WO2013051351A1

WO2013051351A1 - 保護機能付きスイッチング電源回路

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Publication number: WO2013051351A1
Application number: PCT/JP2012/071642
Authority: WO
Inventors: 孝志坂
Original assignee: 株式会社アイ・オー・データ機器
Priority date: 2011-10-05
Filing date: 2012-08-28
Publication date: 2013-04-11
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Abstract

　１次巻線（Ｎ１）と２次巻線（Ｎ２）と３次巻線（Ｎ３）とを有するトランス（１０４）と、交流電力を直流電力に変換して平滑化する１次側整流平滑化回路（１０３）と、２次側の電力を平滑化する２次側整流平滑化回路（１０６）と、３次巻線の電力を平滑化する３次側整流平滑化回路（１０７）と、１次巻線を開閉するスイッチング回路（１０８）と、前記スイッチング回路の開閉を制御するパルス幅制御回路（１０９）と、２次側直流出力電圧と基準電圧との偏差を検出する出力誤差検出回路（１１０）と、前記２次側直流出力電圧のリプル電圧を検出し前記出力誤差検出回路を停止制御するリプル電圧検知制御回路（１７１）と、を備え、前記リプル電圧検知制御回路の停止制御信号で前記出力誤差検出回路の出力を停止し前記スイッチング回路への駆動信号を停止してスイッチング電源回路の動作を止める。

Description

保護機能付きスイッチング電源回路

　本発明は、スイッチング電源装置に備えられた平滑回路用の電解コンデンサの劣化を検出し、破損事故を未然に回避する技術に関する。

　スイッチング電源装置において、平滑回路に使用される電解コンデンサは、大電流の充放電の繰り返しや経年使用によって劣化が進む。そこで寿命を超えて使用し続けると電解コンデンサの劣化にともないスイッチング電源装置が破損し、場合によっては発煙、発火事故に至る危険性がある。
　また、スイッチング電源回路における回路上の工夫によって、電解コンデンサの劣化を検知し、対処する技術も様々に検討されている。
　特許文献１においては、スイッチング電源回路に備えられたトランスの２次側で整流平滑された直流電力の正極配線において平滑用コイルの両端の電圧の差分により、電解コンデンサの劣化にともなう等価直列抵抗（ＥＳＲ：Equivalent Series Resistance）の増大を検出し、この検出回路専用のフォトカプラ(Photo Coupler)を使用して１次側回路へフィードバックし検知する技術が開示されている。

特開２０００－３２７４７号公報

　しかしながら、電解コンデンサの劣化に伴うスイッチング電源装置の破損を事前に検出する対策は、必ずしも充分とはいえない問題があった。
　また、特許文献１に開示された方法では、トランジスタを用いたリプル電圧検出回路とさらなる専用のフォトカプラの追加を要し、さらにそれに対応する回路変更も必要であり、これらによるコスト上昇と、この対策のために比較的大きなスペースが要求されるという問題があった。

　そこで本発明の目的は、簡単な回路を付加するだけで平滑回路の電解コンデンサの劣化を検知して、電解コンデンサの劣化からの破損事故を未然に回避する機能を備えた低コストのスイッチング電源装置を提供することである。

　前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、各発明を以下のような構成とした。
　すなわち本発明の保護機能付きスイッチング電源回路は、電解コンデンサの劣化にともなうスイッチング電源装置の破損を未然に防止する保護機能付きスイッチング電源回路であって、１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有するトランスと、交流電力を直流電力に変換する１次側整流回路と、前記１次側整流回路の直流電力を平滑化する１次側電解コンデンサと、前記トランスの２次巻線が出力する交流電力を直流電力に変換する２次側整流回路と、前記２次側整流回路が出力する直流電力を平滑化する２次側電解コンデンサと、前記トランスの３次巻線の出力する交流電力を直流電力に変換して平滑化する３次側整流平滑化回路と、前記１次側電解コンデンサの電圧を入力する前記トランスの１次巻線の開閉を繰り返すスイッチング回路と、前記スイッチング回路の開閉を制御する駆動信号のパルス幅を制御するパルス幅制御回路と、前記２次側整流回路と前記２次側電解コンデンサとによって出力される２次側直流出力電圧と所定の基準電圧との偏差を検出して前記パルス幅制御回路を制御する出力誤差検出回路と、前記２次側直流出力電圧のリプル電圧成分を抽出し当該リプル電圧成分が所定の電圧を超えると前記出力誤差検出回路を停止制御するリプル電圧検知制御回路と、を備え、前記リプル電圧検知制御回路の停止制御信号で前記出力誤差検出回路の出力を停止して前記パルス幅制御回路から前記スイッチング回路への駆動信号の供給が停止されることによりスイッチング電源回路の動作を止めることを特徴とする。

　かかる構成により、前記２次側電解コンデンサが限度を超して劣化した場合には、前記リプル電圧検知制御回路が前記２次側電解コンデンサの劣化を検知して、前記出力誤差検出回路を停止制御し、前記出力誤差検出回路が前記パルス幅制御回路への信号を停止し、前記パルス幅制御回路が前記スイッチング回路への駆動信号の供給を停止することによりスイッチング電源回路の動作を止めて保護する。

　本発明によれば、簡単な回路を付加するだけで平滑回路の電解コンデンサの劣化を検知して、電解コンデンサの劣化からの破損事故を未然に回避する機能を備えた低コストで省スペースのスイッチング電源装置を提供できる。また、本発明の回路は、パルス幅制御回路と一体化して集積回路化することも可能となる。

本発明の第１実施形態の構成を示す回路図である。本発明の第１実施形態におけるリプル電圧検知制御回路の第１の構成例を示す回路図である。本発明の第１実施形態におけるリプル電圧検知制御回路の第２の構成例を示す回路図である。本発明の第１実施形態におけるリプル電圧検知制御回路の第３の構成例を示す回路図である。本発明の第１実施形態におけるリプル電圧検知制御回路の第４の構成例を示す回路図である。本発明の第１実施形態におけるリプル電圧検知制御回路の第５の構成例を示す回路図である。本発明の第１実施形態におけるリプル電圧検知制御回路の第６の構成例を示す回路図である。本発明の第１実施形態におけるリプル電圧検知制御回路の第７の構成例を示す回路図である。本発明の第１実施形態におけるパルス幅制御回路がスイッチング回路を駆動するパルス波形と２次側の直流出力電圧との概略の関係を示す特性の模式図であり、（ａ）はオン・オフする制御波形がＨｉｇｈの区間がＬｏｗの区間より長い場合であり、（ｂ）はオン・オフする制御波形がＨｉｇｈの区間とＬｏｗの区間とが等しい場合であり、（ｃ）はオン・オフする制御波形がＨｉｇｈの区間がＬｏｗの区間より短い場合である。本発明の第２実施形態の構成を示す回路図である。本発明の第３実施形態の構成を示す回路図である。

