WO2012108079A1 - 電動パワーステアリング装置の制御装置 - Google Patents

電動パワーステアリング装置の制御装置 Download PDF

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譲 星
中村　文俊
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    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
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    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
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    • H—ELECTRICITY
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    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/50—Reduction of harmonics

Definitions

  • the present invention relates to a control device for an electric power steering device in which a steering assist force by a brushless DC motor is applied to a steering system of a vehicle, and in particular, by converting each phase characteristic of the motor and the control device into a desired characteristic,
  • the present invention relates to a control device for an electric power steering apparatus that improves ripple accuracy such as speed and speed, does not generate abnormal noise, and does not feel strange in steering.
  • An electric power steering device for energizing a vehicle steering device with an auxiliary load by a rotational force of a motor energizes an auxiliary load to a steering shaft or a rack shaft by a transmission mechanism such as a gear or a belt via a speed reducer. It is supposed to be.
  • Such a control device for a conventional electric power steering apparatus performs feedback control of motor current in order to accurately generate assist torque (steering assist torque).
  • the motor applied voltage is adjusted so that the difference between the current control value and the detected motor current is small.
  • the adjustment of the motor applied voltage is generally performed by a PWM (pulse width modulation) control duty. This is done by adjusting the tee ratio.
  • the column shaft 2 of the handle 1 is connected to a tie rod 6 of a steered wheel via a reduction gear 3, universal joints 4 A and 4 B and a pinion rack mechanism 5. Is bound to.
  • the column shaft 2 is provided with a torque sensor 10 that detects the steering torque of the handle 1, and a motor (brushless DC motor) 20 that assists the steering force of the handle 1 is coupled to the column shaft 2 via the reduction gear 3.
  • a control device (ECU) 30 that controls the electric power steering device is supplied with electric power from the battery 14 and also receives an ignition key signal via the ignition key 11.
  • the control device 30 calculates the steering assist torque command value Tref of the assist command based on the steering torque T detected by the torque sensor 10 and the vehicle speed V detected by the vehicle speed sensor 12, and the calculated steering assist torque command
  • the current I supplied to the motor 20 is controlled based on the value Tref.
  • the vehicle speed V can also be obtained from the CAN communication network of the vehicle.
  • the control device 30 is mainly composed of a CPU, and FIG. 2 shows general functions executed by a program inside the CPU (or MCU, MPU, etc.).
  • FIG. 2 shows the case of the vector control method in which current control is performed with the d-axis current command value Id and the q-axis current command value Iq.
  • a rotation sensor (resolver, hall sensor, etc.) 21 for detecting the rotation position ⁇ is connected to the motor 20, and the rotation position ⁇ from the rotation sensor 21 is input to the rotation speed calculation unit 22.
  • the rotational speed ⁇ is calculated.
  • the steering torque T, the vehicle speed V, and the rotational speed ⁇ are input to the steering assist torque command value calculation unit 31 to calculate the steering assist torque command value Tref, and the current command value calculation unit 32 calculates the steering assist torque command value Tref, the rotational position ⁇ .
  • the d-axis current command value Id and the q-axis current command value Iq are calculated based on the rotation speed ⁇ .
  • the d-axis current command value Id and the q-axis current command value Iq are input to each phase current command value calculation unit 33 together with the rotational position ⁇ , and the calculated phase current command values Iaref, Ibref, Icref are subtracted for feedback, respectively. Input to the units 34a, 34b, 34c.
  • the phase currents ia, ib, ic of the motor 20 detected by the current detectors 38a, 38b, 38c are fed back to the subtraction units 34a, 34b, 34c, and the deviations obtained by the subtraction units 34a, 34b, 34c are fed back.
  • the three-phase resistance values (resistance (R) and inductance (L)) between the brushless DC motor 20 and the control device 30 are not the same and are different from each other.
