WO2014157442A1

WO2014157442A1 - 電源システム

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Publication number: WO2014157442A1
Application number: PCT/JP2014/058726
Authority: WO
Inventors: 修二戸村; 将紀石垣; 直樹柳沢; 賢樹岡村
Original assignee: Toyota Motor Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Motor Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2013-03-28
Filing date: 2014-03-27
Publication date: 2014-10-02
Anticipated expiration: 2015-09-28
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Abstract

動作モード選択部（１６０）は、負荷の状態に応じて求められた負荷要求電圧（ＶＨｒｑ）と、直流電源の状態とに基づいて、電源システム全体の損失を最小とするための効率優先モードを選択して、当該選択結果に従うモード選択信号（ＭＤ１）を生成する。動作モード修正部（１７０）は、いずれかの直流電源においてＳＯＣおよび／または出力電力が電源制約値に達しているときには、モード選択信号（ＭＤ１）による効率優先モードの選択を修正して、直流電源間での電力分配を制御可能な動作モードを選択するように、最終的なモード選択指示信号（ＭＤ＊）を生成する。

Description

電源システム

　この発明は、電源システムに関し、より特定的には、複数の直流電源と当該複数の直流電源に共通の電力線との間に接続された電力変換器を含んで構成された電源システムの制御に関する。

　複数の電源と負荷の間に接続された電力変換器を用いて、複数の電源を組み合わせて負荷へ電源を供給するハイブリッド電源システムが、特開平７－２４０２１２号公報（特許文献１）および特開２００４－１９９９１１号公報（特許文献２）に記載されている。特許文献１では、燃料電池および二次電池を組み合わせたハイブリッド電源装置において、燃料電池出力に対するシステムの総合効率の特性を予め求めておくとともに、二次電池の残容量に応じて、システム総合効率の高い範囲が選択されるように、燃料電池の出力を指示して二次電池を充電することが記載されている。

　また、特許文献２では、二次電池を有する燃料電池システムにおいて、燃料電池がハイブリッド電源システムから切り離される特定の制御モードにおいて、二次電池と負荷とをスイッチング動作なしで接続することによって、当該制御モードにおける高効率化を図る制御が記載されている。

　また、特開２０１２－７０５１４号公報（特許文献３）には、複数のスイッチング素子の制御によって、２つの直流電源を直列接続した状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モード（直列接続モード）と、２つの直流電源を並列に使用する状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モード（並列接続モード）とを切替えることが可能な電力変換器の構成が記載されている。

特開平７－２４０２１２号公報特開２００４－１９９９１１号公報特開２０１２－７０５１４号公報

　特許文献３では、電力変換器が複数の動作モードを有することが記載されているが、これらの動作モードを選択するための具体的な処理については詳細に記載されていない。特許文献１，２には、システム全体を高効率で動作させることを目的とする制御が記載されているが、複数の動作モードが選択可能な下での、動作モードの選択と高効率化との関係については特に言及されていない。また、複数の電源を備えたシステムでは、各電源の過充電および過放電を防止するように、過電力からの保護に配慮することも重要となる。

　この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、複数の直流電源と当該複数の直流電源に共通の電力線との間に接続された電力変換器を含む電源システムにおいて、システム全体の効率向上と、各直流電源の過充電および過放電からの保護性とを両立するように、電力変換器の動作モードを選択することである。

　この発明のある局面では、電源システムは、負荷と、負荷に接続された電力線と、複数の直流電源と、電力変換器と、電力変換器の動作を制御するための制御装置とを含む。電力変換器は、複数の直流電源および電力線の間に接続される。電力変換器は、複数のスイッチング素子を含み、かつ、複数の直流電源と電力線との間での電力変換の態様が異なる複数の動作モードのうちの１つの動作モードを適用されて動作するように構成される。制御装置は、要求電圧設定部と、動作モード選択部と、動作モード修正部とを有する。要求電圧設定部は、負荷の動作状態に応じて、電力変換器が電力線に出力する出力電圧についての要求電圧を設定する。動作モード選択部は、複数の動作モードのうちの要求電圧以上の出力電圧を電力変換器が出力可能である動作モード群のうちから、電源システムの電力損失が最小となる第１の動作モードを選択する。動作モード修正部は、複数の直流電源のうちのいずれかの直流電源のＳＯＣおよび入出力電力の少なくとも一方が制約値に達している場合に、動作モード群のうちから、第１の動作モードに代えて、複数の直流電源の間での電力配分を制御可能である第２の動作モードを選択する。

　好ましくは、動作モード修正部が第２の動作モードを選択した場合における第１の動作モードは、複数の直流電源の間での電力配分を任意には制御できない動作モードである。

　さらに好ましくは、第１の動作モードは、複数の動作モードのうちの、複数のスイッチング素子のオンオフ制御によって、複数の直流電源のうちの１つの直流電源と電力線との間で直流電圧変換を実行するとともに、その他の直流電源が電力線から電気的に切り離された状態を維持する動作モードを含む。第２の動作モードは、複数の動作モードのうちの、複数のスイッチング素子のオンオフ制御によって、複数の直流電源のうちの複数個の直流電源が電力線との間で並列に直流電圧変換を実行する動作モードを含む。

　好ましくは、複数の直流電源は、第１および第２の直流電源によって構成される。電力線は、高電圧側の第１の電力線および低電圧側の第２の電力線を含む。複数のスイッチング素子は、第１から第４のスイッチング素子を有する。第１のスイッチング素子は、第１のノードおよび第１の電力線の間に電気的に接続される。第２のスイッチング素子は、第２のノードおよび第１のノードの間に電気的に接続される。第３のスイッチング素子は、第２の直流電源の負極端子と電気的に接続された第３のノードおよび第２のノードの間に電気的に接続される。第４のスイッチング素子は、第３のノードと、第１の直流電源の負極端子と電気的に接続された第２の電力線との間に電気的に接続される。電力変換器は、第１および第２のリアクトルをさらに有する。第１のリアクトルは、第２のノードおよび第２の電力線の間に第１の直流電源と直列に電気的に接続される。第２のリアクトルは、第１のノードおよび第３のノードの間に第２の直流電源と直列に電気的に接続される。

　さらに好ましくは、複数の動作モードは、第１および第２のモードを含む。第１のモードでは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、第１および第２の直流電源が第１および第２の電力線との間で並列に直流電圧変換を実行する。第２のモードでは、電力変換器は、第３のスイッチング素子をオン固定するとともに第１、第２および第４のスイッチング素子をオンオフ制御することによって、第１および第２の直流電源が直列接続された状態で第１および第２の電力線との間で直流電圧変換を実行する。要求電圧が第１および第２の直流電源の出力電圧の和よりも高いときに、第１の動作モードは、第２のモードであり、第２の動作モードは、第１のモードである。

　また好ましくは、複数の動作モードは、第１から第３のモードを含む。第１のモードでは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、第１および第２の直流電源が第１および第２の電力線との間で並列に直流電圧変換を実行する。第２のモードでは、電力変換器は、第３のスイッチング素子をオン固定するとともに第１、第２および第４のスイッチング素子をオンオフ制御することによって、第１および第２の直流電源が直列接続された状態で第１および前記第２の電力線との間で直流電圧変換を実行する。第３のモードでは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、第１および第２の電力線に対して第１および第２の直流電源が直列に接続された状態を維持する。要求電圧が第１および第２の直流電源の出力電圧の和以下のときに、第１の動作モードは、第３のモードであり、第２の動作モードは、第１のモードである。

　さらに好ましくは、複数の動作モードは、第４のモードをさらに含む。第４のモードでは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、第１および第２の直流電源の一方の直流電源と電力線との間で直流電圧変換を実行する。要求電圧が第１および第２の直流電源の出力電圧の高い方の電圧よりも高いときに、第１の動作モードは、第４のモードであり、第２の動作モードは、第１のモードである。

　また、さらに好ましくは、複数の動作モードは、第５および第６のモードをさらに含む。第５のモードでは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、第１および第２の直流電源の一方が第１および第２の電力線に電気的に接続される一方で、第１および第２の直流電源の他方が電力線から電気的に切り離された状態を維持する。第６のモードでは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、第１および第２の電力線に対して第１および第２の直流電源が並列に接続された状態を維持する。要求電圧が第１および第２の直流電源の出力電圧の高い方の電圧よりも低いときに、第１の動作モードは第５または第６のモードであり、第２の動作モードは第１のモードである。

　あるいは、さらに好ましくは、制御装置は、第１の直流電源からの出力を制御するための第１のデューティ比および第２の直流電源からの出力を制御するための第２のデューティ比を演算するとともに、第１のキャリア波および第１のデューティ比の比較、ならびに、第２のキャリア波および第２のデューティ比の比較によるパルス幅変調に従ってそれぞれ得られた第１および第２の制御パルス信号に基づいて、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成する。さらに、第１のキャリア波と第２のキャリア波との位相差は、第１の制御パルス信号のパルスの遷移タイミングと第２の制御パルス信号のパルスの遷移タイミングとを合わせるように、第１および第２のデューティ比に応じて可変に制御される。

　好ましくは、電源システムは、車両駆動力を発生するためのエンジンおよび電動機を備えたハイブリッド自動車に搭載され、ハイブリッド自動車は、数の直流電源の蓄積エネルギの使用効率を最優先する所定の運転モードをユーザが選択できるように構成され、負荷は、電力線に対して電気的に接続された電動機を含む。さらに、電源システムにおいて、動作モード選択部によって第２のモードまたは第３のモードが第１の動作モードに選択されており、かつ、所定の運転モードが選択されている場合に、複数の直流電源のうちのいずれかの直流電源の入出力電力が制約値に達したときには、第１の動作モードの選択を維持するとともに、各直流電源の入出力電力が制約値よりも小さくなるように電動機の出力は制限される。

　さらに好ましくは、動作モード修正部は、前記第２の動作モードの選択中に、各前記直流電源の前記ＳＯＣおよび前記入出力電力が前記制約値よりも小さくなると、前記第２の動作モードに代えて第１の動作モードを適用したときの各前記直流電源の入出力電力の予測値を算出する。さらに、動作モード修正部は、各前記直流電源の前記予測値が前記制約値に達していないときには、前記第１の動作モードへの復帰を指示する一方で、前記複数の直流電源のいずれかにおいて前記予測値が前記制約値に達しているときには、前記第２の動作モードの選択を維持するように構成される。

　あるいは好ましくは、制御装置は、複数の直流電源のうちのいずれかの直流電源のＳＯＣが制約値に達したことにより動作モード修正部によって第２の動作モードが選択されている場合に、ＳＯＣが制約値に達した当該直流電源を除く他の直流電源からの出力電力の和を、負荷の要求電力よりも高くすることによって当該直流電源を充電するように電力変換器を制御する。

　また好ましくは、制御装置は、電力線の電圧検出値と電圧指令値との偏差に基づいて、第１および第２の直流電源全体から電力線への全体入出力電力を算出するとともに、動作モードの変更に応じて第１および第２の直流電源間での電力分配比を切替える。さらに、制御装置は、全体入出力電力および電力分配比に従って、第１の直流電源の第１の電力指令値および第２の直流電源の第２の電力指令値を設定するとともに、第１の電力指令値を第１の直流電源の出力電圧で除算した第１の電流指令値に対する第１の直流電源の電流検出値の偏差に基づいて、第１の直流電源からの出力を制御するための第１のデューティ比を演算し、第２の電力指令値を第２の直流電源の出力電圧で除算した第２の電流指令値に対する第２の直流電源の電流検出値の偏差に基づいて、第２の直流電源からの出力を制御するための第２のデューティ比を演算する。さらに、制御装置は、第１のキャリア波および第１のデューティ比の比較、ならびに、第２のキャリア波および第２のデューティ比の比較によるパルス幅変調に従ってそれぞれ得られた第１および第２の制御パルス信号に基づいて、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成する。

　さらに好ましくは、電力分配比は、第１のモードでは第１および第２の直流電源の動作状態に応じて可変に設定される一方で、第２のモードでは第１および第２の直流電源の電圧に基づく比率に固定される。

　さらに好ましくは、制御装置は、第１のモードでは、第１および第２の直流電源について、第１の電流指令値に基づく電流フィードバック制御によって第１および第２のデューティ比を演算するとともに、第２のモードでは、第１および第２の直流電源の一方の直流電源において第２の電流指令値に基づく電流フィードバック制御を実行する一方で、第１および第２の直流電源の他方では電流フィードバック制御を非実行として当該直流電源の出力電圧および電圧指令値に基づくフィードフォワード制御を実行することによって、第１および第２のデューティ比を演算する。さらに、制御装置は、第１および第２のモードの各々において、第１のデューティ比および第１のキャリア波の比較によって得られる第１の制御パルス信号と、第２のデューティ比および第２のキャリア波の比較によって得られる第２の制御パルス信号とに基づいて第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成する。さらに、第１および第２のモードの各々において、第１のキャリア波と第２のキャリア波との位相差は、第１の制御パルス信号のパルスの遷移タイミングと第２の制御パルス信号のパルスの遷移タイミングとを合わせるように、演算された第１および第２のデューティ比に応じて可変に制御される。

　あるいは、さらに好ましくは、複数の動作モードは、第４のモードをさらに含む。第４のモードにおいて、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、第１および第２の直流電源の一方の直流電源と電力線との間で直流電圧変換を実行するとともに、第１および第２の直流電源の他方の直流電源が電力線から電気的に切り離された状態を維持する、要求電圧が第１および第２の直流電源の出力電圧の和よりも低いときに、第１の動作モードは、第４のモードであり、第２の動作モードは、第１のモードである。電力分配比は、第１のモードでは第１および第２の直流電源の動作状態に応じて可変に設定される一方で、第４のモードでは、一方の電源からの出力のみによって全体入出力電力が確保されるように設定される。

　さらに好ましくは、制御装置は、第１のモードにおいて、第１の直流電源および第２の直流電源の間での充放電する循環電力値を設定する。第１の電力指令値は、全体入出力電力および電力分配比と循環電力値とに従って、第１の直流電源の動作状態に応じて設定された電力範囲内に制限されるように設定される。第２の電力指令値は、全体入出力電力から第１の電力指令値を減算することによって設定される。

　この発明によれば、複数の直流電源と当該複数の直流電源に共通の電力線との間に接続された電力変換器を含む電源システムにおいて、システム全体の効率向上と、各直流電源の過充電および過放電からの保護性とを両立するように、電力変換器の動作モードを選択することができる。

本発明の実施の形態１に従う電力変換器を含む電源システムの構成を示す回路図である。図１に示した負荷の構成例を示す概略図である。図１に示した電力変換器が有する複数の動作モードを説明するための図表である。図１に示した２個の直流電源を異なる種類の電源で構成した場合における両直流電源の特性の一例を示す概念図である。ＰＢモードにおける第１の回路動作を説明する第１の回路図である。ＰＢモードにおける第１の回路動作を説明する第２の回路図である。ＰＢモードにおける第２の回路動作を説明する第１の回路図である。ＰＢモードにおける第２の回路動作を説明する第２の回路図である。ＰＢモードにおける第１の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する第１の回路図である。ＰＢモードにおける第１の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する第２の回路図である。ＰＢモードにおける第２の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する第１の回路図である。ＰＢモードにおける第２の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する第２の回路図である。ＰＢモードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。ＰＢモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するための論理演算式を説明するための図表である。ＳＢモードにおける回路動作を説明する第１の回路図である。ＳＢモードにおける回路動作を説明する第２の回路図である。ＳＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する第１の回路図である。ＳＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する第２の回路図である。ＳＢモードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。ＳＢモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するための論理演算式を説明するための図表である。図３に示した各動作モードにおける直流電源間での電力分配比の制御可否および出力電圧の設定可能範囲を比較するための図表である。負荷要求電圧の電圧範囲の定義を説明するための概念図である。各電圧範囲での動作モードの選択を説明するための図表である。本発明の実施の形態１に従う電源システムにおける電力変換器での動作モード選択のための制御構成を示す機能ブロック図である。動作モード選択部の機能を説明するための第１の機能ブロック図である。図１９の構成によって推定されるコンバータ損失の動作モード間での比較を説明する概念図である。図１９の構成によって推定されるシステム全体損失の動作モード間での比較を説明する概念図である。図１８に示した動作モード修正部の動作例を説明するための波形図である。各電圧範囲における動作モード修正部による動作モード選択の修正を示す図表である。動作モード修正部による動作モード選択の修正の第１の例を説明するための概念図である。動作モード修正部による動作モード選択の修正の第２の例を説明するための概念図である。本実施の形態１の変形例に従う電力変換器制御によるキャリア位相制御適用時におけるＰＢモードの制御動作例を示す波形図である。ＰＢモードにおけるキャリア位相制御による電流位相を説明する波形図である。図２７の所定期間における電流経路を説明する第１の回路図である。図２７の所定期間における電流経路を説明する第２の回路図である。図２７に示した電流位相でのスイッチング素子の第１の電流波形図である。図２７に示した電流位相でのスイッチング素子の第２の電流波形図である。キャリア波間の位相差＝０のときの電流位相を示す波形図である。図３０に示した電流位相でのスイッチング素子の第１の電流波形図である。図３０に示した電流位相でのスイッチング素子の第２の電流波形図である。直流電源の各動作状態におけるＰＢモードでのキャリア位相制御を説明するための図表である。ＳＢモードにおける２個の直流電源の状態を説明する図である。キャリア位相制御を適用したときのＳＢモードにおける制御パルス信号を示す波形図である。ＳＢモードでの制御信号の設定を説明するための図表である。本実施の形態１の変形例に従う電力変換器制御におけるＰＢモードおよびＳＢモードの動作例を示す波形図である。本実施の形態２に従う電力変換器制御の基本的な概念を説明する概念図である。本実施の形態２に従う電力変換器制御を説明するための第１のブロック図である。本実施の形態２に従う電力変換器制御を説明するための第２のブロック図である。実施の形態２に従う電力変換器制御によるＰＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。昇圧モードに属する各動作モードにおける制御信号および制御データの設定を説明する図表である。実施の形態２に従う電力変換器制御によるａＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。実施の形態２に従う電力変換器制御によるｂＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。実施の形態２に従う電力変換器制御によるＳＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。本発明の実施の形態３に従う電力変換器を含む電源システムの構成例を示す回路図である。図４５に示した電力変換器が有する複数の動作モードおよび各動作モードでの制御信号および制御データの設定を説明する図表である。実施の形態３に従う電源システムにおける負荷要求電圧の電圧範囲の定義を説明するための概念図である。実施の形態３に従う電源システムにおける各電圧範囲での動作モードの選択を説明するための図表である。実施の形態３に従う電源システムにおける各電圧範囲での動作モード修正部による動作モード選択の修正を示す図表である。動作モード選択部の機能を説明するための第２の機能ブロック図である。動作モード選択の修正を終了する際の制御処理を説明するフローチャートである。

　以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。以下では、複数の実施の形態について説明するが、各実施の形態で説明された構成を適宜組合わせることは出願当初から予定されている。また、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

　［実施の形態１］
　（電力変換器の回路構成）
　図１は、本発明の実施の形態１に従う電力変換器を含む電源システムの構成を示す回路図である。

　図１を参照して、電源システム５は、複数の直流電源１０ａおよび１０ｂと、負荷３０と、電力変換器５０とを備える。

　本実施の形態において、直流電源１０ａおよび１０ｂの各々は、リチウムイオン二次電池やニッケル水素電池のような二次電池、あるいは、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電圧源要素により構成される。直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂは、「第１の直流電源」および「第２の直流電源」にそれぞれ対応する。

　直流電源１０ａおよび１０ｂは、同種および同容量の直流電源によって構成することも可能であり、特性および／または容量が異なる直流電源によって構成することも可能である。

　電力変換器５０は、直流電源１０ａおよび１０ｂと、電力線２０との間に接続される。電力変換器５０は、負荷３０と接続された電力線２０上の直流電圧（以下、出力電圧ＶＨとも称する）を電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する。すなわち、電力線２０は、直流電源１０ａおよび１０ｂに対して共通に設けられる。

　負荷３０は、電力変換器５０の出力電圧ＶＨを受けて動作する。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作に適した電圧に設定される。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作状態に応じて可変に設定されてもよい。さらに、負荷３０は、回生発電等によって、直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力を発生可能に構成されてもよい。

　電力変換器５０は、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。本実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal　Oxide　Semiconductor）トランジスタあるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４に対しては、逆並列ダイオードＤ１～Ｄ４が配置されている。また、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４は、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４にそれぞれ応答して、オンオフを制御することが可能である。すなわち、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４は、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４がハイレベル（以下、Ｈレベル）のときにオンする一方で、ローレベル（以下、Ｌレベル）のときにオフする。

　スイッチング素子Ｓ１は、電力線２０およびノードＮ１の間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ２はノードＮ１およびＮ２の間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ３は、ノードＮ２およびＮ３の間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ４は、ノードＮ３および接地配線２１の間に電気的に接続される。

　ノードＮ３は、直流電源１０ｂの負極端子と電気的に接続される。接地配線２１は、負荷３０および、直流電源１０ａの負極端子と電気的に接続される。リアクトルＬ１はノードＮ２および接地配線２１の間に直流電源１０ａと直列に電気的に接続される。リアクトルＬ２は、ノードＮ１およびノードＮ３の間に直流電源１０ｂと直列に電気的に接続される。

　図１から理解されるように、電力変換器５０は、直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂの各々に対応して昇圧チョッパ回路を備えた構成となっている。すなわち、直流電源１０ａに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を下アーム素子とする電流双方向の第１の昇圧チョッパ回路が構成される。同様に、直流電源１０ｂに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を下アーム素子とする電流双方向の第２の昇圧チョッパ回路が構成される。

　そして、第１の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ａおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路と、第２の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路との両方に、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が含まれる。

　制御装置４０は、負荷３０への出力電圧ＶＨを制御するために、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１～ＳＧ４を生成する。なお、図１では図示を省略しているが、直流電源１０ａの電圧（以下、Ｖａと表記する）および電流（以下、Ｉａと表記する）、直流電源１０ｂの電圧（以下、Ｖｂと表記する）および電流（以下、Ｉｂと表記する）、ならびに、出力電圧ＶＨの検出器（電圧センサ，電流センサ）が設けられている。さらに、直流電源１０ａおよび１０ｂの温度（以下、ＴａおよびＴｂと表記する）の検出器（温度センサ）についても配置することが好ましい。これらの検出器の出力は、制御装置４０へ与えられる。

