<Desc/Clms Page number 1>
Angepasste Eingangsstufe mit geringem Rauschfaktor für rückgekoppelte Transistorenverstärker
Die Erfindung betrifft eine angepasste Eingangsstufe mit geringem Rauschfaktor für rückgekoppelte Transistorenverstärker.
In der Fernmeldetechnik spielt unter den neuesten Zielsetzungen - die besonders mit der verbreiteten Anwendung von Transistoren entstanden-die Verminderung des Rauschfaktors bei den Verstärkern und die Anpassung an die Leitung eine bedeutende Rolle.
Unter dem Rauschfaktor eines Verstärkers witd das Mass der Verschlechterung des Rauschabstandes zwischen den Eingangs- und Ausgangsklemmen des Verstärkers verstanden. Zur Sicherung eines geringen Rauschfaktors ist eine grosse Verstärkung der Eingangsstufe eine grundsätzliche Forderung, da in diesem Fall die durch die nachfolgenden Stufen erzeugte Rauschabstandsverschlechterung ausseracht gelassen werden kann und der Rauschfaktor des Verstärkers praktisch nur durch die Rauschabstandsverschlechterung, welche in der Eingangsstufe entsteht, bestimmt wird.
Für das Rauschen einer Elektronenröhre ist der äquivalente Rauschwiderstand Rä derselben kenn-
EMI1.1
ersichtlich, dass der Rauschfaktor eines Elektronenröhrenverstärkers durch Herabsetzung des Wertes Rä bzw. durch Erhöhung des Wertes Pg herabgesetzt werden kann.
Unter der Anpassung des Einganges eines Verstärkers an eine Leitung versteht man, dass im Übertra- gungsfrequenzbereich die Eingangsimpedanz und die Leitungsimpedanz gleich sind bzw. die Abweichung derselben zwischen gewissen zugelassenen Grenzen bleibt.
Die Anpassung des Verstärkereingangs an die Leitung erfolgt im allgemeinen mittels eines Transformators. Die Elektronenröhren besitzen eine hohe Eingangsimpedanz (mehrere MO), wogegen die Leitungsimpedanz niedrig ist (150Q, 600SO). Transformatoren mit einem derart hohen Übersetzungsverhält- nis (l : 100), wie es für die Angleichung der Eingangsimpedanz der Elektronenröhre an die Leitungsimpedanz erforderlich wäre, können für ein breiteres Frequenzband, z. B. für mehrere Oktaven, praktisch nicht verwirklicht werden.
Bei der üblichen Lösung des Problems wird die Sekundärwicklung eines Transformators mit einer bei der gegebenen Bandbreite noch erreichbaren maximalen Übersetzung durch einen Wiederstand, der so bemessen ist, dass sich die vorgeschriebene Eingangsimpedanz ergibt, abgeschlossen (doppelter Abschluss).
In diesem Fall beträgt der in der Formel des Rauschfaktors vorhandene Widerstand Rg die Hälfte des Abschlusswiderstandes, da mit dem Abschlusswiderstand auch die transformierte Leitungsimpedanzparallelgeschaltet ist. Der Rauschfaktor kann durch die Erhöhung der Übersetzung des Transformators herabgesetzt werden, da in diesem Fall der Wert Rg vergrössert wird. Der Herabsetzung des Rauschfaktors
<Desc/Clms Page number 2>
aber wird durch die erreichbare Übersetzung bzw. durch die Bandbreite eine Grenze gesetzt.
Bei den erörterten Verstärkern ist innerhalb gewisser Grenzen eine veränderliche Verstärkung er- wünscht, doch darf durch Erfüllung dieser Forderung weder der Rauschfaktor, noch die Anpassung über eine vorgeschriebene Grenze verschlechtert werden. Der Forderung der Verstärkungsänderung wird im allgemeinen durch Änderung der Schleifenrückkopplung Folge geleistet. Unter dem Ausdruck Schleifenrückkopplung ist eine negative Rückkopplung in einem Verstärker mit mehreren Stufen zu verstehen, wobei die Rückkopplung vom Ausgang einer späteren Stufe auf den Eingang einer vorhergehenden Stufe geleitet ist. In Elektronenröhrenverstärkern ist hiefür im allgemeinen eine Stromrückkopplung vorgesehen, durch welche die Eingangsimpedanz erhöht wird.
