JP2005312178A - クローポール型モータの制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 クローポール型モータを適切に制御する。
【解決手段】 電流位相ずれ演算部87は各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流Iu,Iwの位相ずれβを回転角度θ1,θ2での各相の瞬時電流値Iu1,Iw1,Iu2,Iw2に基づき算出する。積分補償部88は位相ずれβを積分動作により制御増幅して積分ゲインkを算出する。電流位相補正部89は積分ゲインkに基づき、各相毎の電圧補正値kΔVdu,kΔVqu,kΔVdw,kΔVqwを算出する。dq−3相個別変換部85は各相毎に個別に変換処理を行い、dq座標上でのd軸電圧指令値Vd及びq軸電圧指令値Vqを、静止座標である3相交流座標上でのU相交流電圧指令値Vu及びV相交流電圧指令値Vv及びW相交流電圧指令値Vwに変換する。
【選択図】 図11
Description
これに対して、複数相のステータリングを軸線方向に沿って積み重ねるようにして配置し、軸線方向で隣り合うステータリング間に形成された環状の巻線装着孔に環状巻線を配置し、各相のステータリングに径方向内方(あるいは径方向外方)に突出する爪状誘導極を備え、各相の爪状誘導極を順次周方向に沿って配列すると共にロータの外周面(あるいはロータの内周面)に対向させることで、各相の鎖交磁束を変化させずに各相の磁路を共用化し、クローポール型モータの軸線方向の寸法の増大を抑制することができる。
そして、このようなクローポール型モータを駆動制御する際に適切な制御を行うことが望まれている。
これにより、クローポール型モータの構造に起因して各相のインダクタンス不整合が存在する場合であっても、各相電流の振幅および位相を整合させることができ、クローポール型モータを適切に駆動制御することができる。
さらに、請求項3に記載の本発明のクローポール型モータの制御装置によれば、各相毎にd軸電圧指令値およびq軸電圧指令値の位相および振幅を補正する際に要する時間が過剰に増大してしまうことを防止して、制御装置の応答性を向上させることができる。
さらに、請求項4に記載の本発明のクローポール型モータの制御装置によれば、各相毎にd軸電圧指令値およびq軸電圧指令値の位相および振幅を補正する際に、精度の良い補正を行うことができ、制御装置の信頼性を向上させることができる。
本実施の形態に係るクローポール型モータ10は、例えば内燃機関Eと共に車両の駆動源としてハイブリッド車両に搭載され、例えば内燃機関Eとクローポール型モータ10とトランスミッションT/Mとを直列に直結した構造のパラレルハイブリッド車両において、少なくとも内燃機関Eまたはクローポール型モータ10の何れか一方の駆動力は、トランスミッションT/Mを介して車両の駆動輪W,Wに伝達されるようになっている。
また、車両の減速時に駆動輪W,W側からクローポール型モータ10に駆動力が伝達されると、クローポール型モータ10は発電機として機能していわゆる回生制動力を発生し、車体の運動エネルギーを電気エネルギー(回生エネルギー)として回収する。さらに、内燃機関Eの出力がクローポール型モータ10に伝達された場合にもクローポール型モータ10は発電機として機能して発電エネルギーを発生する。
この回転子11において、複数の略長方形板状の永久磁石11a,…,11aは回転子11の外周部に周方向に所定間隔をおいて配置され、各永久磁石11aは厚さ方向(つまり回転子11の径方向)に磁化され、周方向で隣り合う永久磁石11a,11aは互いに磁化方向が異方向となるように、すなわち外周側がN極とされた永久磁石11aには、外周側がS極とされた永久磁石11aが周方向で隣接するように配置されている。
また、各永久磁石11aの外周面は、回転子11の外周部に対向配置される略円筒状の固定子12の内周面に向かい露出している。