　以下に、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。
（第１実施形態）
　まず、本発明の第１実施形態の回路構成について説明する。

＜回路構成＞
　図１は、本発明の保護回路付きスイッチング電源回路の第１実施形態の概略の構成を示す回路図である。
　図１において、１次側整流回路１０１はダイオード１２１～１２４のブリッジ回路構成によって、交流電源端子１４１、１４２から入力する交流電力（交流電圧Ａ１）を全波整流してリプル（ripple）を含む直流電力を１次側直流端子１４７と１次側アース１４５との間に出力する。
　１次側電解コンデンサ１０２は、１次側直流端子１４７と１次側アース１４５との間に接続されていて、１次側整流回路１０１の出力したリプルを含む直流電力を平滑化する。
　なお、１次側整流回路１０１と１次側電解コンデンサ１０２によって１次側整流平滑化回路１０３が構成されている。

　トランス１０４は１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２と３次巻線Ｎ３を備えている。ここで１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２と３次巻線Ｎ３との巻数の比をＮ１：Ｎ２：Ｎ３とする。このとき、１次巻線Ｎ１の両端に加えられた交流電圧は、２次巻線Ｎ２の両端に概ねＮ２／Ｎ１倍の交流電圧として出力される。また、３次巻線Ｎ３の両端には２次巻線Ｎ２の両端の電圧の概ねＮ３／Ｎ２倍の交流電圧が出力される。
　なお、１次巻線Ｎ１に関わる回路を１次側回路、２次巻線Ｎ２に関わる回路を２次側回路、３次巻線Ｎ３に関わる回路を３次側回路と、適宜、表記する。

　１次巻線Ｎ１の第１端子は、１次側直流端子１４７に接続され、もう一端の第２端子は、スイッチング回路１０８を構成するＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）のドレインに接続され、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのソースは、抵抗１６２を介して１次側アース１４５に接続されている。

　２次巻線Ｎ２の第１端子は、ダイオード１２５のアノードに接続され、ダイオード１２５のカソードは、２次側直流出力端子１４３に接続されている。２次巻線Ｎ２の第２端子は、アース（２次側アース１４６）側の２次側直流出力端子１４４に接続されている。また、２次側電解コンデンサ１０５は、２次側直流出力端子１４３とアース（２次側アース１４６）側の２次側直流出力端子１４４との間に接続されている。

　ダイオード１２５は、２次側整流回路（１２５）を構成していて、２次巻線Ｎ２に誘起される交流電力を整流する。２次側電解コンデンサ１０５は、ダイオード１２５の出力する整流されたリプルを含む直流電力を平滑化する。
　また、ダイオード１２５からなる２次側整流回路（１２５）と２次側電解コンデンサ１０５とによって、２次側整流平滑化回路１０６を構成している。この２次側整流平滑化回路１０６によって、２次側直流出力端子１４３と２次側アース１４６に接続された２次側直流出力端子１４４との間に直流電力（２次側直流出力電圧Ｅ２）を出力している。

　また前記したように、２次側直流出力端子１４４は２次側アース１４６に接続されている。１次側アース１４５と２次側アース１４６はともにアースであるが、直流的に絶縁されている。

　３次巻線Ｎ３の第１端子は、ダイオード１２６のアノードに接続され、３次巻線Ｎ３の第２端子は１次側アース１４５に接続されている。ダイオード１２６のカソードと１次側アース１４５との間に平滑コンデンサ１２７が接続されている。ダイオード１２６は、３次側整流回路１２６を構成していて、３次巻線Ｎ３に誘起される交流電力を整流する。平滑コンデンサ１２７は、ダイオード１２６の出力する整流されたリプルを含む直流電力を平滑化する。
　また、ダイオード１２６からなる３次側整流回路（１２６）と平滑コンデンサ１２７とによって、３次側整流平滑化回路１０７を構成している。３次側整流平滑化回路１０７によって、３次巻線Ｎ３に誘起される交流電力から整流平滑化された直流電力を得ている。

　出力誤差検出回路１１０は、２次側直流出力端子１４３、１４４の間に出力される直流電圧（２次側直流出力電圧Ｅ２）を抵抗１３１、１３２により分圧して、その分圧された電圧とシャントレギュレータ（shunt regulator）１３４に内蔵される基準電圧との誤差（偏差）を検出する回路である。
　また、出力誤差検出回路１１０は、抵抗１３１、１３２、１３３と、シャントレギュレータ１３４と、発光ダイオード（Light Emitting Diode）１３８と、フォトトランジスタ（Photo Transistor）１３９からなるフォトカプラ（Photo Coupler）１３７とを備えて構成される。

　２次側直流出力電圧Ｅ２を抵抗１３１と抵抗１３２とで分圧した電圧は、シャントレギュレータ１３４のＲＥＦ端子１３５に入力されている。シャントレギュレータ１３４のアノードは、２次側アース１４６に接続されている。シャントレギュレータ１３４のカソードは、発光ダイオード１３８のカソードに接続されている。発光ダイオード１３８のアノードは、抵抗１３３の第１端子に接続されている。抵抗１３３の第２端子は、２次側直流出力端子１４３に接続されている。

　また、発光ダイオード１３８は、発光した光の出力をフォトトランジスタ１３９のベースに入力している。フォトトランジスタ１３９のエミッタは、１次側アース１４５に接続され、コレクタは出力誤差検出回路１１０の出力端子となっている。
　なお、発光ダイオード１３８とフォトトランジスタ１３９からなるフォトカプラ１３７を用いるのは、１次側アース１４５と２次側アース１４６を直流的に絶縁する必要があって、それぞれ別のアースで使用している回路間は、直接電気信号で受け渡しできないので、光信号に変換して受け渡しするためである。

