JP2016185040A - 制御装置及び車載用電動圧縮機 - Google Patents

Abstract

【課題】停止中のロータの磁極位置を精度よく把握することができる制御装置及び車載用電動圧縮機を提供すること。【解決手段】車載用三相モータを駆動するインバータの制御装置は、各相コイルのそれぞれに対して、正方向及び負方向にメインパルス幅の電圧を印加するメイン電圧印加を行い、当該メイン電圧印加によって流れる６つのピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）を把握する。そして、制御装置は、Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（＋）とＩｐｕ（−）〜Ｉｐｗ（−）との加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）を算出する処理と、３つの加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）を三相二相変換する三相二相変換処理と、三相二相変換処理の変換結果に基づいて、停止中のロータの磁極位置である初期位置θｔを導出する処理とを実行する。【選択図】図９

Description

本発明は、車載用三相モータを駆動するインバータの制御装置及び車載用電動圧縮機に関する。

従来から、例えば車載用電動圧縮機等に設けられた車載用三相モータを駆動するインバータが知られている（例えば特許文献１参照）。このような車載用三相モータにおいては、起動時等において停止中のロータの磁極位置を把握する必要が生じ得る。

ここで、停止中のロータの磁極位置を把握するための構成としては、例えば位置センサを設けることが考えられる。しかしながら、位置センサを設けることは部品点数の増加等が懸念される。また、車載用三相モータの設置環境等によっては位置センサを設けることが困難となる場合がある。これに対して、例えば、特許文献２に示すように、車載用三相モータのコイルが磁気飽和する特性を利用して、停止中のロータの磁極位置が存在する範囲を推定することが考えられる。

特開２００７−３１８８２４号公報 特許第４６８０２８０号公報

ここで、車載用三相モータを精度よく制御するためには、停止中のロータの磁極位置が存在する範囲ではなく、停止中のロータの磁極位置の具体的な数値（角度）を把握したい場合がある。このため、停止中のロータの磁極位置を把握するための構成には未だ改善の余地がある。

本発明は、上述した事情を鑑みてなされたものであり、その目的は、車載用三相モータを駆動するインバータの制御装置であって、停止中のロータの磁極位置を精度よく把握することができる制御装置及び車載用電動圧縮機を提供することである。

上記目的を達成する制御装置は、永久磁石付きのロータ、ｕ相コイル、ｖ相コイル及びｗ相コイルを有する車載用三相モータを駆動するインバータの制御装置であって、前記各相コイルのそれぞれに対して、正方向及び負方向に所定のパルス幅の電圧を印加する電圧印加部と、前記電圧印加部による電圧印加によって流れる、正方向のｕ相電流、負方向のｕ相電流、正方向のｖ相電流、負方向のｖ相電流、正方向のｗ相電流、負方向のｗ相電流を把握する電流把握部と、前記正方向のｕ相電流と前記負方向のｕ相電流とを加算したｕ相加算値と、前記正方向のｖ相電流と前記負方向のｖ相電流とを加算したｖ相加算値と、前記正方向のｗ相電流と前記負方向のｗ相電流とを加算したｗ相加算値と、を算出する加算部と、前記加算部の算出結果である３つの加算値を三相二相変換する加算変換部と、前記加算変換部の変換結果に基づいて、停止中の前記ロータの磁極位置を導出する導出部と、を備えていることを特徴とする。

かかる構成によれば、制御装置は、ロータの回転位置に対する各加算値の波形が互いに１２０度ずつ位相がずれていることに着目して、３つの加算値を三相二相変換し、その変換された２つの変換値に基づいて停止中のロータの磁極位置を導出する。当該導出される磁極位置は、範囲ではなく具体的な数値（角度）である。よって、磁極位置が存在する範囲を導出する構成と比較して、精度よく磁極位置を把握することができる。なお、正方向の電流は正の値であり、負方向の電流は負の値である。

上記制御装置について、前記電圧印加部は、前記各相コイルのそれぞれに対して、正方向及び負方向に第１パルス幅の電圧を印加する第１電圧印加と、前記第１電圧印加が行われた後に、再度、前記各相コイルのそれぞれに対して、正方向及び負方向に前記第１パルス幅よりも広い第２パルス幅の電圧を印加する第２電圧印加と、を行うものであり、前記制御装置は、前記第１電圧印加が行われた場合における前記電流把握部の把握結果に基づいて、前記第２パルス幅を算出するパルス幅算出部を備えているとよい。

相コイルを磁気飽和させるためには、パルス幅を、ある程度長く設定する必要がある。しかしながら、パルス幅が長くなると、ロータが回転してしまう。これに対して、本構成によれば、第２パルス幅を用いた第２電圧印加の実行前に、第２パルス幅よりも狭い第１パルス幅を用いた第１電圧印加を実行することにより、ロータが回転してしまうことを抑制しつつ、現状の相コイルの状態を把握できる。そして、第１電圧印加によって得られた電流把握部の把握結果に基づいて、第２パルス幅を算出することにより、ロータが回転しない範囲で磁気飽和するように第２電圧印加を行うことができる。よって、ロータが回転することを抑制しつつ、初期位置を精度よく導出できる。

上記制御装置について、前記インバータの入力電圧を検出する入力電圧検出部を備え、前記パルス幅算出部は、前記入力電圧に基づいて前記第１パルス幅を算出し、且つ、前記入力電圧と前記第１電圧印加が行われた場合における前記電流把握部の把握結果とに基づいて前記第２パルス幅を算出するとよい。かかる構成によれば、入力電圧の変動に起因して、電圧印加時にロータが誤って回転してしまったり、第２電圧印加時に磁気飽和が起きなかったりする不都合を抑制できる。

上記制御装置について、前記正方向のｕ相電流から前記負方向のｕ相電流を減算したｕ相減算値と、前記正方向のｖ相電流から前記負方向のｖ相電流を減算したｖ相減算値と、前記正方向のｗ相電流から前記負方向のｗ相電流を減算したｗ相減算値と、を算出する減算部と、前記減算部の算出結果である３つの減算値を三相二相変換する減算変換部と、を備え、前記導出部は、前記加算変換部の変換結果から導出される第１初期角度と、前記減算変換部の変換結果から導出される第２初期角度とを用いることにより、停止中の前記ロータの磁極位置を導出するとよい。

正の値である正方向の電流から、負の値である負方向の電流を減算する関係上、減算値の絶対値は、加算値の絶対値よりも大きくなる。このため、３つの減算値を三相二相変換して、その変換結果から導出される第２初期角度は、誤差が小さくなり易い。しかしながら、減算する関係上、磁気飽和特性による電流の変化が無くなるため、１つの第２初期角度に対して、１８０度異なる２つの磁極位置が対応することとなり、いずれの値が真値であるかを特定することができない。

これに対して、加算値は、磁気飽和特性を示すパラメータである。このため、３つの加算値を三相二相変換し、その変換結果から導出される第１初期角度と磁極位置とは１対１で対応する。また、加算値の絶対値は減算値の絶対値よりも小さいため、第１初期角度の誤差は第２初期角度の誤差と比較して大きくなり易いが、第１初期角度の誤差は、１つの第２初期角度に対応する２つの磁極位置の差である１８０度よりも十分に小さい。このため、第１初期角度を用いることにより、１つの第２初期角度に対応する２つの磁極位置のうち、いずれが真値であるかを特定できる。よって、より精度よく停止中のロータの磁極位置を把握できる。

上記目的を達成する車載用電動圧縮機は、前記車載用三相モータと、前記車載用三相モータによって駆動されるものであって流体を圧縮する圧縮部と、上述した制御装置と、を備えていることを特徴とする。かかる構成によれば、車載用電動圧縮機において、停止中のロータの磁極位置を精度よく把握できる。

