜３．０Ｖの範囲にあるため、上述の降圧充電シ
ステムを用いることで、実質的に利用可能な電池電圧範囲において効率よく充電できることが分かる。

結果としては、蓄電電圧ＶBTに降圧倍率ｎを乗じた（ｎ・ＶBT）という電圧値が、発電電圧の片振幅である３０Ｖの３９％である１１．８Ｖに近づくように降圧倍率ｎを制御される。この２．３６Ｖというしきい値は、４倍と６倍のちょうど中間で設定できない５倍の５という値で上記の１１．８Ｖを除した値である。

判定回路６６にはこのしきい値にヒステリシスを持たせることで、降圧倍率ｎの設定が振動的にならないようにするのが好ましい。具体的な例としては、蓄電手段ＶBTが上昇して４倍高圧に切り替わるためのしきい値を２．３６Ｖより若干高い２．４１Ｖに設定し、反対に蓄電手段ＶBTが下降して６倍高圧に切り替わるためのしきい値を２．３６Ｖより若干低い２．３１Ｖに設定することで、雑音等の影響で降圧倍率が４倍と６倍とを頻繁に往復するのを防止でき、降圧倍率を安定化させることが可能となる。

［第２実施形態の概要説明：図６〜８］
次に、図６から図８を用いて、第２の実施形態について説明する。

第２の実施形態の降圧充電システムは、発電手段の発電電圧波形が回転速度で変化するような発電機の場合において好適な例である。例としては、磁気回路中に配置された、永久磁石とコイルの一方が回転することで発電する電磁誘導型の発電機がこれに該当する。

この例では発電電圧振幅は一定ではないので、発電電圧と負荷電圧ＶLとの電圧差を、その間に挿入した検流抵抗に生じる電圧差から推定し、この電圧差が正となる時間平均値を算出する。さらに蓄電電圧ＶBTを計測し、これに降圧倍率ｎを乗じた電圧値と上記電位差の時間平均値との比較を行い、両者が近い値となるような降圧倍率ｎを選択するよう制御する。

具体的には、図７の制御手段６０は、発電電圧波形が負荷電圧ＶLより高い部分の領域（図６における領域Ｐ）に相当する波形を得る回路と、発電電圧波形が負荷電圧ＶLより低い部分の領域（図６における領域Ｑ）に相当する波形とを得るための回路を備えており、さらに判定回路６６はこれら２つの領域の時間平均をとり、両者が最も近くなるような降圧倍率ｎを設定するための降圧倍率信号Ｓ６６を出力する回路を備えている。

この制御動作は、上述の制御則導出で説明したとおり、発電電圧が正弦波であるときは、仮にその電圧振幅が変化してもその片振幅の３９％の電圧が、蓄電電圧ＶBTに降圧倍率ｎを乗じた電圧値に最も近くなるように制御する。

［第２実施形態の構成説明：図６〜７］
第２の実施形態の構成は、前述の第１の実施形態と比較して主には制御手段６０の構成が異なるだけであるので、ここでは制御手段６０とその周辺の構成について、主に図７を用いて説明する。

図７に示すように、制御手段６０は、第１のＶ−Ｉ変換回路６２と第２のＶ−Ｉ変換回路６３とコンパレータ６４と電流スイッチ６５と判定回路６６とで構成する。

さらに検流抵抗６１を備えており、降圧回路１０と整流手段５０との間に直列に接続する。検流抵抗６１は、整流手段５０からみた負荷である負荷手段３０へ流れ込む電流波形を得る目的のものである。検流抵抗６１の抵抗値はｒとした。

コンパレータ６４は、検流抵抗６１の両端の電圧を入力し、矩形波出力する。コンパレータ６４は検流抵抗６１に流れる電流が正であるタイミング（図６における区間ｔ1〜ｔ2の時間幅）を得る目的のものである。コンパレータ６４の出力する波形の幅が、整流手段５０からの出力が負荷手段３０へ実質的に印加される時間幅そのものに相当する。コンパレータ６４の出力は時間幅信号Ｓ６４とした。

第１のＶ−Ｉ変換回路６２は、発電電圧波形が負荷電圧ＶLより高い部分の領域（図６における領域Ｐ）に相当する波形を得る目的のものである。第１のＶ−Ｉ変換回路６２は検流抵抗６１の両端に生じた電圧を電流に変換するものであり、トランスコンダクタンスアンプで構成する。