  • FIG. 4 there is a problem that torque ripples occur because the maximum amplitude values of the currents ia, ib, and ic flowing in the three phases are not the same. That is, in the example of FIG. 3, with respect to the peak value of the phase current ib, the gap Pa is generated in the phase current ia and the gap Pc is generated in the phase current ic.
  • the variation in the current value of each phase of the motor may be a variation element such as the inverter circuit 37, the substrate, and the wiring resistance in the control device 30 in addition to the variation in the characteristics of the motor alone.
  • a motor resistance signal calculation unit is provided with a phase resistance correction calculation unit, and each phase resistance correction calculation unit is measured in advance.
  • the resistance values Ru, Rv, Rw and the reference resistance value R are stored. Based on these stored values, the voltage drop term that varies depending on the rotation angle of the motor in the voltage equation of the d / q coordinate system is canceled.
  • the correction component ⁇ d, ⁇ q is calculated, and the motor control signal generator superimposes each of the correction components ⁇ d, ⁇ q on the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq *, thereby reducing the resistance between the phases.
  • the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * are corrected so as to suppress the occurrence of torque ripple due to the difference in value.
  • the three-phase voltage correction unit is based on the command currents i d * , i q * on the dq axis and the current value i a detected by the current sensor.
  • the three-phase armature winding resistances R u , R v , R w or the winding resistance ratios Gu , G v , G w are calculated, and the three-phase winding resistances are calculated based on the calculated resistance values or ratios.
  • Patent Documents 1 and 2 are intended to make the maximum amplitude values of the three-phase currents coincide with each other, and each phase characteristic (each phase inductance Lx, each phase resistance Rx) of the motor and the control device that are determined in production. Cannot be adjusted arbitrarily, and the desired dynamic characteristic (transient response) cannot be obtained.
  • the present invention has been made under the circumstances as described above, and the object of the present invention is to cancel each phase characteristic of the motor and the control device and convert it to a desired characteristic, and to make the torque and torque by matching each phase characteristic. It is an object of the present invention to provide a control device for an electric power steering apparatus that improves ripple accuracy such as speed, does not generate abnormal noise, and does not feel strange in steering.
  • the present invention calculates a steering torque assist command value based on the steering torque generated on the steering shaft and the vehicle speed, calculates each phase current command value from the steering torque assist command value,
  • the present invention relates to a control device for an electric power steering apparatus configured to control the motor that applies a steering assist force to a steering mechanism based on a current control value calculated from each phase current value.
  • a filter having a characteristic that cancels each phase characteristic of the control device is arranged in each path so that the phase characteristics of the motor and the control device coincide with each other and each phase of each phase of the motor and the control device This is achieved by making the characteristic a desired characteristic.
  • the object of the present invention is to make the desired characteristic coincide with any one of the respective phase characteristics, omit one arrangement of the filter, or any of the respective phase characteristics.
  • the two are matched, and the filter is disposed only in the remaining phase, or the control of the motor is a vector control system, and a rotation sensor is connected to the motor.
  • the characteristics (Lx, Rx) of each phase of the motor and the control device are offset, and a filter having the desired characteristics (Lh, Rh) is provided in each path of the voltage command unit or current control unit.
  • the phase characteristics of the control device can be converted into desired characteristics (Lh, Rh), and the phase characteristics can be matched. Therefore, it is possible to improve the accuracy of ripples such as torque and speed, and to provide a control device for a high-performance electric power steering apparatus that does not generate abnormal noise and does not feel strange in steering.
  • phase characteristics of the motor and the control device can be set to desired characteristics (Lh, Rh), the transient response characteristics (dynamic characteristics) can be arbitrarily changed.
  • torque ripple is reduced or eliminated in a countermeasure for reducing motor torque ripple that occurs because the phase characteristics (Lx, Rx) between the brushless DC motor and the control unit (ECU) do not match.
