WO2011129185A1 - スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2011129185A1
WO2011129185A1 PCT/JP2011/057093 JP2011057093W WO2011129185A1 WO 2011129185 A1 WO2011129185 A1 WO 2011129185A1 JP 2011057093 W JP2011057093 W JP 2011057093W WO 2011129185 A1 WO2011129185 A1 WO 2011129185A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
switching
switching control
circuit
terminal
Prior art date
Application number
PCT/JP2011/057093
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
細谷達也
Original Assignee
株式会社村田製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
Priority to JP2012510607A priority Critical patent/JP5660131B2/ja
Priority to CN201180019375.7A priority patent/CN102844974B/zh
Priority to GB1214411.9A priority patent/GB2492260C/en
Publication of WO2011129185A1 publication Critical patent/WO2011129185A1/ja
Priority to US13/650,190 priority patent/US9142947B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
    • H02H3/08—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
    • H02M3/33546—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
    • H02M3/33553—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current

Definitions

  • the present invention relates to an IC switching control circuit used for a switching power supply device and a switching power supply device including the same.
  • the switching control IC includes circuits for realizing various functions such as output control operation, start-up operation, overcurrent protection operation, overvoltage protection operation, standby operation, and power factor correction operation. As these functions increase, the switching control IC is highly functionalized.
  • Patent Document 1 describes an invention related to a switching control IC for the purpose of reducing the number of terminals.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device disclosed in Patent Document 1.
  • a switching power supply device 101 includes a transformer 105 having a primary winding 127 and a secondary winding 129, a rectifying / smoothing circuit using a diode 117 and a capacitor 119, a feedback circuit using a Zener diode 121, a photocoupler 113, and a resistor 123. And an integrated circuit 103.
  • the integrated circuit 103 is connected to the primary winding 127.
  • the integrated circuit 103 is a switching regulator IC that includes an internal switch coupled between the drain D terminal and the source S terminal of the integrated circuit 103.
  • a switch in integrated circuit 103 regulates the transfer of energy from input 107 to output 109 via transformer 105.
  • a feedback signal from the feedback circuit is input to the integrated circuit 103.
  • the multi-function capacitor 111 is connected to the bypass BP terminal of the integrated circuit 103.
  • the multi-function capacitor 111 is used to provide the power supply decoupling function of the integrated circuit 103 during normal operation.
  • Internal circuitry within integrated circuit 103 receives power or bias current from multifunction capacitor 111 and operates the circuit during normal operation while regulating output 109.
  • the multi-function capacitor 111 is used to select a parameter / mode of the integrated circuit 103. During this initialization period, the parameters / modes of the integrated circuit are selected.
  • the switching power supply device has an overcurrent protection function.
  • a method for realizing it there are a method for limiting the maximum on-pulse width of the switching element and a method for limiting the peak current. Moreover, a means for setting these limit values is required.
  • An object of the present invention is to provide a switching control circuit and a switching power supply device having an overcurrent protection function, which are reduced in size and cost while suppressing an increase in the number of terminals.
  • a switching control circuit of the present invention is a switching control circuit including a semiconductor integrated circuit having a plurality of external terminals and provided in a power conversion circuit of a switching power supply device to control a switching element, A feedback terminal to which a feedback signal for detecting and controlling the output voltage obtained by the operation of the switching control circuit is input; An output terminal for outputting a control signal for controlling the switching element; A current detection terminal to which a current detection signal is input from a current detection circuit that detects a current flowing through the power conversion circuit by the operation of the switching control circuit; A soft start terminal to which a signal for setting control of the switching element is input in a soft start period in a start period from an operation start of the power conversion circuit to a steady operation; Based on the signal of the soft start terminal, soft start control means for controlling the ON width of the switching element in the startup period, When the state where the current of the power conversion circuit exceeds the first predetermined current value is detected based on the current detection signal, the switching operation of the power conversion circuit is stopped by controlling the output voltage of the
  • First overcurrent protection means for causing Based on a current detection signal input to the current detection terminal, when it is detected that the current of the power conversion circuit exceeds a second predetermined current value, the output voltage of the output terminal is controlled to Second overcurrent protection means for rapidly turning off the switching element to limit a current flowing through the power conversion circuit; A voltage induced in an external circuit including at least a resistance element or a semiconductor element connected to the soft start terminal is detected as a determination target signal, and the determination target signal is detected in a predetermined detection period in which the determination target signal is detected.