　以上の構成において、２次側直流出力電圧Ｅ２が、基準電圧（シャントレギュレータ１３４に帰属）の（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２倍の電圧と比較して高いか低いかを判定している。
　２次側直流出力電圧Ｅ２が高い場合には、シャントレギュレータ１３４はオン（ＯＮ）して発光ダイオード１３８に電流が流れ、発光ダイオード１３８が発光して光信号を出力し、フォトトランジスタ１３９はそれを受光（ＯＮ状態）する。
　なお、抵抗１３３は、発光ダイオード１３８に流れる電流量を調整するために備えられている。

　また、２次側直流出力電圧Ｅ２が低い場合には、シャントレギュレータ１３４は、オフ（ＯＦＦ）して発光ダイオード１３８に電流が流れない。したがって、発光ダイオード１３８が発光しないのでフォトトランジスタ１３９はオフ（ＯＦＦ状態）する。

　以上のフォトトランジスタ１３９のオン・オフ（ＯＮ・ＯＦＦ）の検出信号が、フォトトランジスタ１３９のコレクタ、つまり出力誤差検出回路１１０の出力端子からパルス幅制御回路（ＰＷＭ）１０９の制御用の入力端子１５４に送られる。
　以上の出力誤差検出回路１１０の回路構成によって、２次側直流出力電圧Ｅ２が適正値に保つように動作している。
　なお、出力誤差検出回路１１０を用いている本来の理由は、前述したように２次側直流出力電圧Ｅ２の安定化のためであって、後記する２次側電解コンデンサ１０５の劣化を検知するためにあえて設けている訳ではない。

　パルス幅制御回路１０９の正側の電源は、スイッチング電源回路の起動時には抵抗１６０を経由して一次側直流端子の正電位が供給されるが、電源起動後には３次側整流平滑化回路１０７の出力端子１５２から主として供給される。また、パルス幅制御回路１０９の出力端子１５１は、スイッチング回路１０８であるＮ型ＭＯＳＦＥＴのゲート（ゲート入力端子）に接続されていて、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのオン・オフを制御している。
　なお、パルス幅制御回路１０９の出力端子１５１から出力される駆動信号波形のパルス幅は、可変するように制御されている。
　また、パルス幅制御回路１０９の負側の電源は、１次側アース１４５および抵抗１６２を経た１次側アース１４５から供給される。
　以上の構成により、既存のスイッチング電源回路は基本的に構成されている。

　図１において、リプル電圧検知制御回路１７１は、本実施形態の特徴である保護機能に関する回路であるが、スイッチング電源回路としての基本的機能には直接的には関与していないので後記する。次にまず、既存のスイッチング電源回路の基本的な動作について先に述べる。

＜スイッチング電源回路の概略の動作＞
　前記したように、１次側整流平滑化回路１０３により交流電力から整流平滑化された直流電力は、トランス１０４の１次巻線Ｎ１とスイッチング回路１０８であるＮ型ＭＯＳＦＥＴの直列回路の両端に加えられる。
　Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１０８のゲートは、抵抗１６１を経由して、パルス幅制御回路１０９の出力端子１５１に接続され、オン・オフ制御されている。

　したがって、パルス幅制御回路１０９の出力する駆動信号によって、トランス１０４の１次巻線Ｎ１には電流が流れたり流れなくなったりする。これは１次側電解コンデンサに蓄積されている直流電力から断続的に電流が流れたり流れなくなったりするので、直流から交流を生成していることに相当する。
　また、生成された交流成分は、トランス１０４の１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２へ誘起され伝播する。このトランス１０４の２次側に誘起された交流電力を２次側整流平滑化回路１０６で再び直流電力に変換し、２次側直流出力端子１４３、１４４の間に２次側直流出力電圧Ｅ２の直流電力を生成する。

　この２次側直流出力電圧Ｅ２は、出力誤差検出回路１１０のシャントレギュレータ１３４に内蔵される基準電圧と分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２によって分圧された電圧より高いか低いかを比較する。
　そして、その結果を出力誤差検出回路１１０の出力信号として、パルス幅制御回路１０９に送る。また、前記したようにパルス幅制御回路１０９は、出力誤差検出回路１１０の出力信号を反映してパルス幅を変化させ、スイッチング回路１０８のオン・オフ時間を制御する。
　これによって、２次側直流出力電圧Ｅ２を調整して、設定された電圧に保つ。

≪２次側直流出力電圧Ｅ２の概略特性≫
　図９は、スイッチング回路１０８のオン・オフによるトランス１０４の１次巻線Ｎ１に電流が流れたり流れなくなったりした結果、２次側直流出力電圧Ｅ２の変化する様子を示した概略の特性の模式図である。
　また、図９の特性の模式図は、変化する様子を示したものであって、２次側直流出力電圧Ｅ２の値や制御信号の波形は必ずしも実態に対応するものではない。
　なお、図２～図８については後述する。

　図９において、（ｂ）は、オン・オフする制御波形９１２がＨｉｇｈの区間９１２ＨとＬｏｗの区間９１２Ｌとが等しい場合であって、このとき２次側直流出力電圧Ｅ２の平均的な値は平均値９１０である。
　図９において、（ａ）は、オン・オフする制御波形９１１がＨｉｇｈの区間９１１ＨがＬｏｗの区間９１１Ｌより長い場合であって、このとき２次側直流出力電圧Ｅ２の平均的な値は平均値９２１となり、前記したＨｉｇｈの区間９１２ＨとＬｏｗの区間９１２Ｌが等しい場合の平均値９１０よりも高くなる。
　図９において、（ｃ）は、オン・オフする制御波形９１３がＨｉｇｈの区間９１３ＨがＬｏｗの区間９１３Ｌより短い場合であって、このとき２次側直流出力電圧Ｅ２の平均的な値は平均値９２３となり、前記したＨｉｇｈの区間２１２ＨとＬｏｗの区間９１２Ｌが等しい場合の平均値９１０よりも低くなる。

　このように、スイッチング回路１０８のオン・オフによるトランス１０４の１次巻線Ｎ１に電流が流れる時間（パルス幅）を制御することによって、２次側直流出力電圧Ｅ２が変わる。
　以上のように制御することによって、既存のスイッチング電源装置は、設定された電圧に２次側直流出力電圧Ｅ２を保っている。

＜スイッチング電源回路の保護回路＞
　次に、スイッチング電源回路の保護回路について述べる。まず、保護回路が必要となる原因であるスイッチング電源回路に用いる電解コンデンサについて述べる。

