JP2011188580A - 電源装置及び電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な構成を用いてＲＣＣ方式電源装置の負荷応答特性を改善する。
【解決手段】本発明の電源装置は、１次巻線、補助巻線、２次巻線を有するトランス６０４と、トランス６０４の１次巻線に流れる電流を制御するＦＥＴ６０５と、トランス６０４の２次巻線に発生する出力電圧Ｖｏを基準電圧と比較し、その差に応じた電圧を出力するシャントレギュレータ６１８と、シャントレギュレータ６１８の出力電圧に応じた帰還電流を１次側に伝達するフォトカプラ６１３と、負荷電流を検出するトランジスタ１０５と、負荷電流に応じてフォトカプラ６１３に流れる帰還電流を増減させるトランジスタ１０２と、フォトカプラ６１３に流れる帰還電流と補助巻線Ｎｂのフライバック電圧によりＦＥＴ６０５のオン、オフを制御するトランジスタ６１２とを備える。
【選択図】図２

Description

本発明は電源装置、特にリンギング・チョーク・コンバータ方式（以下、「ＲＣＣ方式」と略す）に代表される自励発振方式の電源装置及び電子機器に関する。

一般に、直流電圧を出力する電源装置においては、負荷電流が急激に変化した際には電源の負荷応答特性により、出力電圧のオーバーシュートもしくはアンダーシュートが発生する。負荷応答特性を改善する手法としては、制御系のゲインを大きくする手法が有効である。しかし、ゲインを大きくし過ぎると出力電圧のノイズ等にも過敏に反応してしまい、安定性を損なってしまうという問題がある。そのため、従来は、電源の安定性と負荷応答特性の妥協点を探る形でゲインを決定しており、ある程度のオーバーシュートもしくはアンダーシュートは許容せざるを得なかった。

上記の負荷応答特性の問題に対し、例えば特許文献１では，ＰＷＭ制御のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、負荷電流を検出し、その電流値をフィードバックしてＰＷＭ制御におけるゲインを可変制御することにより、負荷応答特性を改善する手法が提案されている。

特開平６−２３３５３０号公報

しかしながら、特許文献１に示された手法の実現には上記の電流検出やゲイン可変の機能を実現するための制御装置が必要となる。一般的に簡単な回路で構成する電源であるＲＣＣ方式の電源装置にこのような制御装置を適用することは回路構成を複雑化することになり、ＲＣＣ方式のメリットが得られにくくなる。しかし、ＲＣＣ方式の電源装置においても、負荷応答特性改善は電源装置の供給する電力の安定性とノイズ耐性の点で必要である。

本発明は上記のような問題に鑑みてなされたものであり、簡易な回路の追加によりＲＣＣ方式電源装置の負荷応答特性を改善することを目的とする。

前記課題を解決するため、本発明では、電源装置を次のとおりに構成する。

１次巻線と補助巻線と２次巻線を有するトランスと、商用交流電源からの交流電圧を平滑及び整流した直流電圧を前記トランスの１次巻線に供給する第１の平滑整流手段と、前記トランスの１次巻線に流れる電流を制御する巻線電流制御手段と、前記トランスの２次巻線に発生する電圧を平滑及び整流する第２の平滑整流手段と、前記第２の平滑整流手段の出力電圧を基準電圧と比較し、前記出力電圧と前記基準電圧との差に応じた電圧を出力する誤差検出手段と、前記誤差検出手段からの出力電圧に応じた帰還電流を前記トランスの１次側に伝達する伝達手段と、前記トランスの２次側の負荷電流を検出し、前記負荷電流に応じて前記伝達手段によって前記トランスの１次側に伝達される前記帰還電流を増減させる電流検出手段と、前記帰還電流と前記トランスの補助巻線からの帰還電圧に応じて前記巻線電流制御手段のオン、オフを制御する制御手段と、を備え、前記電流検出手段によって検出された前記負荷電流に応じて、前記第２の平滑整流手段の出力電圧を制御する電源装置。

本発明によれば、簡易な回路追加により、出力電圧の変動が大きくなる前に負荷電流の値を検出して電力の供給量を調整することが可能となるため、ＲＣＣ方式電源装置の負荷応答特性を改善することができる。

実施例１の画像形成装置の概略構成を示した図 実施例１の画像形成装置の電源装置関係の回路図 実施例１の回路、及び一般的なＲＣＣ方式の電源装置の回路による出力電圧、Ｉｃ、Ｉｏの概略波形図 実施例２の画像形成装置の電源装置関係の回路図 実施例１，２の回路におけるＩｏと抵抗１０１を流れる電流との関係を示した図 一般的なＲＣＣ方式の電源装置の回路図

