WO2018088442A1 - 電動機の界磁位置検出方法 - Google Patents

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WO2018088442A1
WO2018088442A1 PCT/JP2017/040314 JP2017040314W WO2018088442A1 WO 2018088442 A1 WO2018088442 A1 WO 2018088442A1 JP 2017040314 W JP2017040314 W JP 2017040314W WO 2018088442 A1 WO2018088442 A1 WO 2018088442A1
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coil
field position
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山本　清
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北斗制御株式会社
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    • H—ELECTRICITY
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/185—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using inductance sensing, e.g. pulse excitation
    • H—ELECTRICITY
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    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
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    • H02P6/153—Controlling commutation time wherein the commutation is advanced from position signals phase in function of the speed
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2203/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the means for detecting the position of the rotor
    • H02P2203/03—Determination of the rotor position, e.g. initial rotor position, during standstill or low speed operation

Definitions

  • the present invention relates to a field position detection method for a motor such as a sensorless motor or a linear actuator.
  • FIG. 8 shows a configuration of a three-phase brushless direct current (DC) motor as an example of a sensorless motor not provided with a position sensor.
  • a rotor 2 that rotates about the rotor shaft 1 is provided with a pair of permanent magnets 3 of S and N poles.
  • the magnetic pole structure (IPM, SPM) or the number of poles of the permanent magnet field varies.
  • armature windings (coils) U, V, W are arranged on pole teeth provided with a phase difference of 120 °, and are star-connected through a neutral point (common) C.
  • Fig. 9 shows a block diagram of a conventional sensorless drive circuit example.
  • MOTOR is a three-phase sensorless motor.
  • the MPU 51 is a microcontroller (control means).
  • INV52 is an inverter circuit (output means) having a three-phase half-bridge configuration.
  • RS53 is a current sensor.
  • the ADC 54 is an A / D converter that converts a current value into a digital value.
  • the actual circuit requires a power supply unit, a position sensor input unit or a zero cross comparator, a dummy common generation unit, a host interface unit, etc., but these are omitted to avoid complication.
  • FIG. 10 shows a timing chart of 120 ° energization as a typical example of the driving method of the three-phase brushless DC motor.
  • Section 1 is from U phase to V phase
  • Section 2 is from U phase to W phase
  • Section 3 is from V phase to W phase
  • Section 4 is from V phase to U phase
  • Section 5 is from W phase to U phase
  • rectangular wave energization is performed from the W phase to the V phase.
  • a broken line is an induced voltage waveform.
  • HU to HW are output waveforms of a hall sensor built in the motor, and a conventional brushless DC motor with a position sensor performs excitation switching based on this signal.
  • the rotor position is detected from the induced voltage.
  • the induced voltage is not generated at zero speed, the rotor position cannot be determined and the engine cannot be started.
  • a coil current sensor and a current detection circuit are provided as shown in FIG. 9, and a sinusoidal coil current is supplied to the coil by PWM drive using an inverter, and the position is determined from the current response. There is a way to estimate.
  • the following documents are known as prior art that includes a current sensor and a current detection circuit to detect a coil current.
  • ⁇ Sensorless drive cannot detect the rotor position when stationary or at low speed, so a setup start method is widely used to increase the rotational speed in an open loop after forcibly positioning the rotor with fixed excitation.
  • this method has a disadvantage that positioning must be performed with a large current, and positioning takes a long time and start-up is delayed.
  • a large reverse rotation occurs at the time of positioning, so that the application is limited. In many cases, it cannot be used in a reciprocating mechanism or an application rotating by an external force. Furthermore, there is a problem that it is weak against viscous loads and load fluctuations and is likely to step out.
  • a high-frequency injection method has been devised in which a sensing pulse such as a large current sine wave is applied to estimate the rotor position from the coil current profile in order to detect the rotor position.
  • this method requires three current sensors and a three-phase simultaneous sampling ultrahigh-speed A / D converter to create a current profile, and also requires a differential amplifier for high-accuracy measurement. Tends to be complicated.
  • an MPU microprocessor
  • the present invention has been made to solve these problems.
  • the object of the present invention is to reduce the cost by simple hardware and software and to detect the permanent magnet field position instantaneously. It is to provide a detection method.
  • a field position detection method for an electric motor comprising a rotor having a permanent magnet field and a stator having a star-connected three-phase coil, and supplying a constant voltage DC power source and starting by energizing a 120 ° rectangular wave,
  • Output means for energizing a three-phase coil through a three-phase half-bridge type inverter circuit, a total of six energization patterns of forward energization and reverse energization for the three-phase coil, and 120 ° energization corresponding to each energization pattern Stores field position information for designating an excitation switching section, connects the output means according to a rotation command from the host controller to switch the excitation state, and connects to the ground side terminal of the output means,
  • a current detecting means for detecting a coil current, and a detection voltage corresponding to the coil current detected by the current detecting means and a change in magnetoresistance due to field pole property can be detected.
  • Comparator means for comparing the reference voltage corresponding to the current threshold value to detect that the coil current has reached the current threshold value, and the coil current detected by the comparator means from the start of sensing energization to the three-phase coil becomes the current threshold value.
  • Timer means for measuring the pulse width time to reach the coil, and immediately before the energization of the sensing to the three-phase coil, all the output of the output means is cut off, and the coil accumulated energy accumulated in all the coils is discharged, and the coil
  • the control means sequentially starts from six energization patterns.
  • the magnetic position is specified.
  • three-phase sensing pulse constant voltage rectangular wave pulse
  • the energization time to the coil to be measured is measured, thereby instantaneously
  • a stationary position can be specified. Therefore, the permanent magnet field position in the stationary state can be started by performing two-phase energization with a 120 ° rectangular wave, and the motor can be controlled from the stationary state to the closed loop control at a low cost with a simple drive circuit and control software. Can be started.
  • energization patterns including output means for energizing the three-phase coil through the three-phase half-bridge type inverter circuit and forward energization and reverse energization for the three-phase coil.
  • Field position information that specifies excitation switching sections for 120 ° energization corresponding to each energization pattern, and control means for switching the excitation state by switching the output means according to a rotation command from a host controller;
  • a current detecting means for detecting a coil current connected to the ground side terminal of the output means; and a predetermined current value from the start of sensing energization to the three-phase coil until reaching a current value at which a change in magnetoresistance due to field pole property can be detected.
  • Timer means for measuring the sensing energization time and A / D converter means capable of measuring the coil current value from the output of the current detection means, Energizing off step of cutting off all the output of the output means immediately before energization of sensing to the three-phase coil and releasing the coil accumulated energy accumulated in all the coils to make the coil current zero state;
  • the control unit selects one of six energization patterns in sequence as a phase to be measured and a phase that is one-phase energization without branching at a neutral point, and performs a predetermined sensing of a constant voltage rectangular wave pulse on the three-phase coil.
  • a measurement step that applies only the energization time, measures the peak coil current value immediately before the end of energization of sensing by the A / D converter means, and stores it as measurement data, and reverse energization following the forward energization pattern for the measurement target phase Select the pattern, and for the remaining two phases, select the reverse direction energization pattern after the forward direction energization pattern, totaling 6 energization patterns Repeating the measurement of the peak coil current value due to energization off and sensing energization, measuring the peak coil current value immediately before the end of each sensing energization and storing it as measurement data, and the control means comprising: Among them, an energization pattern with the maximum measured value is selected, and a permanent magnet field position is specified from the field position information corresponding to the maximum energization pattern.
  • the control means bisects the field position information of the 60 ° electrical angle specified from the minimum energization pattern by comparing the measurement data of the energization patterns adjacent to the energization pattern with the minimum energization time. Then, the permanent magnet field position may be specified in units of 30 electrical degrees. Alternatively, the control means compares the measured data of the energization patterns adjacent to the energization pattern having the maximum peak coil current value, thereby determining the field position of the 60 ° electrical angle specified from the maximum energization pattern.
  • the information may be divided into two, and the permanent magnet field position may be specified in units of electrical angles of 30 °.
  • the rotor position can be determined more finely at an electrical angle of 30 ° pitch.
  • sensing is performed for two energization patterns corresponding to the current section and the section adjacent to the rotation direction, and the excitation section boundary that appears next by comparing the magnitudes of both measurement data You may make it detect a point.
  • sensing is performed for three current patterns corresponding to the current section and the sections adjacent to the forward rotation direction and the reverse rotation direction, and the next appears by comparing the size of each measurement data.
  • the excitation section boundary point to be detected may be detected to determine the rotation direction.
  • the control means connects the W phase to the positive power supply and connects the U phase and V phase to the ground side, the field position information (electrical angle 30 ° to 90 °), the W phase and the U phase.
  • Energizing pattern 2 and field position information (electrical angle 90 ° to 150 °) for connecting the V phase to the ground side and connecting the V phase to the ground side, connecting the U phase to the positive side power source and connecting the V and W phases to the ground side