また第２のＶ−Ｉ変換回路６３は、発電電圧波形が負荷電圧ＶLより低い部分の領域（図６における領域Ｑ）に相当する波形を得る目的のものである。第２のＶ−Ｉ変換回路６３は蓄電電圧ＶBTを電流信号に変換するものであり、同じくトランスコンダクタンスアンプで構成する。第２のＶ−Ｉ変換回路６３の変換係数は可変であり、降圧回路１０に設定している降圧倍率ｎによって複数の値に設定可能な構成とする。

第１のＶ−Ｉ変換回路６２の変換係数ｇm1と第２のＶ−Ｉ変換回路６３との変換係数ｇm2の比は
ｇm1：ｇm2 ＝（１＋Ｒ／ｒ）：ｎ ・・・（１２）
とする。Ｒは発電手段４０の出力抵抗値であり、ｒは検流抵抗６１の抵抗値、ｎは降圧倍率である。

第１のＶ−Ｉ変換回路６２と第２のＶ−Ｉ変換回路６３の出力電流は、時間幅信号Ｓ６４によって制御される電流スイッチ６５によって整流手段５０からの出力が負荷手段３０へ実質的に印加される時間幅の間だけが通過され、判定回路６６に入力されるようにしている。電流スイッチ６５を介した後の第１のＶ−Ｉ変換回路６２の出力信号は第１の電流信号Ｓ６２とした。また電流スイッチ６５を介した後の第２のＶ−Ｉ変換回路６３の出力信号は第２の電流信号Ｓ６３とした。この構成により、整流手段５０からの出力が負荷手段３０へ実質的に印加される時間幅における電圧と蓄電電圧ＶBTとの関係を得られるようになっている。

判定回路６６は、２つのＶ−Ｉ変換回路から得られる第２の電流信号Ｓ６３と、第１の電流信号Ｓ６２との電流の比を求め、その時間平均をとる機能を備えたものである。判定回路６６には、入力された電流の平均値を得るために低周波域通過フィルタの機能を持たせる。この降圧倍率信号Ｓ６６を第２のＶ−Ｉ変換回路６３に戻すことで、その変換係数ｇm2に現在の降圧倍率ｎを反映させるようにしている。

降圧回路１０に最適な降圧倍率を選択できるようにするため、判定回路６６には、降圧倍率ｎを４倍から６倍に切り替えるときと、６倍から４倍に切り替えるときとで異なるしきい値を設定する。具体的には、降圧倍率ｎが６倍のときは、第１の電流信号Ｓ６２と第２の電流信号Ｓ６３との平均電流の比が１．３７倍以上となるときに降圧倍率ｎを４倍に切り替え、また、降圧倍率ｎが４倍のときは、第１の電流信号Ｓ６２と第２の電流信号Ｓ６３との平均電流の比が０．７１倍を以下となるときに降圧倍率ｎを６倍に切り替えるように設定する。
選択された降圧倍率は降圧倍率信号Ｓ６６によって降圧回路１０に伝達する。

［第２実施形態の動作説明：図７〜８］
第２の実施形態の動作について簡単に説明する。

この降圧充電システムは、発電手段４０の出力を整流手段５０によって全波整流し、この整流出力の電圧振幅を検流抵抗６１によって推定し、この推定電圧に対して最も電力を取り出せる動作点となるよう降圧倍率ｎを制御する。発電電圧は一定でないので、発電電圧と負荷電圧との電圧差を検流抵抗６１に生じる電圧差から算出する。

簡単には、蓄電電圧ＶBTが一定と見なせるような間では、発電電圧が高くなった場合は降圧倍率ｎを上げ、発電電圧が低くなった場合は降圧倍率ｎを下げる、といった動作をする。詳しくは、第１の電流信号Ｓ６２と第２の電流信号Ｓ６３との比によって降圧倍率ｎが制御され、その比が１．３７倍以上であれば降圧倍率ｎは６倍から４倍に切り替わり、電流信号比が０．７１倍を以下であれば降圧倍率ｎは４倍から６倍に切り替わる。