≪電解コンデンサについて≫
　スイッチング電源回路（装置）は、前記したように、１次側整流平滑化回路１０３と２次側整流平滑化回路１０６に平滑用コンデンサとして、それぞれ１次側電解コンデンサ１０２と２次側電解コンデンサ１０５が搭載されている。これらの電解コンデンサは、劣化が進むと等価直列抵抗の増大と、静電容量の低下が起こる。

　電解コンデンサにおいて、等価直列抵抗の抵抗値（Ｒ）の増大が起こり、かつ電流（ｉ）を流すとジュール熱（ｉ^２Ｒ）により電解コンデンサ自身が高熱となることや、内部圧力の上昇により爆発することがある。
　また、電解コンデンサにおける静電容量の低下は、スイッチング電源回路（装置）の出力特性の低下や、他部品の異常発熱を引き起こすこともある。
　したがって、前記したように、電解コンデンサの劣化が限度に達した場合は、その劣化を検知して対策をとる必要がある。

≪保護回路の概要≫
　以上の理由により、図１において、リプル電圧検知制御回路１７１が備えられている。
　リプル電圧検知制御回路１７１は、その第１端子１７２（図４）を２次側直流出力端子１４３と略同電位であるＡ点（接続点）に接続され、その第２端子１７３（図４）を出力誤差検出回路１１０のなかの発光ダイオード１３８のアノードであるＢ点（接続点）に接続されている。
　また、リプル電圧検知制御回路１７１は、後記する回路構成により、第１端子１７２（図４）から入力した２次側直流出力電圧Ｅ２のリプル電圧を検出し、リプル電圧が所定値を超えると概ね２次側アース１４６と同電位を停止制御信号として第２端子１７３（図４）から出力する。
　リプル電圧検知制御回路１７１の第２端子１７３（図４）から概ね２次側アース１４６と同電位が出力されると、出力誤差検出回路１１０のＢ点は、概ね２次側アース１４６の電位となり、フォトカプラ１３７がオフ状態となる。

　その結果、パルス幅制御回路１０９の制御用の入力端子１５４の電圧レベルが上昇し、所定の基準電圧に達したときにパルス幅制御回路１０９の出力が停止し、スイッチング回路１０８であるＮ型ＭＯＳＦＥＴのスイッチング動作が停止する。このスイッチング動作の停止により、１次側回路から２次側回路へのエネルギー伝達ができなくなり、２次側の出力電圧が低下（停止）する。
　このようにスイッチング電源回路の動作が停止することにより、１次側電解コンデンサ１０２と２次側電解コンデンサ１０５とには電流が流れなくなり、ジュール熱の発生が止まる。したがって、電解コンデンサの発熱と内部圧力の上昇（さらには爆発）が未然防止され、また他の部品の異常発熱も回避されることでスイッチング電源回路は保護される。

≪リプル電圧検知制御回路・回路構成の第１例≫
　次に、リプル電圧検知制御回路１７１の具体的な回路構成について述べる。
　図２は、リプル電圧検知制御回路１７１の第１の構成例を示す回路図である。
　図２において、リプル電圧検知制御回路１７１は、リプル電圧検知部２１０と停止制御部２２０を備えて構成されている。
　リプル電圧検知制御回路１７１の第１端子１７２は、リプル電圧検知部２１０の入力端子となっている。
　また、リプル電圧検知部２１０の検知信号は、検知信号端子１７４から停止制御部２２０に入力している。

　また、停止制御部２２０の停止制御信号は、停止制御部２２０の出力端子であり、かつリプル電圧検知制御回路１７１の出力端子である第２端子１７３から、リプル電圧検知制御回路１７１の出力信号（停止制御信号）として出力される。
　なお、リプル電圧検知制御回路１７１の第１端子（入力端子）１７２、リプル電圧検知制御回路１７１の第２端子（出力端子）１７３を適宜、単にそれぞれ第１端子１７２、第２端子１７３と表記する。
　次に、リプル電圧検知部２１０と停止制御部２２０の具体的な回路構成と動作について順に説明する。

<リプル電圧検知部>
　図２におけるリプル電圧検知部２１０の詳しい回路構成と動作について説明する。
　コンデンサ２３１の一端は、第１端子１７２に接続され、他端は抵抗２３２の一端に接続されている。抵抗２３２の他端は、ダイオード２３３のカソードに接続されている。ダイオード２３３のアノードは、２次側アース１４６に接続されている。
　コンデンサ２３１は、第１端子１７２から入力する２次側電解コンデンサ１０５に発生するリプル電圧成分を抽出する。
　また、ダイオード２３３は、前記したリプル電圧成分のマイナス（負）成分を除去しプラス（正）成分のみを取り出す。
　また、抵抗２３２は、後記する停止制御部２２０の抵抗２４２と抵抗値に応じた抵抗分割をして調整した電圧の信号を検知信号（検知信号端子１７４）として停止制御部２２０へ出力する。

<停止制御部>
　図２における停止制御部２２０の詳しい回路構成と動作について説明する。
　サイリスタ（Thyristor）２４１のアノードは、第２端子１７３に接続され、カソードは、２次側アース１４６に接続されている。
　また、抵抗２４２の一端は、前記したリプル電圧検知部２１０の抵抗２３２の他端に接続され、抵抗２４２の他端は、２次側アース１４６に接続されている。
　また、抵抗２４２と抵抗２３２との接続点から出力された検知信号（検知信号端子１７４）は、サイリスタ２４１のゲートに接続されている。
　なお、前記検知信号の電圧がサイリスタ２４１のゲートにおけるトリガー電圧（所定の電圧）を超過すると、サイリスタ２４１が作動し、サイリスタ２４１のアノードに接続された第２端子１７３は、サイリスタ２４１のカソードである２次側アース１４６に導通する。このとき、概ね２次側アース１４６と同電位となる信号が、第２端子１７３から停止制御信号としての出力信号となる。