そして、U相バックヨーク31には、V相バックヨーク41の一方の端面41Aに当接する端面31A上の内周部において、軸線P方向に沿った厚さが一段薄くなるようにして形成された軸線Pと同軸の周方向に沿った円環状のU相巻線装着部31aが形成されている。
また、U相爪状誘導極32は、例えば、周方向に対する断面形状が略L字状かつ径方向に対する断面形状が略長方形状に形成されたU相誘導極本体32aと、U相誘導極本体32aの両側面32A,32Aから周方向に突出し、かつ、U相バックヨーク31の内周面31Bから径方向内方に突出するようにして、U相誘導極本体32aの各側面32A,32AおよびU相バックヨーク31の内周面31Bに接続され、径方向内方に基端側から先端側に向かい先細り形状に形成されたU相拡張部32b,32bとを備えて構成されている。
U相拡張部32bは、例えば、U相誘導極本体32aの側面32Aと端面32Cとの交差稜線部の内周側端部近傍の位置を頂点33とし、U相バックヨーク31の内周面31Bの一部をなす所定周方向長さの略長方形状の底面32Eを有する略4角錐状に形成されている。
なお、U相拡張部32bの底面32Eは、例えば、U相誘導極本体32aにおいて径方向に沿ってU相対向面32Bと対向するU相バックヨーク31の内周面31Bの一部をなす基端面32Fと同等の周方向長さを有し、U相拡張部32bの底面32EとU相誘導極本体32aの基端面32Fとの面積は同等に設定されている。
そして、V相バックヨーク41には、U相バックヨーク31の端面31Aに当接する一方の端面41A上の内周部において、軸線P方向に沿った厚さが一段薄くなるようにして形成された軸線Pと同軸の周方向に沿った円環状の第1V相巻線装着部41aが形成され、W相バックヨーク51の端面51Aに当接する他方の端面41B上の内周部において、軸線P方向に沿った厚さが一段薄くなるようにして形成された軸線Pと同軸の円環状の第2V相巻線装着部41bが形成されている。
また、V相爪状誘導極42は、例えば、周方向に対する断面形状が略T字状かつ径方向に対する断面形状が略長方形状に形成されたV相誘導極本体42aと、V相誘導極本体42aの両側面42A,42Aから周方向に突出し、かつ、V相バックヨーク41の内周面41Cから径方向内方に突出するようにして、V相誘導極本体42aの各側面42A,42AおよびV相バックヨーク41の内周面41Cに接続され、径方向内方に基端側から先端側に向かい先細り形状に形成された第1V相拡張部42bおよび第2V相拡張部42cとを備えて構成されている。
第1V相拡張部42bは、例えば、V相誘導極本体42aの一方の側面42Aと他方の傾斜面42Dとの交差稜線部の内周側端部近傍の位置を頂点43とし、V相バックヨーク41の内周面41Cの一部をなす所定周方向長さの略長方形状の底面42Eを有する略4角錐状に形成されている。
第2V相拡張部42cは、例えば、V相誘導極本体42aの他方の側面42Aと一方の傾斜面42Cとの交差稜線部の内周側端部近傍の位置を頂点44とし、V相バックヨーク41の内周面41Cの一部をなす所定周方向長さの略長方形状の底面42Fを有する略4角錐状に形成されている。
なお、各V相拡張部42b,42cの底面42E,42Fは、例えば、V相誘導極本体42aにおいて径方向に沿ってV相対向面42Bと対向するV相バックヨーク41の内周面41CBの一部をなす基端面42Gと同等の周方向長さを有し、各V相拡張部42b,42cの底面42E,42FとV相誘導極本体42aの基端面42Gとの面積は同等に設定されている。
そして、W相バックヨーク51には、V相バックヨーク41の他方の端面41Bに当接する端面51A上の内周部において、軸線P方向に沿った厚さが一段薄くなるようにして形成された軸線Pと同軸の周方向に沿った円環状のW相巻線装着部51aが形成されている。