この発明によれば、停止中のロータの磁極位置を精度よく把握することができる。

制御装置、車載用電動圧縮機及び車両空調装置の概要を示す模式図。 インバータ及び制御装置の電気的構成を示す回路図。 正方向に電流を流した場合におけるｕ相コイルのインダクタンスの特性を示すグラフ。 負方向に電流を流した場合におけるｕ相コイルのインダクタンスの特性を示すグラフ。 パルス電圧を印加した場合の相電流を示すグラフ。 初期位置把握処理のフローチャート。 ６つのパターンを説明するための概念図。 （ａ）〜（ｆ）は６つのパワースイッチング素子の状態を示すタイミングチャートであり、（ｇ）〜（ｉ）は３つの相電流の時間変化を示すタイミングチャート。 初期位置導出処理のフローチャート。 加算値を示すグラフ。 第１初期角度の計算結果を示すグラフ。 第１初期角度の誤差を示すグラフ。 減算値を示すグラフ。 第１初期角度及び第２初期角度の計算結果を示すグラフ。 初期位置の誤差を示すグラフ。

以下、制御装置及び当該制御装置が搭載された車載用電動圧縮機の一実施形態について説明する。本実施形態の車載用電動圧縮機は例えば車両空調装置に用いられる。つまり、本実施形態において車載用電動圧縮機の圧縮対象の流体は冷媒である。

図１に示すように、車両空調装置１００は、車載用電動圧縮機１０と、車載用電動圧縮機１０に対して冷媒を供給する外部冷媒回路１０１とを備えている。外部冷媒回路１０１は、例えば熱交換器及び膨張弁などを有している。車両空調装置１００は、車載用電動圧縮機１０によって冷媒が圧縮され、且つ、外部冷媒回路１０１によって冷媒の熱交換及び膨張が行われることによって、車両の室内の冷暖房を行う。

なお、車両空調装置１００は、当該車両空調装置１００の全体を制御する空調ＥＣＵ１０２を備えている。空調ＥＣＵ１０２は、車内温度や設定温度等を把握可能に構成されており、これらのパラメータに基づいて、車載用電動圧縮機１０に対してＯＮ／ＯＦＦ指令等といった各種指令を送信する。

車載用電動圧縮機１０は、外部冷媒回路１０１から冷媒が吸入される吸入口１１ａが形成されたハウジング１１と、ハウジング１１に収容された圧縮部１２及び電動モータとしての車載用三相モータ１３とを備えている。

ハウジング１１は、全体として略円筒形状である。ハウジング１１には、冷媒が吐出される吐出口１１ｂが形成されている。
圧縮部１２は、吸入口１１ａからハウジング１１内に吸入された冷媒を圧縮し、その圧縮された冷媒を吐出口１１ｂから吐出させるものである。なお、圧縮部１２の具体的な構成は、スクロールタイプ、ピストンタイプ、ベーンタイプ等任意である。

車載用三相モータ１３は、圧縮部１２を駆動させるものである。車載用三相モータ１３は、例えばハウジング１１に対して回転可能に支持された円柱状の回転軸２１と、当該回転軸２１に対して固定された円筒形状のロータ２２と、ハウジング１１に固定されたステータ２３とを有する。ロータ２２は、磁石２２ａが埋設された円筒形状のロータコア２２ｂを有している。磁石２２ａは永久磁石である。回転軸２１の軸線方向と、円筒形状のハウジング１１の軸線方向とは一致している。ステータ２３は、円筒形状のステータコア２４と、当該ステータコア２４に形成されたティースに捲回されたコイル２５とを有している。ロータ２２及びステータ２３は、回転軸２１の径方向に対向している。

図１に示すように、車載用電動圧縮機１０は、車載用三相モータ１３を駆動させる駆動回路としてのインバータ３１と、当該インバータ３１が収容されたケース３２とを有するインバータユニット３０を備えている。車載用三相モータ１３のコイル２５とインバータ３１とは図示しないコネクタ等によって接続されている。ケース３２は、固定具としてのボルト４１によってハウジング１１に固定されている。すなわち、本実施形態の車載用電動圧縮機１０には、インバータ３１が一体化されている。

インバータ３１は、例えば回路基板５１と、当該回路基板５１と電気的に接続されたパワーモジュール５２とを備えている。回路基板５１には、各種電子部品及び配線パターンが実装されており、例えばインバータ３１の入力電圧Ｖｄを検出する入力電圧検出部としての電圧センサ５３等が実装されている。ケース３２の外面にはコネクタ５４が設けられており、回路基板５１とコネクタ５４とが電気的に接続されている。コネクタ５４を介して、ＤＣ電源Ｅからインバータ３１に電力供給が行われるとともに、空調ＥＣＵ１０２とインバータ３１とが電気的に接続されている。

ここで、ＤＣ電源Ｅとは例えば車両に搭載された蓄電装置である。蓄電装置は、例えばバッテリや電気二重層キャパシタ等である。この場合、インバータ３１に入力電圧Ｖｄは、蓄電装置の状態（例えばバッテリのＳＯＣ）に応じて変動する。

図２に示すように、車載用三相モータ１３のコイル２５は、例えばｕ相コイル２５ｕ、ｖ相コイル２５ｖ及びｗ相コイル２５ｗを有する三相構造となっている。各相コイル２５ｕ〜２５ｗは例えばＹ結線されている。

パワーモジュール５２は、ｕ相コイル２５ｕに対応するｕ相パワースイッチング素子Ｑｕ１，Ｑｕ２と、ｖ相コイル２５ｖに対応するｖ相パワースイッチング素子Ｑｖ１，Ｑｖ２と、ｗ相コイル２５ｗに対応するｗ相パワースイッチング素子Ｑｗ１，Ｑｗ２と、を備えている。つまり、インバータ３１は、所謂三相インバータである。

各パワースイッチング素子Ｑｕ１，Ｑｕ２，Ｑｖ１，Ｑｖ２，Ｑｗ１，Ｑｗ２（以降単に各パワースイッチング素子Ｑｕ１〜Ｑｗ２と示す）は例えばＩＧＢＴで構成されている。なお、これに限られず、パワー型のＭＯＳＦＥＴ等であってもよい。

インバータ３１は、ＤＣ電源Ｅに接続された２つの電力線ＥＬ１，ＥＬ２と、両電力線ＥＬ１，ＥＬ２に接続され、且つ、両ｕ相パワースイッチング素子Ｑｕ１，Ｑｕ２が設けられたｕ相配線ＥＬｕと、を備えている。各ｕ相パワースイッチング素子Ｑｕ１，Ｑｕ２はｕ相配線ＥＬｕを介して互いに直列に接続されており、ｕ相配線ＥＬｕにおける両ｕ相パワースイッチング素子Ｑｕ１，Ｑｕ２の接続部分とｕ相コイル２５ｕとが接続されている。

同様に、インバータ３１は、両電力線ＥＬ１，ＥＬ２に接続され、且つ、両ｖ相パワースイッチング素子Ｑｖ１，Ｑｖ２が設けられたｖ相配線ＥＬｖを備えている。ｖ相配線ＥＬｖにおける両ｖ相パワースイッチング素子Ｑｖ１，Ｑｖ２の接続部分とｖ相コイル２５ｖとが接続されている。インバータ３１は、両電力線ＥＬ１，ＥＬ２に接続され、且つ、両ｗ相パワースイッチング素子Ｑｗ１，Ｑｗ２が設けられたｗ相配線ＥＬｗを備えている。ｗ相配線ＥＬｗにおける両ｗ相パワースイッチング素子Ｑｗ１，Ｑｗ２の接続部分とｗ相コイル２５ｗとが接続されている。

