CN106067754A

CN106067754A - 电力变换系统

Info

Publication number: CN106067754A
Application number: CN201610245144.2A
Authority: CN
Inventors: 井手晓彦
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2015-04-21
Filing date: 2016-04-19
Publication date: 2016-11-02
Anticipated expiration: 2036-04-19
Also published as: JP6225942B2; JP2016208643A; DE102016107177B4; DE102016107177A1; US9893617B2; US20160315479A1; CN106067754B

Abstract

本发明涉及电力变换系统。所述电力变换系统的电子控制单元被配置为当第一电池和第二电池的电压被并行升压并且公共开关元件的温度超过阈值温度时执行接通时间改变控制，使得满足以下条件i)和ii)：i)第一PWM信号和第二PWM信号中的一个的后沿和第一PWM信号和第二PWM信号中的另一个的前沿彼此连接；以及ii)在单个PWM控制周期中第一PWM信号的接通时间和第二PWM信号的接通时间的总和落入从该单个PWM控制周期到容许期间的范围内。该电子控制单元被配置为在该接通时间改变控制中改变第一PWM信号和第二PWM信号中的至少一个的接通时间。

Description

电力变换系统

技术领域

本发明涉及一种能够使两个直流电源的电压彼此并行地升压或降压的电力变换系统。

背景技术

在使用旋转电机作为驱动源的混合动力车辆或电动车辆中，旋转电机由交流电力驱动，该交流电力由逆变器从电池的直流电力加以变换。此外，在电池和逆变器之间提供升压/降压变换器。升压/降压变换器使电池电压升压或使由旋转电机再生的电力降压。

电压变换器例如在日本专利申请公开No.2014-193090(JP2014-193090 A)中被描述为具有升压/降压变换器的扩展功能的电压变换器。电压变换器包括四个开关元件，并且连接到两个电池。电压变换器能够将两个电池在串联连接和并联连接之间进行切换。

上述电压变换器在并联连接(并联模式)的时候使两个电池的电压彼此并行地升压或降压。经由向升压/降压电路中的每个升压/降压电路指示占空比的PWM信号来控制升压/降压操作。占空比是接通时间对单个PWM控制周期的比率。在JP 2014-193090 A中描述的电压变换器具有使得在两个升压/降压电路之间共享开关元件的电路配置。基于所谓的叠加原则根据两个PWM信号的逻辑相加来控制每个开关元件的接通/关断操作。例如，当基于用于升压/降压电路中的一个的PWM信号PWM1和用于升压/降压电路中的另一个的PWM信号PWM2来控制开关元件中的预定的一个开关元件时，通过PWM1和PWM2的复合信号来控制开关元件中的该预定的一个开关元件的接通/关断操作。

每个开关元件的接通/关断操作出现电力损失(在下文中也简称为损失)。具体地说，损失的示例包括当每个开关元件从关断状态(电流中断)切换到接通状态(电流传导)的时候出现的开关损失(接通损失)和当每个开关元件从接通状态切换到关断状态的时候出现的开关损失(关断损失)，如图17的上部的时序图所示。损失的另一个示例包括由于当每个开关元件处于接通状态的时候的接通电压(集电极-发射极饱和电压)和在此时间流动的电流而出现的稳态损失。

稳态损失分为重叠损失和接通状态损失。重叠损失在来自两个升压/降压电路的电流被重叠地提供到每个开关元件时引起。接通状态损失在两个升压/降压电路中的仅一个升压/降压电路的电流被提供到每个开关元件时引起。由于电流的大小关系，重叠损失大于接通状态损失。

每个开关元件由在开关元件中出现的损失加热。为了防止每个开关元件的过热，在JP 2014-193090 A中使针对两个升压/降压电路的PWM信号的相位彼此移位(相移控制)。

在相移控制中，如图17的下部的时序图所示，使PWM信号PWM1、PWM2的相位中的一个或两个移位，以便使PWM信号PWM1的接通负载(OnDuty1)的前沿与PWM信号PWM2的接通负载(OnDuty2)的后沿一致(连接)。因此，相比于图17的上部的时序图所示的PWM信号，切换的次数被减少，其结果是开关损失降低。此外，重叠损失的持续时间也缩短。

发明内容

顺便说一句，期望损失的进一步降低，以防止开关元件的过热。本发明提供一种电力变换系统，相比于现有的电力变换系统，该系统能够减少被提供有来自两个升压电路的电流的每个开关元件中的电力损失，特别是在并行升压操作的时候。

本发明涉及一种电力变换系统。该系统包括第一电池、第二电池和电压变换器。该电压变换器包括多个开关元件。该电压变换器通过根据PWM信号接通或关断该多个开关元件而双方向地使该第一电池和该第二电池中的每一个和输出线之间的电压升压或降压。在其中该第一电池的电压和该第二电池的电压被彼此并行地升压的并行升压操作的时候，该电压变换器被配置为通过使用第一升压电路来使该第一电池的电压升压并且将该升压的电压输出到该输出线，并且被配置为通过使用第二升压电路来使该第二电池的电压升压并且将该升压的电压输出到该输出线。该电力变换系统进一步包括电子控制单元，该电子控制单元被配置为通过生成用于对该第一升压电路执行升压控制的第一PWM信号和用于对该第二升压电路执行升压控制的第二PWM信号来控制该第一升压电路和该第二升压电路。该多个开关元件包括在该并行升压操作的时候被提供有来自该第一升压电路和该第二升压电路两者的电流的公共开关元件。该电子控制单元被配置为在该并行升压操作的时候并且当该公共开关元件的温度超过阈值温度时执行用于改变该第一PWM信号和该第二PWM信号中的至少一个的接通时间的接通时间改变控制，使得该第一PWM信号和该第二PWM信号中的一个的后沿和该第一PWM信号和该第二PWM信号中的另一个的前沿彼此连接并且在单个PWM控制周期中该第一PWM信号的接通时间和该第二PWM信号的接通时间的总和落入从该单个PWM控制周期到通过将该单个PWM控制周期加上预定的时间获得的容许期间的范围内。

在上面的发明中，该电子控制单元可以被配置为执行该接通时间改变控制，使得在该单个PWM控制周期中该第一PWM信号的接通时间和该第二PWM信号的接通时间的总和与该单个PWM控制周期一致。

在上面的发明中，该电子控制单元可以被配置为当在该接通时间改变控制的执行前在该单个PWM控制周期中该第一PWM信号的接通时间和该第二PWM信号的接通时间的总和超过该单个PWM控制周期时将该容许期间设定为使得该容许期间比该第一PWM信号的接通时间和该第二PWM信号的接通时间的总和短。

在上面的发明中，该电子控制单元可以被配置为当在该接通时间改变控制的执行前在该单个PWM控制周期中该第一PWM信号的接通时间和该第二PWM信号的接通时间的总和比该单个PWM控制周期短时并且当在该接通时间改变控制的执行后基于该第一PWM信号和该第二PWM信号在该公共开关元件中出现的电力损失比在该接通时间改变控制的执行前基于该第一PWM信号和该第二PWM信号在该公共开关元件中出现的电力损失小时执行该接通时间改变控制。