  • first overcurrent protection selection means for selecting setting / non-setting of the first overcurrent protection means; Is provided.
  • the first overcurrent protection means outputs the output terminal when, for example, the current detection circuit detects a state exceeding the first predetermined current value over a predetermined time or when detecting a predetermined number of times.
  • the switching operation is stopped by controlling the voltage to keep the switching element in the off state.
  • the first overcurrent protection means detects, for example, a state where the current detection circuit exceeds a first predetermined current value over a predetermined time, or detects a predetermined number of times, and applies to the feedback terminal.
  • the output voltage of the output terminal is controlled to keep the switching element in the OFF state and stop the switching operation.
  • the second overcurrent protection means rapidly turns off the switching element when the current detection circuit detects the second predetermined current value higher than the first predetermined current value, for example.
  • the first overcurrent protection means limits, for example, the maximum value of power output from the power conversion circuit, and the second overcurrent protection means limits the maximum value of current flowing through the switching element. .
  • the first overcurrent protection selection unit selects setting / non-setting of the first overcurrent protection unit by, for example, comparing the voltage of the determination target signal with a predetermined voltage.
  • the external circuit includes a resistor
  • the determination target signal is a voltage signal induced in the resistor.
  • the external circuit includes a Zener diode
  • the determination target signal is a voltage signal induced in the Zener diode.
  • the start of the detection period is when the soft start period ends.
  • the start of the detection period is a time when the power source input to the switching control circuit becomes equal to or higher than a predetermined voltage and the semiconductor integrated circuit starts operation.
  • the end of the detection period is a point in time when a power source input to the switching control circuit becomes equal to or higher than a predetermined voltage and starts outputting a control signal for controlling the switching element from the output terminal.
  • the soft start terminal includes a constant current circuit for supplying a constant current.
  • the maximum on-time limiting unit detects, for example, a voltage induced by a resistor included in the external circuit, and sets the limit value (maximum on-time) of the on-time according to the induced voltage. .
  • the external circuit includes, for example, an upper limit setting circuit that determines an upper limit of the voltage of the soft start terminal.
  • the upper limit setting circuit includes, for example, a Zener diode.
  • any one of the switching control circuits described above is provided in the power conversion circuit.
  • an appropriate overcurrent protection method can be selected from a plurality of overcurrent protection methods without providing a dedicated terminal, the number of terminals of the switching control IC does not increase, and an overcurrent protection function is provided.
  • the provided switching control circuit can be configured.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device disclosed in Patent Document 1.
  • FIG. It is a circuit diagram of switching power supply device 304A concerning a 1st embodiment. It is a circuit diagram of another switching power supply device 304B according to the first embodiment. It is a figure which shows the relationship between the voltage of the soft start terminal SS, and the maximum on-pulse width. It is the figure which represented the internal structure of IC200 for switching control as a block.
  • It is a circuit diagram of switching power supply device 312A concerning a 2nd embodiment.
  • It is a circuit diagram of the switching power supply device 313 which concerns on the 3rd Embodiment of this invention.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a switching power supply device 315 according to a fifth embodiment.
  • FIG. 3 are circuit diagrams of the switching power supply devices 304A and 304B according to the first embodiment of the present invention.
  • the switching power supply devices 304A and 304B include a switching control IC 200 corresponding to the switching control circuit of the present invention. 2 and FIG. 3 are different from each other in the external circuit connected to the soft start terminal SS of the switching control IC 200.
  • the voltage of the DC input power supply Vi is input between the input terminals PI (+)-PI (G) of the switching power supply devices 304A and 304B. Then, a predetermined DC voltage is output to a load connected between the output terminals PO (+)-PO (G) of the switching power supply devices 304A and 304B.
  • a capacitor Cr, an inductor Lr, a primary winding np of the transformer T, a first switching element Q1, and a current detection resistor R7 are connected in series between the input terminals PI (+)-PI (G).
  • the series circuit is configured.
  • the first switching element Q1 is composed of an FET, the drain terminal is connected to the primary winding np of the transformer T, and the source terminal is connected to the current detection resistor R7.
  • the second switching element Q2 is made of FET, the drain terminal is connected to the input terminal Vin (+), and the source terminal is connected to the drain terminal of the first switching element Q1.