なお、インバータ３１は、ＤＣ電源Ｅに対して並列に接続された平滑コンデンサＣ１を有している。また、パワーモジュール５２は、パワースイッチング素子Ｑｕ１〜Ｑｗ２に対して並列に接続された還流ダイオードＤｕ１〜Ｄｗ２を有している。還流ダイオードＤｕ１〜Ｄｗ２は、パワースイッチング素子Ｑｕ１〜Ｑｗ２の寄生ダイオードであってもよいし、パワースイッチング素子Ｑｕ１〜Ｑｗ２とは別に設けられている構成でもよい。

車載用電動圧縮機１０は、インバータ３１（詳細には各パワースイッチング素子Ｑｕ１〜Ｑｗ２のスイッチング動作）を制御する制御装置５５を備えている。制御装置５５は、各パワースイッチング素子Ｑｕ１〜Ｑｗ２のゲートに接続されている。また、制御装置５５は、空調ＥＣＵ１０２と情報のやり取りが可能となっている。制御装置５５は、空調ＥＣＵ１０２から始動指令等を受信したことに基づいて、各パワースイッチング素子Ｑｕ１〜Ｑｗ２に対して所定のパルス幅δＴを有する電圧を周期的に印加することにより、各パワースイッチング素子Ｑｕ１〜Ｑｗ２を周期的にＯＮ／ＯＦＦさせ、ＤＣ電源Ｅからの直流電力を交流電力に変換する。そして、変換された交流電力が車載用三相モータ１３に入力されることにより、車載用三相モータ１３が駆動、すなわち回転する。

制御装置５５は、インバータ３１の入力電圧Ｖｄと、相コイル２５ｕ〜２５ｗに流れる相電流Ｉｕ〜Ｉｗとを把握可能に構成されている。詳細には、図２に示すように、電圧センサ５３は、その検出結果を制御装置５５に送信する。また、インバータ３１には、相配線ＥＬｕ〜ＥＬｗを流れる電流を検出する電流検出部としての電流センサ６１〜６３が設けられている。電流センサ６１〜６３は、例えば相配線ＥＬｕ〜ＥＬｗにおける下アームのパワースイッチング素子Ｑｕ２〜Ｑｗ２と第２電力線ＥＬ２との間の部分に設けられている。電流センサ６１〜６３は、その検出結果を制御装置５５に送信する。制御装置５５は、各電流センサ６１〜６３の検出結果に基づいて、ｕ相コイル２５ｕに流れる電流であるｕ相電流Ｉｕ、ｖ相コイル２５ｖに流れる電流であるｖ相電流Ｉｖ及びｗ相コイル２５ｗに流れる電流であるｗ相電流Ｉｗを把握する。

制御装置５５は、ロータ２２の停止中に車載用電動圧縮機１０（詳細には車載用三相モータ１３）を始動する場合には、ロータ２２を回転させることなく、停止中のロータ２２の磁極位置である初期位置θｔを把握する初期位置把握処理を実行する。初期位置θｔとは、ロータ２２の磁極位置ともｄ軸の位置とも言える。

初期位置把握処理では、各相コイル２５ｕ〜２５ｗの突極性と磁気飽和特性とを利用する。以下、各相コイル２５ｕ〜２５ｗの突極性と磁気飽和特性、及び、初期位置把握処理について説明する。

まず、相コイル２５ｕ〜２５ｗの突極性について説明すると、ロータコア２２ｂに埋設された磁石２２ａはロータコア２２ｂに比べて透磁率が低い。このため、磁束が磁石２２ａを通るようにｕ相コイル２５ｕに通電した場合、磁束が磁石２２ａを通らないようにｕ相コイル２５ｕに通電した場合に比べて、ｕ相コイル２５ｕに通電した時の相コイル２５ｕ〜２５ｗの合成インダクタンスが低下する。

次に、相コイル２５ｕ〜２５ｗの磁気飽和特性について説明すると、ロータ２２に埋設された磁石２２ａによって形成される磁束と同一方向の磁束が発生するようにｕ相コイル２５ｕに通電すると、磁気飽和が起こり、ｕ相コイル２５ｕのインダクタンスＬｕが低下する。これら突極性と磁気飽和特性のため、図３及び図４に示すように、ｕ相コイル２５ｕのインダクタンスＬｕは、ロータ２２の回転位置ｒに応じて変動しており、詳細には振幅が異なる谷を有する略正弦波形となっている。

特に、図３及び図４に示すように、ｕ相コイル２５ｕのインダクタンスＬｕは、回転位置ｒが０度である場合と１８０度である場合とで異なっている。詳細には、図３に示すように、ｕ相コイル２５ｕに対して正方向に電流を流した場合には、回転位置ｒが０度である場合のインダクタンスＬｕが、回転位置ｒが１８０度である場合のインダクタンスＬｕよりも低くなっている。

一方、図４に示すように、ｕ相コイル２５ｕに対して正方向とは逆方向の負方向に電流を流した場合には、正方向に電流を流した場合と比較して電流によって発生する磁束の向きが反転するため、回転位置ｒが１８０度である場合のインダクタンスＬｕが、回転位置ｒが０度である場合のインダクタンスＬｕよりも低くなっている。

また、回転位置ｒに対する相電流Ｉｕ〜Ｉｗの特性について図５を用いて説明する。図５は、相コイル２５ｕ〜２５ｗに対して、磁気飽和するように設定されたパルス幅δＴの電圧を正方向に印加した場合の相電流Ｉｕ〜Ｉｗのピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（＋）と、磁気飽和するように設定されたパルス幅δＴの電圧を負方向に印加した場合の相電流Ｉｕ〜Ｉｗのピーク値Ｉｐｕ（−）〜Ｉｐｗ（−）とを示すグラフである。

なお、以降の説明において、正方向のｕ相電流Ｉｕのピーク値Ｉｐｕ（＋）を単にＩｐｕ（＋）とも示し、負方向のｕ相電流Ｉｕのピーク値Ｉｐｕ（−）を単にＩｐｕ（−）とも示す。同様に、正方向のｖ相電流Ｉｖのピーク値Ｉｐｖ（＋）を単にＩｐｖ（＋）とも示し、負方向のｖ相電流Ｉｖのピーク値Ｉｐｖ（−）を単にＩｐｖ（−）とも示し、正方向のｗ相電流Ｉｗのピーク値Ｉｐｗ（＋）を単にＩｐｗ（＋）とも示し、負方向のｗ相電流Ｉｗのピーク値Ｉｐｗ（−）を単にＩｐｗ（−）とも示す。

図５に示すように、Ｉｐｕ（＋）、Ｉｐｖ（＋）及びＩｐｗ（＋）は、正の値であって、回転位置ｒに対して振幅が異なる山を有する略正弦波形となっている。そして、Ｉｐｕ（＋）、Ｉｐｖ（＋）及びＩｐｗ（＋）は、互いに位相が１２０度ずつずれている。

また、Ｉｐｕ（−）、Ｉｐｖ（−）及びＩｐｗ（−）は、負の値であって、回転位置ｒに対して振幅が異なる谷を有する略正弦波形となっている。そして、Ｉｐｕ（−）、Ｉｐｖ（−）及びＩｐｗ（−）は、互いに位相が１２０度ずつずれている。

ちなみに、Ｉｐｕ（＋）とＩｐｕ（−）とは逆位相であり、Ｉｐｖ（＋）とＩｐｖ（−）とは逆位相であり、Ｉｐｗ（＋）とＩｐｗ（−）とは逆位相である。なお、以降の説明において、Ｉｐｕ（＋）、Ｉｐｕ（−）、Ｉｐｖ（＋）、Ｉｐｖ（−）、Ｉｐｗ（＋）及びＩｐｗ（−）を単にＩｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）とも言う。