Infolge des doppelten Abschlusses wird aber die Eingangsimpedanz durch den Abschlusswiderstand bestimmt, so dass weder der Rauschfaktor, noch die Eingangsimpedanz durch Änderung der Rückkopplung wesentlich beeinflusst wird.
Der Aufbau von Transistorenverstärkem ist im Wesen dem Aufbau von Elektronenröhrenverstärkern analog. Da die Eingangsimpedanz der Transistoren niedrig ist, muss dieselbe durch negative Rückkopplung derart erhöht werden, dass die bei den Elektronenröhrenverstärkern beschriebenen Prinzipien zur Wirkung gelangen können.
Die Fig. 1 und 2 zeigen zwei derartige bekannte Schaltungsanordnungen, bei welchen Rz den Abschlusswiderstand und Re den die Stromrückkopplung erzeugenden Widerstand bilden, der die Eingangsimpedanz des Transistors erhöht. Die Schleifenrückkopplung ist in Abhängigkeit vondenPhasenver- hul misses entweder am Basiskreis oder am Emitterkreis des Transistors, d. h. an die Klemmen A, C bzw. B, C angeschlossen.
Die Verstärkerschaltungen mit Elektronenröhren und mit Transistoren sind im Wesen darin gleich, dass infolge des doppelten Abschlusses auch bei einer idealen Elektronenröhre oder bei einem idealen Transistor, d. h. bei derartigen Schaltelementen, die kein Geräusch erzeugen, eine Verschlechterung von 0, 35 Neper im Rauschabstand entsteht. In der Praxis kommt dazu noch die Rauschabstandverschlechterung, die infolge der nicht idealen Elektronenröhre oder des Transistors entsteht. Mit derartigen Rauschfaktoren rechnen auch die bekannten Verstärkervorschriften. Bei den CCITT Vorschriften (Rd Book Vol.
III. P. 114-115) ist die obere Grenze des Rauschfaktors bei Verstärkern mit Transistoren 1, 2 Neper und dies ist ein realer Wert, da bei den bekannten Lösungen im allgemeinen ein Rauschfaktor von etwa 1, 0 Neper gesichert werden kann.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zu verwirklichen, bei welcher die aus dem doppelten Abschluss folgende Verschlechterung des Rauschabstandes von 0, 35 Neper vermieden werden kann. Weiters sollen für den Transistor diejenigen Bedingungen eingehalten werden, bei welchen der Geräuschfaktor auf ein Minimum eingestellt und zugleich auch alle Anpassungsvorschriften eingehalten werden können.
Bei der Anwendung einer erfindungsgemässen zweckentpsrechenden Eingangsstufe wird der Rauschfaktor des Verstärkers nur um einige hundertstelNeper höher als der minimale Rauschfaktor des angewendeten Transistors.
Zeitgemässe Transistoren weisen im Bereich des weissen Rausches im Falle eines optimalen Stromwertes IE opt und eines optimalen Widerstandes Rg opt einen Rauschfaktor von elwa 0,15 Neper auf und dies bedeutet, dass auch der Rauschfaktor des Verstärkers bei der erfindungsgemässen Anordnung nicht grö- sser als etwa 0, 2 Neper wird.
Der Rauschfaktor einer Transistorschaltung ist nicht nur von Eigenschaften des Transistors selbst, sondern auch wesentlich von den Betriebsumständen, z. B. vom Emitterstrom und von der Impedanz des An- triebsgenerators, abhängig. Bei einem gegebenen Transistor kann-wie bekannt-der zu dem minimalen
EMI2.1
EMI2.2
EMI2.3
tor-Basis-Rückstrom, rbb der Basiswiderstand und UT die Temperaturspannung (bei Zimmertemperatur 2 & mV).
Die Erfindung besteht darin, dass in den einen Zweig des Brückenstromkreises der Transistor mit seiner Basis-Emitterstrecke in einer den minimalen Rauschfaktor sichernden IE opt Emitterstromeinstellung und mit einem Eingangsimpedanzwert, der zu dem minimalen Rauschfaktor gehört und mit dem
<Desc/Clms Page number 3>
Impedenzwert Rg opt der Signalquelle übereinstimmt, eingefügt ist. In den andern Zweig ist ein Xi derstand geschaltet, während in den dritten und vierten Zweig die Sekundärwicklungen oder Wicklungsteile des Eingangstransformators eingeschaltet sind. An eine Diagonale des Brückenstromkreises ist der Eingang des Verstärkers und an die andere Brückendiagonale die Rückkopplungsschleife angeschlossen.
