WO2019073705A1 - 固体撮像素子、および、電子装置 - Google Patents

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WO2019073705A1
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potential
cathode
photodiode
resistor
control circuit
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辰樹 西野
樋山　拓己
静徳 松本
隆裕 三浦
明彦 宮之原
智宏 松本
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ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社
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Definitions

  • the present technology relates to a solid-state imaging device and an electronic device. Specifically, the present invention relates to a solid-state imaging device that detects light by a photodiode, and an electronic device.
  • a ranging method called a ToF (Time of Flight) method has been known.
  • ToF Time of Flight
  • irradiation light is irradiated from an electronic device to an object, and the distance is measured by obtaining a round-trip time until the irradiation light is reflected and returned to the electronic device.
  • a ToF camera that detects reflected light by means of SPAD (Single-Photon Avalanche Diode) has been proposed (see, for example, Non-Patent Document 1).
  • SPAD Single-Photon Avalanche Diode
  • the SPAD is a photodiode whose sensitivity is improved by amplifying the photocurrent.
  • SPAD is used in Geiger mode in which a reverse bias is applied above a certain voltage.
  • control is performed such that a constant potential is applied while the power supply is applied to the anode side and the resistance or constant current is applied to the cathode side.
  • the voltage between the anode and the cathode decreases to the breakdown voltage by impact ionization, and the SPAD shifts from the high impedance state to the low impedance state.
  • the solid-state imaging device can create ToF data by detecting a change in cathode potential at that time.
  • the SPAD When the voltage between the anode and the cathode drops to the breakdown voltage, the SPAD becomes high impedance again, and by becoming high impedance, it shifts to Geiger mode again by pull-up.
  • the excess bias is a value obtained by subtracting the breakdown voltage from the anode-cathode voltage in the Geiger mode.
  • the present technology has been created in view of such a situation, and it is an object of the present invention to control excess bias to an appropriate value in an apparatus for detecting light.
  • the present technology has been made to solve the above-mentioned problems, and its first side is connected to a photodiode that photoelectrically converts incident light and outputs a photocurrent, and a cathode of the photodiode.
  • the solid-state imaging device includes: a resistor; and a control circuit that supplies a lower potential to the anode of the photodiode as the potential of the cathode increases when the photocurrent flows through the resistor.
  • the first aspect may further include a detection circuit that detects the potential of the cathode when the photocurrent flows through the resistor and supplies the potential to the control circuit. This brings about the effect that the potential of the cathode when the photocurrent flows is detected.
  • the resistor and the photodiode are disposed in each of the plurality of pixel circuits, and the cathodes of the plurality of pixel circuits are commonly connected to the detection circuit, and the detection is performed.
  • the circuit may detect the minimum value of the respective potentials of the cathode when the photocurrent flows through the resistor. This brings about the effect that the potential according to the minimum value of the respective potentials of the cathode is supplied to the anode of the photodiode.
  • the first aspect may further include a variable capacitor connected to the cathode. This brings about the effect that the variable capacitor reduces the error of the cathode potential.
  • the first aspect further includes a transistor that shorts both ends of the resistor according to a refresh pulse signal, and the control circuit further supplies the refresh pulse signal to the transistor immediately before the incident light is incident. It can also be done. This brings about the effect that both ends of the resistor are shorted by the refresh pulse signal immediately before the incidence of the incident light.
  • the photodiode may be an avalanche photodiode
  • the resistance of the resistor may be a value at which the potential of the cathode is fixed. This brings about the effect that the potential according to the potential of the fixed cathode is supplied to the anode of the photodiode.
  • the first aspect further includes a comparator that compares the potential of the cathode with a predetermined potential and outputs a comparison result, and the control circuit determines the potential of the cathode based on the comparison result.
  • a potential lower than that when the potential of the cathode does not reach the predetermined potential may be supplied to the anode. This brings about the effect
  • control circuit counts the number of times the potential of the cathode falls below a predetermined threshold within a predetermined cycle, and the number of times is lower than the predetermined number.
  • a potential lower than the predetermined number of times may be supplied to the anode. This brings about an effect that a potential corresponding to the number of times the potential of the cathode falls below a predetermined threshold value is supplied to the anode of the photodiode.
  • the first aspect further includes an inverter for inverting the signal of the potential of the cathode and outputting it as a pulse signal, and the control circuit further decreases the potential of the photodiode as the pulse width of the pulse signal decreases. May be supplied to the anode of the As a result, the potential corresponding to the pulse width of the pulse signal is supplied to the anode of the photodiode.
  • one end of the resistor is connected to the cathode, and the other end is connected to a terminal of a predetermined potential
  • the control circuit is a voltage between the potential of the cathode and the predetermined potential. The higher the voltage is, the lower the potential can be supplied to the anode of the photodiode. This brings about the effect
  • the resistor and the photodiode are disposed in each of the plurality of pixel circuits, and the control circuit effectively sets any of the plurality of pixel circuits and sets the pixels. It is also possible to measure the voltage between the potential of the cathode of the circuit and the predetermined potential. This brings about the effect that the potential according to the potential of the cathode of the pixel circuit set effectively is supplied to the anode of the photodiode.
  • a photodiode that photoelectrically converts incident light to output a photocurrent
  • a resistor connected to a cathode of the photodiode, and a temperature that is measured is lower as the temperature is lower
  • a control circuit for supplying a low potential to the anode of the photodiode.
  • a third aspect of the present technology provides a light emitting unit that supplies irradiation light, a photodiode that photoelectrically converts reflected light to the irradiation light to output a photocurrent, and a resistor connected to a cathode of the photodiode. And a control circuit that supplies a lower potential to the anode of the photodiode as the potential of the cathode is higher when the photocurrent flows through the resistor. As a result, the higher the potential of the cathode when the photocurrent obtained by photoelectrically converting the reflected light flows to the resistor, the lower potential is supplied to the anode of the photodiode.
  • the present technology it is possible to achieve the excellent effect that the fluctuation of the anode potential of the photodiode from the appropriate value can be suppressed in the device for detecting light.
  • the effect described here is not necessarily limited, and may be any effect described in the present disclosure.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of configuration of a solid-state imaging device according to a first embodiment of the present technology. It is an example of the top view of the pixel array part in a 1st embodiment of this art. It is an example of the circuit diagram of the control circuit in 1st Embodiment of this technique, a light-shielding pixel circuit, and a monitor pixel circuit. It is an example of the circuit diagram of the non-monitoring pixel circuit in a 1st embodiment of this art. 7 is a graph showing an example of voltage-current characteristics of a photodiode according to the first embodiment of the present technology.
  • FIG. 33 is a block diagram illustrating an example configuration of a control circuit according to an eleventh embodiment of the present technology. It is a graph which shows an example of the relation between temperature and anode potential in an 11th embodiment of this art. It is a block diagram showing an example of rough composition of a vehicle control system. It is explanatory drawing which shows an example of the installation position of an imaging part.
  • First Embodiment Example of Controlling Anode Potential According to Cathode Potential
  • Second Embodiment Example of Controlling Anode Potential According to Minimum Value of Cathode Potential of Multiple Monitor Pixels
  • Third Embodiment Example of Controlling Anode Potential According to Fixed Cathode Potential Output from Monitor Pixel
  • Fourth Embodiment Example of Controlling Anode Potential According to Comparison Between Cathode Potential and Predetermined Potential
  • Fifth Embodiment Example of Controlling Anode Potential According to Count Value Related to Cathode Potential 6.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an exemplary configuration of a distance measuring module 100 according to a first embodiment of the present technology.
  • the ranging module 100 measures a distance to an object, and includes a light emitting unit 110, a synchronization control unit 120, and a solid-state imaging device 200.
  • the ranging module 100 is mounted on a smartphone, a personal computer, an in-vehicle device, etc., and used to measure a distance.
  • the synchronization control unit 120 synchronizes and operates the light emitting unit 110 and the solid-state imaging device 200.
  • the synchronization control unit 120 supplies a clock signal of a predetermined frequency (such as 10 to 20 MHz) to the light emitting unit 110 and the solid-state imaging device 200 through the signal lines 128 and 129 as a light emission control signal CLKp.
  • the light emitting unit 110 supplies intermittent light as irradiation light in synchronization with the light emission control signal CLKp from the synchronization control unit 120.
  • intermittent light for example, near infrared light or the like is used as the irradiation light.
  • the solid-state imaging device 200 receives the reflected light with respect to the irradiation light, and measures the round trip time from the light emission timing indicated by the light emission control signal CLKp to the timing when the reflected light is received.
  • the solid-state imaging device 200 calculates the distance to the object from the round trip time, and generates and outputs distance data indicating the distance.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the solid-state imaging device 200 according to the first embodiment of the present technology.
  • the solid-state imaging device 200 includes a control circuit 210, a pixel array unit 240, and a signal processing unit 230.
  • a pixel array unit 240 a plurality of pixel circuits are arranged in a two-dimensional grid.
  • the control circuit 210 controls the potentials of the pixel circuits in the pixel array unit 240. Details of the control content will be described later.
  • the signal processing unit 230 measures the round trip time for each pixel circuit based on the signal from the pixel circuit and the light emission control signal CLKp from the synchronization control unit 120, and calculates the distance.
  • the signal processing unit 230 generates distance data indicating the distance for each pixel circuit, and outputs them to the outside.
  • FIG. 3 is an example of a plan view of the pixel array unit 240 according to the first embodiment of the present technology.
  • a part of the pixel array unit 240 is shielded from light, and the shielded pixel circuit 250 is arranged in the shielded part, and the monitor pixel circuit 260 and the non-monitored pixel circuit 280 are arranged in the part not shielded.
  • hatched portions are portions of the pixel array unit 240 in which the light-shielded pixel circuits 250 are arranged.
  • the total number of monitor pixel circuits 260 and non-monitor pixel circuits 280 is N (N is an integer of 2 or more), and they are arranged in a two-dimensional grid. Also, one of the N is the monitor pixel circuit 260, and the rest is the non-monitor pixel circuit 280.
  • a set of pixel circuits arranged in the horizontal direction is referred to as “row”, and a set of pixel circuits arranged in the direction perpendicular to the row is referred to as “column”.
  • FIG. 4 is an example of a circuit diagram of the control circuit 210, the light-shielded pixel circuit 250, and the monitor pixel circuit 260 according to the first embodiment of the present technology.
  • the monitor pixel circuit 260 includes a resistor 261, a photodiode 262, an inverter 263, and a transistor 264.
  • One end of the resistor 261 is connected to the cathode of the photodiode 262, and the other end is connected to the terminal of the potential VE.
  • the transistor 264 for example, an N-type MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor is used.
  • a gate signal GAT of a predetermined potential is applied to the gate of the transistor 264, the source is connected to the back gate and the ground terminal, and the drain is connected to the cathode of the photodiode 262 and the input terminal of the inverter 263.
  • a low level is set to the gate signal GAT in the reading period of the row.
  • the photodiode 262 When the reflected light is incident, the photodiode 262 photoelectrically converts the incident light to output a photocurrent Im.
  • SPAD is used as the photodiode 262.
  • SPAD The anode potential VSPAD of the photodiode 262 is controlled by the control circuit 210.
  • the inverter 263 inverts the signal of the cathode potential Vs of the photodiode 262 and outputs it to the signal processing unit 230 as a pulse signal OUT.
  • the inverter 263 outputs a low level pulse signal OUT when the cathode potential Vs is higher than a predetermined threshold, and outputs a high level pulse signal OUT when the cathode potential Vs is lower than the threshold.
  • the photocurrent Im from the photodiode 262 flows to the resistor 261, and the cathode potential Vs drops according to the value of the current.
  • the inverter 263 outputs a high level pulse signal OUT. Therefore, the signal processing unit 230 can detect the rising timing of the pulse signal OUT as the light reception timing. Further, the cathode potential Vs of the monitor pixel circuit 260 is monitored by the light-shielded pixel circuit 250.
  • the light-shielded pixel circuit 250 includes a resistor 251, a diode 252 and a capacitor 253.
  • the resistor 251 and the capacitor 253 are connected in series between the terminal of the potential VE and the ground terminal.
  • the cathode of the diode 252 is connected to the cathode of the photodiode 262, and the anode is connected to the connection point of the resistor 251 and the capacitor 253.
  • the light-shielded pixel circuit 250 detects the potential of the cathode when incident light is incident as the bottom potential Vbtm.
  • the light-shielded pixel circuit 250 is an example of the detection circuit described in the claims.
  • the control circuit 210 also includes a comparator 211 and a correction diode 212.
  • the inverting input terminal ( ⁇ ) of the comparator 211 is connected to the connection point of the resistor 251 and the capacitor 253, and the non-inverting input terminal (+) is connected to the anode of the correction diode 212.
  • a predetermined power supply is connected to the cathode of the correction diode 212.
  • the temperature characteristic of the correction diode 212 is assumed to be the same as that of the diode 252. The insertion of the correction diode 212 can correct the error of the bottom potential Vtm due to the temperature characteristic of the diode 252.
  • the comparator 211 generates a lower potential as VSPAD as the bottom potential Vbtm is higher and supplies it to the anode of the photodiode 262 according to the following equation.
  • VSPAD Av (VDD-Vbtm)
  • Av is the gain of the comparator 211
  • VDD is the power supply potential.
  • FIG. 5 is an example of a circuit diagram of the non-monitoring pixel circuit 280 according to the first embodiment of the present technology.
  • the non-monitoring pixel circuit 280 includes a resistor 281, a photodiode 282, an inverter 283 and a transistor 284.
  • the connection configuration of these elements is similar to that of the monitor pixel circuit 260.
  • the cathode of the photodiode 282 is not connected to the light shielding pixel circuit 250, and the potential of the cathode is not monitored.
  • FIG. 6 is a graph showing an example of a voltage-current characteristic of the photodiode 262 in the first embodiment of the present technology.
  • the horizontal axis in the figure is the voltage applied between the anode and the cathode of the photodiode 262, and the vertical axis is the photocurrent from the photodiode 262.
  • a negative value that is, a reverse bias is applied to the anode-cathode voltage of the photodiode 262.
  • SPAD is used as the photodiode 262
  • the reverse bias is lower than a predetermined breakdown voltage
  • an avalanche breakdown occurs in the photodiode 262 and the photocurrent is amplified.
  • the gain in amplification becomes substantially infinite, and one photon can be detected.
  • FIG. 7 is a block diagram showing an exemplary configuration of the signal processing unit 230 according to the first embodiment of the present technology.
  • the signal processing unit 230 includes a time-to-digital converter (TDC) 231 and a distance data generation unit 232 for each column.
  • TDC time-to-digital converter
  • the TDC 231 measures the time from the light emission timing indicated by the light emission control signal CLKp to the rise (that is, light reception timing) of the pulse signal OUT from the corresponding column.
  • the TDC 231 supplies the distance data generator 232 with a digital signal indicating the measured time.
  • the distance data generation unit 232 calculates the distance D to the object.
  • the distance data generation unit 232 reciprocates the mode value among the times measured by the TDC 231 within the cycle of the vertical synchronization signal VSYNC having a frequency (eg, 30 Hz) lower than the light emission control signal CLKp. Ask as.
  • the distance data generation unit 232 calculates the distance D using the following equation, and outputs distance data indicating the distance D.
  • D c ⁇ dt / 2
  • c is the speed of light
  • the unit is meters per second (m / s).
  • the unit of the distance D is, for example, meters (m)
  • the unit of the round trip time dt is, for example, seconds (s).
  • FIG. 8 is a timing chart showing an example of the fluctuation of the cathode potential Vs and the bottom potential Vbtm in the first embodiment of the present technology.
  • the photocurrent from the photodiode 262 flows to the resistor 261 to cause a voltage drop, and the cathode potential Vs is lowered.
  • the light-shielded pixel circuit 250 outputs the potential at this time to the control circuit 210 as the bottom potential Vbtm.
  • the bottom potential Vbtm slightly increases in the period from the timing T0 to the timing T2 according to the capacitance of the capacitor 253.
  • the actual minimum value of the cathode potential Vs is a true value
  • the true value can be obtained by sufficiently increasing the capacity of the capacitor 253. It can output a value close to.
  • FIG. 9 is a timing chart showing an example of variations of the cathode potential, the anode potential and the pulse signal when the bottom potential is high in the first embodiment of the present technology.
  • the cathode potential Vs drops to the bottom potential Vbtm higher than the threshold value VT, and returns to the original potential VE due to the recharge.
  • the threshold value VT is a voltage for determining whether or not incident light is incident, and when the cathode potential Vs is lower than the threshold value VT, the inverter 263 outputs a high level pulse signal OUT.
  • the excess bias fluctuates due to the variation of the breakdown voltage VBD or the temperature.
