CN100536316C - 电动机驱动装置以及使用了该电动机驱动装置的汽车 - Google Patents

Abstract

本发明提供电动机驱动装置和使用了该装置的汽车。作为不使用电抗器的升压型电动机驱动装置，可同时控制升压和电动机驱动。电动机驱动装置用于驱动在定子上卷绕有第1三相绕组U、V、W和第2三相绕组U^*、V^*、W^*的、具有二重绕组构造的电动机，具有与第1和第2三相绕组连接的第1和第2逆变器(Inv1、Inv2)，通过控制所述逆变器来控制二重绕组构造型电动机的驱动力。第1和第2逆变器(Inv1、Inv2)将与高电压电池连接的正极和负极端子分别公共连接，具有：第1开关机构(S1)，其被连接在公共连接的正极端子与高电压电池的正极之间；和第2开关机构(S2)，其被连接在第2三相绕组的中性点与高电压电池的正极之间。

Description

电动机驱动装置以及使用了该电动机驱动装置的汽车

技术领域

本发明涉及用于如混合动力型汽车那样使用电动机来辅助汽车的驱动扭矩的电动机驱动装置以及使用了该电动机驱动装置的汽车，特别涉及适合对具备了二重绕组构造的电动机进行驱动的电动机驱动装置以及使用了该装置的汽车。

背景技术

近年来，在汽车领域中，作为针对环境问题的对策，燃料消耗和排气的改善受到了重视，因此，在发动机的燃料效率不高的速度领域内利用电动机进行辅助驱动的混合动力型汽车备受关注。电动机与发动机相比，具有扭矩的响应性高的优点，除了可改善燃料效率以外，将来可期待使用在VDC(车辆动态控制)那样的行驶控制中。关于电动机，使用效率良好的永磁型同步式电动机，并且在最高转速超过10,000rpm的高速状态下使用。电动机与转速成比例地产生感应电压(或称为反电动势)，利用电源电压与感应电压之差产生电流。在超过10,000rpm的高速状态下，因感应电压的影响而不容易流过电流，对此，采用了通过被称为弱励磁的控制来抑制感应电压的方法，以及在最近采用的将电池电压进行升压的方法。

作为将电池电压升压的方法，在电池与逆变器之间设置升压转换器，反复进行使电池的电流先流入电抗器(reactor)，作为电磁能而蓄积，然后将电抗器作为电流源，向逆变器供给电力的动作。但是，能够对应超过数十kW的输出的电抗器的体积大，重量重，所以希望有一种使电抗器小型化、或者不使用电抗器的升压方式。

这里，作为不使用电抗器的升压方式的第1以往例，例如有在特开平7-115704号公报中所记载的使用二重绕组型电动机和二台逆变器的方式。该方式是采用通过在电动机的定子上卷绕高压绕组和低压绕组，而形成为一种变压器那样的结构，电动机本身由与高压绕组连接的第1逆变器驱动，同时在将低压电源的电压进行升压时，利用与低压绕组连接的第2逆变器励磁定子，并通过第1逆变器进行整流，对高压电源充电。

另外，作为第2以往例，有在文献“Novel Power Conversion System forCost Reduction in Vehicles with 42V/14V Power Supply”(SAE2003-01-0307)中所记载的方法。该方法中，电动机具有单重高压绕组构造，其中性点与低电压电源连接，与高压绕组连接的逆变器通过PWM(脉宽调制)控制，运用导通/截止的动作，使用电动机的绕组来替代电抗器。

[专利文献1]特开平7-115704号公报

[非专利文献1]“Novel Power Conversion System for Cost Reduction inVehicles with 42V/14V Power Supply”(SAE 2003-01-0307)

但是，上述第1以往例的目的在于，在高压电源未被确保充分的电压的情况下，使用第2逆变器进行升压，在升压时第1逆变器的开关元件截止，使其作为整流电路而动作，其驱动电动机的功能被暂停。即，不适用于像混合动力型车辆那样在高速域一边升压一边驱动电动机的用途。

另一方面，上述第2以往例是在三相电动机电流中叠加流过中性点的直流成分，能够一边驱动电动机，一边同时利用直流成分进行从低电压电源向高压电源的升压。但是，由于在逆变器的功率器件中流过交流电流成分和直流电流成分相叠加的电流，所以相对交流电流的振幅，升压用的直流电流越大，功率器件的损耗就越显著增加，因而存在着能否承受其发热的问题。而且，如果因直流电流的叠加，交流电流的波形产生失真，则会使电动机产生电磁噪声，除此以外，基于PWM控制的电磁噪声也成为问题。并且，由于利用1个逆变器同时进行升压和电动机驱动的控制，所以，基于直流电流的叠加的最大电流增加，将产生浪涌电压损坏功率器件的问题。

发明内容

本发明的目的是，作为不使用电抗器的升压型电动机驱动装置而提供一种能够同时控制升压和电动机驱动的电动机驱动装置以及使用了该装置的汽车。

(1)为了达到上述的目的，本发明提供一种电动机驱动装置，其用于驱动具有在定子上卷绕了第1三相绕组和第2三相绕组的二重绕组构造的电动机，并具有与所述第1和第2三相绕组连接的第1和第2逆变器，通过控制所述逆变器来控制所述二重绕组构造型电动机的驱动力，所述第1和第2逆变器，将与高电压电池连接的正极和负极端子分别公共连接，具有：第1开关机构，其被连接在所述公共连接的正极端子与高电压电池的正极之间；和第2开关机构，其被连接在所述第2三相绕组的中性点与所述高电压电池的正极之间。