まず、ＲＣＣ方式の電源における負荷応答特性改善の必要性について、回路例を用いて説明する。図６は、一般的なＲＣＣ方式の電源装置の一例を示す回路図である。以下、ＲＣＣ方式の電源の動作について説明する。

商用交流電源６０１は、ダイオードブリッジ６０２と平滑コンデンサ６０３によって整流される。商用交流電源６０１からの給電開始直後は、スイッチング用のＦＥＴ６０５はオフ状態であるが、商用交流電源６０１を整流し、生成された直流電圧が抵抗６０６、６０７で分圧され、ＦＥＴ６０５のゲート・ソース間に印加されるため、ＦＥＴ６０５がオンする。ＦＥＴ６０５がオンすると、トランス６０４の巻線Ｎｐに電圧が印加され、これによって巻線Ｎｂ、Ｎｓにも巻数比と極性に応じた電圧が発生する。

ＦＥＴ６０５がオン状態である間、抵抗６１０とフォトカプラ６１３のフォトトランジスタを通して流れる電流と、巻線Ｎｂに発生する電圧によって抵抗６０９を通して流れる電流によってコンデンサ６１１が充電される。コンデンサ６１１の電圧がトランジスタ６１２をオンさせるベース・エミッタ間電圧よりも大きくなり、トランジスタ６１２がオンすると、ＦＥＴ６０５のゲート・ソース間電圧は、商用交流電源６０１を整流した直流電圧を抵抗６０６、６０８で分圧した値になる。ここで、抵抗６０８の抵抗値は、抵抗６０６の抵抗値と比較して十分に小さく設定されているため、ＦＥＴ６０５はオフされる。なお、ＦＥＴ６０５がオン状態の間は、２次側のダイオード６１４が逆バイアスとなっているため、２次側の巻線Ｎｓには電流は流れない。

一方、ＦＥＴ６０５がオフすると、トランス６０４に逆起電力が発生するため、ダイオード６１４がオンし、ＦＥＴ６０５がオンの間にトランス６０４に蓄えられたエネルギーが２次側に放出される。トランス６０４がエネルギーを放出している間、ＦＥＴ６０５にはゲート・ソース間に逆バイアスがかかっているため、ＦＥＴ６０５がオンすることはない。エネルギーの放出が終わると、トランス６０４にＦＥＴ６０５をオンさせる電圧が発生するため、コンデンサ６１１が充電されるまで再びＦＥＴ６０５はオン状態となる。以上の動作を繰り返すことにより、トランスを介して２次側に電力が供給される。

続いて、定電圧制御について説明する。２次側の出力電圧Ｖｏは、抵抗６１６と抵抗６１７によって分圧されて、シャントレギュレータ６１８のＲＥＦ端子に入力されている。２次側の負荷が軽くなり、２次側の消費電力に対して電力の供給量が過剰になることによって２次側の出力電圧Ｖｏが上昇すると、シャントレギュレータ６１８のカソード端子（シャントレギュレータ６１８のＫ端子）の電圧が低下する。これにより、フォトカプラ６１３の発光ダイオードを流れる電流（以下、「Ｉｆ」と記す）が増加するため、フォトカプラ６１３のフォトトランジスタのコレクタ電流（以下、「Ｉｃ」と記す）が増加する。その結果、コンデンサ６１１の充電時間が短くなり、ＦＥＴ６０５のオン時間も短くなる。ＦＥＴ６０５のオン時間が短くなると、トランス６０４に蓄えられるエネルギーが減少するため、２次側への電力の供給量が減少する。

逆に、２次側の負荷が重くなり、２次側の消費電力に対して電力の供給量が足りなくなると、２次側の出力電圧Ｖｏが低下する。これにより、シャントレギュレータ６１８のカソード端子の電圧が上昇し、電流Ｉｆが減少するため、電流Ｉｃも減少し、その結果、コンデンサ６１１の充電時間が長くなることによって、ＦＥＴ６０５のオン時間も長くなり、２次側への電力の供給量を増大させる。このように、図６では、フォトカプラ６１３のフォトトランジスタのコレクタ電流Ｉｃを制御することによって定電圧制御を実現している。

また、図６において、抵抗６２１とコンデンサ６２０は位相補償回路を形成し、出力電圧Ｖｏの変動に対するシャントレギュレータ６１８のカソード電圧の応答速度を決定する。抵抗６１９は、シャントレギュレータ６１８のカソード電圧の変化に対する、フォトカプラ６１３の発光ダイオードを流れる電流Ｉｆの変化割合を決定する。さらに、フォトカプラ６１３の電流伝達比（以下、「ＣＴＲ」と略す）は、電流Ｉｆの変化に対する、フォトカプラ６１３のコレクタ電流Ｉｃの変化割合を決定する。以上より、図６における制御系のゲインは、抵抗６１９、コンデンサ６２０、抵抗６２１、及びフォトカプラ６１３のＣＴＲによって影響を受ける。