  • a first rectifying and smoothing circuit including diodes Ds and Df and a capacitor Co is configured.
  • the first rectifying / smoothing circuit performs full-wave rectification on the AC voltage output from the secondary windings ns1 and ns2, smoothes it, and outputs it to the output terminals PO (+)-PO (G).
  • a rectifying and smoothing circuit including a diode D3 and a capacitor C3 is connected to the drive winding nb of the transformer T.
  • a DC voltage obtained by this rectifying and smoothing circuit is supplied as a power supply voltage between the GND terminal and the VCC terminal of the switching control IC 200.
  • a circuit other than the switching control IC 200 is a power conversion circuit.
  • the switching control IC 200 outputs a rectangular wave signal from the OUT terminal to the drive circuit 11.
  • the drive circuit 11 alternately controls on / off of the first switching element Q1 and the second switching element Q2. However, a dead time period is provided so that Q1 and Q2 do not turn on simultaneously.
  • the resistor R8 is connected to the current detection terminal IS of the switching control IC 200 so that the voltage drop of the current detection resistor R7 is input.
  • a feedback circuit 12 is provided between the output terminals PO (+) and PO (G) and the switching control IC 200.
  • This feedback circuit 12 generates a feedback signal by comparing the divided value of the voltage between the output terminals PO (+)-PO (G) with a reference voltage, and feeds back the feedback voltage to the feedback terminal FB of the switching control IC 200 in an insulated state. Is a circuit for inputting.
  • An external circuit including a resistor Rss and a capacitor Css is connected between the soft start terminal SS and the ground GND.
  • a capacitor C4 is connected between the feedback terminal FB and the ground terminal.
  • the feedback circuit 12 acts so that the voltage at the feedback terminal FB decreases as the output voltage to the output terminals PO (+) and PO (G) becomes higher than the set voltage.
  • the switching control IC 200 outputs a rectangular wave signal from the output terminal OUT, and turns on / off the first switching element Q1 and the second switching element Q2 via the drive circuit 11 at a predetermined switching frequency. Thereby, switching power supply devices 304A and 304B operate as current resonance converters.
  • the switching control IC 200 detects the output voltage from the input signal of the feedback terminal FB, and controls the frequency of the square wave signal output to the output terminal OUT so that this voltage is constant. As a result, the output voltages of the switching power supply devices 304A and 304B are stabilized.
  • the original function of the soft start terminal SS of the switching control IC 200 is a terminal for performing a soft start operation.
  • Soft start is control that gradually increases the ON width of the output pulse for driving the switching elements Q1 and Q2 when the converter is started.
  • the length of the soft start period is set by the time constant of the external circuit connected to the soft start terminal SS.
  • a constant current circuit is connected inside the soft start terminal SS, and a charging time constant for the capacitor Css is determined by the value of the constant current and the capacitance of the external capacitor Css.
  • the switching control IC 200 has the following functions. (1) A first overcurrent protection function that limits the output power by stopping the switching operation by setting the output terminal voltage for controlling the switching element to a low level.
  • the soft start terminal SS a signal for selecting an overcurrent method is detected, and in conjunction with the soft start circuit, the first overcurrent protection function is set / not set when the soft start period ends. The function to select.
  • a third overcurrent protection function for limiting the maximum on-pulse width by providing a circuit for limiting the maximum on-pulse width in the soft start circuit using the soft start terminal SS.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the voltage of the soft start terminal SS and the maximum on-pulse width.
  • the maximum on-pulse width is determined in the range of 0 to 16.5 ⁇ s in proportion to the voltage of the soft start terminal SS.
  • the maximum on-pulse width is maintained at 16.5 ⁇ s.
  • FIG. 5 is a block diagram showing the internal configuration of the switching control IC 200.
  • the one-shot circuit 240 sets the flip-flop 213
  • the Q output signal of the flip-flop 213 is output as a high-level gate control voltage to the OUT terminal via the AND gate 214 via the AND gate 214.
  • the CT generator circuit 241 outputs the ramp waveform voltage after the output of the AND gate 214 becomes high level.
  • the comparator 212 resets the flip-flop 213 when the output voltage of the CT generator circuit 241 exceeds the lowest voltage among the voltages input to the three ( ⁇ ) terminals. As a result, the voltage at the OUT terminal is returned to the low level. By repeating the above, the output voltage of the OUT terminal is changed to a square waveform.