  • Energization pattern 3 and field position information (electrical angle 150 ° to 210 °), U phase and V phase connected to the positive power source, and energization pattern 4 and field position information (electrical angle connected to the ground side) 210 ° to 270 °), field pattern information (electrical angle 270 ° to 330 °), V phase and W phase, connecting V phase to positive power source and connecting U phase and W phase to ground side Is connected to the positive side power supply and the U-phase is connected to the ground side. That the six three-phase current supply pattern and
  • the sensorless driving can be started by closed loop control, and the application of the electric motor such as a sensorless motor or a linear actuator can be expanded.
  • the measurement principle is clear and the drive circuit is simple, it can be easily incorporated into existing circuits.
  • this scheme applies a short-time rectangular wave pulse, so the current waveform becomes a sawtooth wave, which can suppress the input energy and provide a period for quickly releasing the energy.
  • the initial position detection time can be significantly shortened to about 1 ms.
  • the sensing energization By continuously performing the sensing energization in the same phase with the forward energization and the reverse energization, the slight vibration caused by the sensing energization is canceled, thereby reducing the measurement error and performing high-accuracy measurement. Detecting changes in inductance due to permanent magnet field magnetic poles, position detection is possible even for surface magnet type motors and slotless motors where the salient pole ratio was small and there was almost no reluctance change. For a sensorless motor or linear actuator, the permanent magnet field position at rest can be specified in units of electrical angle 60 ° or electrical angle 30 °.
  • Measurement can be performed in a low voltage region of several volts regardless of the motor drive voltage, and the measurement circuit can be configured with a low voltage circuit, and complicated position estimation calculation is not required. Therefore, a low-cost drive circuit can be realized from both hardware and software sides. Furthermore, by applying this proposal to the low-speed rotation range at the time of starting, it is possible to start up to a rotation speed at which the induced voltage can be detected by closed loop control. Further, even when the motor is stationary at an overload or stop position, excitation can be continued and step-out can be prevented. Furthermore, since forward / reverse rotation is possible, it can also be used for reciprocating motions including butting stop, which was impossible with conventional sensorless driving.
  • FIG. 3 is a configuration diagram of a star-connected three-phase brushless DC motor. It is a block diagram of the conventional motor drive circuit. It is a 120 degree electricity supply timing chart. It is an electric current value actual measurement figure by the 2nd method. It is an example of the implementation circuit diagram of the 2nd method.
  • the present invention provides a sensorless motor having a permanent magnet field in a rotor, windings arranged in a stator with a phase difference of 120 °, star connection, and phase ends connected to motor output means. It explains using. In addition, it is also possible to use for the linear actuator which reciprocates an actuator with a motor.
  • a sensorless motor permanent magnet field position detection method for sensorless driving of a three-phase DC brushless motor will be described together with the configuration of the sensorless motor driving device.
  • An embodiment of a three-phase brushless DC motor according to the present invention will be described with reference to FIG.
  • a three-phase brushless DC motor including a stator 4 having a two-pole permanent magnet rotor and three slots is illustrated.
  • the motor may be either an inner rotor type or an outer rotor type.
  • the permanent magnet type field may be any of a permanent magnet embedded type (IPM type) motor and a surface permanent magnet type (SPM type) motor.
  • a rotor 2 is integrally provided on a rotor shaft 1 and a two-pole permanent magnet 3 is provided as a field magnet.
  • pole teeth U, V, W are arranged to face the permanent magnet 3 with a 120 ° phase difference.
  • a three-phase brushless DC motor is provided in which windings u, v, and w are provided on the pole teeth U, V, and W of the stator 4 and the phases are star-connected with a common C and wired to a motor driving device described later. .
  • the common line is omitted because it is unnecessary.
  • FIG. 1 An example of a motor drive circuit of a three-phase sensorless motor is shown in FIG.
  • MOTOR is a three-phase sensorless motor.
  • the MPU 51 is a microcontroller (control means).
  • the MPU 51 stores field position information specifying six energization patterns for the three-phase coil (U, V, W) and 120 ° energization excitation switching sections (section 1 to section 6) corresponding to the respective energization patterns.
  • the output means is switched to arbitrarily switch the excitation state.
  • the inverter circuit 52 (INV: output means) energizes the three-phase coil and performs switching operation such as excitation phase switching or PWM control in order to control the motor torque.
  • the inverter circuit 52 includes a diode connected in reverse parallel to the switching element, and half-bridge switching circuits that can be arbitrarily connected to the positive power supply line and the ground power supply line are provided for three phases.
  • a current sensor 53 (RS: current detection means) is connected in series to the common ground side terminal of the inverter circuit 52.
  • the current sensor 53 is connected to an input terminal of a comparator 54 (COMP: comparator means).
  • a shunt resistor r is used as the current sensor 53.
  • the voltage dividing circuit 55 (REF) generates a reference voltage (voltage reference value) corresponding to a current threshold that can detect a change in magnetoresistance due to the field pole property.
  • the output terminal of the voltage dividing circuit 55 is connected to the reference side input terminal of the comparator 54.
  • a fixed resistor is used for the voltage dividing circuit, but a D / A converter can also be used, and an arbitrary threshold value can be set.
  • a current sensor 53 with one shunt resistor r is provided between the common ground side terminal of the inverter circuit 52 and the ground. Since only a low voltage of several volts corresponding to the voltage drop is applied to the shunt resistor r, the shunt resistor r can be used even in a high voltage driving circuit having a coil applied voltage of several hundred volts.
  • the comparator 54 compares the detection voltage corresponding to the coil current detected by the current sensor 53 with the reference voltage corresponding to the current threshold value, and detects whether or not the coil current has reached the current threshold value.
  • a peak current can be detected by an A / D converter, but a comparator 54 that can more easily exhibit high performance is used.
  • the detection voltage output from the current sensor 53 is input to the input terminal of the comparator 54.
  • a reference voltage corresponding to a current threshold value that is an output of the voltage dividing circuit 55 and that can detect a change in magnetoresistance due to the field pole property is input to the reference terminal.
  • the output of the comparator 54 is sent to the timer circuit 56 of the MPU 51. When the current threshold value is exceeded, the output is switched from the L level to the H level.
  • Timer circuit 56 measures the pulse width time from the start of energization by the sensing pulse output from inverter circuit 52 until the coil current reaches the current threshold value.
  • the timer circuit 56 is built in the MPU 51 and measures the time from the start of sensing pulse energization until the coil current exceeds the current threshold. Since the MPU clock can be used as the clock, it is possible to measure with high accuracy on the order of 10 ns, and it is easy to have a wide dynamic range of 24 bits or more.
  • the measurement data is sent to the memory of the MPU 51.
  • the pulse width time measured by the timer circuit 56 is reset by a reset signal from the MPU 51.
  • the MPU 51 stores measurement data of each phase measurement target coil from the timer circuit 56 and performs position detection processing.
  • position detection processing a phase energization phase is selected as a phase to be measured through a neutral point in a three-phase coil and a reverse direction energization pattern is selected following the forward direction energization pattern, and energization is performed.
  • energization is performed for a total of six energization patterns, and the step of storing the energization time as measurement data is repeated.
  • the MPU 51 measures the arrival time for the six energization patterns of the three-phase energization, detects the minimum pattern from the minimum measurement data, and uses the corresponding permanent magnet field position information stored in advance as the rotor position. .
  • the method of measuring the arrival time by the timer circuit 56 with the current threshold constant is described, but the same is true even when the peak current is measured by the A / D converter with the sensing pulse time constant by changing the parameters.
  • the field position can be detected based on the same principle if the magnitude relationship of the measurement data is reversed.
  • FIG. 1 shows a schematic diagram of a current waveform when a constant voltage rectangular wave pulse is applied to the coil.
  • the coil resistance R is constant and the peak current value I (t) is set to a predetermined value
  • the arrival time t from the start of energization t 0 to the peak current value I (t) reflects the inductance L.
  • the pulse time t is a predetermined value
  • the peak current value I (t) reflects the inductance L.
  • FIG. 2 shows a current waveform when a high-frequency constant voltage rectangular wave pulse is applied by sequentially selecting the six three-phase energization patterns with an output off period in a three-phase coil and a coil current zero state.
  • a method of detecting the rotor position by the sensing pulse a first method of measuring the pulse time t with a peak current value as a predetermined constant value and a peak current value with the pulse time t as a predetermined constant value are measured.
  • Times t1 to t6 until reaching a small constant current value change according to the position of the permanent magnet field due to the influence of reluctance.
  • the arrival time change with respect to the permanent magnet field position has two periodicity and can be approximated by the following formula for one phase.
  • the other two phases can be obtained by setting ⁇ to + 120 ° and ⁇ 120 °.
  • FIG. 3 shows an approximate value waveform of an arrival time change with respect to a field position at a small current.
  • the time t1 to t6 until reaching a larger constant current value changes depending on the field position because the magnetic resistance changes due to the field pole property.
  • the arrival time change with respect to the field position is one-periodic and can be approximately approximated by the following equation for one phase.
  • the other two phases can be obtained by setting ⁇ to + 120 ° and ⁇ 120 °.
  • FIG. 4 shows an approximate waveform of an arrival time change with respect to a field position at a large current.
  • FIG. 5 shows an actually measured waveform of change in arrival time at a large current.
  • the arrival time up to a predetermined current is measured for each of the six three-phase energization patterns every 1 °, and a total of 2160 data is plotted.
  • the underbar notation in the figure represents the reverse energized phase.
  • the spindle motor of a hard disk drive is measured, but the change in magnetoresistance is more dominant than the change due to reluctance, and almost no two-periodic component appears.
  • a motor having a relatively small change in magnetic resistance such as an IPM motor or a slotless motor has a dominant two-periodicity due to a reluctance change. It is possible to detect the position.