　図１の構成において、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４は、「第１のスイッチング素子」～「第４のスイッチング素子」にそれぞれ対応し、リアクトルＬ１およびＬ２は、「第１のリアクトル」および「第２のリアクトル」にそれぞれ対応する。

　図２は、負荷３０の構成例を示す概略図である。
　図２を参照して、負荷３０は、たとえば電動車両の走行用電動機を含むように構成される。負荷３０は、平滑コンデンサＣＨと、インバータ３２と、モータジェネレータ３５と、動力伝達ギヤ３６と、駆動輪３７とを含む。

　モータジェネレータ３５は、車両駆動力を発生するための走行用電動機であり、たとえば、複数相の永久磁石型同期電動機で構成される。モータジェネレータ３５の出力トルクは、減速機や動力分割機構によって構成される動力伝達ギヤ３６を経由して、駆動輪３７へ伝達される。駆動輪３７に伝達されたトルクにより電動車両が走行する。また、モータジェネレータ３５は、電動車両の回生制動時には、駆動輪３７の回転力によって発電する。この発電電力は、インバータ３２によってＡＣ／ＤＣ変換される。この直流電力は、電源システム５に含まれる直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力として用いることができる。

　モータジェネレータの他にエンジン（図示せず）が搭載されたハイブリッド自動車では、このエンジンおよびモータジェネレータ３５を協調的に動作させることによって、電動車両に必要な車両駆動力が発生される。この際には、エンジンの回転による発電電力を用いて直流電源１０ａ，１０ｂを充電することも可能である。

　このように、電動車両は、走行用電動機を搭載する車両を包括的に示すものであり、エンジンおよび電動機により車両駆動力を発生するハイブリッド自動車と、エンジンを搭載しない電気自動車および燃料電池車との両方を含むものである。

　（電力変換器の動作モード）
　電力変換器５０は、直流電源１０ａ，１０ｂと電力線２０との間での直流電力変換の態様が異なる複数の動作モードを有する。

　図３には、電力変換器５０が有する複数の動作モードが示される。
　図３を参照して、動作モードは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の周期的なオンオフ制御に伴って直流電源１０ａおよび／または１０ｂの出力電圧を昇圧する「昇圧モード（Ｂ）」と、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオンオフを固定して直流電源１０ａおよび／または１０ｂを電力線２０と電気的に接続する「直結モード（Ｄ）」とに大別される。

　昇圧モードには、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行なう「パラレル昇圧モード（以下、ＰＢモード）」と、直列接続された直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「シリーズ昇圧モード（以下、ＳＢモード）」とが含まれる。ＰＢモードは、特許文献３での「パラレル接続モード」に対応し、ＳＢモードは、特許文献３での「シリーズ接続モード」に対応する。

　さらに、昇圧モードには、直流電源１０ａのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源１０ａによる単独モード（以下、ａＢモード）」と、直流電源１０ｂのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源１０ｂによる単独モード（以下、ｂＢモード）」とが含まれる。ａＢモードでは、直流電源１０ｂは、出力電圧ＶＨが直流電源１０ｂの電圧Ｖｂよりも高く制御されている限りにおいて、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。同様に、ｂＢモードでは、直流電源１０ａは、出力電圧ＶＨが直流電源１０ａの電圧Ｖａよりも高く制御されている限りにおいて、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。

　昇圧モードに含まれる、ＰＢモード、ＳＢモード、ａＢモードおよびｂＢモードの各々では、電力線２０の出力電圧ＶＨは、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御される。これらの各モードにおけるスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の制御については後述する。直結モードには、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して並列に接続した状態を維持する「並列直結モード（以下、ＰＤモード）」と、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して直列に接続した状態を維持する「シリーズ直結モード（以下、ＳＤモード）」とが含まれる。

　ＰＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４をオンに固定する一方で、スイッチング素子Ｓ３がオフに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０の出力電圧Ｖａ，Ｖｂ（厳密にはＶａ，Ｖｂのうちの高い方の電圧）と同等となる。Ｖａ，Ｖｂ間の電圧差は直流電源１０ａ，１０ｂに短絡電流を生じさせるので、当該電圧差が小さいときに限定して、ＰＤモードを適用することができる。

　ＳＤモードでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０の出力電圧Ｖａ，Ｖｂの和と同等となる（ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂ）。

　さらに、直結モードには、直流電源１０ａのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ａの直結モード（以下、ａＤモード）」と、直流電源１０ｂのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ｂの直結モード（以下、ｂＤモード）」とが含まれる。

　ａＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフに固定される。これにより、直流電源１０ｂは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと同等となる（ＶＨ＝Ｖａ）。ａＤモードでは、直流電源１０ｂは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖｂ＞Ｖａの状態でａＤモードを適用すると、スイッチング素子Ｓ２を介して直流電源１０ｂから１０ａに短絡電流が生じる。このため、ａＤモードの適用には、Ｖａ＞Ｖｂが必要条件となる。

　同様に、ｂＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフに固定される。これにより、直流電源１０ａは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと同等となる（ＶＨ＝Ｖｂ）。ｂＤモードでは、直流電源１０ａは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖａ＞Ｖｂの状態でｂＤモードを適用すると、ダイオードＤ２を介して直流電源１０ａから１０ｂに短絡電流が生じる。このため、ｂＤモードの適用には、Ｖｂ＞Ｖａが必要条件となる。

　直結モードに含まれる、ＰＤモード、ＳＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードの各々では、電力線２０の出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂに依存して決まるため、直接制御することができなくなる。このため、直結モードに含まれる各モードでは、出力電圧ＶＨが負荷３０の動作に適した電圧に設定できなくなることにより、負荷３０での電力損失が増加する可能性がある。

　一方で、直結モードでは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４がオンオフされないため、電力変換器５０の電力損失が大幅に抑制される。したがって、負荷３０の動作状態によっては、直結モードの適用によって、負荷３０の電力損失増加量よりも電力変換器５０での電力損失減少量が多くなることにより、電源システム５全体での電力損失が抑制できる可能性がある。

　図３において、ＰＢモードは「第１のモード」に対応し、ＳＢモードは「第２のモード」に対応し、ＰＤモードは「第３のモード」に対応する。また、ａＢモードおよびｂＢモードは「第４のモード」に対応し、ａＤモードおよびｂＤモードは「第５のモード」に対応し、ＳＤモードは「第６のモード」に対応する。

　図４は、直流電源１０ａ，１０ｂを異なる種類の電源で構成した場合における両直流電源の特性の一例を示す概念図である。図４には、横軸にエネルギ、縦軸に電力をプロットした、いわゆるラゴンプロットが示される。一般的に、直流電源の出力パワーおよび蓄積エネルギはトレードオフの関係にあるため、高容量型のバッテリでは高出力を得ることが難しく、高出力型のバッテリでは蓄積エネルギを高めることが難しい。

　したがって、直流電源１０ａ，１０ｂは、一方が、蓄積エネルギが高い、いわゆる高容量型の電源で構成されるのに対して、他方が、出力パワーが高い、いわゆる高出力型の電源で構成されることが好ましい。このようにすると、高容量型の電源に蓄積されたエネルギを平準的に長期間使用する一方で、高出力型の電源をバッファとして使用して、高容量型の電源による不足分を出力することができる。

　図４の例では、直流電源１０ａが高容量型の電源で構成される一方で、直流電源１０ｂは高出力型の電源で構成される。したがって、直流電源１０ａの動作領域１１０は、直流電源１０ｂの動作領域１２０と比較して、出力可能な電力範囲が狭い。一方で、動作領域１２０は、動作領域１１０と比較して、蓄積可能なエネルギ範囲が狭い。

　負荷３０の動作点１０１では、高パワーが短時間要求される。たとえば、電動車両では、動作点１０１は、ユーザのアクセル操作による急加速時に対応する。これに対して、負荷３０の動作点１０２では、比較的低パワーが長時間要求される。たとえば、電動車両では、動作点１０２は、継続的な高速定常走行に対応する。

　動作点１０１に対しては、主に、高出力型の直流電源１０ｂからの出力によって対応することができる。一方で、動作点１０２に対しては、主に、高容量型の直流電源１０ａからの出力によって対応することができる。これにより、電動車両では、高容量型のバッテリに蓄積されたエネルギを長時間に亘って使用することによって、電気エネルギによる走行距離を延ばすことができるとともに、ユーザのアクセル操作に対応した加速性能を速やかに確保することができる。

　また、直流電源がバッテリによって構成される場合には、低温時に出力特性が低下する可能性や、高温時に劣化進行を抑制するために充放電が制限される可能性がある。特に、電動車両では、搭載位置の差異によって、直流電源１０ａ，１０ｂの間に温度差が発生するケースも生じる。したがって、電源システム５では、直流電源１０ａ，１０ｂの動作状態（特に温度）に応じて、あるいは、上述したような負荷３０の要求に応じて、いずれか一方の直流電源のみを使用した方が、効率的であるケースが存在する。上述したような、直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみを使用するモード（ａＢモード，ｂＢモード，ａＤモード，ｂＤモード）を設けることによって、これらのケースに対応することができる。

　すなわち、本実施の形態１に従う電力変換器５０では、直流電源１０ａ，１０ｂおよび／または負荷３０の動作状態に応じて、図３に示した、複数の動作モードのうちのいずれかの動作モードが選択される。動作モードを選択するための処理の詳細については、後程説明する。

　（各動作モードでの回路動作）
　次に、各動作モードにおける電力変換器５０の回路動作を説明する。まず、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行なうＰＢモードでの回路動作について、図５Ａ～図８Ｂを用いて説明する。

　（ＰＢモードにおける回路動作）
　図５Ａ～図６Ｂに示されるように、スイッチング素子Ｓ４またはＳ２をオンすることによって、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して並列に接続することができる。ここで、並列接続モードでは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと直流電源１０ｂの電圧Ｖｂとの高低に応じて等価回路が異なってくる。

　図５Ａに示されるように、Ｖｂ＞Ｖａのときは、スイッチング素子Ｓ４をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を介して、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列に接続される。このときの等価回路が図５Ｂに示される。

　図５Ｂを参照して、直流電源１０ａおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。

　一方、図６Ａに示されるように、Ｖａ＞Ｖｂのときには、スイッチング素子Ｓ２をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を介して、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列に接続される。このときの等価回路が図６Ｂに示される。

　図６Ｂを参照して、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源１０ａおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。

　次に、図７Ａ～図８Ｂを用いて、電力変換器５０のＰＢモードにおける昇圧動作について詳細に説明する。

　図７Ａ，図７Ｂには、ＰＢモードにおける直流電源１０ａに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。

　図７Ａを参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオフすることによって、リアクトルＬ１にエネルギを蓄積するための電流経路３５０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

　これに対して、図７Ｂを参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源１０ａのエネルギとともに出力するための電流経路３５１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

　スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図７Ａの電流経路３５０および図７Ｂの電流経路３５１が交互に形成される。

　この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源１０ａに対して構成される。図７Ａ，図７Ｂに示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源１０ｂへの電流流通経路がないため、直流電源１０ａおよび１０ｂは互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０ａおよび１０ｂに対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。

　このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ａの電圧Ｖａと、電力線２０の出力電圧ＶＨとの間には、下記（１）式に示す関係が成立する。（１）式では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる期間のデューティ比をＤａとする。

　ＶＨ＝１／（１－Ｄａ）・Ｖａ　　　　…（１）
　図８Ａ，図８Ｂには、ＰＢモードにおける直流電源１０ｂに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。

　図８Ａを参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオフすることによって、リアクトルＬ２にエネルギを蓄積するための電流経路３６０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

　これに対して、図８Ｂを参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオンすることによって、リアクトルＬ２の蓄積エネルギを直流電源１０ｂのエネルギとともに出力するための電流経路３６１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

　スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図８Ａの電流経路３６０および図８Ｂの電流経路３６１が交互に形成される。

　この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源１０ｂに対して構成される。図８Ａ，図８Ｂに示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源１０ａを含む電流経路がないため、直流電源１０ａおよび１０ｂは互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０ａおよび１０ｂに対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。

　このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと、電力線２０の出力電圧ＶＨとの間には、下記（２）式に示す関係が成立する。（２）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる期間のデューティ比をＤｂとする。

　ＶＨ＝１／（１－Ｄｂ）・Ｖｂ　　　　…（２）
　また、図７Ａ～図８Ｂから理解されるように、ＰＢモードでは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４に、直流電源１０ａと電力線２０との間のＤＣ／ＤＣ変換による電流と、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間でのＤＣ／ＤＣ変換による電流との両方が流れる。

　したがって、両者の電力変換によって流れる電流が、各スイッチング素子において逆方向である場合、たとえば、図７Ａにおける電流経路３５０と、図８Ａにおける電流経路３６０とが同時に形成されている場合には、両電流経路の電流が打ち消し合うため、スイッチング素子Ｓ３の通過電流は小さくなる。このような現象により、ＰＢモードでは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４における損失は、単独の直流電源を用いてＤＣ／ＤＣ変換を実行するａＢモードまたはｂＢモードと比較して小さくできる場合がある。なお、ＰＢモードにおけるスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の損失を最小とするための技術については、後ほど変形例として詳細に説明する。

　図９には、ＰＢモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。図９には、直流電源１０ａのＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷａと、直流電源１０ｂのＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷｂとは、同一周波数かつ同一位相であるときの例が示される。

　図９を参照して、たとえば、ＰＢモードでは、特許文献３に記載されるように、直流電源１０ａおよび１０ｂの一方の出力を、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊－ＶＨ）を補償するように制御（電圧制御）するとともに、直流電源１０ａおよび１０ｂの他方の出力を、電流Ｉａ，Ｉｂの電流偏差を補償するように制御（電流制御）することができる。この際に、電流制御の指令値（Ｉａ＊またはＩｂ＊）は、当該電源の出力電力を制御するように設定することができる。

　一例として、直流電源１０ｂの出力を電圧制御する一方で、直流電源１０ａの出力を電流制御するようにすると、デューティ比Ｄａは電流偏差ΔＩａ（ΔＩａ＝Ｉａ＊－Ｉａ）に基づいて演算される一方で、デューティ比Ｄｂは、電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊－ＶＨ）に基づいて演算される。

　直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａと、キャリア波ＣＷａとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤａが生成される。同様に、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂと、キャリア波ＣＷｂとの比較に基づいて制御パルス信号ＳＤｂが生成される。制御パルス信号／ＳＤａ，／ＳＤｂは、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂの反転信号である。

　図１０に示されるように、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）の論理演算に基づいて設定される。

　スイッチング素子Ｓ１は、図７Ａ～図８Ｂの昇圧チョッパ回路の各々で上アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ１のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。この結果、スイッチング素子Ｓ１は、図７Ａ，図７Ｂの昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の上アーム素子および、図８Ａ，図８Ｂの昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

　スイッチング素子Ｓ２は、図７Ａ，図７Ｂの昇圧チョッパ回路では上アーム素子を形成し、図８Ａ，図８Ｂの昇圧チョッパ回路では下アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ２のオンオフを制御する制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ２は、図７Ａ，図７Ｂの昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の上アーム素子および、図８Ａ，図８Ｂの昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

　同様にして、スイッチング素子Ｓ３の制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ３は、図７Ａ，図７Ｂの昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の下アーム素子および、図８Ａ，図８Ｂの昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

　また、スイッチング素子Ｓ４の制御信号ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ４は、図７Ａ，図７Ｂの昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の下アーム素子および、図８Ａ，図８Ｂの昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

　ＰＢモードでは、制御信号ＳＧ２およびＳＧ４が相補のレベルに設定されているので、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４は相補的にオンオフされる。これにより、図５Ａ，図５Ｂに示したＶｂ＞Ｖａのときの動作と、図６Ａ，図６Ｂに示したＶａ＞Ｖｂの動作とが、自然に切替えられる。さらに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３が相補にオンオフされることにより、直流電源１０ａ，１０ｂについて、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに従った直流電力変換が実行できる。

　再び図９を参照して、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４は、図１０に示された論理演算式に従って、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）に基づいて生成される。制御信号ＳＧ１～ＳＧ４に従ってスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４をオンオフすることにより、リアクトルＬ１を流れる電流Ｉ（Ｌ１）およびリアクトルＬ２を流れる電流Ｉ（Ｌ２）が制御される。電流Ｉ（Ｌ１）は直流電源１０ａの電流Ｉａに相当し、電流Ｉ（Ｌ２）は直流電源１０ｂの電流Ｉｂに相当する。

　このように、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂと電力線２０との間で並列に直流電力を入出力するＤＣ／ＤＣ変換を実行した上で、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。さらに、電流制御の対象となる直流電源の電流指令値に応じて、当該直流電源の入出力電力を制御することができる。

　ＰＢモードでは、負荷３０の入出力電力（以下、負荷電力ＰＬとも称する）に対する、電流制御される直流電源からの出力電力による不足分が、電圧制御される直流電源から出力されることになる。このため、電流制御での電流指令値の設定によって、直流電源間での電力分配比を間接的に制御することが可能となる。この結果、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂ全体が電力線２０に対して入出力する総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）のうちの、直流電源１０ａおよび１０ｂの電力分配を制御することができる。また、電流指令値の設定によって、一方の直流電源からの出力電力によって、他方の直流電源を充電する動作も可能である。なお、以下では、出力電力Ｐａ，Ｐｂ、総電力ＰＨおよび負荷電力ＰＬは、各直流電源１０ａ，１０ｂの放電時および負荷３０の力行動作時の電力値を正値で表し、各直流電源１０ａ，１０ｂの充電時および負荷３０の回生動作時の電力値を負値で表すこととする。

　（ａＢモードおよびｂＢモードにおける回路動作）
　直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみを用いる昇圧モード（ａＢモード，ｂＢモード）における回路動作は、図７Ａ～図８Ｂにおける回路動作と共通する。

　ａＢモードにおいては、図７Ａ，図７Ｂに示すスイッチング動作によって、直流電源１０ｂを不使用とする一方で、直流電源１０ａおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ａＢモードでは、直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａに基づく制御パルス信号ＳＤａに従って、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が制御される。

　具体的には、図７Ａ，図７Ｂに示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ３およびＳ４は、制御パルス信号ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ２は、制御パルス信号／ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。

　同様に、ｂＢモードにおいては、図８Ａ，図８Ｂに示すスイッチング動作によって、直流電源１０ａを不使用とする一方で、直流電源１０ｂおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ｂＢモードでは、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂに基づく制御パルス信号ＳＤｂに従って、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が制御される。

　具体的には、図８Ａ，図８Ｂに示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２およびＳ３は、制御パルス信号ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ４は、制御パルス信号／ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。

　（直結モードにおける回路動作）
　直結モードでは、図３に従ってスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオンオフを固定することによって、ＰＤモード、ＳＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードのいずれかが実現されることが理解される。

　（ＳＢモードにおける回路動作）
　次に、ＳＢモードでの回路動作を、図１１Ａ～図１２Ｂを用いて説明する。

　図１１Ａに示されるように、スイッチング素子Ｓ３をオン固定することによって、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して直列に接続することができる。このときの等価回路が図１１Ｂに示される。

　図１１Ｂを参照して、ＳＢモードでは、直列接続された直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のオフ期間にオンされることによって、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。また、オン固定されたスイッチング素子Ｓ３により、リアクトルＬ１をスイッチング素子Ｓ４と接続する配線１５が等価的に形成される。

　次に、図１２Ａ，図１２Ｂを用いて、ＳＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する。

　図１２Ａを参照して、直流電源１０ａおよび１０ｂを直列接続するためにスイッチング素子Ｓ３がオン固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンし、スイッチング素子Ｓ１がオフされる。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２にエネルギを蓄積するための電流経路３７０，３７１が形成される。この結果、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂに対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

　これに対して、図１２Ｂを参照して、スイッチング素子Ｓ３をオン固定したままで、図１２Ａとは反対に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオフし、スイッチング素子Ｓ１がオンされる。これにより、電流経路３７２が形成される。電流経路３７２により、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂからのエネルギと、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギとの和が電力線２０へ出力される。この結果、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂに対して、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

　スイッチング素子Ｓ３がオン固定された下で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ１がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１がオンされる一方でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図１２Ａの電流経路３７０，３７１および図１２Ｂの電流経路３７２が交互に形成される。

　ＳＢモードのＤＣ／ＤＣ変換では、直流電源１０ａの電圧Ｖａ、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂ、および、電力線２０の出力電圧ＶＨの間には、下記（３）式に示す関係が成立する。（３）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤｃとする。

　ＶＨ＝１／（１－Ｄｃ）・（Ｖａ＋Ｖｂ）　　　　…（３）
　ただし、ＶａおよびＶｂが異なるときや、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが異なるときには、図１２Ａの動作終了時におけるリアクトルＬ１，Ｌ２の電流値がそれぞれ異なる。したがって、図１２Ｂの動作への移行直後には、リアクトルＬ１の電流の方が大きいときには電流経路３７３を介して差分の電流が流れる。一方、リアクトルＬ２の電流の方が大きいときには電流経路３７４を介して、差分の電流が流れる。

　図１３には、ＳＢモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。

　ＳＢモードでは、特許文献３に記載されるように、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊－ＶＨ）を補償するように、（３）式のデューティ比Ｄｃが演算される。そして、キャリア波ＣＷとデューティ比Ｄｃとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤｃが生成される。制御パルス信号／ＳＤｃは、制御パルス信号ＳＤｃの反転信号である。ＳＢモードでは、直流電圧（Ｖａ＋Ｖｂ）と、出力電圧ＶＨとの間のＤＣ／ＤＣ変換が、図１０に示された昇圧チョッパ回路によって実行される。

　図１４に示されるように、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤｃ（／ＳＤｃ）の論理演算に基づいて設定することができる。

　制御パルス信号ＳＤｃは、昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアの制御信号ＳＧ２，ＳＧ４とされる。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１の制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤｃによって得られる。この結果、下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる期間と、上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１がオンされる期間とが相補的に設けられる。

　ＳＢモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが直列接続された状態で、電力線２０（負荷３０）との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、直流電源１０ａの出力電力Ｐａおよび直流電源１０ｂの出力電力Ｐｂを直接制御することができない。すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂの出力電力Ｐａ，Ｐｂの比は、電圧Ｖａ，Ｖｂの比によって、下記（４）式に従って自動的に決まる。

　Ｐａ：Ｐｂ＝Ｖａ：Ｖｂ　　　　…（４）
　なお、直流電源１０ａ，１０ｂからの出力電力の和（Ｐａ＋Ｐｂ）によって負荷３０へ入出力される供給されることは、ＰＢモードと同様である。