在上面的发明中，该电子控制单元可以被配置为当在该接通时间改变控制的执行后基于该第一PWM信号和该第二PWM信号在该公共开关元件中出现的电力损失比在用于将该第一PWM信号和该第二PWM信号中的至少一个的后沿移位到该第一PWM信号和该第二PWM信号中的另一个的前沿而不延长或缩短在该接通时间改变控制的执行前该第一PWM信号的接通时间或在该接通时间改变控制的执行前该第二PWM信号的接通时间的相移控制的时候在该公共开关元件中出现的电力损失小时执行该接通时间改变控制。

在上面的发明中，该电力变换系统可以进一步包括被配置为将从该第一升压电路和该第二升压电路输出的直流电力变换成交流电力的逆变器，并且该电子控制单元可以被配置为响应于在该接通时间改变控制的执行前该第一升压电路的输出电压和该第二升压电路的输出电压和在该接通时间改变控制的执行后该第一升压电路的输出电压和该第二升压电路的输出电压之间的改变而改变该逆变器的导通比。

在上面的发明中，该电力变换系统可以进一步包括被配置为被提供有由该逆变器变换的交流电力的旋转电机，并且该电子控制单元可以被配置为响应于与在该接通时间改变控制的执行前该第一升压电路的输出电压和该第二升压电路的输出电压和在该接通时间改变控制的执行后该第一升压电路的输出电压和该第二升压电路的输出电压之间的改变相称的该旋转电机的效率的改变而改变该逆变器的导通比。

根据本发明，相比于现有的系统，能够减少被提供有来自两个升压电路的电流的开关元件中的电力损失。

附图说明

将在下面参照其中相同的标号表示相同的元件的附图来描述本发明的示例性实施例的特征、优点和技术和工业意义，并且在附图中：

图1是示出根据实施例的电力变换系统的图；

图2是示出当第一升压电路和第二升压电路在充电过程中时在并行升压操作的时候根据该实施例的电压变换器的操作的图；

图3是示出当第一升压电路和第二升压电路在放电过程中时在并行升压操作的时候根据该实施例的电压变换器的操作的图；

图4是示出根据该实施例的接通时间改变控制的第一示例的图；

图5是示出根据该实施例的接通时间改变控制的第二示例的图；

图6是示出根据该实施例的接通时间改变控制的第三示例的图；

图7是示出根据该实施例的接通时间改变控制的第四示例的图；

图8是示出根据该实施例的接通时间改变控制的第五示例的图；

图9是示出根据该实施例的接通时间改变控制的第六示例的图；

图10是示出公共开关元件中的损失的计算的表的第一半；

图11是示出公共开关元件中的损失的计算的表的第二半；

图12是示出根据该实施例的对电力变换系统中的公共开关元件的过热保护控制(接通时间改变控制和相移控制)的流程的图。

图13是示出在并行升压操作的时候升压电压命令值与PWM信号PWM1的占空比和PWM信号PWM2的占空比中的每一个之间的关系的图表；

图14是示出用于获得既定用于电压变换器的升压电压命令值VH*的VH*图的图；

图15是示出根据该实施例的电压变换器的另一个示例的图；

图16是示出根据该实施例的电压变换器的又一个示例的图；并且

图17是示出当PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和超过单个PWM控制周期的时候的相移控制的图。

具体实施方式

在下文中，将参照附图描述本发明的实施例。图1示出了车辆的电气系统的配置图，包括根据本实施例的电力变换系统10。图1中的交替的长和短点划线表示信号线。在图1中，为便于理解起见，在图中没有示出不与电力变换相关联的组件的一部分组件。

电力变换系统10包括第一电池B1、第二电池B2、电压变换器11、逆变器18和控制器22。电力变换系统10被安装在如混合动力车辆和电动车辆的车辆上。用作驱动源的旋转电机20被安装在车辆上。控制器22可以是称为电子控制单元(ECU)的计算机。控制器22包括例如为运算电路的CPU、例如存储器的存储单元以及设备和传感器接口，它们经由内部总线相互连接。在下文中，控制器22被称为ECU 22。

如图1所示，第一电池B1和第二电池B2中的每一个被分别连接到电压变换器11。电压变换器11使来自第一电池B1和第二电池B2的直流电压VB1、VB2升压，并且将升压后的直流电压VB1、VB2输出到逆变器18。

逆变器18是三相逆变器。逆变器18的输出侧连接到旋转电机20。逆变器18将由电压变换器11升压的直流电力变换成三相交流电力，并且将该三相交流电力输出到旋转电机20。因此，旋转电机20被驱动旋转。旋转电机20的驱动力被传输以驱动车轮(未示出)。

在车辆的制动期间，再生制动由旋转电机20进行。此时获得的再生电力由逆变器18从交流电力变换成直流电力，该直流电力由电压变换器11降压，并且降压后的直流电力被提供到第一电池B1和第二电池B2。

ECU 22包括控制电压变换器11的开关元件S1至S4的接通/关断状态的CNV ECU 13。通过控制开关元件S1至S4的接通/关断状态，控制通过电压变换器11的升压/降压(电压变换)操作和串并联切换操作。

ECU 22进一步包括控制逆变器18的开关元件(未示出)的接通/关断状态的INV ECU 15。通过控制逆变器18的开关元件的接通/关断状态，控制逆变器18的DC-AC变换或AC-DC变换。

以这种方式，ECU 22通过经由CNV ECU 13和INV ECU 15控制电压变换器11和逆变器18来控制旋转电机20的驱动。

ECU 22能够在并行升压操作的时候对特定开关元件执行过热保护控制。并行升压操作表示用于使第一电池B1的电压和第二电池B2的电压彼此并行地升压的电压变换。特定开关元件表示在并行升压操作的时候被提供有来自第一升压电路和第二升压电路两者的电流的开关元件。第一升压电路使第一电池B1的电压升压。第二升压电路使第二电池B2的电压升压。在本实施例中，这样的开关元件被称为公共开关元件。如后面将要描述，在图1所示的示例中，开关元件S3是公共开关元件。

当公共开关元件S3的温度超过预定的阈值温度时，CNV ECU 13改变第一PWM信号PWM1和第二PWM信号PWM2中的至少一个的接通时间，作为过热保护控制。第一PWM信号PWM1被用于控制第一升压电路的升压操作。第二PWM信号PWM2被用于控制第二升压电路的升压操作。具体地说，CNV ECU 13改变PWM1和PWM2中的至少一个的接通时间，使得PWM1和PWM2中的一个的后沿与PWM1和PWM2中的另一个的前沿连接并且在单个PWM控制周期中PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和落入从该单个PWM控制周期到通过将该单个PWM控制周期加上预定的时间获得的容许期间的范围内。

通过执行上述过热保护控制，保持公共开关元件S3在该单个PWM控制周期内处于接通状态。因此，避免了公共开关元件S3中的开关损失。此外，PWM1的接通时间和PWM2的接通时间交替出现，PWM1的接通时间和PWM2的接通时间之间没有任何重叠，或者如果PWM1的接通时间和PWM2的接通时间之间存在重叠，则PWM1的接通时间和PWM2的接通时间以重叠周期比在接通时间改变控制前的重叠周期短的状态出现。因此，避免或至少减少了公共开关元件S3中的重叠损失。通过这样的损失减少，能够防止公共开关元件S3的过热。