具体的な例として、蓄電電圧が２．５Ｖで、降圧回路１０が４倍降圧動作をしているときについて説明する。このときに負荷電圧ＶLは２．５Ｖの４倍の１０．０Ｖとなる。この状態で発電電圧が片振幅２０Ｖの正弦波であるような発電をすると、この負荷電圧ＶLと発電電圧との差電圧として、正弦波の上側だけを切り取った電圧波形が検流抵抗６１に現れる。コンパレータ６４は、検流抵抗６１に生じた波形を２値化し、図８（ａ）に示すような矩形状の時間幅信号Ｓ６４を出力する。

第１のＶ−Ｉ変換回路６１は検流抵抗６１に生じる電圧にｇm1を乗じた電流を出力し、さらにこの電流は電流スイッチ６５により時間幅信号Ｓ６４がハイレベルの間だけ判定回路６６へ送られるため、第１の電流信号Ｓ６２は図８（ｂ）に示すような波形となる。

第２のＶ−Ｉ変換回路６２は蓄電電圧ＶBTにｇm2を乗じた電流を出力し、さらにこの電流が電流スイッチ６５により時間幅信号Ｓ６４がハイレベルの間だけ判定回路６６へ送られるため、第２の電流信号Ｓ６３は図８（ｃ）に示すような矩形波となる。

判定回路６６は第２の電流信号Ｓ６３と第１の電流信号Ｓ６２との比の平均値を演算するが、これは図６における領域Ｑと領域Ｐとの面積を比較する操作に相当し、この比は図６から ＶL：（ＶAVE−ＶL） であることが分かる。発電電圧の振幅Ｖ0が２０Ｖの場合、第２の電流信号波形Ｓ６３の面積と、第１の電流信号波形Ｓ６２の面積との比は、式（８）から １０：６．５４ となる。よって判定信号Ｓ６６はハイレベルとなり、降圧回路１０に４倍降圧動作を維持させる制御をする。

この状態から発電電圧が片振幅４０Ｖの正弦波に変化したとする。このときの負荷電圧ＶLは１０．０Ｖのままで、同様に判定回路６６が第２の電流信号Ｓ６３と第１の電流信号Ｓ６２との比の平均値を演算する。ところが、発電電圧の振幅が４０Ｖの場合は、第２の電流信号波形Ｓ６３の面積と、第１の電流信号波形Ｓ６２の面積との比は同じく式（８）から １０：１９．４ となる。よって判定信号Ｓ６６はロウレベルとなり、降圧回路１０に６倍降圧動作をさせる制御をする。

降圧倍率ｎが６倍となると負荷電圧ＶLは１５．０Ｖとなる。同様に判定回路６６が第２の電流信号Ｓ６３と第１の電流信号Ｓ６２との比の平均値を演算するが、この状態での第２の電流信号波形Ｓ６３の面積と、第１の電流信号波形Ｓ６２の面積との比は １５：１６．３ となる。よって判定信号Ｓ６６はロウレベルのままとなり、降圧回路１０に６倍降圧動作を維持させる制御をする。

この状態から、反対に発電電圧の振幅が２０Ｖに低下する場合は、上記と類似のステップを経ることで降圧倍率ｎを４倍に移行することは容易に理解できる。

図１２（ａ）に、第２の電流信号波形Ｓ６３の面積−第１の電流信号波形Ｓ６２の面積
との比について示した。この例では、発電電圧と蓄電電圧ＶBTとは共に変化するので、横軸には蓄電電圧ＶBTと発電電圧振幅Ｖ0との比をパラメータとしている。上述の制御により、発電電圧振幅Ｖ0と蓄電電圧ＶBTが変化しても、第２の電流信号Ｓ６３と第１の電流信号Ｓ６２との比は１．０に近い範囲に収まり、式（４）からも分かるとおり、発電手段１０からの電力取り出し効率が最大となるよう制御されることが分かる。

図１２（ｂ）には、このように制御した場合の充電効率を示した。横軸は図１２（ａ）と同じく蓄電電圧ＶBTと発電電圧振幅Ｖ0との比であり、縦軸が充電効率である。降圧倍率ｎを切り替えることで、蓄電電圧ＶBTおよび発電電圧振幅Ｖ0が変化しても、充電効率が最大付近となるように制御されることが分かる。

