CN113037079A - 多相转换器的控制装置、多相转换器系统以及电源系统 - Google Patents

多相转换器的控制装置、多相转换器系统以及电源系统 Download PDF

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Abstract

本发明涉及多相转换器的控制装置、多相转换器系统以及电源系统。具备分别具有开关元件的m相的转换器电路的多相转换器的控制装置具备：驱动相数控制部，将上述多相转换器控制为n相驱动或者m相驱动；存储部，存储有第1模式以及第2模式；选择部，在上述多相转换器的停止中选择上述第1模式或者上述第2模式；通断控制部，对于上述驱动相数的上述开关元件执行通断控制；以及预测部，构成为预测与时间比例相关的预测相关值，该时间比例是在规定时间内预测为被控制为上述m相驱动的时间相对于预测为被控制为上述n相驱动的时间的比例。

Description

多相转换器的控制装置、多相转换器系统以及电源系统
技术领域
本发明涉及多相转换器的控制装置、多相转换器系统以及电源系统。
背景技术
公知有一种具备多个相的转换器电路的多相转换器。在日本特开2017-60303中，当这样的转换器电路的驱动相数变化时，通过以各转换器电路的开关的相位差大致恒定的方式控制相位，来抑制多相转换器中的脉动电流而减少损耗。在日本特开2014－30285中，预先设定转换器电路的开关的相位，根据电流指令值来停止一部分转换器电路的开关。
根据日本特开2017-60303，由于需要使转换器电路的驱动相数变化并且使各开关元件的相位也与该驱动相数对应地变化，所以开关元件的相位的控制变复杂。根据日本特开2014-30285，由于一部分转换器电路的开关被停止，所以存在多相转换器中的脉动电流增大而导致损耗增大的情况。
发明内容
本发明提供能够通过简易的控制来抑制因脉动电流引起的损耗的增大的多相转换器的控制装置、多相转换器系统以及电源系统。
本发明的一个方式提供一种多相转换器的控制装置，具备m(m为3以上的整数)相的转换器电路，该m相的转换器电路分别具有开关元件并相互并联连接。该多相转换器的控制装置具备：驱动相数控制部，构成为向上述多相转换器的输入电流值越增大则通过使被执行通断控制的上述开关元件的数量越增大来使上述转换器电路的驱动相数增大，并且将上述多相转换器控制为使上述驱动相数为n(n＜m且是2以上的整数且为m的约数以外的整数)的n相驱动或者使上述驱动相数为m的m相驱动；存储部，构成为对规定了m相的上述开关元件的各接通时机的相位模式亦即第1模式以及第2模式进行存储；选择部，构成为在上述多相转换器的停止中选择上述第1模式或者上述第2模式；通断控制部，构成为在周期与占空比大致相同的条件下，根据由所选择的上述第1模式或者第2模式规定的相位来对于上述驱动相数的上述开关元件执行上述通断控制；以及预测部，构成为预测与时间比例相关的预测相关值，该时间比例是在规定时间内预测为被控制为上述m相驱动的时间相对于预测为被控制为上述n相驱动的时间的比例。被规定为在上述第2模式涉及的上述n相驱动中依次接通的2个上述开关元件的相位差的最大值与360°/n的差量的绝对值小于被规定为在上述第1模式涉及的上述n相驱动中依次接通的2个上述开关元件的相位差的最大值与360°/n的差量的绝对值，上述选择部构成为在上述预测相关值表示为上述时间比例是第1阈值以上的情况下选择上述第1模式，并构成为在上述预测相关值表示为上述时间比例小于第2阈值的情况下选择上述第2模式，上述第2阈值为上述第1阈值以下，上述通断控制部构成为在上述第2模式涉及的上述n相驱动中停止(m－n)相的上述开关元件的通断控制，将上述开关元件按照上述开关元件在上述第2模式涉及的上述m相驱动中被接通的顺序分成由3个开关元件构成的多个组合，在(m－n)＝1的情况下在上述第2模式涉及的上述n相驱动中被停止通断控制的(m－n)相的上述开关元件是上述多个组合中的上述3个开关元件中的最先接通的上述开关元件与最后接通的上述开关元件的相位差最小的一个组合的在上述最先接通的上述开关元件与上述最后接通的上述开关元件之间接通的上述开关元件，在(m－n)≥2的情况下在上述第2模式涉及的上述n相驱动中被停止通断控制的(m－n)相的上述开关元件是除了被规定为在上述第2模式涉及的上述m相驱动中依次接通的2个上述开关元件的组合之外、且将上述多个组合中的、上述3个开关元件中的最先接通的上述开关元件与最后接通的上述开关元件的相位差按从小到大的顺序选择的(m－n)个组合各自的、在上述最先接通的上述开关元件与上述最后接通的上述开关元件之间接通的上述开关元件。其中，在本说明书中，将(m－n)＝1的情况的1相的上述开关元件、以及(m－n)≥2的情况的2相以上的相的上述开关统称为“(m－n)相的上述开关元件”。
在上述方式中，上述第2阈值可以是与上述第1阈值相同的值。
在上述方式中，上述第2阈值可以小于上述第1阈值，上述存储部构成为存储第3模式，该第3模式是与上述第1模式以及第2模式不同的、规定了m个上述开关元件的各接通时机的相位模式，上述选择部构成为在上述预测相关值表示为上述时间比例是上述第1阈值以上的情况下，在上述多相转换器的停止中选择上述第1模式，并构成为在上述预测相关值表示为上述时间比例小于上述第2阈值的情况下，在上述多相转换器的停止中选择上述第2模式，并构成为在上述预测相关值表示为上述时间比例小于上述第1阈值且为上述第2阈值以上的情况下，在上述多相转换器的停止中选择上述第3模式，被规定为在上述第3模式涉及的上述n相驱动中依次接通的2个上述开关元件的相位差的最大值与360°/n的差量的绝对值大于被规定为在上述第2模式涉及的上述n相驱动中依次接通的2个上述开关元件的相位差的最大值与360°/n的差量的绝对值，且小于被规定为在上述第1模式涉及的上述n相驱动中依次接通的2个上述开关元件的相位差的最大值与360°/n的差量的绝对值，上述通断控制部构成为在上述第3模式涉及的上述n相驱动中停止(m－n)相的上述开关元件的通断控制，将上述开关元件按照上述开关元件在上述第3模式涉及的上述m相驱动中被接通的顺序分成由3个开关元件构成的多个组合，在(m－n)＝1的情况下在上述第3模式涉及的上述n相驱动中被停止通断控制的(m－n)相的上述开关元件是上述多个组合中的、上述3个开关元件中的最先接通的上述开关元件与最后接通的上述开关元件的相位差最小的一个组合的在上述最先接通的上述开关元件与上述最后接通的上述开关元件之间接通的上述开关元件，在(m－n)≥2的情况下在上述第3模式涉及的上述n相驱动中被停止通断控制的(m－n)相的上述开关元件是除了被规定为在上述第3模式涉及的上述m相驱动中依次接通的2个上述开关元件的组合之外、且将上述多个组合中的上述3个开关元件中的最先接通的上述开关元件与最后接通的上述开关元件的相位差按从小到大的顺序选择的(m－n)个组合各自的、在上述最先接通的上述开关元件与上述最后接通的上述开关元件之间接通的上述开关元件。
在上述方式中，可以在上述第1模式以及第2模式的至少一方中，在上述m相驱动中依次被接通的第1开关、第2开关以及第3开关元件中的上述第1开关元件与上述第2开关元件的相位差大于360°/m且小于360°/n，上述第1开关元件与上述第3开关元件的相位差小于(360°/m)×3。
在上述方式中可以还具备路径取得部，该路径取得部构成为取得与将向上述多相转换器供给输入电流的电池作为电力源来进行行驶的车辆的行驶预定路径有关的行驶预定路径信息，上述预测部基于上述行驶预定路径信息来预测上述电池被预料为向上述多相转换器供给的预测电流值作为上述预测相关值。
在上述方式中可以还具备历史记录取得部，该历史记录取得部构成为取得与被控制为上述n相驱动的时间以及被控制为上述m相驱动的时间有关的历史记录信息，上述预测部构成为基于上述历史记录信息来预测上述预测相关值。
在上述方式中可以还具备驾驶模式取得部，该驾驶模式取得部构成为取得与将向上述多相转换器供给输入电流的电池作为电力源来进行行驶的车辆的驾驶模式有关的驾驶模式信息，上述预测部构成为基于上述驾驶模式信息来预测上述预测相关值。
本发明的其他方式提供一种多相转换器系统，具备上述多相转换器的控制装置和上述多相转换器。
本发明的其他方式提供一种电源系统，具备上述多相转换器系统和向上述多相转换器供给输入电流的电源。
在上述方式中，上述电源可以为燃料电池。
根据本发明，可提供能够通过简易的控制来抑制因脉动电流引起的损耗的增大的多相转换器的控制装置、多相转换器系统以及电源系统。
附图说明
以下，参照附图对本发明的示例性实施例的特征、优点、技术及工业重要性进行说明，在附图中相同的附图标记表示相同的构成要素，其中，
图1是搭载于车辆的燃料电池系统的简要结构图。
图2是表示升压转换器的电路结构的图。
图3A是表示模式A涉及的3相驱动中的开关元件的动作的图表。
图3B是表示模式A涉及的3相驱动中的电抗器电流与升压转换器的输出电流的图表。
图4A是表示模式A涉及的2相驱动中的开关元件的动作的图表。