  • the constant current circuit CCC1 is connected to the soft start terminal SS. As shown in FIG. 2, by connecting the capacitor Css to the soft start terminal SS, the voltage of the soft start terminal SS becomes equal to the charging voltage of the capacitor Css. As the voltage of the soft start terminal SS rises, the timing at which the output of the comparator 212 is inverted is delayed, and the ON time of the switching element is gradually increased. This causes a soft start operation. Since the constant current circuit CCC1 is provided in the switching control IC as described above, it is not necessary to connect a constant current circuit to the outside, and the number of parts can be reduced and the size can be reduced.
  • the voltage of the soft start terminal SS is equal to the current value of the constant current circuit CCC1 and the resistor Rss when the capacitor Css is fully charged. It depends on the resistance value.
  • the output voltage of the resistance voltage dividing circuit 216 is the lowest among the voltages input to the three ( ⁇ ) terminals of the comparator 212. Therefore, the ON time width of the switching element increases as the voltage of the soft start terminal SS increases.
  • the soft start operation is performed by gradually spreading.
  • the output voltage of the resistance voltage dividing circuit 224 becomes the lowest state among the voltages input to the three ( ⁇ ) terminals of the comparator 212. Therefore, switching is performed according to the voltage applied to the feedback terminal FB.
  • the on-time of the element is determined.
  • the comparator 212 Among the voltages input to the three ( ⁇ ) terminals, the voltage applied to the SS terminal is in the lowest state, and therefore, the ON time is controlled not to become longer, and the maximum ON time or the maximum The hour ratio is set. As a result, a third overcurrent protection function by limiting the maximum on-pulse width is realized.
  • the first overcurrent protection selection circuit 217 uses, for example, 4V as a threshold value, and if the voltage of the soft start terminal SS exceeds 4V, the first overcurrent detection circuit 222 is activated by enabling the AND gate 218. Enable output.
  • the first overcurrent detection circuit 222 sets the output to a high level when the voltage at the IS terminal exceeds 0.3 V, and starts the timer operation of the overcurrent protection timer 219.
  • the overcurrent protection timer 219 causes the timer latch 221 to be latched via the OR gate 220 when the output of the first overcurrent detection circuit 222 becomes high level and continues for 50 ms.
  • the timer latch 221 stops switching of the switching element for 3.2 s. Thereby, the first overcurrent protection function is realized.
  • a predetermined time is set when the IS terminal voltage exceeds 0.3V. It may be latched when the number of times is detected.
  • the first overcurrent protection selection circuit 217 keeps the output at the low level and sets the output of the AND gate 218 at the low level. And the output of the first overcurrent detection circuit 222 is invalidated. That is, the first overcurrent protection is not selected (released).
  • the first overcurrent protection is set. The If you choose not to reach 4V, the first overcurrent protection is unset. Further, as shown in FIG. 3, by connecting a Zener diode D4 having a Zener voltage of less than 4V to the soft start terminal SS, the voltage of the soft start terminal SS does not reach 4V even after the soft start operation is completed. Therefore, the first overcurrent protection is not set.
  • setting / non-setting of the first overcurrent protection function is selected at the time after the soft start period is ended, depending on the resistance value of the external resistor Rss.
  • the output of the second overcurrent detection circuit 223 becomes a high level, and the peak of the current that flows by turning off the switching element Q1 rapidly. Limit the value to prevent damage to the circuit element due to the current peak value. That is, the second overcurrent protection function is realized.
  • the IC can be reduced in size. Further, by effectively using the IC terminal, it is possible to improve the functionality of the IC.
  • the overcurrent protection function can be set / not set only by connecting a Zener diode as a peripheral circuit to the IC terminal. There is no adverse effect on the normal operation of the IC.
  • the external circuit connected to the soft start terminal SS is a voltage clamp circuit using a Zener diode.
  • the external circuit may be any one of a resistor, a transistor, and an operational amplifier other than the Zener diode.
  • 6 and 7 are circuit diagrams of the switching power supply devices 312A and 312B according to the second embodiment of the present invention.
  • the switching power supply devices 312A and 312B include a switching control IC 200 corresponding to the switching control circuit of the present invention.