  • the excess bias has a value such that bottom potential Vbtm is smaller than threshold value VT.
  • the bottom potential Vbtm may not be lower than the threshold value VT due to fluctuation of the excess bias due to variation of the voltage VBD or a factor of temperature.
  • the pulse signal OUT is not at the high level, and the signal processing unit 230 in the subsequent stage may not be able to detect the incident light. Therefore, if the anode potential is fixed, the photon detection efficiency (PDE) may be reduced.
  • the photon detection efficiency indicates the ratio of the number of counted photons to the number of incident photons when light is incident and photon counting is performed. The higher the photon detection efficiency, the higher the sensitivity of the photodiode 262.
  • the control circuit 210 lowers the potential of the anode potential VSPAD as the bottom potential Vbtm is higher. As a result, the voltage VBD is increased, the photocurrent is increased, and the excess bias is increased. Therefore, when light is incident again at timing T1, the cathode potential Vs becomes lower than the threshold VT at timing T2. Then, when the bottom potential is reached, the cathode potential Vs rises due to recharging, and becomes higher than the threshold value VT at timing T3. Also, the inverter 263 outputs a high level pulse signal OUT between timing T2 and timing T3. As described above, by controlling the anode potential VSPAD to be high, the pulse signal OUT rises at the time of light incidence, so that the signal processing unit 230 can detect light and the photon detection efficiency (PDE) becomes sufficiently high. .
  • PDE photon detection efficiency
  • FIG. 10 is a timing chart showing an example of variations of the cathode potential, the anode potential and the pulse signal when the bottom potential is low in the first embodiment of the present technology.
  • the cathode potential Vs drops and becomes lower than the threshold VT at a timing T1.
  • the cathode potential Vs falls to the bottom potential Vbtm lower than 0 volt, and thereafter rises due to the recharge, and becomes higher than the threshold VT at timing T2.
  • the inverter 263 outputs a high level pulse signal OUT between timing T1 and timing T2.
  • the bottom potential Vbtm becomes lower than the threshold value VT, so that incident light can be detected as described above.
  • the voltage VBD becomes too high due to a factor such as temperature, it becomes susceptible to dark current noise.
  • DCR Dark Count Rate
  • control circuit 210 increases the potential of the anode potential VSPAD as the bottom potential Vbtm is lower. As a result, the voltage VBD decreases, the excess bias decreases, and the bottom potential Vbtm increases. As a result, adverse effects such as an increase in false count rate (DCR) are suppressed.
  • bottom potential Vbtm is controlled to be lower than threshold value VT. Therefore, when light is incident again at timing T3, the cathode potential Vs becomes lower than the threshold VT at timing T4. Then, when the bottom potential is reached, the cathode potential Vs rises due to recharging, and becomes higher than the threshold value VT at timing T5. Further, the inverter 263 outputs a high level pulse signal OUT between timing T4 and timing T5. Therefore, the photon detection efficiency is maintained at a sufficiently high value.
  • FIG. 11 is a timing chart showing an example of the variation of the light emission control signal and the pulse signal in the first embodiment of the present technology.
  • the light emitting unit 110 emits light in synchronization with the light emission control signal CLKp, and the solid-state imaging device 200 receives the reflected light to generate a pulse signal OUT.
  • the time from the rising timing Ts of the light emission control signal CLKp to the rising timing Te of the pulse signal has a value corresponding to the distance.
  • the solid-state imaging device 200 calculates the distance D to the object from the statistics (such as the mode value) of the time.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating an example of the operation of the distance measuring module 100 according to the first embodiment of the present technology. This operation is started, for example, when a predetermined application for measuring the distance is executed.
  • the light emitting unit 110 starts to emit light, and the pixel circuit in the solid-state imaging device 200 starts to receive the reflected light (step S901). Further, control circuit 210 controls anode potential VSPAD in accordance with bottom potential Vbtm (step S902). Further, the signal processing unit 230 measures the round trip time (step S903), and calculates distance data from the round trip time (step S904). After step S904, the solid-state imaging device 200 ends the operation for distance measurement. When ranging is performed a plurality of times, steps S901 to S904 are repeatedly executed in synchronization with the vertical synchronization signal VSYNC.
  • the solid-state imaging device 200 supplies the lower anode potential VSPAD as the bottom potential Vbtm is higher, the photocurrent from the photodiode 262 is increased as the bottom potential Vbtm is higher. Can be increased. This makes it possible to suppress variations in breakdown voltage (VBD) and variations in excess bias due to temperature.
  • VSPAD breakdown voltage
  • Second embodiment> In the first embodiment described above, although only one monitor pixel circuit 260 is disposed in the pixel array unit 240 in the solid-state imaging device 200, the monitor pixel circuit 260 is broken due to aging or the like, and the pixel May become a defective pixel.
  • the pixel array unit 240 according to the second embodiment is different from the first embodiment in that a plurality of monitor pixel circuits 260 are arranged.
  • FIG. 13 is an example of a plan view of the pixel array unit 240 according to the second embodiment of the present technology.
  • This pixel array unit 240 differs from the first embodiment in that two or more monitor pixel circuits 260 are arranged.
  • one row of the pixel array unit 240 includes M (M is an integer of 2 or more and less than N) monitor pixel circuits 260, and non-monitor pixel circuits 280 are arranged in the remaining rows.
  • FIG. 14 is an example of a circuit diagram of the light-shielded pixel circuit 250 and the monitor pixel circuit 260 according to the second embodiment of the present technology.
  • the M monitor pixel circuits 260 are commonly connected to the light shielding pixel circuit 250.
  • a diode 252 is provided for each monitor pixel circuit 260.
  • each diode 252 is connected to the corresponding monitor pixel circuit 260, and the anode is commonly connected to the connection point of the resistor 251 and the capacitor 253.
  • the light-shielded pixel circuit 250 can detect the minimum value among the cathode potentials of the plurality of monitor pixel circuits 260 as the bottom potential Vbtm.
  • the solid-state imaging device 200 detects the minimum value of the cathode potential of each of the plurality of monitor pixel circuits 260, one of the monitor pixel circuits 260 Even in the case of failure, the excess bias can be controlled to an appropriate value.
  • the bottom potential Vbtm is detected by the light-shielded pixel circuit 250 provided with the capacitor 253 and the diode 252 in the first embodiment, but the circuit scale is increased by the addition of a circuit such as the capacitor 253. May increase. From the viewpoint of reducing the mounting area of the solid-state imaging device 200, it is desirable that the circuit scale be small.
  • the pixel array unit 240 according to the third embodiment is different from the first embodiment in that the monitor pixel circuit 260 detects the bottom potential Vbtm instead of the light-shielded pixel circuit 250.
  • FIG. 15 is an example of a circuit diagram of the control circuit 210 and the monitor pixel circuit 260 according to the third embodiment of the present technology.
  • the monitor pixel circuit 260 according to the third embodiment is different from the first embodiment in that a resistor 265 is provided instead of the resistor 261.
  • the cathode of the photodiode 262 is connected to the inverting input terminal ( ⁇ ) of the comparator 211.
  • the correction diode 212 is not provided in the control circuit 210, and the capacitor 253 and the diode 252 are not provided in the light-shielded pixel circuit 250.
  • the resistance value of the resistor 265 is smaller than the resistor 281 in the non-monitoring pixel circuit 280, and is set to a value at which avalanche breakdown occurs even in a dark state where light is not incident on the photodiode 262.
  • the value of the light current I L, (in other words, latch) are also fixed to the same value as when the incidence of light in the dark state is the. Therefore, the potential of the cathode is fixed to the bottom potential Vbtm, and the control circuit 210 can control the anode potential VSPAD according to the potential.
  • the monitor pixel circuit 260 detects the bottom potential Vbtm, so that the capacitor 253 and the diode 252 can be reduced.
  • the circuit scale of the pixel array unit 240 can be reduced.
  • the bottom potential Vbtm is detected by the light-shielded pixel circuit 250 provided with the capacitor 253 and the diode 252 in the first embodiment, but the circuit scale is increased by the addition of a circuit such as the capacitor 253. May increase. From the viewpoint of reducing the mounting area of the solid-state imaging device 200, it is desirable that the circuit scale be small.
  • the solid-state imaging device 200 of the fourth embodiment is different from that of the first embodiment in that the control circuit 210 estimates the bottom potential Vbtm from the output value of the monitor pixel circuit 260.
  • FIG. 16 is an example of a circuit diagram of the monitor pixel circuit 260 according to the fourth embodiment of the present technology.
  • the monitor pixel circuit 260 according to the fourth embodiment is different from the first embodiment in that a comparator 266 is provided instead of the inverter 263. Further, the cathode of the photodiode 262 is not connected to the light-shielded pixel circuit 250, and the capacitor 253 and the diode 252 are not provided in the light-shielded pixel circuit 250.
  • the non-inverting input terminal (+) of the comparator 266 is connected to the cathode of the photodiode 262, and the inverting input terminal (-) is connected to the power supply terminal of a predetermined potential (such as 0.1 volt).
  • the comparator 266 compares the potential of the cathode with a predetermined potential and supplies the comparison result as the switching signal SW to the control circuit 210.
  • the switching signal SW becomes high level when the cathode potential Vs is higher than a predetermined potential, and becomes low level when the cathode potential Vs is lower than the predetermined potential.
  • FIG. 17 is a block diagram showing an exemplary configuration of the control circuit 210 according to the fourth embodiment of the present technology.
  • the control circuit 210 includes a controller 213 and a power IC (Integrated Circuit) 214 instead of the comparator 211 and the correction diode 212.
  • IC Integrated Circuit
  • the controller 213 controls the potential supplied by the power IC 214 in accordance with the switching signal SW. Details of the control content will be described later.
  • the power IC 214 supplies the anode potential VSPAD under the control of the controller 213.
  • FIG. 18 is a graph showing an example of the relationship between the cathode potential and the anode potential in the fourth embodiment of the present technology.
  • the vertical axis in the figure indicates the cathode potential Vs, and the horizontal axis indicates the anode potential VSPAD.
  • the controller 213 causes the power IC 214 to supply the target value VL.
  • the switching signal SW is at a low level (that is, the cathode potential Vs is lower than a predetermined potential)
  • the bottom potential Vbtm is estimated to be less than the threshold value VT.
  • the controller 213 causes the power IC 214 to supply the target value VH.
  • This target value VH is set to a value higher than the target value VL.
  • the control circuit 210 estimates the bottom potential Vbtm from the comparison result of the cathode potential Vs and the predetermined potential, the capacitor 253 and the diode 252 are reduced. Can. Thus, the circuit scale of the pixel array unit 240 can be reduced.
  • the bottom potential Vbtm is detected by the light-shielded pixel circuit 250 provided with the capacitor 253 and the diode 252 in the first embodiment, but the circuit scale is increased by the addition of a circuit such as the capacitor 253. May increase. From the viewpoint of reducing the mounting area of the solid-state imaging device 200, it is desirable that the circuit scale be small.
  • the solid-state imaging device 200 according to the fifth embodiment is different from that according to the first embodiment in that the control circuit 210 estimates the bottom potential Vbtm from the count value of the pulse signal OUT of the monitor pixel circuit 260.
  • FIG. 19 is an example of a circuit diagram of the monitor pixel circuit 260 according to the fifth embodiment of the present technology.
  • the monitor pixel circuit 260 in the fifth embodiment differs from the first embodiment in that the monitor pixel circuit 260 includes a transistor 267 instead of the resistor 261, and the inverter 263 supplies the pulse signal OUT to the control circuit 210. Further, the cathode of the photodiode 262 is not connected to the light-shielded pixel circuit 250, and the capacitor 253 and the diode 252 are not provided in the light-shielded pixel circuit 250.
  • a P-type MOS transistor is used as the transistor 267.
  • a low level bias voltage Vb is applied to the gate of the transistor 267. Note that the on resistance of the transistor 267 is an example of the resistance described in the claims.
  • FIG. 20 is a block diagram showing a configuration example of the control circuit 210 according to the fifth embodiment of the present technology.
  • the control circuit 210 of the fifth embodiment is different from the first embodiment in that a controller 213, a power IC 214, a comparison unit 215, and a counter 216 are provided instead of the comparator 211 and the correction diode 212.
  • the counter 216 counts the number of times the pulse signal OUT has become high in the cycle of the vertical synchronization signal VSYNC.
  • the counter 216 supplies the count value to the comparison unit 215.
  • the comparison unit 215 compares the count value with a predetermined fixed value.
  • the comparison unit 215 supplies the comparison result to the controller 213 as the switching signal SW.
  • the switching signal SW is, for example, at high level when the count value is larger than the fixed value, and is at low level when the count value is smaller than the fixed value.
  • the controller 213 controls the potential supplied by the power IC 214 in accordance with the switching signal SW. Details of the control content will be described later.
  • the power IC 214 supplies the anode potential VSPAD under the control of the controller 213.
  • FIG. 21 is a graph showing an example of the relationship between the count value and the anode potential in the fifth embodiment of the present technology.
  • the vertical axis in the figure indicates the count value, and the horizontal axis indicates the anode potential VSPAD.
  • the controller 213 causes the power IC 214 to supply the target value VL.
  • the switching signal SW is at high level (that is, the count value is larger than the fixed value) means that the number of times the bottom potential Vbtm has become less than the threshold value VT is large.
  • the controller 213 causes the power IC 214 to supply the target value VH.
  • This target value VH is set to a value higher than the target value VL.
  • the control circuit 210 controls the anode potential VSPAD based on the comparison result of the count value according to the bottom potential Vbtm and the fixed value. And the diode 252 can be reduced. Thus, the circuit scale of the pixel array unit 240 can be reduced.
  • the bottom potential Vbtm is detected by the light-shielded pixel circuit 250 provided with the capacitor 253 and the diode 252 in the first embodiment, but the circuit scale is increased by the addition of a circuit such as the capacitor 253. May increase. From the viewpoint of reducing the mounting area of the solid-state imaging device 200, it is desirable that the circuit scale be small.
  • the solid-state imaging device 200 of the sixth embodiment is different from that of the first embodiment in that the control circuit 210 estimates a bottom potential Vbtm from the pulse width of the monitor pixel circuit 260.
  • FIG. 22 is a block diagram showing a configuration example of the control circuit 210 according to the sixth embodiment of the present technology.
  • the control circuit 210 according to the sixth embodiment differs from the first embodiment in that a controller 213, a power IC 214 and a pulse width detection unit 217 are provided instead of the comparator 211 and the correction diode 212. Further, the cathode of the photodiode 262 is not connected to the light-shielded pixel circuit 250, and the capacitor 253 and the diode 252 are not provided in the light-shielded pixel circuit 250.
  • the pulse width detection unit 217 detects the pulse width of the pulse signal OUT from the monitor pixel circuit 260.
  • the pulse width detection unit 217 supplies the detected pulse width to the controller 213.
  • the controller 213 controls the potential supplied by the power IC 214 based on the pulse width. Details of the control content will be described later.
  • the power IC 214 supplies the anode potential VSPAD under the control of the controller 213.
  • FIG. 23 is a timing chart showing an example of the operation of the control circuit 210 and the monitor pixel circuit 260 according to the sixth embodiment of the present technology.
  • the pulse width detection unit 217 supplies a high level gate signal GAT for a predetermined pulse period at the start of distance measurement or before the start of distance measurement. At this time, the controller 213 holds the pulse width detected by the pulse width detection unit 217 as a reference value.
  • the pulse width detection unit 217 detects the pulse width, and the controller 213 compares the pulse width with the reference value.
  • the pulse width tends to be wider as the bottom potential Vbtm is lower. Based on this tendency, the controller 213 causes the power IC 214 to supply the target value VL when the pulse width is wider than the reference value.
  • the controller 213 causes the power IC 214 to supply the target value VH. This target value VH is set to a value higher than the target value VL.
  • control circuit 210 controls the anode potential VSPAD based on the comparison result of the pulse width according to the bottom potential Vbtm and the reference value. And the diode 252 can be reduced. Thus, the circuit scale of the pixel array unit 240 can be reduced.
  • control circuit 210 controls the anode potential VSPAD using the comparator 211 which is an analog circuit. However, since the size of an analog circuit is generally larger than that of a digital circuit, the mounting area may be increased.
  • the control circuit 210 of the seventh embodiment is different from that of the first embodiment in that the anode potential VSPAD is controlled by a digital circuit.
  • FIG. 24 is a block diagram showing a configuration example of the control circuit 210 according to the seventh embodiment of the present technology.
  • the control circuit 210 differs from the first embodiment in that a controller 213, a power IC 214 and an ADC (Analog to Digital Converter) 218 are provided instead of the comparator 211 and the correction diode 212.