また、W相爪状誘導極52は、例えば、周方向に対する断面形状が略L字状かつ径方向に対する断面形状が略長方形状に形成されたW相誘導極本体52aと、W相誘導極本体52aの両側面52A,52Aから周方向に突出し、かつ、W相バックヨーク51の内周面51Bから径方向内方に突出するようにして、W相誘導極本体52aの各側面52A,52AおよびW相バックヨーク51の内周面51Bに接続され、径方向内方に基端側から先端側に向かい先細り形状に形成されたW相拡張部52b,52bとを備えて構成されている。
W相拡張部52bは、例えば、W相誘導極本体52aの側面52Aと端面52Cとの交差稜線部の内周側端部近傍の位置を頂点53とし、W相バックヨーク51の内周面51Bの一部をなす所定周方向長さの略長方形状の底面52Eを有する略4角錐状に形成されている。
なお、W相拡張部52bの底面52Eは、例えば、W相誘導極本体52aにおいて径方向に沿ってW相対向面52Bと対向するW相バックヨーク51の内周面51Bの一部をなす基端面52Fと同等の周方向長さを有し、W相拡張部52bの底面52EとW相誘導極本体52aの基端面52Fとの面積は同等に設定されている。
そして、第1巻線装着部61内には、軸線P方向に沿ってU相バックヨーク31側にずれた位置にU相巻線24が装着され、V相バックヨーク41側にずれた位置に第1V相巻線25Aが装着されている。また、第2巻線装着部62内には、軸線P方向に沿ってV相バックヨーク41側にずれた位置に第2V相巻線25Bが装着され、W相バックヨーク51側にずれた位置にW相巻線26が装着されている。
そして、各巻線24,25A,25B,26は、スター結線あるいはデルタ結線により接続されている。
また、例えば図7および図9に示すように、V相爪状誘導極42のV相誘導極本体42aは、軸線P方向の両側に所定間隔をおいて、U相爪状誘導極32のU相拡張部32bおよびW相爪状誘導極52のW相拡張部52bと対向配置されている。
また、例えば図7および図10に示すように、W相爪状誘導極52のW相誘導極本体52aは、軸線P方向に沿ってV相爪状誘導極42の第2V相拡張部42cと所定間隔をおいて対向配置され、さらにV相爪状誘導極42の第2V相拡張部42cは、軸線P方向に沿ってU相爪状誘導極32のU相拡張部32bと所定間隔をおいて対向配置されている。
PDU71は、例えばトランジスタのスイッチング素子を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路を具備するパルス幅変調(PWM)によるPWMインバータを備え、クローポール型モータ10と電気エネルギーの授受を行う高圧系のバッテリ72が接続されている。
PDU71は、例えばクローポール型モータ10の駆動時に、制御部73から出力される指令値(U相交流電圧指令値Vu,V相交流電圧指令値Vv,W相交流電圧指令値Vw)に基づき、バッテリ72から供給される直流電力を3相交流電力に変換し、3相のクローポール型モータ10のステータ巻線への通電を順次転流させることで各電圧指令値Vu,Vv,Vwに応じたU相電流Iu及びV相電流Iv及びW相電流Iwをクローポール型モータ10の各相へと出力する。
この制御部73は、例えば、電流指令入力部81と、減算器82,83と、電流フィードバック制御部84と、dq−3相個別変換部85と、3相−dq変換部86と、電流位相ずれ演算部87と、積分補償部88と、電流位相補正部89とを備えて構成されている。
この回転直交座標をなすdq座標は、例えば回転子11の永久磁石11aによる界磁極の磁束方向をd軸(界磁軸)とし、このd軸と直交する方向をq軸(トルク軸)としており、クローポール型モータ10の回転子11と共に同期して電気角速度ω(以下、単に、回転角速度ωと呼ぶ)で回転している。これにより、PDU71からクローポール型モータ10の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるId指令及びIq指令を与えるようになっている。