  • a control device is proposed in which each phase characteristic is converted into a desired characteristic (Lh, Rh), and the transient response (dynamic characteristic) of the motor can be arbitrarily changed.
  • the present invention cancels the characteristics of the phase characteristics (Lx, Rx) of the motor and the control device expressed by Equation 3 and provides a filter having characteristics that achieve the desired characteristics (Lh, Rh). It arrange
  • the characteristics of the phase filters Fa to Fc are as shown in the following equation 4.
  • phase characteristics (Lx, Rx) of the motor and the control device are the same for each phase and the desired motor.
  • a configuration with each phase characteristic (Lh, Rh) of the control device is possible, and the configuration is schematically shown in a block diagram as shown in FIG. 4, and the phase characteristics 40a to 40c of the motor and the control device are respectively The phase characteristics (Lh, Rh) of the motor and the control device which are canceled out by the filters Fa to Fc and simplified as shown in FIG. 5 as a whole.
  • phase characteristics become the phase characteristics 41a to 41c of the motor and the control device, so there is no variation between the phases, and the desired characteristics (Lh, Rh) can be obtained.
  • desired characteristics Lh, Rh
  • each phase current of the motor has a waveform characteristic in which the peaks of the maximum amplitude values coincide as shown in FIG. 6, and the ripple is improved or eliminated.
  • a-phase resistance Ra, b-phase resistance Rb, c-phase resistance Rc, a-phase inductance La, b-phase inductance Lb, and c-phase inductance Lc are design values or measured values.
  • a1_c (Ts ⁇ Rh ⁇ 2Lh) / (Ts ⁇ Rh + 2Lh)
  • b0_c (Ts ⁇ Rc + 2Lc) / (Ts ⁇ Rh + 2Lh)
  • b1_c (Ts ⁇ Rc ⁇ 2Lc) / (Ts ⁇ Rh + 2Lh)
  • FIG. 8A shows a method for forming the a-phase filter Fa
  • FIG. 8B shows a method for forming the b-phase filter Fb
  • FIG. 8C shows a method for forming the c-phase filter Fc. Since only the co-coefficients of each phase are different and the operation is the same, here, a method of forming the a-phase filter Fa will be described with reference to FIG.
  • the voltage command value Varef is input (step Sa1), and the product of the value Xa_1 one sample before and the coefficient a1_a is subtracted from the voltage command value Varef by the subtracting unit (step Sa2).
  • the initial value of the value Xa_1 is 0, and the subtraction result of the subtraction unit is Xa.
  • the multiplication result Y0_a is obtained by multiplying the subtraction result Xa by the coefficient b0_a (step Sa3)
  • the multiplication value Y1a is obtained by multiplying the value Xa_1 before one sampling by the coefficient b1_a (step Sa4).
  • the subtraction result Xa is multiplied by the unit Z ⁇ 1 (step Sa5), and the values Xa, Y0a and Y1a are updated every sampling.
  • step Sa6 The values Y0a and Y1a obtained as described above are added by the adder (step Sa6), and output as a new voltage command value Varef '(step Sa7).
  • step Sa7 The same applies to the other b-phase filters Fb and c-phase filters Fc, and new voltage command values Vbref ′ and Vcref ′ are output.
  • the following equation 10 is derived from the above equation 1, and the transient response (dynamic characteristics) can be improved as shown in FIG. 9 with respect to the step input of the voltage by appropriately changing the inductance L and the resistance R. That is, an arbitrary transient response (dynamic characteristic) can be obtained by appropriately changing the inductance L and the resistance R.
  • phase currents ia to ic are fed back to the subtracting units 34a to 34c, and the characteristics described in Expression 4 are respectively provided in the subsequent stage of the PI control unit 35 that performs PI control of the deviations obtained by the subtracting units 34a to 34c.
  • Filters 42a to 42c having Fa to Fc are arranged.
  • FIG. 11 shows an example in which the b-phase filter is omitted, but the same applies to the a-phase or the c-phase.
  • the filter 42c may be provided only for the remaining one phase with different motor characteristics as shown in FIG.
  • a filter is disposed after the PI control unit 35, that is, the voltage output from the end of the current control unit is canceled out. Value) can be performed relatively easily. If the filter characteristic is changed as appropriate, it can be arranged in the preceding stage of the PI control unit 35 or in the feedback path.
  • the vector control type electric power steering apparatus has been described.
  • the present invention is not limited to the vector control type.
  • the example of a three-phase motor was demonstrated, it is not limited to a three-phase brushless DC motor.