图4B是表示模式A涉及的2相驱动中的电抗器电流与升压转换器的输出电流的图表。
图5A是表示模式A涉及的1相驱动中的开关元件的动作的图表。
图5B是表示模式A涉及的1相驱动中的电抗器电流的图表。
图6A是表示模式B涉及的3相驱动中的开关元件的动作的图表。
图6B是表示模式B涉及的3相驱动中的电抗器电流与升压转换器的输出电流的图表。
图7A是表示模式B涉及的2相驱动中的开关元件的动作的图表。
图7B是表示模式B涉及的2相驱动中的电抗器电流与升压转换器的输出电流的图表。
图8A是对模式A及B中的脉动电流的大小进行比较的表。
图8B是表示模式A及B中的相位以及相位差的图。
图9是表示模式选择控制的一个例子的流程图。
图10A是表示计算出的预测电流值的推移的图表的一个例子。
图10B是表示计算出的预测电流值的推移的图表的其他例。
图11是表示图10A以及图10B中示出的预测电流值与被控制为该预测电流值的时间的关系的图表。
图12是表示第1变形例中的模式选择控制的一个例子的流程图。
图13是表示第2变形例中的燃料电池系统的构成图。
图14是表示第2变形例中的模式选择控制的一个例子的流程图。
图15A是表示模式C涉及的3相驱动中的开关元件的动作的图表。
图15B是表示模式C涉及的3相驱动中的电抗器电流与升压转换器的输出电流的图表。
图16A是表示模式C涉及的2相驱动中的开关元件的动作的图表。
图16B是表示模式C涉及的2相驱动中的电抗器电流与升压转换器的输出电流的图表。
图17A是对模式A～C的脉动电流的大小进行比较的表。
图17B是表示模式C的相位以及相位差的图。
图18是表示第3变形例中的模式选择控制的一个例子的流程图。
图19A是表示模式D涉及的3相驱动中的开关元件的动作的图表。
图19B是表示模式D涉及的3相驱动中的电抗器电流与升压转换器的输出电流的图表。
图20A是表示模式D涉及的2相驱动中的开关元件的动作的图表。
图20B是表示模式D涉及的2相驱动中的电抗器电流与升压转换器的输出电流的图表。
图21A是对模式A～D的脉动电流的大小进行比较的表。
图21B是表示模式D的相位以及相位差的图。
图22是表示第4变形例中的模式选择控制的一个例子的流程图。
图23是表示第5变形例中的模式选择控制的一个例子的流程图。
图24是表示第6变形例中的升压转换器的电路结构的图。
图25是表示模式E～G的相位以及相位差的图。
图26是表示第7变形例中的升压转换器的电路结构的图。
图27是表示模式H～J的相位以及相位差的图。
具体实施方式
[燃料电池系统的简要结构]
图1是搭载于车辆的燃料电池系统1的简要结构图。燃料电池系统1包括ECU(Electronic Control Unit)4、二次电池(以下，称为BAT)7、电池转换器(以下，称为BDC)8、逆变器(以下，称为INV)9、燃料电池组(以下，称为FC)10、升压转换器(以下，称为FDC)20以及导航装置50。此外，图1中虽未示出，但燃料电池系统1具备向FC10分别供给氧化剂气体以及燃料气体的氧化剂气体供给系统以及燃料气体供给系统。另外，车辆具备行驶用的马达M、车轮W、加速器开度传感器5以及点火开关6。
FC10接受燃料气体与氧化剂气体的供给来进行发电。FC10层叠有多个固体高分子电解质型的单电池。单电池具备在电解质膜的两面配置有电极的发电体亦即膜电极接合体和夹持膜电极接合体的一对隔板。电解质膜是由具有磺酸基的氟类树脂材料或者烃类树脂材料形成的固体高分子膜，在湿润状态下具有良好的质子传导性。电极构成为包括碳载体和离聚物，该离聚物是具有磺酸基的固体高分子且在湿润状态下具有良好的质子传导性。在碳载体担载有用于促进发电反应的催化剂(例如铂或者铂-钴合金等)。在各单电池设置有用于供反应气体、冷却水流动的歧管。在歧管中流动的反应气体经由设置于各单电池的气体流路被供给至各单电池的发电区域。
FDC20是将从FC10输出的直流电压升压至规定的升压比而将FC10的输出电力供给至INV9的DC/DC转换器，是功率转换器的一个例子。INV9将被输入的直流电力转换为三相交流电力并向马达M供给。马达M驱动车轮W来使车辆行驶。BDC8是双向的DC/DC转换器。即，BDC8将由FDC20调整后的直流电压降压，或者将BAT7的直流电压升压并将BAT7的输出电力供给至INV9。此外，不需要必须具备BDC8，在该情况下，INV9作为功率转换器发挥功能。BAT7能够蓄积FC10的电力。
ECU4包括CPU(Central Processing Unit)、ROM(Read Only Memory)以及RAM(Random Access Memory)。ECU4电连接有加速器开度传感器5、点火开关6、电流传感器10A、电压传感器10V、FDC20、BDC8、导航装置50。在导航装置50的存储装置存储有地图数据、车辆1的过去的行驶历史记录等。另外，导航装置50内置有取得车辆的位置信息的GPS(GlobalPositioning System)接收器。ECU4基于加速器开度传感器5的检测值等来控制FC10的输出电力。另外，ECU4取得电流传感器10A测定出的FC10的输出电流值以及电压传感器10V测定出的FC10的输出电压值。另外，ECU4是控制FDC20的控制装置的一个例子，详细内容后述，但具备驱动相数控制部、存储部、选择部、通断控制部以及预测部，它们由ECU4的CPU、ROM以及RAM在功能上实现。此外，ECU4与FDC20是多相转换器系统的一个例子，ECU4、FDC20以及FC10是电源系统的一个例子。
[FDC的电路结构]
图2是表示FDC20的电路结构的图。图2中还示出FC10与INV9。FDC20是m相式的多相转换器，在本实施例中m＝3。因此，FDC20具备3个转换器电路20a～20c与电容器24。此外，m只要为3以上的整数即可。转换器电路20a包括电抗器21a、电流传感器22a以及智能功率模块(IPM：Intelligent Power Module)23a。转换器电路20b包括电抗器21b、电流传感器22b以及IPM23b。转换器电路20c包括电抗器21c、电流传感器22c以及IPM23c。IPM23a包括开关元件36a以及二极管37a。IPM23b包括开关元件36b以及二极管37b。IPM23c包括开关元件36c以及二极管37c。此外，在本说明书中，将开关元件36a～36c分别称为SW36a～36c。
电抗器21a、电流传感器22a以及二极管37a串联连接。同样，电抗器21b、电流传感器22b以及二极管37b也串联连接。电抗器21c、电流传感器22c以及二极管37c也串联连接。串联连接后的这些部件在FC10的正极侧与INV9的正极侧之间并联连接。由此，能够减小在电抗器21a～21c、IPM23a～23c各自中流动的电流值来抑制发热。SW36a被连接在电抗器21a和二极管37a之间与FC10的负极侧之间。同样，SW36b被连接在电抗器21b和二极管37b之间与FC10的负极侧之间。SW36c被连接在电抗器21c和二极管37c之间与FC10的负极侧之间。电抗器21a～21c例如是结构、性能也相同的同一部件，但并不限定于此。电流传感器22a～22c在下游侧与电抗器21a～21c连接，但并不局限于此，也可以在上游侧与电抗器21a～21c连接。FC10与电抗器21a～21c通过汇流条或者线缆等导电部件分别电连接。
ECU4例如以相同的恒定周期对SW36a～36c各自切换通断。通过切换SW36a～36c的通断来控制分别在SW36a～36c中流动的电流。SW36a～36c的通断基于供给至SW36a～36c的脉冲信号的占空比来控制。占空比是指接通状态的时间占据通断的1个周期的比例。ECU4基于由电流传感器22a～22c检测出的电流值、目标升压比来决定该占空比。
若SW36a接通，则电流开始从FC10经由电抗器21a流动至SW36a，在电抗器21a蓄积基于直流励磁的磁能。若SW36a断开，则在接通的期间蓄积于电抗器21a的磁能作为电流经由二极管37a输出至INV9。因此，通过控制SW36a～36c的各占空比，能够控制蓄积在电抗器21a～21c各自的能量(时间平均)，能够控制向电抗器21a～21c各自平均流动的电流(有效电流)。
在SW36a断开时由蓄积于电抗器21a的磁能产生的感应电压与FC10的输出电压叠加，对INV9施加比FC10的输出电压高的电压。关于SW36b及36c、以及电抗器21b及21c也同样。ECU4以SW36a～36c依次接通的方式发送控制信号，使FC10的输出电压依次叠加感应电压。由此，输入至INV9的电压被维持为比FC10的输出电压高。此外，电容器24连接在二极管37a～37c和INV9的正极侧之间与INV9的负极侧之间，起到减少电压变动的作用。
ECU4选择模式A或者B作为对转换器电路20a～20c的SW36a～36c的相位进行规定的相位模式。模式A中的SW36a～36c各自的相位为0°、120°、240°。模式B中的SW36a～36c各自的相位为0°、180°、270°。这些相位规定了开关元件的接通时机。模式A及B被预先存储于ECU4的ROM。ECU4的ROM是存储部的一个例子。关于模式A及B将在后面详述。