根据上述的构成，在第1模式下，第1和第2逆变器并行动作，可分担电动机电流，减少损耗，在第2模式下，能够使第2逆变器从高压电池经由中性点向电动机绕组流入直流电流，可以通过使电动机绕组替代电抗器进行升压动作将电池电压升压，能够无障碍地继续进行电动机驱动，同时进行升压和电动机驱动控制。

(2)在上述(1)中，优选还具有控制装置，其在使所述第1开关机构导通，使所述第2开关机构截止的第1模式下，向所述第1和第2逆变器供给使其输出同相位的交流电流的指令，并且在使所述第1开关机构截止，使所述第2开关机构导通的第2模式下，向所述第1逆变器供给使其输出所希望的交流电流的指令，同时向所述第2逆变器供给使其经由所述中性点流过直流电流，并且向所述第1、第2逆变器叠加补偿了相位的交流电流的指令。

根据上述的构成，能够由第2逆变器分担产生旋转磁场的电动机电流的一部分，减少第1逆变器的损耗。

(3)在上述(2)中，优选所述控制装置，分别对所述第1和第2逆变器进行矢量控制，在所述第1模式下，控制所述第1和第2逆变器，使其输出的交流的q轴和d轴的电流分别成为同相位，在所述第2模式下，进行补偿，将所述第1逆变器输出的交流的q轴电流成分以-90°×n(n是0或1)改变相位，并且进行补偿，使所述第2逆变器输出的交流将q轴的电流以+90°×n(n是0或1)改变相位。

根据上述的构成，第2逆变器的控制能够在第1模式和第2模式的整个期间内运用矢量控制，对于从第1模式到第2模式的转移，只要变更q轴的相位和叠加不影响矢量控制的直流成分即可，从而可防止因控制的不连续性而造成的电动机驱动的异常。

(4)在上述(2)中，优选具有检测所述第1、第2逆变器的各个输出电流的电流检测器，所述控制装置在所述第2模式下，改变所述第2逆变器的交流振幅和相位，以减小由所述电流检测器检测出的第1和第2逆变器的输出电流的实效值之差。

根据上述的构成，能够尽可能地将第1和第2逆变器的损耗均等化，缓解热的集中，从而可实现装置的大容量化。

(5)在上述(2)中，优选所述控制装置对所述第1和第2逆变器进行脉宽调制控制，按照所述第1和第2逆变器所输出的脉冲状电压成为相反相位的方式进行控制。

根据上述的构成，通过将两逆变器的电磁噪声相互抵消，能够降低电磁噪声。

(6)在上述(2)中，优选所述控制装置在检测到所述第1、第2逆变器中的某一个逆变器异常时，使所述第1开关机构导通，使所述第2开关机构截止，并且通过正常的另一方的逆变器继续进行所述电动机的驱动。

根据上述的构成，能够利用正常的另一方的逆变器进行上述电动机驱动。

(7)另外，为了达到上述的目的，本发明提供一种电动机驱动装置，其用于驱动具有在定子上卷绕了第1三相绕组和第2三相绕组的二重绕组构造的电动机，具有与所述第1和第2三相绕组连接的第1和第2逆变器，通过控制所述逆变器来控制所述二重绕组构造型电动机的驱动力，所述第1和第2逆变器，将与高电压电池连接的正极和负极端子分别公共连接，并具有：第1开关机构，其被连接在所述公共连接的正极端子与高电压电池的正极之间；第2开关机构，其被连接在所述第2三相绕组的中性点与所述高电压电池的正极之间；和控制装置，其在使所述第1开关机构导通，使所述第2开关机构截止的第1模式下，向所述第1和第2逆变器供给使其输出同相位的交流电流的指令，并且在使所述第1开关机构截止，使所述第2开关机构导通的第2模式下，向所述第1逆变器供给使其输出所希望的交流电流的指令，同时向所述第2逆变器供给使其经由所述中性点流过直流电流，并且向所述第1、第2逆变器叠加补偿了相位的交流电流的指令。

根据上述的构成，在第1模式下，第1和第2逆变器并行动作，可分担电动机电流，减少损耗，在第2模式下，第2逆变器从高压电池经由中性点向电动机绕组流入直流电流，能够通过使电动机绕组替代电抗器进行升压动作将电池电压升压，可无障碍地继续进行电动机驱动，同时进行升压和电动机驱动控制，并且能够由第2逆变器分担产生旋转磁场的电动机电流的一部分，减少第1逆变器的损耗。

(8)另外，为了达到上述的目的，本发明提供一种汽车，具有电动机驱动装置，该电动机驱动装置具有在定子上卷绕了第1三相绕组和第2三相绕组的二重绕组构造的电动机、和与所述第1和第2三相绕组连接的第1和第2逆变器，并通过控制所述逆变器来控制所述二重绕组构造型电动机的驱动力，所述第1和第2逆变器，将与高电压电池连接的正极和负极端子分别公共连接，并具有：第1开关机构，其被连接在所述公共连接的正极端子与高电压电池的正极之间；第2开关机构，其被连接在所述第2三相绕组的中性点与所述高电压电池的正极之间，在所述汽车的车速为低速时，以所述第1模式驱动所述电动机，在所述汽车为高速时，以所述第2模式驱动所述电动机。

根据上述的构成，在从低速到高速的整个期间内能够实现适当地抑制了逆变器的损耗的运转。

根据本发明，作为不使用电抗器的升压型电动机驱动装置，能够同时进行升压和电动机驱动的控制。

附图说明

图1是表示本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的整体结构的电路图。

图2是本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的主要部分中的电流流向的说明图。

图3是本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的第1模式中的电流矢量图。

图4是本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的第2模式中的电流矢量图。

图5是本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置中的三相电流的波形图。

图6是在本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置中使用的开关元件的模块构成图。

图7是表示本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的控制动作的流程图。

图8是本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的控制时的动作说明图。

图9是本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的控制时的动作说明图。

图10是本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的控制时的动作说明图。

图11是本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置中的逆变器Inv1和逆变器Inv2的PWM控制时的动作波形图。