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Abstract

【課題】モータと制御装置の各相特性を相殺して所望特性に変換すると共に、各相特性を一致させることによりトルクや速度等のリップル精度を向上させ、異音の発生がなく操舵に違和感のない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供する。 【解決手段】ステアリングシャフトに発生する操舵トルク及び車速に基づいて操舵トルク補助指令値を算出し、操舵トルク補助指令値から各相電流指令値を算出し、各相電流指令値とモータの各相電流値とから算出した電流制御値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモータを制御するようになっている電動パワーステアリング装置の制御装置において、モータと制御装置の各相特性を相殺する特性を有するフィルタを各経路に配設し、モータと制御装置の各相特性を一致させると共に、モータと制御装置の各相特性を所望特性とする。

Description

電動パワーステアリング装置の制御装置
　本発明は、車両の操舵系にブラシレスＤＣモータによる操舵補助力を付与するようにした電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、特にモータと制御装置の各相特性を所望特性に変換することにより、トルクや速度等のリップル精度を向上させ、異音の発生がなく操舵に違和感のない電動パワーステアリング装置の制御装置に関する。
　車両のステアリング装置をモータの回転力で補助負荷付勢する電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に補助負荷付勢するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置の制御装置は、アシストトルク（操舵補助トルク）を正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、電流制御値とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ（パルス幅変調）制御のデュ－ティ比の調整で行っている。
　ここで、電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、ハンドル１のコラム軸２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４Ａ及び４Ｂ、ピニオンラック機構５を経て操向車輪のタイロッド６に結合されている。コラム軸２には、ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ１０が設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ（ブラシレスＤＣモータ）２０が減速ギア３を介してコラム軸２に結合されている。電動パワーステアリング装置を制御する制御装置（ＥＣＵ）３０には、バッテリ１４から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー信号が入力される。制御装置３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴと車速センサ１２で検出された車速Ｖとに基づいてアシスト指令の操舵補助トルク指令値Ｔｒｅｆの演算を行い、演算された操舵補助トルク指令値Ｔｒｅｆに基づいてモータ２０に供給する電流Ｉを制御する。なお、車速Ｖは車両のＣＡＮ通信ネットワークから取得することも可能である。
　制御装置３０は主としてＣＰＵで構成されるが、そのＣＰＵ（又はＭＣＵ、ＭＰＵ等）内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと図２のようになる。なお、図２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑで電流制御するベクトル制御方式の場合を示している。
　ベクトル制御の場合、モータ２０には回転位置θを検出するための回転センサ（レゾルバ、ホールセンサ等）２１が連結されており、回転センサ２１からの回転位置θは回転速度算出部２２に入力されて、回転速度ωが算出される。操舵トルクＴ、車速Ｖ及び回転速度ωが操舵補助トルク指令値算出部３１に入力されて操舵補助トルク指令値Ｔｒｅｆが算出され、電流指令値算出部３２は操舵補助トルク指令値Ｔｒｅｆ、回転位置θ及び回転速度ωに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑを算出する。ｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑは回転位置θと共に各相電流指令値算出部３３に入力され、算出された各相電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆがそれぞれフィードバックのための減算部３４ａ，３４ｂ，３４ｃに入力される。減算部３４ａ，３４ｂ，３４ｃには、電流検出器３８ａ，３８ｂ，３８ｃで検出されたモータ２０の各相電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃがフィードバックされており、減算部３４ａ，３４ｂ，３４ｃで得られる偏差（Ｉａｒｅｆ－ｉａ，Ｉｂｒｅｆ－ｉｂ，Ｉｃｒｅｆ－ｉｃ）はＰＩ制御部３５に入力され、ＰＩ制御部３５で演算された電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，ＶｃｒｅｆがＰＷＭ制御部３６及びインバータ３７を経てモータ２０を駆動制御する。
　上述のような電動パワーステアリング装置において、ブラシレスＤＣモータ２０と制御装置３０との間の３相抵抗値（抵抗（Ｒ）及びインダクタンス（Ｌ））が同一ではなく、それぞれ異なっているため、図３に示すように３相に流れる電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃの最大振幅値が同一にならず、トルクリップルが発生するという問題がある。即ち、図３の例では、相電流ｉｂのピーク値に対して、相電流ｉａにはギャップＰａが発生し、相電流ｉｃにはギャップＰｃが発生している。なお、モータ各相の電流値のバラツキは、モータ単体特性のバラツキ以外にも、制御装置３０内のインバータ回路３７、基板、配線抵抗等のバラツキ要素が考えられる。