電流フィードバック制御部84は、例えばPI(比例積分)動作により、偏差ΔIdを制御増幅してd軸電圧指令値Vdを算出し、偏差ΔIqを制御増幅してq軸電圧指令値Vqを算出する。電流フィードバック制御部84から出力されるd軸電圧指令値Vd及びq軸電圧指令値Vqはdq−3相個別変換部85に入力されている。
このdq−3相個別変換部85は、例えば図12に示すように、各相毎に個別に変換処理を行い、特に、U相およびW相に対しては、電流位相補正部89から出力される各相毎の電圧補正値kΔVdu,kΔVqu,kΔVdw,kΔVqwに応じて、各相毎にd軸電圧指令値Vd及びq軸電圧指令値Vqを補正し、補正により得たdq座標上での各指令値を各相毎に個別に静止座標である3相交流座標上でのU相交流電圧指令値Vu及びW相交流電圧指令値Vwに変換する。
そして、dq−3相個別変換部85から出力される各電圧指令値Vu,Vv,Vwは、PDU71のスイッチング素子をオン/オフさせるためのスイッチング指令(例えば、パルス幅変調信号)としてPDU71に入力されている。
積分補償部88は、電流位相ずれ演算部87にて算出される各相電流Iu,Iwの位相ずれβを積分動作により制御増幅して積分ゲインkを算出し、電流位相補正部89へ出力する。
電流位相補正部89は、例えば図12に示すように、積分補償部88にて算出される積分ゲインkに基づき、各相毎の電圧補正値kΔVdu,kΔVqu,kΔVdw,kΔVqwを算出し、dq−3相個別変換部85へ出力する。
例えば図13に示す固定子12に対する漏れ磁束の等価回路において、各相起磁力V、各相間磁気抵抗R、固定子12のヨーク部の各磁束Φa,Φb,Φcにより、例えば図14(a)に示すようにU−W相間に通電した場合には鎖交磁束が3V/Rとなる。これに対し、例えば図14(b)に示すようにU−V相間に通電した場合には、V相の漏れ磁束が他相に比べて大きくなり、下記数式(1)に基づき、鎖交磁束が6V/Rとなる。
ここで、U相−V相間の線間電圧Vuvと線間誘起電圧Euvとの差電圧V1と、W相−V相間の線間電圧Vwvと線間誘起電圧Ewvとの差電圧V2とに対して、相抵抗値rによる電圧降下を無視し、各巻線24,25A,25B,26にトルク電流(つまりq軸電流)のみを通電した場合には、各差電圧V1,V2はトルク電流よりもほぼπ/2=90degだけ位相が進むことから、3相のベクトル図は、例えば図21に示すように描画される。
しかしながら、単に、U相電圧指令値Vuを進角状態に設定し、V相電圧指令値Vvを遅角状態に設定するだけでは、例えば図22に示すように、各電圧差V1,V2の位相はほとんど変化せず、しかも、電圧差V1の大きさが増大し、電圧差V2の大きさが減少してしまう。このため、U相電流IuおよびW相電流Iwを所望の各位相状態(つまり、U相電流Iuは進角状態、W相電流Iwは遅角状態)に変化させることができず、しかも、U相電流IuおよびW相電流Iwの各電流値が不必要に変化してしまう。
例えばV相電圧指令値Vvの電圧値および位相を固定した場合には、U相電圧指令値VuをU相電流Iuが進角する方向に変化させ、W相電圧指令値VwをW相電流Iwが遅角する方向に変化させればよい。
ここで、各相のインダクタンスの不整合に起因してU相電流IuとW相電流Iwとには、互いに逆方向の位相ずれβが生じることから、各相電流Iu,Iv,Iwを正弦波状とすれば、U相電流IuおよびW相電流Iwは下記数式(21)に示すように記述される。
なお、比較例においては、3相の各相電圧指令値Vu,Vv,Vwの大きさを同等とし、各相電圧指令値Vu,Vv,Vw間の位相差を2π/3=120degに固定した通常のベクトル制御によりクローポール型モータ10の通電電流の電流位相を制御した。
この比較例における試験結果として、例えば図24には、所定回転数(1000rpm)および所定トルク(10Nm)での各相電流Iu,Iv,Iwの時間変化を示した。