  • a controller 213, a power IC 214 and an ADC (Analog to Digital Converter) 218 are provided instead of the comparator 211 and the correction diode 212.
  • the excess bias dV of the difference between the potential VE and the bottom potential Vbtm is input to the ADC 218.
  • the ADC 218 performs analog-to-digital (AD) conversion of the excess bias dV and supplies a digital signal to the controller 213. Since the potential VE is constant, the excess bias dV has a higher value as the bottom potential Vbtm is lower.
  • the controller 213 controls the potential supplied by the power IC 214 based on the excess bias dV.
  • the controller 213 causes the power IC 214 to supply a lower anode potential VSPAD as the excess bias dV is lower (ie, the bottom potential Vbtm is higher).
  • the power IC 214 supplies the anode potential VSPAD under the control of the controller 213.
  • the control circuit 210 controls the anode potential VSPAD by the controller 213 and the power IC 214, the circuit scale can be reduced as compared with the case of using an analog circuit. it can.
  • the monitor pixel circuit 260 is broken due to aging or the like, and the pixels May become a defective pixel.
  • the pixel array unit 240 of the eighth embodiment is different from that of the seventh embodiment in that a plurality of monitor pixel circuits 260 are arranged and any one of them is made effective.
  • a plurality of monitor pixel circuits 260 are arranged as in the second embodiment illustrated in FIG.
  • FIG. 25 is an example of a circuit diagram of the monitor pixel circuit 260 according to the eighth embodiment of the present technology.
  • the monitor pixel circuit 260 according to the eighth embodiment is different from the seventh embodiment in that a transistor 267 is provided instead of the resistor 261.
  • the monitor pixel circuit 260 of the eighth embodiment is different from that of the seventh embodiment in that switches 268 and 270, an inverter 269, a diode 271, and a latch circuit 272 are provided instead of the transistor 264.
  • a P-type MOS transistor is used as the transistor 267.
  • a low level bias voltage Vb is applied to the gate of the transistor 267. Note that the on resistance of the transistor 267 is an example of the resistance described in the claims.
  • the latch circuit 272 holds the enable signal EN from the control circuit 210.
  • the enable signal EN is a signal for enabling or disabling the monitor pixel circuit 260.
  • the enable signal EN is set to a high level when enabled, and the low level is set when disabled.
  • the inverter 269 inverts the enable signal EN held in the latch circuit 272 and outputs the inverted signal to the switch 268.
  • the switch 268 opens / closes the path between the cathode of the photodiode 262 and the ground terminal in accordance with the inverted signal from the inverter 269. For example, the switch 268 shifts to the closed state when the inverted signal is high level, and shifts to the open state when low level.
  • the switch 270 opens and closes the path between the cathode of the photodiode 262 and the cathode of the diode 271 in accordance with the enable signal EN held by the latch circuit 272. For example, the switch 270 transitions to the closed state when the enable signal EN is high, and transitions to the open state when the enable signal EN is low.
  • the anode of the diode 271 is connected to the light shielding pixel circuit 250.
  • the controller 213 selects and enables any one of the plurality of monitor pixel circuits 260 by the enable signal EN, and invalidates the remaining ones.
  • the effective monitor pixel circuit 260 supplies, to the light-shielded pixel circuit 250, the cathode potential Vs in which the potential is lowered by the incident light.
  • the discharge from the switch 268 in the closed state does not cause the avalanche of the photodiode 262, and the switch 270 in the open state does not output the cathode potential Vs.
  • the controller 213 switches the effective monitor pixel circuit 260 periodically.
  • the effective monitor pixel circuit 260 is switched every cycle of the vertical synchronization signal VSYNC. Since the photodiode 262 of the invalid monitor pixel circuit 260 does not have an avalanche breakdown, it is possible to suppress the deterioration of the photodiode 262 by periodically making only one of them effective as compared to always making all of them effective. it can.
  • the control circuit 210 enables any one of the plurality of monitor pixel circuits 260 to control the anode potential VSPAD, so that the control circuit 210 is compared with the case where all of them are enabled. Thus, the deterioration of the photodiode 262 can be suppressed.
  • the light-shielded pixel circuit 250 detects the bottom potential Vbtm, but there is a possibility that an error may occur in the value of the bottom potential Vbtm as illustrated in FIG.
  • the monitor pixel circuit 260 of the ninth embodiment is different from that of the first embodiment in that a variable capacitor is added to reduce an error of the bottom potential Vbtm.
  • FIG. 26 is an example of a circuit diagram of the monitor pixel circuit 260 according to the ninth embodiment of the present technology.
  • the monitor pixel circuit 260 according to the ninth embodiment differs from the first embodiment in that the monitor pixel circuit 260 includes a transistor 267 instead of the resistor 261 and further includes a variable capacitor 273.
  • a P-type MOS transistor is used as the transistor 267.
  • a low level bias voltage Vb is applied to the gate of the transistor 267. Note that the on resistance of the transistor 267 is an example of the resistance described in the claims.
  • the variable capacitor 273 is a capacitor having a variable capacitance value. One end of the variable capacitor 273 is connected to the cathode of the photodiode 262, and the other end is connected to the ground terminal.
  • variable capacitor 273 is connected in parallel to the capacitor 253 in the light-shielded pixel circuit 250, so the combined capacitance thereof is larger than that of the capacitor 253 alone. Therefore, the addition of the variable capacitor 273 can reduce the error of the bottom potential Vbtm.
  • the capacitance value of the variable capacitor 273 is adjusted by the user or the like before distance measurement.
  • FIG. 27 is a timing chart showing an example of the bottom potential in the comparative example and the ninth embodiment of the present technology.
  • a in the same figure is a timing chart which shows an example of the bottom electric potential detected in a comparative example without variable capacitor 273.
  • B in the same figure is a timing chart which shows an example of the bottom electric potential detected in 9th Embodiment.
  • the bottom potential Vbtm detected by the light-shielded pixel circuit 250 does not match the actual minimum value (that is, the true value) of the cathode potential Vs, and an error occurs.
  • the bottom potential Vbtm substantially matches the true value, and the error is reduced.
  • variable capacitor 273 is connected in parallel to the capacitor 253, the capacity of the circuit can be increased as compared with the case of using only the capacitor 253. Thereby, the error of bottom potential Vbtm can be reduced.
  • the light-shielded pixel circuit 250 detects the bottom potential Vbtm, but there is a possibility that an error may occur in the value of the bottom potential Vbtm as illustrated in FIG.
  • the monitor pixel circuit 260 of the tenth embodiment is different from that of the first embodiment in that the error of the bottom potential Vbtm is reduced by the application of the refresh pulse signal.
  • FIG. 28 is an example of a circuit diagram of the monitor pixel circuit 260 in the tenth embodiment of the present technology.
  • the tenth monitor pixel circuit 260 is different from the first embodiment in that the tenth monitor pixel circuit 260 further includes a transistor 274.
  • the transistor 274 for example, a P-type MOS transistor is used.
  • the transistor 274 shorts both ends of the resistor 261 in accordance with the refresh pulse signal REF.
  • FIG. 29 is an example of a circuit diagram of the control circuit 210 according to the tenth embodiment of the present technology.
  • the control circuit 210 of the tenth embodiment differs from that of the first embodiment in that a refresh pulse supply unit 219 is further provided.
  • the refresh pulse supply unit 219 supplies the refresh pulse signal REF to the monitor pixel circuit 260 in synchronization with the light emission control signal CLKp.
  • FIG. 30 is a timing chart showing an example of fluctuations of the light emission control signal CLKp, the refresh pulse signal REF, and the bottom potential Vbtm in the tenth embodiment of the present technology.
  • the refresh pulse supply unit 219 supplies a low level refresh pulse signal REF over a fixed pulse period.
  • the refresh pulse signal REF is set to the high level except during the pulse period.
  • the bottom potential Vbtm rises to the potential VE by the low level refresh pulse signal REF, and the capacitor 253 is charged. Since the discharge time of the capacitor 253 is shortened by the period of timing Tr to Tp, the fluctuation amount of the bottom potential Vbtm due to the discharge becomes small, and the error of the bottom potential Vbtm is reduced.
  • the control circuit 210 supplies the refresh pulse signal REF to charge the capacitor 253, the discharge time of the capacitor 253 can be shortened accordingly. Thereby, the error of bottom potential Vbtm can be reduced.
  • the control circuit 210 controls the anode potential VSPAD in accordance with the bottom potential Vbtm, but the sensitivity of the photodiode 262 may fluctuate due to a temperature change. The fluctuation of the sensitivity may reduce the detection efficiency of incident light.
  • the control circuit 210 of the eleventh embodiment is different from that of the first embodiment in that the anode potential VSPAD is controlled in accordance with the temperature.
  • FIG. 31 is an example of a plan view of the pixel array unit 240 in the eleventh embodiment of the present technology.
  • the pixel array unit 240 of the eleventh embodiment is different from that of the first embodiment in that the monitor pixel circuit 260 is not arranged.
  • FIG. 32 is a block diagram showing a configuration example of a control circuit 210 according to an eleventh embodiment of the present technology.
  • the control circuit 210 according to the eleventh embodiment includes a controller 213, a power IC 214, a comparison unit 215, a temperature sensor 220, and a reverse bias setting value holding unit 221.
  • the temperature sensor 220 measures the temperature in the ranging module 100.
  • the temperature sensor 220 supplies the measured value to the comparison unit 215.
  • the comparison unit 215 compares the measured value with a predetermined fixed value, and supplies the comparison result to the controller 213 as the switching signal SW. When the temperature is higher than the fixed value, for example, the switching signal SW is set to the high level, and when the temperature is lower than the fixed value, the low level is set.
  • the reverse bias setting value holding unit 221 holds a breakdown voltage measured in advance as a setting value VBD.
  • the controller 213 controls the potential supplied by the power IC 214 based on the temperature and the set value VBD. Details of the control content will be described later.
  • the power IC 214 supplies the anode potential VSPAD under the control of the controller 213.
  • FIG. 33 is a graph showing an example of the relationship between the temperature and the anode potential in the eleventh embodiment of the present technology.
  • the vertical axis in the figure indicates the measured temperature, and the horizontal axis indicates the anode potential VSPAD.
  • the controller 213 sets the target value VL by the following equation and supplies it to the power IC 214.
  • VL VE-(VBD + dVH)
  • dVH is the excess bias when the temperature is relatively high.
  • the controller 213 sets the target value VH by the following equation and supplies it to the power IC 214.
  • VH VE-(VBD + dVL)
  • dVL is an excess bias when the temperature is relatively low, and is set to a value lower than dVH.
  • control circuit 210 controls the anode potential VSPAD according to the temperature, even if the sensitivity of the photodiode 262 fluctuates due to the temperature change, the incident light is detected. Efficiency can be maintained.
  • the technology according to the present disclosure can be applied to various products.
  • the technology according to the present disclosure is realized as a device mounted on any type of mobile object such as a car, an electric car, a hybrid electric car, a motorcycle, a bicycle, personal mobility, an airplane, a drone, a ship, a robot May be
  • FIG. 34 is a block diagram showing a schematic configuration example of a vehicle control system that is an example of a mobile control system to which the technology according to the present disclosure can be applied.
  • Vehicle control system 12000 includes a plurality of electronic control units connected via communication network 12001.
  • the vehicle control system 12000 includes a drive system control unit 12010, a body system control unit 12020, an external information detection unit 12030, an in-vehicle information detection unit 12040, and an integrated control unit 12050.
  • a microcomputer 12051, an audio image output unit 12052, and an in-vehicle network I / F (interface) 12053 are illustrated as a functional configuration of the integrated control unit 12050.
  • the driveline control unit 12010 controls the operation of devices related to the driveline of the vehicle according to various programs.
  • the drive system control unit 12010 includes a drive force generation device for generating a drive force of a vehicle such as an internal combustion engine or a drive motor, a drive force transmission mechanism for transmitting the drive force to the wheels, and a steering angle of the vehicle. adjusting steering mechanism, and functions as a control device of the braking device or the like to generate a braking force of the vehicle.
  • Body system control unit 12020 controls the operation of the camera settings device to the vehicle body in accordance with various programs.
  • the body system control unit 12020 functions as a keyless entry system, a smart key system, a power window device, or a control device of various lamps such as a headlamp, a back lamp, a brake lamp, a blinker or a fog lamp.
  • the body system control unit 12020 the signal of the radio wave or various switches is transmitted from wireless controller to replace the key can be entered.
  • Body system control unit 12020 receives an input of these radio or signal, the door lock device for a vehicle, the power window device, controls the lamp.
  • Outside vehicle information detection unit 12030 detects information outside the vehicle equipped with vehicle control system 12000.
  • an imaging unit 12031 is connected to the external information detection unit 12030.
  • the out-of-vehicle information detection unit 12030 causes the imaging unit 12031 to capture an image outside the vehicle, and receives the captured image.
  • the external information detection unit 12030 may perform object detection processing or distance detection processing of a person, a vehicle, an obstacle, a sign, characters on a road surface, or the like based on the received image.
  • Imaging unit 12031 receives light, an optical sensor for outputting an electric signal corresponding to the received light amount of the light.
  • the imaging unit 12031 can output an electric signal as an image or can output it as distance measurement information.
  • the light image pickup unit 12031 is received may be a visible light, it may be invisible light such as infrared rays.
  • Vehicle information detection unit 12040 detects the vehicle information.
  • a driver state detection unit 12041 that detects a state of a driver is connected to the in-vehicle information detection unit 12040.
  • the driver state detection unit 12041 includes, for example, a camera for imaging the driver, and the in-vehicle information detection unit 12040 determines the degree of fatigue or concentration of the driver based on the detection information input from the driver state detection unit 12041. It may be calculated or it may be determined whether the driver does not go to sleep.
  • the microcomputer 12051 calculates a control target value of the driving force generation device, the steering mechanism or the braking device based on the information inside and outside the vehicle acquired by the outside information detecting unit 12030 or the in-vehicle information detecting unit 12040, and a drive system control unit A control command can be output to 12010.
  • the microcomputer 12051 is collision avoidance or cushioning of the vehicle, follow-up running based on inter-vehicle distance, vehicle speed maintained running, functions realized in the vehicle collision warning, or ADAS including lane departure warning of the vehicle (Advanced Driver Assistance System) It is possible to perform coordinated control aiming at
  • the microcomputer 12051 the driving force generating device on the basis of the information around the vehicle acquired by the outside information detection unit 12030 or vehicle information detection unit 12040, by controlling the steering mechanism or braking device, the driver automatic operation such that autonomously traveling without depending on the operation can be carried out cooperative control for the purpose of.
  • the microcomputer 12051 can output a control command to the body system control unit 12020 based on the information outside the vehicle acquired by the external information detection unit 12030.
  • the microcomputer 12051 controls the headlamps in response to the preceding vehicle or the position where the oncoming vehicle is detected outside the vehicle information detection unit 12030, the cooperative control for the purpose of achieving the anti-glare such as switching the high beam to the low beam It can be carried out.
  • Audio and image output unit 12052 transmits, to the passenger or outside of the vehicle, at least one of the output signal of the voice and image to be output device to inform a visually or aurally information.
  • an audio speaker 12061, a display unit 12062, and an instrument panel 12063 are illustrated as output devices.
  • Display unit 12062 may include at least one of the on-board display and head-up display.
  • FIG. 35 is a diagram illustrating an example of the installation position of the imaging unit 12031.
  • imaging units 12101, 12102, 12103, 12104, and 12105 are provided as the imaging unit 12031.
  • the imaging units 12101, 12102, 12103, 12104, and 12105 are provided, for example, at positions such as the front nose of the vehicle 12100, a side mirror, a rear bumper, a back door, and an upper portion of a windshield of a vehicle interior.
  • the imaging unit 12101 provided in the front nose and the imaging unit 12105 provided in the upper part of the windshield in the vehicle cabin mainly acquire an image in front of the vehicle 12100.
  • the imaging units 12102 and 12103 included in the side mirror mainly acquire an image of the side of the vehicle 12100.
  • the imaging unit 12104 provided in the rear bumper or the back door mainly acquires an image of the rear of the vehicle 12100.
  • the imaging unit 12105 provided on the top of the windshield in the passenger compartment is mainly used to detect a leading vehicle or a pedestrian, an obstacle, a traffic light, a traffic sign, a lane, or the like.
  • FIG. 35 shows an example of the imaging range of the imaging units 12101 to 12104.
  • Imaging range 12111 indicates an imaging range of the imaging unit 12101 provided in the front nose
  • imaging range 12112,12113 are each an imaging range of the imaging unit 12102,12103 provided on the side mirror
  • an imaging range 12114 is The imaging range of the imaging part 12104 provided in the rear bumper or the back door is shown.