次に、図６において、負荷電流Ｉｏが急激に変化した際の回路動作について説明する。負荷電流Ｉｏが急激に増大した際には、前記したように、２次側の出力電圧Ｖｏが低下し、シャントレギュレータのカソード電流Ｉｋが減少し、電力の供給量を増大させて、２次側の出力電圧Ｖｏを一定に保とうとする。しかし、Ｉｋの減少量はＶｏの低下量に依存しており、Ｖｏがある程度低下してからでないと電力の供給量が十分とならないため、２次側の負荷が急激に増加した際には、２次側の出力電圧Ｖｏにアンダーシュートが発生してしまう。また、負荷電流Ｉｏが急激に減少した際も同様であり、シャントレギュレータのカソード電流Ｉｋの増加量が２次側の出力電圧Ｖｏの増加量に依存するため、Ｖｏにはオーバーシュートが発生する。図３（ｂ）は、図６の回路において、２次側の負荷が急激に変化した際の２次側の出力電圧Ｖｏ、Ｉｃ、Ｉｏの波形を示した概略図である。そして、図３（ｄ）、図３（ｆ）は、図６の回路において、それぞれ負荷が増加した場合、負荷が減少した場合の波形を拡大した概略図である。負荷電流Ｉｏの変化によって、２次側の出力電圧Ｖｏに大きなオーバーシュート、及びアンダーシュートが発生していることが確認できる。

次に、レーザビームプリンタ、複写機などにおいて、２次側の出力電圧Ｖｏに大きなオーバーシュート及びアンダーシュートが発生した場合の問題点について説明する。

プリンタなどの機器においては、待機状態とプリント中とでは、モータ駆動の有無などによって電源の負荷電流が大きく異なり、特に、プリント開始時にモータを起動させる際には、瞬間的に負荷電流が増大する。その際に出力電圧に大きなアンダーシュートが発生してしまうと、モータの起動時間が長くなる等の問題が発生し、最悪の場合には低電圧リセット機能によりＣＰＵがリセット動作に入ってしまうことがある。一方、プリントが終了し、モータが停止する際には、負荷電流が瞬間的に減少する。その際に出力電圧に大きなオーバーシュートが発生してしまうと、機器内で使用されている素子の定格電圧を超えてしまい、素子にダメージを与えてしまうなどの問題がある。

このように、負荷応答特性が十分でないと種々の問題が発生してしまう。また、一般に電源回路を構成する電子部品には、同一部品であっても個体差によるバラツキがあり、量産機器などでは、このバラツキも考慮する必要がある。図６の回路においては、制御系のゲインは、抵抗６１９、抵抗６２１、コンデンサ６２０及びフォトカプラ６１３の電流伝達比ＣＴＲによって決定されるが、これらの部品のバラツキが大きい場合、上記の問題が発生する可能性がある。例えば、フォトカプラとしてＣＴＲの小さいものが使用された場合、制御系のゲインが小さくなってしまうため、負荷急変時の出力電圧の変動が大きくなってしまう。しかし、ＣＴＲの低いものに合わせて他の抵抗値などを調整（例えば、抵抗６１９の抵抗値を小さくする等）してしまうと、ＣＴＲの大きなフォトカプラが使用された場合には、逆に制御系のゲインが大き過ぎてしまい、制御の安定性を損なう可能性がある。従来は、前述した部品のバラツキに対し、ＣＴＲを選別したフォトカプラを使用するなどして対応していた。

次に、上記問題点を解決するための実施例を詳しく説明する。

図１は、本発明の実施例として、本発明による電源装置を用いた電子機器の１例である画像形成装置の概略構成を示した図であり、ここでの画像形成装置は、レーザビームプリンタを示している。

レーザビームプリンタ本体２０１（以下、「本体２０１」と記す）は、記録紙Ｓを収納するカセット２０２を有し、カセット２０２から記録紙Ｓを繰り出す給紙ローラ２０５等が設けられている。また、カセット２０２には、カセット２０２内の記録紙Ｓの有無を検知するカセット有無センサ２０３や、カセット２０２の記録紙Ｓのサイズを検知するカセットサイズセンサ２０４（複数個のマイクロスイッチで構成される）が設けられている。