  • the energization pattern with the minimum arrival time is switched at a 60 ° pitch that is an excitation interval of 120 ° energization. Therefore, if the energization pattern with the minimum arrival time is known, the rotor position can be uniquely determined, and the motor can be started by energizing 120 ° rectangular waves.
  • Table 2 below shows the relationship between the minimum energization pattern and the permanent magnet field position information.
  • the minimum energization pattern is expressed as “W-UV” when the W phase is connected to the positive power source and the U phase and V phase are connected to the ground side (negative side).
  • an excitation pattern of a 120 ° energization method corresponding to the reference is added. When energized in two phases with the described excitation pattern, it rotates forward, and when the energization direction is reversed, it reverses. A specific method for specifying the rotor position will be described with reference to Table 2. Measure the time for each of the six patterns of three-phase energization to reach a constant current when stationary.
  • the order of the energization pattern conforms to Table 1.
  • Table 2 the field is located in the section of electrical angle 150 ° to 210 °. If VW excitation is performed by connecting the V phase to the positive power supply and connecting the W phase to the ground side in the 120 ° rectangular wave energization method, the rotor starts in the forward direction and reverse WV excitation. The rotor will reverse.
  • position detection can be performed very easily.
  • the current increase rate is large at a position where the inductance is small, and the current increase rate is small at a position where the inductance is large. Therefore, the current change according to the rotor position is opposite to the pulse time change when the peak current is constant.
  • the peak current values I1 to I6 when a short-time pulse is applied change according to the field position due to the influence of reluctance.
  • the other two phases can be obtained by setting the value of ⁇ to + 120 ° and ⁇ 120 °.
  • the peak currents I1 to I6 when a pulse of a longer time is applied change the magnetic resistance due to the field pole property and change according to the field position.
  • the current change with respect to the field position is one-periodic and can be approximately approximated by the following equation for one phase.
  • the other two phases can be obtained by setting the value of ⁇ to + 120 ° and ⁇ 120 °.
  • FIG. 11 shows a measured waveform of a current change when a long time pulse is applied. A peak current is measured by applying a pulse for a predetermined time for each of the six three-phase energization patterns for every 1 °, and a total of 2160 data is plotted.
  • the motor used is the same hard disk drive spindle motor as in FIG.
  • the energization pattern with the maximum peak current value is switched at a 60 ° pitch that is an excitation interval of 120 ° energization. Therefore, if the energization pattern having the maximum peak current value is known, the rotor position can be uniquely determined, and the engine can be started by energizing 120 °.
  • the relationship between the maximum peak current energization pattern and the field position information is the same as the minimum energization pattern in Table 2, and can be determined by replacing the minimum energization pattern in Table 2 with the maximum peak current pattern.
  • FIG. 6 shows a waveform in which only the three waveforms of the minimum energization pattern according to the first method and the minimum energization pattern of the preceding and following sections are described and the remaining 3 waveforms are omitted.
  • the minimum energization pattern of the adjacent section can be seen from Table 2.
  • the rotor is located in the section of 30 ° to 90 °, and the minimum energization pattern of the front section electrical angle of 330 ° to 30 ° is WV-
  • the minimum energization pattern of U and the rear section electrical angle of 90 ° to 150 ° is UW-V.
  • the rotor position can be determined more finely at an electrical angle of 30 ° by comparing the measurement data of both adjacent minimum energization patterns. Since the necessary measurement data has already been acquired, no new measurement is required.
  • the second method as is apparent from FIG. 11, if the measured data of both the maximum energization patterns adjacent to the front and rear are compared in size, they can be discriminated at a 30 ° pitch as in the first method.
  • this proposal can detect the field position not only when stationary but also when rotating at low speed. Since the rotor position is already known at the time of rotation, it is not necessary to sense the six patterns, and the rotation can be continued only by detecting the excitation switching point that appears next. The current energization state is continued until the excitation switching point, and when the excitation switching point is detected, the excitation sequence may be advanced.
  • the excitation switching point can be detected by periodically sensing with two energization patterns in the current section and the section adjacent in the rotation direction, and comparing the two obtained measurement data with each other.
  • the energization pattern in the current section is W-UV energization.
  • the energization pattern in the adjacent section in the rotation direction is the UW-V energization in section 2 if the forward rotation direction. If sensing is performed with these two patterns, the magnitudes of the measurement data are switched when the rotor exceeds 90 °.
  • the rotor has rotated up to section 2 and to advance the excitation pattern at this point.
  • the switching points of the excitation intervals are detected one after another and the excitation pattern is advanced, it can be started seamlessly from a stationary state, or low-speed rotation and stall torque can continue to be generated.
  • the sensing time is necessary to make the sensing time as short as possible during rotation, if the above sensing method is used, the six energization patterns at rest become two energization patterns, and the measurement time can be shortened to 1/3. The measurement time increases or decreases depending on the conditions of the motor and drive circuit, but is approximately 300 us.
  • the direction of rotation can be determined by measuring three energization patterns. Periodic sensing is performed on the three current patterns corresponding to the current section, the forward rotation direction, and the adjacent section in the reverse rotation direction, and the normal rotation direction or reverse rotation direction that appears next by comparing the magnitude of each measurement data.
  • the excitation direction boundary point is detected, and the rotation direction can also be determined depending on which excitation boundary point is detected first.
  • the excitation boundary point in the forward rotation direction is 90 °, which is the intersection of the W-UV energization pattern and the UW-V energization pattern. .
  • the excitation boundary point in the reverse direction is 30 °, which is the intersection of the W-UV energization pattern and the WV-U energization pattern. If the 90 ° intersection on the forward rotation side is detected before the 30 ° intersection on the reverse rotation side, it can be understood that the rotor has rotated forward. Similarly, if the 30 ° intersection is detected before the 90 ° intersection, it can be seen that the rotor is reversed.
  • the excitation section boundary point and the rotation direction can be known. As a result, there is no restriction on the direction of rotation, and it is possible to rotate either forward or backward. Further, even when the motor is forcibly rotated by an external force, the position can be detected and torque can be generated in an arbitrary direction. If the above sensing method is used, 6 patterns at rest become 3 patterns, and the measurement time can be reduced to 1 ⁇ 2.
  • Pre-store 6 three-phase energization patterns and permanent magnet field position information in memory Pre-store 6 three-phase energization patterns and permanent magnet field position information in memory.
  • the current threshold is set by the resistance values (r1, r2) of the voltage dividing circuit 55.
  • Position detection is started by a rotation command from the host controller 50 or the like. When starting the position detection, all the outputs of the three-phase coil are turned off and waiting for a predetermined time. As a result, the coil current becomes zero (energization off step).
  • the constant voltage rectangular wave energization and the measurement by the timer circuit 56 are started from the inverter circuit 52 to the three-phase coil in a predetermined pattern of the three-phase energization.
  • Coil current begins to flow.
  • the comparator 54 monitors the output and waits until the current threshold is reached.
  • the timer circuit 56 stores the measurement data (measurement step). It should be noted that when the energization of the three-phase coil by the inverter circuit 52 is interrupted, the discharge of the coil accumulated energy starts.
  • a reverse direction energization pattern is selected after the forward direction energization pattern for the measurement target phase and energized, and for the remaining two phases, a reverse direction energization pattern is selected after the forward direction energization pattern, and a constant voltage rectangular wave for a total of 6 energization patterns
  • the energization and the measurement operation by the timer circuit 56 are repeated (see FIG. 2).
  • the MPU 51 searches for the minimum energization pattern from the six measurement data.
  • the rotor position detection ends with the field position information of the minimum energization pattern as the rotor position.
  • the MPU 51 can start starting with a two-phase 120 ° rectangular wave energization of the three-phase coil by the inverter circuit 52 in response to a rotation command from the host controller 50.
  • the inverter circuit 52 energizes by selecting two phases of the three-phase coils so as to energize the rotation direction of the rotor.
  • FIG. 12 shows an example of a sensorless motor driving circuit that realizes the present method by the second method of applying a pulse for a predetermined time and measuring the peak current value of the coil.
  • the same circuit configuration as that of FIG. 7 is denoted by the same reference numeral and the description of FIG. 7 is incorporated.
  • the output of the current sensor 53 (current detection means) is sent to an A / D converter 57 (ADC: Analog-to-Digital Converter, analog-digital conversion circuit, A / D converter means).
  • a / D converter 57 measures the coil current value from the output of the current sensor 53.
  • a timer 56 TMR: timer means for measuring the energization time of the sensing pulse is provided.
  • the timer 56 measures the passage of a predetermined energization time of the sensing pulse.
  • the A / D converter 57 and the timer 56 are not required to have high performance, and can be put into practical use because they are built into the inexpensive MPU 51.
  • an ADC having 12 bits, a data acquisition time of 1 us, and a conversion time of 20 us is mounted on a general general-purpose MPU microprocessing unit, which is sufficient for the purpose of the present invention.
  • the timer 56 can also be used with a low-speed MPU clock of about 10 MHz.
  • the peak coil current value is measured for the six energization patterns of three-phase energization, the maximum pattern is detected from the maximum measurement data, and the corresponding field position information stored in advance in the MPU 51 is used as the rotor position. Identify.
  • the reverse direction energization pattern is selected following the normal direction energization pattern for the measurement target phase, and the reverse direction energization pattern is selected for the remaining two phases after the normal direction energization pattern.
  • the MPU 51 selects the energization pattern having the maximum value from the six measured data. Next, based on Table 2, the field position information corresponding to the maximum energization pattern is specified as the permanent magnet field position.