  • a bird's eye view of the vehicle 12100 viewed from above can be obtained.
  • At least one of the imaging unit 12101 through 12104 may have a function of obtaining distance information.
  • at least one of the imaging units 12101 to 12104 may be a stereo camera including a plurality of imaging devices, or an imaging device having pixels for phase difference detection.
  • the microcomputer 12051 based on the distance information obtained from to no imaging unit 12101 12104, and the distance to the three-dimensional object in to no imaging range 12111 in 12114, the temporal change of the distance (relative speed with respect to the vehicle 12100) In particular, it is possible to extract a three-dimensional object traveling at a predetermined speed (for example, 0 km / h or more) in substantially the same direction as the vehicle 12100 as a leading vehicle, in particular by finding the it can. Further, the microcomputer 12051 can set an inter-vehicle distance to be secured in advance before the preceding vehicle, and can perform automatic brake control (including follow-up stop control), automatic acceleration control (including follow-up start control), and the like. Automatic operation or the like for autonomously traveling without depending on the way of the driver operation can perform cooperative control for the purpose.
  • automatic brake control including follow-up stop control
  • automatic acceleration control including follow-up start control
  • the microcomputer 12051 converts three-dimensional object data relating to three-dimensional objects into two-dimensional vehicles such as two-wheeled vehicles, ordinary vehicles, large vehicles, classification and extracted, can be used for automatic avoidance of obstacles.
  • the microcomputer 12051 identifies obstacles around the vehicle 12100 into obstacles visible to the driver of the vehicle 12100 and obstacles difficult to see.
  • the microcomputer 12051 determines a collision risk which indicates the risk of collision with the obstacle, when a situation that might collide with the collision risk set value or more, through an audio speaker 12061, a display portion 12062 By outputting a warning to the driver or performing forcible deceleration or avoidance steering via the drive system control unit 12010, driving support for collision avoidance can be performed.
  • At least one of the imaging unit 12101 to 12104 may be an infrared camera that detects infrared rays.
  • the microcomputer 12051 can recognize a pedestrian by determining whether a pedestrian is present in the images captured by the imaging units 12101 to 12104.
  • Such pedestrian recognition is, for example, a procedure for extracting feature points in images captured by the imaging units 12101 to 12104 as an infrared camera, and pattern matching processing on a series of feature points indicating the outline of an object to determine whether it is a pedestrian or not
  • the procedure is to determine Microcomputer 12051 is, determines that the pedestrian in the captured image of the imaging unit 12101 to 12104 is present, recognizing the pedestrian, the sound image output unit 12052 is rectangular outline for enhancement to the recognized pedestrian to superimpose, controls the display unit 12062.
  • the audio image output unit 12052 is, an icon or the like indicating a pedestrian may control the display unit 12062 to display the desired position.
  • the technique according to the present disclosure may be applied to the outside information detection unit 12030 among the configurations described above.
  • the distance measuring module 100 of FIG. 1 can be applied to the external information detection unit 12030.
  • the anode potential is controlled to an appropriate value at which the false count rate is small and the photon detection efficiency is sufficiently high, and accurate distance information is acquired. Can.
  • the processing procedure described in the above embodiment may be regarded as a method having a series of these procedures, and a program for causing a computer to execute the series of procedures or a recording medium storing the program. You may catch it.
  • a recording medium for example, a CD (Compact Disc), an MD (Mini Disc), a DVD (Digital Versatile Disc), a memory card, a Blu-ray disc (Blu-ray (registered trademark) Disc) or the like can be used.
  • the present technology can also be configured as follows.
  • a photodiode which photoelectrically converts incident light to output a photocurrent A resistor connected to the cathode of the photodiode;
  • the resistor and the photodiode are disposed in each of a plurality of pixel circuits,
  • the cathodes of the plurality of pixel circuits are commonly connected to the detection circuit,
  • the said detection circuit is a solid-state image sensor of the said (2) description which detects the minimum value among each electric potential of the said cathode when the said photoelectric current flows into the said resistance.
  • the solid-state imaging device according to (2) or (3) further including a variable capacitor connected to the cathode.
  • the solid-state imaging device according to any one of (2) to (4), wherein the control circuit further supplies the refresh pulse signal to the transistor immediately before the incidence of the incident light.
  • the solid-state imaging device wherein the resistance value of the resistor is a value at which the potential of the cathode is fixed.
  • a comparator is further provided which compares the potential of the cathode with a predetermined potential and outputs a comparison result.
  • the control circuit when the potential of the cathode is higher than the predetermined potential based on the comparison result, supplies to the anode a potential lower than that when the potential of the cathode does not reach the predetermined potential.
  • Solid-state image sensor Solid-state image sensor.
  • the control circuit counts the number of times the potential of the cathode falls below a predetermined threshold within a predetermined cycle, and if the number does not reach the predetermined number, the number is greater than the predetermined number.
  • the solid-state imaging device wherein a potential lower than that in the case is supplied to the anode. (9) It further comprises an inverter for inverting the signal of the potential of the cathode and outputting it as a pulse signal, The solid-state imaging device according to (1), wherein the control circuit supplies a lower potential to the anode of the photodiode as the pulse width of the pulse signal is shorter.
  • a photodiode for photoelectrically converting incident light to output a photocurrent A resistor connected to the cathode of the photodiode; A control circuit for measuring the temperature and supplying a lower potential to the anode of the photodiode as the temperature is lower.
  • a light emitting unit that supplies irradiation light; A photodiode that photoelectrically converts reflected light with respect to the irradiation light to output a photocurrent;
  • An electronic device comprising: a control circuit for supplying a lower potential to the anode of the photodiode as the potential of the cathode is higher when the photocurrent flows through the resistor.
  • DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 ranging module 110 light emission part 120 synchronous control part 200 solid-state image sensor 210 control circuit 211, 266 comparator 212 correction

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Abstract

光を検出する装置において超過バイアスを適切な値に制御する。　固体撮像素子は、フォトダイオード、抵抗および制御回路を具備する。この固体撮像素子において、フォトダイオードは、入射光を光電変換して光電流を出力する。また、固体撮像素子において、抵抗は、フォトダイオードのカソードに接続される。また、固体撮像素子において、制御回路は、抵抗に光電流が流れたときのカソードの電位が高いほど低い電位を前記フォトダイオードのアノードに供給する。

Description

固体撮像素子、および、電子装置
　本技術は、固体撮像素子、および、電子装置に関する。詳しくは、フォトダイオードにより光を検出する固体撮像素子、および、電子装置に関する。
　従来より、測距機能を持つ電子装置において、ＴｏＦ（Time of Flight）方式と呼ばれる測距方式が知られている。このＴｏＦ方式は、照射光を電子装置から物体に照射し、その照射光が反射して電子装置に戻ってくるまでの往復時間を求めて距離を測定する方式である。例えば、ＳＰＡＤ（Single-Photon Avalanche Diode）により反射光を検出するＴｏＦ方式のカメラが提案されている（例えば、非特許文献１参照。）。このＳＰＡＤは、光電流を増幅することにより感度を向上させたフォトダイオードである。