图12是配置了本发明一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的汽车的结构图。

图13是由本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置驱动的二重绕组型电动机1的特性图。

图中：1-电动机；2-转子；3-定子；4-第1绕组的中性点；5-第2绕组的中性点；6-发动机；7-发电机；8-变速机；9-差动齿轮；10-汽车；11-电气配线(harness)；Cf-电容器；CS1～CS5-电流检测器；D1～D12、DS1、DS2-二极管；Pu、Pv、Pw-磁极位置检测器；Q1～Q12、S1、S2-IGBT；T0～T10-变压器的初级侧和次极侧；VB-高电压电池。

具体实施方式

下面，结合图1～图13对本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的结构以及动作进行说明。

首先，参照图1，对本实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的结构进行说明。

图1是表示本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的整体结构的电路图。

电动机1是三相永磁式同步电动机。电动机1包括：在内部具有永磁铁的转子2、和使用硅钢板以外的磁性体材料形成的定子3。在定子3的齿(teeth)部上分别卷绕有二重绕组U、V、W、U^*、V^*、W^*。另外，关于这些绕组，只简易地图示了集中卷绕的构造，不限于本图所示的构造，也可以以分布卷绕为代表、齿部以及狭缝(slot)的构造等是图示的形状以外的构造。与本发明密切相关的构造是所谓的三相绕组被二重卷绕的构造，关于其他的转子和定子也可以是图1所示以外的其他例的构造。

将在附图标记中未标记^*的绕组U、V、W组合成三相绕组，同样地将在附图标记中标记了^*的绕组U^*、V^*、W^*组合成第2三相绕组。绕组U、V、W的一端如实线4所示那样被共通连接，该实线4表示第1三相绕组的中性点连接线。同样，U^*、V^*、W^*的一端如虚线5所示那样被共通连接，该虚线5表示第2三相绕组的中性点连接线。第2三相绕组的中性点NP，利用配线被引出到电动机外部，通过开关机构S2，与高压电池VB的正极连接。另外，与绕组U、V、W以及绕组U^*、V^*、W^*的中性点不同的另一端也使用配线引出到电动机外部，如后述那样与逆变器连接。电动机1具有检测转子2的磁极位置的磁极位置检测器PU、PV、PW。磁极位置检测器PU、PV、PW除了如直线霍耳IC那样采用3个独立的器件而构成的情况以外，也可以是与被称作旋转变压器(resolver)的转子固定在同心圆上的构造。

下面，对本实施方式的特征，即逆变器的构成进行说明。在本实施方式中，如图1所示，具有2台三相逆变器Inv1、Inv2。三相逆变器Inv1、Inv2的正极和负极被共通连接，三相逆变器Inv1和三相逆变器Inv2共通的正极通过开关机构S1与高电压电池VB的正极连接。另外，三相逆变器Inv1和三相逆变器Inv2共通的负极直接与高电压电池BV的负极连接。第1逆变器Inv1具有输出端子Ou、Ov、Ow，这些与第1绕组U、V、W连接。同样，第2逆变器Inv2具有输出端子Ou^*、Ov^*、Ow^*，这些与第2绕组U^*、V^*、W^*连接。

这里，开关机构S1、S2如图所示，都是将IGBT和二极管反向并联连接的构造。在开关机构S1被提供了栅极信号时，IGBT成为导通状态，使电流从逆变器Inv1和逆变器Inv2共通的正极端子向高电压电池VB的方向通电。开关机构S1的二极管DS1与开关机构S1的栅极信号无关，在高电压电池VB的电压比逆变器Inv1和逆变器Inv2共通的正极端子的电压高时，使电流通电。同样，在开关机构S2被提供了栅极信号时，IGBT成为导通状态，使电流从高电压电池VB向第2绕组的中性点NP的方向通电。开关机构S2的二极管DS2与开关机构S2的栅极信号无关，在中性点NP的电压比高电压电池VB的电压高时，使电流通电。

下面，对各个绕组的电流进行检测的电流检测器CS1、CS2、CS3、CS4、CS5进行说明。电流检测器CS1、CS2分别是检测分别流过绕组U和绕组V的交流电流Iu、Iv的传感器，除了一般的电流互感器以外，只要是能够检测出交流电流的电流传感器，则也可以采用其他的方式。由于绕组U、V、W不将中性点引出到电动机外部，所以，在中性点的各相的电动机电流合计值为0。因此，不需要检测出所有的三相电流，在图1的实施例中也是只检测出二相的电流。与之相对，电流检测器CS3、CS4、CS5分别是检测出分别流过绕组U^*、V^*、和W^*的交流电流Iu^*、Iv^*、和Iw^*的传感器，除了上述的电流互感器以外，只要是能够检测出交流和直流电流的电流传感器，则也可以采用其他方式。由于绕组U^*、V^*、W^*对中性点NP流过电流，所以，在中性点NP的各相的电动机电流合计值不为0，因而需要对三相的电流全部进行检测。