　（制御モードの選択処理）
　次に本実施の形態１に従う電力変換器制御における制御モードの選択処理について詳細に説明する。

　図１５には、図３に示した各動作モードにおける直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配比（ｋ）の制御可否、および、出力電圧ＶＨの設定可能範囲が示される。

　図１５を参照して、ＰＢモードでは、電流制御対象となる直流電源での電流指令値の設定により、直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力分配比ｋを制御することができる。なお、電力分配比ｋは、総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）に対する直流電源１０ａの出力電力Ｐａの比で定義される（ｋ＝Ｐａ／ＰＨ）。すなわち、ＰＢモードでは、０～１．０の範囲内で任意の値に、電力分配比ｋを設定することができる。なお、ＰＢモードでは、出力電圧ＶＨは、電圧ＶａおよびＶｂの最大値であるｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）から、出力電圧ＶＨの制御上限値である上限電圧ＶＨｍａｘまでの範囲内で制御することができる（ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）≦ＶＨ≦ＶＨｍａｘ）。なお、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）について、Ｖａ＞Ｖｂのときはｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＝Ｖａであり、Ｖｂ＞Ｖａのときはｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＝Ｖｂである。また、上限電圧ＶＨｍａｘは、部品の耐圧等を考慮して定められる上限値である。

　ＳＢモードでは、電力分配比ｋは、（４）式に示したように、電圧Ｖａ，Ｖｂによって自動的に決まるため、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力電力Ｐａ，Ｐｂを独立に制御することはできない。また、出力電圧ＶＨは（Ｖａ＋Ｖｂ）よりも低く設定することができない。ＳＢモードでは、出力電圧ＶＨは、（Ｖａ＋Ｖｂ）から上限電圧ＶＨｍａｘまでの範囲内で制御することができる（Ｖａ＋Ｖｂ＜ＶＨ≦ＶＨｍａｘ）。

　ａＢモードでは、直流電源１０ａのみが使用されるので電力分配比ｋ＝１．０に固定される。そして、式（１）のデューティ比Ｄａに基づいて図８Ａ，図８Ｂに示した昇圧チョッパ回路を制御することにより、出力電圧ＶＨは、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）から上限電圧ＶＨｍａｘまでの範囲内で制御することができる（ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＜ＶＨ≦ＶＨｍａｘ）。

　ｂＢモードでは、直流電源１０ｂのみが使用されるため、電力分配比ｋ＝０に固定される。そして、式（２）のデューティ比Ｄｂに基づいて図８Ａ，図８Ｂに示した昇圧チョッパ回路を制御することにより、出力電圧ＶＨは、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）からＶＨｍａｘの範囲内で制御することができる（ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＜ＶＨ≦ＶＨｍａｘ）。

　ＰＤモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列に電力線２０に対して接続される。このため、電力分配比ｋは、直流電源１０ａおよび１０ｂの内部抵抗に依存して一意に決まるので、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力電力Ｐａ，Ｐｂを独立に制御することはできない。具体的には、直流電源１０ａの内部抵抗値Ｒａおよび直流電源１０ｂの内部抵抗値Ｒｂを用いると、ｋ＝Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）となる。また、ＶＨ＝Ｖａ（ＶＨ＝Ｖｂ）に固定されるため、電圧指令値ＶＨ＊に応じて出力電圧ＶＨを制御することはできない。なお、上述のように、ＰＤモードは、電圧ＶａおよびＶｂの電圧差が小さいときに限定して適用することができる。

　ＳＤモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが直列に電力線２０に対して電気的に接続される。このため、出力電圧ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂに固定される。すなわち、電圧指令値ＶＨ＊に応じて出力電圧ＶＨを制御することはできない。また、電力分配比ｋは、ＳＢモードと同様に、電圧ＶａおよびＶｂに従って自動的に決まるため、任意には制御できない。

　ａＤモードの適用時には、上述のようにＶａ＞Ｖｂが条件であるため、直流電源１０ｂが電力線２０から切り離される一方で、直流電源１０ａが電力線２０に対して接続される。このため、出力電圧ＶＨ＝Ｖａに固定される。また、電力供給は直流電源１０ａからのみ実行されるので、電力分配比ｋ＝１．０に固定される。

　同様に、ｂＤモードの適用時には、上述のようにＶｂ＞Ｖａが条件であるため、直流電源１０ａが電力線２０から切り離される一方で、直流電源１０ｂが電力線２０に対して接続される。このため、出力電圧ＶＨ＝Ｖｂに固定される。また、電力供給は直流電源１０ｂからのみ実行されるので、電力分配比ｋ＝０に固定される。

　図１５から理解されるように、各動作モードにおいて、電力変換器５０が出力可能な出力電圧ＶＨの範囲が異なる。また、ＰＢモードでは直流電源１０ａ，１０ｂの間での電力配分が制御可能である一方で、その他のＳＢモード、ＳＤモード、ａＢモード、ｂＢモード、ａＤモード、ｂＤモードおよびＰＤモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂの間での電力配分が任意には制御できない。

　ここで、負荷３０へ供給される出力電圧ＶＨは、負荷３０の動作状態に応じて、一定電圧以上に設定することが必要となる。図２に例示するように、負荷３０が、モータジェネレータ３５を含んで構成される場合には、インバータ３２の直流リンク側電圧に相当する出力電圧ＶＨが、モータジェネレータ３５のコイル巻線（図示せず）に生じる誘起電圧以上であることが必要である。

　また、モータジェネレータ３５が出力可能なトルク範囲は、出力電圧ＶＨに応じて変化する。具体的には、出力電圧ＶＨを高くすると出力可能なトルクも大きくなる。したがって、たとえば、出力電圧ＶＨは、電動車両の走行制御によって定められたトルク指令値に相当するトルクをモータジェネレータ３５が出力可能な電圧範囲とすることが必要である。

　これらの観点から、負荷３０の動作状態（図２の構成例では、モータジェネレータ３５のトルクおよび回転数）に応じて、負荷３０を動作させるための出力電圧ＶＨの最小値に相当する負荷最低電圧ＶＨｍｉｎを予め定めることができる。したがって、負荷要求電圧ＶＨｒｑは、負荷最低電圧ＶＨｍｉｎに対応させて定めることができる。

　さらに、モータジェネレータ３５のトルク制御において、同一トルクを出力する際の電流位相は、インバータ３２の直流リンク電圧（出力電圧ＶＨ）によって変化する。また、モータジェネレータ３５での電流振幅に対する出力トルクの比、すなわち、モータ効率は、電流位相に応じて変化する。したがって、モータジェネレータ３５のトルク指令値が設定されると、当該トルク指令値に対応させて、モータジェネレータ３５での効率が最大、すなわち、モータジェネレータ３５での電力損失が最小となる最適な電流位相、および、この最適な電流位相を実現するための出力電圧ＶＨを定めることができる。本実施の形態では、負荷要求電圧ＶＨｒｑは、負荷３０での効率をさらに考慮して定めることが好ましい。

　これらの要素を考慮して、負荷３０の動作状態（たとえば、トルクおよび回転数）に応じて、出力電圧ＶＨに関する負荷要求電圧ＶＨｒｑが設定される。上述のように、モータジェネレータ３５の誘起電圧を考慮すると、負荷３０の制御のためには、少なくともＶＨ≧ＶＨｒｑの範囲とすることが必要である。さらに、ＶＨ＝ＶＨｒｑとすれば、負荷３０での損失を抑制することができる。なお、負荷３０の動作状態としては、モータジェネレータ３５が搭載された電動車両の動作状態（車速、アクセル開度等）を用いて負荷要求電圧ＶＨｒｑを設定することも可能である。

　このため、負荷３０の動作状態に応じて設定された負荷要求電圧ＶＨｒｑの範囲に依存して、ＶＨ≧ＶＨｒｑを実現できる、すなわち、適用可能な動作モードが異なることが理解される。

　図１６には、負荷要求電圧ＶＨｒｑの電圧範囲ＶＲ１～ＶＲ３の定義が示される。図１７には、各電圧範囲における動作モードの選択を説明するための図表が示される。

　図１６を参照して、負荷要求電圧ＶＨｒｑは、電圧範囲ＶＲ１（ＶＨｒｑ≦ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）、ＶＲ２（ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＜ＶＨｒｑ≦Ｖａ＋Ｖｂ）およびＶＲ３（Ｖａ＋Ｖｂ＜ＶＨｒｑ≦ＶＨｍａｘ）のいずれかに設定される。

　図１７を参照して、電力変換器５０は、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）よりも低い電圧を出力することができないため、負荷要求電圧ＶＨｒｑが電圧範囲ＶＲ１内であるときには、出力電圧ＶＨを負荷要求電圧ＶＨｒｑと一致させることができない。したがって、電圧範囲ＶＲ１では、ＶＨ≧ＶＨｒｑの範囲でなるべくＶＨをＶＨｒｑに近付けるため、ａＤモード、ｂＤモードおよびＰＤモードが、「適用可能な動作モード群」として選択される。

　なお、上述のように、電圧Ｖａ，Ｖｂの関係に応じて、適用可能な動作モードも異なる。すなわち、Ｖａ＞Ｖｂのときには、ａＤモードのみが適用可能である一方で、ｂＤモードおよびＰＤモードを適用することができない。同様に、Ｖｂ＞Ｖａのときには、ｂＤモードのみが適用可能である一方で、ａＤモードおよびＰＤモードを適用することができない。これに対して、ＶａおよびＶｂの電圧差が小さく、Ｖａ＝Ｖｂとみなせる場合には、ａＤモード、ｂＤモードおよびＰＤモードを適用することが可能である。

　昇圧モードに属するａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードでは、出力電圧ＶＨは、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）～ＶＨｍａｘの範囲内であれば、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御することができる。一方で、ＳＢモードでは、出力電圧ＶＨを（Ｖａ＋Ｖｂ）より低く制御することができない。すなわち、出力電圧ＶＨは、（Ｖａ＋Ｖｂ）～ＶＨｍａｘの範囲内であれば、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御することができる。

　電圧範囲ＶＲ２では、上述した各動作モードでの出力電圧ＶＨの制御可能範囲に照らして、ａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードが、適用可能な動作モード群として選択される。これらの動作モードの適用時には、ＶＨ＊＝ＶＨｒｑとすることにより、出力電圧ＶＨを負荷要求電圧ＶＨｒｑと一致させることが可能である。一方で、ａＤモード、ｂＤモードおよびＰＤモードは、適用することができない。

　さらに、ＳＤモードは、ＶＨ≧ＶＨｒｑの条件を満たすため、電圧範囲ＶＲ２において適用可能である。ＳＤモードでは、出力電圧ＶＨ（ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂ）を負荷要求電圧ＶＨｒｑに一致させることはできないが、電力変換器５０での損失が大幅に抑制される。このため、電源システム５全体の損失については、ａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードの適用時よりも抑制できる可能性がある。したがって、ＳＤモードについても、電圧範囲ＶＲ２での適用可能な動作モード群に含めることができる。逆に言うと、ＳＢモードでは、出力電圧ＶＨと負荷要求電圧ＶＨｒｑとの差、および、電力変換器５０での損失がＳＤモードよりも大きくなるため、電圧範囲ＶＲ２での適用可能な動作モード群から、ＳＢモードは除かれている。

　電圧範囲ＶＲ３では、上述した各動作モードでの出力電圧ＶＨの制御可能範囲に照らして、ＰＢモード、ＳＢモード、ａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードが、適用可能な動作モード群として選択される。これらの動作モードの適用時には、ＶＨ＊＝ＶＨｒｑとすることにより、出力電圧ＶＨを負荷要求電圧ＶＨｒｑと一致させることが可能である。一方で、各直結モード（ａＤモード、ｂＤモード、ＰＤモードおよびＳＢモード）は、適用することができない。

　図１８は、本発明の実施の形態１に従う電源システムにおける電力変換器５０での動作モード選択のための制御構成を示す機能ブロック図である。

　なお、図１８を始めとする以下の各機能ブロック図に記載された各ブロックの機能は、制御装置４０による、所定のプログラム実行によるソフトウェア処理および／または専用電子回路の動作によるハードウェア処理によって実現されるものとする。

　図１８を参照して、電力変換器５０における動作モード選択を制御するための動作モード制御部１５０は、動作モード選択部１６０と、動作モード修正部１７０とを含む。

　動作モード選択部１６０は、負荷の３０の動作状態に応じて求められた負荷要求電圧ＶＨｒｑと、直流電源１０ａ，１０ｂの動作状態（電源状態）とに基づいて、電源システム５全体の損失を最小とするための動作モード（以下、「効率優先モード」）を選択して、当該選択結果に従うモード選択信号ＭＤ１を生成する。すなわち、モード選択信号ＭＤ１は、図１５に示した８個のモードのうちのいずれを「効率優先モード」に選択したかを示す信号である。電源状態は、たとえば、電圧Ｖａ，Ｖｂ、電流Ｉａ，Ｉｂ、温度Ｔａ，Ｔｂ等を含む。また、総電力ＰＨおよび電力分配比ｋから、直流電源１０ａ，１０ｂの出力電力Ｐａ，Ｐｂを求めることができる。このように、効率優先モードは「第１の動作モード」に対応する。

　なお、総電力ＰＨは、電力線２０の出力電圧ＶＨと電圧指令値ＶＨ＊との電圧差に応じて決まる昇／降圧のための電力に従って算出することができる。あるいは、さらに、負荷３０によって消費される負荷電力ＰＬを加算して、総電力ＰＨを算出することも可能である。図２の構成例では、モータジェネレータ３５の動作状態（回転数およびトルク）に基づいて負荷電力ＰＬを推定することができる。なお、負荷３０の発電時（モータジェネレータ３５の回生時）にはＰＬ＜０と示される。

　動作モード修正部１７０は、動作モード選択部１６０からのモード選択信号ＭＤ１と、直流電源１０ａ，１０ｂの動作状態および制限値とに基づいて、最終的な動作モードの選択結果を示すモード選択指示信号ＭＤ＊を生成する。モード選択指示信号ＭＤ＊は、図１５に示した８個のモードのうちのいずれを最終的な動作として選択したかを示す信号である。電力変換器５０は、モード選択指示信号ＭＤ＊に従う動作モードを適用されて、直流電源１０ａおよび／または１０ｂと、電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を実行する。

　直流電源１０ａ，１０ｂの制約値（電源制約値）は、直流電源１０ａの電力上限値Ｐａｍａｘおよび電力下限値Ｐａｍｉｎと、直流電源１０ｂの電力上限値Ｐｂｍａｘおよび電力下限値Ｐｂｍｉｎと、直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣ上限値を示すＳＯＣｍａｘおよびＳＯＣ下限値を示すＳＯＣｍｉｎとを含む。以下では、ＳＯＣｍａｘおよびＳＯＣｍｉｎは、直流電源１０ａ，１０ｂに共通の値とするが、ＳＯＣ上下限値は直流電源毎に別個に定められてもよい。各電力上限値は、放電電力の上限値を示しており、０または正に設定される。電力上限値＝０に設定されたときは、直流電源からの放電が禁止されることを意味する。同様に、各電力下限値は、充電電力の上限値を示しており、０または負に設定される。電力下限値＝０に設定されたときは、直流電源の充電が禁止されることを意味する。

　たとえば、直流電源１０ａのＳＯＣ（State　of　Charge）および／または温度Ｔａ等に基づいて、電力上限値Ｐａｍａｘおよび電力下限値Ｐａｍｉｎが設定される。また、直流電源１０ｂについても同様に電力上限値Ｐｂｍａｘおよび電力下限値Ｐｂｍｉｎを設定することができる。

　さらに、直流電源１０ａ，１０ｂ全体の電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎを設定することができる。たとえば、ＰＨｍａｘ＝Ｐａｍａｘ＋Ｐｂｍａｘ、ＰＨｍｉｎ＝Ｐａｍｉｎ＋Ｐｂｍｉｎとすることができる。また、負荷電力ＰＬについても、ＰＨｍａｘ～ＰＨｍｉｎの範囲内に制限される必要がある。すなわち、負荷３０が回生動作または力行動作を行なうための動作指令値は、負荷電力ＰＬがＰＨｍｉｎ≦ＰＬ≦ＰＨｍａｘとなる範囲内に制限して生成される。たとえば、図２の構成例では、モータジェネレータ３５による負荷電力ＰＬは、トルクおよび回転速度の積によって決まるため、必要に応じてトルク指令値が制限される。

　動作モード修正部１７０は、直流電源１０ａ，１０ｂの少なくともいずれかにおいて、ＳＯＣおよび／または出力電力が電源制約値に達しているときには、モード選択信号ＭＤ１による動作モード（効率優先モード）の選択を取り消して、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配を制御可能な動作モード（ＰＢモード）を選択するように、モード選択指示信号ＭＤ＊を生成する。すなわち、ＭＤ＊≠ＭＤ１とする。

　一方で、動作モード修正部１７０は、直流電源１０ａ，１０ｂの両方において、ＳＯＣおよび出力電力が電源制約値に達していないときには、モード選択信号ＭＤ１による動作モード（効率優先モード）の選択を維持してモード選択指示信号ＭＤ＊を生成する。すなわち、ＭＤ＊＝ＭＤ１とする。動作モード修正部１７０によって効率優先モードに代えて選択された動作モードは「第２の動作モード」に対応する。

　次に、電圧範囲ＶＲ１～ＶＲ３の各々における効率優先モードの選択について説明する。

　図１９には、電圧範囲ＶＲ２における動作モード選択部１６０の機能を説明するための機能ブロック図が示される。

　図１９を参照して、動作モード選択部１６０は、負荷損失推定部１６１，１６５と、コンバータ損失推定部１６２～１６４，１６６と、内部抵抗推定部１７１ａ，１７１ｂと、電源損失推定部１７２～１７４，１７６と、損失比較部１６８とを含む。

　ＶＨｒｑ設定部１９０は、負荷３０の動作状態に応じて、負荷要求電圧ＶＨｒｑを設定する。図２の構成例のように、負荷３０がモータジェネレータ３５を含む場合には、モータジェネレータ３５の回転数およびトルクに基づいて、負荷要求電圧ＶＨｒｑを決定することができる。上述のように、電源システム５では、出力電圧ＶＨは負荷要求電圧ＶＨｒｑ以上に制御される必要がある。ＶＨｒｑ設定部１９０は「要求電圧設定部」に対応する。

　図１７に示したように、電圧範囲ＶＲ２では、ａＢモード、ｂＢモード、ＰＢモードおよびＳＤモードが、適用可能な動作モード群に含まれる。動作モード選択部１６０は、これらの動作モード群から効率優先モードを選択する。これらの動作モード群のうち、ａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードでは、ＶＨ＊＝ＶＨｒｑに設定することにより、出力電圧ＶＨを負荷要求電圧ＶＨｒｑに制御することができる。一方で、ＳＤモードでは、出力電圧ＶＨは、負荷要求電圧ＶＨｒｑよりも高い、（Ｖａ＋Ｖｂ）となる。

　コンバータ損失推定部１６２は、ａＢモード適用時における電力変換器５０でのコンバータ損失Ｐｌｃｖを推定する。コンバータ損失推定部１６３は、ｂＢモード適用時における電力変換器５０でのコンバータ損失Ｐｌｃｖを推定する。

　コンバータ損失推定部１６２は、直流電源１０ａの電圧Ｖａ、負荷要求電圧ＶＨｒｑ（ａＢモードではＶＨｒｑ＝ＶＨ）および総電力ＰＨ（ａＢモードではＰＨ＝Ｐａ）の関数として、予め設定されたマップまたは演算式に従って、ａＢモードでのコンバータ損失Ｐｌｃｖの推定値を算出する。

　同様に、コンバータ損失推定部１６３は、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂ、負荷要求電圧ＶＨｒｑ（ｂＢモードではＶＨｒｑ＝ＶＨ）および総電力ＰＨ（ｂＢモードではＰＨ＝Ｐｂ）の関数として、予め設定されたマップまたは演算式に従って、ｂＢモードでのコンバータ損失Ｐｌｃｖの推定値を算出する。

　コンバータ損失推定部１６４は、ＰＢモード適用時における電力変換器５０でのコンバータ損失Ｐｌｃｖを推定する。ＰＢモードにおけるコンバータ損失Ｐｌｃｖの推定値は、負荷要求電圧ＶＨｒｑ（ＰＢモードではＶＨｒｑ＝ＶＨ）、ならびに、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂおよび出力電力Ｐａ，Ｐｂの関数として、予め設定されたマップまたは演算式に従って、算出することができる。なお、出力電力Ｐａ，Ｐｂは、総電力ＰＨおよび電力分配比ｋから求めることができる。この際の電力分配比ｋは、たとえば、直流電源１０ａ，１０ｂの状態（たとえば、ＳＯＣのバランスないし上下限電力のバランス）、あるいは、出力電力レベル（ＰＨ）等に基づいて、予め作成されたマップの参照等によって決めることができる。

　コンバータ損失推定部１６６は、ＳＤモード適用時における電力変換器５０でのコンバータ損失Ｐｌｃｖを推定する。ＳＤモードでは、スイッチング素子のオンオフ損失が発生しないため、コンバータ損失Ｐｌｃｖは、電力変換器５０の通過電流に比例することになる。したがって、コンバータ損失推定部１６６は、総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）と、出力電圧ＶＨに相当する電圧（Ｖａ＋Ｖｂ）の関数として、予め設定されたマップまたは演算式に従って算出することができる。なお、負荷損失推定部１６１，１６５およびコンバータ損失推定部１６２～１６４の各々で用いられるマップまたは演算式は、実験結果またはシミュレーション結果等に基づいて予め求めることができる。

　図２０は、コンバータ損失の動作モード間での比較を説明するための概略図である。図２０では、図１９の構成で推定される電圧範囲ＶＲ２でのコンバータ損失が比較される。

　図２０において、横軸には総電力ＰＨが示され、縦軸にはコンバータ損失Ｐｌｃｖが示される。図２０の例では、ＰＢモードでの電力分配比ｋ＝０．５（Ｐａ＝Ｐｂ）とし、各動作モード間でＶａ，Ｖｂ（Ｖａ＝Ｖｂ）およびＶＨｒｑは所定の一定値としている。また、Ｖａ＋Ｖｂ＞ＶＨｒｑ＞Ｖａ（Ｖｂ）として、動作モード間での比較を行なっている。すなわち、ＳＤモードでの出力電圧ＶＨ（ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂ）は、ａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードでの出力電圧ＶＨ（ＶＨ＝ＶＨｒｑ）よりも高い。すなわち、図２０においては、ａＢモードおよびｂＢモードのコンバータ損失Ｐｌｃｖは同等である。