  • the secondary side of the transformer T is a forward type. 6 and 7 differ in the connection position of the primary-side resonance capacitor Cr.
  • the rectifying / smoothing circuit including the diodes Ds and Df, the inductor Lro, and the capacitor Co may be provided on the secondary side of the transformer T, and the forward method may be used. Since the primary side resonance capacitor Cr only needs to be inserted in series in a closed loop formed when the high side switching element Q2 is turned on, the capacitor is connected to the drain of the switching element Q2 as shown in FIG. Cr may be connected in series.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of the switching power supply device 313 according to the third embodiment of the present invention.
  • the switching power supply device 313 includes a switching control IC 200 corresponding to the switching control circuit of the present invention.
  • the secondary side of the transformer T is a forward type.
  • a difference from the switching power supply device 304A shown in FIG. 2 is that a simple forward converter is configured without providing the inductor Lr, the capacitor Cr, and the second switching element Q2.
  • the present invention can be similarly applied to the converter and has the same effect.
  • 9 and 10 are circuit diagrams of the switching power supply devices 314A and 314B according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the switching power supply devices 314A and 314B include a switching control IC 200 corresponding to the switching control circuit of the present invention.
  • the secondary side of the transformer T is a flyback type.
  • 9 and 10 are different in the connection position of the primary-side resonance capacitor Cr.
  • a rectifying / smoothing circuit including the diode Ds and the capacitor Co may be provided on the secondary side of the transformer T to adopt a flyback method. Since the primary side resonance capacitor Cr only needs to be inserted in series in a closed loop formed when the high side switching element Q2 is turned on, the capacitor is connected to the drain of the switching element Q2 as shown in FIG. Cr may be connected in series.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a switching power supply device 315 according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the switching power supply device 315 includes a switching control IC 200 corresponding to the switching control circuit of the present invention.
  • the secondary side of the transformer T is a flyback type.