下面，对逆变器Inv1、Inv2的控制电路进行说明。首先，对逆变器Inv1的构造进行说明。构成U相上臂的IGBTQ1和二极管D1的并联电路与构成U相下臂的IGBTQ2和二极管D2的并联电路串联连接。U相输出Ou从U相上臂与U相下臂的连接点向U相绕组U输出。构成V相上臂的IGBTQ3和二极管D3的并联电路与构成V相下臂的IGBTQ4和二极管D4的并联电路串联连接。V相输出Ov从V相上臂与V相下臂的连接点向V相绕组V输出。构成W相上臂的IGBTQ5和二极管D5的并联电路与构成W相下臂的IGBTQ6和二极管D6的并联电路串联连接。W相输出Ow从W相上臂与W相下臂的连接点向W相绕组W输出。

下面，对逆变器Inv2的构造进行说明。构成U^*相上臂的IGBTQ7和二极管D7的并联电路与构成U^*相下臂的IGBTQ8和二极管D8的并联电路串联连接。U^*相输出Ou^*从U^*相上臂与U^*相下臂的连接点向U^*相绕组U^*输出。构成V^*相上臂的IGBTQ9和二极管D9的并联电路与构成V^*相下臂的IGBTQ10和二极管D10的并联电路串联连接。V^*相输出Ov^*从V^*相上臂与V^*相下臂的连接点向V^*相绕组V^*输出。构成W^*相上臂的IGBTQ11和二极管D11的并联电路与构成W^*相下臂的IGBTQ12和二极管D12的并联电路串联连接。W^*相输出Ow^*从W^*相上臂与W^*相下臂的连接点向W^*相绕组W^*输出。

下面，对动作进行说明。从驱动基板GD1提供逆变器Inv1的开关元件(IGBT)Q1、…、Q6以及开关机构(IGBT)S1的栅极信号。另外，从驱动基板GD2提供逆变器Inv2的开关元件(IGBT)Q7、…、Q12以及开关机构(IGBT)S2的栅极信号。从微型计算机的CPU通过光耦合器Pc等绝缘型信号传输装置向驱动基板GD1、GD2提供驱动信号。另外，对逆变器Inv1的上臂的开关元件Q1、Q3、Q5的控制电源是变压器的次极侧T1、T2、T3。对逆变器Inv1的下臂的开关元件Q2、Q4、Q6的共通的控制电源是变压器的次极侧T4，而且，对开关机构S1的控制电源是变压器的次极侧T5。同样，对逆变器Inv2的上臂的开关元件Q7、Q9、Q11的控制电源是变压器的次极侧T6、T7、T8，对逆变器Inv2的下臂的开关元件Q8、Q10、Q12的共通的控制电源是变压器的次极侧T9，而且，对开关机构S2的控制电源是变压器的次极侧T10。与这些变压器的次极侧T1、…、T10共通的变压器的初极侧是T0。

然后，被输入微型计算机的CPU的传感器信号，是向微型计算机的CPU分别输入转子的磁极位置检测信号Psig、电流检测器的输出信号Iu、Iv、Iu^*、Iv^*、Iw^*、以及检测电容器Cf的电压并在途中将该信号绝缘且改变增益的电压检测器V_sence的输出。另外，除了对微型计算机CPU，通过与上位控制系统的通信装置I/F提供针对电动机1的扭矩指令和其他信号以外，反过来还从微型计算机CPU向上位控制系统输出用于通知发生异常等的信号。

在本实施方式中，第1逆变器Inv1在整个期间内被用于电动机1的驱动。而第2逆变器Inv2在低速段(第1模式)通过与逆变器Inv1同相的动作来驱动电动机1，在高速段(第2模式)，被用作通过中性点NP将高电压电池VB的电压升压，对电容器Cf进行充电的升压装置。

下面，结合图2～图4，对本实施方式的在二重绕组型电动机驱动装置中使用的2个逆变器Inv1、Inv2的动作进行说明。

图2是本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的主要部分中的电流流向的说明图。图3是本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的第1模式下的电流矢量图。图4是本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的第2模式下的电流矢量图。

在图2中，将逆变器Inv1的三相电流表示为Iu、Iv、Iw，将逆变器Inv2的三相电流表示为Iu^*、Iv^*、Iw^*。另外，将流过中性点NP的电流重新表示为In。

在图3所示的第1模式下的电流的矢量图中，α轴和β轴是将三相电流转换为二相时的静止坐标系，与α轴形成相位差Φ的d轴、以及与其正交的q轴是二相转换后的旋转坐标系。关于这些三相-二相转换以及静止坐标系和旋转坐标系，由于在电动机控制领域是公知的，所以省略说明。

图3所示的第1模式，是在电动机1的速度比较低，感应电压比高压电池的电压VB小的情况下所选择的模式。在该第1模式下，利用来自微型计算机CPU的信号进行控制，使开关机构S1导通，使开关机构S2截止，并且使逆变器Inv1的旋转坐标系电流Iq、Id与逆变器Inv2的旋转坐标系电流Iq^*、Id^*同相。这里，如果使旋转坐标系电流Iq与旋转坐标系电流Iq^*、同样地使旋转坐标系电流Id与旋转坐标系电流Id^*成为相同的电流指令值，则逆变器Inv1和逆变器Inv2构成为均等的并行运转，成为将电动机1所必要的电流由2台逆变器Inv1、Inv2各分担一半的形式。假设在逆变器Inv1的开关元件IGBT因为某种原因而温度上升的情况下，只要减少逆变器Inv1的电流，而增加逆变器Inv2的电流，使旋转坐标系电流(Iq+Iq^*)以及旋转坐标系电流(Id+Id^*)成为规定的值即可。通过这样的控制，能够调整二台逆变器对电流的分担，特别是可实现热效应的均等化。另外，在图3所示的矢量图中，表示了对旋转坐标系电流Id和旋转坐标系电流Id^*标记负号，显示弱励磁效果的状态，但由于第1模式处于低速状态，所以，旋转坐标系电流Id和旋转坐标系电流Id^*比旋转坐标系电流Iq和旋转坐标系电流Iq^*小。