なお、図示の都合上、図５においては、測定誤差等の誤差（バラつき）を省略して示しているが、実際には誤差が生じている。同様に、後述する図１０、図１１、図１３及び図１４においても、誤差を省略して示す。

次に、初期位置把握処理について説明する。
図６に示すように、制御装置５５は、まずステップＳ１０１にて、規定数Ｎの初期値として「０」を設定する。規定数Ｎは、後述する電圧印加の６つのパターン１〜６のうちいずれのパターン１〜６を実行するのかを決定する数値であるとともに、ステップＳ１０２〜ステップＳ１０６までの処理の繰り返し回数を規定する数値である。続くステップＳ１０２では、制御装置５５は、規定数Ｎを１加算する。

その後、制御装置５５は、ステップＳ１０３にて、電圧センサ５３の検出結果から現在の入力電圧Ｖｄ１を把握する。そして、制御装置５５は、ステップＳ１０４にて、ステップＳ１０３にて把握された入力電圧Ｖｄ１に基づいて、第１パルス幅としてのテストパルス幅δＴ１を算出する。

ここで、テストパルス幅δＴ１は、車載用三相モータ１３の状態に関わらず、ロータ２２が回転しないように設定されたパルス幅δＴである。例えば一例としてｕ相について説明すると、ｕ相コイル２５ｕのインダクタンスＬｕとＩｐｕ（＋）との乗算値は、入力電圧Ｖｄとパルス幅δＴとの乗算値と等しい（Ｌｕ×Ｉｐｕ（＋）＝Ｖｄ×δＴ）。そして、ｕ相コイル２５ｕのインダクタンスＬｕは、回転位置ｒ及びｕ相コイル２５ｕの温度等によって変動する。

かかる構成において、例えばｕ相コイル２５ｕが磁気飽和し、且つ、ロータ２２が回転しないｕ相電流Ｉｕの最大値を最大許容電流Ｉｍとする。テストパルス幅δＴ１は、想定されるｕ相コイル２５ｕのインダクタンスＬｕの変動（換言すれば回転位置ｒの変動や想定されるｕ相コイル２５ｕの温度変動）に関わらず、Ｉｐｕ（＋）又はＩｐｕ（−）の絶対値が最大許容電流Ｉｍよりも高くならないように、ステップＳ１０３にて把握された入力電圧Ｖｄ１に対応させて設定されている。この場合、テストパルス幅δＴ１は、入力電圧Ｖｄ１と反比例の関係であり、入力電圧Ｖｄ１が高くなるほど狭く設定される。

なお、上記関係は、ｕ相に限られず、ｖ相及びｗ相においても同様である。すなわち、テストパルス幅δＴ１は、想定される相コイル２５ｕ〜２５ｗのインダクタンスＬｕ〜Ｌｗの変動に関わらず、テストパルス幅δＴ１の電圧印加によって得られるピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）の絶対値の最大値が最大許容電流Ｉｍよりも高くならないように、入力電圧Ｖｄ１に対応させて設定されている。

制御装置５５は、ステップＳ１０４にてテストパルス幅δＴ１を算出した後は、ステップＳ１０５に進み、６つのパターン１〜６のうちパターンＮの電圧を印加する。パターンＮの「Ｎ」とは、ステップＳ１０２にて更新された規定数Ｎが設定（代入）される。例えば、規定数Ｎが「１」である場合には、制御装置５５は、パターン１の電圧印加を行う。

図７及び図８に示すように、制御装置５５は、Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）という６つのパラメータを取得するために、６つのパターン１〜６の電圧印加を行う。
パターン１は、Ｉｐｕ（＋）に対応するものである。パターン１は、第１ｕ相パワースイッチング素子Ｑｕ１、第２ｖ相パワースイッチング素子Ｑｖ２及び第２ｗ相パワースイッチング素子Ｑｗ２がＯＮ状態であり、第２ｕ相パワースイッチング素子Ｑｕ２、第１ｖ相パワースイッチング素子Ｑｖ１及び第１ｗ相パワースイッチング素子Ｑｗ１がＯＦＦ状態であるパターンである。

パターン２は、Ｉｐｖ（＋）に対応するものである。パターン２は、第２ｕ相パワースイッチング素子Ｑｕ２、第１ｖ相パワースイッチング素子Ｑｖ１及び第２ｗ相パワースイッチング素子Ｑｗ２がＯＮ状態であり、第１ｕ相パワースイッチング素子Ｑｕ１、第２ｖ相パワースイッチング素子Ｑｖ２及び第１ｗ相パワースイッチング素子Ｑｗ１がＯＦＦ状態であるパターンである。

パターン３は、Ｉｐｗ（＋）に対応するものである。パターン３は、第２ｕ相パワースイッチング素子Ｑｕ２、第２ｖ相パワースイッチング素子Ｑｖ２及び第１ｗ相パワースイッチング素子Ｑｗ１がＯＮ状態であり、第１ｕ相パワースイッチング素子Ｑｕ１、第１ｖ相パワースイッチング素子Ｑｖ１及び第２ｗ相パワースイッチング素子Ｑｗ２がＯＦＦ状態であるパターンである。

パターン４は、Ｉｐｕ（−）に対応するものである。パターン４は、第２ｕ相パワースイッチング素子Ｑｕ２、第１ｖ相パワースイッチング素子Ｑｖ１及び第１ｗ相パワースイッチング素子Ｑｗ１がＯＮ状態であり、第１ｕ相パワースイッチング素子Ｑｕ１、第２ｖ相パワースイッチング素子Ｑｖ２及び第２ｗ相パワースイッチング素子Ｑｗ２がＯＦＦ状態であるパターンである。

パターン５は、Ｉｐｖ（−）に対応するものである。パターン５は、第１ｕ相パワースイッチング素子Ｑｕ１、第２ｖ相パワースイッチング素子Ｑｖ２及び第１ｗ相パワースイッチング素子Ｑｗ１がＯＮ状態であり、第２ｕ相パワースイッチング素子Ｑｕ２、第１ｖ相パワースイッチング素子Ｑｖ１及び第２ｗ相パワースイッチング素子Ｑｗ２がＯＦＦ状態であるパターンである。

パターン６は、Ｉｐｗ（−）に対応するものである。パターン６は、第１ｕ相パワースイッチング素子Ｑｕ１、第１ｖ相パワースイッチング素子Ｑｖ１及び第２ｗ相パワースイッチング素子Ｑｗ２がＯＮ状態であり、第２ｕ相パワースイッチング素子Ｑｕ２、第２ｖ相パワースイッチング素子Ｑｖ２及び第１ｗ相パワースイッチング素子Ｑｗ１がＯＦＦ状態であるパターンである。

図６に示すように、制御装置５５は、ステップＳ１０５にて、今回の規定数Ｎに対応するパターンＮの電圧印加を行った後は、ステップＳ１０６に進み、今回のパターンＮの電圧印加で検出されたピーク値ＩｐＮを把握する。例えば、制御装置５５は、パターン２の電圧印加が行われた場合にはＩｐｖ（＋）を把握する。

その後、制御装置５５は、ステップＳ１０７に進み、規定数Ｎが「６」であるか否かを判定する。制御装置５５は、規定数Ｎが「６」でない場合には、ステップＳ１０２に戻る。すなわち、制御装置５５は、ステップＳ１０２〜ステップＳ１０６の処理を合計６回実行する。この場合、制御装置５５は、ステップＳ１０２が実行される度に規定数Ｎを更新するため、更新されたパターンＮで電圧印加を行う。これにより、図８（ａ）〜（ｆ）に示すように、ｔ１〜ｔ６のタイミングにて、パターン１〜６の電圧印加が行われる。そして、図８（ｇ）〜（ｉ）に示すように、パターン１〜６に対応するピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）が検出される。すなわち、各相コイル２５ｕ〜２５ｗのそれぞれに対して、正方向及び負方向にテストパルス幅δＴ１の電圧印加が行われ、テストパルス幅δＴ１に対応した６つのピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）が把握される。なお、以降の説明において、６つのパターン１〜６でのテストパルス幅δＴ１の電圧印加をテスト電圧印加という。テスト電圧印加が「第１電圧印加」に対応する。