　このような相電流のピーク値の不一致に基づく作動音や振動の低減が、操舵性能の向上の面から強く要請されている。
　かかる問題を解決するために、例えば特開２００９－８１９５１号公報（特許文献１）では、モータ制御信号生成部に相抵抗補正演算部を設け、相抵抗補正演算部には予め測定された各相抵抗値Ｒu，Ｒv，Ｒw及び基準抵抗値Ｒが記憶され、これら記憶された値に基づいて、ｄ／ｑ座標系の電圧方程式においてモータの回転角に依存して変動する電圧降下項を打ち消すような補正成分εd，εqを演算し、モータ制御信号生成部は、これら各補正成分εd，εqをｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*に重畳することにより、各相間の抵抗値の相違に起因するトルクリップルの発生を抑制すべくｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を補正している。
　また、特開２０１０－１３０７０７号公報（特許文献２）では、３相電圧補正部が、ｄｑ軸上の指令電流ｉd *，ｉq *と電流センサで検出された電流値ｉaとに基づき、３相の電機子巻線抵抗Ｒu，Ｒv，Ｒw又は巻線抵抗の比率Ｇu，Ｇv，Ｇwを算出し、算出された抵抗値又は比率に基づき３相の巻線抵抗値のバラツキによる設定値からのずれを補償するための補正を、ｄｑ軸／３相変換部で求めた各相の指令電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwに対して行い、製造時における抵抗バラツキや周囲温度による抵抗変化などにより各相毎の巻線抵抗値が異なる場合であっても、その違いによる指令電圧のずれを補正してトルクリップルを低減している。
特開２００９－８１９５１号公報 特開２０１０－１３０７０７号公報
　しかしながら、特許文献１及び２のいずれも３相電流の最大振幅値が一致することを目的としており、製造上決まってしまうモータと制御装置の各相特性（各相インダクタンスＬｘ，各相抵抗Ｒｘ）を任意に調整することができず、所望の動特性（過渡応答）にすることができないという問題がある。
　本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、モータと制御装置の各相特性を相殺して所望特性に変換すると共に、各相特性を一致させることによりトルクや速度等のリップル精度を向上させ、異音の発生がなく操舵に違和感のない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することにある。
　本発明は、ステアリングシャフトに発生する操舵トルク及び車速に基づいて操舵トルク補助指令値を算出し、前記操舵トルク補助指令値から各相電流指令値を算出し、前記各相電流指令値とモータの各相電流値とから算出した電流制御値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与える前記モータを制御するようになっている電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記モータと前記制御装置の各相特性を相殺する特性を有するフィルタを各経路に配設し、前記モータと前記制御装置の各相特性を一致させると共に、前記モータと前記制御装置の各相の各相特性を所望特性とすることにより達成される。
　また、本発明の上記目的は、前記所望特性を前記各相特性のいずれか１つに一致させることにより、前記フィルタの配設数を１つ省略することにより、或いは前記各相特性のいずれか２つが一致しており、残りの相にのみに前記フィルタを配設することにより、或いは前記モータの制御がベクトル制御方式であり、前記モータに回転センサが連結されており、前記回転センサからの回転角度及び前記回転角度から算出された回転速度に基づいて前記操舵トルク補助指令値及び前記各相電流指令値を算出することにより、或いは前記モータが３相のブラシレスＤＣモータであることにより、より効果的に達成される。
　本発明では、モータと制御装置の各相の特性（Ｌｘ，Ｒｘ）を相殺し、所望特性（Ｌｈ，Ｒｈ）となるフィルタを電圧指令部若しくは電流制御部の各経路に設けているので、モータと制御装置の各相特性を所望特性（Ｌｈ，Ｒｈ）に変換することができると共に、各相特性を一致させることができる。そのため、トルクや速度等のリップル精度を向上させることができ、異音の発生がなく操舵に違和感のない高性能な電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することができる。
　また、モータと制御装置の各相特性を所望特性（Ｌｈ，Ｒｈ）とできるため、過渡応答特性（動特性）を任意に変更することができる。
電動パワーステアリング装置の一例を示す構成図である コントロールユニットの内部構成の一例を示すブロック構成図である。 モータの各相電流（ｉａ，ｉｂ、ｉｃ）のバラツキ例を示す波形図である。 本発明の原理を説明するためのブロックである。 本発明の原理を説明するためのブロックである。 本発明の効果を示すモータ各相電流の波形図である。 本発明に用いるフィルタの構成手法の例を示すブロック図である。 本発明に用いる各相フィルタ形成の動作例を示すフローチャートである。 本発明による過渡応答の特性例を示す図である。 本発明の具体的な実施形態の一例を示すブロック構成図である。 本発明の具体的な実施形態の他の例を示すブロック構成図である。 本発明の具体的な実施形態の他の例を示すブロック構成図である。
　本発明では、ブラシレスＤＣモータと制御装置（ＥＣＵ）との間の各相特性（Ｌｘ，Ｒｘ）が一致していないために発生するモータトルクリップルの低減対策において、トルクリップルを低減若しくは消滅すると共に、各相特性を所望の特性（Ｌｈ，Ｒｈ）に変換し、更にモータの過渡応答（動特性）を任意に変更することができる制御装置を提案する。モータと制御装置の各相特性を所望特性（Ｌｈ，Ｒｈ）に変換して一致させることにより、トルクや速度等のリップル精度を向上させることができ、電動パワーステアリング装置に異音の発生がなく、操舵にも違和感は生じない。
　以下に、本発明の実施の形態を詳細に説明する。
　先ずモータ特性を説明する。モータ及び制御装置の抵抗をＲ、インダクタンスをＬとし、モータに電流ｉを流したとすると、モータの相電圧Ｖｍは下記数１で表わされる。
（数１）
Ｖｍ＝Ｒ・ｉ＋Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）
 