这里，ECU4以大致相同的周期且大致相同的占空比对SW36a～36c进行通断控制。这里大致相同的周期是并不限定于SW36a～36c的各周期完全一致，周期可以偏移为反复通断的SW36a～36c的各相位差在规定期间内大致不变化的程度。这是因为例如在驱动信号向SW36a～36c的发送速度存在偏差等的情况下，存在各周期不完全一致的情况。大致相同的占空比是并不限定于SW36a～36c的各占空比完全一致，例如只要流动至电抗器21a～21c各自的电抗器电流的1个周期内的平均值处于能够视为大致相同的规定范围内即可，各占空比可以不完全一致。这是因为例如将电抗器21a～21c各自与FC10连接的汇流条的电阻值存在偏差等，若使各占空比完全一致，则存在各电抗器电流的平均值相差无法视为大致相同的程度的可能性。
另外，ECU4取得由电流传感器10A测定出的向FDC20的输入电流值，执行向FDC20的输入电流值越增大则使转换器电路20a～20c的驱动相数也越增大的处理。具体而言，在仅对SW36a～36c的任一个进行通断控制的1相驱动、对SW36a～36c的任2个进行通断控制的2相驱动、对SW36a～36c的全部进行通断控制的3相驱动之间切换。这样的处理是驱动相数控制部以及通断控制部所执行的处理的一个例子。
此外，也可以向FDC20的输入电力值越增大，或者向FDC20的输入电压值越降低，则ECU4使转换器电路20a～20c的驱动相数越增大。另外，来自FDC20的目标输出电流值越增大，或者来自FDC20的目标输出电力值越增大、来自FDC20的目标输出电压值越增大，则使转换器电路20a～20c的驱动相数越增大。此外，这是因为上述的任一情况均与FC10的发电电力增大而向FDC20的输入电流值增大的情况相当。
[模式A及B(m＝3、n＝2)]
接下来，对模式A及B中的、驱动了3个(m＝3)转换器电路20a～20c的情况(以下，称为3相驱动)、和驱动了2个(n＝2)转换器电路20a及20b的情况(以下，称为2相驱动)、以及驱动了1个转换器电路20a的情况(以下，称为1相驱动)进行说明。此外，如上所述，m是3以上的整数，n是小于m的2以上的整数且为m的约数以外的整数。
[模式A(m＝3、n＝2)]
首先，对模式A进行说明。图3A是表示模式A涉及的3相驱动中的SW36a～36c的动作的图表。图3B是表示模式A涉及的3相驱动中的电抗器电流Ia～Ic与FDC20的输出电流IT的图表。在图3A以及图3B中，横轴表示相位。图3A的纵轴表示开关元件的通断状态。图3B的纵轴表示电流。在本实施例中，例示了SW36a～36c的各占空比为0.5的情况。电抗器电流Ia～Ic分别是21a～21c中流动的电流。FDC20的输出电流IT是将电抗器电流Ia～Ic合成了的电流。
图4A是表示模式A涉及的2相驱动中的SW36a～36c的动作的图表。图4B是表示模式A涉及的2相驱动中的电抗器电流Ia及Ib与FDC20的输出电流IT的图表。在2相驱动中，对SW36a及36b进行通断控制，停止SW36c的通断控制。因此，不流动电抗器电流Ic。
图5A是表示模式A涉及的1相驱动中的SW36a～36c的动作的图表。图5B是表示模式A涉及的1相驱动中的电抗器电流Ia的图表。在1相驱动中，仅对SW36a进行通断控制，停止SW36b及36c的通断控制。因此，不流动电抗器电流Ib及Ic。在1相驱动中，电抗器电流Ia成为FDC20的输出电流IT。
在模式A中，对于占空比为0.5时的输出电流IT的脉动电流而言，当对流动至各相的电流相同的情况进行比较时，1相驱动时大于2相驱动时以及3相驱动时，3相驱动时小于1相驱动时以及2相驱动时。这里，若将输出电流IT的脉动电流的大小为最大的1相驱动时的输出电流IT的脉动电流的大小设为1，则模式A涉及的2相驱动时的输出电流IT的脉动电流的大小为2/3，模式A涉及的3相驱动时的脉动电流的大小为1/3。此外，输出电流IT的脉动电流表示输出电流IT的最大值与最小值的差。以后，当在本说明书中简称为脉动电流的情况下，并不是指电抗器电流Ia～Ic，而是指输出电流IT的脉动电流。
[模式B(m＝3、n＝2)]
接下来，对模式B进行说明。图6A是表示模式B涉及的3相驱动中的SW36a～36c的动作的图表。图6B是表示模式B涉及的3相驱动中的电抗器电流Ia～Ic与FDC20的输出电流IT的图表。电抗器电流Ia～Ic分别是电抗器21a～21c中流动的电流。图7A是表示模式B涉及的2相驱动中的SW36a～36c的动作的图表。图7B是表示模式B涉及的2相驱动中的电抗器电流Ia以及Ib与FDC20的输出电流IT的图表。此外，模式B涉及的1相驱动中的SW36a～36c的动作、电抗器电流Ia～Ic与模式A涉及的1相驱动的情况相同。
当对各相中流动的电流相同的情况进行比较时，若如上所述将1相驱动时的脉动电流的大小设为1，则模式B涉及的2相驱动时的脉动电流的大小为0，模式B涉及的3相驱动时的脉动电流的大小为1。
[模式A及B的比较]
图8A是对模式A及B中的脉动电流的大小进行比较的表。对于3相驱动中的脉动电流而言，模式A小于模式B。与此相对，对于2相驱动中的脉动电流而言，模式B小于模式A。由于脉动电流小的模式的损耗能够减少，所以模式A适于3相驱动，模式B适于2相驱动。
图8B是表示模式A及B中的相位以及相位差的图。在模式A中，如以下那样规定了各相位差。SW36a与SW36b的相位差DA(a―b)、SW36b与SW36c的相位差DA(b―c)、以及SW36c与SW36a的相位差DA(c―a)分别为120°。在模式B中，SW36a与SW36b的相位差DB(a―b)为180°，SW36b与SW36c的相位差DB(b―c)为90°，SW36c与SW36a的相位差DB(c―a)为90°。
这里，能够如以下那样确定模式A及B中的哪个是适于2相驱动的模式。模式A中的相位差DA(a―b)、DA(b―c)以及DA(c―a)中的最大值全部是相同的120°。模式B中的相位差DB(a―b)、DB(b―c)以及DB(c―a)中的最大值是DB(a―b)＝180°。模式A中的上述的最大值与180°的差量的绝对值为60°。模式B中的上述的最大值与180°的差量的绝对值为0°。这里，180°是根据360°/n＝360°/2计算出的值，在2相驱动时是输出电流IT的脉动电流最小的相位差。对于上述的绝对值而言，模式B小于模式A。这样，绝对值较小的模式适于2相驱动。因此，模式B比模式A适于2相驱动。换言之，模式A比模式B适于3相驱动。
另外，能够如以下那样确定模式B涉及的2相驱动时应该停止通断控制的开关元件。如图8B所示，在模式B涉及的3相驱动时规定为依次接通的任意3个开关元件中的最先接通的开关元件的相位与最后接通的开关的相位的相位差被如以下那样规定。SW36a与SW36c的相位差DB(a―c)为270°。SW36b与SW36a的相位差DB(b―a)为180°。SW36c与SW36b的相位差DB(c―b)为270°。这3个相位差中的相位差DB(b―a)最小。应该停止通断控制的开关元件是在规定3相驱动时成为最小的相位差的SW36b的接通时机与SW36a的接通时机之间被接通的SW36c。在2相驱动时停止SW36c的通断控制的情况下的相位差为DB(a―b)＝DB(b―a)＝180°，与360°/2＝180°一致。
例如，在2相驱动时停止SW36a的通断控制的情况下的相位差为DB(b―c)＝90°、DB(c―b)＝270°，与停止SW36c的情况相比，各相位差与180°的差量增大。同样，在2相驱动时停止SW36b的通断控制的情况下的相位差为DB(a―c)＝270°、DB(c―a)＝90°，与停止SW36c的情况相比，各相位差与180°的差增大。因此，通过停止SW36a～36c中的SW36c的通断控制，能够抑制模式B涉及的2相驱动中的脉动电流。
此外，虽然在模式A涉及的2相驱动时，停止SW36c的通断控制，但由于DA(a―b)＝DA(b―c)＝DA(c―a)＝120°，所以并不局限于此，只要停止SW36a～36c中的何一个的通断控制即可。另外，在1相驱动时，只要在模式A及B的任一模式的情况下均停止SW36a～36c的任2个的通断控制即可。
[模式选择控制]
图9是表示模式选择控制的一个例子的流程图。每隔规定的时间便反复执行模式选择控制。ECU4对预测为FC10输出的电流值亦即预测电流值的推移进行计算(步骤S1)。步骤S1的处理是预测部执行的处理的一个例子。