≪リプル電圧検知制御回路・動作≫
　以上の構成により、第１端子１７２から２次側電解コンデンサ１０５に発生するリプル電圧成分を入力して、リプル電圧検知部２１０でリプル電圧のプラス成分を検知し、停止制御部２２０のなかのサイリスタ２４１のゲートに検知信号（検知信号端子１７４）として供給し、検知信号がサイリスタ２４１のトリガー電圧を超過すると停止制御部２２０が概ね２次側アース１４６と同電位の停止制御信号を出力する。
　停止制御部２２０の出力信号は、リプル電圧検知制御回路１７１の出力信号でもあって、リプル電圧検知制御回路１７１としての第２端子１７３から、概ね２次側アース１４６の電位である停止制御信号が出力する。
　第２端子１７３が概ね２次側アース１４６の電位となることによって、出力誤差検出回路１１０の動作を停止させる。

　なお、第２端子１７３がＢ点に接続されている場合については、説明が一部重複するが、より詳しい動作については次のようになる。
　図１では、第２端子１７３がＢ点に接続されていて、Ｂ点に概ね２次側アース１４６の電位の停止制御信号が印加されることにより、発光ダイオード１３８の電流は流れなくなり、フォトカプラ１３７がオフ状態となって、出力信号（１５４）の電圧レベルが上昇し、所定の基準電圧に達したときパルス幅制御回路１０９の出力端子１５１の駆動信号は停止する。
　このとき、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１０８のゲートを１次側アース１４５の電位に固定して、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１０８をオフ状態にする。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１０８がオフ状態になることによって、１次巻線Ｎ１には電流が流れなくなり、２次巻線Ｎ２にも電流が流れなくなる。その結果、１次側回路から２次側回路へのエネルギー伝達ができなくなり、２次側の出力電圧が低下（停止状態）する。つまり、スイッチング電源回路は動作を停止する。

　また、以上のスイッチング電源回路の動作を停止する過程において、フォトカプラ１３７を用いているが、フォトカプラ１３７は前記したように２次側直流出力電圧Ｅ２の安定化を図る出力誤差検出回路１１０の出力信号をパルス幅制御回路１０９に送るためにもともと必要なものである。したがって、リプル電圧検知制御回路１７１の停止制御信号（第２端子１７３、図２）をパルス幅制御回路１０９へ伝達するためにフォトカプラを新たに追加した訳ではない。

≪リプル電圧検知制御回路・回路構成の第２例≫
　次に、リプル電圧検知制御回路の第２例について述べる。
　図３は、リプル電圧検知制御回路１７１の第２の構成例を示す回路図である。
　図３において、リプル電圧検知制御回路１７１のリプル電圧検知部２１１の一部の回路構成が、図２のリプル電圧検知部２１０とは異なっている。すなわちリプル電圧検知部２１１は、コンデンサ２３１とダイオード２３３から構成されており、図２における抵抗２３２を備えていない。
　図２の抵抗２３２は前記したように、停止制御部２２０のなかの抵抗２４２と抵抗分割をして電圧を調整するものであるから、サイリスタ２４１のトリガー電圧と２次側電解コンデンサ１０５に発生するリプル電圧成分との関係においては、抵抗２３２が不要となることがある。この不要とした回路が図３のリプル電圧検知制御回路１７１の第２の構成例である。この図３の場合には素子数とそれが占めるスペース、およびコストが低減できる効果がある。
　なお、他の回路構成は図２と同一であるので、重複する説明は省略する。

≪リプル電圧検知制御回路・回路構成の第３例≫
　次に、リプル電圧検知制御回路の第３例について述べる。
　図４は、リプル電圧検知制御回路１７１の第３の構成例を示す回路図である。
　図４において、リプル電圧検知制御回路１７１のリプル電圧検知部２１２の一部の回路構成が、前記したリプル電圧検知部２１０、２１１とは異なっている。すなわちリプル電圧検知部２１１は、コンデンサ２３１と抵抗２３２から構成されており、図１、図２におけるダイオード２３３を備えていない。
　図２、図３におけるダイオード２３３は、リプル電圧成分のマイナス成分を除去しプラス成分のみを取り出す役目をしているが、図４においてはマイナス成分もそのままサイリスタ２４１のゲートに印加している。

　サイリスタ２４１のゲート電圧（逆電圧）の特性として許容される場合には、コンデンサ２３１により抽出されたリプル電圧のマイナス分をカット（削除、除去）せずにサイリスタ２４１のゲートに印加することもできる。この場合にはダイオード２３３（図２）が不要となる。このダイオードを用いない回路が図４のリプル電圧検知制御回路１７１の第３の構成例である。この図４の場合には素子数とそれが占めるスペース、およびコストが低減できる効果がある。
　なお、説明した以外の他の回路構成は図２、図３と同一であるので、重複する説明は省略する。

≪リプル電圧検知制御回路・回路構成の第４例≫
　次に、リプル電圧検知制御回路の第４例について述べる。
　図５は、リプル電圧検知制御回路１７１の第４の構成例を示す回路図である。
　図５において、リプル電圧検知制御回路１７１のリプル電圧検知部２１３がコンデンサ２３１から構成されている。サイリスタ２４１のトリガー電圧と２次側電解コンデンサ１０５に発生するリプル電圧成分を検出（抽出）する電圧レベルとの関係においては、さらに抵抗２３２（図４）は不要となり、コンデンサ２３１のみでよいことがある。このさらに抵抗を用いない回路が図５のリプル電圧検知制御回路１７１の第４の構成例である。
　この図５の場合には素子数とそれが占めるスペース、およびコストが低減できる効果がある。
　なお、説明した以外の他の回路構成は図２～図４と同一であるので、重複する説明は省略する。

≪リプル電圧検知制御回路・回路構成の第５例≫
　次に、リプル電圧検知制御回路の第５例について述べる。
　図６は、リプル電圧検知制御回路１７１の第５の構成例を示す回路図である。
　図６において、リプル電圧検知制御回路１７１のリプル電圧検知部２１４が、図２～図５におけるリプル電圧検知部（２１０～２１３）の構成と異なっている。
　すなわち、コンデンサ２３１は抵抗２３４の一端に接続され、抵抗２３４の他端は２次側アース１４６に接続されている。コンデンサ２３５の一端は、コンデンサ２３１と抵抗２３４との接続点に接続され、コンデンサ２３５の他端は、ダイオード２３６のカソードに接続されている。ダイオード２３６のアノードは、２次側アース１４６に接続されている。抵抗２３７の一端は、ダイオード２３６のカソードに接続され、抵抗２３７の他端からは、リプル電圧検知部２１４の検知信号（検知信号端子１７４）を出力している。