数１より、ｓをラプラス演算子として、入力を電圧Ｖｍ、出力を電流ｉとする伝達関数で表記すると、モータ特性は下記数２となる。
（数２）
ｉ＝Ｖｍ・（１／（Ｌ・ｓ＋Ｒ））
 
よって、モータのａ，ｂ，ｃ相の特性、つまり各相入力電圧Ｖｍａ～Ｖｍｃに対する出力電流ｉａ～ｉｃは、下記数３となる。
（数３）
ｉａ＝Ｖｍａ・（１／（Ｌａ・ｓ＋Ｒａ））
ｉｂ＝Ｖｍｂ・（１／（Ｌｂ・ｓ＋Ｒｂ））
ｉｃ＝Ｖｍｃ・（１／（Ｌｃ・ｓ＋Ｒｃ））
 
数３で示されるモータ及び制御装置の各相特性（Ｌｘ，Ｒｘ）に対して、本発明ではその特性を相殺すると共に、所望特性（Ｌｈ，Ｒｈ）となるような特性のフィルタをＰＩ制御部３５とＰＷＭ制御部３６の間の各経路に配設する。即ち、電圧指令値Ｖａｒｅｆ～Ｖｃｒｅｆの経路に各相フィルタＦａ～Ｆｃを配設する。各相フィルタＦａ～Ｆｃの特性は下記数４のようになっている。
（数４）
ａ相フィルタ：　Ｆａ＝（Ｌａ・ｓ＋Ｒａ）／（Ｌｈ・ｓ＋Ｒｈ）
ｂ相フィルタ：　Ｆｂ＝（Ｌｂ・ｓ＋Ｒｂ）／（Ｌｈ・ｓ＋Ｒｈ）
ｃ相フィルタ：　Ｆｃ＝（Ｌｃ・ｓ＋Ｒｃ）／（Ｌｈ・ｓ＋Ｒｈ）
 
上記数４で示される特性のフィルタＦａ～ＦｃをＰＩ制御部３５とＰＷＭ制御部３６の間の各経路に配設することにより、数３で示される各相のバラツキを補償することができると共に、各相特性を一致させることができる。また、抵抗Ｒｈ及びインダクタンスＬｈを適宜選択することにより、任意のモータ過渡応答特性（動特性）を得ることができる。
　即ち、ｘ＝ａ，ｂ，ｃとして、各相ａ，ｂ，ｃにフィルタＦｘを配設することによりモータと制御装置の各相特性（Ｌｘ，Ｒｘ）を各相同一でかつ所望のモータと制御装置の各相特性（Ｌｈ，Ｒｈ）とする構成が可能であり、その構成を模式的にブロック図で示すと図４のようになり、モータと制御装置の各相特性４０ａ～４０ｃがそれぞれフィルタＦａ～Ｆｃによって相殺され、全体として図５のように簡易化されたモータと制御装置の各相特性（Ｌｈ，Ｒｈ）となる。これにより各相特性がモータと制御装置の各相特性４１ａ～４１ｃとなるので、各相のバラツキは無くなり、しかも所望の特性（Ｌｈ，Ｒｈ）とすることができる。この結果、モータ各相電流は図６に示すように最大振幅値のピークが一致した波形特性となり、リップルが改善若しくは無くなる。
　なお、ａ相抵抗Ｒａ、ｂ相抵抗Ｒｂ、ｃ相抵抗Ｒｃ及びａ相インダクタンスＬａ、ｂ相インダクタンスＬｂ、ｃ相インダクタンスＬｃは設計値若しくは測定値である。
　ここで、フィルタＦａ～Ｆｃの構成手法を図７に示して説明する。本発明では双一次変換を用いており、Ｔｓをサンプリング時間（ｓｅｃ）、Ｚ－１を１サンプリング前の値とした場合、ラプラス演算子ｓは下記数５のように表わされる。
（数５）
ｓ＝２／Ｔｓ・（１－Ｚ－１）／（１＋Ｚ－１）
 