预测电流值的推移如以下那样计算。ECU4执行对与从车辆的当前所在地至目的地为止的行驶预定路径有关的行驶预定路径信息进行取得的处理。行驶预定路径是导航装置50从车辆的当前所在地引导至由用户设定给导航装置50的目的地为止的路径、或者在未设定目的地的情况下根据存储于导航装置50的过去的行驶历史记录推测的路径。ECU4取得能够从导航装置50取得的行驶预定路径的道路信息(高速道路、上坡路、下坡路、交通拥堵、信号灯等)作为行驶预定路径信息。该处理是通过ECU4的CPU、ROM、RAM在功能上实现的、取得行驶预定路径信息的路径取得部所执行的处理的一个例子。ECU4基于这些信息来预测行驶预定路径上的各地点处的车辆的行驶速度。考虑预测到的行驶速度与道路坡度来计算各时刻下的马达M的预测输出。与之并行地计算燃料电池系统1的辅机的预测输出。另外，根据外部空气温度、空调装置的设定温度的信息来计算空调装置的预测输出。根据上述的各预测输出的合计来计算各时刻下的外部负载整体的预测请求输出。接下来，ECU4一边考虑BAT7的充电余量一边计算向FC10的预测请求输出，参照存储于ECU4的FC10的电流－电力特性来计算各时刻下的FC10的预测电流值。这里，由于FC10与FDC20连接，所以FC10的输出电流与向FDC20的输入电流一致。
接下来，ECU4对FDC20是否处于停止中进行判定(步骤S3)。例如，在车辆暂时停车而成为燃料气体向FC10的供给继续但发电停止的间歇运转状态的情况下，SW36a～36c停止全部的通断控制，FDC20成为停止状态。在步骤S3中为“否”的情况下、即在对SW36a～36c的至少一个正执行通断控制的情况下，本控制结束。
在步骤S3中为“是”的情况下，ECU4对预测电流值的平均值是否为阈值α以上进行判定(步骤S5)。预测电流值的平均值例如能够通过对从当前所在地至目的地为止的各时刻下的预测电流值进行累计并将其除以从当前所在地至到达目的地为止的时间来计算。阈值α例如被设定为从2相驱动切换为3相驱动时的向FDC20的输入电流值，换言之，被设定为从2相驱动切换为3相驱动时的FC10的输出电流值。在步骤S5中为“是”的情况下，能够预测为在车辆从当前所在地至到达目的地为止的规定时间内，FDC20被控制为3相驱动的时间比被控制为2相驱动的时间长。因此，在该情况下，ECU4选择适于3相驱动的模式A来作为相位模式(步骤S7)。在步骤S5中为“否”的情况下，能够预测为FDC20被控制为2相驱动的时间比被控制为3相驱动的时间长，ECU4选择模式B来作为相位模式(步骤S9)。步骤S7以及S9的处理是选择部所执行的处理的一个例子。
图10A以及图10B是表示计算出的预测电流值的推移的图表的一个例子。图10A表示计算出的预测电流值Pa的平均值PaA比较大的情况，图10B表示计算出的预测电流值Pb的平均值PbA比较小的情况。虽然从当前所在地至目的地所需的时间相同，但基于不同的行驶预定路径来计算预测电流值Pa以及Pb。在平均值PaA如图10A那样为阈值α以上的情况下，选择模式A。在平均值PbA如图10B那样小于阈值α的情况下，选择模式B。
图11是表示图10A以及图10B中示出的预测电流值与被控制为该预测电流值的时间的关系的图表。横轴表示预测电流值，纵轴表示时间。另外，图11中示出了分别被控制为1相驱动、2相驱动以及3相驱动的预测电流值的范围。对于预测电流值Pa而言，被控制为3相驱动的时间比例大于被控制为2相驱动的时间比例、被控制为1相驱动的时间比例。对于预测电流值Pb而言，被控制为1相驱动的时间比例大于被控制为2相驱动的时间比例、被控制为3相驱动的时间比例，被控制为2相驱动的时间比例大于被控制为3相驱动的时间比例。另外，对于3相驱动的驱动时间相对于2相驱动的驱动时间的比例而言，预测电流值Pa大于预测电流值Pb。一般，预测电流值的平均值大时与平均值小时相比，被控制为3相驱动的时间比例较大。因此，图10A以及图10B所示的预测电流值Pa的平均值PaA、预测电流值Pb的平均值PbA可以说是与时间比例相关的预测相关值的一个例子，该时间比例是在规定时间内预测为被控制为3相驱动的时间相对于预测为被控制为2相驱动的时间的比例。
这样，在预测电流值的平均值为阈值α以上的情况下，预测为被控制为3相驱动的时间比较长，在FDC20的停止中，相位模式选择适于3相驱动的模式A。另外，在预测电流值的平均值小于阈值α的情况下，预测为被控制为1相驱动或2相驱动的时间比较长，在FDC20的停止中，相位模式选择适于2相驱动的模式B。由于这样在FDC20的停止中选择相位模式，所以与在FDC20的驱动中切换相位模式的情况相比，能够通过简易的控制来执行。另外，由于根据预测电流值的平均值来选择最佳的模式，所以能够减少脉动电流，能够抑制因脉动电流引起的损耗的增大。
在步骤S1中，ECU4从导航装置50取得行驶预定路径的道路信息，但并不局限于此，例如也可以经由无线通信网络从存储有行驶预定路径的道路信息的外部服务器取得。
在步骤S1中，ECU4计算从设定于导航装置50的当前所在地至目的地为止的预测电流值的推移，但并不局限于此，也可以对从车辆的当前所在地至预测为车辆下次暂时停止而FDC20停止的地点为止的预测电流值的推移进行计算。该情况下，可以在FDC20停止时，对从该地点至目的地或者预测为FDC20再次停止的地点为止的预测电流值的推移进行计算。由此，由于针对每个短的路径计算预测电流值的推移，所以能够利用适于该路径的相位模式来驱动FDC20，能够抑制与FDC20中的脉动电流的增大相伴的损耗。
也可以预测规定时间内的、预测电流值小于规定值的总计时间和预测电流值为规定值以上的总计时间。该情况下，也是在后者的总计时间相对于前者的总计时间的时间比例表示阈值以上的情况下选择模式A，在时间比例表示小于阈值的情况下选择模式B。该情况下，该时间比例本身是预测相关值的一个例子。
其中，模式A是在被控制为m相驱动的时间比例相对大时选择的第1模式的一个例子，模式B是在被控制为m相驱动的时间比例相对小时选择的第2模式的一个例子。
[第1变形例]
接下来，对多个变形例进行说明。其中，在多个变形例中，对与上述的实施例相同的结构、相同的处理使用相同的附图标记，并省略重复的说明。图12是表示第1变形例中的模式选择控制的一个例子的流程图。ECU4取得与FDC20的驱动状态有关的历史记录信息(步骤S1a)。具体而言，与FDC20的驱动状态有关的历史记录信息是过去的FDC20的被控制为2相驱动的累积驱动时间与被控制为3相驱动的累积驱动时间，被存储于ECU4的RAM。步骤S1a的处理是通过ECU4的CPU、ROM、RAM在功能上实现的历史记录取得部所执行的处理的一个例子。
在步骤S3中为“是”的情况下，对被控制为3相驱动的累积驱动时间相对于被控制为2相驱动的累积驱动时间的时间比例是否为阈值β以上进行判定(步骤S5a)。阈值β例如为1，但并不限定于此。上述的时间比例是上述的预测相关值的一个例子。阈值β是第1阈值的一个例子。在步骤S5a中为“是”的情况下，ECU4选择模式A(步骤S7)，在步骤S5a中为“否”的情况下，ECU4选择模式B(步骤S9)。
这样，由于基于实际被控制为2相驱动的累积驱动时间与被控制为3相驱动的累积驱动时间来预测被控制为2相驱动的时间较长还是被控制为3相驱动的时间较长，所以预测精度提高，另外，用于预测的控制处理的负担也减少。另外，上述的历史记录信息例如可以取得最近几个月以内的历史记录信息。由此，还能够应对驾驶员变更的情况、驾驶员的驾驶特性的变化。另外，可以每隔规定期间，例如每隔1个月更新历史记录信息。
[第2变形例]
图13是第2变形例中的燃料电池系统1a的构成图。燃料电池系统1a具备能够选择驾驶模式的驾驶模式开关52。驾驶员通过操作驾驶模式开关52，能够将驾驶模式选择为标准模式、运动模式(Sports mode)以及经济模式中的任一模式。对运动模式而言，FC10相对于加速踏板的操作的输出响应性被设定得高。对经济模式而言，FC10相对于加速踏板的操作的输出响应性被设定得低。对标准模式而言，FC10相对于加速踏板的操作的输出响应性被设定为运动模式与经济模式之间的中等程度。通过该驾驶模式开关52选择的驾驶模式的输出信号被输入至ECU4。
图14是表示第2变形例中的模式选择控制的一个例子的流程图。ECU4基于由驾驶模式开关52选择的驾驶模式的输出信号来取得与当前选择的驾驶模式有关的驾驶模式信息(步骤S1b)。步骤S1b的处理是通过ECU4的CPU、ROM、RAM在功能上实现的驾驶模式取得部所执行的处理的一个例子。
接下来，在步骤S3中为“是”的情况下，对驾驶模式是否为运动模式进行判定(步骤S5b)。在步骤S5b中为“是”的情况下，能够预测为车辆高速运转的时间比较长，能够预测为3相驱动的驱动时间比2相驱动的驱动时间长。详细而言，能够预测为在规定时间内预测为被控制为3相驱动的时间相对于预测为被控制为2相驱动的时间的比例亦即时间比例为阈值以上。因此，选择模式A(步骤S7)。在步骤S5b中为“否”的情况下、即在驾驶模式为标准模式或经济模式的情况下，能够预测为车辆低速运转的时间比较长，能够预测为2相驱动的驱动时间比3相驱动的驱动时间长。详细而言，能够预测为上述的时间比例小于阈值。因此，选择模式B(步骤S9)。