　図２０を参照して、総電力ＰＨの増加に応じて、コンバータ損失Ｐｌｃｖが増加するが、その特性は動作モード間で異なる。総電力ＰＨの変化に対する、ＳＤモード、ＰＢモードおよび、ａＢまたはｂＢモードにおけるコンバータ損失Ｐｌｃｖの変化が、特性線１１１～１１３によってそれぞれ示されている。

　特性線１１１～１１３の比較から、スイッチング素子のオンオフ損失が発生しないＳＤモードでは、他の動作モードと比較して、コンバータ損失Ｐｌｃｖが抑制される。反対に、ＰＢモードおよびａＢ／ｂＢモードでは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４でのオンオフにより、電力損失が増加する。

　ＰＢモードとａＢ／ｂＢモードとの間では、総電力ＰＨのレベルに応じて、コンバータ損失Ｐｌｃｖの大小が変化する。低負荷領域（図２０におけるＰＨ＜Ｐｔの領域）を除くと、図７Ａ～図８Ｂでも説明した、直流電源１０ａ，１０ｂのそれぞれによるＤＣ／ＤＣ変換での電流同士が打ち消し合う効果のため、ＰＢモードの方がａＢ／ｂＢモードよりもコンバータ損失Ｐｌｃｖは小さくなる傾向にある。一方、ＰＢモードでは、リアクトルＬ１，Ｌ２の両方で鉄損が発生する一方で、ａＢ／ｂＢモードでは、リアクトルＬ１，Ｌ２の一方のみで鉄損が発生する。このため、低負荷領域では、総電力ＰＨに対するリアクトルの鉄損の影響が大きくなるため、ａＢ／ｂＢモードの方がＰＢモードよりもコンバータ損失Ｐｌｃｖは小さくなる傾向にある。

　このように、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂ、出力電圧ＶＨ（ＶＨｒｑ）および総電力ＰＨに基づいて、各動作モードでのコンバータ損失Ｐｌｃｖを推定することができる。

　再び図１９を参照して、負荷損失推定部１６１は、ａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードの選択時における、負荷損失Ｐｌｌｄを推定する。これらの動作モードでは、ＶＨ＊＝ＶＨｒｑに設定することにより、出力電圧ＶＨを負荷要求電圧ＶＨｒｑに制御することができる。したがって、負荷損失推定部１６１では、負荷要求電圧ＶＨｒｑを含む負荷３０の動作状態の関数として予め設定されたマップまたは演算式に従って、ＶＨ＝ＶＨｒｑのときの負荷損失Ｐｌｌｄの推定値が算出される。

　負荷損失推定部１６５は、ＳＤモードの選択時における、負荷損失Ｐｌｌｄを推定する。ＳＤモードでは、出力電圧ＶＨは、負荷要求電圧ＶＨｒｑよりも高い、（Ｖａ＋Ｖｂ）になる。したがって、負荷損失推定部１６５では、負荷３０の動作状態および電圧（Ｖａ＋Ｖｂ）の関数として予め設定されたマップまたは演算式に従って、ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂのときの負荷損失Ｐｌｌｄの推定値が算出される。

　図２１は、コンバータ損失および負荷損失の和を動作モード間で比較するための概略図である。図２１では、電圧範囲ＶＲ２での図２０でのＰＨ＝Ｐｘのときにおけるトータル損失Ｐｔｌが、動作モード間で比較される。

　電圧範囲ＶＲ２では、Ｖａ＋Ｖｂ＞ＶＨｒｑであるため、ＳＤモードの適用時には、あＢ／ｂＢモードおよびＰＢモードの適用時と比較して、負荷３０での損失が増加する。ＳＤモードにおける負荷損失Ｐｌｌｄの増加量ΔＰｌｌｄは、電圧（Ｖａ＋Ｖｂ）および負荷要求電圧ＶＨｒｑの電圧差が大きいほど増加する。

　一方で、図２０に示したように、コンバータ損失Ｐｌｃｖは、ＳＤモードで最小となる。このため、ＳＤモード適用による負荷損失の増加量ΔＰｌｌｄを、コンバータ損失Ｐｌｃｖの減少量が上回ると、コンバータ損失Ｐｌｃｖおよび負荷損失Ｐｌｌｄの和は、ＳＤモードで最小となる。この結果、図２１の例では、ＳＤモードが効率優先モードとして有力である。

　負荷３０および直流電源１０ａ，１０ｂの動作状態が変化することにより、コンバータ損失Ｐｌｃｖおよび負荷損失Ｐｌｌｄが変化するので、これらの損失の和が最小となる効率動作モードについても変化することが理解される。したがって、効率優先モードを的確に選択するためには、図１９に示されるように、コンバータ損失Ｐｌｃｖおよび負荷損失Ｐｌｌｄを、現在の動作状態に応じて動作モード毎に推定することが好ましい。また、総電力ＰＨが同じでも、動作モード選択に応じて、直流電源１０ａ，１０ｂの内部で内部抵抗によって生じる損失（電源損失）は変化する。特に、ＰＢモードでは、電流Ｉａ，Ｉｂの分散効果によって、電源損失が低下することが期待できる。このため、電源損失Ｐｌｐｓについても、現在の動作状態に応じて動作モード毎に推定することが好ましい。

　再び図１９を参照して、内部抵抗推定部１７１ａは、直流電源１０ａの状態を示す温度ＴａおよびＳＯＣａに応じて、直流電源１０ａの内部抵抗値Ｒａを推定する。同様に、内部抵抗推定部１７１ｂは、直流電源１０ｂの状態を示す温度ＴｂおよびＳＯＣｂに応じて、直流電源１０ｂの内部抵抗値Ｒｂを推定する。たとえば、実機実験等により求められた、温度およびＳＯＣと内部抵抗値との特性関係を反映したマップを予め作成することによって、内部抵抗推定部１７１ａ，１７１ｂの機能を実現することができる。

　電源損失推定部１７６は、ＳＤモード適用時における電源損失Ｐｌｐｓを推定する。ＳＤモードにおける電源損失Ｐｌｐｓの推定値は、推定された内部抵抗値Ｒａ，Ｒｂ（Ｒａ＋Ｒｂ）、総電力ＰＨおよび電圧（Ｖａ＋Ｖｂ）の関数として、予め設定されたマップまたは演算式に従って算出することができる。電源損失推定部１７２は、ａＢモード適用時における電源損失Ｐｌｐｓを推定する。ａＢモードにおける電源損失Ｐｌｐｓの推定値は、推定された内部抵抗値Ｒａおよび出力電力Ｐａ（Ｐａ＝ＰＨ・ｋ）の関数として、予め設定されたマップまたは演算式に従って算出することができる。同様に、電源損失推定部１７３は、ｂＢモード適用時における電源損失Ｐｌｐｓを推定する。ｂＢモードにおける電源損失Ｐｌｐｓの推定値は、推定された内部抵抗値Ｒｂおよび出力電力Ｐｂ（Ｐｂ＝ＰＨ・（１－ｋ））の関数として、予め設定されたマップまたは演算式に従って算出することができる。また、電源損失推定部１７４は、ＰＢモード適用時における電源損失Ｐｌｐｓを推定する。ＰＢモードにおける電源損失Ｐｌｐｓの推定値は、推定された内部抵抗値Ｒａ，Ｒｂと、ＰＨおよびｋから算出される出力電力Ｐａ，Ｐｂとの関数として、予め設定されたマップまたは演算式に従って算出することができる。

　負荷損失推定部１６１によって推定された負荷損失Ｐｌｌｄと、コンバータ損失推定部１６２によって算出されたコンバータ損失Ｐｌｃｖと、電源損失推定部１７２によって算出された電源損失Ｐｌｐｓとの和によって、ａＢモード選択時におけるトータル損失Ｐｔｌが推定される。同様に、負荷損失推定部１６１によって算出された負荷損失Ｐｌｌｄと、コンバータ損失推定部１６３によって推定されたコンバータ損失Ｐｌｃｖと、電源損失推定部１７３によって算出された電源損失Ｐｌｐｓとの和によって、ｂＢモード選択時におけるトータル損失Ｐｔｌが推定される。

　また、負荷損失推定部１６１によって推定された負荷損失Ｐｌｌｄと、コンバータ損失推定部１６４によって推定されたコンバータ損失Ｐｌｃｖと、電源損失推定部１７４によって算出された電源損失Ｐｌｐｓとの和によって、ＰＢモード選択時におけるトータル損失Ｐｔｌが算出される。さらに、負荷損失推定部１６５によって推定された負荷損失Ｐｌｌｄと、コンバータ損失推定部１６６によって推定されたコンバータ損失Ｐｌｃｖと、電源損失推定部１７６によって算出された電源損失Ｐｌｐｓとの和によって、ＳＤモード選択時におけるトータル損失Ｐｔｌが算出される。

　損失比較部１６８は、このようにして推定された、ａｂモード、ｂＢモード、ＰＢモードおよびＳＤモードのそれぞれにおけるトータル損失Ｐｔｌの比較により、トータル損失Ｐｔｌが最小となる動作モードを、効率優先モードとして選択する。さらに、損失比較部１６８は、効率優先モードを示すためのモード選択信号ＭＤ１を生成する。

　再び図１７を参照して、電圧範囲ＶＲ２では、動作モード選択部１６０は、図１９に示された構成によるトータル損失の評価に従って、効率優先モードを選択する。

　電圧範囲ＶＲ１では、動作モード制御部１５０は、適用可能な動作モード群に含まれる、ａＤモード、ｂＤモードおよびＰＤモードのうちから、動作モードを選択する。ただし、上述のように、ただし、直流電源１０ａ，１０ｂの間の電圧差が大きい場合には、ａＤモード（Ｖａ＞Ｖｂのとき）、または、ｂＤモード（Ｖｂ＞Ｖａのとき）が自動的に動作モードとして選択される。このときは、効率優先モードを選択する余地はなく、ａＤモードまたはｂＤモードが、モード選択指示信号ＭＤ＊によって指定される。

　直流電源１０ａ，１０ｂの間の電圧差が所定より小さいとき（Ｖａ＝Ｖｂのとき）には、動作モード選択部１６０は、適用可能な動作モード群に含まれる、ａＤモード、ｂＤモードおよびＰＤモードから、効率優先モードを選択する。基本的には、同一の総電力ＰＨを直結モードによって直流電源１０ａ，１０ｂから供給する場合には、電流分散の効果のためコンバータ損失Ｐｌｃｖは、ＰＤモードで最小となる。したがって、電圧範囲ＶＲ１において、Ｖａ＝Ｖｂのときには、ＰＤモードが効率優先モードに選択される。

　電圧範囲ＶＲ３では、ＶＨｒｑ＞Ｖａ＋Ｖｂのため、ＳＢモードの適用により、ＶＨ＝ＶＨｒｑとした上で、同一の負荷電力に対する電流を抑制することができる。このため、基本的には、適用可能な動作モード群に含まれる、ＰＢモード、ＳＢモード、ａＢモードおよびｂＢモードのうちから、ＳＢモードを効率優先モードに選択することができる。

　一方で、ＰＢモードの適用時には、電流Ｉａ，Ｉｂの分散効果によって、ＳＢモードによる電流低減効果を上回って、電源損失Ｐｌｐｓが抑制される可能性がある。このため、電圧範囲ＶＲ３においても、トータル損失Ｐｔｌを現在の動作状態に応じて動作モード毎に推定することが好ましい。なお、電圧範囲ＶＲ３では、適用可能な動作モード群に含まれる、ＰＢモード、ＳＢモード、ａＢモードおよびｂＢモードのいずれによっても、ＶＨ＊＝ＶＨｒｑに設定することにより、出力電圧ＶＨを負荷要求電圧ＶＨｒｑに制御することができる。したがって、電圧ＶＲ３では、コンバータ損失Ｐｌｃｖおよび電源損失Ｐｌｐｓの和をトータル損失Ｐｔｌとして動作モード間での比較を行なうことができる。

　図５０には、電圧範囲ＶＲ３における動作モード選択部１６０の機能を説明するための機能ブロック図が示される。

　図５０を参照して、動作モード選択部１６０は、コンバータ損失推定部１６２～１６４，１６７と、内部抵抗推定部１７１ａ，１７１ｂと、電源損失推定部１７２～１７４，１７７と、損失比較部１６８とを含む。

　図１９と同様のコンバータ損失推定部１６２～１６４によって、予め設定されたマップまたは演算式に従って、ａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモード適用時におけるコンバータ損失Ｐｌｃｖは、現在の動作状態に基づいて推定される。コンバータ損失推定部１６７は、電圧Ｖａ＋Ｖｂ、負荷要求電圧ＶＨｒｑおよび総電力ＰＨの関数として、予め設定されたマップまたは演算式に従って、ＳＢモードでのコンバータ損失Ｐｌｃｖの推定値を算出する。

　図１９と同様の電源損失推定部１７２～１７４によって、ａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモード適用時における電源損失Ｐｌｐｓは、予め設定されたマップまたは演算式に従って、現在の動作状態に基づいて推定される。電源損失推定部１７７は、推定された内部抵抗値Ｒａ，Ｒｂ（Ｒａ＋Ｒｂ）、電圧Ｖａ＋Ｖｂおよび総電力ＰＨの関数として、予め設定されたマップまたは演算式に従って、ＳＢモードでのコンバータ損失Ｐｌｃｖの推定値を算出する。

　この結果、コンバータ損失推定部１６２によって算出されたコンバータ損失Ｐｌｃｖと、電源損失推定部１７２によって算出された電源損失Ｐｌｐｓとの和によって、ａＢモード選択時におけるトータル損失Ｐｔｌが推定される。同様に、コンバータ損失推定部１６３によって推定されたコンバータ損失Ｐｌｃｖと、電源損失推定部１７３によって算出された電源損失Ｐｌｐｓとの和によって、ｂＢモード選択時におけるトータル損失Ｐｔｌが推定される。また、コンバータ損失推定部１６４によって推定されたコンバータ損失Ｐｌｃｖと、電源損失推定部１７４によって算出された電源損失Ｐｌｐｓとの和によって、ＰＢモード選択時におけるトータル損失Ｐｔｌが算出される。さらに、コンバータ損失推定部１６７によって推定されたコンバータ損失Ｐｌｃｖと、電源損失推定部１７７によって算出された電源損失Ｐｌｐｓとの和によって、ＳＢモード選択時におけるトータル損失Ｐｔｌが算出される。

　損失比較部１６８は、このようにして推定された、ａｂモード、ｂＢモード、ＰＢモードおよびＳＢモードのそれぞれにおけるトータル損失Ｐｔｌの比較により、トータル損失Ｐｔｌが最小となる動作モードを、効率優先モードとして選択するとともに、選択した効率優先モードを示すためのモード選択信号ＭＤ１を生成する。

　次に、動作モード修正部１７０による機能について、図２２～図２５を用いて説明する。

　図２２は、動作モード修正部１７０の動作例を示す波形図である。図２２には、電圧範囲ＶＲ３における動作例が示される。

　図２２を参照して、時刻ｔ１以前では、電圧範囲ＶＲ３での効率優先モードとして選択されたＳＢモードが適用されて、電力変換器５０が動作する。このため、電圧Ｖａ，Ｖｂによって一意に決定される電力分配比ｋに従った一定割合で電力Ｐａ，Ｐｂ（Ｐａ＞０，Ｐｂ＞０）が直流電源１０ａ，１０ｂから出力されることによって、負荷３０へ電力が供給される。直流電源１０ａの出力電力Ｐａは、電力上限値Ｐａｍａｘに対して十分余裕がある。

　図２２では、直流電源１０ｂの満充電容量が、直流電源１０ｂの満充電容量よりも小さい場合の動作が示される。このため、出力電力Ｐａ，Ｐｂがほぼ同等であるのに対して、直流電源１０ｂのＳＯＣ（ＳＯＣｂ）は、直流電源１０ａのＳＯＣ（ＳＯＣａ）よりも速いレートで低下する。

　そして、時刻ｔ１において、ＳＯＣｂが、電源制約値の１つであるＳＯＣ下限値ＳＯＣｍｉｎに達する。このため、電源保護の観点からは、直流電源１０ｂからの放電を停止することが必要である。しかしながら、ＳＢモードでは、電源システム５の損失は抑制されるものの、直流電源１０ｂの出力電力を制御することができない。したがって、動作モード修正部１７０は、効率優先モードであるＳＢモードに代えて、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力配分を制御可能であるＰＢモードを選択するように、モード選択指示信号ＭＤ＊を設定する。

　時刻ｔ１以降では、ＰＢモードが適用されて電力変換器５０が動作する。これにより、直流電源１０ａの出力電力Ｐａが増加する一方で、直流電源１０ｂの出力電力Ｐｂが低下する。電力配分が修正されても、ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂを維持することによって、負荷３０への供給が必要な総電力ＰＨは確保することができる。

　さらに、Ｐａ≦Ｐａｍａｘの範囲内で、Ｐａ＞ＰＬとなるように出力電力Ｐａを増加させることにより、負荷電力ＰＬに対するＰａの余剰分によって、ＳＯＣが電源制約値に達した直流電源１０ｂを充電することができる（Ｐｂ＜０）。たとえば、電流制御の対象となる直流電源の電流指令値の設定によって、このような動作が実現できる。これにより、ＳＯＣａが緩やかに低下し続ける一方で、ＳＯＣｂは上昇に転じる。

　時刻ｔ２では、負荷３０の動作状態が変化して、負荷３０からの回生電力が電力線２０へ供給される。図２に示した負荷３０の構成例では、モータジェネレータ３５が搭載された電動車両でブレーキペダルが操作されることによって、回生発電が開始される。この結果、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が充電される。この際の直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力の配分についても、ＰＢモードでは制御できる。

　ＳＯＣｂがさらに回復することにより、時刻ｔ３では、動作モード修正部１７０による動作モード選択の修正が終了される。この結果、時刻ｔ３からは、再び、効率優先モードであるＳＢモードが選択されて、電力変換器５０が動作する。

　なお、動作モード選択の終了の際には、効率優先モードへの復帰後、即座に、動作モードが再びＰＢモードに切り換えられる、いわゆるチャタリングの発生を防止することが好ましい。たとえば、効率優先モード（ＳＢモード）への復帰後、即座に、直流電源１０ａ，１０ｂの少なくとも一方で、出力電力が電源制約値に達すると、電源保護のためにＰＢモードが再び選択されることによって、チャタリングが発生する。

　図５１には、動作モード選択の修正を終了する際の制御処理を説明するフローチャートである。たとえば、制御装置４０が予め格納されたプログラムを実行することにより、フローチャートに従った一連の制御処理が、動作モード修正部１７０によって制御周期毎に実行される。

　図５１を参照して、制御装置４０（動作モード修正部１７０）は、動作モード選択の修正中（Ｓ１００のＹＥＳ判定時）には、チャタリング防止のために、以下のステップＳ１１０～Ｓ１５０の処理を実行する。

　動作モード修正部１７０は、ステップＳ１１０では、修正後の現在の動作モードが適用された下で、直流電源１０ａ，１０ｂの各々で、ＳＯＣおよび出力電力が電源制約値に達しているか否かを判定する。動作モード修正部１７０は、直流電源１０ａ，１０ｂが電源制約値に掛かった状態から復帰しており（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）、効率優先モードへの復帰が可能である場合には、ステップＳ１２０により、モード選択信号ＭＤ１によって示される効率優先モードが適用されたときの電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊の予測値を算出する。たとえば、効率優先モードがＳＢモードであるときには、電圧Ｖａ，Ｖｂから一意に決まる電力分配比ｋおよび現在の総電力ＰＨ（ＰＨ＊）より、効率優先モード適用時の電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を予測することができる。

　さらに、動作モード修正部１７０は、ステップＳ１３０により、予測された電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を電源制約値（Ｐａｍａｘ，Ｐｂｍａｘ，Ｐａｍｉｎ，Ｐｂｍｉｎ）と比較する。そして、予測された電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊が電源制約値に達していないとき（Ｓ１３０のＹＥＳ判定時）に限って、動作モード修正部１７０は、ステップＳ１４０に処理を進めて、動作モード選択の修正を終了する。これにより、次に制御周期からは、効率優先モードが選択される。

　一方で、動作モード修正部１７０は、直流電源１０ａ，１０ｂが電源制約値に掛かっている状態から復帰していないとき（Ｓ１１０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１５０により、動作モードの修正を維持して、ＰＢモードを選択する。さらに、動作モード修正部１７０は、直流電源１０ａ，１０ｂが電源制約値に掛かった状態から復帰していても（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）、効率優先モードの適用時おける電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊の試算値が電源制約値に達しているときには（Ｓ１３０のＮＯ判定時）、ステップＳ１５０に処理を進めて、動作モードの修正を維持する。この場合には、動作モード選択の修正を終了して効率優先モードを適用すると、電源保護のために動作モードを再び修正することになって、チャタリングが生じるからである。

　このように、動作モード修正部１７０が、図５１に示したフローチャートに従って、動作モード修正を終了して効率優先モードへ復帰するか否かを制御することにより、動作モード修正を終了する際に動作モードがチャタリングすることを防止することができる。

　なお、図２２では、直流電源の放電によってＳＯＣがＳＯＣｍｉｎに達する場合の動作を例示したが、直流電源の充電によってＳＯＣがＳＯＣｍａｘに達した場合にも同様に、ＰＢモードを選択することによって、当該直流電源のＳＯＣの上昇を抑制することができる。

　図２３には、各電圧範囲における動作モード修正部１７０による動作モードの修正の一覧が示される。

　図２３を参照して、電圧範囲ＶＲ１では、ＶＨ＞ＶＨｒｑが余儀なくされるので、負荷要求電圧ＶＨｒｑからの電圧差を小さくするために、ａＤモード、ｂＤモードまたはＰＤモードが、電圧Ｖａ，Ｖｂの関係に応じて、効率優先モードに選択される。しかしながら、これらの効率優先モードでは、いずれかの直流電源においてＳＯＣおよび／または出力電力が電源制約値に達しても、当該直流電源を保護することができない。したがって、動作モード修正部１７０は、ＰＢモードを選択するようにモード選択指示信号ＭＤ＊を生成する。

　なお、この際には、電圧指令値ＶＨ＊は、少なくとも、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）よりも高く設定する必要がある。直流電源１０ａおよび１０ｂの間に短絡電流が生じることを避けるためである。