　ここで、ＳＰＡＤは、逆バイアスをある電圧以上に印加するガイガーモードで用いられる。このガイガーモードでは、アノード側に電源、カソード側に抵抗もしくは定電流をかけた状態で一定電位がかかるようにプルアップさせておく制御が行われる。そして、光が検出されると、インパクトイオン化によりブレイクダウン電圧までアノード・カソード間電圧が低下し、ＳＰＡＤは、ハイインピーダンスから低インピーダンスの状態に移行する。固体撮像素子は、そのときのカソード電位の変化を検出することでＴｏＦデータを作成することができる。アノード・カソード間電圧がブレイクダウン電圧まで低下すると、ＳＰＡＤは再びハイインピーダンスになり、ハイインピーダンスになったことでプルアップにより再びガイガーモードに移行する。このような固体撮像素子において、画素特性は超過バイアスにより決定される。ここで、超過バイアスは、ガイガーモード時のアノード・カソード間電圧からブレイクダウン電圧を差し引いた値である。
Larry Li、"Time-of-Flight Camera - An Introduction"、テキサスインスツルメンツ、Technical White Paper SLOA190B January 2014 Revised May 2014
　上述の従来技術では、高感度のアバランシェフォトダイオードを用いるため、微弱な反射光であっても検出することができる。しかしながら、ブレイクダウン電圧のばらつきや温度により、超過バイアスが変動してしまうことがある。この結果、超過バイアスが小さくなりすぎてフォトダイオードの感度が低下するおそれや、逆に超過バイアスが大きすぎて暗電流ノイズが増大するおそれがある。ブレイクダウン電圧のばらつき等による超過バイアスの変動を抑制するには、作業者が製品ごとに調整を行えばよいが、手間が大きくなってしまう。このため、上述の従来技術では、ブレイクダウン電圧のばらつき等による超過バイアスの変動を抑制することが困難である。
　本技術はこのような状況に鑑みて生み出されたものであり、光を検出する装置において超過バイアスを適切な値に制御することを目的とする。
　本技術は、上述の問題点を解消するためになされたものであり、その第１の側面は、入射光を光電変換して光電流を出力するフォトダイオードと、上記フォトダイオードのカソードに接続された抵抗と、上記抵抗に上記光電流が流れたときの上記カソードの電位が高いほど低い電位を上記フォトダイオードのアノードに供給する制御回路とを具備する固体撮像素子である。これにより、抵抗に光電流が流れたときのカソードの電位が高いほど低い電位がフォトダイオードのアノードに供給されて超過バイアスが適切な値に制御されるという作用をもたらす。
　また、この第１の側面において、上記抵抗に上記光電流が流れたときの上記カソードの電位を検出して上記制御回路に供給する検出回路をさらに具備することもできる。これにより、光電流が流れたときのカソードの電位が検出されるという作用をもたらす。
　また、この第１の側面において、上記抵抗および上記フォトダイオードは、複数の画素回路のそれぞれに配置され、上記複数の画素回路のそれぞれの上記カソードは、上記検出回路に共通に接続され、上記検出回路は、上記抵抗に上記光電流が流れたときの上記カソードのそれぞれの電位のうち最小値を検出してもよい。これにより、カソードのそれぞれの電位のうち最小値に応じた電位がフォトダイオードのアノードに供給されるという作用をもたらす。
　また、この第１の側面において、上記カソードに接続された可変コンデンサをさらに具備することもできる。これにより、可変コンデンサによってカソード電位の誤差が軽減されるという作用をもたらす。
　また、この第１の側面において、リフレッシュパルス信号に従って上記抵抗の両端を短絡するトランジスタをさらに具備し、上記制御回路は、上記入射光の入射の直前に上記リフレッシュパルス信号を上記トランジスタにさらに供給することもできる。これにより、入射光の入射の直前にリフレッシュパルス信号により抵抗の両端が短絡されるという作用をもたらす。
　また、この第１の側面において、上記フォトダイオードは、アバランシェフォトダイオードであり、上記抵抗の抵抗値は、上記カソードの電位が固定される値であってもよい。これにより、固定されたカソードの電位に応じた電位がフォトダイオードのアノードに供給されるという作用をもたらす。
　また、この第１の側面において、上記カソードの電位と所定電位とを比較して比較結果を出力するコンパレータをさらに具備し、上記制御回路は、上記比較結果に基づいて上記カソードの電位が上記所定電位より高い場合に上記カソードの電位が上記所定電位に満たない場合よりも低い電位を上記アノードに供給してもよい。これにより、カソードの電位と所定電位との比較結果に応じた電位がフォトダイオードのアノードに供給されるという作用をもたらす。
　また、この第１の側面において、上記制御回路は、所定の周期内において上記カソードの電位が所定の閾値よりも低くなった回数を計数して上記回数が所定回数に満たない場合には上記回数が上記所定回数より多い場合よりも低い電位を上記アノードに供給してもよい。これにより、カソードの電位が所定の閾値よりも低くなった回数に応じた電位がフォトダイオードのアノードに供給されるという作用をもたらす。
　また、この第１の側面において、上記カソードの電位の信号を反転してパルス信号として出力するインバータをさらに具備し、上記制御回路は、上記パルス信号のパルス幅が短いほど低い電位を上記フォトダイオードのアノードに供給してもよい。これにより、パルス信号のパルス幅に応じた電位がフォトダイオードのアノードに供給されるという作用をもたらす。
　また、この第１の側面において、上記抵抗の一端は、上記カソードに接続され、他端は所定電位の端子に接続され、上記制御回路は、上記カソードの電位と上記所定電位との間の電圧を測定し、上記電圧が高いほど低い電位を上記フォトダイオードのアノードに供給することもできる。これにより、上記カソードの電位と所定電位との間の電圧に応じた電位がフォトダイオードのアノードに供給されるという作用をもたらす。
　また、この第１の側面において、上記抵抗および上記フォトダイオードは、複数の画素回路のそれぞれに配置され、上記制御回路は、上記複数の画素回路のいずれかを有効に設定して当該設定した画素回路の上記カソードの電位と上記所定電位との間の電圧を測定することもできる。これにより、有効に設定した画素回路のカソードの電位に応じた電位がフォトダイオードのアノードに供給されるという作用をもたらす。
　また、本技術の第２の側面は、入射光を光電変換して光電流を出力するフォトダイオードと、上記フォトダイオードのカソードに接続された抵抗と、温度を測定して上記温度が低いほど、低い電位を上記フォトダイオードのアノードに供給する制御回路とを具備する固体撮像素子である。これにより、温度が低いほど、低い電位がフォトダイオードのアノードに供給されるという作用をもたらす。
　また、本技術の第３の側面は、照射光を供給する発光部と、上記照射光に対する反射光を光電変換して光電流を出力するフォトダイオードと、上記フォトダイオードのカソードに接続された抵抗と、上記抵抗に上記光電流が流れたときの上記カソードの電位が高いほど低い電位を上記フォトダイオードのアノードに供給する制御回路とを具備する電子装置である。これにより、反射光を光電変換した光電流が抵抗に流れたときのカソードの電位が高いほど低い電位がフォトダイオードのアノードに供給されるという作用をもたらす。
　本技術によれば、光を検出する装置においてフォトダイオードのアノード電位の適正値からの変動を抑制することができるという優れた効果を奏し得る。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載されたいずれかの効果であってもよい。
本技術の第１の実施の形態における測距モジュールの一構成例を示すブロック図である。 本技術の第１の実施の形態における固体撮像素子の一構成例を示すブロック図である。 本技術の第１の実施の形態における画素アレイ部の平面図の一例である。 本技術の第１の実施の形態における制御回路、遮光画素回路およびモニター画素回路の回路図の一例である。 本技術の第１の実施の形態における非モニター画素回路の回路図の一例である。 本技術の第１の実施の形態におけるフォトダイオードの電圧－電流特性の一例を示すグラフである。 本技術の第１の実施の形態における信号処理部の一構成例を示すブロック図である。 本技術の第１の実施の形態におけるカソード電位およびボトム電位の変動の一例を示すタイミングチャートである。 本技術の第１の実施の形態におけるボトム電位が高いときのカソード電位、アノード電位およびパルス信号の変動の一例を示すタイミングチャートである。 本技術の第１の実施の形態におけるボトム電位が低いときのカソード電位、アノード電位およびパルス信号の変動の一例を示すタイミングチャートである。 本技術の第１の実施の形態における発光制御信号およびパルス信号の変動の一例を示すタイミングチャートである。 本技術の第１の実施の形態における測距モジュールの動作の一例を示すフローチャートである。 本技術の第２の実施の形態における画素アレイ部の平面図の一例である。 本技術の第２の実施の形態における遮光画素回路およびモニター画素回路の回路図の一例である。 本技術の第３の実施の形態における制御回路およびモニター画素回路の回路図の一例である。 本技術の第４の実施の形態におけるモニター画素回路の回路図の一例である。 本技術の第４の実施の形態における制御回路の一構成例を示すブロック図である。 本技術の第４の実施の形態におけるカソード電位とアノード電位との関係の一例を示すグラフである。 本技術の第５の実施の形態におけるモニター画素回路の回路図の一例である。 本技術の第５の実施の形態における制御回路の一構成例を示すブロック図である。 本技術の第５の実施の形態におけるカウント値とアノード電位との関係の一例を示すグラフである。 本技術の第６の実施の形態における制御回路の一構成例を示すブロック図である。 本技術の第６の実施の形態における制御回路およびモニター画素回路の動作の一例を示すタイミングチャートである。 本技術の第７の実施の形態における制御回路の一構成例を示すブロック図である。 本技術の第８の実施の形態におけるモニター画素回路の回路図の一例である。 本技術の第９の実施の形態におけるモニター画素回路の回路図の一例である。 本技術の比較例および第９の実施の形態におけるボトム電位の一例を示すタイミングチャートである。 本技術の第１０の実施の形態におけるモニター画素回路の回路図の一例である。 本技術の第１０の実施の形態における制御回路の一構成例を示すブロック図である。 本技術の第１０の実施の形態における発光制御信号、リフレッシュパルス信号およびボトム電位の変動の一例を示すタイミングチャートである。 本技術の第１１の実施の形態における画素アレイ部の平面図の一例である。 本技術の第１１の実施の形態における制御回路の一構成例を示すブロック図である。 本技術の第１１の実施の形態における温度とアノード電位との関係の一例を示すグラフである。 車両制御システムの概略的な構成例を示すブロック図である。 撮像部の設置位置の一例を示す説明図である。
　以下、本技術を実施するための形態（以下、実施の形態と称する）について説明する。説明は以下の順序により行う。
　１．第１の実施の形態（カソード電位に応じてアノード電位を制御する例）
　２．第２の実施の形態（複数のモニター画素のカソード電位の最小値に応じてアノード電位を制御する例）
　３．第３の実施の形態（モニター画素が出力する固定のカソード電位に応じてアノード電位を制御する例）
　４．第４の実施の形態（カソード電位と所定電位との比較結果に応じてアノード電位を制御する例）
　５．第５の実施の形態（カソード電位に関連するカウント値に応じてアノード電位を制御する例）
　６．第６の実施の形態（カソード電位に関連するパルス幅に応じてアノード電位を制御する例）
　７．第７の実施の形態（カソード電位に関連する超過バイアスに応じてアノード電位を制御する例）
　８．第８の実施の形態（有効にしたモニター画素のカソード電位に応じてアノード電位を制御する例）
　９．第９の実施の形態（可変コンデンサを追加したモニター画素のカソード電位に応じてアノード電位を制御する例）
　１０．第１０の実施の形態（パルス信号を供給したモニター画素のカソード電位に応じてアノード電位を制御する例）
　１１．第１１の実施の形態（温度に応じてアノード電位を制御する例）
　１２．移動体への応用例
　＜１．第１の実施の形態＞
　［測距モジュールの構成例］
　図１は、本技術の第１の実施の形態における測距モジュール１００の一構成例を示すブロック図である。この測距モジュール１００は、物体までの距離を測定するものであり、発光部１１０、同期制御部１２０および固体撮像素子２００を備える。測距モジュール１００は、スマートフォン、パーソナルコンピュータや車載機器などに搭載され、距離を測定するために用いられる。
　同期制御部１２０は、発光部１１０および固体撮像素子２００を同期して動作させるものである。この同期制御部１２０は、所定周波数（１０乃至２０メガヘルツなど）のクロック信号を発光制御信号ＣＬＫｐとして、発光部１１０および固体撮像素子２００に信号線１２８および１２９を介して供給する。
　発光部１１０は、同期制御部１２０からの発光制御信号ＣＬＫｐに同期して間欠光を照射光として供給するものである。例えば、照射光として近赤外光などが用いられる。
　固体撮像素子２００は、照射光に対する反射光を受光し、発光制御信号ＣＬＫｐの示す発光タイミングから反射光を受光したタイミングまでの往復時間を測定するものである。この固体撮像素子２００は、物体までの距離を往復時間から算出し、その距離を示す距離データを生成して出力する。
　［固体撮像素子の構成例］
　図２は、本技術の第１の実施の形態における固体撮像素子２００の一構成例を示すブロック図である。この固体撮像素子２００は、制御回路２１０、画素アレイ部２４０および信号処理部２３０を備える。画素アレイ部２４０には、複数の画素回路が二次元格子状に配列される。
　制御回路２１０は、画素アレイ部２４０内の画素回路のそれぞれの電位を制御するものである。制御内容の詳細については後述する。
　信号処理部２３０は、画素回路からの信号と、同期制御部１２０からの発光制御信号ＣＬＫｐとに基づいて画素回路ごとに往復時間を測定し、距離を算出するものである。この信号処理部２３０は、距離を示す距離データを画素回路ごとに生成し、それらを外部に出力する。
　図３は、本技術の第１の実施の形態における画素アレイ部２４０の平面図の一例である。画素アレイ部２４０の一部は遮光されており、その遮光された部分に遮光画素回路２５０が配列され、遮光されていない部分にモニター画素回路２６０および非モニター画素回路２８０が配列される。同図において斜線部分は、画素アレイ部２４０のうち遮光画素回路２５０が配列された部分である。また、モニター画素回路２６０および非モニター画素回路２８０の総数はＮ（Ｎは２以上の整数）個であり、それらは二次元格子状に配列される。また、Ｎ個のうち１つはモニター画素回路２６０であり、残りは非モニター画素回路２８０である。
　以下、水平方向に配列された画素回路の集合を「行」と称し、行に垂直な方向に配列された画素回路の集合を「列」と称する。
　［画素回路の構成例］
　図４は、本技術の第１の実施の形態における制御回路２１０、遮光画素回路２５０およびモニター画素回路２６０の回路図の一例である。
　モニター画素回路２６０は、抵抗２６１、フォトダイオード２６２、インバータ２６３およびトランジスタ２６４を備える。
　抵抗２６１の一端は、フォトダイオード２６２のカソードに接続され、他端は、電位ＶＥの端子に接続される。トランジスタ２６４として、例えば、Ｎ型のＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタが用いられる。このトランジスタ２６４のゲートには、所定電位のゲート信号ＧＡＴが印加され、ソースは、バックゲートおよび接地端子と接続され、ドレインはフォトダイオード２６２のカソードとインバータ２６３の入力端子とに接続される。ゲート信号ＧＡＴには、例えば、行の読出し期間においてローレベルが設定される。
　フォトダイオード２６２は、反射光が入射されると、その入射光を光電変換して光電流Ｉｍを出力するものである。このフォトダイオード２６２として、例えば、ＳＰＡＤが用いられる。ＳＰＡＤまた、フォトダイオード２６２のアノード電位ＶＳＰＡＤは、制御回路２１０により制御される。
　インバータ２６３は、フォトダイオード２６２のカソード電位Ｖｓの信号を反転してパルス信号ＯＵＴとして、信号処理部２３０に出力するものである。このインバータ２６３は、カソード電位Ｖｓが所定の閾値より高い場合にローレベルのパルス信号ＯＵＴを出力し、その閾値以下の場合にハイレベルのパルス信号ＯＵＴを出力する。
　反射光の入射時において、フォトダイオード２６２からの光電流Ｉｍが抵抗２６１に流れ、その電流値に応じてカソード電位Ｖｓが降下する。降下時のカソード電位Ｖｓが閾値以下であるとインバータ２６３はハイレベルのパルス信号ＯＵＴを出力する。このため、信号処理部２３０は、パルス信号ＯＵＴの立上りのタイミングを受光タイミングとして検出することができる。また、モニター画素回路２６０のカソード電位Ｖｓは、遮光画素回路２５０により監視される。
　また、遮光画素回路２５０は、抵抗２５１、ダイオード２５２およびコンデンサ２５３を備える。抵抗２５１およびコンデンサ２５３は、電位ＶＥの端子と接地端子との間に直列に接続される。また、ダイオード２５２のカソードは、フォトダイオード２６２のカソードに接続され、アノードは、抵抗２５１およびコンデンサ２５３の接続点に接続される。
　上述の構成により、遮光画素回路２５０は、入射光が入射された際のカソードの電位をボトム電位Ｖｂｔｍとして検出する。なお、遮光画素回路２５０は、特許請求の範囲に記載の検出回路の一例である。
　また、制御回路２１０は、コンパレータ２１１および補正ダイオード２１２を備える。コンパレータ２１１の反転入力端子（－）は、抵抗２５１およびコンデンサ２５３の接続点に接続され、非反転入力端子（＋）は、補正ダイオード２１２のアノードに接続される。補正ダイオード２１２のカソードには、所定の電源が接続される。この補正ダイオード２１２の温度特性は、ダイオード２５２と同一であるものとする。補正ダイオード２１２の挿入により、ダイオード２５２の温度特性によるボトム電位Ｖｔｍの誤差を補正することができる。
　コンパレータ２１１は、次の式により、ボトム電位Ｖｂｔｍが高いほど低い電位をＶＳＰＡＤとして生成し、フォトダイオード２６２のアノードに供給するものである。
　　ＶＳＰＡＤ＝Ａｖ（ＶＤＤ－Ｖｂｔｍ）