そして、給紙ローラ２０５の下流には、記録紙Ｓを同期搬送するレジストローラ対２０６が設けられている。また、レジストローラ対２０６の下流には、レーザスキャナ部２０７からのレーザ光に基づいて、記録紙Ｓ上にトナー像を形成する画像形成部２０８が設けられている。

また、前記レーザスキャナ部２０７は、レーザユニット２１３、ポリゴンモータ２１４、結像レンズ２１５、ミラー２１６等により構成されている。レーザユニット２１３は、後述する外部装置２３１から送出される画像信号（画像信号ＶＤＯ）に基づいて変調されたレーザ光を発光し、ポリゴンモータ２１４は、このレーザユニット２１３からのレーザ光を感光ドラム２１７上に走査する。

そして、画像形成部２０８は、公知の電子写真プロセスに必要な感光ドラム２１７、１次帯電ローラ２１９、現像器２２０、転写帯電ローラ２２１、クリーナ２２２等から構成されている。

さらに、画像形成部２０８の下流には、記録紙Ｓ上に形成されたトナー像を熱定着する定着器２０９が設けられている。定着器２０９は定着フィルム２０９ａ、加圧ローラ２０９ｂ、定着フィルム内部に設けられた発熱体を備えたセラミックヒータ２０９ｃ等から構成されている。

そして、定着器２０９の上流には給紙した紙を検知するトップセンサ２５０、定着器２０９の下流には排紙部の搬送状態を検知する排紙センサ２１０、記録紙Ｓを排紙する排紙ローラ２１１、記録紙Ｓを積載する積載トレイ２１２が設けられている。

また、メインモータ２２３は、給紙ローラ２０５には給紙ソレノイド２２４を介して、レジストローラ対２０６にはレジクラッチ２２５を介して、搬送ローラ対２４０には搬送クラッチ２４３を介して、それぞれに駆動力を与えている。さらに、メインモータ２２３は、感光ドラム２１７を含む画像形成部２０８内の各ユニット、定着器２０９、排紙ローラ２１１にも駆動力を与えている。

エンジンパワーユニット２２６には、電源回路、高圧回路、ＣＰＵ、及び周辺回路が実装されている。そして、エンジンパワーユニット２２６は、レーザスキャナ部２０７、画像形成部２０８内の高圧回路部の制御、定着器２０９による電子写真プロセスの制御、記録紙Ｓの搬送制御を行っている。

ビデオコントローラ２２７は、ＵＳＢ、ＬＡＮ等の汎用インタフェース２３０を介して、パーソナルコンピュータ等の外部装置２３１と接続されている。そして、ビデオコントローラ２２７は、汎用インタフェース２３０から受信した画像情報をビットデータに展開し、そのビットデータをＶＤＯ信号として、エンジンパワーユニット２２６へ送出する。

続いて、本実施例における画像形成装置の電源装置関係の回路図を図２に示す。図２においては、商用交流電源６０１から供給された交流電力は、ＲＣＣ電源によって所望の電圧に制御されて、各負荷に電力が供給される。定着ヒータ１０８には、商用交流電源６０１が直接、接続されており、ＣＰＵ１１０が定着ヒータ制御回路１０９を介して定着ヒータ１０８に供給される電力の制御を行うことにより、定着ヒータ１０８は所望の温度に制御される。また、ＣＰＵ１１０は画像形成装置全体の制御も司っており、スタンバイやプリントなど画像形成装置の動作モードに応じて、負荷制御回路１１１を介して各負荷への電力供給の有無などを決定する。

図２においては、前述した図６と同じ機能である回路素子には同一符号を付与している。図２の回路を構成する主要な回路素子、及びその動作について、以下に簡単に説明する。

商用交流電源６０１の交流電圧は、ダイオードブリッジ６０２と平滑コンデンサ６０３によって直流電圧に平滑、整流される（第１の平滑整流手段）。商用交流電源６０１を整流して生成された直流電圧が、ＦＥＴ６０５（巻線電流制御手段）のゲート・ソース間に印加され、ＦＥＴ６０５がオンする。トランス６０４の１次巻線Ｎｐの一端と直流電圧の高電位側とが接続され、トランス６０４の１次巻線Ｎｐの他端と直流電圧の低電位側との間に接続されたＦＥＴ６０５がオンすると、１次巻線Ｎｐへ電流が導通する。これによって、トランス６０４の１次巻線Ｎｐに電圧が印加され、補助巻線Ｎｂ、２次巻線Ｎｓにも、巻数比と極性に応じた電圧が発生する。