第一电池B1和第二电池B2中的每一个是由二次电池形成的直流电源，并且由例如锂离子蓄电池或镍-金属氢化物蓄电池形成。第一电池B1和第二电池B2中的至少一个可以是电存储元件如双电层电容器，代替二次电池。

电压变换器11包括开关元件S1到S4。通过响应于由CNV ECU 13生成的PWM信号而控制开关元件S1至S4的接通/关断状态来双方向地在第一电池B1和第二电池B2中的每一个与输出线(高电压线26)之间执行升压/降压(电压变换)操作。此外，电压变换器11将第一电池B1和第二电池B2与高电压线26的连接在串联连接和并联连接之间进行切换。

电压变换器11的开关元件S1至S4中的每一个是例如晶体管元件如IGBT。开关元件S1至S4彼此串联连接，使得从高电压线26朝向基准线28的方向是正向方向。高电压线26是电压变换器11的输出线。此外，二极管Dd1至Dd4分别与开关元件S1至S4反并联连接。

电压变换器11包括第一电抗器L1和第一电容器C1。第一电抗器L1与第一电池B1串联连接。第一电容器C1与第一电池B1并联连接。电压变换器11包括第二电抗器L2和第二电容器C2。第二电抗器L2与第二电池B2串联连接。第二电容器C2与第二电池B2并联连接。

第一电池B1被连接在连接点(节点)40和基准线28之间。从高电压线26侧在第二开关元件S2和第三开关元件S3之间提供连接点(节点)40。此外，第二电池B2被连接在连接点42和连接点44之间。从高电压线26侧在第一开关元件S1和第二开关元件S2之间提供连接点42。从高电压线26侧在第三开关元件S3和第四开关元件S4之间提供连接点44。

逆变器18通过接通或关断开关元件(未示出)将由电压变换器11升压的直流电力变换成三相交流电力，并且将该三相交流电力提供到旋转电机20。逆变器18也通过接通或关断开关元件(未示出)将由旋转电机20再生的再生电力(三相交流电力)变换成直流电力，并且经由电压变换器11将该直流电力提供到第一电池B1和第二电池B2。

如后面将要描述，控制器22对车辆执行各种操作控制，包括通过电压变换器11的电压变换和电源连接的切换。

ECU 22的存储单元存储用于开关元件S1至S4的控制程序、VH*图(后述)、相移程序(后述)、接通时间改变程序(后述)等。

ECU 22经由设备和传感器接口从各种传感器接收信号。具体地说，ECU 22从电池电压传感器46A、46B和电池电流传感器48A、48B接收检测值作为与第一电池B1和第二电池B2相关联的信号。电池电压传感器46A、46B分别测量电池电压值VB1、VB2。电池电流传感器48A、48B分别测量电池电流值IL1、IL2。ECU 22从输出电压传感器50接收检测值作为与电压变换器11的输出电压相关联的信号。输出电压传感器50与平滑电容器CH并联连接，并且测量高电压线26和基准线28之间的电势差VH(输出电压)。

ECU 22从旋转速度传感器52和电流传感器54A、54B接收旋转电机20的实际旋转角度和三相交流电流的检测信号作为与旋转电机20相关联的信号。ECU 22从加速器踏板下压量传感器和制动踏板下压量传感器(未示出)接收踏板下压量作为其他车辆信息。

此外，ECU 22从温度传感器17接收温度信号。温度传感器17检测作为公共开关元件的开关元件S3的温度。

ECU 22包括CNV ECU 13和INV ECU 15。ECU 22、CNV ECU 13和INV ECU 15可以被结合在单个计算机中。资源如CPU和存储器的一部分被分配给CNV ECU 13和INV ECU 15，因此CNV ECU 13和INVECU 15各自能够独立于ECU 22而操作。ECU 22、CNV ECU 13和INVECU 15可以分别由分开的计算机形成。

ECU 22向CNV ECU 13和INV ECU 15发送控制命令。例如，ECU22基于VH*图(后述)向CNV ECU 13发送升压电压命令值VH*。ECU 22基于旋转电机20的实际旋转速度、转矩命令值等向INV ECU 15发送交流电力的命令频率。CNV ECU 13和INV ECU 15彼此可以通信。如后面将要描述，可以将作为对PWM信号的接通时间改变控制的结果而改变的升压电压命令值VH*’从CNV ECU 13发送到INV ECU 15。

INV ECU 15通过执行存储在计算机的存储单元中的用于开关元件(未示出)的控制程序、电流补偿控制(后述)和损失补偿控制(后述)来控制逆变器18。

CNV ECU 13通过执行存储在计算机的存储单元中的用于开关元件S1至S4的控制程序、过热保护控制程序(后述)等来控制电压变换器11。如后面将要描述，在并行升压操作的时候，CNV ECU 13生成PWM信号PWM1、PWM2用于升压控制，并且将PWM信号PWM1、PWM2分别输出到第一升压电路和第二升压电路。

电压变换器11的详细操作已经从上述JP 2014-193090A等已知，因此将只简单地描述与对公共开关元件(后述)的过热保护控制相关联的并行升压模式。

升压操作主要包括两个过程，也就是说充电过程和放电过程。在充电过程中，电池的电荷在电抗器中累积。在放电过程中，在电抗器中累积的电荷和电池的电荷被叠加并放电至负载。

在并行升压模式中，上述升压操作被彼此并行地执行。也就是说，如图2和图3所示，在电力变换系统10中提供第一升压电路BCNV1和第二升压电路BCNV2。在第一升压电路BCNV1中，第一电池B1的电压由电压变换器11升压，并且升压的电压被输出到高电压线26(输出线)。在第二升压电路BCNV2中，第二电池B2的电压由电压变换器11升压，并且升压的电压被输出到高电压线26(输出线)。此外，在这些电路中的每个电路中执行充电和放电。

图2示出了在并行升压操作的时候的充电过程。在第一升压电路BCNV1中，开关元件S3、S4接通，其结果是从第一电池B1经由电抗器L1、开关元件S3和开关元件S4返回到第一电池B1的循环路径被建立，如由电流IL1所示。

在第二升压电路BCNV2中，开关元件S2、S3接通，其结果是从第二电池B2经由电抗器L2、开关元件S2和开关元件S3返回到第二电池B2的循环路径被建立，如由电流IL2所示。

如图中所示，开关元件S3是被提供有来自第一升压电路BCNV1和第二升压电路BCNV2两者的电流(IL1和IL2)的公共开关元件。

图3示出了在第一升压电路BCNV1和第二升压电路BCNV2中的并行升压操作的时候的放电过程的操作。在第一升压电路BCNV1中，开关元件S3、S4关断，其结果是电流IL1流过从第一电池B1经由电抗器L1、二极管Dd2、二极管Dd1和负载(旋转电机20)返回到第一电池B1的路径。

在第二升压电路BCNV2中，开关元件S2、S3关断，其结果是电流IL2流过从第二电池B2经由电抗器L2、二极管Dd1、负载(旋转电机20)和二极管Dd4返回到第二电池B2的路径。

CNV ECU 13生成并输出PWM信号，以使开关元件在并行升压操作的时候执行图2和图3所示的操作。具体地说，CNV ECU 13生成PWM信号PWM1，用于使开关元件S3、S4执行第一升压电路BCNV1的充电(S3接通，S4接通)和放电(S3关断，S4关断)。CNV ECU 13生成PWM信号PWM2，用于使开关元件S2、S3执行第二升压电路BCNV2的充电(S2接通，S3接通)和放电(S2关断，S3关断)。