　電圧範囲ＶＲ２では、図１９～図２１で説明したトータル損失の評価に従って、効率優先モードが選択される。そして、ａＢモードの選択時に直流電源１０ａのＳＯＣおよび／または入出力電力が電源制約値に達した場合、または、ｂＢモードの選択時に直流電源１０ｂのＳＯＣおよび／または入出力電力が電源制約値に達した場合には、動作モード修正部１７０は、ＰＢモードを選択するようにモード選択指示信号ＭＤ＊を生成する。

　また、ＳＤモードの選択時に、直列接続された状態の直流電源１０ａ，１０ｂのいずれかでＳＯＣおよび／または出力電力が電源制約値に達した場合にも、動作モード修正部１７０は、ＰＢモードを選択するようにモード選択指示信号ＭＤ＊を生成する。

　電圧範囲ＶＲ３では、上述のように、ＳＢモードが効率優先モードに選択される。そして、ＳＢモードの選択時に直流電源１０ａ，１０ｂのいずれかで、ＳＯＣおよび／または出力電力が電源制約値に達すると、動作モード修正部１７０は、ＰＢモードを選択するようにモード選択指示信号ＭＤ＊を生成する。

　これにより、電力配分を任意には制御できないＳＢモードが選択された下で、いずれかの直流電源のＳＯＣまたは出力電力が制約値に達した場合には、直流電源１０ａ，１０ｂの出力電力を制御できるＰＢモードへ動作モードを修正することにより各電源を保護することができる。

　図２４には、動作モード修正部１７０による動作の一例としてＳＢモードまたはＳＤモードからＰＢモードへの修正例が示される。

　図２４を参照して、電圧範囲ＶＲ２でＳＤモードが効率優先モードとして選択されている場合、または、電圧範囲ＶＲ３でＳＢモードが効率優先モードとして選択されている場合には、総電力ＰＨの増加に伴って、出力電力ＰａおよびＰｂは、電圧比に従って一定の比率でそれぞれ増加する。図２４に示されるように、Ｐａｍａｘ＜Ｐｂｍａｘであることから、ＰＨ＝Ｐ１になった段階で、ＰａがＰａｍａｘに達する。このため、さらなる総電力ＰＨの増加に対応するためには、出力電力Ｐａ，Ｐｂの間での電力分配を制御する必要がある。したがって、動作モード修正部１７０は、効率優先モードに代えてＰＢモードを選択するように動作モード選択を修正する。この結果、Ｐａ≦Ｐａｍａｘを維持した上で、すなわち直流電源１０ａを過電力から保護した上で、ＰＨ＞Ｐ１の範囲においても総電力ＰＨを供給することが可能となる。

　図２５には、動作モード修正部１７０による動作の他の例としてａＢモードまたはａＤモードからＰＢモードへの修正例が示される。

　図２５を参照して、電圧範囲ＶＲ２でａＢモードが効率優先モードとして選択されている場合、または、電圧範囲ＶＲ１でａＤモードが効率優先モードが選択されている場合には、直流電源１０ａの出力のみによって電力線２０へ電力が出力される。このため、総電力ＰＨの増加に伴って、出力電力Ｐａのみが増加する。

　このため、出力電力ＰａがＰａｍａｘに達すると、さらなる総電力ＰＨの増加に対応するためには、直流電源１０ｂからも電力を出力するとともに、直流電源１０ａ，１０ｂの間での電力分配を制御する必要がある。

　したがって、動作モード修正部１７０は、効率優先モードに代えてＰＢモードを選択するように動作モード選択を修正する。この結果、Ｐａ≦Ｐａｍａｘを維持した上で、すなわち直流電源１０ａを過電力から保護した上で、ＰＨ＞Ｐａｍａｘの範囲においても総電力ＰＨを供給することが可能となる。

　このように、本実施の形態１に従う電源システムの制御によれば、現在の動作状態に応じてトータル損失Ｐｔｌが最小となるように動作モードを選択することができる。さらに、直流電源のＳＯＣおよび／または出力電力が制約値に達した場合には、当該直流電源のさらなる充放電を回避するように動作モードを修正することができる。この結果、システム全体の効率向上と、各直流電源の過充電および過放電からの保護性とを両立するように、電力変換器５０の動作モードを適切に選択することができる。

　なお、動作モード選択部１６０による効率優先モードの選択は、現在の動作状態の下で電源システム全体の損失を最小とする動作モードを選択する限り、任意の手法によって実現することができる。たとえば、図１９の構成例のようにトータル損失Ｐｔｌの推定演算を都度行なうのではなく、負荷３０や直流電源１０ａ，１０ｂの動作状態から、直接効率優先モードを決定するように、動作モード選択部１６０を構成することも可能である。

　また、図２に示した負荷３０が、車両駆動力を発生するためのエンジンを備えたハイブリッド自動車に搭載された場合には、負荷３０（モータジェネレータ３５）の出力を絞っても、エンジンからの出力によって車両駆動力を確保することができる。このため、本実施の形態に従う電源システムがハイブリッド車両へ搭載された場合には、シリーズモード（ＳＢモードまたはＳＤモード）の適用中に直流電源１０ａ，１０ｂのいずれかが電源制約値に掛かった状態において、動作モードをＰＢモードに修正する選択肢の他に、シリーズモードを維持したままで負荷電力ＰＬを絞ることによっても直流電源１０ａ，１０ｂの保護を図ることができる。ハイブリッド自動車では、エンジン出力を増加することによって、モータジェネレータ３５の出力を減少させても、車両全体での走行駆動力を確保することができるからである。

　このため、電力効率（燃費）を最優先する運転モードがユーザによって選択可能であるハイブリッド自動車では、当該運転モードが選択されているときは、動作モード修正部１７０による動作モード修正に代えて、シリーズモードでの負荷電力ＰＬを制限するように制御することも可能である。この場合には、シリーズモードを維持したままで、負荷電力ＰＬがｍｉｎ（Ｐａｍｉｎ／ｋ，ＰＬｍｉｎｂ／（１－ｋ））≦ＰＬ≦ｍａｘ（Ｐａｍａｘ／ｋ，Ｐｂｍａｘ／（１－ｋ））の範囲内となるように、モータジェネレータ３５の出力（代表的にはトルク）が制限される。このようにすると、ユーザによる運転モード選択に対応させて、負荷電力の確保よりもシステム効率の向上を優先させるように、電源システムを制御することができる。なお、言い換えれば、直流電源１０ａ，１０ｂを有効活用して負荷電力を確保する観点からは、動作モード修正部１７０による動作モードの修正が有利といえる。

　［実施の形態１の変形例］
　実施の形態１の変形例では、直流電源１０ａ，１０ｂの両方を使用するＰＢモードおよびＳＢモードでのパルス幅変調制御におけるキャリア波の位相制御（以下、キャリア位相制御）について説明する。

　図２６には、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂ間に意図的に位相差を設けた場合におけるＰＢモードの制御動作例が示される。

　図２６を参照して、キャリア波ＣＷａおよびキャリア波ＣＷｂは、同一周波数であるが、両者の間には位相差φが設けられている。図２６の例では、位相差φ＝１８０度である。

　図９に示されたφ＝０度のときと同様に、キャリア波ＣＷａおよびデューティ比Ｄａの比較に基づいて制御パルス信号ＳＤａが生成されるとともに、キャリア波ＣＷｂおよびデューティ比Ｄｂの比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤｂが生成される。

　図２６において、デューティ比Ｄａ，Ｄｂは図９と同一値である。したがって、図２６の制御パルス信号ＳＤａは、図９の制御パルス信号ＳＤａと比較して、位相は異なるもののＨレベル期間の長さは同じである。同様に、図２６での制御パルス信号ＳＤｂは、図９の制御パルス信号ＳＤｂと比較して、位相は異なるもののＨレベル期間の長さは同じである。

　したがって、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂ間に位相差φを設けることにより、図２６の制御信号ＳＧ１～ＳＧ４は、図９の制御信号ＳＧ１～ＳＧ４とは異なった波形となる。図９および図２６の比較から、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの間の位相差φを変化させることにより、電流Ｉ（Ｌ１）および電流Ｉ（Ｌ２）の位相関係（電流位相）が変化することが理解される。

　一方で、同一のデューティ比Ｄａ，Ｄｂに対して、電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）の平均値は、図９および図２６の間で同等となることが理解される。すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂの出力は、デューティ比Ｄａ，Ｄｂによって制御されるものであり、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの位相差φを変化させても影響が生じない。

　このため、実施の形態１の変形例では、ＰＢモードにおいて、キャリア波ＣＷａおよびＣＷｂの間の位相差φを適切に調整するキャリア位相制御によって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のスイッチング損失の低減を図る。

　以下では、代表的な例として、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が力行状態、すなわち電流Ｉ（Ｌ１）＞０かつ電流Ｉ（Ｌ２）＞０である状態での制御について説明する。

　図２７は、電力変換器５０においてＰＢモードにおけるキャリア位相制御による電流位相を説明する波形図である。

　図２７を参照して、時刻Ｔａまでは、スイッチング素子Ｓ２～Ｓ４がオンされるので、直流電源１０ａ，１０ｂの両方に対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされた状態となる、このため、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方は上昇する。

　時刻Ｔａにおいて、スイッチング素子Ｓ２がターンオフされることにより、直流電源１０ｂに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオフされた状態となるので、電流Ｉ（Ｌ２）が下降を開始する。スイッチング素子Ｓ２のターンオフと入替わりに、スイッチング素子Ｓ１がターンオンされる。

　時刻Ｔａ以降では、直流電源１０ａに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされ、直流電源１０ｂに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオフされた状態となる。すなわち、電流Ｉ（Ｌ１）が上昇する一方で、電流Ｉ（Ｌ２）が下降する。このとき、電力変換器５０での電流経路は、図２８Ａのようになる。

　図２８Ａから理解されるように、時刻Ｔａ以降では、スイッチング素子Ｓ４には、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の差電流が通過することになる。すなわち、スイッチング素子Ｓ４の通過電流が小さくなる。

　再び図２７を参照して、時刻Ｔａ以降の状態から、スイッチング素子Ｓ４がターンオフすると、直流電源１０ａに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオフされた状態となるので、電流Ｉ（Ｌ１）が下降を開始する。また、スイッチング素子Ｓ２がターンオンすると、直流電源１０ｂに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされた状態となるので、電流Ｉ（Ｌ２）が再び上昇を開始する。すなわち、電力変換器５０での電流経路が、図２８Ａの状態から、図２８Ｂの状態に変化する。図２８Ｂの状態では、スイッチング素子Ｓ２には、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の差電流が通過することになるため、スイッチング素子Ｓ２の通過電流が小さくなる。

　図２８Ａの状態でスイッチング素子Ｓ４をターンオフさせることにより、スイッチング素子Ｓ４のターンオフ時の電流、すなわち、スイッチング損失を低減できる。また、図２８Ｂの状態でスイッチング素子Ｓ２をターンオンさせることにより、スイッチング素子Ｓ２のターンオン時の電流、すなわち、スイッチング損失を低減できる。

　したがって、電流Ｉ（Ｌ１）の下降開始タイミング（極大点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の上昇タイミング（極小点）とが重なるように、電流位相、すなわち、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの位相差φを調整する。これにより、図２７の時刻Ｔｂにおいて、スイッチング素子Ｓ２がターンオンされるとともに、スイッチング素子Ｓ４がターンオフされる。

　再び図２７を参照して、時刻Ｔｃでは、スイッチング素子Ｓ１がターンオフされるとともに、スイッチング素子Ｓ４がターンオンされる。これにより、直流電源１０ａ，１０ｂの各々に対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされた状態となる。これにより、上述した時刻Ｔａ以前の状態が再現されて、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方が上昇する。

　図２９Ａ，図２９Ｂには、図２７に示した電流位相におけるスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電流波形が示される。図２９Ａには、スイッチング素子Ｓ２の電流Ｉ（Ｓ２）の波形が示され、図２９Ｂには、スイッチング素子Ｓ４の電流Ｉ（Ｓ４）の波形が示される。

　図２９Ａを参照して、電流Ｉ（Ｓ２）は、時刻Ｔａまでの期間および時刻Ｔｃ以降の期間では、Ｉ（Ｓ２）＝Ｉ（Ｌ２）となる。時刻Ｔａ～Ｔｂの期間では、スイッチング素子Ｓ２がオフされるので、Ｉ（Ｓ２）＝０である。そして、時刻Ｔｂ～Ｔｃの期間では、図２８Ｂに示したように、Ｉ（Ｓ２）＝－（Ｉ（Ｌ１）－Ｉ（Ｌ２））となる。

　図２９Ｂを参照して、電流Ｉ（Ｓ４）は、時刻Ｔａまでの期間および時刻Ｔｃ以降の期間では、Ｉ（Ｓ４）＝Ｉ（Ｌ１）となる。時刻Ｔａ～Ｔｂの期間では、図２８Ａに示したように、Ｉ（Ｓ４）＝－（Ｉ（Ｌ２）－Ｉ（Ｌ１））となる。そして、時刻Ｔｂ～Ｔｃの期間では、スイッチング素子Ｓ４がオフされるので、Ｉ（Ｓ４）＝０である。

　図３０には、図２７と比較するための、図２７と同等のデューティ比の下でキャリア波間の位相差φ＝０としたときの電流位相が示される。

　図３０を参照して、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの位相差φ＝０のときには、電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）が上昇／下降するタイミング（Ｔｘ，Ｔｙ，Ｔｚ，Ｔｗ）はそれぞれ別個のものとなる。

　具体的には、時刻Ｔｘ以前での、スイッチング素子Ｓ１がオフしスイッチング素子Ｓ２～Ｓ４がオンしている状態では、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方が上昇する。そして、時刻Ｔｘでスイッチング素子Ｓ４がターンオフすることによって、電流Ｉ（Ｌ１）が下降を開始する。スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ４のターンオフと入替わりにターンオンする。

　そして、時刻Ｔｙでは、スイッチング素子Ｓ３がターンオフすることによって、電流Ｉ（Ｌ２）が下降を開始する。スイッチング素子Ｓ４は、スイッチング素子Ｓ３のターンオフと入替わりにターンオンする。これにより、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方が下降する。

　時刻Ｔｚでは、スイッチング素子Ｓ２がターンオフするとともに、スイッチング素子Ｓ３がターンオンする。これにより、直流電源１０ａに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンした状態となるので、電流Ｉ（Ｌ１）が再び上昇する。さらに、時刻Ｔｗでは、スイッチング素子Ｓ１がターンオフするとともに、スイッチング素子Ｓ２がターンオンする。これにより、時刻Ｔｘ以前の状態が再現されるので、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方が上昇する。

　図３１Ａ，図３１Ｂには、図３０に示した電流位相におけるスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電流波形が示される。図３１Ａには、スイッチング素子Ｓ２の電流Ｉ（Ｓ２）の波形が示され、図３１Ｂには、スイッチング素子Ｓ４の電流Ｉ（Ｓ４）の波形が示される。

　図３１Ａを参照して、電流Ｉ（Ｓ２）は、時刻Ｔｘまでの期間および時刻Ｔｗ以降の期間では、Ｉ（Ｓ２）＝Ｉ（Ｌ２）となる。時刻Ｔｘ～Ｔｙの期間では、図２８Ｂと同様の電流経路が形成されるので、Ｉ（Ｓ２）＝－（Ｉ（Ｌ１）－Ｉ（Ｌ２））となる。そして、時刻Ｔｙ～Ｔｚの期間では、直流電源１０ａに対する上アーム素子として動作するので、Ｉ（Ｓ２）＝－Ｉ（Ｌ１）となる。電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）の両方が下降する時刻Ｔｙ～Ｔｚの期間では、スイッチング素子Ｓ２は直流電源１０ａに対して上アーム素子として動作するので、Ｉ（Ｓ２）＝－Ｉ（Ｌ１）となる。時刻Ｔｚ～Ｔｗの期間では、スイッチング素子Ｓ２がオフされるので、Ｉ（Ｓ２）＝０である。

　図３１Ｂを参照して、電流Ｉ（Ｓ４）は、時刻Ｔｘまでの期間および時刻Ｔｗ以降の期間では、Ｉ（Ｓ４）＝Ｉ（Ｌ１）となる。時刻Ｔｘ～Ｔｙの期間では、スイッチング素子Ｓ４がオフされるので、Ｉ（Ｓ４）＝０である。電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）の両方が下降する時刻Ｔｙ～Ｔｚの期間では、スイッチング素子Ｓ４は直流電源１０ｂに対する上アーム素子として動作するので、Ｉ（Ｓ４）＝－Ｉ（Ｌ２）となる。時刻Ｔｚ～Ｔｗの間では、図２８Ａと同様の電流経路が形成されるので、Ｉ（Ｓ２）＝－（Ｉ（Ｌ２）－Ｉ（Ｌ１））となる。

　図３１Ａの時刻Ｔｂで生じる電流Ｉ（Ｓ２）と、図３１Ａの時刻Ｔｗで生じる電流Ｉ（Ｓ２）との比較から、図２９Ａ，図２９Ｂの電流位相となるように位相差φを調整することによって、スイッチング素子Ｓ２のターンオン電流、すなわち、ターンオン時のスイッチング損失が低減されることが理解される。さらに、図２９Ａの時刻Ｔｂ～Ｔｃでの電流Ｉ（Ｓ２）と、図３１Ａの時刻Ｔｙ～Ｔｚでの電流Ｉ（Ｓ２）との比較から、スイッチング素子Ｓ２の導通損失についても低減されることが理解される。

　同様に、図２９Ｂの時刻Ｔｂでの電流Ｉ（Ｓ４）と、図３１Ｂの時刻Ｔｘでの電流Ｉ（Ｓ４）との比較から、図２７の電流位相となるように位相差φを調整することによって、スイッチング素子Ｓ４のターンオフ電流、すなわち、ターンオフ時のスイッチング損失が低減されることが理解される。さらに、図２９Ｂの時刻Ｔａ～Ｔｂでの電流Ｉ（Ｓ４）と、図３１Ａの時刻Ｔｙ～Ｔｚでの電流Ｉ（Ｓ４）との比較から、スイッチング素子Ｓ４の導通損失についても低減されることが理解される。

　このように、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの間に位相差φを設けることにより、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４での損失を低減できる。図２７に示したように、直流電源１０ａおよび２０の両方が力行となる状態では、電流Ｉ（Ｌ１）の下降開始タイミング（極大点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の上昇タイミング（極小点）が重なるように、すなわち、スイッチング素子Ｓ２のターンオンタイミングと、スイッチング素子Ｓ４のターンオフタイミングとが一致するように、位相差φを設定することによって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４での損失が抑制される。

　この結果、直流電源１０ａおよび２０と電力線２０（負荷３０）との間の直流電力変換を高効率で実行することができる。このような位相差φでは、制御パルス信号ＳＤａの立下りタイミング（または立上りタイミング）と、制御パルス信号ＳＤｂの立上りタイミング（または立下りタイミング）とが重なることになる。言い換えると、制御パルス信号ＳＤａのパルスの遷移タイミングと、制御パルス信号ＳＤｂのパルスの遷移タイミングとを合わせるように、位相差φを調整することが必要となる。なお、遷移タイミングとは、パルスのＨレベル／Ｌレベルが切り換わるタイミングを示すものである。

　図９および図２６からも理解されるように、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂは、デューティ比Ｄａ，Ｄｂによって変化する。したがって、図２７のような電流位相が実現できる位相差φ、すなわち、キャリア位相制御による位相差φについても、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに応じて決定されることが理解できる。このため、デューティ比Ｄａ，Ｄｂと、キャリア位相制御による位相差φとの関係を予め求めるとともに、その対応関係を予めマップ（以下、「位相差マップ」とも称する）あるいは関数式（以下、「位相差算出式」とも称する）として制御装置４０に記憶することが可能である。

　そして、ＰＢモードにおける直流電源１０ａ，１０ｂでの電流制御のためのＰＷＭ制御では、算出されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂに基づいて、キャリア位相制御のための位相差φを算出することができる。そして、算出された位相差φを有するようにキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂを発生させることにより、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４での損失を抑制した高効率のＤＣ／ＤＣ変換を実現することができる。

　図２７～図３１Ｂでは、直流電源１０ａおよび２０の両方が力行の状態を説明したが、その他の状態においても、同様のキャリア位相制御が実行できる。

　図３２は、直流電源の各動作状態における本発明の実施の形態１に従うキャリア位相制御を説明するための図表である。

　図３２を参照して、状態Ａでは、上述した、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が力行状態である。図２７に示したように、電流Ｉ（Ｌ１）の下降タイミング（極大点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の上昇タイミング（極小点）とが図中のＴｂで重なるような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを調整する。これにより、Ｔｂにおけるスイッチング素子Ｓ２のターンオン損失およびスイッチング素子Ｓ４のターンオフ損失を低減できる。さらに、上述のように、Ｔａ～Ｔｂの期間におけるスイッチング素子Ｓ４の導通損失および、Ｔｂ～Ｔｃの期間におけるスイッチング素子Ｓ２の導通損失を低減することができる。

　状態Ｂでは、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が回生状態である。この状態では、電流Ｉ（Ｌ１）の上昇タイミング（極小点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の下降タイミング（極大点）とが図中のＴｂで重なるような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを調整する。これにより、Ｔｂにおけるスイッチング素子Ｓ４のターンオン損失およびスイッチング素子Ｓ２のターンオフ損失を低減できる。さらに、上述のように、Ｔａ～Ｔｂの期間におけるスイッチング素子Ｓ２の導通損失および、Ｔｂ～Ｔｃの期間におけるスイッチング素子Ｓ４の導通損失を低減することができる。

　状態Ｃでは、直流電源１０ａが回生状態である一方で、直流電源１０ｂは力行状態である。この状態では、電流Ｉ（Ｌ１）の下降タイミング（極大点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の下降タイミング（極大点）とが図中のＴａで重なるような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを調整する。これにより、Ｔａにおけるスイッチング素子Ｓ３のターンオン損失およびスイッチング素子Ｓ１のターンオフ損失を低減できる。さらに、上述のように、Ｔａ～Ｔｂの期間におけるスイッチング素子Ｓ１の導通損失および、Ｔｃ～Ｔａの期間におけるスイッチング素子Ｓ３の導通損失を低減することができる。

　さらに、状態Ｄでは、直流電源１０ａが力行状態である一方で、直流電源１０ｂは回生状態である。この状態では、電流Ｉ（Ｌ１）の上昇タイミング（極小点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の上昇タイミング（極大点）とが図中のＴｃで重なるような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを調整する。これにより、Ｔｃにおけるスイッチング素子Ｓ１のターンオン損失およびスイッチング素子Ｓ３のターンオフ損失を低減できる。さらに、上述のように、Ｔｂ～Ｔｃの期間におけるスイッチング素子Ｓ１の導通損失および、Ｔｃ～Ｔａの期間におけるスイッチング素子Ｓ３の導通損失を低減することができる。