上式において、Ａｖは、コンパレータ２１１の利得であり、ＶＤＤは、電源電位である。
　図５は、本技術の第１の実施の形態における非モニター画素回路２８０の回路図の一例である。この非モニター画素回路２８０は、抵抗２８１、フォトダイオード２８２、インバータ２８３およびトランジスタ２８４を備える。これらの素子の接続構成は、モニター画素回路２６０と同様である。ただし、非モニター画素回路２８０においてフォトダイオード２８２のカソードは、遮光画素回路２５０と接続されず、カソードの電位が監視されない。
　図６は、本技術の第１の実施の形態におけるフォトダイオード２６２の電圧－電流特性の一例を示すグラフである。同図における横軸は、フォトダイオード２６２のアノード－カソード間に印加される電圧であり、縦軸は、フォトダイオード２６２からの光電流である。ガイガーモードで動作させる場合、フォトダイオード２６２のアノード－カソード間電圧には、マイナス値、すなわち逆バイアスが印加される。フォトダイオード２６２として上述のＳＰＡＤを用いる場合、逆バイアスが所定の降伏電圧より低いと、フォトダイオード２６２においてアバランシェ降伏が発生し、光電流が増幅される。その降伏電圧より、数ボルト低い電圧をアノード－カソード間に印加すると、増幅におけるゲインは、実質的に無限大となり、１個のフォトンを検出することができるようになる。
　［信号処理部の構成例］
　図７は、本技術の第１の実施の形態における信号処理部２３０の一構成例を示すブロック図である。この信号処理部２３０は、列ごとにＴＤＣ（Time-to-Digital Converter）２３１および距離データ生成部２３２を備える。
　ＴＤＣ２３１は、発光制御信号ＣＬＫｐの示す発光タイミングから、対応する列からのパルス信号ＯＵＴの立上り（すなわち、受光タイミング）までの時間を計測するものである。このＴＤＣ２３１は、測定した時間を示すデジタル信号を距離データ生成部２３２に供給する。
　距離データ生成部２３２は、物体までの距離Ｄを算出するものである。この距離データ生成部２３２は、発光制御信号ＣＬＫｐよりも低い周波数（３０ヘルツなど）の垂直同期信号ＶＳＹＮＣの周期ごとに、その周期内でＴＤＣ２３１により計測された時間のうち最頻値を往復時間ｄｔとして求める。そして、距離データ生成部２３２は、次の式を用いて距離Ｄを算出し、その距離Ｄを示す距離データを出力する。
　　Ｄ＝ｃ×ｄｔ／２
上式において、ｃは光速であり、単位は、メートル毎秒（ｍ／ｓ）である。また、距離Ｄの単位は、例えば、メートル（ｍ）であり、往復時間ｄｔの単位は、例えば、秒（ｓ）である。
　図８は、本技術の第１の実施の形態におけるカソード電位Ｖｓおよびボトム電位Ｖｂｔｍの変動の一例を示すタイミングチャートである。
　あるタイミングＴ０において反射光が入射されると、フォトダイオード２６２からの光電流が抵抗２６１に流れて電圧降下が生じ、カソード電位Ｖｓが低下する。遮光画素回路２５０は、このときの電位をボトム電位Ｖｂｔｍとして制御回路２１０へ出力する。
　そして、タイミングＴ０から一定のリチャージ時間が経過すると、カソード電位Ｖｓは、低下前の電位に戻る。その後のタイミングＴ２において反射光が入射すると、カソード電位Ｖｓは再度低下する。以下、同様の動作が繰り返される。
　また、ボトム電位Ｖｂｔｍは、コンデンサ２５３の容量に応じて、タイミングＴ０からタイミングＴ２までの間に若干増大する。ここで、カソード電位Ｖｓの実際の最小値を真値とすると、ボトム電位Ｖｂｔｍには、真値に対して若干の誤差が生じるものの、コンデンサ２５３の容量を十分に大きくすることにより、その真値に近い値を出力することができる。
　図９は、本技術の第１の実施の形態におけるボトム電位が高いときのカソード電位、アノード電位およびパルス信号の変動の一例を示すタイミングチャートである。あるタイミングＴ０において反射光が入射すると、カソード電位Ｖｓは、閾値ＶＴより高いボトム電位Ｖｂｔｍまで降下し、リチャージにより元の電位ＶＥに戻る。ここで、閾値ＶＴは、入射光が入射されたか否かを判定するための電圧であり、カソード電位Ｖｓが閾値ＶＴより低いときに、インバータ２６３は、ハイレベルのパルス信号ＯＵＴを出力する。
　そして、ボトム電位Ｖｂｔｍとアノード電位ＶＳＰＡＤとの差の電圧（ブレイクダウン電圧）をＶＢＤとすると、超過バイアスは、ブレイクダウン電圧ＶＢＤのばらつきや温度により変動する。ブレイクダウン電圧ＶＢＤが高いほど、超過バイアスは大きくなる。通常は、超過バイアスは、ボトム電位Ｖｂｔｍが閾値ＶＴより小さくなるような値となる。
　しかしながら、電圧ＶＢＤのばらつきや温度の要因により超過バイアスが変動して、ボトム電位Ｖｂｔｍが閾値ＶＴより低くならないことがある。この場合には、光が入射されたにも関わらず、パルス信号ＯＵＴがハイレベルにならず、後段の信号処理部２３０は、入射光を検出することができなくなるおそれがある。このため、仮にアノード電位を固定値とすると、光子検出効率（ＰＤＥ：Photon Detection Efficiency）が低下する可能性がある。ここで、光子検出効率は、光を入射してフォトンカウンティングを行った際において、入射したフォトン数に対するカウントされたフォトン数の割合を示す。光子検出効率が高いほど、フォトダイオード２６２の感度が高くなる。
　そこで、制御回路２１０は、ボトム電位Ｖｂｔｍが高いほど、アノード電位ＶＳＰＡＤの電位を低くする。これにより、電圧ＶＢＤが高くなり、光電流が増大して超過バイアスが大きくなる。したがって、タイミングＴ１において再度光が入射すると、カソード電位Ｖｓは、タイミングＴ２において閾値ＶＴより低くなる。そしてボトム電位まで達するとリチャージによりカソード電位Ｖｓは上昇し、タイミングＴ３において閾値ＶＴ以上となる。また、インバータ２６３は、タイミングＴ２からタイミングＴ３までの間にハイレベルのパルス信号ＯＵＴを出力する。このように、アノード電位ＶＳＰＡＤを高く制御することにより、光の入射時にパルス信号ＯＵＴが立ち上がるため、信号処理部２３０は、光を検出することができ、光子検出効率（ＰＤＥ）が十分に高くなる。
　図１０は、本技術の第１の実施の形態におけるボトム電位が低いときのカソード電位、アノード電位およびパルス信号の変動の一例を示すタイミングチャートである。あるタイミングＴ０において反射光が入射すると、カソード電位Ｖｓは降下し、タイミングＴ１で閾値ＶＴより低くなる。そして、カソード電位Ｖｓは、０ボルトよりも低いボトム電位Ｖｂｔｍまで降下し、その後はリチャージにより上昇してタイミングＴ２で閾値ＶＴよりも高くなる。また、インバータ２６３は、タイミングＴ１からタイミングＴ２までの間にハイレベルのパルス信号ＯＵＴを出力する。
　電圧ＶＢＤが十分に高いとボトム電位Ｖｂｔｍが閾値ＶＴより低くなるため、上述のように入射光を検出することができる。しかしながら、温度などの要因により電圧ＶＢＤが高くなりすぎると、暗電流ノイズの影響を受けやすくなる。この結果、仮に、アノード電位を固定値にすると、暗電流ノイズによる誤カウント率を示すＤＣＲ（Dark Count Rate）が大きくなるおそれがある。また、ラッチアップが生じるおそれや、フォトダイオード２６２が故障する確率が高くなる。
　そこで、制御回路２１０は、ボトム電位Ｖｂｔｍが低いほど、アノード電位ＶＳＰＡＤの電位を高くする。これにより、電圧ＶＢＤが低くなり、超過バイアスが小さくなってボトム電位Ｖｂｔｍが高くなる。この結果、誤カウント率（ＤＣＲ）の増大等の悪影響が抑制される。
　ただし、ボトム電位Ｖｂｔｍは、閾値ＶＴよりも低くなる程度に制御される。したがって、タイミングＴ３において再度光が入射すると、カソード電位Ｖｓは、タイミングＴ４において閾値ＶＴより低くなる。そしてボトム電位まで達するとリチャージによりカソード電位Ｖｓは上昇し、タイミングＴ５において閾値ＶＴ以上となる。また、インバータ２６３は、タイミングＴ４からタイミングＴ５までの間にハイレベルのパルス信号ＯＵＴを出力する。したがって、光子検出効率は十分に高い値に維持される。
　図１１は、本技術の第１の実施の形態における発光制御信号およびパルス信号の変動の一例を示すタイミングチャートである。発光部１１０は、発光制御信号ＣＬＫｐに同期して発光し、固体撮像素子２００は、反射光を受光してパルス信号ＯＵＴを生成する。発光制御信号ＣＬＫｐの立上りのタイミングＴｓから、パルス信号の立上りのタイミングＴｅまでの時間は、距離に応じた値となる。固体撮像素子２００は、その時間の統計量（最頻値など）から物体までの距離Ｄを算出する。
　［測距モジュールの動作例］
　図１２は、本技術の第１の実施の形態における測距モジュール１００の動作の一例を示すフローチャートである。この動作は、例えば、距離を測定するための所定のアプリケーションが実行されたときに開始される。
　発光部１１０は発光を開始し、固体撮像素子２００内の画素回路は反射光の受光を開始する（ステップＳ９０１）。また、制御回路２１０は、ボトム電位Ｖｂｔｍに応じてアノード電位ＶＳＰＡＤを制御する（ステップＳ９０２）。また、信号処理部２３０は、往復時間を測定し（ステップＳ９０３）、その往復時間から距離データを算出する（ステップＳ９０４）。ステップＳ９０４の後に、固体撮像素子２００は、測距のための動作を終了する。複数回数に亘って測距を行う場合には、垂直同期信号ＶＳＹＮＣに同期してステップＳ９０１乃至Ｓ９０４が繰り返し実行される。
　このように、本技術の第１の実施の形態では、固体撮像素子２００は、ボトム電位Ｖｂｔｍが高いほど低いアノード電位ＶＳＰＡＤを供給するため、ボトム電位Ｖｂｔｍが高いほどフォトダイオード２６２からの光電流を増大することができる。これにより、ブレイクダウン電圧（ＶＢＤ）のばらつきや温度による超過バイアスのの変動を抑制することができる。
　＜２．第２の実施の形態＞
　上述の第１の実施の形態では、固体撮像素子２００は、モニター画素回路２６０を１つのみ画素アレイ部２４０に配置していたが、経年劣化などによりモニター画素回路２６０が故障して、その画素が欠陥画素となるおそれがある。この第２の実施の形態の画素アレイ部２４０は、複数のモニター画素回路２６０を配置した点において第１の実施の形態と異なる。
　図１３は、本技術の第２の実施の形態における画素アレイ部２４０の平面図の一例である。この画素アレイ部２４０には、２つ以上のモニター画素回路２６０が配置される点において第１の実施の形態と異なる。
　例えば、画素アレイ部２４０の１行は、Ｍ（Ｍは、２以上、Ｎ未満の整数）個のモニター画素回路２６０からなり、残りの行には、非モニター画素回路２８０が配列される。
　図１４は、本技術の第２の実施の形態における遮光画素回路２５０およびモニター画素回路２６０の回路図の一例である。Ｍ個のモニター画素回路２６０は、遮光画素回路２５０に共通に接続される。遮光画素回路２５０には、モニター画素回路２６０ごとにダイオード２５２が設けられる。
　それぞれのダイオード２５２のカソードは、対応するモニター画素回路２６０に接続され、アノードは、抵抗２５１およびコンデンサ２５３の接続点に共通に接続される。
　上述の構成により、遮光画素回路２５０は、複数のモニター画素回路２６０のそれぞれのカソード電位のうち最小値をボトム電位Ｖｂｔｍとして検出することができる。
　このように、本技術の第２の実施の形態によれば、固体撮像素子２００は、複数のモニター画素回路２６０のそれぞれのカソード電位の最小値を検出するため、いずれかのモニター画素回路２６０が故障しても、超過バイアスを適切な値に制御することができる。
　＜３．第３の実施の形態＞
　上述の第１の実施の形態では、固体撮像素子２００は、コンデンサ２５３やダイオード２５２を設けた遮光画素回路２５０によりボトム電位Ｖｂｔｍを検出していたが、コンデンサ２５３等の回路の追加により、回路規模が増大するおそれがある。固体撮像素子２００の実装面積を小さくする観点から、回路規模は小さいことが望ましい。この第３の実施の形態の画素アレイ部２４０は、遮光画素回路２５０の代わりにモニター画素回路２６０がボトム電位Ｖｂｔｍを検出する点において第１の実施の形態と異なる。
　図１５は、本技術の第３の実施の形態における制御回路２１０およびモニター画素回路２６０の回路図の一例である。この第３の実施の形態のモニター画素回路２６０は、抵抗２６１の代わりに、抵抗２６５が設けられている点において第１の実施の形態と異なる。また、フォトダイオード２６２のカソードは、コンパレータ２１１の反転入力端子（－）に接続される。また、制御回路２１０には、補正ダイオード２１２が設けられず、遮光画素回路２５０には、コンデンサ２５３およびダイオード２５２が設けられない。
　抵抗２６５の抵抗値は、非モニター画素回路２８０内の抵抗２８１より小さく、フォトダイオード２６２に光が入射されない暗状態においてもアバランシェ降伏が生じる程度の値に設定される。これにより、光電流ＩＬの値は、暗状態においても光の入射時と同様の値に固定（言い換えれば、ラッチ）される。したがって、カソードの電位はボトム電位Ｖｂｔｍに固定され、制御回路２１０は、その電位に応じてアノード電位ＶＳＰＡＤを制御することができる。
　このように、本技術の第３の実施の形態によれば、モニター画素回路２６０がボトム電位Ｖｂｔｍを検出するため、コンデンサ２５３やダイオード２５２を削減することができる。これにより、画素アレイ部２４０の回路規模を小さくすることができる。
　＜４．第４の実施の形態＞
　上述の第１の実施の形態では、固体撮像素子２００は、コンデンサ２５３やダイオード２５２を設けた遮光画素回路２５０によりボトム電位Ｖｂｔｍを検出していたが、コンデンサ２５３等の回路の追加により、回路規模が増大するおそれがある。固体撮像素子２００の実装面積を小さくする観点から、回路規模は小さいことが望ましい。この第４の実施の形態の固体撮像素子２００は、制御回路２１０が、モニター画素回路２６０の出力値からボトム電位Ｖｂｔｍを推測する点において第１の実施の形態と異なる。
　図１６は、本技術の第４の実施の形態におけるモニター画素回路２６０の回路図の一例である。この第４の実施の形態のモニター画素回路２６０は、インバータ２６３の代わりにコンパレータ２６６を備える点において第１の実施の形態と異なる。また、フォトダイオード２６２のカソードは、遮光画素回路２５０と接続されず、遮光画素回路２５０には、コンデンサ２５３およびダイオード２５２が設けられない。
　コンパレータ２６６の非反転入力端子（＋）は、フォトダイオード２６２のカソードと接続され、反転入力端子（－）は、所定電位（０．１ボルトなど）の電源端子に接続される。このコンパレータ２６６は、カソードの電位と所定電位とを比較して比較結果を切替信号ＳＷとして制御回路２１０に供給する。この切替信号ＳＷは、カソード電位Ｖｓが所定電位より高い場合にハイレベルとなり、所定電位以下の場合にローレベルとなる。
　図１７は、本技術の第４の実施の形態における制御回路２１０の一構成例を示すブロック図である。この制御回路２１０は、コンパレータ２１１および補正ダイオード２１２の代わりに、コントローラ２１３およびパワーＩＣ（Integrated Circuit）２１４を備える。
　コントローラ２１３は、切替信号ＳＷに応じて、パワーＩＣ２１４が供給する電位を制御するものである。制御内容の詳細については後述する。パワーＩＣ２１４は、コントローラ２１３の制御に従ってアノード電位ＶＳＰＡＤを供給するものである。
　図１８は、本技術の第４の実施の形態におけるカソード電位とアノード電位との関係の一例を示すグラフである。同図における縦軸は、カソード電位Ｖｓを示し、横軸は、アノード電位ＶＳＰＡＤを示す。
　切替信号ＳＷがハイレベルである（すなわち、カソード電位Ｖｓが所定電位より高い）場合、ボトム電位Ｖｂｔｍは、閾値ＶＴ未満でないものと推測される。この際に、コントローラ２１３は、パワーＩＣ２１４に目標値ＶＬを供給させる。一方、切替信号ＳＷがローレベル（すなわち、カソード電位Ｖｓが所定電位以下）である場合、ボトム電位Ｖｂｔｍは、閾値ＶＴ未満であるものと推測される。この際にコントローラ２１３は、パワーＩＣ２１４に目標値ＶＨを供給させる。この目標値ＶＨは、目標値ＶＬより高い値に設定される。切替信号ＳＷに応じた制御により、ボトム電位Ｖｂｔｍが高いほど低いアノード電位ＶＳＰＡＤが供給される。
　このように、本技術の第４の実施の形態によれば、制御回路２１０が、カソード電位Ｖｓと所定電位との比較結果からボトム電位Ｖｂｔｍを推測するため、コンデンサ２５３やダイオード２５２を削減することができる。これにより、画素アレイ部２４０の回路規模を小さくすることができる。
　＜５．第５の実施の形態＞
　上述の第１の実施の形態では、固体撮像素子２００は、コンデンサ２５３やダイオード２５２を設けた遮光画素回路２５０によりボトム電位Ｖｂｔｍを検出していたが、コンデンサ２５３等の回路の追加により、回路規模が増大するおそれがある。固体撮像素子２００の実装面積を小さくする観点から、回路規模は小さいことが望ましい。この第５の実施の形態の固体撮像素子２００は、制御回路２１０が、モニター画素回路２６０のパルス信号ＯＵＴのカウント値からボトム電位Ｖｂｔｍを推測する点において第１の実施の形態と異なる。
　図１９は、本技術の第５の実施の形態におけるモニター画素回路２６０の回路図の一例である。この第５の実施の形態におけるモニター画素回路２６０は、抵抗２６１の代わりにトランジスタ２６７を備え、インバータ２６３がパルス信号ＯＵＴを制御回路２１０に供給する点において第１の実施の形態と異なる。また、フォトダイオード２６２のカソードは、遮光画素回路２５０と接続されず、遮光画素回路２５０には、コンデンサ２５３およびダイオード２５２が設けられない。
　トランジスタ２６７として、例えば、Ｐ型のＭＯＳトランジスタが用いられる。また、トランジスタ２６７のゲートには、ローレベルのバイアス電圧Ｖｂが印加される。なお、トランジスタ２６７のオン抵抗は、特許請求の範囲に記載の抵抗の一例である。
　図２０は、本技術の第５の実施の形態における制御回路２１０の一構成例を示すブロック図である。この第５の実施の形態の制御回路２１０は、コンパレータ２１１および補正ダイオード２１２の代わりに、コントローラ２１３、パワーＩＣ２１４、比較部２１５およびカウンタ２１６を備える点において第１の実施の形態と異なる。
　カウンタ２１６は、垂直同期信号ＶＳＹＮＣの周期内において、パルス信号ＯＵＴがハイレベルになった回数を計数するものである。このカウンタ２１６は、カウント値を比較部２１５に供給する。
　比較部２１５は、カウント値と所定の固定値とを比較するものである。この比較部２１５は、比較結果を切替信号ＳＷとしてコントローラ２１３に供給する。この切替信号ＳＷは、例えば、カウント値が固定値より大きい場合にハイレベルとなり、固定値以下の場合にローレベルとなる。