  • a difference from the switching power supply device 314A shown in FIG. 9 is that a simple flyback converter is configured without providing the inductor Lr, the capacitor Cr, and the second switching element Q2. As described above, the present invention can be similarly applied to a simple flyback converter, and has the same effect.
  • the first overcurrent protection is performed when an overcurrent state in which the current flowing through the switching element exceeds a predetermined current value is detected for a predetermined time. Is not limited to continuously detecting overcurrent over a predetermined time.
  • the first overcurrent protection may be performed when the current value is read at a predetermined time interval and the overcurrent state is counted a predetermined number of times or more.
  • the converter system of the switching power supply device of the present invention is not limited to an isolated converter, and may be a non-insulated converter. Further, the present invention can be applied not only to the half bridge type but also to the full bridge type.
  • Switching control IC IS ... current detection terminal Lr ... inductor OUT ... output terminal PI ... input terminal PO ... output terminal Q1 ... first switching element Q2 ... second switching element SS ... soft start terminal T ... transformer 301 ... switching power supply devices 304A, 304B ... switching power supply 312A, 312B ... switching power supply 313 ... switching power supply 314A, 314B ... switching power supply 315 ... switching power supply

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

　スイッチング制御用ＩＣ（２００）のソフトスタート端子（ＳＳ）に接続される外付け回路の時定数によってソフトスタート期間の長さが設定される。スイッチング素子（Ｑ１）に流れる電流が電流検出端子（ＩＳ）で検出されて、第１所定電流値を超えたときに第２過電流保護機能が動作してスイッチング動作を停止し、第２の所定電流値を超えたときに第２の過電流保護機能が動作してスイッチング素子（Ｑ１）を急速にターンオフして電流ピーク値が制限される。ソフトスタート期間が終了した時点でのソフトスタート端子（ＳＳ）の電圧によって第１過電流保護機能の設定／非設定が選択される。ソフトスタート端子（ＳＳ）の電圧が所定電圧に達した以降はスイッチング素子（Ｑ１）のオンパルス幅は最大値で制限される。これにより、端子数の増加を抑え、複数の過電流保護方式の中から適切な過電流保護方式を選択可能とする。

Description

スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置
　この発明はスイッチング電源装置に用いられるＩＣ化されたスイッチング制御回路及びそれを備えたスイッチング電源装置に関するものである。
　スイッチング電源装置においてスイッチング制御用ＩＣには、出力制御動作、起動動作、過電流保護動作、過電圧保護動作、待機動作、力率改善動作など、各種機能を実現するための回路を備えている。これらの機能が増加することによって、スイッチング制御用ＩＣの高機能化が図られている。
　スイッチング制御用ＩＣの各機能をアプリケーションの動作仕様に対応させるように設定するには、機能ごとに外部回路とのインターフェイス用の複数の端子が必要となる。このため、搭載する機能の数が増えると、自ずと端子数が増加してしまう。端子の数が増加すると、スイッチング制御用ＩＣのパッケージが大きくなり、ＩＣのコスト単価の増大につながる。
　スイッチング制御用ＩＣの端子数を制限する場合、搭載できる機能が制約されることから、各機能に応じてＩＣの品種を揃えて準備し、仕様や用途によってこれらを使い分ける必要がある。この場合、ＩＣの品種数は増加してしまい、製造プロセスだけでなくＩＣの管理が複雑化し、結果としてＩＣのコスト単価が増大するという課題がある。