ＦＥＴ６０５がオン状態である間、トランジスタ６１２の制御端子に接続されたＲＣ時定数回路に電流が流入し、時定数回路の容量成分であるコンデンサ６１１が充電される。流入する電流は、抵抗６１０とフォトカプラ６１３のフォトトランジスタを通して流れる電流と、補助巻線Ｎｂに発生するフライバック電圧（帰還電圧）によって抵抗６０９を通して流れる電流である。コンデンサ６１１の充電電圧が大きくなり、トランジスタ６１２の制御端子にトランジスタ６１２がオンするベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ以上の電圧が印加されると、トランジスタ６１２（制御手段）がオンする。トランジスタ６１２がオンすると、ＦＥＴ６０５はオフされ、１次巻線Ｎｐへの電流が遮断される。

ＦＥＴ６０５がオン状態の間は、２次側のダイオード６１４が逆バイアスとなっているため、２次巻線Ｎｓには電流は流れない。ところが、ＦＥＴ６０５がオフすると、トランス６０４に逆起電力が発生するため、ダイオード６１４がオンし、コンデンサ６１５により平滑され（第２の平滑整流手段）、ＦＥＴ６０５がオンの期間にトランス６０４に蓄えられたエネルギーが２次側に放出される。トランス６０４がエネルギーを放出している間、ＦＥＴ６０５にはゲート・ソース間に逆バイアスがかかっているため、ＦＥＴ６０５がオンすることはない。エネルギーの放出が終わると、トランス６０４にＦＥＴ６０５をオンさせる電圧が発生するため、コンデンサ６１１が充電され、トランジスタ６１２がオンするまでは、ＦＥＴ６０５はオン状態となる。

２次側の出力電圧Ｖｏは、抵抗６１６と抵抗６１７によって分圧されて、シャントレギュレータ６１８（誤差検出手段）のＲＥＦ端子に入力されている。２次側の負荷が軽くなり、２次側の消費電力に対して電力の供給量が過剰になることによって２次側の出力電圧Ｖｏが上昇すると、シャントレギュレータ６１８のカソード端子の電圧が低下する。これにより、フォトカプラ６１３（伝達手段）の２次側部分である発光ダイオードを流れる電流Ｉｆが増加するため、フォトカプラ６１３の１次側部分であるフォトトランジスタのコレクタ電流Ｉｃ（帰還電流）が増加する。その結果、コンデンサ６１１の充電時間が短くなり、ＦＥＴ６０５のオン時間も短くなる。ＦＥＴ６０５のオン時間が短くなると、トランス６０４に蓄えられるエネルギーが減少するため、２次側への電力の供給量が減少する。

逆に、２次側の負荷が重くなり、２次側の消費電力に対して電力の供給量が足りなくなると、２次側の出力電圧Ｖｏが低下する。これにより、シャントレギュレータ６１８のカソード端子の電圧が上昇し、電流Ｉｆが減少するため、電流Ｉｃも減少し、その結果、コンデンサ６１１の充電時間が長くなることによって、ＦＥＴ６０５のオン時間も長くなり、２次側への電力の供給量が増大される。

本実施例の図２と図６との違いは、抵抗１０１、１０３、１０４、１０６、１０７、及び、トランジスタ１０２，１０５（電流検出手段）を追加した点である。抵抗１０３及び抵抗１０４の抵抗値は、トランジスタ１０５（第１のスイッチング素子）がオフである時はトランジスタ１０２（第２のスイッチング素子）をオンさせることができる電圧に、出力電圧を分圧するように設定されている。また、トランジスタ１０５が、負荷の軽い画像形成装置のスタンバイ状態ではオフし、負荷の重いプリント状態においては、負荷に直列接続された抵抗１０７の両端に発生する電圧によってオンするように、抵抗１０７の抵抗値は設定されている。

次に、画像形成装置の動作モードの変更により、２次側の負荷が急激に変化した際の本実施例における回路動作について詳細に説明する。

図２において、画像形成装置がスタンバイ状態の時には、前述したように、トランジスタ１０５はオフし、トランジスタ１０２がオンしている。そのため、フォトカプラのＩｆは、抵抗６１９を通してシャントレギュレータ６１８のカソードに流れ込む電流と、抵抗１０１及びトランジスタ１０２を通してグラウンドに流れ込む電流の和となる。

一方、ユーザーからプリントジョブが投入され、画像形成装置がスタンバイ状態からプリント状態へ移行する際には、記録紙の搬送等のためにモータが駆動されるため、負荷電流が急激に増加する。その結果、抵抗１０７の両端に発生する電圧によってトランジスタ１０５がオンし、トランジスタ１０２はオフする。これにより、抵抗１０１及びトランジスタ１０２には電流が流れなくなり、フォトカプラのＩｆはシャントレギュレータ６１８のカソードに流れ込む電流のみに減少する。フォトカプラのＩｆが減少すると、フォトカプラのＩｃも減少するため、トランス６０４の２次側への電力の供給量が増大することになる。