这样，能够根据所选择的驾驶模式来预测在规定时间内预测为被控制为3相驱动的时间相对于预测为被控制为2相驱动的时间的比例亦即时间比例。因此，驾驶模式是与该时间比例相关的预测相关值的一个例子。在本变形例中，在驾驶模式为运动模式的情况下，表示为上述的时间比例是第1阈值以上。在驾驶模式为标准模式或者经济模式的情况下，表示为上述的时间比例小于第1阈值。然而并不局限于此，也可以构成为例如在驾驶模式为运动模式或者标准模式的情况下，认为上述的时间比例为第1阈值以上而选择模式A，在驾驶模式为经济模式的情况下认为上述的时间比例小于第1阈值而选择模式B。
也可以综合判断上述实施例中示出的预测电流值、第1变形例中示出的历史记录信息、以及第2变形例中示出的驾驶模式中的至少2个来选择相位模式。
[第3变形例]
[模式A～C、m＝3、n＝2]
在第3变形例中，相位模式可选择模式A～C中的任意一个。模式C被预先存储于ECU4的存储器。模式C中的SW36a～36c各自的相位为0°、140°、250°。图15A是表示模式C涉及的3相驱动中的SW36a～36c的动作的图表。图15B是表示模式C涉及的3相驱动中的电抗器电流Ia～Ic与FDC20的输出电流IT的图表。图16A是表示模式C涉及的2相驱动中的SW36a～36c的动作的图表。图16B是表示模式C涉及的2相驱动中的电抗器电流Ia及Ib与FDC20的输出电流IT的图表。
图17A是对模式A～C的脉动电流的大小进行比较的表。当在各相流动了相同的电流值的情况下，若将1相驱动中的输出电流IT的脉动电流的大小设为1，则模式C涉及的2相驱动中的输出电流IT的脉动电流的大小为4/9，模式C涉及的3相驱动中的脉动电流的大小为5/9。若对模式A～C进行比较，则对于2相驱动中的脉动电流而言，模式C小于模式A且大于模式B。对于3相驱动中的脉动电流而言，模式C小于模式B且大于模式A。
图17B是表示模式C的相位以及相位差的图。如以下那样规定了模式C中的各相位差。SW36a与SW36b的相位差DC(a―b)为140°。SW36b与SW36c的相位差DC(b―c)和SW36c与SW36a的相位差DC(c―a)分别为110°。
能够如以下那样确定模式A及C中的哪个是适于2相驱动的模式。在模式C中，相位差Dc(a―b)、Dc(b―c)以及Dc(c―a)中的最大值是Dc(a―b)＝140°。模式C中的该最大值与180°的差量的绝对值为40°。与此相对，由于如上所述在模式A涉及的3相驱动中依次接通的2个开关元件的相位差全部是相同的120°，所以该最大值也为120°，120°与180°的差量的绝对值为60°。对于上述的绝对值而言，模式C小于模式A。因此，模式C比模式A适于2相驱动。换言之，模式A比模式C适于3相驱动。
同样，能够如以下那样确定模式B及C中的哪个是适于2相驱动的模式。如上所述，模式B中的上述的绝对值为0°，模式C中的上述的绝对值为40°。对于上述的绝对值而言，由于模式B小于模式C，所以模式B比模式C适于2相驱动。换言之，模式C比模式B适于3相驱动。综上所述，模式C不比模式A适于3相驱动，但比模式B适于3相驱动，不比模式B适于2相驱动，但比模式A适于2相驱动。因此在模式C中，能够抑制在2相驱动以及3相驱动双方中脉动电流大幅度增大。
另外，在模式C中，相位差的最大值亦即DC(a―b)满足以下的条件。
120°(＝360°/m＝360°/3)＜DC(a―b)＜180°(＝360°/n＝360°/2)
DC(a―b)＜DC(a―c)＜360°(＝(360°/m)×3＝(360°/3)×3)
由于DC(a―b)＝140°、DC(a―c)＝250°，所以满足上述的条件。与此相对，在模式A中，由于DA(a―b)＝120°，所以不满足120°＜DA(a―b)。在模式B中，由于DB(a―b)＝180°，所以不满足DB(a―b)＜180°。根据模式C满足这样的条件，也能够说不比模式A适于3相驱动但比模式B适于3相驱动，不比模式B适于2相驱动但比模式A适于2相驱动。
能够如以下那样确定在模式C涉及的2相驱动时应该停止通断控制的开关元件。如图17B所示，在模式C中，SW36a与SW36c的相位差DC(a―c)为250°，SW36b与SW36a的相位差DC(b―a)为220°，SW36c与SW36b的相位差DC(c―b)为250°。这3个相位差中的相位差DC(b―a)最小。应该停止通断控制的开关元件是在规定该最小的相位差的SW36b的接通时机与SW36a的接通时机之间被接通的SW36c。2相驱动时停止了SW36c的通断控制的情况下的相位差为Dc(a―b)＝140°、Dc(b―a)＝220°。
例如，在模式C涉及的2相驱动时停止了SW36a的通断控制的情况下的相位差为DC(b―c)＝110°、DC(c―b)＝250°。这里，DC(b―c)与180°的差量的绝对值以及DC(c―b)与180°的差量的绝对值分别为70°。另外，在2相驱动时停止了SW36b的通断控制的情况下的相位差为DC(a―c)＝250°、DC(c―a)＝110°。这里，DC(a―c)与180°的差量的绝对值以及DC(c―a)与180°的差量的绝对值分别为70°。与此相对，在2相驱动时停止了SW36c的通断控制的情况下，Dc(a―b)与180°的差量的绝对值以及Dc(b―a)与180°的差量的绝对值分别为40°。如以上那样，在2相驱动时停止了SW36c的通断控制的情况表示为上述的绝对值变小、适于2相驱动。
此外，在1相驱动时，与模式A及B同样，在模式C中也只要停止SW36a～36c中的任2个的通断控制即可。
图18是表示第3变形例中的模式选择控制的一个例子的流程图。在步骤S3中为“是”的情况下，对预测电流值的平均值是否为阈值α1以上进行判定(步骤S5c)。在步骤S5c中为“是”的情况下，选择模式A(步骤S7)，在步骤S5c中为“否”的情况下，对预测电流值的平均值是否为阈值α2以上进行判定(步骤S5d)。这里，阈值α2小于阈值α1。阈值α1是第1阈值的一个例子，阈值α2是小于阈值α1的第2阈值的一个例子。在步骤S5d中为“否”的情况下，选择模式B(步骤S9)。在步骤S5d中为“是”的情况下，选择模式C(步骤S8)。
在这样预测电流值的平均值小于阈值α1且为阈值α2以上的情况下，对于时间比例(在规定时间内预测为被控制为3相驱动的时间相对于预测为被控制为2相驱动的时间的比例)而言，能够预测为越是预测电流值为阈值α1以上的情况越不大、越是预测电流值小于阈值α2的情况越不小。因此，通过在这样的情况下选择模式C，能够在2相驱动时以及3相驱动时兼顾输出电流IT的脉动电流的减少。
在第3变形例中，也可以如第1变形例那样取得FDC20的历史记录信息，在步骤S5c中对3相驱动的累积驱动时间相对于2相驱动的累积驱动时间的时间比例是否为第1阈值以上进行判定，在步骤S5d中对该时间比例是否为第2阈值以上进行判定。另外，在第3变形例中，也可以在如第2变形例那样能够选择驾驶模式的车辆的情况下，在步骤S5c中对驾驶模式是否为运动模式进行判定，在步骤S5d中对驾驶模式是否为标准模式进行判定。另外，可以综合判断预测电流值、第1变形例中示出的历史记录信息、第2变形例中示出的驾驶模式中的至少2个来选择相位模式。
[第4变形例]
[模式A～D、m＝3、n＝2]
在第4变形例中，相位模式可选择模式A～D中的任一个模式。模式D被预先存储于ECU4的存储器。模式D中的SW36a～36c各自的相位是0°、160°、260°。图19A是表示模式D涉及的3相驱动中的SW36a～36c的动作的图表。图19B是表示模式D涉及的3相驱动中的电抗器电流Ia～Ic与FDC20的输出电流IT的图表。图20A是表示模式D涉及的2相驱动中的SW36a～36c的动作的图表。图20B是表示模式D涉及的2相驱动中的电抗器电流Ia及Ib与FDC20的输出电流IT的图表。
图21A是对模式A～D的脉动电流的大小进行比较的表。当在各相流动了相同的电流值的情况下，若将1相驱动中的输出电流IT的脉动电流的大小设为1，则模式D涉及的2相驱动中的输出电流IT的脉动电流的大小为2/9，模式D涉及的3相驱动中的脉动电流的大小为7/9。若对模式A～D进行比较，则对于2相驱动中的脉动电流而言，模式D小于模式C且大于模式B。对于3相驱动中的脉动电流而言，模式D小于模式B且大于模式C。
图21B是表示模式D的相位以及相位差的图。在模式D中，SW36a与SW36b的相位差DD(a―b)为160°，SW36b与SW36c的相位差DD(b―c)以及SW36c与SW36a的相位差DD(c―a)分别为100°。
能够如以下那样确定模式C及D中的哪个适于2相驱动。在模式D中，相位差DD(a―b)、DD(b―c)以及DD(c―a)中的最大值为DD(a―b)＝160°。模式D中的该最大值与180°的差量的绝对值为20°。与此相对，如上所述，在模式C中绝对值为40°。对于上述的绝对值而言，模式D小于模式C。因此，模式D比模式C适于2相驱动。换言之，模式C比模式D适于3相驱动。