　コントローラ２１３は、切替信号ＳＷに応じて、パワーＩＣ２１４が供給する電位を制御するものである。制御内容の詳細については後述する。パワーＩＣ２１４は、コントローラ２１３の制御に従ってアノード電位ＶＳＰＡＤを供給するものである。
　図２１は、本技術の第５の実施の形態におけるカウント値とアノード電位との関係の一例を示すグラフである。同図における縦軸は、カウント値を示し、横軸は、アノード電位ＶＳＰＡＤを示す。
　切替信号ＳＷがローレベル（すなわち、カウント値が固定値以下）であることは、ボトム電位Ｖｂｔｍが閾値ＶＴ未満になった回数が少ないことを意味する。この際に、コントローラ２１３は、パワーＩＣ２１４に目標値ＶＬを供給させる。一方、切替信号ＳＷがハイレベルである（すなわち、カウント値が固定値より大きい）ことは、ボトム電位Ｖｂｔｍが閾値ＶＴ未満となった回数が多いことを意味する。この際にコントローラ２１３は、パワーＩＣ２１４に目標値ＶＨを供給させる。この目標値ＶＨは、目標値ＶＬより高い値に設定される。
　このように、本技術の第５の実施の形態によれば、制御回路２１０が、ボトム電位Ｖｂｔｍに応じたカウント値と固定値との比較結果に基づいてアノード電位ＶＳＰＡＤを制御するため、コンデンサ２５３やダイオード２５２を削減することができる。これにより、画素アレイ部２４０の回路規模を小さくすることができる。
　＜６．第６の実施の形態＞
　上述の第１の実施の形態では、固体撮像素子２００は、コンデンサ２５３やダイオード２５２を設けた遮光画素回路２５０によりボトム電位Ｖｂｔｍを検出していたが、コンデンサ２５３等の回路の追加により、回路規模が増大するおそれがある。固体撮像素子２００の実装面積を小さくする観点から、回路規模は小さいことが望ましい。この第６の実施の形態の固体撮像素子２００は、制御回路２１０が、モニター画素回路２６０のパルス幅からボトム電位Ｖｂｔｍを推測する点において第１の実施の形態と異なる。
　図２２は、本技術の第６の実施の形態における制御回路２１０の一構成例を示すブロック図である。この第６の実施の形態の制御回路２１０は、コンパレータ２１１および補正ダイオード２１２の代わりに、コントローラ２１３、パワーＩＣ２１４およびパルス幅検出部２１７を備える点において第１の実施の形態と異なる。また、フォトダイオード２６２のカソードは、遮光画素回路２５０と接続されず、遮光画素回路２５０には、コンデンサ２５３およびダイオード２５２が設けられない。
　パルス幅検出部２１７は、モニター画素回路２６０からのパルス信号ＯＵＴのパルス幅を検出するものである。このパルス幅検出部２１７は、検出したパルス幅をコントローラ２１３に供給する。
　コントローラ２１３は、パルス幅に基づいて、パワーＩＣ２１４が供給する電位を制御するものである。制御内容の詳細については後述する。パワーＩＣ２１４は、コントローラ２１３の制御に従ってアノード電位ＶＳＰＡＤを供給するものである。
　図２３は、本技術の第６の実施の形態における制御回路２１０およびモニター画素回路２６０の動作の一例を示すタイミングチャートである。
　パルス幅検出部２１７は、測距開始時または測距開始の前に、所定のパルス期間に亘ってハイレベルのゲート信号ＧＡＴを供給する。このときにパルス幅検出部２１７により検出されたパルス幅を、コントローラ２１３は、基準値として保持する。
　そして、反射光が受光されるたびにパルス幅検出部２１７はパルス幅を検出し、コントローラ２１３は、そのパルス幅と基準値とを比較する。このパルス幅は、ボトム電位Ｖｂｔｍが低いほど、広くなる傾向がある。この傾向に基づいてコントローラ２１３は、パルス幅が基準値より広い場合に、パワーＩＣ２１４に目標値ＶＬを供給させる。一方、パルス幅が基準値以下の場合にコントローラ２１３は、パワーＩＣ２１４に目標値ＶＨを供給させる。この目標値ＶＨは、目標値ＶＬより高い値に設定される。
　このように、本技術の第６の実施の形態によれば、制御回路２１０が、ボトム電位Ｖｂｔｍに応じたパルス幅と基準値との比較結果に基づいてアノード電位ＶＳＰＡＤを制御するため、コンデンサ２５３やダイオード２５２を削減することができる。これにより、画素アレイ部２４０の回路規模を小さくすることができる。
　＜７．第７の実施の形態＞
　上述の第１の実施の形態では、制御回路２１０は、アナログ回路であるコンパレータ２１１を用いてアノード電位ＶＳＰＡＤを制御していた。しかし、一般にアナログ回路は、デジタル回路よりも回路規模が大きいため、実装面積が増大するおそれがある。この第７の実施の形態の制御回路２１０は、デジタル回路によりアノード電位ＶＳＰＡＤを制御する点において第１の実施の形態と異なる。
　図２４は、本技術の第７の実施の形態における制御回路２１０の一構成例を示すブロック図である。この制御回路２１０は、コンパレータ２１１および補正ダイオード２１２の代わりに、コントローラ２１３、パワーＩＣ２１４およびＡＤＣ（Analog to Digital Converter）２１８を備える点において第１の実施の形態と異なる。
　ＡＤＣ２１８には、電位ＶＥとボトム電位Ｖｂｔｍとの差分の超過バイアスｄＶが入力される。このＡＤＣ２１８は、超過バイアスｄＶをＡＤ（Analog to Digital）変換してデジタル信号をコントローラ２１３に供給する。電位ＶＥは一定であるため、超過バイアスｄＶは、ボトム電位Ｖｂｔｍが低いほど、高い値となる。
　コントローラ２１３は、超過バイアスｄＶに基づいて、パワーＩＣ２１４が供給する電位を制御するものである。このコントローラ２１３は、超過バイアスｄＶが低い（すなわち、ボトム電位Ｖｂｔｍが高い）ほど、低いアノード電位ＶＳＰＡＤをパワーＩＣ２１４に供給させる。パワーＩＣ２１４は、コントローラ２１３の制御に従ってアノード電位ＶＳＰＡＤを供給するものである。
　このように、本技術の第７の実施の形態では、制御回路２１０は、コントローラ２１３およびパワーＩＣ２１４によりアノード電位ＶＳＰＡＤを制御するため、アナログ回路を用いる場合と比較して回路規模を削減することができる。
　＜８．第８の実施の形態＞
　上述の第７の実施の形態では、固体撮像素子２００は、モニター画素回路２６０を１つのみ画素アレイ部２４０に配置していたが、経年劣化などによりモニター画素回路２６０が故障して、その画素が欠陥画素となるおそれがある。この第８の実施の形態の画素アレイ部２４０は、複数のモニター画素回路２６０を配置し、それらのいずれかを有効にする点において第７の実施の形態と異なる。
　第８の実施の形態の画素アレイ部２４０には、図１３に例示した第２の実施の形態と同様に、複数のモニター画素回路２６０が配列される。
　図２５は、本技術の第８の実施の形態におけるモニター画素回路２６０の回路図の一例である。この第８の実施の形態のモニター画素回路２６０は、抵抗２６１の代わりにトランジスタ２６７を備える点において第７の実施の形態と異なる。また、第８の実施の形態のモニター画素回路２６０は、トランジスタ２６４の代わりにスイッチ２６８および２７０とインバータ２６９とダイオード２７１とラッチ回路２７２とを備える点において第７の実施の形態と異なる。
　トランジスタ２６７として、例えば、Ｐ型のＭＯＳトランジスタが用いられる。また、トランジスタ２６７のゲートには、ローレベルのバイアス電圧Ｖｂが印加される。なお、トランジスタ２６７のオン抵抗は、特許請求の範囲に記載の抵抗の一例である。
　ラッチ回路２７２は、制御回路２１０からのイネーブル信号ＥＮを保持するものである。イネーブル信号ＥＮは、モニター画素回路２６０を有効または無効にするための信号である。例えば、有効にする場合にイネーブル信号ＥＮにハイレベルが設定され、無効にする場合にローレベルが設定される。
　インバータ２６９は、ラッチ回路２７２に保持されたイネーブル信号ＥＮを反転して反転信号としてスイッチ２６８に出力するものである。
　スイッチ２６８は、フォトダイオード２６２のカソードと接地端子との間の経路をインバータ２６９からの反転信号に従って開閉するものである。例えば、スイッチ２６８は、反転信号がハイレベルの場合に閉状態に移行し、ローレベルの場合に開状態に移行する。
　スイッチ２７０は、ラッチ回路２７２に保持されたイネーブル信号ＥＮに従ってフォトダイオード２６２のカソードと、ダイオード２７１のカソードとの間の経路を開閉するものである。例えば、スイッチ２７０は、イネーブル信号ＥＮがハイレベルの場合に閉状態に移行し、ローレベルの場合に開状態に移行する。ダイオード２７１のアノードは、遮光画素回路２５０に接続される。
　第８の実施の形態のコントローラ２１３は、イネーブル信号ＥＮにより複数のモニター画素回路２６０のいずれかを選択して有効にし、残りを無効にする。有効なモニター画素回路２６０は、入射光により電位が降下するカソード電位Ｖｓを遮光画素回路２５０に供給する。一方、無効なモニター画素回路２６０は、閉状態のスイッチ２６８からの放電によりフォトダイオード２６２がアバランシェ降伏せず、開状態のスイッチ２７０によりカソード電位Ｖｓを出力しない。
　また、コントローラ２１３は、定期的に有効なモニター画素回路２６０を切り替える。例えば、垂直同期信号ＶＳＹＮＣの周期毎に、有効なモニター画素回路２６０を切り替える。無効なモニター画素回路２６０のフォトダイオード２６２はアバランシェ降伏しないため、定期的にいずれかのみを有効にすることにより、全てを常に有効にする場合と比較してフォトダイオード２６２の劣化を抑制することができる。
　このように、本技術の第８の実施の形態では、制御回路２１０が複数のモニター画素回路２６０のいずれかを有効にしてアノード電位ＶＳＰＡＤを制御するため、それらの全てを有効にする場合と比較してフォトダイオード２６２の劣化を抑制することができる。
　＜９．第９の実施の形態＞
　上述の第１の実施の形態では、遮光画素回路２５０がボトム電位Ｖｂｔｍを検出していたが、図８に例示したようにボトム電位Ｖｂｔｍの値には誤差が生じるおそれがある。この第９の実施の形態のモニター画素回路２６０は、可変コンデンサを追加してボトム電位Ｖｂｔｍの誤差を軽減した点において第１の実施の形態と異なる。
　図２６は、本技術の第９の実施の形態におけるモニター画素回路２６０の回路図の一例である。この第９の実施の形態のモニター画素回路２６０は、抵抗２６１の代わりにトランジスタ２６７を備え、可変コンデンサ２７３をさらに備える点において第１の実施の形態と異なる。
　トランジスタ２６７として、例えば、Ｐ型のＭＯＳトランジスタが用いられる。また、トランジスタ２６７のゲートには、ローレベルのバイアス電圧Ｖｂが印加される。なお、トランジスタ２６７のオン抵抗は、特許請求の範囲に記載の抵抗の一例である。
　可変コンデンサ２７３は、容量値が可変のコンデンサである。この可変コンデンサ２７３の一端は、フォトダイオード２６２のカソードに接続され、他端は、接地端子に接続される。
　可変コンデンサ２７３は、遮光画素回路２５０内のコンデンサ２５３と並列に接続されるため、それらの合成容量は、コンデンサ２５３のみの場合よりも大きくなる。このため、可変コンデンサ２７３の追加によりボトム電位Ｖｂｔｍの誤差を軽減することができる。この可変コンデンサ２７３の容量値は、測距前にユーザなどにより調節される。
　図２７は、本技術の比較例および第９の実施の形態におけるボトム電位の一例を示すタイミングチャートである。同図におけるａは、可変コンデンサ２７３の無い比較例において検出されるボトム電位の一例を示すタイミングチャートである。同図におけるｂは、第９の実施の形態において検出されるボトム電位の一例を示すタイミングチャートである。
　比較例では、遮光画素回路２５０により検出されたボトム電位Ｖｂｔｍは、カソード電位Ｖｓの実際の最小値（すなわち、真値）と一致せず、誤差が生じている。一方、第９の実施の形態では、ボトム電位Ｖｂｔｍは、真値とほぼ一致し、誤差が軽減されている。
　このように、本技術の第９の実施の形態では、コンデンサ２５３と並列に可変コンデンサ２７３を接続したため、コンデンサ２５３のみの場合よりも回路の容量を増大させることができる。これにより、ボトム電位Ｖｂｔｍの誤差を軽減することができる。
　＜１０．第１０の実施の形態＞
　上述の第１の実施の形態では、遮光画素回路２５０がボトム電位Ｖｂｔｍを検出していたが、図８に例示したようにボトム電位Ｖｂｔｍの値には誤差が生じるおそれがある。この第１０の実施の形態のモニター画素回路２６０は、リフレッシュパルス信号の印加によりボトム電位Ｖｂｔｍの誤差を軽減した点において第１の実施の形態と異なる。
　図２８は、本技術の第１０の実施の形態におけるモニター画素回路２６０の回路図の一例である。この第１０のモニター画素回路２６０は、トランジスタ２７４をさらに備える点において第１の実施の形態と異なる。
　トランジスタ２７４として、例えば、Ｐ型のＭＯＳトランジスタが用いられる。トランジスタ２７４は、リフレッシュパルス信号ＲＥＦに従って、抵抗２６１の両端を短絡するものである。
　図２９は、本技術の第１０の実施の形態における制御回路２１０の回路図の一例である。この第１０の実施の形態の制御回路２１０は、リフレッシュパルス供給部２１９をさらに備える点において第１の実施の形態と異なる。
　リフレッシュパルス供給部２１９は、発光制御信号ＣＬＫｐに同期してリフレッシュパルス信号ＲＥＦをモニター画素回路２６０に供給するものである。
　図３０は、本技術の第１０の実施の形態における発光制御信号ＣＬＫｐ、リフレッシュパルス信号ＲＥＦおよびボトム電位Ｖｂｔｍの変動の一例を示すタイミングチャートである。
　発光制御信号ＣＬＫｐの立上りのタイミングＴｐの直前のタイミングＴｒにおいて、リフレッシュパルス供給部２１９は、一定のパルス期間に亘ってローレベルのリフレッシュパルス信号ＲＥＦを供給する。そのパルス期間以外は、リフレッシュパルス信号ＲＥＦはハイレベルに設定される。ローレベルのリフレッシュパルス信号ＲＥＦにより、ボトム電位Ｖｂｔｍが電位ＶＥまで上昇し、コンデンサ２５３が充電される。タイミングＴｒ乃至Ｔｐの期間の分、コンデンサ２５３の放電時間が短くなるため、その放電によるボトム電位Ｖｂｔｍの変動量が小さくなり、ボトム電位Ｖｂｔｍの誤差が軽減される。
　このように、本技術の第１０の実施の形態では、制御回路２１０がリフレッシュパルス信号ＲＥＦを供給してコンデンサ２５３を充電させるため、その分、コンデンサ２５３の放電時間を短くすることができる。これにより、ボトム電位Ｖｂｔｍの誤差を軽減することができる。
　＜１１．第１１の実施の形態＞
　上述の第１の実施の形態では、制御回路２１０は、ボトム電位Ｖｂｔｍに応じてアノード電位ＶＳＰＡＤを制御していたが、温度変化により、フォトダイオード２６２の感度が変動することがある。この感度の変動により、入射光の検出効率が低下するおそれがある。この第１１の実施の形態の制御回路２１０は、温度に応じてアノード電位ＶＳＰＡＤを制御する点において第１の実施の形態と異なる。
　図３１は、本技術の第１１の実施の形態における画素アレイ部２４０の平面図の一例である。この第１１の実施の形態の画素アレイ部２４０は、モニター画素回路２６０が配列されていない点において第１の実施の形態と異なる。
　図３２は、本技術の第１１の実施の形態における制御回路２１０の一構成例を示すブロック図である。この第１１の実施の形態の制御回路２１０は、コントローラ２１３、パワーＩＣ２１４、比較部２１５、温度センサ２２０および逆バイアス設定値保持部２２１を備える。
　温度センサ２２０は、測距モジュール１００内の温度を測定するものである。温度センサ２２０は、測定値を比較部２１５に供給する。比較部２１５は、測定値と所定の固定値とを比較し、比較結果を切替信号ＳＷとしてコントローラ２１３に供給するものである。温度が固定値より高い場合に、例えば、切替信号ＳＷにハイレベルが設定され、温度が固定値以下の場合にローレベルが設定される。
　逆バイアス設定値保持部２２１は、予め測定しておいたブレイクダウン電圧を設定値ＶＢＤとして保持するものである。
　コントローラ２１３は、温度と設定値ＶＢＤとに基づいて、パワーＩＣ２１４が供給する電位を制御するものである。制御内容の詳細については後述する。パワーＩＣ２１４は、コントローラ２１３の制御に従ってアノード電位ＶＳＰＡＤを供給するものである。
　図３３は、本技術の第１１の実施の形態における温度とアノード電位との関係の一例を示すグラフである。同図における縦軸は、測定された温度を示し、横軸は、アノード電位ＶＳＰＡＤを示す。
　切替信号ＳＷがハイレベルである（すなわち、温度が固定値より高い）場合に、コントローラ２１３は、次の式により目標値ＶＬを設定し、パワーＩＣ２１４に供給させる。
　　ＶＬ＝ＶＥ－（ＶＢＤ＋ｄＶＨ）
上式において、ｄＶＨは、温度が比較的高いときの超過バイアスである。
　一方、切替信号ＳＷがローレベル（すなわち、温度が固定値以下）の場合に、コントローラ２１３は、次の式により目標値ＶＨを設定し、パワーＩＣ２１４に供給させる。
　　ＶＨ＝ＶＥ－（ＶＢＤ＋ｄＶＬ）
上式において、ｄＶＬは、温度が比較的低いときの超過バイアスであり、ｄＶＨよりも低い値が設定される。
　このように、本技術の第１１の実施の形態では、制御回路２１０が、温度に応じてアノード電位ＶＳＰＡＤを制御するため、温度変化によりフォトダイオード２６２の感度が変動しても、入射光の検出効率を維持することができる。
　＜１２．移動体への応用例＞
　本開示に係る技術（本技術）は、様々な製品へ応用することができる。例えば、本開示に係る技術は、自動車、電気自動車、ハイブリッド電気自動車、自動二輪車、自転車、パーソナルモビリティ、飛行機、ドローン、船舶、ロボット等のいずれかの種類の移動体に搭載される装置として実現されてもよい。
　図３４は、本開示に係る技術が適用され得る移動体制御システムの一例である車両制御システムの概略的な構成例を示すブロック図である。
　車両制御システム１２０００は、通信ネットワーク１２００１を介して接続された複数の電子制御ユニットを備える。図３４に示した例では、車両制御システム１２０００は、駆動系制御ユニット１２０１０、ボディ系制御ユニット１２０２０、車外情報検出ユニット１２０３０、車内情報検出ユニット１２０４０、及び統合制御ユニット１２０５０を備える。また、統合制御ユニット１２０５０の機能構成として、マイクロコンピュータ１２０５１、音声画像出力部１２０５２、及び車載ネットワークＩ／Ｆ（ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）１２０５３が図示されている。
　駆動系制御ユニット１２０１０は、各種プログラムにしたがって車両の駆動系に関連する装置の動作を制御する。例えば、駆動系制御ユニット１２０１０は、内燃機関又は駆動用モータ等の車両の駆動力を発生させるための駆動力発生装置、駆動力を車輪に伝達するための駆動力伝達機構、車両の舵角を調節するステアリング機構、及び、車両の制動力を発生させる制動装置等の制御装置として機能する。