このように、図２に示す回路では、従来のように出力電圧が低下してから電力の供給を増加するのではなく、負荷電流の増大を検出次第、出力電圧が低下する前に電力の供給量を増加させることが可能となるため、出力電圧の低下を抑制することができる。

また、プリントが終了し、画像形成装置がプリント状態からスタンバイ状態へ移行する際には、モータの停止などに伴い、負荷電流は急激に減少する。図２において、負荷電流が減少すると、抵抗１０７の両端に発生する電圧が低下することによりトランジスタ１０５がオフし、逆にトランジスタ１０２がオンする。その結果、フォトカプラのＩｆは、抵抗６１９を通してシャントレギュレータ６１８のカソードに流れ込む電流に加えて、抵抗１０１を通してトランジスタ１０２に流れる電流分が増加する。フォトカプラのＩｆが増加すると、フォトカプラのＩｃも増加するため、トランス６０４の２次側への電力の供給量が減少する。

このように、図２に示す回路では、負荷電流の減少を検出すると、出力電圧が上昇する前に電力の供給量を減少させるため、出力電圧の上昇を抑制することができる。

図２の回路を実際に作成し、２次側の負荷が急激に変化した際の出力電圧Ｖｏ、フォトカプラのＩｃ、負荷電流Ｉｏの概略波形を示した図が図３（ａ）である。そして、図３（ｃ）、図３（ｅ）は、図２の回路において、それぞれ負荷が増加した場合、負荷が減少した場合の波形を拡大した概略図である。また、図３（ｂ），（ｄ），（ｆ）は、前述したように一般的なＲＣＣ方式の電源装置である図６の回路を使用した場合の概略波形図である。本実施例の回路では、負荷電流を検出してＩｆを変化させるため、図６の回路と比べて負荷の変化に対するＩｃの応答が早くなっており、出力電圧のオーバーシュート及びアンダーシュートの抑制ができていることが確認できる。

以上説明したように、本発明によれば、画像形成装置の動作モード変化に起因した負荷変動による出力電圧の変動を抑制することが可能となる。これにより、出力電圧の過大なオーバーシュートによって素子がダメージを受けたり、過大なアンダーシュートによってＣＰＵに低電圧リセットがかかる等による画像形成装置の誤動作を防止することができる。

また、抵抗１０１の抵抗値を調整することにより、通常動作時の制御系のゲインへの影響を抑えながら、負荷急変時の応答特性を向上させることができる。これにより、従来と比較して、より広範囲なＣＴＲのフォトカプラの使用が可能となり、前述した部品のバラツキを抑えるために、ＣＴＲによってフォトカプラを選別するなどの負担を軽減することができる。

実施例１においては、２次側の負荷電流を検出する回路は、トランジスタ１０２，１０５（電流検出手段）により構成されていた。本実施例は同じ機能をコンパレータにより実現すると共に、負荷電流Ｉｏが過大になった場合にも、トランスの２次側への電力供給量を制御することができる。

図４に、本実施例における画像形成装置の電源装置関連の回路図を示す。図４は、実施例１で示した図２に対し、トランジスタ１０２、１０５、及び抵抗１０３、１０４、１０６を削除し、代わりにコンパレータ４０１、ダイオード４０２、４０３、抵抗４０４〜４０７を追加した回路構成となっている。

図４の回路動作について、詳細に説明する。図４において、画像形成装置の動作モードがスタンバイ状態では、ダイオード４０２がオン、ダイオード４０３がオフすることによって、コンパレータ４０１の反転入力端子の電位が非反転入力端子より高くなるように、抵抗４０４〜４０７の値は設定されている。そのため、画像形成装置の動作モードがスタンバイ状態の時には、コンパレータ４０１の出力はＬＯＷとなる。その結果、フォトカプラの発光ダイオードを流れる電流Ｉｆは、抵抗６１９を通してシャントレギュレータ６１８のカソードに流れ込む電流と、抵抗１０１を通してコンパレータ４０１に流れ込む電流の和となる。

一方、画像形成装置の動作モードがプリント状態の時には、抵抗４０６、４０７は、抵抗１０７の両端に発生する電圧によって、ダイオード４０３がオンするような抵抗値に設定されている。また、抵抗４０４、４０５については、画像形成装置がプリント状態においても、ダイオード４０２がオンとなるような抵抗値が設定されている。そのため、画像形成装置の動作モードがプリント状態の時には、コンパレータ４０１の反転入力端子の電位は非反転入力端子の電位よりも低くなり、コンパレータ４０１の出力がＨＩＧＨとなる。その結果、フォトカプラのＩｆは、抵抗６１９を通してシャントレギュレータ６１８のカソードに流れ込む電流のみとなる。