PWM信号可以被生成并输出到开关元件S1使得开关元件S1在充电过程和放电过程中处于关断状态(固定在关断状态)或PWM1或PWM2的反相信号(/PWM1或/PWM2)可以被生成并输出到开关元件S1，以防止开关元件S1至S4在同一时间进入接通状态。

将基于图2和图3所示的第一升压电路BCNV1和第二升压电路BCNV2描述对公共开关元件S3的过热保护控制。如上所述，公共开关元件S3被提供有来自第一升压电路BCNV1和第二升压电路BCNV2的电流。此时，如图17的上部的时序图所示，当第一升压电路BCNV1的电流和第二升压电路BCNV2的电流被叠加并且被提供到公共开关元件S3时，重叠损失可能出现。如图4的上部的时序图所示，当用于第一升压电路BCNV1的PWM信号PWM1的接通/关断定时和用于第二升压电路BCNV2的PWM信号PWM2的接通/关断定时彼此偏离时，开关损失可能出现。

公共开关元件S3由这些损失(电力损失)加热。如果损失过大，则存在关于公共开关元件S3的过热的问题。当从温度传感器17获取的公共开关元件S3的温度超过预定的阈值温度时，CNV ECU 13执行以下过热保护控制。

在本实施例中，当每单个PWM控制周期PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和不同于单个PWM控制周期时，通过改变PWM1和PWM2中的至少一个的接通时间使每单个PWM控制周期PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和与单个PWM控制周期一致。此外，PWM1和PWM2中的一个的后沿被连接到PWM1和PWM2中的另一个的前沿。

PWM1和PWM2中的每一个的前沿是指从关断时间到接通时间的切换的定时。PWM1和PWM2中的每一个的后沿是指从接通时间到关断时间的切换的定时。

接通时间对单个PWM控制周期的比率称为占空比或简称为负载(duty)。假设单个PWM控制周期是固定的，上述接通时间改变控制通过使用占空比转换，以使得当PWM1的占空比和PWM2的占空比的总和不同于100％时，通过改变PWM1和PWM2中的至少一个的接通时间(接通负载)而使PWM1的占空比和PWM2的占空比的总和变为100％。此外，PWM1和PWM2中的一个的后沿被连接到PWM1和PWM2中的另一个的前沿。

图4示出了在单个PWM控制周期中PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和比单个PWM控制周期短的情况下换句话说在PWM1的占空比和PWM2的占空比的总和小于100％(D1+D2<100％)的情况下的接通时间改变控制的示例。图4的上部的时序图示出了在接通时间改变控制前的PWM1和PWM2。

图4的下部的时序图示出了当对上部的波形执行接通时间改变控制的时候的波形。在这个示例中，PWM2的后沿被延迟到PWM1的前沿(OnDuty2→OnDuty2’)，并且PWM1的后沿被延迟到PWM2的前沿(OnDuty1→OnDuty1’)。以这种方式，PWM1和PWM2中的一个的后沿被连接到PWM1和PWM2中的另一个的前沿，并且在单个PWM控制周期中PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和与单个PWM控制周期一致。换句话说，在接通时间改变控制后PWM1的占空比D1’和PWM2的占空比D2’的总和变为100％。

在接通时间改变控制后，公共开关元件S3在单个PWM控制周期中不断地处于接通状态，因此开关损失变为零。除此之外，第一升压电路BCNV1的电流和第二升压电路BCNV2的电流交替地提供到公共开关元件S3而没有任何重叠。因此，如从图4的上部的时序图和下部的时序图之间的比较明显的是，开关损失变为零。

图5示出了在单个PWM控制周期中PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和超过单个PWM控制周期的情况下换句话说在PWM1的占空比和PWM2的占空比的总和超过100％(D1+D2>100％)的情况下的接通时间改变控制的示例。图5的上部的时序图示出了在接通时间改变控制前的PWM1和PWM2。

图5的下部的时序图示出了当对上部的波形执行接通时间改变控制的时候的波形。在这个示例中，PWM2的后沿被提前(向前移动)到PWM1的前沿(OnDuty2→OnDuty2’)，并且PWM1的后沿被延迟到PWM2的前沿(OnDuty1→OnDuty1’)。以这种方式，PWM1和PWM2中的一个的后沿被连接到PWM1和PWM2中的另一个的前沿，并且在单个PWM控制周期中PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和与单个PWM控制周期一致。通过执行接通时间改变控制，重叠损失和开关损失变为零，如图5的下部的时序图所示。

在上述接通时间改变控制中，PWM1和PWM2中的每一个的后沿与PWM1和PWM2中的另一个的前沿对准；然而，本发明不局限于此模式。例如，如图6所示，对PWM1和PWM2执行接通时间改变控制，使得PWM1和PWM2中的每一个的前沿与PWM1和PWM2中的另一个的后沿对准。也是这个示例，如图6的下部的时序图所示，PWM1和PWM2中的一个的后沿被连接到PWM1和PWM2中的另一个的前沿，并且在单个PWM控制周期中PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和与单个PWM控制周期一致。在该时序图中，PWM1的接通时间和PWM2的接通时间两者被改变；然而，取决于波形，可以只改变PWM1和PWM2中的一个的接通时间。

在图4至图6中，缩短或延长接通时间的过程和将后沿与前沿彼此连接的过程是同时执行的；然而，本发明不局限于此模式。例如，可以逐步地执行所述过程中的每个过程。

图7示出了其中缩短或延长接通时间并且然后执行相移控制的示例。为了区分本申请的接通时间改变控制和现有技术的相移控制，在下文中，相移控制被定义为用于将PWM1和PWM2中的至少一个的前沿移位(连接)到PWM1和PWM2中的另一个的后沿而不缩短或延长接通时间的控制。

首先，如图7的中间的时序图所示，使在单个PWM控制周期中PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和与单个PWM控制周期一致(OnDuty1→OnDuty1’、OnDuty2→OnDuty2’)。此时，PWM1的改变比率(图7中的减小比率)和PWM2的改变比率(图7中的减小比率)可以彼此相等。

随后，如图7的下部的时序图所示，执行相移控制以将PWM1和PWM2中的一个的后沿连接到PWM1和PWM2中的另一个的前沿。通过上述两个过程，PWM1和PWM2中的一个的后沿被连接到PWM1和PWM2中的另一个的前沿，并且在单个PWM控制周期中PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和与单个PWM控制周期一致。

在图7的示例中，与图4至图6相比，PWM1的改变比率和PWM2的改变比率被使得彼此相等，因此图7的示例具有在接通时间改变控制前和接通时间改变控制后不显著改变从第一电池B1提供的电力和从第二电池B2提供的电力之间的平衡的优点。

在图4至图7所示的示例中，执行接通时间改变控制，使得PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和与单个PWM控制周期一致；然而，本发明不局限于此模式。简言之，在接通时间改变控制后公共开关元件S3的电力损失只是需要比在接通时间改变控制前的电力损失小，因此例如PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和可能会稍微超过单个PWM控制周期。换句话说，改变PWM1和PWM2中的至少一个的接通时间，使得PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和落入从单个PWM控制周期到通过将单个PWM控制周期加上预定的时间获得的容许期间的范围内。