同样，能够如以下那样确定模式B及D中的哪个模式是适于2相驱动的模式。如上所述，模式B中的上述的绝对值为0°，模式D中的绝对值为20°。这样，对于绝对值而言，由于模式B小于模式D，所以模式B比模式D适于2相驱动。换言之，模式D比模式B适于3相驱动。综上所述，模式D不比模式A及C适于3相驱动但比模式B适于3相驱动，不比模式B适于2相驱动但比模式A及C适于2相驱动。因此在模式D中，与模式A及B相比，与模式C同样能够抑制在2相驱动以及3相驱动双方中脉动电流大幅度增大。
另外，模式D中的相位差的最大值DD(a―b)满足以下的条件。
120°(＝360°/m＝360°/3)＜DD(a―b)＜180°(＝360°/n＝360°/2)
DD(a―b)＜DD(a―c)＜360°(＝(360°/m)×3＝(360°/3)×3)
由于DD(a―b)＝160°、DD(a―c)＝260°，所以满足上述的条件。
能够如以下那样确定在模式D涉及的2相驱动时应该停止通断控制的开关元件。如图21B所示，在模式D中，SW36a与SW36c的相位差DD(a―c)为260°，SW36b与SW36a的相位差DD(b―a)为200°，SW36c与SW36b的相位差DD(c―b)为260°。这3个相位差中的相位差DD(b―a)最小。应该停止通断控制的开关元件是在规定该最小的相位差的SW36b的接通时机与SW36a的接通时机之间被接通的SW36c。在2相驱动时停止了SW36c的通断控制的情况下的相位差为DD(a―b)＝160°、DD(b―a)＝200°。
例如，在2相驱动时停止了SW36a的通断控制的情况下的相位差为DD(b―c)＝100°、DD(c―b)＝260°。这里，DD(b―c)与180°的差量的绝对值以及DD(c―b)与180°的差量的绝对值分别为80°。另外，在2相驱动时停止了SW36b的通断控制的情况下的相位差为DD(a―c)＝260°、DD(c―a)＝100°。这里，DD(a―c)与180°的差量的绝对值以及DD(c―a)与180°的差量的绝对值分别为80°。与此相对，在2相驱动时停止了SW36c的通断控制的情况下，DD(a―b)与180°的差量的绝对值以及DD(b―a)与180°的差量的绝对值分别为20°。如以上那样，在2相驱动时停止了SW36c的通断控制的情况表示为上述的绝对值变小、适于2相驱动。
此外，在模式D涉及的1相驱动中，只要停止SW36a～36c中的任2个即可。
图22是表示第4变形例中的模式选择控制的一个例子的流程图。在步骤S5c中为“是”的情况下选择模式A(步骤S7)，在步骤S5c中为“否”的情况下，对预测电流值的平均值是否为阈值α3以上进行判定(步骤S5e)。这里，阈值α3为阈值α1与阈值α2之间的值。在步骤S5e中为“是”的情况下选择模式C(步骤S8)。在步骤S5e中为“否”的情况下，执行步骤S5d的判定。在步骤S5d中为“是”的情况下，选择模式D(步骤S8a)。在步骤S5d中为“否”的情况下，选择模式B(步骤S9)。这样，通过根据预测电流值的平均值来选择更适当的相位模式，能够有效地减少输出电流IT的脉动电流。
在第4变形例中，例如在能够从经济模式、舒适模式、标准模式以及运动模式选择车辆的驾驶模式的情况下，可以在步骤S5c中对驾驶模式是否为运动模式进行判定，在步骤S5e中对驾驶模式是否为标准模式进行判定，在步骤S5d中对是否为舒适模式进行判定。此外，对舒适模式而言，FC10相对于加速踏板的操作的输出响应性被设定为标准模式与经济模式之间的中等程度。
[第5变形例]
[模式C以及D、m＝3、n＝2]
在第5变形例中，选择模式C或者D。模式C以及D被预先存储于ECU4的存储器，但未存储模式A及B。图23是表示第5变形例中的模式选择控制的一个例子的流程图。在步骤S5中为“是”的情况下，ECU4选择模式C(步骤S8)，在步骤S5中为“否”的情况下，ECU4选择模式D(步骤S8a)。如上所述，模式D比模式C适于2相驱动，换言之，模式C比模式D适于3相驱动。
上述的模式A比模式C适于3相驱动，但模式A不比模式C适于2相驱动。因此，即便在预测电流值的平均值为阈值α以上的情况下，通过选择模式C而非模式A，也能够在2相驱动以及3相驱动双方中兼顾脉动电流的减少。另外，上述的模式B比模式D适于2相驱动，但模式B不比模式D适于3相驱动。因此，即便在预测电流值的平均值小于阈值α的情况下，通过选择模式D而非模式B，也能够在2相驱动以及3相驱动双方中兼顾脉动电流的减少。
能够选择的相位模式的组合并不限定于上述的实施例以及变形例中说明的组合。例如能够选择的相位模式的组合也可以是模式A及C、模式A及D、模式B及C、模式A、B及D、模式A、C及D、以及模式B、C及D中的任一个组合。
[第6变形例]
[模式E～G、m＝4、n＝3]
图24是表示第6变形例中的FDC20A的电路结构的图。FDC20A具备4相的转换器电路20a～20d。转换器电路20d包括电抗器21d、电流传感器22d以及IPM23d。IPM23d包括SW36d以及二极管37d。在第6变形例中，随着FDC20A的输入电流增大，从1相驱动依次切换至4相驱动，但并不局限于此，例如也可以依次切换为1相驱动、3相驱动以及4相驱动，也可以依次切换为2相驱动、3相驱动以及4相驱动，也可以依次切换为3相驱动以及4相驱动。
图25是表示模式E～G的相位以及相位差的图。模式E中的SW36a～36d各自的相位为0°、90°、180°、270°。模式F中的SW36a～36d各自的相位为0°、120°、240°、300°。模式G中的SW36a～36d各自的相位为0°、100°、180°、260°。模式E中的各相位差为DE(a―b)＝DE(b―c)＝DE(c―d)＝DE(d―a)＝90°。模式F中的各相位差为DF(a―b)＝DF(b―c)＝120°、DF(c―d)＝DF(d―a)＝60°。模式G中的各相位差为DG(a―b)＝DG(d―a)＝100°、DG(b―c)＝DG(c―d)＝80°。
能够如以下那样确定模式E～G中的哪个适于3相驱动。模式E中的上述的相位差全部为相同的90°，最大值为90°。模式F中的上述的相位差中的最大值为120°。模式G中的上述的相位差中的最大值为100°。模式E中的上述的最大值与120°的差量的绝对值为30°。模式F中的上述的最大值与120°的差量的绝对值为0°。模式G中的上述的最大值与120°的差量的绝对值为20°。这里，120°是根据360°/n＝360°/3计算出的值，在3相驱动时是输出电流IT的脉动电流最小的相位差。对于上述的绝对值而言，模式F最小，模式E最大。因此，模式E最适于4相驱动，模式F最适于3相驱动，对于模式G而言，与模式E相比不适于4相驱动但适于3相驱动，且与模式F相比不适于3相驱动但适于4相驱动。
另外，在模式G中，相位差的最大值DG(a―b)满足以下的条件。
90°(＝360°/m＝360°/4)＜DG(a―b)＜120°(＝360°/n＝360°/3)
DG(a―b)＜DG(a―c)＜270°(＝(360°/m)×3＝(360°/4)×3)
由于DG(a―b)＝100°、DG(a―c)＝180°，所以满足上述的条件。与此相对，在模式E以及F中，DE(a―b)＝90°，不满足90°＜DE(a―b)，DF(a―b)＝120°，不满足DF(a―b)＜120°。根据满足这样的条件，也可以说对于模式G而言，与模式E相比不适于4相驱动但适于3相驱动，且与模式F相比不适于3相驱动但适于4相驱动。
能够如以下那样确定在模式F的3相驱动时应该停止通断控制的开关元件。如图25所示，在模式F中，SW36a与SW36c的相位差DF(a―c)为240°，SW36b与SW36d的相位差DF(b―d)为180°，SW36c与SW36a的相位差DF(c―a)为120°，SW36d与SW36b的相位差DF(d―b)为180°。这4个相位差中的相位差DF(c―a)最小。应该停止通断控制的开关元件是在规定该最小的相位差的SW36c与SW36a之间被接通的SW36d。在3相驱动时停止了SW36d的通断控制的情况下的相位差为DF(a―b)＝DF(b―c)＝DF(c―a)＝120°，通过模式F能够抑制3相驱动中的输出电流IT的脉动电流。
能够如以下那样确定在模式G的3相驱动时应该停止通断控制止的开关元件。SW36a与SW36c的相位差DG(a―c)为180°，SW36b与SW36d的相位差DG(b―d)为160°，SW36c与SW36a的相位差DG(c―a)为180°，SW36d与SW36b的相位差DG(d―b)为200°。这些相位差中的相位差DG(b―d)最小。应该停止通断控制的开关元件是在规定该最小的相位差的SW36b与SW36d之间被接通的SW36c。在3相驱动时停止了SW36c的通断控制的情况下的相位差为DG(a―b)＝DG(d―a)＝100°、DG(b―d)＝160°。