数５を上記数４に代入することにより、下記数６が得られる。
（数６）
ａ相フィルタ：　Ｆａ＝（b0_a＋b1_a・Ｚ－１）／（１＋a1_a・Ｚ－１）
ｂ相フィルタ：　Ｆｂ＝（b0_b＋b1_b・Ｚ－１）／（１＋a1_b・Ｚ－１）
ｃ相フィルタ：　Ｆｃ＝（b0_c＋b1_c・Ｚ－１）／（１＋a1_c・Ｚ－１）
 
ここで、ａ相フィルタＦａの上記係数a1_a、
b0_a、 b1_aは下記数７である。
（数７）
a1_a＝（Ｔｓ・Ｒｈ－２Ｌｈ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
b0_a＝（Ｔｓ・Ｒａ＋２Ｌａ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
b1_a＝（Ｔｓ・Ｒａ－２Ｌａ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
 
また、ｂ相フィルタＦｂの上記係数a1_b、 b0_b、
b1_bは下記数８であり、
（数８）
a1_b＝（Ｔｓ・Ｒｈ－２Ｌｈ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
b0_b＝（Ｔｓ・Ｒｂ＋２Ｌｂ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
b1_b＝（Ｔｓ・Ｒｂ－２Ｌｂ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
 
ｃ相フィルタＦｃの上記係数a1_c、 b0_c、
b1_cは下記数９である。
（数９）
a1_c＝（Ｔｓ・Ｒｈ－２Ｌｈ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
b0_c＝（Ｔｓ・Ｒｃ＋２Ｌｃ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
b1_c＝（Ｔｓ・Ｒｃ－２Ｌｃ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
 
　ここで、図７に示す各相フィルタＦａ～Ｆｃを形成する動作例を図８に示して説明する。図８（Ａ）はａ相フィルタＦａの形成方法を、図８（Ｂ）はｂ相フィルタＦｂの形成方法を、図８（Ｃ）はｃ相フィルタＦｃの形成方法をそれぞれ示しているが、各相共係数のみが相違して、動作は同一であるので、ここではａ相フィルタＦａの形成方法を図８（Ａ）に従って説明する。
　先ず電圧指令値Ｖａｒｅｆを入力し（ステップＳａ１）、電圧指令値Ｖａｒｅｆから１サンプリング前の値Xa_1と係数a1_aとの乗算値を減算部で減算する（ステップＳａ２）。なお、値Xa_1の初期値は０であり、減算部の減算結果はXaである。そして、減算結果Xaを係数b0_aと乗算して乗算値Y0_aを得ると共に（ステップＳａ３）、１サンプリング前の値Xa_1を係数b1_aと乗算して乗算値Y1aを得る（ステップＳａ４）。その後、減算結果XaがユニットＺ－１と乗算されると共に（ステップＳａ５）、値Xa、Y0a及びY1aが１サンプリング毎に更新される。
　上述のようにして求められた値Y0a及びY1aを加算部で加算し（ステップＳａ６）、新たな電圧指令値Ｖａｒｅｆ‘として出力する（ステップＳａ７）。他のｂ相フィルタＦｂ及びｃ相フィルタＦｃについても同様であり、新たな電圧指令値Ｖｂｒｅｆ‘、Ｖｃｒｅｆ‘が出力される。
　また、上記数１より下記数１０が導かれ、インダクタンスＬ及び抵抗Ｒを適宜変えることにより、電圧のステップ入力に対して図９に示すように過渡応答（動特性）を改善することができる。つまり、インダクタンスＬ及び抵抗Ｒを適宜変えることにより、任意の過渡応答（動特性）を得ることができる。
（数１０）
ｉ＝－（Ｖｍ／Ｒ）ｅｘｔ［－（Ｒ／Ｌ）ｔ］＋Ｖｍ／Ｒ
 