将通过使用占空比来描述接通时间改变控制。将占空比D1’、D2’设定为使得在接通时间改变控制后PWM1的占空比D1’和PWM2的占空比D2’的总和大于或等于100％，也就是说100％+α((100+α)％≥D1’+D2’≥100％)。α为任何正数。

图8示出了其中对使得PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和比单个PWM控制周期短(D1+D2<100％)的此类波形执行接通时间改变控制并且接通时间改变控制被执行以使得PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和超过单个PWM控制周期的示例。在这个示例中，改变PWM1的接通时间和PWM2的接通时间，使得PWM1的后沿被延迟并连接到PWM2的前沿并且PWM2的后沿被延迟到(在时间上)稍微在PWM1的前沿之后的定时。

当PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和长于或等于单个PWM控制周期时，开关损失理论上变为零。例如，当开关损失占据了在公共开关元件S3中出现的电力损失的大多数时，能够通过执行上述接通时间改变控制有效地减少电力损失。

在这个示例中，作为接通时间改变控制的结果，接通状态损失增加，并且新的重叠损失出现。因此，可以预测接通时间改变控制前的电力损失和接通时间改变控制后的电力损失，并且然后可以使用导致电力损失中的较小的一个电力损失的波形。也就是说，当在接通时间改变控制后基于PWM1和PWM2在公共开关元件S3中出现的电力损失比在接通时间改变控制前基于PWM1和PWM2在公共开关元件S3中出现的电力损失小时，可以允许执行接通时间改变控制。

图9示出了其中对于使得PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和超过单个PWM控制周期(D1+D2>100％)的此类波形，改变PWM1的接通时间和PWM2的接通时间，使得PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和落入从单个PWM控制周期到容许期间的范围内的示例。在这个示例中，改变PWM1的接通时间和PWM2的接通时间，使得PWM1的后沿被延迟并连接到PWM2的前沿并且PWM2的后沿被提前到(在时间上)稍微在PWM1的前沿之后的定时。

通过接通时间改变控制，开关损失理论上变为零，并且重叠损失也减少。在执行这样的接通时间改变控制时，应该将容许期间设定为使之长于或等于单个PWM控制周期并且短于在接通时间改变控制前的PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和。换句话说，应该执行接通时间改变控制，使得PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和和单个PWM控制周期之间的差比接通时间改变控制前的差短。

在任何接通时间改变控制的上述实施例中，对PWM1和PWM2的接通时间改变控制并不局限于时序图中所示的模式。例如，取决于波形，可以应用任何模式，如仅PWM1的接通时间的延迟或提前、仅PWM2的接通时间的延迟或提前、PWM1和PWM2中的每一个的接通时间的提前、PWM1和PWM2中的每一个的接通时间的延迟以及PWM1和PWM2中的一个的接通时间的延迟和PWM1和PWM2中的另一个的接通时间的提前。

如上所述，取决于PWM1和PWM2的波形，针对作为接通时间改变控制的结果开关损失到零的减少，接通状态损失的周期延长。在一些情况下，新的重叠损失出现。因此，当接通状态损失或重叠损失增加的量大于开关损失减少的量时，存在接通时间改变控制相反地增加公共开关元件S3中的损失的问题。

因此，CNV ECU 13可以预先计算在接通时间改变控制前或在接通时间改变控制后公共开关元件S3中的损失并且然后基于导致较小的损失的PWM信号来控制公共开关元件S3的接通/关断状态。

图10和图11示出了估计公共开关元件S3中的损失的示例。在这个示例中，假设图7的示例，也就是说其中逐步的执行缩短或延长接通时间的过程和相移过程的示例和其中使改变后的PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和与单个PWM控制周期一致的实施例，估计公共开关元件S3中的损失。

在此估计中，将第一电池B1的电压VB1设定为300[V]，并且将第二电池B2的电压VB2设定为200[V]。此外，将切换频率(载波频率)fsw设定为10[kHz]，并且将公共开关元件S3的接通电压Vce(集电极-发射极饱和电压)设定为2[V]。此外，将公共开关元件S3的接通时间Ton设定为110[ns]，并且将公共开关元件S3的关断时间Toff设定为170[ns]。

首先，在图10的表的左端示出了PWM1的占空比D1[比率]。在此表中，D1的最小值被设定为5％，并且占空比(接通负载的比率)以低于5％为单位增加。

通过使用占空比D1和电池电压VB1、VB2计算PWM2的占空比D2和升压的电压VH。本实施例中的电压变换器11的操作模式假定并行升压模式，因此第一升压电路BCNV1的升压的电压和第二升压电路BCNV2的升压的电压理论上彼此相等。考虑到这个先决条件，获得以下数学表达式(1)和(2)的联立等式。

\{\begin{matrix} D 1 = (V H - V B 1) / V H & (1) \\ D 2 = (V H - V B 2) / V H & (2) \end{matrix}

通过求解数学表达式(1)和(2)，如图10的表所示，获得占空比D2和任何占空比D1的升压的电压VH。在上述数学表达式(1)和(2)以及数学表达式(3)至(7)中，占空比D1、D2中的每一个不表示百分比而是表示绝对值(例如100％→1.00)。

在占空比D1、D2的列的右侧示出了占空比D1、D2的总和D1+D2[比率]。其中D1+D2的值为100％的格在表的中部附近示出。

此外，基于第一电池B1的电压VB1和输出电力Wout[W]获得从第一升压电路BCNV1提供到公共开关元件S3的电流IL1[A]。类似地，基于第二电池B2的电压VB2和输出电力Wout[W]获得从第二升压电路BCNV2提供到公共开关元件S3的电流IL2[A]。在图10的示例中，输出电力Wout被设定为50[kW]。

通过使用如此获得的D1、D2、VH、IL1和IL2，获得如图10的图表的右侧所示的公共开关元件S3中的电力损失[mJ]。针对PWM1和PWM2中的每一个获得电力损失，也就是说接通损失Eon[mJ]、关断损失Eoff[mJ]和稳态损失(其表示接通状态损失)Esat[mJ]。也就是说，获得总共六个损失，也就是说作为接通损失的Eon1和Eon2、作为关断损失的Eoff1和Eoff2以及作为稳态损失的Esat1和Esat2。

分别允许从以下数学表达式(3)、(4)和(5)获得接通损失、关断损失和稳态损失。

{Esat}_{k} = Vce \times {IL}_{k} \times \frac{D_{k}}{fsw} - - - (5)

其中，k＝1或2

至于如上所述获得的损失，在从图11的图表的左侧经过箭头的第四列中示出了在图10中获得的六个损失的总额Etotal[mJ]。此外，在上述列右侧的列中，示出了当执行相移控制的时候的损失的总额Etotal’以及Etotal’和Etotal之间的差增量[mJ]。

在图11所示的示例中，在计算在相移控制的执行时的损失Etotal’时，在当D1+D2<100％时和当D1+D2≥100％时之间改变计算方法。

也就是说，当D1+D2<100％时，假设用于将PWM2的后沿连接到PWM1的前沿的控制，通过从相移控制前的总损失Etotal减去PWM1(D1)的接通损失Eon1和PWM2(D2)的关断损失Eoff2获得Etotal’。