　このように、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の変曲点（極大点および極小点）を同一タイミングとすることで、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４での損失を低減できる。ただし、直流電源１０ａおよび１０ｂの力行／回生状態の組合せによって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４での損失を低減するための位相差φが異なる。したがって、力行／回生状態の組合せ（図３２での状態Ａ～Ｄ）ごとに、上述した、位相差マップまたは位相差算出式を設定することが好ましい。

　このように、実施の形態１の変形例に従えば、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するためのＰＢモードでのＤＣ／ＤＣ変換において、上述のキャリア位相制御を組み合わせることができる。これにより、図７Ａ～図８Ｂでも説明した、直流電源１０ａ，１０ｂのそれぞれによるＤＣ／ＤＣ変換での電流同士が打ち消し合う効果を最大限に享受して、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の損失が低減された高効率のＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。

　次にＳＢモードにおけるキャリア位相制御を説明する。
　図３３に示されるように、ＳＢモードでは直流電源１０ａおよび１０ｂが直列に接続されるので、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が力行となる状態（図３２での状態Ａ）および直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が回生となる状態（図３２の状態Ｂ）のいずれかの状態しか存在しない。

　したがって、ＳＢモードにおける制御動作では、キャリア波間の位相差φは、図３２の状態Ａ，Ｂに示されるように、スイッチング素子Ｓ２のターンオンとスイッチング素子Ｓ４のターンオフとが重なるように、あるいは、スイッチング素子Ｓ４のターンオンとスイッチング素子Ｓ２のターンオフとが重なるように設定される。

　すなわち、制御パルス信号ＳＤａの立下りタイミングと制御パルス信号ＳＤｂの立上りタイミング、または、制御パルス信号ＳＤａの立上りタイミングと制御パルス信号ＳＤｂの立下りタイミングとが重なるように、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの位相差φを設定することによって、図３２の状態Ａ，Ｂに示された、電流Ｉ（Ｌ１）および電流Ｉ（Ｌ２）の間で、上昇タイミング（極小点）と下降タイミング（極大点）とが同一タイミングとなる電流位相が実現されることになる。

　このときのデューティ比Ｄａ，Ｄｂを考える。式（１）を変形することにより、Ｄａについて下記（５）式が得られる。

　Ｄａ＝（ＶＨ－Ｖａ）／ＶＨ　　　　…（５）
　同様に、式（２）を変形することにより、Ｄｂについて下記（６）式が得られる。

　Ｄｂ＝（ＶＨ－Ｖｂ）／ＶＨ　　　　…（６）
　図１０に示されるように、ＰＢモードにおける制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和に基づいて生成される。したがって、制御パルス信号ＳＤａの立下り（または立上り）タイミングと、制御パルス信号ＳＤｂの立上り（または立下り）タイミングとが重なるように位相差φを設定すると、ＶＨ＞（Ｖａ＋Ｖｂ）が成立するとき、ＰＢモードにおける制御信号ＳＧ３のＨレベル期間の比率が１．０を超えることが理解される。すなわち、ＶＨ＞（Ｖａ＋Ｖｂ）のときには、デューティ比Ｄａ，ＤｂによるＰＢモードと共通のＰＷＭ制御によっても、制御信号ＳＧ３がＨレベルに固定される。

　図３４には、キャリア位相制御を適用したときのＳＢモードにおける制御パルス信号を示す波形図が示される。

　図３４に示されるように、ＰＢモードにおける制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和に基づいて生成される。上述のように位相差φを設定すると、制御パルス信号／ＳＤａの立上りタイミングと、制御パルス信号／ＳＤｂの立上りタイミングとが重なる。このため、制御信号ＳＧ１のデューティ比ＤＳＧ１＝（１－Ｄａ）＋（１－Ｄｂ）で示される。すなわち、ＤＳＧ１は、下記（７）式で示される。

　ＤＳＧ１＝（Ｖａ＋Ｖｂ）／ＶＨ　　　…（７）
　一方で、デューティ比Ｄｃは、式（３）を変形することにより、下記（８）式で示される。

　Ｄｃ＝１－（Ｖａ＋Ｖｂ）／ＶＨ　　　…（８）
　したがって、図３５のＳＢモードでの論理演算に従って、ＳＧ１＝／ＳＧｃとすると、制御信号ＳＧ１のデューティ比ＤＳＧ１は、下記（９）式で示される。

　ＤＳＧ１＝１－Ｄｃ＝（Ｖａ＋Ｖｂ）／ＶＨ　　　…（９）
　このように、上述のキャリア位相制御に従って位相差φを設定した場合には、デューティ比Ｄａ，Ｄｂによる制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂに基づく論理演算、具体的には、／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって、デューティ比Ｄｃに基づく制御パルス信号／ＳＤｃとデューティ比が等しい信号を生成することができる。すなわち、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂに基づいて、ＳＢモードにおける制御信号ＳＧ１を生成することができる。

　また、図３５に示されるように、ＳＢモードにおける制御信号ＳＧ２，ＳＧ４は、制御信号ＳＧ１の反転信号である。ｎｏｔ（／ＳＤｂ　ｏｒ　／ＳＤａ）の論理演算結果は、ＳＤａおよびＳＤｂの論理積（ＳＤｂ　ａｎｄ　ＳＤａ）となる。したがって、制御パルス信号ＳＤｃに従って設定されるべき制御信号ＳＧ２，ＳＧ４についても、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理演算に基づいて生成することができる。

　このように、ＳＢモードでは、キャリア位相制御を適用して、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）および制御パルス信号ＳＤｂ（／ＳＤｂ）の間でパルスの遷移タイミングを合わせるように、位相差φが設定される。このような位相差φを有するようにキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂを生成することにより、図３５に示されるように、ＳＢモードにおける、デューティ比Ｄｃに基づいて設定されるべき制御信号ＳＧ１～ＳＧ４を、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに基づく制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂから生成することが可能である。

　具体的には、上述のように、制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって、Ｈレベルに固定された信号となる。また、制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって、デューティ比Ｄｃに基づくＰＷＭ制御と同等のデューティを有するように生成できる。また、ＳＢモードにおいて、制御信号ＳＧ１と相補に設定される制御信号ＳＧ２，ＳＧ４についても、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理積によって生成できる。

　なお、ＳＢモードにおける位相差φについても、ＰＢモードにおけるキャリア位相制御と同様に、予め設定された、デューティ比Ｄａ，Ｄｂと位相差φとの関係を記憶する位相差マップないし位相差算出式に従って、ＳＢモードにおいて算出されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂに基づいて算出することができる。

　図３６には、本実施の形態１の変形例に従う電力変換器制御におけるＰＢモードおよびＳＢモードの動作例を示す波形図が示される。

　図３６を参照して、キャリア波ＣＷａの山でＰＢモードからＳＢへの切替指令が発せられる。切替指令の発生前では、直流電源１０ａ，１０ｂのそれぞれの電流制御によって算出されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂに基づいて、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４が生成される。

　切替指令が発せられると、図３５に示した論理演算式に従って、デューティ比Ｄｃを新たに算出することなく、その時点での制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂに基づいて、即座にＳＢモードでの制御信号ＳＧ１～ＳＧ４を生成することができる。

　このため、ＰＢモードを始めとする昇圧モードに属する他の動作モードと共通に、デューティ比Ｄａ，Ｄｂを用いてＳＢモードにおける制御信号ＳＧ１～ＳＧ４を生成することができる。特に、動作モードの切替時に、制御遅れを発生することなく、ＰＢモードおよびＳＢモードの間の切替処理を実行することができる。

　［実施の形態２］
　実施の形態２では、直流電源１０ａ，１０ｂの出力を制御するための電力変換器制御について説明する。実施の形態２による。以下の説明で明らかになるように、各動作モードにおいて共通の制御演算が適用される点が、本実施の形態２に従う電力変換器制御の特徴の１つである。

　図３７は、本実施の形態２に従う電力変換器制御の基本的な概念を説明する図である。
　図３７を参照して、出力電圧ＶＨは、総電力ＰＨが負荷電力ＰＬよりも大きい状態（ＰＨ＞ＰＬ）では上昇する一方で、ＰＨ＜ＰＬの状態では低下する。したがって、本実施の形態２に従う電力変換器制御では、出力電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ＊に対する電圧偏差ΔＶＨに応じて総電力ＰＨの指令値を設定する。さらに、総電力ＰＨを出力電力ＰａおよびＰｂの間で分配することにより、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力を電力制御（電流制御）する。

　（ＰＢモードにおける制御動作）
　まず、ＰＢモードでの制御動作について説明を進める。

　図３８および図３９は、本実施の形態１に従う電力変換器制御を説明するためのブロック図である。図３８には、各直流電源の電力指令値を設定する制御演算のための構成が示されるとともに、図３９には、設定された電力指令値に従って各直流電源の出力を制御する制御演算のための構成が示される。

　図３８を参照して、制御装置４０は、電圧制御部２００と、パワー管理部２９０とを含む。

　パワー管理部２９０は、直流電源１０ａ，１０ｂおよび／または負荷３０の動作状態に基づいて、総電力ＰＨに関する電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎと、直流電源１０ａの電力上限値Ｐａｍａｘおよび電力下限値Ｐａｍｉｎと、直流電源１０ａおよび１０ｂの間の電力分配比ｋとを設定する。直流電源１０ａ，１０ｂ全体での総電力ＰＨについても、電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎを設定することができる。たとえば、ＰＨｍａｘ＝Ｐａｍａｘ＋Ｐｂｍａｘ、ＰＨｍｉｎ＝Ｐａｍｉｎ＋Ｐｂｍｉｎとすることができる。

　実施の形態１でも説明したように、ＰＢモードでは、０≦ｋ≦１．０の任意の値に、電力分配比ｋを設定することができる。上述のように、電力分配比ｋは、たとえば、直流電源１０ａ，１０ｂの状態（たとえば、ＳＯＣのバランスないし上下限電力のバランス）、あるいは、出力電力レベル（ＰＨ）等に基づいて決めることができる。なお、後程詳細に説明するように、電力分配比ｋは動作モードに応じて切替えられる。

　パワー管理部２９０は、さらに、直流電源１０ａ，１０ｂの間で充放電を行なうための循環電力値Ｐｒを設定する。

　循環電力値Ｐｒは、直流電源１０ｂを充電するための直流電源１０ａからの出力電力に相当する。たとえば、力行動作時には、ｋ＝１とした上でＰｒ＞０に設定すると、直流電源１０ａの出力電力によって、総電力ＰＨを電力線２０に対して供給しつつ、直流電源１０ｂを充電することができる。反対に、ｋ＝０とした上でＰｒ＜０に設定すると、直流電源１０ｂの出力電力によって、総電力ＰＨを電力線２０に対して供給しつつ、直流電源１０ａを充電することができる。

　また、回生動作時（ＰＨ＜０）には、ｋ＝０とした上でＰｒ＞０に設定すると、負荷３０からの回生電力と、直流電源１０ａからの出力電力との両方によって、直流電源１０ｂを充電することができる。反対に、ｋ＝１とした上でＰｒ＜０に設定すると、負荷３０からの回生電力と、直流電源１０ｂからの出力電力との両方によって、直流電源１０ａを充電することができる。

　循環電力値Ｐｒが設定されないとき（Ｐｒ＝０）には、直流電源１０ａおよび１０ｂの間での充放電は実行されない。パワー管理部２９０は、たとえば、直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣが不均衡である場合に、低ＳＯＣ側の直流電源の充電を促進するように循環電力値Ｐｒを設定する。

　電圧制御部２００は、出力電圧ＶＨの電圧偏差に基づいて、直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を設定する。電圧制御部２００は、偏差演算部２１０と、制御演算部２２０と、リミッタ２３０と、電力分配部２４０と、循環電力加算部２５０と、リミッタ２６０と、減算部２７０とを有する。

　偏差演算部２１０は、電圧指令値ＶＨ＊および出力電圧ＶＨの検出値の差に従って電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊－ＶＨ）を算出する。制御演算部２２０は、電圧偏差ΔＶＨに基づいて、電圧制御のために要求される総電力ＰＨｒを算出する。たとえば、制御演算部２２０は、ＰＩ演算によって、下記（１０）式に従ってＰＨｒを設定する。

　ＰＨｒ＝Ｋｐ・ΔＶＨ＋Σ（Ｋｉ・ΔＶＨ）　　　　　…（１０）
　式（１０）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインには、平滑コンデンサＣＨの容量値も反映される。式（１０）に従って総電力ＰＨｒを設定することにより、電圧偏差ΔＶＨを低減するためのフィードバック制御を実現できる。

　あるいは、負荷３０の動作状態から負荷電力ＰＬを予測できる場合には、この予測値ＰＬ＊をさらに反映して、式（１１）に従って要求される総電力ＰＨｒを設定することも可能である。このようにすると、負荷３０での電力消費をフィードフォワードする形で出力電圧ＶＨを制御することができる。

　ＰＨｒ＝Ｋｐ・ΔＶＨ＋Σ（Ｋｉ・ΔＶＨ）＋ＰＬ＊　　　　…（１１）
　リミッタ２３０は、パワー管理部２９０によって設定されたＰＨｍａｘ～ＰＨｍｉｎの範囲内となるように、電力指令値ＰＨ＊を制限する。もし、ＰＨｒ＞ＰＨｍａｘのときには、リミッタ２３０によりＰＨ＊＝ＰＨｍａｘに設定される。同様に、ＰＨｒ＜ＰＨｍｉｍのときには、リミッタ２３０は、ＰＨ＊＝ＰＨｍｉｎに設定する。また、ＰＨｍａｘ≧ＰＨｒ≧ＰＨｍｉｎのときには、そのままＰＨ＊＝ＰＨｒに設定される。これにより、総電力指令値ＰＨ＊が確定する。

　電力分配部２４０は、総電力指令値ＰＨ＊および電力分配比ｋに基づいて、直流電源１０ａが分担すべき出力電力ｋ・ＰＨ＊を算出する。循環電力加算部２５０は、電力分配部２４０によって算出されたｋ・Ｐａ＊と、パワー管理部２９０によって設定された循環電力値Ｐｒとを加算することによって、直流電源１０ａが要求される電力Ｐａｒを算出する（Ｐａｒ＝ｋ・Ｐａ＊＋Ｐｒ）。

　リミッタ２６０は、パワー管理部２９０によって設定されたＰａｍａｘ～Ｐａｍｉｎの範囲内となるように、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を制限する。もし、Ｐａｒ＞Ｐａｍａｘのときには、リミッタ２６０によりＰａ＊＝Ｐａｍａｘに修正される。同様に、ＰＨａ＜Ｐａｍｉｍのときには、リミッタ２６０は、Ｐａ＊＝Ｐａｍｉｎに修正する。また、Ｐａｍａｘ＞Ｐａｒ＞Ｐａｍｉｎのときには、そのままＰａ＊＝Ｐａｒとされる。これにより、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊が確定する。

　減算部２７０は、総電力指令値ＰＨ＊から電力指令値Ｐａ＊を減算することによって、直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊を設定する（Ｐｂ＊＝ＰＨ＊－Ｐａ＊）。

　図４０は、図３８に従って設定された電力指令値による電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。

　図４０を参照して、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するために必要な総電力指令値ＰＨ＊は、電力分配比ｋに従って電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊に分配される。すなわち、基本的には、Ｐａ＊＝ｋ・ＰＨ、Ｐｂ＊＝（１－ｋ）・ＰＨ＊に設定される。これにより、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力比を制御した上で、出力電圧ＶＨを制御するための総電力指令値ＰＨ＊に従った電力を、電力線２０へ入出力することができる。

　さらに、循環電力値Ｐｒを設定することにより、直流電源１０ａからの出力電力によって直流電源１０ｂを充電（Ｐｒ＞０）、あるいは、直流電源１０ｂからの出力電力によって直流電源１０ａを充電（Ｐｒ＜０）することができる。

　また、電力指令値Ｐａ＊がリミッタ２６０によってＰａｍａｘ～Ｐａｍｉｎの範囲内に確実に制限されるので、直流電源１０ａを過電力から保護できる。すなわち、直流電源１０ａの過充電および過放電を防止できる。

　また、負荷電力ＰＬをＰＨｍｉｎ～ＰＨｍａｘの範囲内に制限するとともに、総電力指令値ＰＨ＊がリミッタ２３０によってＰＨｍａｘ～ＰＨｍｉｎの範囲内に確実に制限されることにより、直流電源１０ｂについても過電力から保護できる。すなわち、直流電源１０ｂの過充電および過放電についても防止することができる。

　図３９を参照して、制御装置４０は、電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊に従って直流電源１０ａ，１０ｂからの出力を制御するための、電流制御部３００、電流制御部３１０、ＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）制御部４００、およびキャリア波発生部４１０を含む。電流制御部３００は、電流制御によって直流電源１０ａの出力を制御する。電流制御部３１０は、電流制御によって直流電源１０ａの出力を制御する。

　電流制御部３００は、電流指令生成部３０２と、偏差演算部３０４と、制御演算部３０６と、ＦＦ加算部３０８とを有する。

　電流指令生成部３０２は、電力指令値Ｐａ＊と、電圧Ｖａの検出値とに基づいて、直流電源１０ａの電流指令値Ｉａ＊を設定する（Ｉａ＊＝Ｐａ＊／Ｖａ）。偏差演算部３０４は、電流指令値Ｉａ＊および電流Ｉａの検出値の差に従って電流偏差ΔＩａ（ΔＩａ＝Ｉａ＊－Ｉａ）を算出する。制御演算部３０６は、電流偏差ΔＩａに基づいて、電流フィードバック制御の制御量Ｄｆｂａを算出する。たとえば、制御演算部３０６は、ＰＩ演算によって、下記（１２）式に従って制御量Ｄｆｂａを算出する。

　Ｄｆｂａ＝Ｋｐ・ΔＩａ＋Σ（Ｋｉ・ΔＩａ）　　　　　…（１２）
　式（１２）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインは、式（１０）とは別個に設定される。

　一方で、電圧フィードフォワード制御のＦＦ制御量Ｄｆｆａは、式（１）をＤａについて解くことで得られるＤａ＝（ＶＨ－Ｖａ）／ＶＨに沿って、式（１３）に従って設定される。

　Ｄｆｆａ＝（ＶＨ＊－Ｖａ）／ＶＨ＊　　　…（１３）
　ＦＦ加算部３０８は、ＦＢ制御量ＤｆｂａおよびＦＦ制御量Ｄｆｆａを加算することによって、直流電源１０ａの出力制御に関するデューティ比Ｄａを算出する。デューティ比Ｄａは、式（１）と同様に、直流電源１０ａの電圧Ｖａと出力電圧ＶＨとの間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう際の、昇圧チョッパ回路（図７Ａ，図７Ｂ）の下アーム素子（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）がオンされる期間のデューティ比に相当する。

　同様に、直流電源１０ｂに対応する電流制御部３１０は、電流指令生成部３１２と、偏差演算部３１４と、制御演算部３１６と、ＦＦ加算部３１８とを有する。

　電流指令生成部３１２は、電力指令値Ｐｂ＊と、電圧Ｖｂの検出値とに基づいて、直流電源１０ｂの電流指令値Ｉｂ＊を設定する（Ｉｂ＊＝Ｐｂ＊／Ｖｂ）。偏差演算部３１４は、電流指令値Ｉｂ＊および電流Ｉｂの検出値の差に従って電流偏差ΔＩｂ（ΔＩｂ＝Ｉｂ＊－Ｉｂ）を算出する。制御演算部３１６は、電流偏差ΔＩｂに基づいて、電流フィードバック制御の制御量Ｄｆｂｂを算出する。たとえば、制御演算部３１６は、ＰＩ演算によって、下記（１４）式に従って制御量Ｄｆｂｂを算出する。

　Ｄｆｂｂ＝Ｋｐ・ΔＩｂ＋Σ（Ｋｉ・ΔＩｂ）　　　　　…（１４）
　式（８）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインは、式（１０）および式（１２）とは別個に設定される。

　一方で、電圧フィードフォワード制御のＦＦ制御量Ｄｆｆｂは、式（２）をＤｂについて解くことで得られるＤｂ＝（ＶＨ－Ｖｂ）／ＶＨに沿って、式（１５）に従って設定される。なお、式（１５）中において、電圧指令値ＶＨ＊は出力電圧ＶＨの検出値としてもよい。

　Ｄｆｆｂ＝（ＶＨ＊－Ｖｂ）／ＶＨ＊　　　…（１５）
　ＦＦ加算部３１８は、ＦＢ制御量ＤｆｂｂおよびＦＦ制御量Ｄｆｆｂを加算することによって、直流電源１０ｂの出力制御に関するデューティ比Ｄｂを算出する。デューティ比Ｄｂは、式（２）と同様に、昇圧チョッパ回路（図８Ａ，図８Ｂ）の下アーム素子（スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３）がオンされる期間のデューティ比に相当する。

　ＰＷＭ制御部４００は、電流制御部３００，３１０によって設定されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂ、ならびに、キャリア波発生部４１０からのキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂに基づくパルス幅変調制御によって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の制御信号ＳＧ１～ＳＧ４を生成する。ＰＷＭ制御部４００によるパルス幅変調制御および制御信号ＳＧ１～ＳＧ４の生成は、図９および図１０で説明したのと同様に実行されるので、詳細な説明は繰り返さない。なお、キャリア波発生部４１０は、実施の形態１の変形例で説明したキャリア位相制御を適用してキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂを生成することが好ましい。

　このように、実施の形態２に従う電力変換器制御によれば、ＰＢモードでのＤＣ／ＤＣ変換において、出力電圧ＶＨの電圧偏差を電力指令値に変換して、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力を電流制御することによって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。これにより、各直流電源１０ａ，１０ｂを、出力電力ベースで確実に過電力から保護することが可能となる。また、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配比ｋや循環電力値Ｐｒを簡易に制御することが可能である。

　特に、直流電源１０ａ，１０ｂの一方に対しては、電力指令値を直接制限することができる。図１２Ａ，図１２Ｂの構成例では、リミッタ２６０により、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を、Ｐａｍｉｎ≦Ｐａ＊≦Ｐａｍａｘの範囲内に確実に制限することができる。これにより、直流電源１０ａの過電力を厳密に防止できる。