図６に示すように、制御装置５５は、ステップＳ１０２〜ステップＳ１０６の処理を６回実行した後は、ステップＳ１０８に進み、テストパルス幅δＴ１に対応した６つのピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）のうち絶対値が最大の最大テストピーク値Ｉｔｐｍを把握する。

その後、制御装置５５は、ステップＳ１０９にて、最大テストピーク値Ｉｔｐｍの絶対値に基づいて、メインパルス幅δＴ２を規定するパルス幅係数ｋを算出する。詳細には、制御装置５５は、パルス幅係数ｋとして、６回目のステップＳ１０３にて把握された入力電圧Ｖｄ１に対する６回目のステップＳ１０４にて算出されたテストパルス幅δＴ１の比率と、最大テストピーク値Ｉｔｐｍの絶対値に対する最大許容電流Ｉｍの比率との乗算値を算出する（ｋ＝（δＴ１／Ｖｄ１）×（Ｉｍ／｜Ｉｔｐｍ｜））。

次に、制御装置５５は、各相コイル２５ｕ〜２５ｗのそれぞれに対して、正方向及び負方向にメインパルス幅δＴ２の電圧を印加するメイン電圧印加を行う。当該メイン電圧印加が「第２電圧印加」に対応する。

詳細には、制御装置５５は、まずステップＳ１１０にて、規定数Ｎの初期値として「０」を設定し、ステップＳ１１１にて、規定数Ｎを「１」加算する更新を行う。
その後、制御装置５５は、ステップＳ１１２にて、電圧センサ５３の検出結果に基づいて現在の入力電圧Ｖｄ２を把握し、ステップＳ１１３では、入力電圧Ｖｄ２に対応したメインパルス幅δＴ２を算出する。メインパルス幅δＴ２は、当該メインパルス幅δＴ２の電圧印加が行われた場合に、６つのピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）の絶対値の最大値が最大許容電流Ｉｍを超えない範囲内で最大許容電流Ｉｍに近づく（好ましくは一致する）ように入力電圧Ｖｄ２に対応させて設定される。詳細には、制御装置５５は、ステップＳ１１２にて把握された入力電圧Ｖｄ２に対してステップＳ１０９にて算出されたパルス幅係数ｋを乗算した値をメインパルス幅δＴ２とする（δＴ２＝ｋ×Ｖｄ２）。

そして、制御装置５５は、ステップＳ１１４にて、規定数Ｎに対応するパターンＮの電圧印加を行い、ステップＳ１１５にて、当該パターンＮに対応したピーク値ＩｐＮを把握する。例えば規定数Ｎが「３」である場合には、制御装置５５は、パターン３の電圧印加を行い、パターン３に対応するＩｐｗ（＋）を把握する。

その後、制御装置５５は、ステップＳ１１６にて、規定数Ｎが「６」であるか否かを判定し、規定数Ｎが「６」でない場合にはステップＳ１１１に戻る。つまり、制御装置５５は、ステップＳ１１１〜ステップＳ１１５の処理を６回実行する。これにより、パターン１〜６の電圧印加が行われ、メインパルス幅δＴ２に対応する６つのピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）が把握される。

なお、ステップＳ１０４及びステップＳ１１３の処理を実行する制御装置５５が「パルス幅算出部」に対応し、ステップＳ１０５及びステップＳ１１４の処理を実行する制御装置５５が「電圧印加部」に対応し、ステップＳ１０６及びステップＳ１１５の処理を実行する制御装置５５が「電流把握部」に対応する。

ここで、メインパルス幅δＴ２は、上記の通り、６つのピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）の絶対値の最大値が最大許容電流Ｉｍを超えない範囲内で最大許容電流Ｉｍに一致するように設定されているため、メイン電圧印加が行われた場合、ロータ２２が回転することなく磁気飽和が起きる。このため、メイン電圧印加によって得られたピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）は、磁気飽和特性の影響を受けている。

制御装置５５は、規定数Ｎが「６」である場合、すなわちステップＳ１１１〜ステップＳ１１５の処理を６回実行した場合には、ステップＳ１１６を肯定判定してステップＳ１１７に進み、メイン電圧印加によって得られたピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）を用いて初期位置θｔを導出する初期位置導出処理を実行する。

初期位置導出処理について図９を用いて説明する。
図９に示すように、制御装置５５は、まずステップＳ２０１にて、メイン電圧印加によって得られたピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）のうち同一相の正負同士を加算する。詳細には、制御装置５５は、Ｉｐｕ（＋）とＩｐｕ（−）とを加算したｕ相加算値Ｉｕ（＋）（Ｉｕ（＋）＝Ｉｐｕ（＋）＋Ｉｐｕ（−））を算出する。同様に、制御装置５５は、Ｉｐｖ（＋）とＩｐｖ（−）とを加算したｖ相加算値Ｉｖ（＋）（Ｉｖ（＋）＝Ｉｐｖ（＋）＋Ｉｐｖ（−））を算出し、Ｉｐｗ（＋）とＩｐｗ（−）とを加算したｗ相加算値Ｉｗ（＋）（Ｉｗ（＋）＝Ｉｐｗ（＋）＋Ｉｐｗ（−））を算出する。ステップＳ２０１の処理を実行する制御装置５５が「加算部」に対応する。

ここで、図１０に示すように、加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）は、回転位置ｒに対して略正弦波形となっており、各加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）は互いに１２０度ずつ位相がずれている。

また、正の値であるＩｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（＋）と、負の値であるＩｐｕ（−）〜Ｉｐｗ（−）とを加算している関係上、加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）の絶対値は、Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）の絶対値と比較して小さくなっている。但し、加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）は、磁気飽和特性による角度依存性（換言すれば磁気飽和特性に起因する回転位置ｒに対する電流変化特性）を示している。なお、加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）は、Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（＋）の絶対値とＩｐｕ（−）〜Ｉｐｗ（−）の絶対値との減算とも言える。

次に、制御装置５５は、回転位置ｒに対する各加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）の波形が互いに１２０度ずつ位相がずれた略正弦波であることに着目して、各加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）を用いて第１初期角度θ１を導出するための処理を実行する。

図９に示すように、制御装置５５は、ステップＳ２０２にて、加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）を三相二相変換する三相二相変換処理を実行する。詳細には、制御装置５５は、各加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）を用いて第１変換値αを算出する（α＝√（２／３）×（Ｉｕ（＋）−Ｉｖ（＋）／２−Ｉｗ（＋）／２）。また、制御装置５５は、各加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）を用いて第２変換値βを算出する（β＝√（２／３）×（√３／２×Ｉｖ（＋）−√３／２×Ｉｗ（＋））。ステップＳ２０２の処理を実行する制御装置５５が「加算変換部」に対応する。

その後、制御装置５５は、ステップＳ２０３にて、第１初期角度θ１を導出する。詳細には、制御装置５５は、ステップＳ２０２の三相二相変換処理によって得られた両変換値α，βに対応するベクトルの位相である加算位相角θ０（＋）を算出する（θ０（＋）＝ａｒｃｔａｎ（α／β））。加算位相角θ０（＋）は、−π〜πの値である。