そして、実施例においては、モータ制御装置70よりクローポール型モータ10の通電電流の電流位相を制御した試験結果として、例えば図25には、所定回転数(1000rpm)および所定トルク(10Nm)での各相電流Iu,Iv,Iwの時間変化を示した。
これに対し、図25に示す実施例においては、各相電流Iu,Iv,Iwの位相および波高値が適切に制御され、さらに、滑らかな波形を示すように制御されていることがわかる。
しかも、例えばクローポール型モータ10をハイブリッド車両等の車両の駆動源として搭載する場合等において、クローポール型モータ10の運転状態(例えば、力行や回生等)が頻繁に変動する場合であっても、各相のインダクタンス不整合に係る各相電流Iu,Iwの位相ずれβを各瞬時電流値Iu1,Iu2,Iw1,Iw2に基づき算出することから、各相毎にd軸電圧指令値Vdおよびq軸電圧指令値Vqの位相および振幅を補正する際に要する時間が過剰に増大してしまうことを防止して、モータ制御装置70の応答性を向上させることができる。
11a 永久磁石
12 固定子
21 U相ステータリング
22 V相ステータリング
23 W相ステータリング
24 U相巻線
25A 第1V相巻線
25B 第2V相巻線
26 W相巻線
32 U相爪状誘導極
42 V相爪状誘導極
52 W相爪状誘導極
61 第1巻線装着孔
62 第2巻線装着孔
70 モータ制御装置(クローポール型モータの制御装置)
71 PDU(通電切換手段)
85 dq−3相個別変換部(変換手段)
87 電流位相ずれ演算部(電流位相ずれ算出手段)
89 電流位相補正部(電流位相補正手段)
Claims (4)
- 永久磁石を有する回転子と、複数相のステータリングを軸線方向に沿って同軸に積み重ねるようにして配置し、軸線方向で隣り合う前記ステータリング間に形成された環状の巻線装着部に、前記回転子を回転させる回転磁界を発生する環状巻線を配置し、各相のステータリング本体から径方向に突出する爪状誘導極を備え、各相の前記爪状誘導極を順次周方向に沿って配列すると共に前記永久磁石に対向配置させてなる前記固定子とを備えるクローポール型モータを、前記環状巻線への通電を順次転流させる通電切換手段により回転駆動させるクローポール型モータの制御装置であって、
回転直交座標系をなすdq座標上でのd軸電圧指令値およびq軸電圧指令値を、前記通電切換手段の動作を制御する固定座標上の相電圧指令値に変換する際に、各相毎に個別に、各相のインダクタンス不整合に係る補正および座標変換を行う変換手段を備えることを特徴とするクローポール型モータの制御装置。 - 各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流の位相ずれを算出する電流位相ずれ算出手段と、
前記電流位相ずれ算出手段にて算出された前記位相ずれに基づき、各相毎に前記d軸電圧指令値および前記q軸電圧指令値の位相および振幅を補正する電圧補正値を、d軸電流指令値およびq軸電流指令値から算出する電流位相補正手段とを備え、
前記変換手段は、前記電流位相補正手段にて算出された前記電圧補正値に基づき、各相毎に前記d軸電圧指令値および前記q軸電圧指令値の位相および振幅を補正し、補正して得た各電圧指令値に座標変換を行うことを特徴とする請求項1に記載のクローポール型モータの制御装置。 - 前記電流位相ずれ算出手段は、前記回転子の異なる回転角度での各相電流の瞬時電流値に基づき、前記位相ずれを算出することを特徴とする請求項2に記載のクローポール型モータの制御装置。
- 前記電流位相ずれ算出手段は、各相電流の電流値の所定周期に亘る積分値あるいは平均値に基づき、前記位相ずれを算出することを特徴とする請求項2に記載のクローポール型モータの制御装置。
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