作为微型计算机CPU的具体的处理，是将电流检测器的检测电流Iu、Iv以及检测电流Iu^*、Iv^*、Iw^*、和电压检测器V_sence的输出作为反馈信息，使用该反馈信息计算针对逆变器Inv1和逆变器Inv2的栅极信号，并且将该计算结果的信号通过光耦合器Pc、驱动基板GD1、GD2，作为栅极信号输送到逆变器Inv1、Inv2的各个IGBT。

然后，图4所示的第2模式是在电动机1的速度高，感应电压比高压电池的电压VB高的情况下所选择的模式。在该模式下，利用来自微型计算机CPU的信号使开关机构S1截止，使开关机构S2导通，并且在逆变器Inv2的电流Iu^*、Iv^*、Iw^*上叠加直流成分，将逆变器Inv2用于升压。如果将电动机1的输出设为Pout、将电动机和电路的效率设为η，将电容器Cf升压后的电压设为Vcf，将电动机电流实效值设为Im，将流过中性点的电流设为In，而且将高压电池的电压设为VB，则满足

Pout/η＝Vcf·Im＝VB·In

，必要的直流电流是将中性点电流In在绕组U^*、V^*、W^*被均等分割的(In/3)叠加在各相中的直流电流。由于该直流电流不产生旋转磁场，所以不出现在图4的矢量图中。然后，对绕组U^*、V^*、W^*的各相叠加被均等分割的(In/3)，流过交流电流iu^*、iv^*、iw^*(这里，用小写字母iu^*表示交流，用大写字母Iu^*表示叠加了直流成分的合成电流)，但关于交流电流iu^*、iv^*、iw^*，其特征在于如图4所示那样，相对逆变器Inv1的电流iu、iv、iw将相位改变90°，在旋转坐标系的表示形式中，电流Iq^*成为与电流Id相同的矢量成分。另外，在图4中，未示出电流Id^*，这表示Id^*成分为0。

下面，结合图5，对本实施方式的二重绕组型电动机驱动装置中的三相电流的波形进行说明。

图5是本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置中的三相电流的波形图。

图5表示逆变器Inv1的三相电流Iu、Iv、Iw和逆变器Inv2的三相电流Iu^*、Iv^*、Iw^*(在直流成分中叠加了交流成分的合成值)的波形。在两个逆变器的电流波形中可看出相位的不同。

根据图4的实例，基于电流Iq和电流(Id+iq^*)来驱动电动机1，但这样使感应电压增高，结果在升压控制的基础上同时进行弱励磁控制。上述相位差不限于90°，在将第1和第2绕组卷绕在同一定子的齿部(或狭缝)上的情况下，优选为±90°×n(n是0或1)。这里，在n为0的情况下，合成电流成分成为(Iq+iq^*)和Id。此情况相当于不进行过大的弱励磁控制的情况。假设当第1和第2绕组在机械配置中具有电相位θ时，上述相位差成为±90°×n±θ(n是0或1)。

这样，将逆变器Inv2的交流电流成分iu^*、iv^*、iw^*相对逆变器Inv1改变相位(以下称为“相位补偿)，在将两个逆变器的电流所生成的旋转磁场正确地合成中具有重要的意义。如果相位不合适，则逆变器Inv2的交流电流成分所生成的磁场将会削弱逆变器Inv1所生成的旋转磁场，即使电流流过绕组，也不能获得所希望的扭矩，结果导致效率下降。这里，逆变器Inv1和逆变器Inv2的电流相位在图1的微型计算机CPU中根据磁极位置检测信号Psig计算求出。

在图4的例子中，利用电流Iq和电流(Id+iq^*)驱动电动机1的情况下的优点是，可以将逆变器Inv1和逆变器Inv2的损耗适当化，对于这一点将在后面说明。关于电流iq^*，优选使其实效值小于逆变器Inv1的电流Iq和电流Id(将这些合成的实效值)。逆变器Inv2在PWM控制中的通流比需要同时兼顾到将上述直流电流成分调整为(In/3)的控制、和作为交流电流成分来调整电流iq^*的控制。这里，通流比在50％的状态是使交流电流成分为0的条件，当在此条件下施加调整电流iq^*的控制时，在交流正弦波为正的条件下，通流比变为50％以上，反之，在负的条件下，通流比变为50％以下。虽然在正弦波的一个周期中被平均化，但在升压后的电压上产生脉动(波动)，使得逆变器Inv2的IGBT通电的电流值增大了对通流比的依存性，增加了热效应。为了解决这样的问题，重要在于决定电流iq^*的实效值，以使其能够同时兼顾到逆变器Inv1和逆变器Inv2的损耗适当化、和抑制上述电压脉动。

下面结合图6，对在本实施方式的二重绕组型电动机驱动装置中使用的开关元件的模块结构进行说明。

图6是在本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置中使用的开关元件的模块结构图。图6(A)表示侧视图，图6(B)表示俯视图。

在图6中，表示了与在逆变器Inv1和逆变器Inv2以及开关机构S1、S2中所使用的IGBT相关的模块构造。这里，举例说明逆变器Inv1的U相臂的模块。在基板上，将与1个相的半桥连接的开关元件Q1、Q2以及二极管D1、D2安装在基板上，形成1个模块，一般被称为2in1模块。在基板上，安装有由宽幅导体构成的正极端子N、负极端子P、和输出端子O，利用多根铝导线将开关元件Q1、Q2、以及二极管D1、D2的端子焊接在这些端子N、P、O上。正极端子N、负极端子P、输出端子O的端部作为与外部的连接用端子被引出到外部。内置的功率器件与模块内部的配线一同利用树脂进行模压(mold)。