Die Werte der in der Rückkopplungsschleife vorhandenen, die Impedanz erhöhenden und die Impedanz herabsetzenden Bauelemente (Widerstandswerte, Windungszahlen) sind derart gewählt, dass die Eingangsimpedanz infolge der durch die Schleifenrückkopplung an diesen Bauelementen erzeugten Spannungs- und Stromänderungen nicht geändert wird.
EMI3.1
stand R, eine Stromrückkopplung. Durch diese Rückkopplungen kann die Eingangsimpedanz der Stu- fe eingestellt werden. Die Schleifenrückkopplung Schr wird an die Brückendiagonale a-c derart angeschlossen, dass an dem Punkt c die Bezugsleitung (Erde) des Verstärkers liegt.
Die Eingangsimpedanz des Verstärkers ohne Schleifenrückkopplung, welche gleich der Eingangsimpedanz der Stufe ist, ändert sich infolge der in der Rückkopplungsschleife entstehenden Spannungen und Ströme nicht, falls diese Spannungen und Ströme innerhalb der Stufe die Spannungsrückkopplung und die Stromrückkopplung gleichzeitig in gleichem Mass vergrössern bzw. herabsetzen.
Fig. 3b unterscheidet sich von Fig. 3a darin, dass der Punkt a der Brückendiagonale mit der Bezugsleitung (Erde) des Verstärkers verbunden und der Widerstand RI mit der Wicklung Na bzw. dem Wicklungsteil N22 der Sekundärwicklung N2 vertauscht ist. Die Änderung der Eingangsimpedanz des Verstärkers kann durch entsprechende Wahl der Werte N2 ! und RI beseitigt werden, wie dies im Zusammenhang mit Fig. 3a bereits erörtert wurde.
Fig. 4 zeigt eine beispielsweise Schaltungsanordnung nach der Prinzipschaltung der Fig. 3a. Hier wird der Eingang des Verstärkers durch die Wicklung 1 des Transformators mit einer Eingangsimpedanz Zbe gebildet. Die Widerstände RI und R bewirken die Stromrückkopplung und der Widerstand Rs die Spannungsrückkopplung. Das Verhältnis dieser beiden Rückkopplungen muss derart gewählt werden, dass die Eingangsimpedanz des Transistors dem Wert Rg opt entspricht. Falls der Widerstand RI bedeutend kleiner ist als Rg opt, genügt es, zwischen den Klemmen b-d des Transformators lediglich den Wert Rg opt in Betracht zu ziehen.
Das Windungcverhältnis der Wicklungen NI und Na der Sekundärwicklung des Transformators muss derart gewählt werden, das sich die am Wicklungsteil N sowie am Widerstand Rs ergebende impedanzherabsetzende Wirkung der am Punkt a angeschlossenen, aus der Schleifenrückkopplung Schr stammenden Spannungsrückkopplung und die impedanzerhöhende Wirkung der am Wicklungsteil Ni'sowie an den Widerständen R, R entstehenden Stromrückkopplung gegenseitig ausgleichen. Die Widerstände R, Rg, R dienen zur Gleichstromeinstellung des Transistors Tr, wobei der Kondensator Cl die Ankopplung an die nach- folgende Stufe bewirkt und die Kondensatoren C 2 und C3 als Wecbselstromkurzschlüsse dienen.
Fig. 5 zeigt eine beispielsweise Schaltungsanordnung, die dem Brückenstromkreis der Fig. 3b entspricht. Die Abweichung dieses Stromkreises von dem in Fig. 4 dargestellten ist wie folgt :
Die Windungszahlanteile der Wicklungen N21 und N22 der Sekundärwicklung des Transformators dienen zur Spannungsrückkopplung der Stufe und der Widerstand R, zur Stromrückkopplung derselben.
EMI3.2
Die Windungszahl der Sekundärwicklung N22 des Transformators muss derart gewählt werden, dass sich die infolge der im Punkt c angeschlossenen Schleifenrückkopplung Sehr entstehende Impedanzverminderung und die am Widerstand RI entstehende Impedanzerhöhung ausgleichen.