　以上の構成において、コンデンサ２３１と抵抗２３４とで一旦、検出したリプル電圧を、コンデンサ２３５とダイオード２３６とによりクランプ（０Ｖ、２次側アース電位）して、検出レベルを大きくしている。また、抵抗２３７は検出電圧をさらに調整している。
　以上の構成により、比較的小さなリプル電圧を検出することが可能となる効果がある。
　なお、説明した以外の他の回路構成は図２～図４と同一であるので、重複する説明は省略する。

≪リプル電圧検知制御回路・回路構成の第６例≫
　次に、リプル電圧検知制御回路の第６例について述べる。
　図７は、リプル電圧検知制御回路１７１の第６の構成例を示す回路図である。
　図７において、リプル電圧検知制御回路１７１の停止制御部２２１の回路構成が図２～図６と異なっている。なお、リプル電圧検知部２１０の構成は図２と同じである。
　停止制御部２２１において、サイリスタ２４１と抵抗２４２の構成は図２と同じであり、コンデンサ２４３が抵抗２４２に並列に新たに備えられている。コンデンサ２４３は、サイリスタ２４１のゲート部分のノイズを除去するためのものである。
　以上の構成により、ノイズの影響を低減して、より精度の高い動作が可能となる効果がある。
　なお、説明した以外の他の回路構成は、図２と同一であるので、重複する説明は省略する。

≪リプル電圧検知制御回路・回路構成の第７例≫
　次に、リプル電圧検知制御回路の第７例について述べる。
　図８は、リプル電圧検知制御回路１７１の第７の構成例を示す回路図である。
　図８において、リプル電圧検知制御回路１７１の停止制御部２２２の回路構成が、図１～図７と異なっている。なお、リプル電圧検知部２１０の構成は、図２および図７と同じである。
　停止制御部２２２において、抵抗２４７の一端とＰＮＰバイポーラトランジスタ２４４のエミッタは、リプル電圧検知制御回路１７１の第２端子１７３に接続されている。抵抗２４７の他端は、ＰＮＰバイポーラトランジスタ２４４のベースとＮＰＮバイポーラトランジスタ２４６のコレクタとに接続されている。ＮＰＮバイポーラトランジスタ２４６のエミッタは、２次側アース１４６と抵抗２４５の一端に接続されている。抵抗２４５の他端は、ＮＰＮバイポーラトランジスタ２４６のベースとＰＮＰバイポーラトランジスタ２４４のコレクタに接続されている。ＰＮＰバイポーラトランジスタ２４４のコレクタと抵抗２４５との接続点には、リプル電圧検知部２１０の出力である検知信号（検知信号端子１７４）が入力している。

　停止制御部２２２に入力した検知信号（検知信号端子１７４）は、ＮＰＮバイポーラトランジスタ２４６のベースに入力して、所定の電圧になるとＮＰＮバイポーラトランジスタ２４６はオン（ＯＮ、導通）し、リプル電圧検知制御回路１７１の第２端子１７３を概ね２次側アース１４６の電位とする。
　第２端子１７３が２次側アース１４６の電位となることによって、出力誤差検出回路１１０の動作を停止させる。
　また、前記したＰＮＰバイポーラトランジスタ２４４とＮＰＮバイポーラトランジスタ２４６と抵抗２４５、２４７とによって帰還回路が構成されているので、検知信号はラッチ（保持、維持）される。
　以上の構成は、サイリスタ２４１を用いなくともリプル電圧検知制御回路１７１は構成できることを示している。
　なお、停止制御部２２２以外の構成は、図２と同一の構成であるので、重複する説明は省略する。

（第２実施形態）
　次に、本発明の第２実施形態について説明する。
　図１０は、本発明の保護回路付きスイッチング電源回路の第２実施形態の概略の構成を示す回路図である。
　図１０において、図１と異なるのは、出力誤差検出回路１１０のなかの抵抗１３３に直列に温度ヒューズ４３３が挿入されたことである。
　温度ヒューズ４３３は、２次側電解コンデンサ１０５の近傍に配置されている。したがって、２次側電解コンデンサ１０５が劣化により発熱すると温度ヒューズ４３３の温度も上昇し、所定の温度に達すると、温度ヒューズ４３３が溶断する。
　すると、抵抗１３３に電流が流れなくなり、フォトカプラ１３７へ流れる電流も制限される。この場合は、図１において、リプル電圧検知制御回路１７１が所定のリプル電圧を検出して作動し、フォトカプラ１３７をオフ状態としたときと同様のメカニズムで、スイッチング電源回路が動作を停止する。したがって、スイッチング電源回路は保護される。
　なお、図１０において、温度ヒューズ４３３以外の構成は、図１と同一の構成であるので、重複する説明は省略する。

（第３実施形態）
　次に、本発明の第３実施形態について説明する。
　図１１は、本発明の保護回路付きスイッチング電源回路の第３実施形態の概略の構成を示す回路図である。
　図１１において、図１と異なるのは、出力誤差検出回路１１０のなかの抵抗１３３がポジスタ５３３に置き換わったことである。ポジスタ（Posister）は、所定の温度を超えると急激に抵抗値が上昇する素子である。
　ポジスタ５３３は、２次側電解コンデンサ１０５の近傍に配置されている。したがって、２次側電解コンデンサ１０５が劣化により発熱するとポジスタ５３３の温度も上昇し、所定の温度に達すると、ポジスタ５３３の抵抗値が大きく上昇して、フォトカプラ１３７へ流れる電流も制限される。この場合も、図１において、リプル電圧検知制御回路１７１が所定のリプル電圧を検出して作動し、フォトカプラ１３７をオフ状態としたときと同様のメカニズムで、スイッチング電源回路が動作を停止する。したがって、スイッチング電源回路は保護される。
　なお、図１１において、ポジスタ５３３以外の構成は、図１と同一の構成であるので、重複する説明は省略する。