Abstract

シンプルなハード及びソフトによりローコスト化を図り、瞬時に永久磁石界磁位置を検出可能な電動機の界磁位置検出方法を提供することを課題とする。　解決手段として、ＭＰＵ（５１）は、三相コイルのうち中性点で分岐のない１相通電となる相を測定対象相として、６通りの通電パターンから順次一つを選択して三相コイルにセンシング通電し電流センサ（５３）で検出されるコイル電流が電流閾値に到達するまでのパルス幅時間をタイマー（５６）により測定して測定データとして記憶する。測定対象相に対する正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択して通電し、残る二相についても同様の通電パターンを繰り返すことで合計６通りの通電パターンについて通電して、通電時間を測定データとして記憶し、６通りの通電パターンに対応する通電時間の測定データのうち最小値となる通電パターンに対応する界磁位置情報から永久磁石界磁位置を特定する。

Description

電動機の界磁位置検出方法
　本発明は、センサレスモータやリニアアクチュエータなどの電動機の界磁位置検出方法に関する。
　従来、小型直流モータはブラシ付きＤＣモータが用いられてきたが、ブラシ音・電気ノイズ・耐久性等に問題がありブラシレスＤＣモータが登場した。さらに最近では小型軽量化・堅牢化・ローコスト化等の観点から位置センサを持たないセンサレスモータが注目され、まず情報機器分野のハードディスクドライブ等に採用されたがベクトル制御技術の発展により家電・車載分野でも採用され始めた。
　図８に位置センサを備えないセンサレスモータの一例として３相ブラシレス直流（ＤＣ）モータの構成を示す。回転子軸１を中心に回転する回転子２にはＳ極とＮ極で一対の永久磁石３が設けられている。永久磁石界磁の磁極構造（ＩＰＭ，ＳＰＭ）あるいは極数等は様々である。固定子４には１２０°位相差で設けられた極歯に電機子巻線（コイル）Ｕ，Ｖ，Ｗが配置され、中性点（コモン）Ｃを介してスター結線されている。
　図９に従来のセンサレス駆動回路例のブロックダイアグラムを示す。ＭＯＴＯＲは３相センサレスモータである。ＭＰＵ５１はマイクロコントローラ（制御手段）である。ＩＮＶ５２は、３相ハーフブリッジ構成のインバータ回路（出力手段）である。ＲＳ５３は電流センサである。ＡＤＣ５４は電流値をデジタル値に変換するＡ／Ｄコンバータである。なお実際の回路にはこのほかに電源部、位置センサ入力部あるいはゼロクロスコンパレータとダミーコモン生成部、ホストインターフェース部等が必要であるが煩雑化を避けるため省略してある。
　図１０に３相ブラシレスＤＣモータの駆動方式の代表的な例として１２０°通電のタイミングチャートを示す。区間１はＵ相からＶ相に、区間２はＵ相からＷ相に、区間３はＶ相からＷ相に、区間４はＶ相からＵ相に、区間５はＷ相からＵ相に、区間６はＷ相からＶ相に、矩形波通電される。破線は誘起電圧波形である。ＨＵ～ＨＷはモータに内蔵されるホールセンサの出力波形であり、従来の位置センサ付きブラシレスＤＣモータはこの信号に基づいて励磁切り替えが行われる。
　センサレス駆動では誘起電圧から回転子位置を検出するが、零速時は誘起電圧が発生しないため回転子位置が判らず始動できない。静止時の回転子位置を検出するために図９に示したようにコイル電流センサと電流検出回路を設け、インバータを用いてＰＷＭ駆動によりコイルにサイン波状のコイル電流を流して電流応答から位置を推定する方法がある。電流センサ及び電流検出回路を備えてコイル電流を検出している先行技術として以下の文献が知られている。
特開２００６－２５４６２６号公報 特開２０１４－５０３１７０号公報
　センサレス駆動では静止時及び低速回転時の回転子位置を検出できないことから、固定励磁にて強制的に回転子を位置決めしたのちオープンループで回転数を上昇させるセットアップ始動法が広く行われている。しかしこの方法は大電流で位置決めしなければならず、また位置決めに多大な時間を要し始動が遅れる欠点がある。また停止位置によっては位置決め時に大きな逆転が発生することから用途が限定され、往復運動機構あるいは外力で回転する用途では使用できないことが多い。さらに粘性負荷や負荷変動に弱く脱調しやすいといった問題がある。
　そこで上述の背景技術に示したように、回転子位置を検出するために大電流サイン波等のセンシングパルスを印可してコイル電流プロファイルから回転子位置を推定する高周波注入法が考案されている。しかしこの方法においては電流プロファイルを作成するために３個の電流センサと３相同時サンプリングの超高速Ａ／Ｄコンバータが必要でありさらに高精度測定のためには差動アンプなども必要となり検出回路は複雑化しがちである。また位置推定演算のために数学モデルを用いることから高い演算処理能力を持つＭＰＵ（マイクロプロセッサ）も要求される。そのためこの方法及び装置は複雑化し高価格化する。さらにセンシング電流が大きい、位置検出に数十ｍｓかかる等の課題がある。
　本発明はこれらの課題を解決すべくなされたものであり、その目的とするところは、シンプルなハード及びソフトによりローコスト化を図り、瞬時に永久磁石界磁位置を検出可能な電動機の界磁位置検出方法を提供することにある。
　永久磁石界磁を有する回転子とスター結線された三相コイルを有する固定子を備え、定電圧直流電源を供給して１２０°矩形波通電により始動する電動機の界磁位置検出方法であって、三相ハーフブリッジ型インバータ回路を介して三相コイルに通電する出力手段と、前記三相コイルに正方向通電及び逆方向通電の合計６通りの通電パターンと各通電パターンに対応する１２０°通電の励磁切り替え区間を指定する界磁位置情報を記憶し、上位コントローラからの回転指令に応じて前記出力手段をスイッチング制御して励磁状態を切り替える制御手段と、前記出力手段の接地側端子と接続し、コイル電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段により検出されたコイル電流に対応する検出電圧と界磁極性による磁気抵抗変化を検出可能な電流閾値に対応するリファレンス電圧を比較して前記コイル電流が電流閾値に到達したことを検出するコンパレータ手段と、前記三相コイルに対するセンシング通電開始から前記コンパレータ手段により検出されるコイル電流が電流閾値に到達するまでのパルス幅時間を測定するタイマー手段と、を備え、前記三相コイルに対するセンシング通電直前に前記出力手段の出力をすべて遮断しすべてのコイルに蓄積されたコイル蓄積エネルギーを放出させてコイル電流ゼロ状態とする期間を設ける通電オフステップと、前記三相コイルのうち中性点で分岐のない１相通電となる相を測定対象相として、前記制御手段は６通りの通電パターンから順次一つを選択して前記出力手段から前記三相コイルにセンシング用の定電圧矩形波パルス電圧を印加し、前記電流検出手段で検出されたコイル電流が前記電流閾値に到達するまでのパルス幅時間を前記タイマー手段により測定し、測定データとして記憶する測定ステップと、前記測定対象相に対する正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択して通電し、残る二相についても正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択し合計６通電パターンについてセンシング通電とパルス幅時間の測定を繰り返し、測定データとして記憶する作業を繰り返すステップと、を含み、前記制御手段は、６通りの通電パターンに対応する通電時間の測定データのうち最小値となる通電パターンに対応する前記界磁位置情報から永久磁石界磁位置を特定することを特徴とする。
　これにより、モータ静止状態で、三相コイルに三相センシングパルス（定電圧矩形波パルス）電圧を順次加えて測定対象相となるコイルへの通電時間を測定することで瞬時に永久磁石界磁の静止位置を特定することができる。よって、静止状態にある永久磁石界磁位置に対して１２０°矩形波による二相通電を行って始動することができ、簡易な駆動回路及び制御ソフトにより低コストで電動機を静止状態から閉ループ制御で始動することができる。
　他の電動機の界磁位置検出方法としては、三相ハーフブリッジ型インバータ回路を介して三相コイルに通電する出力手段と、三相コイルに正方向通電及び逆方向通電の合計６通りの通電パターンと各通電パターンに対応する１２０°通電の励磁切り替え区間を指定する界磁位置情報を記憶し、上位コントローラからの回転指令に応じて前記出力手段をスイッチング制御して励磁状態を切り替える制御手段と、前記出力手段の接地側端子と接続し、コイル電流を検出する電流検出手段と、前記三相コイルに対するセンシング通電開始から界磁極性による磁気抵抗変化を検出可能な電流値に到達するまでの所定のセンシング通電時間を測定するタイマー手段と、前記電流検出手段の出力からコイル電流値を測定可能なＡ／Ｄコンバータ手段と、を備え、前記三相コイルに対するセンシング通電直前に前記出力手段の出力をすべて遮断しすべてのコイルに蓄積されたコイル蓄積エネルギーを放出させてコイル電流ゼロ状態とする通電オフステップと、前記三相コイルのうち中性点で分岐のない１相通電となる相を測定対象相として、前記制御手段は６通りの通電パターンから順次一つを選択し前記三相コイルに定電圧矩形波パルスを所定のセンシング通電時間だけ印可し、前記Ａ／Ｄコンバータ手段によりセンシング通電終了直前のピークコイル電流値を測定して測定データとして記憶する測定ステップと、前記測定対象相に対する正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択し、残る二相についても正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択し合計６通電パターンについて通電オフとセンシング通電によるピークコイル電流値の測定を繰り返し、各センシング通電終了直前のピークコイル電流値を測定して測定データとして記憶するステップと、前記制御手段は、６通電パターンの測定データのうち測定値が最大となる通電パターンを選択し、最大通電パターンに対応する前記界磁位置情報から永久磁石界磁位置を特定することを特徴とする。