なお、降圧倍率ｎの切り替わる点の、蓄電電圧ＶBTと発電電圧振幅Ｖ0との比は０．０７９である。これは、発電電圧振幅Ｖ0が３０Ｖであれば蓄電電圧ＶBTが２．３６Ｖのときに相当し（０．０７９＝２．３６／３０）、前述の第１の実施形態と同じ関係にあることが分かる。

この制御によると、図６に示した領域Ｐの面積が、領域Ｑの面積に近くなるように負荷電圧ＶLを制御することになるが、それは図６に示した領域Ｐの面積が、領域Ｐと領域Ｑとの和の１／２に近くなるように制御するのと同じであることは明らかである。２つのＶ−Ｉ変換回路の変換係数の比から分かるように、領域Ｐに相当する値は、検流抵抗６１に生じる電圧差に、発電機の出力抵抗値Ｒと検流抵抗６１の抵抗値ｒとの外分値（１＋Ｒ／ｒ）を乗じた値をもとに求めていることは式（１２）から分かる。また領域Ｑに相当する値は、蓄電電圧ＶBTに降圧倍率ｎを乗じて求めていることも同様に式（１２）から分かる。

この実施形態によれば、発電電圧波形は電圧方向に変化するが、その時間変化が比較的遅く制御手段６０の制御が間に合うような発電機の場合であれば、前述の第１の実施形態と同様の高い効率での充電が可能である。

上記までの実施形態では、降圧回路１０が選択できる降圧倍率ｎは２通りとしたが、この限りでない。降圧回路１０中のキャパシタの数を増やしたり、このキャパシタの接続状態をより複雑に変えられるような構成にすることによって、降圧倍率ｎの選択範囲を増やしたり、中間的な値をとれるようにすることも可能である。例えば、降圧回路１０の１段目で３倍降圧し、２段目でも３倍降圧し、さらに３段目を追加して２倍昇圧することで９／２倍（４．５倍）降圧するといったことも可能である。

また、上記までの実施形態では、発電手段４０は発電量が変化することはあっても発電が停止しないことを前提としているが、発電が停止したことを検知することで余計な降圧動作を停止したり、降圧回路１０と蓄電手段２０との間に整流機能を設けることで蓄電手段２０が逆に放電してしまわないようにしたりする機能を設けてもよい。

１０ 降圧回路
１１ 第１の降圧ブロック
１２ 第２の降圧ブロック
１３ タイミング生成回路
２０ 蓄電手段
４０ 発電手段
５０ 整流手段
６０ 制御手段
６６ 判定回路
１１０Ａ 第１の降圧段
１１０Ｂ 第２の降圧段

Claims (3)

1. 交流電圧を出力する発電手段（４０）と、
   前記発電手段の出力電圧を一方向へ整流して出力する整流手段（５０）と、
   前記整流手段に接続した負荷手段（３０）と、を有する降圧充電システムであって、
   前記負荷手段（３０）は、複数のキャパシタの接続状態を切り替えることで降圧動作を行う降圧回路（１０）と、前記降圧回路の出力電流を充電する蓄電手段（２０）とを備え、前記降圧回路（１０）は、いずれの前記接続状態のときも前記整流手段（５０）の出力に前記複数のキャパシタのいずれかが常に接続して電荷を蓄えるように制御され、
   前記降圧回路（１０）は、前記整流手段（５０）からの出力が前記負荷手段（３０）へ実質的に印加される時間幅での平均電圧の１／２の電圧値が、前記蓄電手段（２０）の端子電圧に前記降圧回路（１０）の降圧倍率を乗じた電圧値に最も近くなるような降圧倍率を選択する
   ことを特徴とする降圧充電システム。
2. 前記蓄電手段（２０）の端子電圧を測定する手段（６０）を備え、
   前記蓄電手段（２０）の端子電圧に応じて前記降圧回路（１０）の降圧倍率を設定する
   ことを特徴とする請求項１に記載の降圧充電システム。
3. 前記整流手段（５０）と前記負荷手段（３０）との間に直列に挿入した検流抵抗（６１）に生じる電圧差をもとにして、
   前記実質的に印加される時間幅での平均電圧を算出する手段（６２，６３，６４，６６）を備えた
   ことを特徴とする請求項２に記載の降圧充電システム。

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