例如，在模式G的3相驱动时停止了SW36a的通断控制的情况下，依次被接通的2个开关元件的相位差的最大值为DG(d―b)＝200°。另外，在模式G的3相驱动时停止了SW36b的通断控制的情况下，依次被接通的2个开关元件的相位差的最大值为DG(a―c)＝180°。在模式G的3相驱动时停止了SW36d的通断控制的情况下，依次被接通的2个开关元件的相位差的最大值为DG(c―a)＝180°。DG(d―b)与120°的差量的绝对值为80°。DG(a―c)与120°的差量的绝对值为60°。DG(c―a)与120°的差量的绝对值为60°。与此相对，在3相驱动时停止了SW36c的通断控制的情况下的相位差的最大值为DG(b―d)＝160°，DG(b―d)与120°的差量的绝对值为40°。如以上那样，在3相驱动时停止了SW36c的通断控制的情况表示为上述的绝对值变小、适于3相驱动。
例如在第6变形例中，可以如上述的图18那样在步骤S5c中为“是”的情况下，选择模式E作为相位模式，在步骤S5d中为“是”的情况下将相位模式切换为模式G，在步骤S5d中为“否”的情况下选择模式F。
[第7变形例]
[模式H～J、m＝6、n＝4]
图26是表示第7变形例中的FDC20B的电路结构的图。FDC20B具备6相的转换器电路20a～20f。转换器电路20e包括电抗器21e、电流传感器22e以及IPM23e。IPM23e包括SW36e以及二极管37e。转换器电路20f包括电抗器21f、电流传感器22f以及IPM23f。IPM23f包括SW36f以及二极管37f。在第7变形例中，随着FDC20B的输入电流增大，从1相驱动依次切换至6相驱动，但并不局限于此，例如也可以依次切换为2相驱动、4相驱动以及6相驱动，只要至少切换为4相驱动以及6相驱动即可。
图27是表示模式H～J的相位以及相位差的图。模式H中的SW36a～36f各自的相位为0°、60°、120°、180°、240°、300°。模式I中的SW36a～36f各自的相位为0°、45°、90°、180°、270°、315°。模式J中的SW36a～36f各自的相位为0°、80°、130°、180°、260°、310°。模式H中的各相位差为DH(a―b)＝DH(b―c)＝DH(c―d)＝DH(d―e)＝DH(e―f)＝DH(f―a)＝60°。模式I中的各相位差为DI(a―b)＝DI(b―c)＝DI(e―f)＝DI(f―a)＝45°、DI(c―d)＝DI(d―e)＝90°。模式J中的各相位差为DJ(a―b)＝DJ(d―e)＝80°、DJ(b―c)＝DJ(c―d)＝DJ(e―f)＝DJ(f―a)＝50°。
能够如以下那样确定模式H～J中的哪个适于4相驱动。模式H中的上述的相位差全部为相同的60°，最大值为60°。模式I中的上述的相位差中的最大值为90°。模式J中的上述的相位差中的最大值为80°。模式H中的上述的最大值与90°的差量的绝对值为30°。模式I中的上述的最大值与90°的差量的绝对值为0°。模式J中的上述的最大值与90°的差量的绝对值为10°。这里，90°是根据360°/n＝360°/4计算出的值，是4相驱动时脉动电流最小的相位差。对于上述的绝对值而言，模式I最小，模式H最大。因此，模式H最适于6相驱动，模式I最适于4相驱动，对于模式J而言，与模式H相比不适于6相驱动但适于4相驱动，且与模式I相比不适于4相驱动但适于6相驱动。
另外，在模式J中，相位差的最大值DJ(a―b)满足以下的条件。
60°(＝360°/m＝360°/6)＜DJ(a―b)＜90°(＝360°/n＝360°/4)
DJ(a―b)＜DJ(a―c)＜180°(＝(360°/m)×3＝(360°/6)×3)
由于DJ(a―b)＝80°、DJ(a―c)＝130°，所以满足上述的条件。与此相对，在模式H以及I中，DH(a―b)＝60°，不满足60°＜DH(a―b)，DI(c―d)＝90°，不满足DI(c―d)＜90°。根据满足这样的条件，也可以说模式J与模式H相比不适于6相驱动但适于4相驱动，且与模式I相比不适于4相驱动但适于6相驱动。
能够如以下那样确定在模式I的4相驱动时应该停止通断控制的开关元件。如图27所示，在模式I中，SW36a与SW36c的相位差DI(a―c)为90°，SW36b与SW36d的相位差DI(b―d)为135°，SW36c与SW36e的相位差DI(c―e)为180°，SW36d与SW36f的相位差DI(d―f)为135°，SW36e与SW36a的相位差DI(e―a)为90°，SW36f与SW36b的相位差DI(f―b)为90°。这些相位差中的DI(a―c)、DI(e―a)、DI(f―b)这3个为相同值且为最小值。
这样，根据上述的方法，成为在模式I涉及的4相驱动时应该停止通断控制的开关元件的对象的是在6相驱动中在SW36a与SW36c之间被接通的SW36b、在SW36e与SW36a之间被接通的SW36f、以及在SW36f与SW36b之间被接通的SW36a这3个开关元件。这里，SW36a及36b、SW36f及36a是在6相驱动时依次被接通的组合。因此，若在4相驱动时停止SW36a及36b的通断控制，则SW36f与接下来接通的SW36c的相位差增大。同样，若停止SW36f及36a的通断控制，则SW36e与接下来接通的SW36b的相位差增大。因此，作为在4相驱动时应该停止通断控制的开关元件，在6相驱动时依次被接通的2个开关元件的组合以外亦即SW36b以及36f的通断控制被停止。通过在4相驱动时停止SW36b及36f的通断控制，使得模式I的4相驱动中的各相位差全部为90°，能够抑制输出电流IT的脉动电流。
能够如以下那样确定在模式J的4相驱动时应该停止通断控制的开关元件。如图27所示，在模式J中，SW36a与SW36c的相位差DJ(a―c)为130°，SW36b与SW36d的相位差DJ(b―d)为100°，SW36c与SW36e的相位差DJ(c―e)为130°，SW36d与SW36f的相位差DJ(d―f)为130°，SW36e与SW36a的相位差DJ(e―a)为100°，SW36f与SW36b的相位差DJ(f―b)为130°。这些相位差中的DJ(b―d)、DJ(e―a)这2个为相同值的最小值。因此，应该停止通断控制的开关元件是在规定该最小的相位差的SW36b与SW36d之间被接通的SW36c和在SW36e与SW36a之间被接通的SW36f。这里，在模式J中，与模式I不同，SW36c与SW36f不是在6相驱动时依次被接通的2个开关元件。因此，在模式J涉及的4相驱动时，通过停止SW36c与SW36f的通断控制，能够抑制4相驱动中的脉动电流。由此，模式J中的4相驱动时的各相位差为DJ(a―b)＝DJ(d―e)＝80°、DJ(b―d)＝DJ(e―a)＝100°。这与停止了SW36c及36f的组合以外的2个开关元件的组合的情况相比，能够减少脉动电流。
此外，在模式H中的4相驱动时，只要停止SW36a～36f中的在6相驱动时依次被接通的2个的开关元件以外的任意2个开关元件即可。这是因为在模式H中各相位差全部相同。
例如，在第7变形例中，可以如上述的图18那样在步骤S5c中为“是”的情况下选择模式H，在步骤S5d中为“是”的情况下选择模式J，在步骤S5d中为“否”的情况下选择模式I。
在第7变形例中，对当确定在模式I中的4相驱动时应该停止通断控制的开关元件时是在6相驱动时依次被接通的2个开关元件的组合以外的开关元件的情况进行了说明。然而，由于如上述的实施例那样，在3相式的FDC20中的2相驱动时应该停止通断控制的开关元件仅存在一个，所以不需要进行上述那样的考虑。同样，由于如第6变形例那样在4相式的FDC20A中的3相驱动时应该停止通断控制的开关元件也仅存在一个，所以不需要进行上述那样的考虑。即，在(m－n)＝1的情况下，不需要进行上述那样的考虑。
在第7变形例的模式I中，DI(a―c)、DI(b―d)、DI(c―e)、DI(d―f)、DI(e―a)、DI(f―b)中的DI(a―c)、DI(e―a)、DI(f―b)这3个为相同值且为最小值，但并不限定于为相同值。例如，在这些相位差中的DI(a―c)最小、DI(f―b)第二小、DI(e―a)第三小的情况下，由于DI(a―c)最小且DI(f―b)第二小，所以可考虑停止SW36a及36b的通断控制。然而，由于这相当于在6相驱动时依次被接通的2个开关元件，所以从最小的DI(a―c)与除了DI(f―b)之外的第二小的DI(e―a)停止SW36b及36f的通断控制。
在模式J中，DJ(b―d)、DJ(e―a)这2个为相同值的最小值，但不需要为相同值。
在上述实施例以及变形例中，对设置有3相的转换器电路20a～20c的情况、设置有4相的转换器电路20a～20d的情况、以及设置有6相的转换器电路20a～20f的情况进行了说明，但转换器电路的相数并不限定于此。
在上述实施例以及变形例中，以升压转换器为例进行了说明，但也可以是降压转换器、升降压转换器或者双向转换器。另外，在上述实施例以及变形例中，以在1相的转换器电路设置有一个开关元件的情况为例进行了说明，但并不局限于此，也可以在1相的转换器电路设置有多个开关元件。例如，可以如在1相设置有2个开关元件的双向转换器那样成为在升压模式中对一方的开关元件进行通断控制并将另一方的开关元件维持为总是断开或者总是接通、在降压模式下将一方的开关元件维持为总是断开或者总是接通并对另一方的开关元件进行通断控制的结构。在这样设置有多个开关元件的转换器电路的驱动停止的情况下，其全部的开关元件的通断控制停止而维持为断开状态，在驱动该转换器电路的情况下，对于至少一个开关元件执行通断控制。