以上の回路動作により、図４の回路においても、実施例１と同様に、画像形成装置の動作モード変化に起因する負荷急変による出力電圧の変動を抑制することが可能である。

続いて、負荷側でショート故障が生じるなどして、負荷電流Ｉｏが過大となった場合について考えてみる。図６に示した従来の回路においては、負荷電流Ｉｏが過大となった時には、電源は最大オン時間でスイッチングを行うため、その状態が継続すると、トランス６０４やスイッチング用のＦＥＴ６０５の温度が上昇してしまう。そのため、別途、過電流保護回路を設ける、トランスをサイズアップする、ＦＥＴに放熱板を追加するなどの対策を行う必要がある。

次に、図４の回路において、負荷電流Ｉｏが過大となった場合の回路動作について説明する。図４の回路において、負荷電流Ｉｏが過大となると、抵抗１０７の両端に発生する電圧が、出力電圧を抵抗４０４、４０５で分圧した値よりも大きくなり、ダイオード４０２はオフとなる。その結果、コンパレータ４０１の反転入力端子の電位が非反転入力端子の電位よりも高くなり、コンパレータの出力はＬＯＷとなる。

図５は、図２及び図４の回路における負荷電流Ｉｏと抵抗１０１を流れる電流の関係を表わした図である。図５において、横軸は負荷電流Ｉｏの電流値、縦軸は抵抗１０１を流れる電流値（図５では、「ＩＲ１０１」と記す）を示しており、縦軸に示した式中のＶｆは、フォトカプラ６１３の発光ダイオードの順方向降下電圧を示す。

前述したように、図２の回路において、負荷電流Ｉｏによって抵抗１０７の両端に発生する電圧が、トランジスタ１０５がオンするベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ以上となると、トランジスタ１０５はオンし、その結果、トランジスタ１０２がオフする。トランジスタ１０２がオフすることにより、抵抗１０１を流れる電流は遮断され、負荷電流Ｉｏがさらに増加しても、ＩＲ１０１は遮断されたままとなる。

図２の回路における負荷電流Ｉｏと抵抗１０１に流れる電流の関係を示したのが図５（ａ）である。抵抗１０１には、トランジスタ１０５をオンさせる電圧が発生するまでは、一定の電流が流れている。ところが、抵抗１０７の両端にトランジスタ１０５をオンさせる電圧を発生させる電流値（第１の閾値）以上の負荷電流Ｉｏが流れた場合には、抵抗１０１には電流が流れなくなる。すなわち、負荷電流Ｉｏが第１の閾値よりも小さければ、抵抗１０１には一定の電流が流れているが、第１の閾値以上になると、抵抗１０１には電流が流れなくなる。

続いて、図４に示した回路において、負荷電流Ｉｏが変化した時の抵抗１０１に流れる電流について説明する。画像形成装置の動作モードがスタンバイ状態のような負荷電流Ｉｏが小さい場合では、前述したように、ダイオード４０２がオン、ダイオード４０３がオフするので、コンパレータ４０１の反転入力端子の電位が非反転入力端子より高くなる。その結果、コンパレータ４０１の出力はＬＯＷとなり、抵抗１０１には、一定の電流が流れる。

そして、抵抗１０７の両端に発生する電圧が、抵抗４０６、４０７によって分圧された電圧以上となる電流値（第２の閾値）を持つ負荷電流Ｉｏが流れると、ダイオード４０３がオンする。これにより、コンパレータ４０１の反転入力端子の電位が非反転入力端子の電位よりも低くなり、コンパレータ４０１の出力がＨＩＧＨとなって、抵抗１０１に流れる電流が遮断される。

さらに、負荷電流Ｉｏが増加し、負荷電流Ｉｏによって抵抗１０７の両端に発生する電圧が、抵抗４０４、４０５によって分圧された電圧を超えるような電流値（第３の閾値）になると、ダイオード４０２がオフする。これにより、コンパレータ４０１の反転入力端子の電位が非反転入力端子の電位より高くなり、コンパレータ４０１の出力はＬＯＷとなり、再び、抵抗１０１には一定の電流が流れる。これにより、図４の回路においては、負荷電流Ｉｏが過大になった時には、抵抗１０１を流れる電流を増加させることによって、フォトカプラのＩｃを増加させ、ＦＥＴ６０５のオン時間を抑制することが可能となる。