将该模块作为基本单位，构成逆变器Inv1和逆变器Inv2、以及开关机构S1、S2，在本实施方式中，由于如上述那样，具有使逆变器Inv1和逆变器Inv2的损耗适当化的特征，所以逆变器Inv1和逆变器Inv2的额定电流大致相同。

另外，对于开关机构S1、S2，如果将开关机构S1作为高电位侧，将开关机构S2作为低电位侧，则能够利用图6的基本模块构成开关机构S1和开关机构S2的1组。但是，由于开关机构S1和开关机构S2分别流通向逆变器Inv1和逆变器Inv2供给的电流，所以，优选根据额定电流并联连接多个基本模块。

这样，在本实施方式中，能够利用整数个图6的基本模块构成全部的IGBT，基于标准化也可降低成本。

下面，结合图7，对本实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的控制动作进行说明。

图7是表示本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的控制动作的流程图。

在图7的ST0中，微型计算机CPU判定逆变器Inv1、Inv2各自是否有异常。在有异常时，进入步骤ST2。关于此时的处理将在后面说明。

然后，在步骤ST1中，微型计算机CPU根据对电动机1的扭矩指令值和转速求出电动机1的输出，并判定是高输出还是低输出。这里，考虑了车辆的速度与在从电动机的输出轴到车轮之间介入的减速齿轮之比来决定转速。

在步骤ST1的结果是电动机电流为小的低输出的情况下，进入步骤ST2。而在步骤ST1的结果是电动机电流为大的高输出的情况下，进入步骤ST5，对转速进行判断，如果为低速则进入步骤ST2，如果为高速则进入步骤ST6。

在步骤ST2中，选择第1模式，使开关机构S1导通，使开关机构S2截止。

然后，在步骤ST3中，微型计算机CPU对逆变器Inv1、Inv2以相同相位指令相同电流，在步骤ST4中，逆变器Inv1、Inv2并行运转，输出所希望的电流。

另一方面，当在步骤ST5中被判定为高输出、且高速的情况下，在步骤ST6选择第2模式，使开关机构S1截止、使开关机构S2导通。

然后，在步骤ST7中，微型计算机CPU向逆变器Inv1输出用于驱动电动机1的电流指令，向逆变器Inv2发出为了使电池电压VB升压，经由中性点NP流过直流电流的指令。

然后，在步骤ST8中，如上述那样，判断在逆变器Inv2中是否叠加了改变相位的交流电流，如果是则进入步骤ST9，如果否则进入步骤ST10。

在步骤ST9中，逆变器Inv2输出重叠了直流电流成分和改变了相位的交流电流成分iq^*的电流，逆变器Inv1输出从在步骤ST7所指示的电流中减去改变了相位的交流电流成分iq^*的电流。由此，进行后述的电流分担。

另外，在步骤ST10中，逆变器Inv1输出在步骤ST7中所指示的电流，逆变器Inv2输出直流电流。

当再生驱动电动机1的情况下，在步骤ST4、步骤ST9、以及步骤ST10中将电流指令改变为负，例如在步骤ST4的情况下，使电流从电动机1通过逆变器Inv1、Inv2流入开关机构S1，并使电流从开关机构S1流入电池VB中，由此实现再生。

在步骤ST9的情况下，虽然逆变器Inv1的电流指令也变为负，但此时，逆变器Inv2的交流电流成分的相位也同时变化，以便维持图4的电流id与电流iq^*成为同相位的关系。

另外，在检测到逆变器Inv1、Inv2中的任意一方出现了异常的情况下，在步骤ST0中，与电动机1的输出和速度无关地选择步骤ST2的第1模式，然后，按照图7的顺序，能够使正常的逆变器继续动作。根据该处理，电动机1虽然不能输出本来的扭矩，但由于存在正常的逆变器，所以能够维持驱动，不至于导致使系统整体停止运转的状态。通常的逆变器由于功率部为单路系统，所以在上述的异常时不能继续驱动电动机，但本实施方式由于存在用于升压为目的的逆变器Inv2，所以在异常时可发挥其备用性。

下面，结合图8～图10，对本实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的控制时的动作进行说明。

图8～图10是本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的控制时的动作说明图。

图8表示相对电动机1的转速的扭矩和输出、以及电容器Cf的电压Vdc。图8的纵轴表示扭矩(Nm)、输出(kW)、电容器Cf的电压(V)，纵轴的数字是各自共用的数值，但单位不同。

图8所示的例中，在2,000rpm以上实施升压，根据转速增加Vdc。此时，输出(kW)和扭矩(Nm)如图所示。

图9表示在图8所示的条件下，逆变器Inv1和逆变器Inv2的电流。这里，实线表示在上述的步骤ST9中，实施了在实施升压的转速范围内向逆变器Inv2叠加交流电流的补偿的情况。虚线表示不进行该补偿，逆变器Inv2只流过直流成分的无补偿的情况。从该图中可看出，在有补偿的情况下逆变器Inv1的电流比在无补偿的情况下减少，而有补偿的逆变器Inv2的电流比无补偿的情况增加。结果，在有步骤ST9的补偿的情况下，Inv1电流和Inv2电流在峰值处成为大致相等的电流，从而能够利用逆变器Inv1和逆变器Inv2分担电流。