　一般に多機能性が要求されるほど大型になることはやむを得ないが、近年、小型のスイッチング制御回路であっても必要な機能が増している。現状では、ＩＣなどの半導体のコスト単価を低減するには、少ない品種を大量に生産することが効果的である。さらに、ＩＣのパッケージとしては、少ない端子数で、サイズの小さなＩＣとして構成するほうがＩＣのコスト単価を下げることができる。
　特許文献１には、端子数の削減を目的としたスイッチング制御用ＩＣに関する発明が記載されている。
　図１は特許文献１に示されているスイッチング電源装置の回路図である。図１において、スイッチング電源装置１０１は、１次巻線１２７と２次巻線１２９を有するトランス１０５、ダイオード１１７とキャパシタ１１９による整流平滑回路、ツェナーダイオード１２１とフォトカプラ１１３、及び抵抗１２３による帰還回路と、集積回路１０３を備えている。
　集積回路１０３は１次巻線１２７に接続されている。集積回路１０３は、その集積回路１０３のドレインＤ端子とソースＳ端子との間に結合される内部スイッチを含むスイッチングレギュレータＩＣである。
　動作中、集積回路１０３内のスイッチが、トランス１０５を介する入力１０７から出力１０９へのエネルギーの伝達を調整する。集積回路１０３には前記帰還回路からのフィードバック信号が入力される。
　多機能キャパシタ１１１は集積回路１０３のバイパスＢＰ端子に接続されている。多機能キャパシタ１１１は、通常動作中に集積回路１０３の電源デカップリング機能をもたせるために用いられる。集積回路１０３内の内部回路は、多機能キャパシタ１１１から電力又はバイアス電流を受け取り、出力１０９を調整しながら通常動作中に回路を作動させる。
　集積回路１０３の初期化期間中に集積回路１０３のパラメータ／モードを選択するために多機能キャパシタ１１１が使用される。この初期化期間中に集積回路のパラメータ／モードが選択される。
特開２００７－７３９５４号公報
　上述したとおり、スイッチング電源装置が備える機能に過電流保護機能があるが、その実現方法として、スイッチング素子の最大オンパルス幅を制限する方法や、ピーク電流を制限する方法がある。また、これらの制限値を設定するための手段が必要である。
　ところが、これらの過電流保護方式に対応する個別のスイッチング制御用ＩＣを設計製造すると、スイッチング制御用ＩＣの品種が増え、それにともない製造プロセスだけでなくＩＣの管理が複雑化し、結果としてＩＣのコスト単価が増大するという課題がある。また、これらの過電流保護機能をそれぞれ備えた場合には、それらの機能を選択するための端子が必要になる。そのため、ＩＣの端子数が増加し、ＩＣ小型化の阻害やコストアップの要因となる。すなわち、スイッチング制御用ＩＣのパッケージが大きくなり、ＩＣのコスト単価が増大するという問題がある。
　この発明の目的は、端子数の増加を抑えて、小型・低コスト化した、過電流保護機能を有するスイッチング制御回路及びスイッチング電源装置を提供することにある。
（１）この発明のスイッチング制御回路は、複数の外部端子を有し、スイッチング電源装置の電力変換回路に設けられてスイッチング素子を制御する半導体集積回路を備えたスイッチング制御回路であって、
　前記スイッチング制御回路の動作により得られる出力電圧を検出して制御するための帰還信号が入力される帰還端子と、
　前記スイッチング素子を制御する制御信号を出力する出力端子と、
　前記スイッチング制御回路の動作により前記電力変換回路に流れる電流を検出する電流検出回路からの電流検出用信号が入力される電流検出用端子と、
　前記電力変換回路の動作開始から定常動作までの起動期間におけるソフトスタート期間において前記スイッチング素子の制御を設定する信号が入力されるソフトスタート端子と、
　前記ソフトスタート端子の信号に基づいて、前記起動期間におけるスイッチング素子のオン幅を制御するソフトスタート制御手段と、
　前記電流検出用信号に基づいて、前記電力変換回路の電流が第１の所定電流値を超える状態を検出したときに、前記出力端子の出力電圧を制御して前記電力変換回路のスイッチング動作を停止させる第１の過電流保護手段と、
　前記電流検出用端子に入力される電流検出用信号に基づいて、前記電力変換回路の電流が第２の所定電流値を超える状態を検出したときに、前記出力端子の出力電圧を制御して前記スイッチング素子を急速にターンオフして前記電力変換回路に流れる電流を制限する第２の過電流保護手段と、
　前記ソフトスタート端子に接続される、抵抗素子又は半導体素子を少なくとも含む外部回路に誘起される電圧を判定対象信号として検出し、前記判定対象信号を検出する所定の検出期間において、前記判定対象信号に応じて、前記第１の過電流保護手段の設定／非設定の選択を行う第１の過電流保護選択手段と、
を備える。
（２）前記第１の過電流保護手段は、例えば前記電流検出回路が第１の所定電流値を超える状態を所定時間に亘って検出したとき、または所定回数検出したときに前記出力端子の出力電圧を制御して前記スイッチング素子をオフ状態に保ちスイッチング動作を停止する。
（３）前記第１の過電流保護手段は、例えば前記電流検出回路が第１の所定電流値を超える状態を所定時間に亘って検出したとき、または所定回数検出し、かつ、前記帰還端子に出力電圧が制御され、過電流状態ではないことを示す帰還信号が入力されているときに、前記出力端子の出力電圧を制御して前記スイッチング素子をオフ状態に保ちスイッチング動作を停止する。
（４）前記第２の過電流保護手段は、例えば前記電流検出回路が前記第１の所定電流値よりも高い前記第２の所定電流値を検出したとき、前記スイッチング素子を急速にターンオフする。
（５）前記第１の過電流保護手段は、例えば前記電力変換回路から出力する電力の最大値を制限し、前記第２の過電流保護手段は前記スイッチング素子に流れる電流の最大値を制限する。