（その他の実施形態）
　なお、本発明は、前記した実施形態に限定されるものではない。以下に示す他の実施形態もある。

《リプル電圧検知制御回路の出力の接続点》
　図１において、リプル電圧検知制御回路１７１は、Ａ点と、出力誤差検出回路１１０のなかの発光ダイオードのアノードであるＢ点との間に、それぞれ第１端子１７２と第２端子１７３を接続していた。
　しかしながら、第２端子１７３の接続点は、前記のＢ点に限る必要はない。
　シャントレギュレータ１３４のカソードに相当するＣ点（接続点）や、抵抗１３１と抵抗１３２の接続点であり、かつシャントレギュレータ１３４のＲＥＦ端子１３５に相当するＤ点（接続点）であってもよい。
　前記のＣ点やＤ点が２次側アース１４６と概ね同電位となれば発光ダイオード１３８は正常動作をしなくなり、フォトカプラ１３７からパルス幅制御回路１０９への正常な動作の信号も停止する。

　例えばＣ点の場合には、フォトカプラ１３７がオン状態となり、パルス幅制御回路１０９の制御用の入力端子１５４がほほ１次側アース１４５に固定されることにより、パルス幅制御回路１０９の出力が停止し、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１０８のスイッチング動作が停止する。
　なお、Ｂ点の場合にはフォトカプラ１３７がオフ状態となり、Ｃ点の場合にはフォトカプラ１３７がオン状態となるが、ともにその状態を保つので、どちらの場合でもＮ型ＭＯＳＦＥＴ１０８のスイッチング動作が停止する。

《出力誤差検出回路の他の構成１》
　また、出力誤差検出回路１１０も図１の構成に限らない。必ずしもシャントレギュレータ１３４は用いる必要はなく、他の回路構成で同等の機能（２次側直流出力電圧と基準電圧との偏差を検出）を実現してもよい。

《出力誤差検出回路の他の構成２》
　また、温度ヒューズ４３３やポジスタ５３３を備えた出力誤差検出回路１１０も図１０、図１１の構成に限らない。他の回路構成で同等の機能（２次側直流出力電圧と基準電圧との偏差を検出）を実現してもよく、温度ヒューズ４３３やポジスタ５３３を図１０、図１１で示した箇所以外に設けてもよい。

《スイッチング回路の素子》
　また、図１において、スイッチング回路１０８はＮ型ＭＯＳＦＥＴを用いた例を示したが、パルス幅制御回路１０９の出力端子１５１から出力される駆動信号波形の極性を変えれば、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。
　また、ＭＯＳＦＥＴに限定されず、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いてもよい。

《停止制御部の素子》
　また、図８において、ＰＮＰバイポーラトランジスタ２４４とＮＰＮバイポーラトランジスタ２４６を用いた例を示したが、バイポーラトランジスタに限らない。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴやＰ型ＭＯＳＦＥＴを用いて構成してもよい。

　《パルス幅制御回路（ＰＷＭ）の起動用電源の回路構成》
　パルス幅制御回路（ＰＷＭ）１０９の特性によっては、起動時の入力電源は１次側直流端子１４７からの直流電源ではなく、交流電源端子１４１、１４２間の交流電源であってもよい。１次側直流端子１４７からの直流電源が充分たちあがって機能した段階で切り換わる回路構成でもよい。

　《停止制御部の出力信号の接続》
　既に過電圧保護機能や過電流保護機能を有し、２次側回路から１次側回路への信号伝達が可能な回路（図１のフォトカプラ１３７を含む回路相当）が備えられている場合は、その回路を流用することでもよい。

《必須要素性１》
　また、図１の抵抗１６０や抵抗１６１は必ずしも必須要素ではない。

《必須要素性２》
　図１０における温度ヒューズ４３３や、図１１におけるポジスタ５３３が出力誤差検出回路１１０に備えられた回路構成であれば、リプル電圧検知制御回路１７１は必ずしも必須要素ではない。

《コンパクト化》
　また、リプル電圧検知制御回路１７１と出力誤差検出回路１１０の全体もしくは一部の回路とを一体化して集積回路化することで、全体として占有面積（体積）や回路素子数をコンパクト化してもよい。

（本発明、実施形態の補足）
　以上、本実施形態の保護機能付きスイッチング電源回路は、２次側回路における平滑回路の２次側電解コンデンサ１０５の劣化を検知し、自動的にスイッチング電源回路の動作を停止することにより、２次側電解コンデンサ１０５の劣化からの破損事故を未然に回避する機能を備えている。
　すなわち、２次側電解コンデンサ１０５の劣化をリプル電圧検知制御回路１７１によって検出し、出力誤差検出回路１１０を停止制御する構成をとっている。この構成をとることにより、特許文献１の開示技術と比較して、フォトカプラ１３７の追加を節約し、かつ回路素子数の低減と、素子と配線の占有面積（体積）のコンパクト化ができて、コストも低減できるという大きな効果がある。
　また、本実施形態の前記した方法と回路は、既存のスイッチング電源回路を変更すること無しに、簡単な回路素子を付加するだけで実現するという特徴がある。

　１０１　１次側整流回路
　１０２　１次側電解コンデンサ
　１０３　１次側整流平滑化回路
　１０４　トランス
　１０５　２次側電解コンデンサ
　１０６　２次側整流平滑化回路
　１０７　３次側整流平滑化回路
　１０８　スイッチング回路、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
　１０９　パルス幅制御回路（ＰＷＭ）
　１１０　出力誤差検出回路
　１２１、１２２、１２３、１２４、２３３、２３６　ダイオード
　１２５　ダイオード、２次側整流回路
　１２６　ダイオード、３次側整流回路
　１２７　平滑コンデンサ
　１３１　抵抗（Ｒ１）
　１３２　抵抗（Ｒ２）
　１３３、１６０、１６１、１６２、２３２、２３４、２３７、２４２、２４５、２４７　抵抗
　１３４　シャントレギュレータ
　１３５　シャントレギュレータＲＥＦ端子
　１３７　フォトカプラ
　１３８　発光ダイオード
　１３９　フォトトランジスタ
　１４１、１４２　交流電源端子
　１４３、１４４　２次側直流出力端子
　１４５　１次側アース
　１４６　２次側アース
　１４７　１次側直流端子
　１５１　パルス幅制御回路の出力端子
　１５２　３次側整流平滑化回路の出力端子
　１５４　制御用の入力端子
　１７１　リプル電圧検知制御回路
　１７２　リプル電圧検知制御回路の第１端子（入力端子）
　１７３　リプル電圧検知制御回路の第２端子（出力端子）
　１７４　検知信号端子
　２１０、２１１、２１２、２１３、２１４　リプル電圧検知部
　２２０、２２１、２２２　停止制御部
　２３１、２３５、２４３　コンデンサ
　２４１　サイリスタ
　２４４　ＰＮＰバイポーラトランジスタ
　２４６　ＮＰＮバイポーラトランジスタ
　４３３　温度ヒューズ
　５３３　ポジスタ
　Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ　接続点
　Ａ１　交流電圧、入力電圧
　Ｅ２　２次側直流出力電圧
　Ｎ１　１次巻線、１次巻線数
　Ｎ２　２次巻線、２次巻線数
　Ｎ３　３次巻線、３次巻線数