　なお、総電力指令値ＰＨ＊をＰＨｍｉｎ～ＰＨｍａｘの範囲内に制限して直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊を設定するとともに、負荷電力ＰＬをＰＨｍｉｎ～ＰＨｍａｘの範囲内に制限することによって、直流電源１０ｂについても間接的に過電力から保護することができる。ただし、図３８の構成例では、リミッタ２６０によって電力指令値Ｐａ＊が直接制限される直流電源１０ａの方が、直流電源１０ｂよりも過電力から厳格に保護されることになる。したがって、より厳格に過電力からの保護が必要な直流電源の電力指令値に対して、リミッタ２６０による直接の制限が行なわれる構成とすることが好ましい。

　（他の昇圧モードにおける制御動作）
　図３に示したように、出力電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨ＊へ制御される昇圧モードとして、ＰＢモードの他にも、ａＢモード、ｂＢモードおよびＳＢモードが存在する。ａＢモード、ｂＢモードおよびＳＢモードについても、図３８および図３９に従う制御構成を共有して、出力電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨ＊へ制御される。

　図４１は、昇圧モードに属する各動作モードにおける制御信号および制御データの設定を説明する図表である。

　図４１を参照して、昇圧モードにおける各動作モードでは、図３８および図３９に示された制御構成が共有される。そして、電力分配比ｋ、電流フィードバック制御の実行対象となる直流電源、および制御信号ＳＧ１～ＳＧ４の演算ロジックを変更することにより、動作モードの違いに対応している。

　ＰＢモードでは、既に説明したように、電力分配比ｋは、０≦ｋ≦１．０の範囲内で任意に設定することができるとともに、循環電力値Ｐｒについても制御上は任意の値で設定することができる。上述のように、ＰＢモードでは、出力電圧ＶＨを制御するための電力指令値に基づいて設定された電流指令値Ｉａ＊，Ｉｂ＊に従って、直流電源１０ａ，１０ｂの両方の電流Ｉａ，Ｉｂが制御される。

　ａＢモードでは、図７Ａ，図７Ｂに示すスイッチング動作によって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が形成する昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ｂを不使用とする一方で、直流電源１０ａおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ａＢモードでは、直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａに基づく制御パルス信号ＳＤａに従って、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が制御される。具体的には、図７Ａ，図７Ｂに示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ３およびＳ４は、制御パルス信号ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ２は、制御パルス信号／ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。

　図４１ならびに図３８を参照して、ａＢモードにおいても、ＰＢモードと同様に、偏差演算部２１０、制御演算部２２０および、リミッタ２３０によって、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨに基づいて総電力指令値ＰＨ＊が設定される。なお、直流電源１０ｂは不使用とされるので、リミッタ２３０に与えられる電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎは、直流電源１０ａの電力上限値Ｐａｍａｘおよび電力下限値Ｐａｍｉｎと同等に設定することができる。これに対応して、ａＢモードでは、負荷３０の動作指令値は、Ｐａｍｉｎ≦ＰＬ≦Ｐａｍａｘとなる範囲内に制限して生成される。

　ａＢモードでは、直流電源１０ｂが非使用（充放電回避）とされるので、循環電力値Ｐｒ＝０に固定される。さらに、電力分配比ｋ＝１．０に固定することにより、電力指令値Ｐａ＊＝ＰＨ＊に設定される一方で、電力指令値Ｐｂ＊＝０に設定される。この際に、リミッタ２６０によっても、電力指令値Ｐａ＊がＰａｍａｘ～Ｐａｍｉｎの範囲から外れないように、すなわち、直流電源１０ａに過電力が生じないように保護することができる。したがって、ａＢモードにおいては、リミッタ２３０および２６０の一方を非作動とすることも可能である。

　さらに、図３９の構成において、電流フィードバック制御は、直流電源１０ａに対してのみ実行される。すなわち、電流制御部３００は、ＰＢモードと同様に、電力指令値Ｐａ＊に従って設定された電流指令値Ｉａ＊と電流Ｉａの検出値との電流偏差に基づく式（１２）に示されたフィードバック制御と、式（１３）に示された電圧比に基づくフィードフォワード制御とによって、デューティ比Ｄａを算出する（Ｄａ＝Ｄｆｂａ＋Ｄｆｂａ）。

　これに対して、ａＢモードでは、上述のように制御パルス信号ＳＤｂは不要であるので、電流制御部３１０の動作は停止することができる。すなわち、デューティ比Ｄｂの演算は停止される。

　図４２には、ａＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図が示される。

　図４２を参照して、ａＢモードでは、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するための電力指令値ＰＨ＊は、全て直流電源１０ａに分配される。すなわち、負荷電力ＰＬは、直流電源１０ａのみによってカバーされる。また、循環電力値Ｐｒ＝０に固定されるため、直流電源１０ａ，１０ｂの間での充放電は生じない。

　ａＢモードにおいても、電力指令値Ｐａ＊がリミッタ２６０および／または２９０によってＰａｍａｘ～Ｐａｍｉｎの範囲内に確実に制限される。このため、単独使用する直流電源１０ａを過電力から保護できる。また、ａＢモードにおいて、直流電源１０ａの電流Ｉａのフィードバック制御によってデューティ比Ｄａを演算することにより、出力電力ＶＨのフィードバック制御によってデューティ比Ｄａを演算する制御と比較して、電圧偏差ΔＶＨを速やかに解消することができる。

　ｂＢモードでは、図８Ａ，図８Ｂに示すスイッチング動作によって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が形成する昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ａを不使用とする一方で、直流電源１０ｂおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ｂＢモードでは、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂに基づく制御パルス信号ＳＤｂに従って、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が制御される。具体的には、図８Ａ，図８Ｂに示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２およびＳ３は、制御パルス信号ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ４は、制御パルス信号／ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。

　図４１ならびに図３８を参照して、ｂＢモードにおいても、ＰＢモードおよびａＢモードと同様に、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨに基づいて総電力指令値ＰＨ＊が設定される。ｂＢモードでは直流電源１０ａは不使用とされるので、リミッタ２３０に与えられる電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎは、直流電源１０ｂの電力上限値Ｐｂｍａｘおよび電力下限値Ｐｂｍｉｎと同等に設定される。同様に、循環電力値Ｐｒ＝０に固定される。

　さらに、電力分配比ｋ＝０に固定することにより、電力指令値Ｐｂ＊＝ＰＨ＊に設定される一方で、電力指令値Ｐａ＊＝０に設定される。この際には、リミッタ２６０による制限は不要である。すなわち、ｂＢモードにおいては、リミッタ２３０によって、直接直流電源１０ｂを過電力から保護することができる。

　さらに、図３９の構成において、電流フィードバック制御は、直流電源１０ｂに対してのみ実行される。すなわち、電流制御部３１０は、ＰＢモードと同様に、電力指令値Ｐｂ＊に従って設定された電流指令値Ｉｂ＊と電流Ｉｂの検出値との電流偏差に基づく式（１４）に示されたフィードバック制御と、式（１５）に示された電圧比に基づくフィードフォワード制御とによって、デューティ比Ｄｂを算出する（Ｄｂ＝Ｄｆｂｂ＋Ｄｆｆｂ）。

　これに対して、ｂＢモードでは、上述のように制御パルス信号ＳＤａは不要であるので、電流制御部３００の動作は停止することができる。すなわち、デューティ比Ｄａの演算は停止される。

　図４３には、ｂＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図が示される。

　図４３を参照して、ｂＢモードでは、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するために必要な電力指令値ＰＨ＊は、全て直流電源１０ｂに分配される。すなわち、負荷電力ＰＬは、直流電源１０ｂのみによってカバーされる。また、循環電力値Ｐｒ＝０に固定されるため、直流電源１０ａ，１０ｂの間での充放電は生じない。

　ｂＢモードにおいても、リミッタ２３０に与えられる電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎを、直流電源１０ｂの電力上限値Ｐｂｍａｘおよび電力下限値Ｐｂｍｉｎと同等に設定することができる。これにより、電力指令値Ｐｂ＊がＰｂｍａｘ～Ｐｂｍｉｎの範囲内に確実に制限される。また、ｂＢモードでは、負荷３０の動作指令値は、Ｐｂｍｉｎ≦ＰＬ≦Ｐｂｍａｘとなる範囲内に制限して生成されることになる。この結果、単独使用する直流電源１０ｂを過電力から保護できる。また、ｂＢモードにおいて、直流電源１０ｂの電流Ｉｂをフィードバック制御することにより、直流電圧ＶＨを直接フィードバック制御によって解消する制御と比較して、発生した電圧偏差ΔＶＨを速やかに解消することができる。

　次に、ＳＢモードにおける制御動作について説明する。
　図４４には、ＳＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図が示される。

　図４４を参照して、ＳＢモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが直列接続された状態で、電力線２０（負荷３０）との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂを流れる電流は共通となる（Ｉａ＝Ｉｂ）。このため、直流電源１０ａの出力電力Ｐａおよび直流電源１０ｂの出力電力Ｐｂを直接制御することができない。すなわち、ＳＢモードにおける電力Ｐａ，Ｐｂの比は、電圧Ｖａ，Ｖｂの比によって、上記（４）式に従って自動的に決まる。

　再び図４１を参照して、ＳＢモードでは、電力分配比ｋは、式（４）に沿って求められる式（１６）に従って、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂの現在値（検出値）に基づいて設定される。

　ｋ＝Ｖａ／（Ｖａ＋Ｖｂ）　　　　　…（１６）
　また、ＳＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂ間での充放電はできないので、循環電力値Ｐｒ＝０に設定される。

　これにより、図３８の構成において、ＳＢモードと同様に、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨに基づいて総電力指令値ＰＨ＊が設定される。総電力指令値ＰＨ＊は、リミッタ２３０によって、ＰＨｍａｘ～ＰＨｍｉｎの範囲内に設定することができる。さらに、式（１１）に従って、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂの間での、現在の電圧Ｖａ，Ｖｂに基づく電力分配比ｋに従って、総電力指令値ＰＨ＊が、電力指令値Ｐａ＊およびＰｂ＊に分配される。この際に、リミッタ２６０によって、電力指令値Ｐａ＊は、Ｐａｍａｘ～Ｐａｍｉｎの範囲内に制限される。

　図４４に示されるように、ＳＢモードでは、Ｉａ＝Ｉｂのため電流フィードバック制御は、直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみで実行する。たとえば、直接電力指令値を制限することが可能である、すなわち、厳格に過電力から保護される直流電源１０ａに対して電流フィードバック制御が実行される。

　再び図３９を参照して、電流制御部３００は、ＰＢモードと同様に、電力指令値Ｐａ＊に従って設定された電流指令値Ｉａ＊と電流Ｉａの検出値との電流偏差に基づく式（１２）に示されたフィードバック制御と、式（１３）に示された電圧比に基づくフィードフォワード制御とによって、デューティ比Ｄａを算出する（Ｄａ＝Ｄｆｂａ＋Ｄｆｂａ）。

　一方、電流制御部３１０では、制御演算部３１６における制御ゲイン、具体的には、式（１４）中のＫｐ，Ｋｉを零とすることによって、電流フィードバック制御が非実行とされる。したがって、電流制御部３１０は、電圧Ｖｂに基づくフィードフォワード制御のみによって、デューティ比Ｄｂを算出する（Ｄｂ＝Ｄｆｆｂ）。ＦＦ制御量Ｄｆｆｂは、式（１５）に従って設定することができる。

　ＰＷＭ制御部４００は、電流制御部３００，３１０によって設定されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂ、ならびに、キャリア波発生部４１０からのキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂに基づくパルス幅変調制御によって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の制御信号ＳＧ１～ＳＧ４を生成する。上述のように、ＳＢモードにおいても、実施の形態１の変形例で説明したキャリア位相差制御を組み合わせることによって、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）を用いて（図３５）、ＳＢモードにおける制御信号ＳＧ１～ＳＧ４を生成することができる。

　このように、本実施の形態２に従う電力変換器制御によれば、図１に示した電力変換器５０の制御動作について、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御する昇圧モードに属する各動作モード間で、図３８および図３９に示した制御構成を共有することができる。

　具体的には、電力分配比ｋや電流制御部３００，３１０の制御ゲインを動作モード間で切替えることによって、図１２Ａ，図１２Ｂおよび図１３に従った共通の制御演算を、各動作モード間で適用することが可能となる。このため、複数の動作モードを選択的に適用する電力変換器５０の制御における制御演算負荷を軽減することが可能である。

　さらに、直流電源１０ａの電流フィードバック制御によってデューティ比Ｄａを演算できるので、出力電圧ＶＨの電圧フィードバック制御によってデューティ比（Ｄｃ）を演算する制御と比較して、ＳＢモードでの電圧偏差ΔＶＨを速やかに解消することができる。また、制御演算を各動作モード間で共通化することによって、動作モードを円滑に切替えることが可能となるので、制御性をさらに向上することができる。

　［実施の形態３］
　実施の形態３では、図１とは異なる構成の電力変換器に対する電力変換器制御の適用について説明する。

　図４５は、本発明の実施の形態３に従う電源システム５♯の構成例を示す回路図である。

　図４５を参照して、本発明の実施の形態３に従う電源システム５♯は、実施の形態１に従う電源システム５と比較して、電力変換器５０に代えて、電力変換器５０♯を含む点で異なる。電源システム５♯のその他の構成は、電源システム５と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。

　実施の形態３に従う電力変換器５０♯は、昇圧チョッパ回路６，７を有する。昇圧チョッパ回路６は、直流電源１０ａと、負荷３０と接続された電力線２０との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換を実行する。昇圧チョッパ回路６は、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６およびリアクトルＬ１を含む。

　昇圧チョッパ回路７は、直流電源１０ｂと、直流電源１０ａと共通の電力線２０との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換を実行する。昇圧チョッパ回路７は、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８およびリアクトルＬ２を含む。

　スイッチング素子Ｓ５～Ｓ８に対しては、逆並列ダイオードＤ５～Ｄ８が配置されている。また、スイッチング素子Ｓ５～Ｓ８は、制御装置４０からの制御信号ＳＧ５～ＳＧ８にそれぞれ応答して、オンオフを制御することが可能である。

　このように、電力変換器５０♯は、本実施の形態に従う電力変換器５０とは異なり、直流電源１０ａおよび１０ｂのそれぞれに対して独立に昇圧チョッパ回路６，７が設けられた構成となっている。昇圧チョッパ回路６および７は、独立に制御することができる。

　制御装置４０は、出力電圧ＶＨを制御するために、スイッチング素子Ｓ５～Ｓ８のオンオフを制御する制御信号ＳＧ５～ＳＧ８を生成する。

　図４６は、図４５に示された電力変換器５０♯が有する複数の動作モードが示される。
　図４６を参照して、電力変換器５０♯では、電力変換器５０におけるＳＢモードおよびＳＤモードを除く、他の昇圧モードおよび直結モードを選択することができる。すなわち、電力変換器５０♯の動作モードは、昇圧モードに属するＰＢモード、ａＢモードおよびｂＢモード、ならびに、直結モードに属するＰＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードを有する。

　ＰＢモードでは、昇圧チョッパ回路６，７を独立に制御することにより、実施の形態１でのＰＢモードと同様に制御することができる。すなわち、図３８および図３９の構成に従って、電力分配比ｋ（０≦ｋ≦１．０）および循環電力値Ｐｒを、直流電源１０ａ，１０ｂの動作状態に応じて設定することができる。これにより、図３８の構成により、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するための総電力指令値ＰＨ＊から、電力分配比ｋおよび循環電力値Ｐｒを反映して、直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を設定することができる。

　さらに、図３９の構成に従って、出力電圧ＶＨを制御するための電力指令値に基づいて設定された電流指令値Ｉａ＊，Ｉｂ＊に従って、直流電源１０ａ，１０ｂの両方の電流Ｉａ，Ｉｂを制御するように、デューティ比Ｄａ，Ｄｂを算出することができる。昇圧チョッパ回路６，７が独立に制御されるので昇圧チョッパ回路６のスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の制御信号ＳＧ５，ＳＧ６は、制御パルス信号ＳＤａに基づいて生成される。具体的には、下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ６の制御信号ＳＧ６＝／ＳＧａとなり、上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ５の制御信号ＳＧ５＝ＳＧａとなる。

　同様に、昇圧チョッパ回路７のスイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の制御信号ＳＧ７，ＳＧ８は、制御パルス信号ＳＤｂに基づいて生成される。具体的には、下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ８の制御信号ＳＧ８＝／ＳＧｂとなり、上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ７の制御信号ＳＧ７＝ＳＧｂとなる。

　電力変換器５０♯のＰＢモードにおいても、図３８および図３９に示された制御構成に従って、出力電圧ＶＨの電圧偏差を電力指令値に変換して電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を設定することによって、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力を電流制御することができる。さらに、リミッタ２３０，２６０により、出力電力ベースでの確実な過電力からの保護が可能となる。また、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配比ｋや循環電力値Ｐｒを簡易に制御することができる。

　なお、電力変換器５０♯のＰＢモードでは、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の電流経路と、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の電流経路が重なっていないので、キャリア位相制御を適用してもスイッチング素子Ｓ５～Ｓ８の電力損失を低減することはできない。したがって、キャリア位相制御の適用は不要であり、位相差φは固定（代表的には、φ＝０に固定）することができる。

　ａＢモードでは、昇圧チョッパ回路６のみを動作させることにより、直流電源１０ｂを不使用とする一方で、直流電源１０ａおよび電力線２０の間での双方向のＤＣ／ＤＣ変換によって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊へ制御することができる。すなわち、電力変換器５０のａＢモード（実施の形態１）と同様に、電力分配比ｋ＝１．０かつ循環電力値Ｐｒ＝０とすることにより、リミッタ２３０または２６０によりＰａｍｉｎ≦Ｐａ＊≦Ｐａｍａｘの電力保護を行なった上で、使用される直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を設定することができる（Ｐａ＊＝ＰＨ＊）。

　さらに、図３９の構成において、直流電源１０ａに対応する電流制御部３００は、電力変換器５０のＰＢモードと同様に動作して、電流フィードバック制御（電流指令値Ｉａ＊）と、電圧比に基づくフィードフォワード制御とによって、デューティ比Ｄａを算出する（Ｄａ＝Ｄｆｂａ＋Ｄｆｂａ）。これに対して、ａＢモードでは、制御パルス信号ＳＤｂの算出は不要であるので、電流制御部３１０の動作は停止することができる。

　ａＢモードでは、昇圧チョッパ回路７を構成するスイッチング素子Ｓ７，Ｓ８はオフに維持される。一方で、昇圧チョッパ回路６を構成するスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６は、デューティ比Ｄａに基づくパルス幅変調制御によって生成される制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）に従ってオンオフされる。

　ｂＢモードでは、昇圧チョッパ回路７のみを動作させることにより、直流電源１０ａを不使用とする一方で、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間での双方向のＤＣ／ＤＣ変換によって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊へ制御することができる。これにより、電力変換器５０のｂＢモード（実施の形態１）と同様に、電力分配比ｋ＝０かつ循環電力値Ｐｒ＝０とすることにより、リミッタ２３０によりＰｂｍｉｎ≦Ｐｂ＊≦Ｐｂｍａｘの電力保護を行なった上で、使用される直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊を設定することができる（Ｐｂ＊＝ＰＨ＊）。

　図３９の構成では、直流電源１０ｂに対応する電流制御部３１０は、電力変換器５０のＰＢモードと同様に動作して、電流フィードバック制御（電流指令値Ｉｂ＊）と、電圧比に基づくフィードフォワード制御とによって、デューティ比Ｄｂを算出する（Ｄｂ＝Ｄｆｂｂ＋Ｄｆｂｂ）。これに対して、ｂＢモードでは、制御パルス信号ＳＤａの算出は不要であるので、電流制御部３００の動作は停止することができる。

　ｂＢモードでは、昇圧チョッパ回路６を構成するスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６はオフに維持される。一方で、昇圧チョッパ回路７を構成するスイッチング素子Ｓ７，Ｓ８は、デューティ比Ｄｂに基づくパルス幅変調制御によって生成される制御パルス信号ＳＤｂ（／ＳＤｂ）に従ってオンオフされる。

　ＰＤモードでは、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ７をオンに固定する一方で、スイッチング素子Ｓ６，Ｓ８がオフに固定される。これにより、電力変換器５０でのＳＤモードと同様に、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０の出力電圧Ｖａ，Ｖｂ（厳密にはＶａ，Ｖｂのうちの高い方の電圧）と同等となる。電力変換器５０と同様に、Ｖａ，Ｖｂ間の電圧差は直流電源１０ａ，１０ｂに短絡電流を生じされるので、当該電圧差が小さいときに限定して、ＰＤモードを適用することができる。

　ａＤモードでは、スイッチング素子Ｓ５がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ６～Ｓ８がオフに固定される。これにより、電力変換器５０でのａＤモードと同様に、直流電源１０ｂは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと同等となる（ＶＨ＝Ｖａ）。上述のように、ａＤモードの適用には、Ｖａ＞Ｖｂが必要条件となる。

　ｂＤモードでは、スイッチング素子Ｓ７がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６，Ｓ８がオフに固定される。これにより、電力変換器５０でのｂＤモードと同様に、直流電源１０ａは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと同等となる（ＶＨ＝Ｖｂ）。上述のように、ｂＤモードの適用には、Ｖｂ＞Ｖａが必要条件となる。

　このように、実施の形態３に従う電力変換器５０♯においても、実施の形態１で説明した電力変換器５０と同様に、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御する昇圧モードに属する複数の動作モード（ＰＢモード、ａＢモード、ｂＢモード）間で、図３８および図３９に示した制御構成を共有することができる。また、電力変換器５０と同様に、直結モードとして、ＰＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードを実現することができる。

　具体的には、電力分配比ｋ等を動作モード間で切替えることによって、図３８および図３９に従った共通の制御演算を、各動作モード間で適用することが可能となる。このため、複数の動作モードを選択的に適用する電力変換器５０♯の制御における制御演算負荷を軽減することが可能である。さらに、昇圧チョッパ回路６，７のデューティ比Ｄａ，Ｄｂを電流Ｉａ，Ｉｂのフィードバック制御によって演算できるので、出力電圧ＶＨのフィードバック制御によって演算する制御と比較して、発生した電圧偏差ΔＶＨを速やかに解消することができる。

　あるいは、ＰＢモードにおいて、特許文献３に記載されるように、直流電源１０ａおよび１０ｂの一方の出力を、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊－ＶＨ）を補償するように制御（電圧制御）するとともに、直流電源１０ａおよび１０ｂの他方の出力を、電流Ｉａ，Ｉｂの電流偏差を補償するように制御（電流制御）することも可能である。