図４の回路における負荷電流Ｉｏと抵抗１０１に流れる電流の関係を示したのが図５（ｂ）である。負荷電流Ｉｏが第２の閾値よりも小さければ、抵抗１０１には一定の電流が流れているが、第２の閾値以上で、かつ第３の閾値以下になると、抵抗１０１には電流が流れなくなる。そして、負荷電流Ｉｏが第３の閾値を超えると、抵抗１０１には再度一定の電流が流れることになる。

以上説明したように、本発明によれば、画像形成装置の動作モード変化に起因する負荷急変が生じた時に、負荷電流を検出してＩｆを増減させることで出力電圧の変動を抑制することができる。さらに、本発明によれば、負荷側のショート故障などによってＩｏが過大となった時にも、フォトカプラのＩｆを増加させる。これにより、トランスの２次側への電力の供給量を減少させ、トランスやスイッチング用のＦＥＴなどに過大な電流が流れて、温度が過度に上昇してしまうことを防止することができる。

なお、本実施例の図４において、電源の基準電圧と出力電圧を比較する手段としてシャントレギュレータを使用しているが、ツェナーダイオードとオペアンプを組み合わせて用いることも可能である。

１０７ 負荷電流検出抵抗
４０１ コンパレータ（電流検出手段）
６０４ トランス
６０５ スイッチング素子（巻線電流制御手段）
６１３ フォトカプラ（伝達手段）
６１８ シャントレギュレータ（誤差検出手段）

Claims (7)

1. １次巻線と補助巻線と２次巻線を有するトランスと、
   商用交流電源からの交流電圧を平滑及び整流した直流電圧を前記トランスの１次巻線に供給する第１の平滑整流手段と、
   前記トランスの１次巻線に流れる電流を制御する巻線電流制御手段と、
   前記トランスの２次巻線に発生する電圧を平滑及び整流する第２の平滑整流手段と、
   前記第２の平滑整流手段の出力電圧を基準電圧と比較し、前記出力電圧と前記基準電圧との差に応じた電圧を出力する誤差検出手段と、
   前記誤差検出手段からの出力電圧に応じた帰還電流を前記トランスの１次側に伝達する伝達手段と、
   前記トランスの２次側の負荷電流を検出し、前記負荷電流に応じて、前記伝達手段によって前記トランスの１次側に伝達される前記帰還電流を増減させる電流検出手段と、
   前記帰還電流と前記トランスの補助巻線からの帰還電圧に応じて前記巻線電流制御手段のオン、オフを制御する制御手段と、
   を備え、
   前記電流検出手段によって検出された前記負荷電流に応じて、前記第２の平滑整流手段の出力電圧を制御することを特徴とする電源装置。
2. 前記電流検出手段は、前記負荷電流により前記トランスの２次側に接続される負荷に直列接続された抵抗の両端に発生した電圧によりオン、オフする第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子がオンの時にはオフし、オフの時にはオンする第２のスイッチング素子を有し、
   前記負荷電流が第１の閾値よりも小さい場合には、前記第１のスイッチング素子はオフし、前記第２のスイッチング素子がオンすることにより、前記帰還電流を増加させ、
   前記負荷電流が第１の閾値以上の場合には、前記第１のスイッチング素子はオンし、前記第２のスイッチング素子がオフすることにより、前記帰還電流を減少させることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記電流検出手段はコンパレータを有し、
   前記負荷電流が第２の閾値よりも小さい、又は第３の閾値よりも大きい場合には、前記コンパレータの出力により前記帰還電流を増加させ、
   前記負荷電流が第２の閾値以上で、かつ第３の閾値以下である場合には、前記コンパレータの出力により前記帰還電流を減少させることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
4. 前記巻線電流制御手段はスイッチング素子であり、前記伝達手段は前記トランスの１次側がフォトトランジスタ、前記トランスの２次側は発光ダイオードで構成されたフォトカプラであり、前記誤差検出手段はシャントレギュレータであり、前記第１の平滑整流手段はダイオードブリッジとコンデンサで構成され、前記第２の平滑整流手段はダイオードとコンデンサで構成されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電源装置。
5. 前記帰還電流は、前記伝達手段であるフォトカプラの前記フォトトランジスタを流れる電流であり、前記帰還電圧は、前記トランスの補助巻線に発生したフライバック電圧であることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 前記制御手段は、オンの時には前記巻線電流制御手段をオフし、オフの時には前記巻線電流制御手段をオンするスイッチング素子であり、前記スイッチング素子のオン時間は、前記スイッチング素子の制御端子に接続され、前記トランスの補助巻線に発生したフライバック電圧により発生する電流と前記フォトトランジスタに流れる電流とが流入する時定数回路の容量成分によって制御されることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
7. 請求項１ないし６のいずれか１項に記載の電源装置を備えたことを特徴とする電子機器。

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