　これにより、モータ静止状態で、三相コイルに三相センシングパルス（定電圧矩形波パルス）電圧を順次加えて測定対象相となるコイルへのピークコイル電流を測定することで瞬時に永久磁石界磁の静止位置を特定することができる。また、既存回路への組み込みが容易であり、特にコイル電流測定手段をすでに備えているモータ駆動回路の場合はプログラムの変更だけで組み込むことができる。
　前記制御手段は、前記通電時間が最小となる通電パターンに隣接する通電パターンどうしの測定データを大小比較することで、最小となる通電パターンから特定される６０°電気角の界磁位置情報を二分して電気角３０°単位で永久磁石界磁位置を特定するようにしてもよい。
　或いは前記制御手段は、前記ピークコイル電流値が最大となる通電パターンに隣接する通電パターンどうしの測定データを大小比較することで、最大となる通電パターンから特定される６０°電気角の界磁位置情報を二分して電気角３０°単位で永久磁石界磁位置を特定するようにしてもよい。
　これにより、６０°電気角で特定される永久磁石界磁位置情報の区間中央に二相コイルの通電時間の交点があり大小関係が反転するため、隣接する最小通電パターン若しくは最大通電パターン双方の測定データを大小比較することで電気角３０°ピッチで回転子位置をより細かく判別することができる。
　永久磁石界磁を有する回転子が始動した後、現在区間及び回転方向に隣接する区間に対応する２個の通電パターンについてセンシングを行い、双方の測定データの大小比較により次に出現する励磁区間境界点を検出するようにしてもよい。
　永久磁石界磁を有する回転子が始動した後、現在区間及び正転方向及び逆転方向に隣接する区間に対応する３個の通電パターンについてセンシングを行い、それぞれの測定データの大小比較により次に出現する励磁区間境界点を検出し回転方向も判別するようにしてもよい。
　前記制御手段は、Ｗ相を正側電源に接続しＵ相及びＶ相を接地側に接続する通電パターン１と界磁位置情報（電気角３０°～９０°）、Ｗ相及びＵ相を正側電源に接続しＶ相を接地側に接続する通電パターン２と界磁位置情報（電気角９０°～１５０°）、Ｕ相を正側電源に接続しＶ相及びＷ相を接地側に接続する通電パターン３と界磁位置情報（電気角１５０°～２１０°）、Ｕ相及びＶ相を正側電源に接続しＷ相を接地側に接続する通電パターン４と界磁位置情報（電気角２１０°～２７０°）、Ｖ相を正側電源に接続しＵ相及びＷ相を接地側に接続する通電パターン５と界磁位置情報（電気角２７０°～３３０°）、Ｖ相及びＷ相を正側電源に接続しＵ相を接地側に接続する通電パターン６と界磁位置情報（電気角３３０°～３０°）、からなる６個の三相通電パターンとそれぞれに対応する１２０°通電の励磁切り替え区間を指定する界磁位置情報を記憶していることが望ましい。
　電動機の界磁位置検出方法を用いれば、センサレス駆動において閉ループ制御で始動が可能となりセンサレスモータやリニアアクチュエータなど電動機の用途を拡大することができる。また、測定原理が明快で駆動回路もシンプルなことから既存回路への組み込みも容易である。
　従来の大電流低周波数のサイン波通電に比べ本案は短時間の矩形波パルスを印可するため、電流波形は鋸波となり投入エネルギーを抑制でき、また急速にエネルギーを放出する期間を設けることとあいまって初期位置検出時間を１ｍｓ程度と大幅に短縮することができる。
　センシング通電を同一相にて正方向通電・逆方向通電と連続して行うことでセンシング通電による微振動を打ち消し、それにより測定誤差が低減され高精度測定ができる。
　永久磁石界磁極性によるインダクタンス変化を検出することから従来は位置検出が困難であった突極比が小さくリラクタンス変化がほとんどない表面磁石型モータやスロットレスモータでも位置検出でき、各種の幅広い範囲のセンサレスモータあるいはリニアアクチュエータについて、静止時の永久磁石界磁位置を電気角６０°または電気角３０°単位で特定することができる。
　モータ駆動電圧に無関係に数Ｖの低電圧領域で測定でき、測定回路は低電圧回路で構成でき複雑な位置推定演算も不要である。よってハード・ソフトの両面からローコストな駆動回路を実現できる。
　さらに始動時の低速回転域に本案を適用することでクローズドループ制御により誘起電圧を検出可能な回転数まで立ち上げる事ができる。また、過負荷あるいは停止位置にて静止した場合でも励磁を継続でき脱調を防止できる。さらに正逆回転が可能なことから従来のセンサレス駆動では不可能であった突き当て停止を含む往復運動にも使用することができる。
電流波形図である。 ６通電パターン測定時の電流波形図である。 小電流通電時の到達時間図である。 大電流通電時の到達時間図である。 第一の方法による大電流通電時の到達時間の実測図である。 ３パターンの到達時間図である。 第一の方法の実施回路図例である。 スター結線された３相ブラシレスＤＣモータの構成図である。 従来のモータ駆動回路のブロックダイアグラムである。 １２０°通電タイミングチャートである。 第二の方法による電流値実測図である。 第二の方法の実施回路図例である。
　以下、本発明に係る電動機の界磁位置検出方法の実施形態について、添付図面を参照しながら説明する。本願発明は、電動機の一例として、回転子に永久磁石界磁を備え、固定子に巻き線を１２０°位相差で配置してスター結線し、相端がモータ出力手段に接続されたセンサレスモータを用いて説明する。尚、モータによりアクチュエータを往復動させるリニアアクチュエータに用いることも可能である。
　以下では、一例として３相ＤＣブラシレスモータをセンサレス駆動するセンサレスモータの永久磁石界磁位置検出方法について、センサレスモータ駆動装置の構成と共に説明する。
　図８を参照して本発明に係る３相ブラシレスＤＣモータの一実施例を示す。一例として２極永久磁石ロータと３スロットを設けた固定子４を備えた３相ブラシレスＤＣモータを例示する。モータはインナーロータ型でもアウターロータ型でもいずれでもよい。また、永久磁石型界磁としては永久磁石埋め込み型（ＩＰＭ型）モータや表面永久磁石型（ＳＰＭ型）モータのいずれであってもよい。
　図８において、回転子軸１には回転子２が一体に設けられ、界磁として２極の永久磁石３が設けられている。固定子４には１２０°位相差で極歯Ｕ，Ｖ，Ｗが永久磁石３に対向して配置されている。固定子４の各極歯Ｕ，Ｖ，Ｗに巻線ｕ，ｖ，ｗを設けて相間をコモンＣでスター結線して後述するモータ駆動装置に配線された３相ブラシレスＤＣモータとなっている。尚、コモン線は、不要であるので省略されている。
　次に、三相センサレスモータのモータ駆動回路の一例を図７に示す。
　始動時の駆動方式としては１２０°通電バイポーラ矩形波励磁を想定している。
　ＭＯＴＯＲは三相センサレスモータである。ＭＰＵ５１はマイクロコントローラ（制御手段）である。ＭＰＵ５１は、三相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対する６通りの通電パターンと各通電パターンに対応する１２０°通電の励磁切り替え区間（区間１～区間６）を指定する界磁位置情報を記憶し、上位コントローラ５０からの回転指令に応じて出力手段をスイッチング制御して励磁状態を任意に切り替える。
　インバータ回路５２（ＩＮＶ：出力手段）は、三相コイルに通電し、モータトルクを制御するために励磁相切り替えあるいはＰＷＭ制御などのスイッチング動作を行う。インバータ回路５２は、スイッチング素子に逆並列に接続されるダイオードを備え、正極電源ライン及び接地電源ラインに任意に接続可能なハーフブリッジ型スイッチング回路が３相分設けられている。
　インバータ回路５２の共通接地側端子には電流センサ５３（ＲＳ：電流検出手段）が直列に接続されている。電流センサ５３は、コンパレータ５４（ＣＯＭＰ：コンパレータ手段）の入力端子に接続されている。尚、本実施例では、電流センサ５３としてシャント抵抗ｒを用いた。
　また、分圧回路５５（ＲＥＦ）は、界磁極性による磁気抵抗変化を検出可能な電流閾値に対応するリファレンス電圧（電圧基準値）を発生させる。分圧回路５５の出力端子は、コンパレータ５４のリファレンス側入力端子に接続されている。尚、本実施例では、分圧回路に固定抵抗を用いたがＤ／Ａコンバータを用いることもでき、任意の閾値を設定することができる。