图10表示以温度对在图9中所说明的进行了电流分担的情况的效果进行比较的结果，并表示逆变器Inv1和逆变器Inv2的温度(IGBT的温度)。实线表示如上述那样实施了补偿的情况，虚线表示无补偿的情况。有补偿的情况逆变器Inv1和逆变器Inv2的最高温度大致相等，而在无补偿的情况下，逆变器Inv1的温度比逆变器Inv2的温度高出40℃左右。一般功率器件在使用时的温度存在上限，在多数的IGBT中，最高温度被限制为150℃。即，图10所示的例中，在无补偿的情况下，逆变器Inv1的温度超过最高温度，为了保护设备，需要实施使逆变器Inv1停止动作的异常时处置。而在有补偿的情况下，由于逆变器Inv1和逆变器Inv2的最高温度小于器件的上限值，所以能够在维持相同的电动机输出的同时，使逆变器Inv1和逆变器Inv2继续进行正常的动作。

这样，根据本实施方式，能够使逆变器Inv1和逆变器Inv2适当地分担电流或基于电流的损耗，使两逆变器的发热均等化。

下面，结合图11，对本实施方式的二重绕组型的电动机驱动装置中的逆变器Inv1和逆变器Inv2的PWM控制时的动作波形进行说明。

图11是本发明的一个实施方式的二重绕组型的电动机驱动装置中的逆变器Inv1和逆变器Inv2的PWM控制时的动作波形图。在图11中，横轴表示时间。图11(A)的纵轴表示各相的电压指令值和PWM载波。图11(B)～(D)表示逆变器Inv1的各相的输出电压。图11(E)表示连接了电动机的U、V、W相的各个绕组的中性点电压。图11(F)表示逆变器Inv2的U相的输出电压。图11(G)表示连接了电动机的U^*、V^*、W^*相的各个绕组的中性点电压。图11(H)表示将图11(G)的波形反转了相位后的波形。

在图11(A)中，U、V、W是通过在CPU内部的运算而算出的对于逆变器Inv1的各相的电压指令值，同样，U^*、V^*、W^*是使逆变器Inv2在第2模式下动作的情况下的电压指令值。另外，PWM载波是用于在CPU内部的运算中与逆变器Inv1和逆变器Inv2的电压指令值进行比较，对于各个逆变器的IGBT生成栅极信号的信号。一般采用将正弦波的电压指令值与三角波的PWM载波信号进行比较的方法，在此省略说明。

图11(B)～图11(D)利用Vu、Vv、Vw表示符合上述的PWM控制的结果的逆变器Inv1各相的输出电压。在图11(B)中，输出电压Vu为High的状态是表示从逆变器Inv1的U相向电动机输出与电容器Cf的电压相等的电压的状况。另外，输出电压Vu为Low的状态是表示逆变器Inv1的U相输出为0，即与Cf的负极电压大致相等。

在电动机1中，连接了U、V、W的各个绕组的中性点的电压是合成了Vu、Vv、Vw的值，图11(E)表示中性点电压VNP(1)。中性点电压VNP(1)的电压最大值是与上述的电容器Cf的电压值大致相等的高电压。一般知道，中性点的电压变动会导致向分别寄生在电动机的绕组、或连接逆变器Inv1的输出与电动机1的绕组的配线、以及逆变器Inv1的IGBT中的漏电电容流入变位电流，该变位电流及其高频成分是产生电磁噪声的原因。

本实施例的特征是利用逆变器Inv1和逆变器Inv2的PWM控制法，削减基于中性点的电压变动的电磁噪声。图11(F)表示逆变器Inv1的U^*相输出电压Vu^*，V^*相和W^*相的输出电压被省略。

图11(G)表示在电动机1中连接了U^*、V^*、W^*的各个绕组的中性点的电压VNP(2)。这里，在中性点电压VNP(2)中，波形的波峰和波谷与中性点电压VNP(1)的波峰波谷同相，在该状态下，通过两中性点的电压变动，使得流过1台逆变器的变位电流增大约2倍。本实施方式中，在通过将电压指令值U^*、V^*、W^*与PWM载波进行比较，来生成栅极信号时，相对逆变器Inv1，将逆变器Inv2逻辑反转。

图11(H)表示该逻辑反转(或也称为相位反转)的结果的反相中性点电压VNP(2)^*。在这样地进行了逻辑反转后，反相中性点电压VNP(2)^*的波形的波峰和波谷成为与中性点电压VNP(1)的波峰波谷相反相位，与其各自对应的漏电电容的变位电流也成为正负相反，因而相互抵消。在通常的并联型逆变器中，由于输出被电连接，所以如果进行这样的PWM信号的反相位化，则在2台逆变器之间形成短路，不能进行动作。对此，在本实施方式中，由于2台逆变器的输出未被相互电连接，而通过各自的电动机绕组形成磁并联，所以可无障碍地实现PWM信号的反相位化。通过这样地进行逆变器Inv2的PWM控制和相对逆变器Inv1的反相位化，可削减基于变位电流的电磁噪声。

下面，结合图12，对安装了本实施方式的二重绕组型的电动机驱动装置的汽车的结构进行说明。

图12是搭载了本发明一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置的汽车的结构图。其中，与图1相同的符号表示相同的部分。

汽车10具有发动机6。发动机6的驱动力在通过变速机8被变速后，被传递到前轮，对前轮进行驱动。使用发动机6的输出的一部分驱动发电机7，进行发电。发电机的输出电压与通常的汽车用发电机相比发电电压高。从发电机7产生的电流通过电气配线11被供给到配置于车辆后部的充电电池VB，对二次电池VB进行充电，同时将二次电池VB的电压供给到逆变器Inv1、Inv2，利用这2台逆变器Inv1、Inv2驱动二重绕组型电动机1。电动机1的驱动力通过差速齿轮9，被传递到后轮，对后轮进行驱动。另外，图示的汽车的结构只是一例，也可以采用其他的结构。