当D1+D2≥100％时，作为相移控制的结果，整个开关损失消失，因此通过从相移控制前的总损失Etotal减去Eon1、Eon2、Eoff1和Eoff2获得Etotal’。

当将相移控制前的总损失Etotal和相移控制后的总损失Etotal’相互比较时，也就是说当参考在图11的图表的Etotal’右侧接下来的增量时，明显的是，通过相移控制，损失在占空比D1、D2中的任何一个中(在行中的任何一个中)减少。

在图11的右侧进一步接下来的列示出在相移控制后执行接通时间改变控制的情况下公共开关元件S3中的总损失Etotal”[mJ]以及在相移控制的时候总损失Etotal”和总损失Etotal’之间的差增量[mJ]。

在本列中，将当占空比D1和D2的总和是100％的时候的相移控制后的总损失Etotal’(＝43.3[mJ])应用到列中的所有格作为接通时间改变控制后的总损失Etotal”。

当参考在接通时间改变控制后的总损失Etotal”右侧接下来的差增量时，明显的是，其中占空比D1和D2的总和超过100％的区域中的列中的所有格的损失减少。另一方面，在其中占空比D1和D2的总和小于100％的区域中，存在总损失增加的情况和总损失减少的情况。

考虑到上述计算结果，CNV ECU 13可以基于接通时间改变控制前的公共开关元件S3中的损失和接通时间改变控制后的公共开关元件S3中的损失之间的比较来确定是否允许执行接通时间改变控制。

图12示出了考虑到上述计算结果由CNV ECU 13执行的对公共开关元件S3的过热保护控制的流程图。该控制流程图基于图7所示的实施例。也就是说，图12示出了在逐步地执行缩短或延长接通时间的过程和相移过程并且执行使PWM1的接通时间和PWM2的接通时间的总和与单个PWM控制周期一致的接通时间改变控制的情况下的控制流程图。

CNV ECU 13首先确定电压变换器11是否正在执行并行升压操作(S10)。当未正在执行并行升压操作时，过程前进到在流程图的末尾的返回。

当正在执行并行升压操作时，CNV ECU 13从温度传感器17获取公共开关元件S3的温度(S12)，并且确定所获取的温度是否超过预定的阈值温度(S14)。当公共开关元件S3的温度没有超过预定的阈值温度时，过程前进到在流程图的末尾的返回。

当公共开关元件S3的温度超过阈值温度时，CNV ECU 13获取PWM1的占空比D1和PWM2的占空比D2(S16)，并且确定D1+D2的值是否小于100％(S18)。

当D1+D2的值不小于100％时，也就是说当D1+D2的值大于或等于100％时，CNV ECU13确定D1+D2的值是否超过100％(S20)。

当在步骤S20中D1+D2的值不超过100％时，D1+D2的值等于100％(D1+D2＝100％)。CNV ECU 13保持占空比在D1和D2(步骤S22)，并且执行相移控制(S24)。

当在步骤S20中确定D1+D2的值超过100％时，CNV ECU 13获取第一电池B1的电压VB1和第二电池B2的电压VB2(S26)。此外，CNV ECU13计算接通时间改变控制后的占空比D1’和D2’(D1’+D2’＝100％)。

在计算占空比D1’和D2’时，针对占空比D1’和D2’，CNV ECU 13求解以下从上述数学表达式(1)和(2)移除了VH的数学表达式(6)和数学表达式(7)的联立等式，(S28)。

\{\begin{matrix} D 2^{'} = ((V B 2 \times D 1^{'}) - (V B 2 - V B 1)) / V B 1 & (6) \\ D 1^{'} + D 2^{'} = 1.00 & (7) \end{matrix}

此外，CNV ECU 13基于所获得的占空比D1’和第一电池电压VB1或所获得的占空比D2’和第二电池电压VB2计算接通时间改变控制后的升压电压命令值VH*’。

通过使用数学表达式(6)和(7)对占空比D1’、D2’的计算和以及对接通时间改变控制后的升压电压命令值VH*’的计算在下文中称为第一过程。

CNV ECU 13将占空比由D1更新(减小)为D1’并且将占空比由D2更新(减小)为D2’(S30)，并且将升压电压命令值由VH*更新为VH*’(S32)。此外，CNV ECU 13对更新后的占空比D1’、D2’执行相移控制(S24)。

回到步骤S18，当占空比D1、D2的总和小于100％时，CNV ECU 13将接通时间改变控制前的公共开关元件S3中的总损失与接通时间改变控制后的公共开关元件S3中的总损失进行比较，并且然后在控制公共开关元件S3的接通/关断状态中使用导致较低的总损失的占空比。

CNV ECU 13从电池电压传感器46A获取第一电池B1的电压VB1并从电池电压传感器46B获取第二电池B2的电压VB2。CNV ECU 13还从电池电流传感器48A获取第一电池B1的电流IL1并从电池电流传感器48B获取第二电池B2的电流IL2。从输出电压传感器50获取高电压线26和基准线28之间的电势差VH(输出电压)(S34)。

随后，CNV ECU 13通过执行上述第一过程来计算接通时间改变控制后的占空比D1’、D2’和升压电压命令值VH*’(S36)。CNV ECU 13获得在于接通时间改变控制前对占空比D1、D2执行相移控制的情况下的在公共开关元件S3中出现的开关损失Esw和稳态损失Esat(S38)。应当注意，Esw＝Eon+Eoff。

至于开关损失Esw，考虑到从相移控制产生的损失的减少的量，不需要纳入PWM1(D1)的接通损失Eon1和PWM2的关断损失Eoff2，如在上述图11的情况下。也就是说，可以将PWM1(D1)的关断损失Eoff1和PWM2的接通损失Eon2的总和视为开关损失Esw。

CNV ECU 13基于接通时间改变控制后的占空比D1’、D2’获得在接通时间改变控制和相移控制后在公共开关元件S3中出现的稳态损失Esat’(S40)。

随后，CNV ECU 13基于在步骤S38中获得的开关损失Esw和稳态损失Esat获得开关损失和稳态损失的总额Esw+Esat。开关损失和稳态损失的总额Esw+Esat在于接通时间改变控制前且在相移控制后基于PWM1和PWM2控制公共开关元件S3的接通/关断状态的时候出现。CNV ECU 13确定在接通时间改变控制前且在相移控制后的损失Esw+Esat是否超过在接通时间改变控制后且在相移控制后的稳态损失Esat’(S42)。

当在接通时间改变控制前且在相移控制后的损失Esw+Esat不超过在接通时间改变控制后且在相移控制后的损失Esat’时，当没有执行接通时间改变控制时，公共开关元件S3中的损失是低的，因此CNV ECU13保持占空比在D1和D2(S22)，并且执行相移控制(S24)。

当在接通时间改变控制前且在相移控制后的损失Esw+Esat超过在接通时间改变控制后且在相移控制后的损失Esat’时，CNV ECU 13将占空比由D1更新(增加)为D1’并且将占空比由D2更新(增加)为D2’(S44)，并且将升压电压命令值由VH*更新为VH*’(S46)。CNV ECU13对更新后的占空比D1’、D2’执行相移控制(S24)。基于相移控制后的D1’和D2’的逻辑加法来控制公共开关元件S3的接通/关断状态。