　次に、本発明の具体的な実施形態を図１０に示して説明する。本実施形態は各相電流ｉａ～ｉｃを減算部３４ａ～３４ｃにフィードバックしており、減算部３４ａ～３４ｃで求められた偏差をＰＩ制御するＰＩ制御部３５の後段にそれぞれ数４で説明した特性Ｆａ～Ｆｃを有するフィルタ４２ａ～４２ｃを配設している。フィルタ４２ａ～４２ｃをＰＩ制御部３５の後段に配設することにより、図４及び図５で示すような各相特性が一致する。これによりリップルが無くなり、騒音の発生を防止することができる。
　図１０の実施形態では３相全てにフィルタ４２ａ～４２ｃを配設しているが、所望の特性（Ｌｈ，Ｒｈ）を例えばｂ相モータ特性（Ｌｈ＝Ｌｂ，Ｒｈ＝Ｒｂ）とすることで、ｂ相フィルタ４２ｂの分母分子が通分されるので、図１１に示すようにｂ相フィルタ４２ｂを省略することができる。これにより演算負荷を軽減することができる。図１１はｂ相のフィルタを省略した例を示しているが、ａ相又はｃ相についても同様である。
　また、各相のモータ特性（Ｌｘ，Ｒｘ）が２相共に同じ場合、図１２に示すようにモータ特性が異なる残りの１相にのみフィルタ４２ｃを配設すれば良い。図１２の例は、ａ相モータ特性（Ｌａ，Ｒａ）とｂ相モータ特性（Ｌｂ，Ｒｂ）が同じ場合で（Ｌａｂ＝Ｌａ＝Ｌｂ，Ｒａｂ＝Ｒａ＝Ｒｂ）、ｃ相にフィルタ４２ｃを配設した例を示している。
　図１０～図１２の例ではいずれもＰＩ制御部３５の後段にフィルタを配設しており、つまり電流制御部の最後からの電圧出力を相殺するようになっているので、電流指令値（電流値）を相殺するよりも比較的簡単に行うことができる。フィルタ特性を適宜変更すれば、ＰＩ制御部３５の前段に配設したり、フィードバック経路に配設することも可能である。
　また、ラプラス演算子ｓを変換する方法は、前述した双一次変換のみならず、周波数プリワープを用いても良い。
　なお、上述ではベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置について説明したが、ベクトル制御方式に限定されるものではない。また、３相モータの例を説明したが、３相ブラシレスＤＣモータに限定されるものでもない。
１         ハンドル
５         ピニオンラック機構
１０　　　　トルクセンサ
１２　　　　車速センサ
１４　　　　バッテリ
２０    　　モータ
２１　　　　回転センサ
２２　　　　回転速度算出部
３０    　　コントロールユニット（ＥＣＵ）
３１　　　　操舵補助トルク指令値算出部
３２　　　　電流指令値算出部
３３　　　　各相電流指令値算出部
３４ａ、３４ｂ、３４ｃ　　　減算部
３５　　　　ＰＩ制御部
３６　　　　ＰＷＭ制御部
３７      　インバータ
４０a～４０ｃ、４１a～４１ｃ　　モータと制御装置の各相特性
Ｆａ～Ｆｃ、４２a～４２ｃ　　　　フィルタ

Claims (5)

  1. ステアリングシャフトに発生する操舵トルク及び車速に基づいて操舵トルク補助指令値を算出し、前記操舵トルク補助指令値から各相電流指令値を算出し、前記各相電流指令値とモータの各相電流値とから算出した電流制御値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与える前記モータを制御するようになっている電動パワーステアリング装置の制御装置において、
    前記モータと前記制御装置の各相特性を相殺する特性を有するフィルタを各経路に配設し、前記モータと前記制御装置の各相特性を一致させると共に、前記モータと前記制御装置の各相特性を所望特性とすることを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。
  2. 前記所望特性を前記各相特性のいずれか１つに一致させることにより、前記フィルタの配設数を１つ省略した請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
  3. 前記各相特性のいずれか２つが一致しており、残りの相にのみに前記フィルタを配設した請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
  4. 前記モータの制御がベクトル制御方式であり、前記モータに回転センサが連結されており、前記回転センサからの回転角度及び前記回転角度から算出された回転速度に基づいて前記操舵トルク補助指令値及び前記各相電流指令値を算出するようになっている請求項１乃至３のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
  5. 前記モータが３相のブラシレスＤＣモータである請求項４に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
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