そして、制御装置５５は、加算位相角θ０（＋）を、０〜２πの第１初期角度θ１に変換する。詳細には、制御装置５５は、加算位相角θ０（＋）が負の値であれば、加算位相角θ０（＋）に対して２πを加算した値を第１初期角度θ１とする一方、加算位相角θ０（＋）が正の値であれば、加算位相角θ０（＋）をそのまま第１初期角度θ１とする。

第１初期角度θ１について図１１及び図１２を用いて説明する。図１１は、回転位置ｒ（初期位置θｔの真値）に対する第１初期角度θ１の計算結果のグラフであり、図１２は、第１初期角度θ１の誤差を示すグラフである。

図１１に示すように、初期位置θｔの真値と第１初期角度θ１とは、０度〜３６０度の範囲でリニアな関係となっており、初期位置θｔの真値と第１初期角度θ１とは１対１で対応している。しかしながら、実際には、加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）の絶対値が小さい関係上、ノイズ等の影響を受けやすいため、図１２に示すように、第１初期角度θ１の誤差は大きくなり易い。すなわち、第１初期角度θ１の誤差範囲Ａ１は広くなり易い。

これに対して、本実施形態の制御装置５５は、第１初期角度θ１と、ノイズの影響を受けにくい減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）を用いて導出される第２初期角度θ２とを用いて初期位置θｔを導出する。

図９に示すように、制御装置５５は、ステップＳ２０４にて、メイン電圧印加によって得られたピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）のうち同一相の正負同士を減算する。詳細には、制御装置５５は、Ｉｐｕ（＋）からＩｐｕ（−）を減算したｕ相減算値Ｉｕ（−）（Ｉｕ（−）＝Ｉｐｕ（＋）−Ｉｐｕ（−））を算出する。同様に、制御装置５５は、Ｉｐｖ（＋）からＩｐｖ（−）を減算したｖ相減算値Ｉｖ（−）（Ｉｖ（−）＝Ｉｐｖ（＋）−Ｉｐｖ（−））を算出し、Ｉｐｗ（＋）からＩｐｗ（−）を減算したｗ相減算値Ｉｗ（−）（Ｉｗ（−）＝Ｉｐｗ（＋）−Ｉｐｗ（−））を算出する。ステップＳ２０４の処理を実行する制御装置５５が「減算部」に対応する。

ここで、図１３に示すように、減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）は、回転位置ｒに対して略正弦波形となっており、各減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）は互いに１２０度ずつ位相がずれている。

また、正の値であるＩｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（＋）と、負の値であるＩｐｕ（−）〜Ｉｐｗ（−）とを減算している関係上、減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）の絶対値は、加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）の絶対値と比較して大きくなっている。しかしながら、減算によって、磁気飽和特性による電流の変化が打ち消し合うため、減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）は、磁気飽和特性による角度依存性を示さない。なお、減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）は、Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（＋）の絶対値とＩｐｕ（−）〜Ｉｐｗ（−）の絶対値との加算とも言える。

次に、制御装置５５は、回転位置ｒに対する各減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）の波形が互いに１２０度ずつ位相がずれた略正弦波であることに着目して、各減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）を用いて第２初期角度θ２を導出するための処理を実行する。

詳細には、図９に示すように、制御装置５５は、ステップＳ２０５にて、減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）を三相二相変換する三相二相変換処理を実行する。詳細には、制御装置５５は、各減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）を用いて第１変換値αを算出する（α＝√（２／３）×（Ｉｕ（−）−Ｉｖ（−）／２−Ｉｗ（−）／２）。また、制御装置５５は、各減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）を用いて第２変換値βを算出する（β＝√（２／３）×（√３／２×Ｉｖ（−）−√３／２×Ｉｗ（−））。ステップＳ２０５の処理を実行する制御装置５５が「減算変換部」に対応する。

その後、制御装置５５は、ステップＳ２０６にて、ステップＳ２０５の三相二相変換処理によって得られた両変換値α，βに対応するベクトルの位相である減算位相角θ０（−）を算出する（θ０（−）＝ａｒｃｔａｎ（α／β））。減算位相角θ０（−）は、−π〜πの値である。

ここで、ピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）のうち同一相の正負同士を減算した関係上、減算位相角θ０（−）は、２周期分を含むとともに逆回転に対応したパラメータとなっている。このため、制御装置５５は、ステップＳ２０７にて、減算位相角θ０（−）に対して、−１／２を乗算する。減算位相角θ０（−）に対して−１／２乗算した値をθｚとする。

そして、制御装置５５は、ステップＳ２０８にて、θｚを、０〜πの第２初期角度θ２に変換する。詳細には、制御装置５５は、θｚが負の値であれば、θｚに対してπを加算した値を第２初期角度θ２とする一方、θｚが正の値であれば、θｚをそのまま第２初期角度θ２とする。

算出された第２初期角度θ２について説明すると、図１４の実線に示すように、第２初期角度θ２は、初期位置θｔの真値が０〜１８０度まではリニアに増加しており、初期位置θｔの真値が１８０度付近で０となる。そして、第２初期角度θ２は、初期位置θｔの真値が１８０度〜３６０度までは再びリニアに増加している。このため、１つの第２初期角度θ２に対して、２つの初期位置θｔが対応している。例えば１２０度の初期位置θｔに対応する第２初期角度θ２と、３００度の初期位置θｔに対応する第２初期角度θ２とは同一となっている。

そこで、制御装置５５は、ステップＳ２０９では、第１初期角度θ１と第２初期角度θ２とを用いて初期位置θｔを算出して、本初期位置導出処理（換言すれば初期位置把握処理）を終了する。詳細には、制御装置５５は、第１初期角度θ１から第２初期角度θ２を減算する。そして、制御装置５５は、その減算値がπ／２〜３π／２又は−π／２未満であれば、第２初期角度θ２にπを加算した値を初期位置θｔとする一方、それ以外の場合には第２初期角度θ２をそのまま初期位置θｔとする。ステップＳ２０３及びステップＳ２０６〜ステップＳ２０９の処理を実行する制御装置５５が「導出部」に対応する。

ちなみに、制御装置５５は、初期位置把握処理によって初期位置θｔが導出された場合には、ロータ２２にトルクが発生するように、導出された初期位置θｔに対応するパターンで電圧を印加することにより、車載用三相モータ１３を起動する。

次に本実施形態の作用について説明する。
両初期角度θ１，θ２を用いることによって、初期位置θｔが一義的に導出される。この場合、減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）の絶対値は、加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）の絶対値と比較して大きくなっている関係上、減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）から導出される第２初期角度θ２の誤差は小さい。このため、図１５に示すように、第２初期角度θ２から導出される初期位置θｔは、第１初期角度θ１と比較して、誤差が小さくなっている。詳細には、第２初期角度θ２から導出される初期位置θｔの誤差範囲は、第１初期角度θ１の誤差範囲Ａ１よりも狭くなっている。

以上詳述した本実施形態によれば以下の効果を奏する。
（１）永久磁石２２ａ付きのロータ２２及び相コイル２５ｕ〜２５ｗを有する車載用三相モータ１３を駆動するインバータ３１の制御装置５５は、各相コイル２５ｕ〜２５ｗのそれぞれに対して、正方向及び負方向に所定のパルス幅δＴの電圧を印加する電圧印加を行う処理を実行する。制御装置５５は、上記電圧印加によって流れるＩｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）を把握する処理と、Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（＋）とＩｐｕ（−）〜Ｉｐｗ（−）との加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）を算出する処理とを実行する。そして、制御装置５５は、３つの加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）を三相二相変換する三相二相変換処理と、三相二相変換処理の変換結果に基づいて、停止中のロータ２２の磁極位置である初期位置θｔを導出する処理を実行する。これにより、精度よく初期位置θｔを把握できる。