如图12的步骤S32和步骤S46所示，当接通时间(占空比)被改变时，升压电压命令值被改变(VH*→VH*’)。图13示出了展示这些改变的图。纵坐标轴表示用于第一升压电路BCNV1的PWM信号PWM1的占空比，并且横坐标轴表示用于第二升压电路BCNV2的PWM信号PWM2的占空比。

在此图表中，向上倾斜的线(并行升压操作线)示出在并行升压操作的时候的升压电压命令值VH。也就是说，当在并行升压操作线上标绘所选择的点并且然后绘制从标绘点(plot)到横坐标轴的垂线时，该垂线与横坐标轴的交点是第二升压电路BCNV2的占空比。类似地，当绘制从并行升压操作线上的标绘点到纵坐标轴的垂线时，该垂线与纵坐标轴的交点是第一升压电路BCNV1的占空比。

图13的向下倾斜的虚线表示在其上第一升压电路BCNV1的占空比D1和第二升压电路BCNV2的占空比D2的总和为100％的线(100％线)。作为接通时间改变控制的结果，升压电压命令值VH*取并行升压操作线与100％线的交点处的值VH*’。第一升压电路BCNV1的占空比D1和第二升压电路BCNV2的占空比D2两者被改变为对应于并行升压操作线与100％线的交点VH*’的值D1’、D2’。

可以通过使用图14所示的VH*图获得改变前的升压电压命令值VH*。VH*图是用于获得用于电压变换器11的升压电压命令值VH*的图。与旋转电机20的实际旋转速度(横坐标轴)和转矩命令值(纵坐标轴)相对应地存储升压电压命令值VH*(VH*1、VH*2、VH*3等)。升压电压命令值VH*是通过将基于加速器踏板(未示出)的下压量的转矩命令值和从旋转速度传感器52获取的旋转电机20的实际旋转速度代入VH*图获得的。

当基于转矩命令值和旋转电机20的实际旋转速度获得的升压电压命令值VH*通过接通时间改变控制改变为VH*’时，存在不能获得所期望的转矩或旋转速度的问题。

因此，即使当通过接通时间改变控制改变升压电压命令值时，可以执行用于从旋转电机20获得所期望的转矩和旋转速度的补偿控制(电流补偿)。例如，通过CNV ECU 13和INV ECU 15的协作来执行电流补偿。

当由CNV ECU 13执行接通时间改变控制并且作为结果升压电压命令值被从VH*改变为VH*’时，关于改变的信息从CNV ECU 13发送到INV ECU 15。INV ECU 15基于改变的升压电压命令值VH*’和预定的电力命令值设定逆变器18中的电流的导通比(也就是说占空比)。

更具体地说，将电力命令值提前从ECU 22发送到INV ECU 15。电力命令值是来自被提供有由逆变器18从直流电力变换的交流电力的负载(旋转电机20)的所需的电力值。例如，通过将从VH*图获得的升压电压命令值VH*与预定比例控制增益或积分控制增益相乘来获得电力命令值。

当从CNV ECU 13接收到关于升压电压命令值的改变(VH*→VH*’)的信息时，INV ECU 15基于改变的升压电压命令值VH*’和电力命令值获得电流值，然后基于对应于该电流值的占空比来控制逆变器18中的开关元件的接通/关断状态。

可以基于用于使旋转电机20的效率最大化的所谓的最大转矩控制来创建上述VH*图。也就是说，作为在VH*图上标绘的升压电压命令值VH*(VH*1、VH*2、VH*3等)，可以存储对应于旋转电机20的最佳操作点的电压值(最大效率电压值)。

如果升压电压命令值作为上述接通时间改变控制的结果从最大效率的电压值VH*改变为VH*’，则存在即使当电压值的改变(VH*→VH*’)的量通过使用逆变器18由电流补偿时旋转电机20的效率降低并且因此不能获得期望的旋转速度或转矩的问题。

INV ECU 15可以确定逆变器18的导通比(占空比)，以便除了升压电压命令值的改变还补偿或仅补偿从升压电压命令值的改变产生的旋转电机20的效率的降低的量。例如，INV ECU 15可以基于通过将被用于补偿在升压电压命令值的改变前的电压值VH*和升压电压命令值的改变后的电压值VH*’之间的差(VH*-VH*’)的电流值与同该差成正比的系数(损失补偿系数)相乘而获得的值来确定逆变器18中的开关元件的占空比。

在上述实施例中，包括四个开关元件并且能够在串联连接和并联连接之间进行切换的所谓串并联变换器被提供作为电压变换器11；然而，本发明不局限于此模式。总之，只要电压变换器能够执行并行升压操作并且包括被公共供以来自两个升压电路的电流的公共开关元件，根据本实施例的过热保护控制便可应用于该电压变换器。

图15示出了电压变换器11的另一示例。在该电压变换器11中，三个开关元件S1、S2、S3在作为正向方向的从高电压线26朝向基准线28的方向上串联连接。另外，二极管Dd1至Dd3分别与开关元件S1至S3反并联连接。

将第一电池B1连接在连接点40和基准线28之间。从高电压线26侧在第二开关元件S2和第三开关元件S3之间提供连接点40。此外，与第一电池B1串联地提供第一电抗器L1，并且与第一电池B1并联地提供第一电容器C1。

将第二电池B2连接在连接点42和基准线28之间。从高电压线26侧在第一开关元件S1和第二开关元件S2之间提供连接点42。此外，与第二电池B2串联地提供第二电抗器L2，并且与第二电池B2并联地提供第二电容器C2。

在并行升压操作的时候提供第一升压电路BCNV1和第二升压电路BCNV2。在第一升压电路BCNV1中，第一电池B1的电压由电压变换器11升压，并且升压的电压被输出到高电压线26(输出线)。在第二升压电路BCNV2中，第二电池B2的电压由电压变换器11升压，并且升压的电压被输出到高电压线26(输出线)。

开关元件S3建立或打开第一升压电路BCNV1的循环路径(包括第一电池B1和第一电抗器L1的回路)。开关元件S2、S3建立或打开第二升压电路BCNV2的循环路径(包括第二电池B2和第二电抗器L2的回路)。从这两个升压电路的配置，公共开关元件是开关元件S3。

当基于来自CNV ECU 13的PWM信号建立或打开循环路径时，通过使用用于第一升压电路BCNV1的PWM1来控制开关元件S3的接通/关断操作。通过使用用于第二升压电路BCNV2的PWM2来控制开关元件S2、S3中的每一个的接通/关断操作。

CNV ECU 13监视公共开关元件S3的温度。当温度超过阈值温度时，CNV ECU 13经由对PWM1和PWM2的相移控制和接通时间改变控制来执行上述过热保护控制。

图16示出了电压变换器11的进一步的另一示例。如在图15的情况下，在电压变换器11中，三个开关元件S1、S2、S3在作为正向方向的从高电压线26朝向基准线28的方向上串联连接。此外，二极管Dd1至Dd3分别与开关元件S1至S3反并联连接。

图16所示的电压变换器11在第一升压电路BCNV1的布置上不同于图15所示的电压变换器。也就是说，第一电池B1、第一电抗器L1和第一电容器C1被连接在连接点42和连接点40之间。从高电压线26侧在第一开关元件S1和第二开关元件S2之间提供连接点42。从高电压线26侧在第二开关元件S2和第三开关元件S3之间提供连接点40。