　本実施例では回転子位置センシングのため、三相コイルに対して同時にオンオフ通電し、ピーク電流を検出する必要がある。そこで、図９の従来のモータ駆動回路のコイルごとに直列に挿入する電流センサのかわりに、インバータ回路５２の共通接地側端子と接地間にシャント抵抗ｒ１個による電流センサ５３を設ける。シャント抵抗ｒには電圧降下分の数Ｖといった低電圧しか印可されないため、コイル印可電圧が数百Ｖといった高電圧駆動回路でも使用できる。
　コンパレータ５４は、電流センサ５３により検出されるコイル電流に対応する検出電圧と、電流閾値に対応するリファレンス電圧を比較してコイル電流が電流閾値に到達したか否かを検出する。ピーク電流の検出にはＡ／Ｄコンバータも可能であるが、より簡単に高性能を発揮できるコンパレータ５４を用いることとした。コンパレータ５４の入力端子には前述の電流センサ５３から出力される検出電圧が入力する。リファレンス端子には、分圧回路５５の出力であって、界磁極性による磁気抵抗変化を検出できる大きさの電流閾値に相当するリファレンス電圧を入力する。コンパレータ５４の出力はＭＰＵ５１のタイマー回路５６に送出され、電流閾値を超えるとＬレベルからＨレベルに切り替わる。
　タイマー回路５６（ＴＭＲ：タイマー手段）は、インバータ回路５２から出力されたセンシングパルスによる通電開始からコイル電流が電流閾値に到達するまでのパルス幅時間を測定する。タイマー回路５６はＭＰＵ５１に内蔵されており、センシングパルス通電開始からコイル電流が電流閾値を超えるまでの時間を測定する。計時クロックとしてＭＰＵクロックを利用できるので１０ｎｓオーダーの高精度測定ができ、また２４ビット以上の広いダイナミックレンジを持つことも容易である。測定データはＭＰＵ５１のメモリーに送出する。タイマー回路５６で測定されたパルス幅時間は、ＭＰＵ５１からのリセット信号にてリセットされる。
　ＭＰＵ５１は、タイマー回路５６からの各相測定対象コイルの測定データを記憶し、位置検出処理を行う。具体的な位置検出処理例としては、三相コイルのうち中性点を介して１相通電となる相を測定対象相として正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択して通電し、残る二相についても同様の通電パターンを繰り返すことで合計６通りの通電パターンについて通電して、通電時間を測定データとして記憶するステップを繰り返す。
　そして、ＭＰＵ５１は、三相通電の６通電パターンについて到達時間測定を行い、最小の測定データから最小パターンを検出し、それに対応するあらかじめ記憶されている永久磁石界磁位置情報を回転子位置とする。
　以上の実施例では、電流閾値を一定として到達時間をタイマー回路５６で測定する方法を述べてきたが、パラメータを入れ替えてセンシングパルス時間を一定としてピーク電流をＡ／Ｄコンバータで測定しても同様の効果が得られ、測定データの大小関係を反転させれば同様の原理で界磁位置検出が可能である。
　ここで、永久磁石界磁位置の検出原理について説明する。
　コイルに定電圧パルスを印可した時の電流は次式で上昇する。
　Ｉ（ｔ）＝（Ｌ／Ｒ）・（１－ｅ（－ｔ・Ｒ／Ｌ））
　但し、Ｉはコイル電流、Ｌはコイルインダクタンス、Ｒはコイル抵抗
　図１にてコイルに定電圧矩形波パルスを印可したときの電流波形模式図を示す。
　ここでコイル抵抗Ｒは一定でありピーク電流値Ｉ（ｔ）を所定値とすれば通電開始ｔ0からピーク電流値Ｉ（ｔ）に到達するまでの到達時間ｔはインダクタンスＬを反映する。或いは、パルス時間ｔを所定値とすれば、ピーク電流値Ｉ（ｔ）はインダクタンスＬを反映する。
　また三相モータの三相通電パターンは以下の６種類である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
 　図２に、三相コイルに出力オフ期間を置きコイル電流ゼロ状態として上記６個の三相通電パターンを順次選択して高周波定電圧矩形波パルスを印可した時の電流波形を示す。上記センシングパルスにより回転子位置を検出する方法としては、ピーク電流値を所定の一定値としてパルス時間ｔを測定する第一の方法と、パルス時間ｔを所定の一定値としてピーク電流値を測定する第二の方法がある。
　まずピーク電流値を所定値としてパルス時間を測定する第一の方法について説明する。小さな一定電流値に到達するまでの時間ｔ１～ｔ６はリラクタンスの影響で永久磁石界磁位置に応じて変化する。永久磁石界磁位置に対する到達時間変化は２周期性をもち１相に関して以下の式で近似できる。
　Δｔａ＝－ｃｏｓ２θ、－ｃｏｓ（２θ＋π）（但しθ＝界磁位置）
　他の２相についてはθを＋１２０°、－１２０°すれば得られる。
　図３に小電流時の界磁位置に対する到達時間変化の近似値波形を示す。
　さらに大きな一定電流値に到達するまでの時間ｔ１～ｔ６は界磁極性により磁気抵抗が変化し界磁位置に応じて変化する。界磁位置に対する到達時間変化は１周期性で１相に関して以下の式で概略近似できる。
　Δｔｂ＝－ｃｏｓ２θ、－ｃｏｓ（２θ＋π）（但しθ＝界磁位置：θが０～π／２及び３π／２～２πはΔｔｂ＝１とする）
　他の２相についてはθを＋１２０°、－１２０°すれば得られる。
　図４に大電流時の界磁位置に対する到達時間変化の近似値波形を示す。
　大電流時はリラクタンス変化と磁気抵抗変化の双方が反映すると考えられることから到達時間変化をΔｔ＝Δｔａ＋Δｔｂと近似する。
　図５に大電流時の到達時間変化の実測波形を示す。１°ごとに三相通電パターン６個それぞれについて所定電流までの到達時間を測定し、合計２１６０データをプロットしたものである。図中のアンダーバー表記は逆方向通電相を表す。本例はハードディスクドライブのスピンドルモータを測定したものであるが、リラクタンスによる変化よりも磁気抵抗変化のほうが優勢で２周期性成分はほとんど表れていない。図示しないがＩＰＭモータあるいはスロットレスモータなど磁気抵抗変化が比較的少ないモータではリラクタンス変化による２周期性が優勢となるが、磁気抵抗変化による１周期性成分が重畳することから必ず最大値ピークは１か所となり位置検出が可能である。
　図４及び図５から明らかなように、到達時間最小の通電パターンは１２０°通電の励磁区間である６０°ピッチで切り替わる。従って到達時間最小の通電パターンが判れば一義的に回転子位置が決定でき、１２０°矩形波通電にて始動できる。
　最小通電パターンと永久磁石界磁位置情報の関係を下方の表２に示す。なお最小通電パターンの表記は例えばＷ相を正側電源に接続し、Ｕ相及びＶ相を接地側（負側）に接続する場合を「Ｗ－ＵＶ」と表記する。また参考までに該当する１２０°通電方式の励磁パターンを付記した。記載された励磁パターンで二相に通電すれば正転し、通電方向を逆にすれば逆転する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
 　表２を用いて回転子位置を特定する具体的な方法を説明する。
　静止時に三相通電の６パターンについてそれぞれ通電し一定電流に到達する時間を測定する。通電パターンの順序は表１に準ずる。その結果例えばＵ－ＶＷ通電時の到達時間が最小であったとすると、表２より界磁は電気角１５０°～２１０°の区間に位置していると判る。そして１２０°矩形波通電方式にてＶ相を正側電源に接続しＷ相を接地側に接続するＶ－Ｗ励磁を行えば回転子は正転方向に始動し、逆方向のＷ－Ｖ励磁を行えば回転子は逆転する。このように本案によれば極めて容易に位置検出を行うことが可能となる。
　次にパルス時間ｔを所定値としてピーク電流を測定する第二の方法について説明する。インダクタンスが小さい位置では電流増加率が大きく、インダクタンスが大きい位置では電流増加率は小さい。従って、回転子位置に応じた電流変化は前記ピーク電流を一定としたときのパルス時間変化とは反対となる。短時間パルスを与えたときのピーク電流値Ｉ１～Ｉ６はリラクタンスの影響で界磁位置に応じて変化する。界磁位置に対するピーク電流変化は２周期性をもち１相に関して以下の式で近似できる。
　ΔＩａ＝ｃｏｓ２θ、ｃｏｓ（２θ＋π）（但しθ＝界磁位置）
　他の２相についてはθの値を＋１２０°、－１２０°とすれば得られる。
　さらに長い時間のパルスを与えた時のピーク電流Ｉ１～Ｉ６は界磁極性により磁気抵抗が変化し界磁位置に応じて変化する。界磁位置に対する電流変化は１周期性で１相に関して以下の式で概略近似できる。
　ΔＩｂ＝ｃｏｓ２θ、ｃｏｓ（２θ＋π）（但しθ＝界磁位置：θが０～π／２及び３π／２～２πはΔＩｂ＝－１とする）
　他の２相についてはθの値を＋１２０°、－１２０°とすれば得られる。
　長い時間のパルス印可時はリラクタンス変化と磁気抵抗変化の双方が反映すると考えられることから電流変化をΔＩ＝ΔＩａ＋ΔＩｂと近似する。
　図１１に長い時間のパルスを印可時の電流変化の実測波形を示す。１°ごとに三相通電パターン６個それぞれについて所定時間のパルスを印可してピーク電流を測定し、合計２１６０データをプロットしたものである。使用したモータは図５と同じハードディスクドライブのスピンドルモータである。
　図１１から明らかなように、ピーク電流値最大の通電パターンは１２０°通電の励磁区間である６０°ピッチで切り替わる。従ってピーク電流値最大の通電パターンが判れば一義的に回転子位置が決定でき、１２０°通電にて始動できる。最大ピーク電流通電パターンと界磁位置情報の関係は表２の最小通電パターンと同一であり、表２の最小通電パターンを最大ピーク電流パターンと読み替えることで判別できる。