在上述实施例以及变形例中，作为控制FDC20的控制装置的一个例子，说明了对搭载于车辆的燃料电池系统1整体统一进行控制的ECU4，但并不局限于此，例如也可以是与这样的ECU4独立设置并具备控制FDC20的CPU、ROM、RAM的计算机。
在上述实施例以及变形例中，作为电源系统的一个例子，对搭载于车辆的燃料电池系统1进行了说明，但并不局限于此，也可以是固定式燃料电池系统。例如在固定式燃料电池系统中，可以根据燃料电池的发电量、发电时间不同的季节来对预测电流值进行预测。在商业设施用的燃料电池系统中，例如可认为在夏季时因制冷等导致白天时燃料电池的发电量增加而向FDC的预测电流值增大，在冬季时因制热器具等导致夜间时燃料电池的发电量增加而向FDC的预测电流值增大。另外，在家庭用的燃料电池系统中，也可以基于与被控制为n相驱动的时间以及被控制为m相驱动的时间有关的历史记录信息来选择模式。另外，在家庭用的燃料电池系统中，作为驾驶模式，存在通过用户的手动或者自动切换为通常驾驶模式、或者为了抑制夜间时的噪声而切换为比通常驾驶模式抑制了发电量的静音模式的情况。例如在该情况下，可以如图14所示，在选择了通常模式的情况下，在FDC的停止中选择模式A，在选择了静音模式的情况下，在FDC的停止中选择模式B。
在上述实施例中，使用了固体高分子型燃料电池亦即FC10作为电源，但也可以使用固体高分子型燃料电池以外的燃料电池，也可以使用锂离子电池、镍氢电池等二次电池。
以上，对本发明的实施例进行了详述，但本发明并不限定于上述的特定的实施例，在技术方案所记载的本发明主旨的范围内，能够实现各种变形/变更。

Claims (10)

1.一种多相转换器的控制装置，具备m相的转换器电路，该m相的转换器电路分别具有开关元件并相互并联连接，
所述多相转换器的控制装置的特征在于，包括：
驱动相数控制部，构成为向所述多相转换器的输入电流值越增大则通过使被执行通断控制的所述开关元件的数量越增大来使所述转换器电路的驱动相数增大，并且将所述多相转换器控制为使所述驱动相数为n的n相驱动或者使所述驱动相数为m的m相驱动；
存储部，构成为对规定了m相的所述开关元件的各接通时机的相位模式亦即第1模式以及第2模式进行存储；
选择部，构成为在所述多相转换器的停止中选择所述第1模式或者所述第2模式；
通断控制部，构成为在周期与占空比大致相同的条件下，根据由所选择的所述第1模式或者第2模式规定的相位来对于所述驱动相数的所述开关元件执行所述通断控制；以及
预测部，构成为预测与时间比例相关的预测相关值，该时间比例是在规定时间内预测为被控制为所述m相驱动的时间相对于预测为被控制为所述n相驱动的时间的比例，
其中，被规定为在所述第2模式涉及的所述n相驱动中依次接通的2个所述开关元件的相位差的最大值与360°/n的差量的绝对值小于被规定为在所述第1模式涉及的所述n相驱动中依次接通的2个所述开关元件的相位差的最大值与360°/n的差量的绝对值，
所述选择部构成为在所述预测相关值表示为所述时间比例是第1阈值以上的情况下选择所述第1模式，并构成为在所述预测相关值表示为所述时间比例小于第2阈值的情况下选择所述第2模式，所述第2阈值为所述第1阈值以下，
所述通断控制部构成为在所述第2模式涉及的所述n相驱动中停止(m－n)相的所述开关元件的通断控制，
将所述开关元件按照所述开关元件在所述第2模式涉及的所述m相驱动中被接通的顺序分成由3个开关元件构成的多个组合，
在(m－n)＝1的情况下在所述第2模式涉及的所述n相驱动中被停止通断控制的(m－n)相的所述开关元件是所述多个组合中的、所述3个开关元件中的最先接通的所述开关元件与最后接通的所述开关元件的相位差最小的一个组合的在所述最先接通的所述开关元件与所述最后接通的所述开关元件之间接通的所述开关元件，
在(m－n)≥2的情况下在所述第2模式涉及的所述n相驱动中被停止通断控制的(m－n)相的所述开关元件是除了被规定为在所述第2模式涉及的所述m相驱动中依次接通的2个所述开关元件的组合之外、且所述多个组合中的、将所述3个开关元件中的最先接通的所述开关元件与最后接通的所述开关元件的相位差按从小到大的顺序选择的(m－n)个组合各自的、在所述最先接通的所述开关元件与所述最后接通的所述开关元件之间接通的所述开关元件，
其中，m为3以上的整数，n＜m且是2以上的整数且为m的约数以外的整数。
2.根据权利要求1所述的多相转换器的控制装置，其特征在于，
所述第2阈值是与所述第1阈值相同的值。
3.根据权利要求1所述的多相转换器的控制装置，其特征在于，
所述第2阈值小于所述第1阈值，
所述存储部构成为存储第3模式，该第3模式是与所述第1模式以及第2模式不同的、规定了m个所述开关元件的各接通时机的相位模式，
所述选择部构成为在所述预测相关值表示为所述时间比例是所述第1阈值以上的情况下，在所述多相转换器的停止中选择所述第1模式，并构成为在所述预测相关值表示为所述时间比例小于所述第2阈值的情况下，在所述多相转换器的停止中选择所述第2模式，并构成为在所述预测相关值表示为所述时间比例小于所述第1阈值且为所述第2阈值以上的情况下，在所述多相转换器的停止中选择所述第3模式，
被规定为在所述第3模式涉及的所述n相驱动中依次接通的2个所述开关元件的相位差的最大值与360°/n的差量的绝对值大于被规定为在所述第2模式涉及的所述n相驱动中依次接通的2个所述开关元件的相位差的最大值与360°/n的差量的绝对值，且小于被规定为在所述第1模式涉及的所述n相驱动中依次接通的2个所述开关元件的相位差的最大值与360°/n的差量的绝对值，
所述通断控制部构成为在所述第3模式涉及的所述n相驱动中停止(m－n)相的所述开关元件的通断控制，
将所述开关元件按照所述开关元件在所述第3模式涉及的所述m相驱动中被接通的顺序分成由3个开关元件构成的多个组合，
在(m－n)＝1的情况下在所述第3模式涉及的所述n相驱动中被停止通断控制的(m－n)相的所述开关元件是所述多个组合中的、所述3个开关元件中的最先接通的所述开关元件与最后接通的所述开关元件的相位差最小的一个组合的在所述最先接通的所述开关元件与所述最后接通的所述开关元件之间接通的所述开关元件，
在(m－n)≥2的情况下在所述第3模式涉及的所述n相驱动中被停止通断控制的(m－n)相的所述开关元件是除了被规定为在所述第3模式涉及的所述m相驱动中依次接通的2个所述开关元件的组合之外、且所述多个组合中的、将所述3个开关元件中的最先接通的所述开关元件与最后接通的所述开关元件的相位差按从小到大的顺序选择的(m－n)个组合各自的、在所述最先接通的所述开关元件与所述最后接通的所述开关元件之间接通的所述开关元件。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的多相转换器的控制装置，其特征在于，
在所述第1模式以及第2模式的至少一方中，在所述m相驱动中依次接通的第1开关元件、第2开关元件以及第3开关元件中的所述第1开关元件与所述第2开关元件的相位差大于360°/m且小于360°/n，所述第1开关元件与所述第3开关元件的相位差小于(360°/m)×3。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的多相转换器的控制装置，其特征在于，
还包括路径取得部，该路径取得部构成为取得与将向所述多相转换器供给输入电流的电池作为电力源来进行行驶的车辆的行驶预定路径有关的行驶预定路径信息，
其中，所述预测部构成为基于所述行驶预定路径信息来预测所述电池被预料为向所述多相转换器供给的预测电流值作为所述预测相关值。
6.根据权利要求1～5中任一项所述的多相转换器的控制装置，其特征在于，
还包括历史记录取得部，该历史记录取得部构成为取得与被控制为所述n相驱动的时间以及被控制为所述m相驱动的时间有关的历史记录信息，
其中，所述预测部构成为基于所述历史记录信息来预测所述预测相关值。
7.根据权利要求1～6中任一项所述的多相转换器的控制装置，其特征在于，
还包括驾驶模式取得部，该驾驶模式取得部构成为取得与将向所述多相转换器供给输入电流的电池作为电力源来进行行驶的车辆的驾驶模式有关的驾驶模式信息，
其中，所述预测部构成为基于所述驾驶模式信息来预测所述预测相关值。
8.一种多相转换器系统，其特征在于，包括：
权利要求1～7中任一项所述的多相转换器的控制装置；和
所述多相转换器。
9.一种电源系统，其特征在于，包括：
权利要求8所述的多相转换器系统；和
电源，构成为向所述多相转换器供给输入电流。
10.根据权利要求9所述的电源系统，其特征在于，
所述电源为燃料电池。
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