　ボディ系制御ユニット１２０２０は、各種プログラムにしたがって車体に装備された各種装置の動作を制御する。例えば、ボディ系制御ユニット１２０２０は、キーレスエントリシステム、スマートキーシステム、パワーウィンドウ装置、あるいは、ヘッドランプ、バックランプ、ブレーキランプ、ウィンカー又はフォグランプ等の各種ランプの制御装置として機能する。この場合、ボディ系制御ユニット１２０２０には、鍵を代替する携帯機から発信される電波又は各種スイッチの信号が入力され得る。ボディ系制御ユニット１２０２０は、これらの電波又は信号の入力を受け付け、車両のドアロック装置、パワーウィンドウ装置、ランプ等を制御する。
　車外情報検出ユニット１２０３０は、車両制御システム１２０００を搭載した車両の外部の情報を検出する。例えば、車外情報検出ユニット１２０３０には、撮像部１２０３１が接続される。車外情報検出ユニット１２０３０は、撮像部１２０３１に車外の画像を撮像させるとともに、撮像された画像を受信する。車外情報検出ユニット１２０３０は、受信した画像に基づいて、人、車、障害物、標識又は路面上の文字等の物体検出処理又は距離検出処理を行ってもよい。
　撮像部１２０３１は、光を受光し、その光の受光量に応じた電気信号を出力する光センサである。撮像部１２０３１は、電気信号を画像として出力することもできるし、測距の情報として出力することもできる。また、撮像部１２０３１が受光する光は、可視光であっても良いし、赤外線等の非可視光であっても良い。
　車内情報検出ユニット１２０４０は、車内の情報を検出する。車内情報検出ユニット１２０４０には、例えば、運転者の状態を検出する運転者状態検出部１２０４１が接続される。運転者状態検出部１２０４１は、例えば運転者を撮像するカメラを含み、車内情報検出ユニット１２０４０は、運転者状態検出部１２０４１から入力される検出情報に基づいて、運転者の疲労度合い又は集中度合いを算出してもよいし、運転者が居眠りをしていないかを判別してもよい。
　マイクロコンピュータ１２０５１は、車外情報検出ユニット１２０３０又は車内情報検出ユニット１２０４０で取得される車内外の情報に基づいて、駆動力発生装置、ステアリング機構又は制動装置の制御目標値を演算し、駆動系制御ユニット１２０１０に対して制御指令を出力することができる。例えば、マイクロコンピュータ１２０５１は、車両の衝突回避あるいは衝撃緩和、車間距離に基づく追従走行、車速維持走行、車両の衝突警告、又は車両のレーン逸脱警告等を含むＡＤＡＳ（Ａｄｖａｎｃｅｄ　Ｄｒｉｖｅｒ　Ａｓｓｉｓｔａｎｃｅ　Ｓｙｓｔｅｍ）の機能実現を目的とした協調制御を行うことができる。
　また、マイクロコンピュータ１２０５１は、車外情報検出ユニット１２０３０又は車内情報検出ユニット１２０４０で取得される車両の周囲の情報に基づいて駆動力発生装置、ステアリング機構又は制動装置等を制御することにより、運転者の操作に拠らずに自律的に走行する自動運転等を目的とした協調制御を行うことができる。
　また、マイクロコンピュータ１２０５１は、車外情報検出ユニット１２０３０で取得される車外の情報に基づいて、ボディ系制御ユニット１２０２０に対して制御指令を出力することができる。例えば、マイクロコンピュータ１２０５１は、車外情報検出ユニット１２０３０で検知した先行車又は対向車の位置に応じてヘッドランプを制御し、ハイビームをロービームに切り替える等の防眩を図ることを目的とした協調制御を行うことができる。
　音声画像出力部１２０５２は、車両の搭乗者又は車外に対して、視覚的又は聴覚的に情報を通知することが可能な出力装置へ音声及び画像のうちの少なくとも一方の出力信号を送信する。図３４の例では、出力装置として、オーディオスピーカ１２０６１、表示部１２０６２及びインストルメントパネル１２０６３が例示されている。表示部１２０６２は、例えば、オンボードディスプレイ及びヘッドアップディスプレイの少なくとも一つを含んでいてもよい。
　図３５は、撮像部１２０３１の設置位置の例を示す図である。
　図３５では、撮像部１２０３１として、撮像部１２１０１，１２１０２，１２１０３，１２１０４，１２１０５を有する。
　撮像部１２１０１，１２１０２，１２１０３，１２１０４，１２１０５は、例えば、車両１２１００のフロントノーズ、サイドミラー、リアバンパ、バックドア及び車室内のフロントガラスの上部等の位置に設けられる。フロントノーズに備えられる撮像部１２１０１及び車室内のフロントガラスの上部に備えられる撮像部１２１０５は、主として車両１２１００の前方の画像を取得する。サイドミラーに備えられる撮像部１２１０２，１２１０３は、主として車両１２１００の側方の画像を取得する。リアバンパ又はバックドアに備えられる撮像部１２１０４は、主として車両１２１００の後方の画像を取得する。車室内のフロントガラスの上部に備えられる撮像部１２１０５は、主として先行車両又は、歩行者、障害物、信号機、交通標識又は車線等の検出に用いられる。
　なお、図３５には、撮像部１２１０１ないし１２１０４の撮影範囲の一例が示されている。撮像範囲１２１１１は、フロントノーズに設けられた撮像部１２１０１の撮像範囲を示し、撮像範囲１２１１２，１２１１３は、それぞれサイドミラーに設けられた撮像部１２１０２，１２１０３の撮像範囲を示し、撮像範囲１２１１４は、リアバンパ又はバックドアに設けられた撮像部１２１０４の撮像範囲を示す。例えば、撮像部１２１０１ないし１２１０４で撮像された画像データが重ね合わせられることにより、車両１２１００を上方から見た俯瞰画像が得られる。
　撮像部１２１０１ないし１２１０４の少なくとも１つは、距離情報を取得する機能を有していてもよい。例えば、撮像部１２１０１ないし１２１０４の少なくとも１つは、複数の撮像素子からなるステレオカメラであってもよいし、位相差検出用の画素を有する撮像素子であってもよい。
　例えば、マイクロコンピュータ１２０５１は、撮像部１２１０１ないし１２１０４から得られた距離情報を基に、撮像範囲１２１１１ないし１２１１４内における各立体物までの距離と、この距離の時間的変化（車両１２１００に対する相対速度）を求めることにより、特に車両１２１００の進行路上にある最も近い立体物で、車両１２１００と略同じ方向に所定の速度（例えば、０ｋｍ／ｈ以上）で走行する立体物を先行車として抽出することができる。さらに、マイクロコンピュータ１２０５１は、先行車の手前に予め確保すべき車間距離を設定し、自動ブレーキ制御（追従停止制御も含む）や自動加速制御（追従発進制御も含む）等を行うことができる。このように運転者の操作に拠らずに自律的に走行する自動運転等を目的とした協調制御を行うことができる。
　例えば、マイクロコンピュータ１２０５１は、撮像部１２１０１ないし１２１０４から得られた距離情報を元に、立体物に関する立体物データを、２輪車、普通車両、大型車両、歩行者、電柱等その他の立体物に分類して抽出し、障害物の自動回避に用いることができる。例えば、マイクロコンピュータ１２０５１は、車両１２１００の周辺の障害物を、車両１２１００のドライバが視認可能な障害物と視認困難な障害物とに識別する。そして、マイクロコンピュータ１２０５１は、各障害物との衝突の危険度を示す衝突リスクを判断し、衝突リスクが設定値以上で衝突可能性がある状況であるときには、オーディオスピーカ１２０６１や表示部１２０６２を介してドライバに警報を出力することや、駆動系制御ユニット１２０１０を介して強制減速や回避操舵を行うことで、衝突回避のための運転支援を行うことができる。
　撮像部１２１０１ないし１２１０４の少なくとも１つは、赤外線を検出する赤外線カメラであってもよい。例えば、マイクロコンピュータ１２０５１は、撮像部１２１０１ないし１２１０４の撮像画像中に歩行者が存在するか否かを判定することで歩行者を認識することができる。かかる歩行者の認識は、例えば赤外線カメラとしての撮像部１２１０１ないし１２１０４の撮像画像における特徴点を抽出する手順と、物体の輪郭を示す一連の特徴点にパターンマッチング処理を行って歩行者か否かを判別する手順によって行われる。マイクロコンピュータ１２０５１が、撮像部１２１０１ないし１２１０４の撮像画像中に歩行者が存在すると判定し、歩行者を認識すると、音声画像出力部１２０５２は、当該認識された歩行者に強調のための方形輪郭線を重畳表示するように、表示部１２０６２を制御する。また、音声画像出力部１２０５２は、歩行者を示すアイコン等を所望の位置に表示するように表示部１２０６２を制御してもよい。
　以上、本開示に係る技術が適用され得る車両制御システムの一例について説明した。本開示に係る技術は、以上説明した構成のうち、車外情報検出ユニット１２０３０に適用され得る。具体的には、図１の測距モジュール１００を、車外情報検出ユニット１２０３０に適用することができる。車外情報検出ユニット１２０３０に本開示に係る技術を適用することにより、誤カウント率が小さく、光子検出効率が十分に高くなる適切な値にアノード電位を制御して、正確な距離情報を取得することができる。
　なお、上述の実施の形態は本技術を具現化するための一例を示したものであり、実施の形態における事項と、特許請求の範囲における発明特定事項とはそれぞれ対応関係を有する。同様に、特許請求の範囲における発明特定事項と、これと同一名称を付した本技術の実施の形態における事項とはそれぞれ対応関係を有する。ただし、本技術は実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において実施の形態に種々の変形を施すことにより具現化することができる。
　また、上述の実施の形態において説明した処理手順は、これら一連の手順を有する方法として捉えてもよく、また、これら一連の手順をコンピュータに実行させるためのプログラム乃至そのプログラムを記憶する記録媒体として捉えてもよい。この記録媒体として、例えば、ＣＤ（Compact Disc）、ＭＤ（MiniDisc）、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）、メモリカード、ブルーレイディスク（Blu-ray（登録商標）Disc）等を用いることができる。
　なお、本明細書に記載された効果はあくまで例示であって、限定されるものではなく、また、他の効果があってもよい。
　なお、本技術は以下のような構成もとることができる。
（１）入射光を光電変換して光電流を出力するフォトダイオードと、
　前記フォトダイオードのカソードに接続された抵抗と、
　前記抵抗に前記光電流が流れたときの前記カソードの電位が高いほど低い電位を前記フォトダイオードのアノードに供給する制御回路と
を具備する固体撮像素子。
（２）前記抵抗に前記光電流が流れたときの前記カソードの電位を検出して前記制御回路に供給する検出回路をさらに具備する
前記（１）記載の固体撮像素子。
（３）前記抵抗および前記フォトダイオードは、複数の画素回路のそれぞれに配置され、
　前記複数の画素回路のそれぞれの前記カソードは、前記検出回路に共通に接続され、
　前記検出回路は、前記抵抗に前記光電流が流れたときの前記カソードのそれぞれの電位のうち最小値を検出する
前記（２）記載の固体撮像素子。
（４）前記カソードに接続された可変コンデンサをさらに具備する
前記（２）または（３）に記載の固体撮像素子。
（５）リフレッシュパルス信号に従って前記抵抗の両端を短絡するトランジスタをさらに具備し、
　前記制御回路は、前記入射光の入射の直前に前記リフレッシュパルス信号を前記トランジスタにさらに供給する
前記（２）から（４）のいずれかに記載の固体撮像素子。
（６）前記抵抗の抵抗値は、前記カソードの電位が固定される値である
前記（１）記載の固体撮像素子。
（７）前記カソードの電位と所定電位とを比較して比較結果を出力するコンパレータをさらに具備し、
　前記制御回路は、前記比較結果に基づいて前記カソードの電位が前記所定電位より高い場合に前記カソードの電位が前記所定電位に満たない場合よりも低い電位を前記アノードに供給する
前記（１）記載の固体撮像素子。
（８）前記制御回路は、所定の周期内において前記カソードの電位が所定の閾値よりも低くなった回数を計数して前記回数が所定回数に満たない場合には前記回数が前記所定回数より多い場合よりも低い電位を前記アノードに供給する
前記（１）記載の固体撮像素子。
（９）前記カソードの電位の信号を反転してパルス信号として出力するインバータをさらに具備し、
　前記制御回路は、前記パルス信号のパルス幅が短いほど低い電位を前記フォトダイオードのアノードに供給する
前記（１）記載の固体撮像素子。
（１０）前記抵抗の一端は、前記カソードに接続され、他端は所定電位の端子に接続され、
　前記制御回路は、前記カソードの電位と前記所定電位との間の電圧を測定し、前記電圧が高いほど低い電位を前記フォトダイオードのアノードに供給する
前記（１）記載の固体撮像素子。
（１１）前記抵抗および前記フォトダイオードは、複数の画素回路のそれぞれに配置され、
　前記制御回路は、前記複数の画素回路のいずれかを有効に設定して当該設定した画素回路の前記カソードの電位と前記所定電位との間の電圧を測定する
前記（１０）記載の固体撮像素子。
（１２）入射光を光電変換して光電流を出力するフォトダイオードと、
　前記フォトダイオードのカソードに接続された抵抗と、
　温度を測定して前記温度が低いほど、低い電位を前記フォトダイオードのアノードに供給する制御回路と
を具備する固体撮像素子。
（１３）照射光を供給する発光部と、
　前記照射光に対する反射光を光電変換して光電流を出力するフォトダイオードと、
　前記フォトダイオードのカソードに接続された抵抗と、
　前記抵抗に前記光電流が流れたときの前記カソードの電位が高いほど低い電位を前記フォトダイオードのアノードに供給する制御回路と
を具備する電子装置。
　１００　測距モジュール
　１１０　発光部
　１２０　同期制御部
　２００　固体撮像素子
　２１０　制御回路
　２１１、２６６　コンパレータ
　２１２　補正ダイオード
　２１３　コントローラ
　２１４　パワーＩＣ
　２１５　比較部
　２１６　カウンタ
　２１７　パルス幅検出部
　２１８　ＡＤＣ
　２１９　リフレッシュパルス供給部
　２２０　温度センサ
　２２１　逆バイアス設定値保持部
　２３０　信号処理部
　２３１　ＴＤＣ
　２３２　距離データ生成部
　２４０　画素アレイ部
　２５０　遮光画素回路
　２５１、２６１、２６５、２８１　抵抗
　２５２、２７１　ダイオード
　２５３　コンデンサ
　２６０　モニター画素回路
　２６２、２８２　フォトダイオード
　２６３、２６９、２８３　インバータ
　２６４、２６７、２７４、２８４　トランジスタ
　２６８、２７０　スイッチ
　２７２　ラッチ回路
　２７３　可変コンデンサ
　２８０　非モニター画素回路
　１２０３０　車外情報検出ユニット

Claims (13)

  1. 　入射光を光電変換して光電流を出力するフォトダイオードと、
    　前記フォトダイオードのカソードに接続された抵抗と、
    　前記抵抗に前記光電流が流れたときの前記カソードの電位が高いほど低い電位を前記フォトダイオードのアノードに供給する制御回路と
    を具備する固体撮像素子。
  2. 　前記抵抗に前記光電流が流れたときの前記カソードの電位を検出して前記制御回路に供給する検出回路をさらに具備する
    請求項１記載の固体撮像素子。
  3. 　前記抵抗および前記フォトダイオードは、複数の画素回路のそれぞれに配置され、
    　前記複数の画素回路のそれぞれの前記カソードは、前記検出回路に共通に接続され、
    　前記検出回路は、前記抵抗に前記光電流が流れたときの前記カソードのそれぞれの電位のうち最小値を検出する
    請求項２記載の固体撮像素子。
  4. 　前記カソードに接続された可変コンデンサをさらに具備する
    請求項２記載の固体撮像素子。
  5. 　リフレッシュパルス信号に従って前記抵抗の両端を短絡するトランジスタをさらに具備し、
    　前記制御回路は、前記入射光の入射の直前に前記リフレッシュパルス信号を前記トランジスタにさらに供給する
    請求項２記載の固体撮像素子。
  6. 　前記抵抗の抵抗値は、前記カソードの電位が固定される値である
    請求項１記載の固体撮像素子。
  7. 　前記カソードの電位と所定電位とを比較して比較結果を出力するコンパレータをさらに具備し、
    　前記制御回路は、前記比較結果に基づいて前記カソードの電位が前記所定電位より高い場合に前記カソードの電位が前記所定電位に満たない場合よりも低い電位を前記アノードに供給する
    請求項１記載の固体撮像素子。
  8. 　前記制御回路は、所定の周期内において前記カソードの電位が所定の閾値よりも低くなった回数を計数して前記回数が所定回数に満たない場合には前記回数が前記所定回数より多い場合よりも低い電位を前記アノードに供給する
    請求項１記載の固体撮像素子。
  9. 　前記カソードの電位の信号を反転してパルス信号として出力するインバータをさらに具備し、
    　前記制御回路は、前記パルス信号のパルス幅が短いほど低い電位を前記フォトダイオードのアノードに供給する
    請求項１記載の固体撮像素子。
  10. 　前記抵抗の一端は、前記カソードに接続され、他端は所定電位の端子に接続され、
    　前記制御回路は、前記カソードの電位と前記所定電位との間の電圧を測定し、前記電圧が高いほど低い電位を前記フォトダイオードのアノードに供給する
    請求項１記載の固体撮像素子。
  11. 　前記抵抗および前記フォトダイオードは、複数の画素回路のそれぞれに配置され、
    　前記制御回路は、前記複数の画素回路のいずれかを有効に設定して当該設定した画素回路の前記カソードの電位と前記所定電位との間の電圧を測定する
    請求項１０記載の固体撮像素子。
  12. 　入射光を光電変換して光電流を出力するフォトダイオードと、
    　前記フォトダイオードのカソードに接続された抵抗と、
    　温度を測定して前記温度が低いほど、低い電位を前記フォトダイオードのアノードに供給する制御回路と
    を具備する固体撮像素子。
  13. 　照射光を供給する発光部と、
    　前記照射光に対する反射光を光電変換して光電流を出力するフォトダイオードと、
    　前記フォトダイオードのカソードに接続された抵抗と、
    　前記抵抗に前記光電流が流れたときの前記カソードの電位が高いほど低い電位を前記フォトダイオードのアノードに供給する制御回路と
    を具備する電子装置。
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