　表２を用いて永久磁石界磁位置（回転子位置）を特定する具体的な方法を説明する。
　静止時に三相通電の６パターンについてそれぞれ一定時間通電しピーク電流を測定する。通電パターンの順序は表１に準ずる。
　その結果例えばＵ－ＶＷ通電時のピーク電流値が最大であったとすると、表２より界磁は１５０°～２１０°の区間に位置していると判る。そして１２０°通電方式にてＶ相を電源＋側にＷ相を接地側に接続するＶ－Ｗ励磁を行えば正転方向に始動し、逆方向のＷ－Ｖ励磁を行えば逆転する。
　さらに電気角３０°ピッチでの回転子位置検出も可能である。
　図６に第一の方法による最小通電パターンと前後区間の最小通電パターンの３波形のみを記載し残りの３波形を省略した波形を示す。界磁位置が特定されると表２から隣接する区間の最小通電パターンが判る。例えば測定の結果、Ｗ－ＵＶパターンが最小値の場合は回転子が３０°～９０°の区間に位置していることになり、前方区間電気角３３０°～３０°の最小通電パターンはＷＶ－Ｕであり後方区間電気角９０°～１５０°の最小通電パターンはＵＷ－Ｖである。
　そこでこの前後区間の最小通電パターンの到達時間を比較すると現在区間の中央である電気角６０°に交点があり大小関係が反転する（図６の丸印部分）。従って、隣接する最小通電パターン双方の測定データを大小比較することで電気角３０°ピッチで回転子位置をより細かく判別することができる。必要な測定データはすでに取得してあることから新たな測定は不要である。また第二の方法による場合も図１１から明らかなように、前後に隣接する最大通電パターン双方の測定データを大小比較すれば第一の方法と同様に３０°ピッチで判別することができる。
　また、本案は静止時のみならず低速回転時の界磁位置検出も可能である。回転時はすでに回転子位置が判っていることから、６パターンについてセンシングする必要はなく、次に出現する励磁切り替え点を検出するだけで回転を継続することができる。励磁切り替え点までは現在の通電状態を続け、励磁切り替え点を検出したら励磁シーケンスを歩進すればよい。
　また、測定データのプロファイルは励磁切り替え点で交差する。従って励磁切り替え点の検出は、周期的に現在区間及び回転方向に隣接する区間の２個の通電パターンにてセンシングを行い、得られる２個の測定データ同士を大小比較することで検出できる。図６において、例えば回転子が３０°～９０°の区間１に位置していた場合、表２より現在区間の通電パターンはＷ－ＵＶ通電であることが判る。また、回転方向の隣接区間の通電パターンは正転方向であれば区間２のＵＷ－Ｖ通電であることも判る。この２パターンにてセンシングすれば回転子が９０°を超えた時点で測定データの大小は入れ替わる。よって回転子が区間２まで回転したことを検出できこの時点で励磁パターンを歩進すればよい。同様にして次々と励磁区間の切り替え点を検出しては励磁パターンを歩進してゆけば静止時からシームレスに始動でき、あるいは低速回転やストールトルクを発生し続けることができる。
　回転時はセンシング時間をできるだけ短くする必要があるが、上記センシング方法を用いれば静止時の６通電パターンが２通電パターンとなり、測定時間を１／３に短縮できる。測定時間はモータと駆動回路の条件により増減するが概ね３００ｕｓ程度である。
　さらに３通電パターンについて測定すれば回転方向の判別も可能である。現在区間及び正転方向及び逆転方向に隣接する区間に対応する３個の通電パターンについて周期的にセンシングを行い、それぞれの測定データの大小比較をすることで次に出現する正転方向あるいは逆転方向の励磁区間境界点を検出し、どちらの励磁境界点を先に検出したかにより回転方向も判別することができる。
　図６において、例えば回転子が３０°～９０°の区間１に位置していたとすると、正転方向の励磁境界点は９０°となり、Ｗ－ＵＶ通電パターンとＵＷ－Ｖ通電パターンの交点である。同様に逆転方向の励磁境界点は３０°となり、Ｗ－ＵＶ通電パターンとＷＶ－Ｕ通電パターンの交点である。逆転側の３０°交点より先に正転側の９０°交点を検出すれば回転子は正転したことが判る。同様に９０°交点より先に３０°交点を検出すれば回転子は逆転したことが判る。従って、現在区間と前後の隣接区間の３通電パターンにて周期的にセンシングを行えば、励磁区間境界点及び回転方向を知ることができる。
　これにより回転方向の制約がなくなり正転・逆転いずれでも回転することが可能となる。また外力で強制的に回転している場合でも位置検出して任意の方向にトルクを発生できる。なお上記センシング方法を用いれば静止時の６パターンが３パターンとなり、測定時間を１／２に短縮することができる。
　以下、図７のモータ駆動回路図及び図２の電流波形図を参照しながら、ＭＰＵ５１による回転子位置検出手順の一例について説明する。
　あらかじめ６個の三相通電パターンと永久磁石界磁位置情報をメモリーに記憶しておく。電流閾値は分圧回路５５の抵抗値（ｒ１，ｒ２）により設定しておく。上位コントローラ５０による回転指令等により位置検出開始する。位置検出を開始するときは、三相コイルのすべての出力をオフし所定時間だけ待つ。これにより、コイル電流がゼロ状態となる（通電オフステップ）。
　次いで、三相通電の所定パターンにてインバータ回路５２から三相コイルに対して定電圧矩形波通電とタイマー回路５６による測定を開始する。コイル電流が流れ始める。コンパレータ５４は出力監視し電流閾値へ到達するまで待つ。コイル電流が増加しコンパレータ５４が閾値を超えたことを検出したらタイマー回路５６は測定データを記憶する（測定ステップ）。尚、インバータ回路５２による三相コイルに対する通電を遮断すると、コイル蓄積エネルギーの放出が始まる。
　測定対象相に対する正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択して通電し、残る二相についても正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択し合計６通電パターンについて定電圧矩形波通電とタイマー回路５６による測定動作を繰り返す（図２参照）。ＭＰＵ５１は測定完了すると、６個の測定データから最少通電パターンを探す。最小通電パターンの界磁位置情報を回転子位置として回転子位置検出を終了する。
　ＭＰＵ５１は上位コントローラ５０からの回転指令に応じてインバータ回路５２により三相コイルに対して二相１２０°矩形波通電で始動開始することができる。インバータ回路５２は、回転子の回転方向を付勢するように三相コイルのうち二相を選んで通電する。
　次に、所定時間のパルスを印可しコイルのピーク電流値を測定する前記第二の方法により本案を実現するセンサレスモータ駆動回路例を図１２に示す。図７と同一の回路構成については同一番号を付して図７の説明を援用するものとする。
　電流センサ５３（電流検出手段）の出力はＡ／Ｄコンバータ５７（ＡＤＣ：Analog-to-Digital Converter,アナログ‐デジタル変換回路、Ａ／Ｄコンバータ手段）へ送出される。Ａ／Ｄコンバータ５７は、電流センサ５３の出力からコイル電流値を測定する。また、センシングパルスの通電時間を測定するタイマー５６（ＴＭＲ：タイマー手段）を設ける。タイマー５６は、センシングパルスの所定通電時間の経過を測定する。Ａ／Ｄコンバータ５７とタイマー５６は高性能なものは必要なく、低廉なＭＰＵ５１に内蔵されるもので実用になる。例えば、１２ビット、データアクイジョン時間１ｕｓ、変換時間２０ｕｓ程度のＡＤＣは一般的な汎用ＭＰＵマイクロプロセッシングユニットに搭載されており本案の目的に対しては充分である。またタイマー５６に関しても１０ＭＨｚ程度の低速のＭＰＵクロックでも使用可能である。以上の構成により三相通電の６通電パターンについてピークコイル電流値測定を行い、最大の測定データから最大パターンを検出し、それに対応するあらかじめＭＰＵ５１に記憶されている界磁位置情報を回転子位置として特定する。
　以下、実際に測定する手順を簡単に説明する。まず三相すべての通電をオフとしてコイル電流ゼロとなるまで待つ。次に表１に基づいて６通りの通電パターンから順次一つを選択し三相コイルに定電圧矩形波パルスを印可してセンシング通電を開始しタイマー５６により所定時間待つ。所定時間経過したらＡ／Ｄコンバータ５７で電流センサ５３の出力からコイルピーク電流値を測定し、測定データとして記憶する。再び三相すべての通電をオフとしコイル電流がゼロになるまで待つ。
　測定対象相に対する正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択し、残る二相についても正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択し表１に示す合計６通電パターンについて通電オフとセンシング通電によるピークコイル電流値の測定を繰り返す。ＭＰＵ５１は、測定された６つのデータから最大値となる通電パターンを選ぶ。次に表２に基づいて最大通電パターンに対応する界磁位置情報を永久磁石界磁位置と特定する。
　なお、モータ駆動回路の構成や制御プログラム構成は様々考えられ、本実施例に開示された態様に限定されるものではなく、本案主旨を逸脱しない範囲で電子回路技術者あるいはプログラマー（当業者）であれば当然なし得る回路構成の変更やプログラム構成の変更も含まれる。