开关元件S2建立或打开第一升压电路BCNV1的循环路径(包括第一电池B1和第一电抗器L1的回路)。开关元件S2，S3建立或打开第二升压电路BCNV2的循环路径(包括第二电池B2和第二电抗器L2的回路)。从这两个升压电路的配置，公共开关元件是开关元件S2。

当基于来自CNV ECU 13的PWM信号建立或打开循环路径时，通过使用用于第一升压电路BCNV1的PWM1来控制开关元件S2的接通/关断操作。通过使用用于第二升压电路BCNV2的PWM2来控制开关元件S2、S3中的每一个的接通/关断操作。

CNV ECU 13监视公共开关元件S2的温度。当温度超过阈值温度时，CNV ECU 13经由对PWM1和PWM2的相移控制和接通时间改变控制来执行上述过热保护控制。

下面将对根据本发明的实施例进行总结。电力变换系统10在并行升压操作的时候建立第一升压电路BCNV1和第二升压电路BCNV2。在并行升压操作中，第一电池B1和第二电池B2的电压被彼此并行地升压。第一升压电路BCNV1通过使用电压变换器11使第一电池B1的电压升压，并且将升压的电压输出到输出线26。第二升压电路BCNV2通过使用电压变换器11使第二电池B2的电压升压，并且将升压的电压输出到输出线26。电压变换器11的多个开关元件S1至S4包括在并行升压操作的时候被提供有来自第一升压电路BCNV1和第二升压电路BCNV2两者的电流的公共开关元件S3。在并行升压操作的时候并且当公共开关元件S3的温度超过阈值温度时，电力变换系统10的ECU 22将第一PWM信号PWM1和第二PWM信号PWM2中的一个的后沿连接到第一PWM信号PWM1和第二PWM信号PWM2中的另一个的前沿，并且改变第一PWM信号PWM1和第二PWM信号PWM2中的至少一个的接通时间，使得在单个PWM控制周期中第一PWM信号PWM1的接通时间和第二PWM信号PWM2的接通时间的总和落入从单个PWM控制周期到通过将单个PWM控制周期加上预定的时间获得的容许期间的范围内。

Claims

1.一种电力变换系统，其特征在于包括：

第一电池；

第二电池；

电压变换器，所述电压变换器包括多个开关元件，所述电压变换器被配置为通过根据PWM信号接通或关断所述多个开关元件，来在所述第一电池和输出线之间以及在所述第二电池和所述输出线之间双方向地进行升压和降压，

在所述第一电池的电压和所述第二电池的电压彼此被并行地升压的并行升压操作中，所述电压变换器被配置为：通过使用第一升压电路来对所述第一电池的电压进行升压并且将被升压的电压输出到所述输出线，以及通过使用第二升压电路来对所述第二电池的电压进行升压并且将被升压的电压输出到所述输出线，并且

所述多个开关元件包括公共开关元件，所述公共开关元件在所述并行升压操作时被提供有来自所述第一升压电路和所述第二升压电路这两者的电流；以及

电子控制单元，所述电子控制单元被配置为通过生成用于对所述第一升压电路进行升压控制的第一PWM信号和用于对所述第二升压电路进行升压控制的第二PWM信号来控制所述第一升压电路和所述第二升压电路，所述电子控制单元被配置为在所述并行升压操作时并且当所述公共开关元件的温度超过阈值温度时执行接通时间改变控制，以使得满足以下条件i)和条件ii)，所述电子控制单元被配置为在所述接通时间改变控制中改变所述第一PWM信号和所述第二PWM信号中的至少一个PWM信号的接通时间，

i)所述第一PWM信号和所述第二PWM信号中的一个PWM信号的后沿和所述第一PWM信号和所述第二PWM信号中的另一个PWM信号的前沿彼此连接，以及

ii)在单个PWM控制周期中的所述第一PWM信号的接通时间和所述第二PWM信号的接通时间的总和落入从所述单个PWM控制周期到通过将所述单个PWM控制周期加上预定的时间而获得的容许期间的范围内。

2.根据权利要求1所述的电力变换系统，其特征在于：

所述电子控制单元被配置为执行所述接通时间改变控制，以使得满足以下条件iii)，

iii)在所述单个PWM控制周期中的所述第一PWM信号的接通时间和所述第二PWM信号的接通时间的总和与所述单个PWM控制周期一致。

3.根据权利要求1所述的电力变换系统，其特征在于：

所述电子控制单元被配置为：当在执行所述接通时间改变控制前在所述单个PWM控制周期中的所述第一PWM信号的接通时间和所述第二PWM信号的接通时间的总和超过所述单个PWM控制周期时，将所述容许期间设定为使得所述容许期间比所述第一PWM信号的接通时间和所述第二PWM信号的接通时间的总和短。

4.根据权利要求1至3中的任一项所述的电力变换系统，其特征在于：

所述电子控制单元被配置为当满足以下条件iv)和条件v)时执行所述接通时间改变控制，

iv)在执行所述接通时间改变控制前在所述单个PWM控制周期中的所述第一PWM信号的接通时间和所述第二PWM信号的接通时间的总和比所述单个PWM控制周期短，以及

v)第一电力损失比第二电力损失小，所述第一电力损失是在执行所述接通时间改变控制后基于所述第一PWM信号和所述第二PWM信号而在所述公共开关元件中产生的电力损失，并且所述第二电力损失是在执行所述接通时间改变控制前基于所述第一PWM信号和所述第二PWM信号而在所述公共开关元件中产生的电力损失。

5.根据权利要求1至3中的任一项所述的电力变换系统，其特征在于：

所述电子控制单元被配置为当满足以下条件vi)时执行所述接通时间改变控制，

vi)第一电力损失比第三电力损失小，所述第一电力损失是在执行所述接通时间改变控制后基于所述第一PWM信号和所述第二PWM信号而在所述公共开关元件中产生的电力损失，并且所述第三电力损失是在执行相移控制时在所述公共开关元件中产生的电力损失，所述相移控制用于：在不延长或缩短在执行所述接通时间改变控制前的所述第一PWM信号的接通时间或在执行所述接通时间改变控制前的所述第二PWM信号的接通时间的情况下，将所述第一PWM信号和所述第二PWM信号中的至少一个PWM信号的后沿移位到所述第一PWM信号和所述第二PWM信号中的另一个PWM信号的前沿。

6.根据权利要求1至5中的任一项所述的电力变换系统，进一步包括逆变器，所述逆变器被配置为将从所述第一升压电路和所述第二升压电路输出的直流电力变换成交流电力，其中：

所述电子控制单元被配置为：响应于在执行所述接通时间改变控制前的所述第一升压电路的输出电压以及所述第二升压电路的输出电压和在执行所述接通时间改变控制后的所述第一升压电路的输出电压以及所述第二升压电路的输出电压之间的改变，来改变所述逆变器的导通比。

7.根据权利要求6所述的电力变换系统，进一步包括旋转电机，所述旋转电机被配置为被提供有由所述逆变器变换的交流电力，其中：

所述电子控制单元被配置为：响应于与在执行所述接通时间改变控制前的所述第一升压电路的输出电压以及所述第二升压电路的输出电压和在执行所述接通时间改变控制后的所述第一升压电路的输出电压以及所述第二升压电路的输出电压之间的改变相当的所述旋转电机的效率的改变，来改变所述逆变器的导通比。