Claims

　電解コンデンサの劣化にともなうスイッチング電源装置の破損を未然に防止する保護機能付きスイッチング電源回路であって、
　１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有するトランスと、
　交流電力を直流電力に変換する１次側整流回路と、
　前記１次側整流回路の直流電力を平滑化する１次側電解コンデンサと、
　前記トランスの２次巻線が出力する交流電力を直流電力に変換する２次側整流回路と、
　前記２次側整流回路が出力する直流電力を平滑化する２次側電解コンデンサと、
　前記トランスの３次巻線の出力する交流電力を直流電力に変換して平滑化する３次側整流平滑化回路と、
　前記１次側電解コンデンサの電圧を入力する前記トランスの１次巻線の開閉を繰り返すスイッチング回路と、
　前記スイッチング回路の開閉を制御する駆動信号のパルス幅を制御するパルス幅制御回路と、
　前記２次側整流回路と前記２次側電解コンデンサとによって出力される２次側直流出力電圧と所定の基準電圧との偏差を検出して前記パルス幅制御回路を制御する出力誤差検出回路と、
　前記２次側直流出力電圧のリプル電圧成分を抽出し当該リプル電圧成分が所定の電圧を超えると前記出力誤差検出回路を停止制御するリプル電圧検知制御回路と、
　を備え、
　前記リプル電圧検知制御回路の停止制御信号で前記出力誤差検出回路の出力を停止して前記パルス幅制御回路から前記スイッチング回路への駆動信号の供給が停止されることによりスイッチング電源回路の動作を止めることを特徴とする保護機能付きスイッチング電源回路。
　前記リプル電圧検知制御回路は、
　前記２次側直流出力電圧のリプル電圧成分を抽出するリプル電圧検知部と、
　当該リプル電圧検知部からの検知信号が所定の電圧を超すと前記出力誤差検出回路を停止制御する前記停止制御信号を出力する停止制御部と、
　を備えたことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の保護機能付きスイッチング電源回路。
　前記リプル電圧検知部は、コンデンサ素子を備えたことを特徴とする請求の範囲第２項に記載の保護機能付きスイッチング電源回路。
　前記リプル電圧検知部は、ダイオード素子を備えたことを特徴とする請求の範囲第２項に記載の保護機能付きスイッチング電源回路。
　前記リプル電圧検知部は、前記コンデンサ素子と抵抗素子と前記ダイオード素子との直列回路を備えたことを特徴とする請求の範囲第２項乃至第４項のいずれか一項に記載の保護機能付きスイッチング電源回路。
　前記停止制御部は、抵抗素子と、当該抵抗素子の一端をゲートに接続されたサイリスタとを備えたことを特徴とする請求の範囲第２項乃至第４項のいずれか一項に記載の保護機能付きスイッチング電源回路。
　電解コンデンサの劣化にともなうスイッチング電源装置の破損を未然に防止する保護機能付きスイッチング電源回路であって、
　１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有するトランスと、
　交流電力を直流電力に変換する１次側整流回路と、
　前記１次側整流回路の直流電力を平滑化する１次側電解コンデンサと、
　前記トランスの２次巻線が出力する交流電力を直流電力に変換する２次側整流回路と、
　前記２次側整流回路が出力する直流電力を平滑化する２次側電解コンデンサと、
　前記トランスの３次巻線の出力する交流電力を直流電力に変換して平滑化する３次側整流平滑化回路と、
　前記１次側電解コンデンサの電圧を入力する前記トランスの１次巻線の開閉を繰り返すスイッチング回路と、
　前記スイッチング回路の開閉を制御する駆動信号のパルス幅を制御するパルス幅制御回路と、
　前記２次側整流回路と前記２次側電解コンデンサとによって出力される２次側直流出力電圧と所定の基準電圧との偏差を検出して前記パルス幅制御回路を制御するとともに、温度ヒューズを有する出力誤差検出回路と、
　を備え、
　前記温度ヒューズは、前記２次側電解コンデンサの近傍に配置され、該２次側電解コンデンサの発熱によって温度上昇して所定の温度に達すると溶断し、前記出力誤差検出回路の出力を停止して前記パルス幅制御回路から前記スイッチング回路への駆動信号の供給が停止されることによりスイッチング電源回路の動作を止めることを特徴とする保護機能付きスイッチング電源回路。
　電解コンデンサの劣化にともなうスイッチング電源装置の破損を未然に防止する保護機能付きスイッチング電源回路であって、
　１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有するトランスと、
　交流電力を直流電力に変換する１次側整流回路と、
　前記１次側整流回路の直流電力を平滑化する１次側電解コンデンサと、
　前記トランスの２次巻線が出力する交流電力を直流電力に変換する２次側整流回路と、
　前記２次側整流回路が出力する直流電力を平滑化する２次側電解コンデンサと、
　前記トランスの３次巻線の出力する交流電力を直流電力に変換して平滑化する３次側整流平滑化回路と、
　前記１次側電解コンデンサの電圧を入力する前記トランスの１次巻線の開閉を繰り返すスイッチング回路と、
　前記スイッチング回路の開閉を制御する駆動信号のパルス幅を制御するパルス幅制御回路と、
　前記２次側整流回路と前記２次側電解コンデンサとによって出力される２次側直流出力電圧と所定の基準電圧との偏差を検出して前記パルス幅制御回路を制御するとともに、ポジスタを有する出力誤差検出回路と、
　を備え、
　前記ポジスタは、前記２次側電解コンデンサの近傍に配置され、該２次側電解コンデンサの発熱によって温度上昇して所定の温度に達すると抵抗値が大きく上昇し、前記出力誤差検出回路の出力を停止して前記パルス幅制御回路から前記スイッチング回路への駆動信号の供給が停止されることによりスイッチング電源回路の動作を止めることを特徴とする保護機能付きスイッチング電源回路。