 

Claims (6)

  1. 　永久磁石界磁を有する回転子とスター結線された三相コイルを有する固定子を備え、定電圧直流電源を供給して１２０°矩形波通電により始動する電動機の界磁位置検出方法であって、
    　三相ハーフブリッジ型インバータ回路を介して三相コイルに通電する出力手段と、
    　前記三相コイルに正方向通電及び逆方向通電の合計６通りの通電パターンと各通電パターンに対応する１２０°通電の励磁切り替え区間を指定する界磁位置情報を記憶し、上位コントローラからの回転指令に応じて前記出力手段をスイッチング制御して励磁状態を切り替える制御手段と、
    　前記出力手段の接地側端子と接続し、コイル電流を検出する電流検出手段と、
    　前記電流検出手段により検出されたコイル電流に対応する検出電圧と界磁極性による磁気抵抗変化を検出可能な電流閾値に対応するリファレンス電圧を比較して前記コイル電流が電流閾値に到達したことを検出するコンパレータ手段と、
    　前記三相コイルに対するセンシング通電開始から前記コンパレータ手段により検出されるコイル電流が電流閾値に到達するまでのパルス幅時間を測定するタイマー手段と、を備え、
    　前記三相コイルに対するセンシング通電直前に前記出力手段の出力をすべて遮断しすべてのコイルに蓄積されたコイル蓄積エネルギーを放出させてコイル電流ゼロ状態とする期間を設ける通電オフステップと、
    　前記三相コイルのうち中性点で分岐のない１相通電となる相を測定対象相として、前記制御手段は６通りの通電パターンから順次一つを選択して前記出力手段から前記三相コイルにセンシング用の定電圧矩形波パルス電圧を印加し、前記電流検出手段で検出されたコイル電流が前記電流閾値に到達するまでのパルス幅時間を前記タイマー手段により測定し、測定データとして記憶する測定ステップと、
    　前記測定対象相に対する正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択して通電し、残る二相についても正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択し合計６通電パターンについてセンシング通電とパルス幅時間の測定を繰り返し、測定データとして記憶する作業を繰り返すステップと、を含み、
    　前記制御手段は、６通りの通電パターンに対応する通電時間の測定データのうち最小値となる通電パターンに対応する前記界磁位置情報から永久磁石界磁位置を特定することを特徴とする電動機の界磁位置検出方法。
  2. 　前記制御手段は、前記通電時間が最小となる通電パターンに隣接する通電パターンどうしの測定データを大小比較することで、最小となる通電パターンから特定される６０°電気角の界磁位置情報を二分して電気角３０°単位で永久磁石界磁位置を特定する請求項１記載の電動機の界磁位置検出方法。
  3. 　永久磁石界磁を有する回転子とスター結線された三相コイルを有する固定子を備え、定電圧直流電源を供給して１２０°矩形波通電により始動する電動機の界磁位置検出方法であって、
    　三相ハーフブリッジ型インバータ回路を介して三相コイルに通電する出力手段と、
    　三相コイルに正方向通電及び逆方向通電の合計６通りの通電パターンと各通電パターンに対応する１２０°通電の励磁切り替え区間を指定する界磁位置情報を記憶し、上位コントローラからの回転指令に応じて前記出力手段をスイッチング制御して励磁状態を切り替える制御手段と、
    　前記出力手段の接地側端子と接続し、コイル電流を検出する電流検出手段と、
    　前記三相コイルに対するセンシング通電開始から界磁極性による磁気抵抗変化を検出可能な電流値に到達するまでの所定のセンシング通電時間を測定するタイマー手段と、
    　前記電流検出手段の出力からコイル電流値を測定可能なＡ／Ｄコンバータ手段と、を備え、
    　前記三相コイルに対するセンシング通電直前に前記出力手段の出力をすべて遮断しすべてのコイルに蓄積されたコイル蓄積エネルギーを放出させてコイル電流ゼロ状態とする通電オフステップと、
    　前記三相コイルのうち中性点で分岐のない１相通電となる相を測定対象相として、前記制御手段は６通りの通電パターンから順次一つを選択し前記三相コイルに定電圧矩形波パルスを所定のセンシング通電時間だけ印可し、前記Ａ／Ｄコンバータ手段によりセンシング通電終了直前のピークコイル電流値を測定して測定データとして記憶する測定ステップと、
    　前記測定対象相に対する正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択し、残る二相についても正方向通電パターンに続いて逆方向通電パターンを選択し合計６通電パターンについて通電オフとセンシング通電によるピークコイル電流値の測定を繰り返し、各センシング通電終了直前のピークコイル電流値を測定して測定データとして記憶するステップと、
    　前記制御手段は、６通電パターンの測定データのうち測定値が最大となる通電パターンを選択し、最大通電パターンに対応する前記界磁位置情報から永久磁石界磁位置を特定することを特徴とする電動機の界磁位置検出方法。
  4. 　前記制御手段は、前記ピークコイル電流値が最大となる通電パターンに隣接する通電パターンどうしの測定データを大小比較することで、最大となる通電パターンから特定される６０°電気角の界磁位置情報を二分して電気角３０°単位で永久磁石界磁位置を特定する請求項３記載の電動機の界磁位置検出方法。
  5. 　永久磁石界磁を有する回転子が始動した後、現在区間及び回転方向に隣接する区間に対応する２個の通電パターンについてセンシングを行い、双方の測定データの大小比較により次に出現する励磁区間境界点を検出する請求項１乃至請求項４のうちいずれか１項記載の電動機の界磁位置検出方法。
  6. 　永久磁石界磁を有する回転子が始動した後、現在区間及び正転方向及び逆転方向に隣接する区間に対応する３個の通電パターンについてセンシングを行い、それぞれの測定データの大小比較により次に出現する励磁区間境界点を検出し回転方向も判別する請求項１乃至請求項４のうちいずれか１項記載の電動機の界磁位置検出方法。

     
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7118699B2 (ja) 2018-03-30 2022-08-16 株式会社マキタ 電動作業機
CN109217666A (zh) * 2018-11-21 2019-01-15 深圳市必易微电子有限公司 开关控制电路及方法、开关电源系统
KR102604003B1 (ko) * 2019-01-11 2023-11-20 엘지전자 주식회사 모터 제어 장치, 모터 제어 시스템 및 모터 제어 방법
JP7296733B2 (ja) * 2019-01-22 2023-06-23 キヤノン株式会社 モータ制御装置及び画像形成装置
JP7228471B2 (ja) * 2019-06-07 2023-02-24 シナノケンシ株式会社 電動機の界磁位置検出方法
JP7349321B2 (ja) 2019-10-29 2023-09-22 シナノケンシ株式会社 電動機の界磁位置検出方法
JP7433113B2 (ja) 2020-03-30 2024-02-19 ミネベアミツミ株式会社 モータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法
JP7002619B1 (ja) * 2020-10-20 2022-01-20 三菱電機株式会社 電力変換装置

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004040943A (ja) * 2002-07-05 2004-02-05 Nec Electronics Corp センサレスモータのロータ停止位置検出方法及び装置並びに起動方法及び起動装置
US20060006833A1 (en) * 2004-07-06 2006-01-12 Wlodzimierz Koczara Electrical machine rotor position identification
JP2011125120A (ja) * 2009-12-09 2011-06-23 Mitsuba Corp ブラシレスモータの駆動装置、及びブラシレスモータのロータ停止位置検出方法
EP2790316A2 (en) * 2013-04-09 2014-10-15 Samsung Electronics Co., Ltd. Sensorless control apparatus and method of washing machine
WO2015041321A1 (ja) * 2013-09-20 2015-03-26 日立オートモティブシステムズ株式会社 ３相ブラシレスモータの駆動装置
JP2016185040A (ja) * 2015-03-26 2016-10-20 株式会社豊田自動織機 制御装置及び車載用電動圧縮機

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5569990A (en) * 1995-03-31 1996-10-29 Seagate Technology, Inc. Detection of starting motor position in a brushless DC motor
JP4581544B2 (ja) * 2004-08-02 2010-11-17 国産電機株式会社 回転電機の回転子位置判定方法、回転子位置判定装置及び回転電機の制御装置
JP4723883B2 (ja) 2005-03-11 2011-07-13 株式会社東芝 モータ制御装置
DE102006004166A1 (de) * 2006-01-30 2007-08-02 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Schaltungsanordnung zur Bestimmung der Rotorlage eines EC-Motors im Stillstand
TWI382650B (zh) * 2009-01-22 2013-01-11 Richtek Techohnology Corp 永磁式同步馬達的轉子位置偵測裝置及方法
US20120181963A1 (en) * 2011-01-19 2012-07-19 Texas Instruments Incorporated Initial position detection for a sensorless, brushless dc motor
JP5820287B2 (ja) * 2012-01-31 2015-11-24 ルネサスエレクトロニクス株式会社 モータ駆動制御装置およびその動作方法
JP5967802B2 (ja) * 2012-02-20 2016-08-10 Ｅｄｄｙｒｅｎｔ Ｊａｐａｎ株式会社 ブラシレスモータのロータ停止位置判定装置
US9525372B2 (en) * 2013-02-20 2016-12-20 Microchip Technology Incorporated Method and system for determining the position of a synchronous motor's rotor
CN105897081A (zh) * 2016-06-29 2016-08-24 苏州联芯威电子有限公司 一种无位置传感器无刷直流电机的低速启动方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004040943A (ja) * 2002-07-05 2004-02-05 Nec Electronics Corp センサレスモータのロータ停止位置検出方法及び装置並びに起動方法及び起動装置
US20060006833A1 (en) * 2004-07-06 2006-01-12 Wlodzimierz Koczara Electrical machine rotor position identification
JP2011125120A (ja) * 2009-12-09 2011-06-23 Mitsuba Corp ブラシレスモータの駆動装置、及びブラシレスモータのロータ停止位置検出方法
EP2790316A2 (en) * 2013-04-09 2014-10-15 Samsung Electronics Co., Ltd. Sensorless control apparatus and method of washing machine
WO2015041321A1 (ja) * 2013-09-20 2015-03-26 日立オートモティブシステムズ株式会社 ３相ブラシレスモータの駆動装置
JP2016185040A (ja) * 2015-03-26 2016-10-20 株式会社豊田自動織機 制御装置及び車載用電動圧縮機

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3512090A4 *

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