　なお、電力変換器５０♯のＰＢモードでは、電力変換器５０のＰＢモードのような電流打ち消し効果は生じないので、ＰＢモードにおけるコンバータ損失Ｐｌｃｖは、特に負荷電力が大きいときに電力変換器５０よりも増加する傾向にある。

　実施の形態３に従う電源システム５♯においても、実施の形態１と同様に、図１８に示した構成によって、動作モードの選択が制御される。

　図４７には、電源システム５♯における負荷要求電圧ＶＨｒｑの電圧範囲ＶＲ１～ＶＲ２の定義が示される。

　図４７を参照して、電源システム５♯では、シリーズモード（ＳＤモードおよびＳＢモード）が存在しないため、図１６のように、（Ｖａ＋Ｖｂ）を境界として考慮する必要がない。この結果、負荷要求電圧ＶＨｒｑは、図１６と同様の電圧範囲ＶＲ１（ＶＨｒｑ≦ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）と、ＶＲ２（ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＜ＶＨｒｅｑ≦ＶＨｍａｘ）のいずれかに設定される。

　図４８には、各電圧範囲における動作モードの選択を説明するための図表が示される。
　図４８を参照して、電力変換器５０♯においても、電力変換器５０と同様に、出力電圧ＶＨをｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）よりも低い電圧に制御することができない。このため負荷要求電圧ＶＨｒｑが電圧範囲ＶＲ１内であるときには、出力電圧ＶＨを負荷要求電圧ＶＨｒｑと一致させることができない。

　したがって、電圧範囲ＶＲ１における動作モードの選択は、実施の形態１と同様である。すなわち、ａＤモード、ｂＤモードおよびＰＤモードが、「適用可能な動作モード群」として選択される。さらに、Ｖａ＞Ｖｂのときには、ａＤモードのみが適用可能である一方で、ｂＤモードおよびＰＤモードを適用することができない。同様に、Ｖｂ＞Ｖａのときには、ｂＤモードのみが適用可能である一方で、ａＤモードおよびＰＤモードを適用することができない。このように、直流電源１０ａ，１０ｂの間の電圧差が大きい場合には、効率優先モードを選択する余地はなく、ａＤモードまたはｂＤモードが、モード選択指示信号ＭＤ＊によって指定される。

　これに対して、ＶａおよびＶｂの電圧差が小さく、Ｖａ＝Ｖｂとみなせる場合には、動作モード制御部１５０は、適用可能な動作モード群に含まれる、ａＤモード、ｂＤモードおよびＰＤモードのうちから、動作モードを選択する。基本的には、同一の総電力ＰＨを直結モードによって直流電源１０ａ，１０ｂから供給する場合には、電流分散の効果のため、電力変換器５０♯におけるコンバータ損失Ｐｌｃｖは、ＰＤモードで最小となる。したがって、電圧範囲ＶＲ１において、Ｖａ＝Ｖｂのときには、ＰＤモードが効率優先モードに選択される。

　電圧範囲ＶＲ２（ＶＨｒｑ＞ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ））では、電力変換器５０♯による昇圧が必要であるため、昇圧モードに属するａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードが、適用可能な動作モード群として選択される。一方で、ａＤモード、ｂＤモードおよびＰＤモードは、適用することができない。

　昇圧モードに属する動作モードの適用時には、ＶＨ＊＝ＶＨｒｑとすることにより、出力電圧ＶＨを負荷要求電圧ＶＨｒｑと一致させることが可能である。このため、ａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードの間では、負荷損失Ｐｌｌｄを比較する必要がない。このため、動作モード選択部１６０は、電力変換器５０♯でのコンバータ損失Ｐｌｃｖの比較に従って、負荷３０の動作状態に応じた効率優先モードの選択を実行することができる。たとえば、図１９の構成において、コンバータ損失推定部１６２～１６４を電力変換器５０♯の特性に従って構成することにより、損失比較部１６８が、コンバータ損失推定部１６２～１６４がそれぞれ算出したコンバータ損失Ｐｌｃｖの推定値を比較することができる。

　また、電圧範囲ＶＲ１，ＶＲ２の各々において、直流電源１０ａ，１０ｂの電源損失をさらに考慮に入れて、コンバータ損失Ｐｌｃｖと電源損失との和を動作モード間で比較することも可能である。

　図４９には、電源システム５♯における各電圧範囲での動作モードの修正の一覧が示される。

　図４９を参照して、上述のように、電圧範囲ＶＲ１では、電源システム５と同様に、ａＤモード、ｂＤモードまたはＰＤモードが、電圧Ｖａ，Ｖｂの関係に応じて、効率優先モードに選択される。しかしながら、これらの効率優先モードでは、いずれかの直流電源においてＳＯＣおよび／または出力電力が電源制約値に達しても、当該直流電源を保護することができない。したがって、動作モード修正部１７０は、いずれかの直流電源においてＳＯＣおよび／または出力電力が電源制約値に達した場合には、ＰＢモードを選択するようにモード選択指示信号ＭＤ＊を生成する。上述のように、この際には、電圧指令値ＶＨ＊は、少なくとも、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）よりも高く設定される。

　電圧範囲ＶＲ２では、トータル損失Ｐｔｌの評価に従って、効率優先モードが選択される。そして、ａＢモードの選択時に直流電源１０ａのＳＯＣおよび／または出力電力が電源制約値に達した場合、または、ｂＢモードの選択時に直流電源１０ｂのＳＯＣおよび／または出力電力が電源制約値に達した場合には、動作モード修正部１７０は、ＰＢモードを選択するようにモード選択指示信号ＭＤ＊を生成する。

　このように、実施の形態３に従う電源システム５♯においても、主に負荷３０の動作状態に応じてトータル損失Ｐｔｌが最小となるように動作モードを選択することを基本とした上で、直流電源のＳＯＣおよび／または出力電力が制約値に達した場合には、当該直流電源のさらなる充放電を回避するように動作モードを修正することができる。この結果、システム全体の効率向上と、各直流電源の過充電および過放電からの保護性とを両立するように、電力変換器５０♯の動作モードを適切に選択することができる。

　なお、本実施の形態では、２個の直流電源１０ａ，１０ｂと、共通の電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を実行する電力変換器５０，５０♯を例示したが、３個以上の直流電源が設けられる構成に対しても、同様に動作モード選択を制御することが可能である。たとえば、ｎ個（ｎ≧３）の直流電源のそれぞれに対応して昇圧チョッパ回路を並列に設けるように電力変換器５０♯を拡張することができる。特に、実施の形態２で説明した制御構成（図３８および図３９）についても、ｎ個（ｎ≧３）の直流電源間での電力分配比を設定するとともに、（ｎ－１）個の直流電源に対してはリミッタ２６０（図３９）によるのと同等の電力指令値の制限を実行することができる。このときの残りの１個の直流電源に対する電力保護は、リミッタ２３０（図３９）および負荷電力のリミッタ（図示せず）による総電力指令値ＰＨ＊の制限によって間接的に担保されることになる。また、電力変換器５０♯の構成については、並列配置されるコンバータについて、例示した昇圧チョッパのみならず、少なくとも１つの直流電源に対して昇圧チョッパに代えて昇降圧コンバータを適用することも可能である。

　さらに、負荷３０は、直流電圧ＶＨによって動作する機器であれば、任意の機器によって構成できる点について確認的に記載する。すなわち、本実施の形態では、電動車両の走行用電動機を含むように負荷３０が構成される例を説明したが、本発明の適用はこのような場合に限定されるものではない。

　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　５，５♯　電源システム、６，７　昇圧チョッパ回路、１０ａ，１０ｂ　直流電源、１５　配線、２０　電力線、２１　接地配線、３０　負荷、３２　インバータ、３５　モータジェネレータ、３６　動力伝達ギヤ、３７　駆動輪、４０　制御装置、５０，５０♯　電力変換器、１０１，１０２　動作点、１１０，１２０　動作領域、１１１～１１３　特性線、１５０　動作モード制御部、１６０　動作モード選択部、１６１，１６５　負荷損失推定部、１６２～１６４，１６６，１６７　コンバータ損失推定部、１６８　損失比較部、１７０　動作モード修正部、１７１ａ，１７１ｂ　内部抵抗推定部、１７２～１７４，１７６，１７７　電源損失推定部、１９０　ＶＨｒｑ設定部、２００　電圧制御部、２１０，３０４，３１４　偏差演算部、２２０，３０６，３１６　制御演算部、２３０，２３０，２６０，２６０　リミッタ、２４０　電力分配部、２５０　循環電力加算部、２７０　減算部、２９０　パワー管理部、３００，３１０　電流制御部、３０２，３１２　電流指令生成部、３０８，３１８　加算部、３５０，３５１，３６０，３６１，３７０～３７４　電流経路、４００　ＰＷＭ制御部、４１０　キャリア波発生部、ＣＨ　平滑コンデンサ、ＣＷ，ＣＷａ，ＣＷｂ　キャリア波、Ｄ１～Ｄ８　逆並列ダイオード、Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ　デューティ比、Ｄｆｂａ，Ｄｆｂｂ　ＦＢ制御量、Ｄｆｆａ，Ｄｆｆｂ　ＦＦ制御量、Ｉａ，Ｉｂ　電流（直流電源）、Ｉａ＊，Ｉｂ＊　電流指令値、Ｌ１，Ｌ２　リアクトル、ＭＤ　モード選択指示信号、ＭＤ１　モード選択信号、Ｎ１～Ｎ３　ノード、ＰＨ　総電力、ＰＨ＊　総電力指令値、ＰＨｍａｘ，Ｐａｍａｘ，Ｐｂｍａｘ　電力上限値（放電）、ＰＨｍｉｎ，Ｐａｍｉｎ，Ｐｂｍｉｎ　電力下限値（充電）、ＰＬ　負荷電力、Ｐａ，Ｐｂ　出力電力（直流電源）、Ｐｌｃｖ　コンバータ損失、Ｐｌｌｄ　負荷損失、Ｐｒ　循環電力値、Ｐｔｌ　トータル損失、Ｓ１～Ｓ８　スイッチング素子、ＳＤａ，ＳＤｂ，ＳＤｃ　制御パルス信号、ＳＧ１～ＳＧ８　制御信号（スイッチング素子）、Ｔａ，Ｔｂ　温度（直流電源）、ＶＨ　出力電圧、ＶＨ＊　電圧指令値（出力電圧）、ＶＨｍａｘ　上限電圧（出力電圧）、ＶＨｒｑ　負荷要求電圧、ＶＲ１～ＶＲ３　電圧範囲、Ｖａ，Ｖｂ　電圧（直流電源）、ｋ　電力分配比。

Claims

　電源システムであって、
　負荷と、
　前記負荷に接続された電力線と、
　複数の直流電源と、
　前記複数の直流電源および前記電力線の間に接続された電力変換器と、
　前記電力変換器の動作を制御するための制御装置とを備え、
　前記電力変換器は、複数のスイッチング素子を含み、かつ、前記複数の直流電源と前記電力線との間での電力変換の態様が異なる複数の動作モードのうちの１つの動作モードを適用されて動作するように構成され、
　前記制御装置は、
　前記負荷の動作状態に応じて、前記電力変換器が前記電力線に出力する出力電圧についての要求電圧を設定するための要求電圧設定部と、
　前記複数の動作モードのうちの前記要求電圧以上の出力電圧を前記電力変換器が出力可能である動作モード群のうちから、前記電源システムの電力損失が最小となる第１の動作モードを選択するための動作モード選択部と、
　前記複数の直流電源のうちのいずれかの直流電源のＳＯＣおよび入出力電力の少なくとも一方が制約値に達している場合に、前記動作モード群のうちから、前記第１の動作モードに代えて、前記複数の直流電源の間での電力配分を制御可能である第２の動作モードを選択するための動作モード修正部とを含む、電源システム。
　前記動作モード修正部が前記第２の動作モードを選択した場合における前記第１の動作モードは、前記複数の直流電源の間での電力配分を任意には制御できない動作モードである、請求項１記載の電源システム。
　前記第１の動作モードは、前記複数の動作モードのうちの、前記複数のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記複数の直流電源のうちの１つの直流電源と前記電力線との間で直流電圧変換を実行するとともにその他の直流電源が前記電力線から電気的に切り離された状態を維持する動作モードを含み、
　前記第２の動作モードは、前記複数の動作モードのうちの、前記複数のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記複数の直流電源のうちの複数個の直流電源が前記電力線との間で並列に直流電圧変換を実行する動作モードを含む、請求項１または２に記載の電源システム。
　前記複数の直流電源は、第１および第２の直流電源によって構成され、
　前記電力線は、高電圧側の第１の電力線および低電圧側の第２の電力線を含み、
　前記複数のスイッチング素子は、
　第１のノードおよび前記第１の電力線の間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、
　第２のノードおよび前記第１のノードの間に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、
　前記第２の直流電源の負極端子と電気的に接続された第３のノードおよび前記第２のノードの間に電気的に接続された第３のスイッチング素子と、
　前記第３のノードおよび前記第１の直流電源の負極端子と電気的に接続された前記第２の電力線の間に電気的に接続された第４のスイッチング素子とを含み、
　前記電力変換器は、
　前記第２のノードおよび前記第２の電力線の間に前記第１の直流電源と直列に電気的に接続された第１のリアクトルと、
　前記第１のノードおよび前記第３のノードの間に前記第２の直流電源と直列に電気的に接続された第２のリアクトルとをさらに含む、請求項１記載の電源システム。
　前記複数の動作モードは、
　前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記第１および第２の直流電源が前記第１および第２の電力線との間で並列に直流電圧変換を実行する第１のモードと、
　前記第３のスイッチング素子をオン固定するとともに前記第１、第２および第４のスイッチング素子をオンオフ制御することによって、前記第１および前記第２の直流電源が直列接続された状態で前記第１および第２の電力線との間で直流電圧変換を実行する第２のモードとを含み、
　前記要求電圧が前記第１および第２の直流電源の出力電圧の和よりも高いときに、前記第１の動作モードは、前記第２のモードであり、前記第２の動作モードは、前記第１のモードである、請求項４記載の電源システム。
　前記複数の動作モードは、
　前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記第１および第２の直流電源が前記第１および第２の電力線との間で並列に直流電圧変換を実行する第１のモードと、
　前記第３のスイッチング素子をオン固定するとともに前記第１、第２および第４のスイッチング素子をオンオフ制御することによって、前記第１および第２の直流電源が直列接続された状態で前記第１および前記第２の電力線との間で直流電圧変換を実行する第２のモードと、
　前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、前記第１および第２の電力線に対して前記第１および第２の直流電源が直列に接続された状態を維持する第３のモードとを含み、
　前記要求電圧が前記第１および第２の直流電源の出力電圧の和以下のときに、前記第１の動作モードは、前記第３のモードであり、前記第２の動作モードは、前記第１のモードである、請求項４記載の電源システム。
　前記複数の動作モードは、
　前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記第１および第２の直流電源の一方の直流電源と前記電力線との間で直流電圧変換を実行する第４のモードをさらに含み、
　前記要求電圧が前記第１および第２の直流電源の出力電圧の高い方の電圧よりも高いときに、前記第１の動作モードは、前記第４のモードであり、前記第２の動作モードは、前記第１のモードである、請求項６に記載の電源システム。
　前記複数の動作モードは、
　前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、前記第１および第２の直流電源の一方が前記第１および第２の電力線に電気的に接続される一方で、前記第１および第２の直流電源の他方が前記第１および第２の電力線から電気的に切り離された状態を維持する第５のモードと、
　前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、前記第１および第２の電力線に対して前記第１および第２の直流電源が並列に接続された状態を維持する第６のモードとをさらに含み、
　前記要求電圧が前記第１および第２の直流電源の出力電圧の高い方の電圧よりも低いときに、前記第１の動作モードは、前記第５または第６のモードであり、前記第２の動作モードは、前記第１のモードである、請求項７記載の電源システム。
　前記制御装置は、
　前記第１の直流電源からの出力を制御するための第１のデューティ比および前記第２の直流電源からの出力を制御するための第２のデューティ比を演算するとともに、
　第１のキャリア波および前記第１のデューティ比の比較、ならびに、第２のキャリア波および前記第２のデューティ比の比較によるパルス幅変調に従ってそれぞれ得られた第１および第２の制御パルス信号に基づいて、前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成し、
　前記第１のキャリア波と前記第２のキャリア波との位相差は、前記第１の制御パルス信号のパルスの遷移タイミングと前記第２の制御パルス信号のパルスの遷移タイミングとを合わせるように、前記第１および第２のデューティ比に応じて可変に制御される、請求項５～７のいずれか１項に記載の電源システム。
　前記電源システムは、車両駆動力を発生するためのエンジンおよび電動機を備えたハイブリッド自動車に搭載され、
　前記ハイブリッド自動車は、前記複数の直流電源の蓄積エネルギの使用効率を最優先する所定の運転モードをユーザが選択できるように構成され、
　前記負荷は、前記電力線に対して電気的に接続された前記電動機を含み、
　前記制御装置は、前記動作モード選択部によって前記第２のモードが前記第１の動作モードに選択されており、かつ、前記所定の運転モードが選択されている場合に、前記複数の直流電源のうちのいずれかの直流電源の入出力電力が制約値に達したときには、前記第１の動作モードの選択を維持するとともに、各前記直流電源の入出力電力が前記制約値よりも小さくなるように前記電動機の出力を制限する、請求項５記載の電源システム。
　前記電源システムは、車両駆動力を発生するためのエンジンおよび電動機を備えたハイブリッド自動車に搭載され、
　前記ハイブリッド自動車は、前記複数の直流電源の蓄積エネルギの使用効率を最優先する所定の運転モードをユーザが選択できるように構成され、
　前記負荷は、前記電力線に対して電気的に接続された前記電動機を含み、
　前記制御装置は、前記動作モード選択部によって前記第３のモードが前記第１の動作モードに選択されており、かつ、前記所定の運転モードが選択されている場合において、前記複数の直流電源のうちのいずれかの直流電源の入出力電力が制約値に達したときに、前記第１の動作モードの選択を維持するとともに、各前記直流電源の入出力電力が前記制約値よりも小さくなるように前記電動機の出力を制限する、請求項６記載の電源システム。
　前記動作モード修正部は、前記第２の動作モードの選択中に、各前記直流電源の前記ＳＯＣおよび前記入出力電力が前記制約値よりも小さくなると、前記第２の動作モードに代えて第１の動作モードを適用したときの各前記直流電源の入出力電力の予測値を算出するともに、各前記直流電源の前記予測値が前記制約値に達していないときには、前記第１の動作モードへの復帰を指示する一方で、前記複数の直流電源のいずれかにおいて前記予測値が前記制約値に達しているときには、前記第２の動作モードの選択を維持するように構成される、請求項１、２および４～８のいずれか１項に記載の電源システム。
　前記制御装置は、前記複数の直流電源のうちのいずれかの直流電源のＳＯＣが前記制約値に達したことにより前記動作モード修正部によって第２の動作モードが選択されている場合に、ＳＯＣが前記制約値に達した当該直流電源を除く他の直流電源からの出力電力の和を、前記負荷の要求電力よりも高くすることによって当該直流電源を充電するように前記電力変換器を制御する、請求項１、２および４～８のいずれか１項に記載の電源システム。
　前記制御装置は、
　前記電力線の電圧検出値と電圧指令値との偏差に基づいて、前記第１および第２の直流電源全体から電力線への全体入出力電力を算出し、
　前記動作モードの変更に応じて前記第１および第２の直流電源間での電力分配比を切替えるとともに、前記全体入出力電力および前記電力分配比に従って、前記第１の直流電源の第１の電力指令値および前記第２の直流電源の第２の電力指令値を設定し、
　前記第１の電力指令値を前記第１の直流電源の出力電圧で除算した第１の電流指令値に対する前記第１の直流電源の電流検出値の偏差に基づいて、前記第１の直流電源からの出力を制御するための第１のデューティ比を演算し、
　前記第２の電力指令値を前記第２の直流電源の出力電圧で除算した第２の電流指令値に対する前記第２の直流電源の電流検出値の偏差に基づいて、前記第２の直流電源からの出力を制御するための第２のデューティ比を演算し、
　第１のキャリア波および前記第１のデューティ比の比較、ならびに、第２のキャリア波および前記第２のデューティ比の比較によるパルス幅変調制御に従ってそれぞれ得られた第１および第２の制御パルス信号に基づいて、前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成する、請求項５または６に記載の電源システム。
　前記電力分配比は、前記第１のモードでは前記第１および第２の直流電源の動作状態に応じて可変に設定される一方で、前記第２のモードでは前記第１および第２の直流電源の電圧に基づく比率に固定される、請求項１４記載の電源システム。
　前記制御装置は、
　前記第１のモードでは、前記第１および第２の直流電源について、前記第１の電流指令値に基づく電流フィードバック制御によって第１および第２のデューティ比を演算し、
　前記第２のモードでは、前記第１および第２の直流電源の一方の直流電源において前記第２の電流指令値に基づく電流フィードバック制御を実行する一方で、前記第１および第２の直流電源の他方では前記電流フィードバック制御を非実行として当該直流電源の出力電圧および前記電圧指令値に基づくフィードフォワード制御を実行することによって、前記第１および第２のデューティ比を演算し、かつ、
　前記第１および第２のモードの各々において、前記第１のデューティ比および第１のキャリア波の比較によって得られる第１の制御パルス信号と、前記第２のデューティ比および第２のキャリア波の比較によって得られる第２の制御パルス信号とに基づいて前記第１から第４のスイッチング素子の前記オンオフ制御信号を生成し、
　前記第１および第２のモードの各々において、前記第１のキャリア波と前記第２のキャリア波との位相差は、前記第１の制御パルス信号のパルスの遷移タイミングと前記第２の制御パルス信号のパルスの遷移タイミングとを合わせるように、演算された前記第１および第２のデューティ比に応じて可変に制御される、請求項１４記載の電源システム。
　前記制御装置は、前記第１のモードにおいて、前記第１の直流電源および前記第２の直流電源の間での充放電する循環電力値をさらに設定し、かつ、
　前記全体入出力電力および前記電力分配比と前記循環電力値とに従って、前記第１の電力指令値を、前記第１の直流電源の動作状態に応じて設定された電力範囲内に制限するとともに、前記全体入出力電力から前記第１の電力指令値を減算することによって前記第２の電力指令値を設定する、請求項１４記載の電源システム。