詳述すると、本発明者は、加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）が回転位置ｒに対して互いに１２０度ずつ位相がずれた波形であることに着目して、これらを三相二相変換処理を実行することで、初期位置θｔ（第１初期角度θ１）を、範囲ではなく、具体的な数値（角度）として導出できることを見出した。これにより、初期位置θｔが存在する範囲を導出する構成と比較して、精度の向上を図ることができる。

（２）相コイル２５ｕ〜２５ｗを磁気飽和させるためには、パルス幅δＴを、ある程度長く設定する必要がある。しかしながら、パルス幅δＴが長くなると、ロータ２２が回転してしまう。これに対して、例えばパルス幅δＴを、磁気飽和し、且つ、ロータ２２が回転しない固定値に予め設定することも考えられる。しかしながら、相コイル２５ｕ〜２５ｗのインダクタンスＬｕ〜Ｌｗは、ロータ２２の回転位置ｒや相コイル２５ｕ〜２５ｗの温度等によって変動するため、パルス幅δＴを上記固定値に設定することは困難である。

これに対して、本実施形態では、制御装置５５は、まず、各相コイル２５ｕ〜２５ｗのそれぞれに対して、正方向及び負方向にテストパルス幅δＴ１の電圧を印加するテスト電圧印加を行う。その後、制御装置５５は、テスト電圧印加が行われた場合におけるピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）に基づいて、テストパルス幅δＴ１よりも広いメインパルス幅δＴ２を算出する処理を実行する。そして、制御装置５５は、当該テスト電圧印加が行われた後に、再度、各相コイル２５ｕ〜２５ｗのそれぞれに対して、正方向及び負方向にメインパルス幅δＴ２の電圧を印加するメイン電圧印加を行う。

かかる構成によれば、メインパルス幅δＴ２を用いたメイン電圧印加の実行前に、メインパルス幅δＴ２よりも狭いテストパルス幅δＴ１を用いたテスト電圧印加を実行することにより、ロータ２２が回転してしまうことを抑制しつつ、現状の相コイル２５ｕ〜２５ｗの状態を把握できる。そして、テスト電圧印加によって得られたピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）に基づいて、メインパルス幅δＴ２を算出することにより、ロータ２２が回転しない範囲で磁気飽和するようにメイン電圧印加を行うことができる。よって、ロータ２２が回転することを抑制しつつ、初期位置θｔを精度よく導出できる。

（３）制御装置５５は、インバータ３１の入力電圧Ｖｄを検出する電圧センサ５３を備えており、電圧センサ５３によって検出された入力電圧Ｖｄ１に基づいてテストパルス幅δＴ１を算出する。同様に、制御装置５５は、入力電圧Ｖｄ２及びテスト電圧印加によって得られたピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）に基づいてメインパルス幅δＴ２を算出する。これにより、入力電圧Ｖｄの変動に好適に対応できる。

詳述すると、車両に搭載されているＤＣ電源Ｅは蓄電装置で構成されている。蓄電装置は、その特性上、入力電圧Ｖｄが変動し易い。そして、入力電圧Ｖｄが変動すると、電圧印加時にロータ２２が誤って回転してしまったり、メイン電圧印加時に磁気飽和が起きなかったりする不都合が生じ得る。これに対して、本実施形態では、テストパルス幅δＴ１及びメインパルス幅δＴ２は、入力電圧Ｖｄに対応させて設定されるため、上記不都合を抑制できる。

（４）テストパルス幅δＴ１は、テスト電圧印加によってロータ２２が回転しないように、入力電圧Ｖｄ１に対応させて設定されている。そして、メインパルス幅δＴ２は、メイン電圧印加によってロータ２２が回転しない範囲で各相コイル２５ｕ〜２５ｗが磁気飽和するように、入力電圧Ｖｄ２とテスト電圧印加によって得られたピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）とに対応させて設定されている。

詳細には、相コイル２５ｕ〜２５ｗが磁気飽和し、且つ、ロータ２２が回転しない相電流Ｉｕ〜Ｉｗの最大値を最大許容電流Ｉｍとする。かかる構成において、テストパルス幅δＴ１は、想定される相コイル２５ｕ〜２５ｗのインダクタンスＬｕ〜Ｌｗの変動に関わらず、テスト電圧印加によって把握されるピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）の絶対値の最大値が最大許容電流Ｉｍよりも高くならないように、入力電圧Ｖｄ１に対応させて設定されている。

また、テスト電圧印加によって把握されたピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）のうち絶対値が最大のものを最大テストピーク値Ｉｔｐｍとする。メインパルス幅δＴ２は、メイン電圧印加が行われた場合に、６つのピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）の絶対値の最大値が最大許容電流Ｉｍを超えない範囲内で最大許容電流Ｉｍに近づく（好ましくは一致する）ように、最大テストピーク値Ｉｔｐｍの絶対値及び入力電圧Ｖｄ２に対応させて設定される。これにより、現状の相コイル２５ｕ〜２５ｗの状態と入力電圧Ｖｄ２との双方に対応したメインパルス幅δＴ２を設定することができるため、ロータ２２を回転させることなく、磁気飽和させることができる。

（５）制御装置５５は、テスト電圧印加の実行後にメイン電圧印加を行う際に、入力電圧Ｖｄ２を再度把握し、その把握結果に対応させてメインパルス幅δＴ２を算出する。これにより、テスト電圧印加時とメイン電圧印加時とで入力電圧Ｖｄが変動している場合であっても、当該入力電圧Ｖｄの変動に好適に追従できる。

（６）制御装置５５は、テスト電圧印加及びメイン電圧印加において、６つのパターン１〜６の電圧印加を行うことにより６つのピーク値Ｉｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（−）を把握する。この場合、制御装置５５は、パターンを変更する度に入力電圧Ｖｄを再度把握し、その把握結果に対応させてパルス幅δＴ１，δＴ２を更新する。これにより、より好適に入力電圧Ｖｄの変動に追従できる。

（７）制御装置５５は、メイン電圧印加によって得られたＩｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（＋）からＩｐｕ（−）〜Ｉｐｗ（−）を減算した減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）を算出する処理を実行し、３つの減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）を三相二相変換する三相二相変換処理を実行する。そして、制御装置５５は、加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）から導出される第１初期角度θ１と、減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）から導出される第２初期角度θ２とに基づいて、初期位置θｔを導出する。これにより、初期位置θｔの精度の向上を図ることができる。

詳述すると、本発明者は、回転位置ｒに対する各減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）の波形が互いに１２０度ずつ位相がずれた波形であることに着目して、これらを三相二相変換処理を実行することで、具体的な数値である第２初期角度θ２を導出することを見出した。この場合、正の値であるＩｐｕ（＋）〜Ｉｐｗ（＋）から、負の値であるＩｐｕ（−）〜Ｉｐｗ（−）を減算する関係上、減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）の絶対値は、加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）の絶対値よりも大きくなる。このため、減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）を用いて導出される第２初期角度θ２は、誤差が小さくなり易い。しかしながら、減算する関係上、磁気飽和特性による電流の変化が無くなるため、１つの第２初期角度θ２に対して、１８０度異なる２つの初期位置θｔが対応することとなり、いずれが真値であるかを特定することができない。

これに対して、加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）は、磁気飽和特性による角度依存性を示すパラメータであるため、加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）を用いて導出される第１初期角度θ１と初期位置θｔとは１対１で対応する。また、加算値Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）の絶対値は減算値Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）の絶対値よりも小さいため、第１初期角度θ１の誤差は大きくなり易いが、当該誤差は、１つの第２初期角度θ２に対応する２つの初期位置θｔの差である１８０度よりも十分に小さい。このため、第１初期角度θ１を用いることにより、１つの第２初期角度θ２に対応する２つの初期位置θｔのうちいずれが真値であるかを特定できる。よって、第１初期角度θ１のみを用いる構成と比較して、誤差の小さい初期位置θｔを導出することができる。