下面，结合图13，对由本实施方式的二重绕组型电动机驱动装置所驱动的二重绕组型电动机1的特性进行说明。

图13是由本发明的一个实施方式的二重绕组型电动机驱动装置所驱动的二重绕组型电动机1的特性图。

图13的横轴表示电动机1的转速(rpm)，纵轴表示电动机1的扭矩(Nm)和输出(kW)。图13所示的特性表示在按照图7所示的流程图进行控制的情况下的特性。图中所示的连续扭矩和连续功率相当于图7中的低输出，在第1模式下使逆变器Inv1和逆变器Inv2运转。然后，图中所示的瞬间最大扭矩和瞬间最大功率相当于图7中的高输出，在高旋转段(图中的2000rpm以上)，利用逆变器Inv2进行升压。

本实施方式中，在图12所示的汽车进行匀速行驶的情况下，电动机1供给图13所示的连续扭矩，在以高速进行超车、或在行驶控制上需要短时间的高输出的情况下等，电动机1被控制为输出图13所示的瞬间最大扭矩。

如图9和图10所示，在本实施方式中，使逆变器Inv1和逆变器Inv2的电流适当化，并且使损耗均等化。因此，通过运用该特征，即使在输出图13所示的瞬间最大扭矩的情况下，也能够在逆变器Inv1和逆变器Inv2的IGBT所容许的最大温度范围内输出高输出。

另外，在图12的例中，之所以将本实施方式的二重绕组型电动机驱动装置用于驱动后轮，是因为在高速行驶时，即使在前轮打滑的情况下，也能够通过利用后轮瞬时输出高扭矩来进行行驶控制补偿，以实现车辆的稳定化，但本发明不限于此例，也可以将二重绕组型电动机驱动装置设置成用于驱动前轮，为了瞬时辅助发动机扭矩而使用。

如以上说明的那样，根据本实施方式，作为不使用电抗器的升压型电动机驱动装置，能够同时进行升压和电动机驱动控制，可以使逆变器用功率器件的损耗适当化。

而且，通过使逆变器的功率器件IGBT的电流适当化，可降低温度。

并且，可抑制电磁噪声。

另外，即使在异常时也能够持续动作。

Claims (6)

1.一种电动机驱动装置，用于驱动具有在定子上卷绕了第1三相绕组和第2三相绕组的二重绕组构造的电动机，

具有与所述第1和第2三相绕组连接的第1和第2逆变器，通过控制所述逆变器来控制所述二重绕组构造型电动机的驱动力，

所述第1和第2逆变器，将与高电压电池连接的正极和负极端子分别公共连接，

具有：第1开关机构，其被连接在所述公共连接的正极端子与高电压电池的正极之间；和

第2开关机构，其被连接在所述第2三相绕组的中性点与所述高电压电池的正极之间；

还具有控制装置，其在使所述第1开关机构导通，使所述第2开关机构截止的第1模式下，向所述第1和第2逆变器供给使其输出同相位的交流电流的指令，并且在使所述第1开关机构截止，使所述第2开关机构导通的第2模式下，向所述第1逆变器供给使其输出所希望的交流电流的指令，同时向所述第2逆变器供给使其经由所述中性点流过直流电流，并且向所述第1、第2逆变器叠加补偿了相位的交流电流的指令。

2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述控制装置，分别对所述第1和第2逆变器进行矢量控制，

在所述第1模式下，控制所述第1和第2逆变器，使其输出的交流的q轴和d轴的电流分别成为同相位，

在所述第2模式下，进行补偿，将所述第1逆变器输出的交流的q轴电流成分以-90°×n改变相位，并且进行补偿，使所述第2逆变器输出的交流将q轴的电流以+90°×n改变相位，其中，n是0或1。

3.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，

具有检测所述第1、第2逆变器的各个输出电流的电流检测器，

所述控制装置在所述第2模式下，改变所述第2逆变器的交流振幅和相位，以减小由所述电流检测器检测出的第1和第2逆变器的输出电流的实效值之差。

4.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述控制装置对所述第1和第2逆变器进行脉宽调制控制，按照所述第1和第2逆变器所输出的脉冲状电压成为相反相位的方式进行控制。

5.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述控制装置在检测到所述第1、第2逆变器中的某一个逆变器异常时，使所述第1开关机构导通，使所述第2开关机构截止，并且通过正常的另一方的逆变器继续进行所述电动机的驱动。

6.一种汽车，具有电动机驱动装置，该电动机驱动装置具有在定子上卷绕了第1三相绕组和第2三相绕组的二重绕组构造的电动机、和与所述第1和第2三相绕组连接的第1和第2逆变器，通过控制所述逆变器来控制所述二重绕组构造型电动机的驱动力，

所述第1和第2逆变器，将与高电压电池连接的正极和负极端子分别公共连接，

具有：第1开关机构，其被连接在所述公共连接的正极端子与高电压电池的正极之间；

第2开关机构，其被连接在所述第2三相绕组的中性点与所述高电压电池的正极之间；和

控制机构，其在使所述第1开关机构接通、所述第2开关机构断开的第1模式中，对所述第1及第2逆变器赋予输出同相位的交流电流的指令，并且，在使所述第1开关机构断开、所述第2开关机构接通的第2模式中，对所述第1逆变器赋予输出期望的交流电流的指令，并对所述第2逆变器赋予经由所述中性点流过直流电流、且使对所述第1、第2逆变器补偿相位后的交流电流重叠的指令；

在所述汽车的车速为低速时，以所述第1模式驱动所述电动机，在所述汽车为高速时，以所述第2模式驱动所述电动机。

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