（８）車載用電動圧縮機１０は、車載用三相モータ１３と、当該車載用三相モータ１３によって駆動されるものであって流体としての冷媒を圧縮する圧縮部１２と、制御装置５５とを備えている。これにより、初期位置θｔを精度よく把握することを通じて、車載用三相モータ１３の起動の初期段階にて十分なトルクを付与することができるため、車載用電動圧縮機１０の迅速な起動を実現できる。また、車載用電動圧縮機１０が車両空調装置１００に用いられている場合には、車両空調装置１００の迅速な起動を実現できるため、快適性の向上を図ることができる。

なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
○ 電圧印加の６つのパターン１〜６は、図７，８に示すものに限られない。例えば、２つのパワースイッチング素子をＯＮ状態にして、二相のみに電流が流れるようにしてもよい。この場合、相コイル２５ｕ〜２５ｗに流れる電流の位相がπ／６だけ進んでいるため、上述した制御によって求められた初期角度θ１（又は初期角度θ２）からπ／６だけ引いた値が初期位置θｔとなる。

○ 制御装置５５は、第１初期角度θ１を初期位置θｔとし、ステップＳ２０４〜ステップＳ２０９の処理を省略してもよい。但し、精度の観点に着目すれば、第１初期角度θ１と第２初期角度θ２とから初期位置θｔを導出する構成の方が好ましい。

○ テスト電圧印加では、相コイル２５ｕ〜２５ｗが磁気飽和してもよいし磁気飽和しなくてもよい。要は、テスト電圧印加では、ロータ２２が回転しない範囲で最大テストピーク値Ｉｔｐｍが取得できればよい。

○ テストパルス幅δＴ１は、入力電圧Ｖｄ１に応じて変動しない固定値であってもよい。この場合、メインパルス幅δＴ２は、可変値であってもよいし、入力電圧Ｖｄ２に応じて変動しない固定値であってもよい。但し、入力電圧Ｖｄの変動や相コイル２５ｕ〜２５ｗのインダクタンスＬｕ〜Ｌｗの変動に追従できる点に着目すれば可変値の方が好ましい。

○ パルス幅係数ｋは、最大テストピーク値Ｉｔｐｍの絶対値に対する最大許容電流Ｉｍの比率であってもよい（ｋ＝Ｉｍ／｜Ｉｔｐｍ｜）。この場合、メインパルス幅δＴ２は、パルス幅係数ｋと６回目のテストパルス幅δＴ１との乗算値であってもよい（δＴ２＝ｋ×δＴ１）。かかる構成においては、ステップＳ１１２の処理を省略してもよい。

○ テスト電圧印加を省略してもよい。
○ 電流センサ６１〜６３は、相電流Ｉｕ〜Ｉｗを検出できれば、その具体的な取付位置は任意である。

○ 車載用電動圧縮機１０の搭載対象は、車両に限られず、任意である。
○ 車載用電動圧縮機１０は、車両空調装置１００に用いられていたが、これに限られず、他の装置に用いられてもよい。例えば、車両が燃料電池を搭載した燃料電池車両（ＦＣＶ）である場合には、当該車載用電動圧縮機１０は、上記燃料電池に空気を供給する供給装置に用いられてもよい。要は、圧縮対象の流体は、任意であり、冷媒であってもよいし空気などであってもよい。

次に、上記実施形態及び別例から把握できる好適な一例について以下に記載する。
（イ）前記第１パルス幅は、前記第１電圧印加によって前記ロータが回転しないように、前記入力電圧に対応させて設定されており、前記第２パルス幅は、前記第２電圧印加によって前記ロータが回転しない範囲で前記各相コイルが磁気飽和するように、前記入力電圧と前記第１電圧印加が行われた場合における前記電流把握部の把握結果とに対応させて設定されている請求項３に記載の制御装置。

１０…車載用電動圧縮機、１２…圧縮部、１３…車載用三相モータ、２２…ロータ、２５ｕ…ｕ相コイル、２５ｖ…ｖ相コイル、２５ｗ…ｗ相コイル、３１…インバータ、５３…電圧センサ（入力電圧検出部）、５５…制御装置、θ１…第１初期角度、θ２…第２初期角度、θｔ…初期位置、Ｉｕ（＋）〜Ｉｗ（＋）…加算値、Ｉｕ（−）〜Ｉｗ（−）…減算値、δＴ１…テストパルス幅（第１パルス幅）、δＴ２…メインパルス幅（第２パルス幅）。

Claims (5)

1. 永久磁石付きのロータ、ｕ相コイル、ｖ相コイル及びｗ相コイルを有する車載用三相モータを駆動するインバータの制御装置において、
   前記各相コイルのそれぞれに対して、正方向及び負方向に所定のパルス幅の電圧を印加する電圧印加部と、
   前記電圧印加部による電圧印加によって流れる、正方向のｕ相電流、負方向のｕ相電流、正方向のｖ相電流、負方向のｖ相電流、正方向のｗ相電流、負方向のｗ相電流を把握する電流把握部と、
   前記正方向のｕ相電流と前記負方向のｕ相電流とを加算したｕ相加算値と、前記正方向のｖ相電流と前記負方向のｖ相電流とを加算したｖ相加算値と、前記正方向のｗ相電流と前記負方向のｗ相電流とを加算したｗ相加算値と、を算出する加算部と、
   前記加算部の算出結果である３つの加算値を三相二相変換する加算変換部と、
   前記加算変換部の変換結果に基づいて、停止中の前記ロータの磁極位置を導出する導出部と、
   を備えていることを特徴とする制御装置。
2. 前記電圧印加部は、
   前記各相コイルのそれぞれに対して、正方向及び負方向に第１パルス幅の電圧を印加する第１電圧印加と、
   前記第１電圧印加が行われた後に、再度、前記各相コイルのそれぞれに対して、正方向及び負方向に前記第１パルス幅よりも広い第２パルス幅の電圧を印加する第２電圧印加と、
   を行うものであり、
   前記制御装置は、前記第１電圧印加が行われた場合における前記電流把握部の把握結果に基づいて、前記第２パルス幅を算出するパルス幅算出部を備えている請求項１に記載の制御装置。
3. 前記インバータの入力電圧を検出する入力電圧検出部を備え、
   前記パルス幅算出部は、前記入力電圧に基づいて前記第１パルス幅を算出し、且つ、前記入力電圧と前記第１電圧印加が行われた場合における前記電流把握部の把握結果とに基づいて前記第２パルス幅を算出する請求項２に記載の制御装置。
4. 前記正方向のｕ相電流から前記負方向のｕ相電流を減算したｕ相減算値と、前記正方向のｖ相電流から前記負方向のｖ相電流を減算したｖ相減算値と、前記正方向のｗ相電流から前記負方向のｗ相電流を減算したｗ相減算値と、を算出する減算部と、
   前記減算部の算出結果である３つの減算値を三相二相変換する減算変換部と、
   を備え、
   前記導出部は、前記加算変換部の変換結果から導出される第１初期角度と、前記減算変換部の変換結果から導出される第２初期角度とを用いることにより、停止中の前記ロータの磁極位置を導出する請求項１〜３のうちいずれか一項に記載の制御装置。
5. 前記車載用三相モータと、
   前記車載用三相モータによって駆動されるものであって流体を圧縮する圧縮部と、
   請求項１〜４のいずれか一項に記載の制御装置と、
   を備えていることを特徴とする車載用電動圧縮機。