（６）前記第１の過電流保護選択手段は、例えば前記判定対象信号の電圧と所定電圧との比較によって、前記第１の過電流保護手段の設定／非設定の選択を行う。
（７）例えば、前記外部回路は抵抗を備え、前記判定対象信号は前記抵抗に誘起される電圧信号である。
（８）例えば、前記外部回路はツェナーダイオードを備え、前記判定対象信号は前記ツェナーダイオードに誘起される電圧信号である。
（９）例えば、前記検出期間の開始は、ソフトスタート期間が終了した時点である。
（１０）例えば、前記検出期間の開始は、前記スイッチング制御回路に入力される電源が所定電圧以上になり、前記半導体集積回路が動作を開始する時点である。
（１１）例えば、前記検出期間の終止は、前記スイッチング制御回路に入力される電源が所定電圧以上になり、前記出力端子から前記スイッチング素子を制御する制御信号の出力を開始する時点である。
（１２）例えば、前記ソフトスタート端子には定電流を供給する定電流回路を備える。
（１３）例えば、前記第１の過電流保護手段が作用する電圧未満の電圧であるときの前記判定対象信号（ソフトスタート端子の電圧）に応じて、定常動作でのスイッチング素子のオン時間の制限値（最大オン時間）を設定する最大オン時間制限手段を備える。
（１４）前記最大オン時間制限手段は、例えば前記外部回路に含まれる抵抗によって誘起される電圧を検出して前記誘起される電圧に応じて前記オン時間の制限値（最大オン時間）を設定する。
（１５）前記外部回路は、例えば前記ソフトスタート端子の電圧の上限を定める上限設定回路を含む。
（１６）前記上限設定回路は、例えばツェナーダイオードを備える。
（１７）この発明のスイッチング電源装置は、以上に述べた何れかのスイッチング制御回路が前記電力変換回路に備えられたものである。
　この発明によれば、専用端子を設けることなく、複数の過電流保護方式の中から適切な過電流保護方式を選択できるため、スイッチング制御用ＩＣの端子数が増大せず、過電流保護機能を備えたスイッチング制御回路を構成できる。
特許文献１に示されているスイッチング電源装置の回路図である。 第１の実施形態に係るスイッチング電源装置３０４Ａの回路図である。 第１の実施形態に係る別のスイッチング電源装置３０４Ｂの回路図である。 ソフトスタート端子ＳＳの電圧と最大オンパルス幅との関係を示す図である。 スイッチング制御用ＩＣ２００の内部の構成をブロック化して表した図である。 第２の実施形態に係るスイッチング電源装置３１２Ａの回路図である。 第２の実施形態に係る別のスイッチング電源装置３１２Ｂの回路図である。 本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源装置３１３の回路図である。 第４の実施形態に係るスイッチング電源装置３１４Ａの回路図である。 第４の実施形態に係る別のスイッチング電源装置３１４Ｂの回路図である。 第５の実施形態に係るスイッチング電源装置３１５の回路図である。
《第１の実施形態》
　図２・図３は、本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置３０４Ａ，３０４Ｂの回路図である。スイッチング電源装置３０４Ａ，３０４Ｂは、本発明のスイッチング制御回路に相当するスイッチング制御用ＩＣ２００を備えている。図２と図３とでは、スイッチング制御用ＩＣ２００のソフトスタート端子ＳＳに接続される外部回路が異なる。
　このスイッチング電源装置３０４Ａ，３０４Ｂの入力端子ＰＩ（＋）－ＰＩ（Ｇ）間に直流入力電源Ｖｉの電圧が入力される。そして、スイッチング電源装置３０４Ａ，３０４Ｂの出力端子ＰＯ（＋）－ＰＯ（Ｇ）間に接続される負荷へ所定の直流電圧が出力される。
　入力端子ＰＩ（＋）－ＰＩ（Ｇ）間には、キャパシタＣｒ、インダクタＬｒ、トランスＴの１次巻線ｎｐ、第１のスイッチング素子Ｑ１及び電流検出用抵抗Ｒ７が直列に接続された第１の直列回路が構成されている。第１のスイッチング素子Ｑ１はＦＥＴからなり、ドレイン端子がトランスＴの１次巻線ｎｐに接続され、ソース端子が電流検出用抵抗Ｒ７に接続されている。
　第２のスイッチング素子Ｑ２はＦＥＴからなり、ドレイン端子が入力端子Ｖｉｎ（＋）に接続され、ソース端子が第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子に接続されている。
　トランスＴの２次巻線ｎｓ１，ｎｓ２には、ダイオードＤｓ，Ｄｆ及びキャパシタＣｏからなる第１の整流平滑回路が構成されている。この第１の整流平滑回路は２次巻線ｎｓ１，ｎｓ２から出力される交流電圧を全波整流し、平滑して、出力端子ＰＯ（＋）－ＰＯ（Ｇ）へ出力する。
　トランスＴの駆動巻線ｎｂには、ダイオードＤ３及びキャパシタＣ３による整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路によって得られる直流電圧がスイッチング制御用ＩＣ２００のＧＮＤ端子及びＶＣＣ端子間に電源電圧として供給される。
　このスイッチング電源装置３０４Ａ，３０４Ｂにおいて、スイッチング制御用ＩＣ２００以外の回路が電力変換回路である。
　スイッチング制御用ＩＣ２００は、そのＯＵＴ端子から駆動回路１１へ矩形波信号を出力する。駆動回路１１は第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２を交互にオン・オフ制御する。但し、Ｑ１，Ｑ２が同時オンしないようにデッドタイム期間を設ける。
　スイッチング制御用ＩＣ２００の電流検出端子ＩＳには、電流検出用抵抗Ｒ７の降下電圧が入力されるように、抵抗Ｒ８が接続されている。
　出力端子ＰＯ（＋），ＰＯ（Ｇ）及びスイッチング制御用ＩＣ２００の間には帰還回路１２が設けられている。この帰還回路１２は出力端子ＰＯ（＋）－ＰＯ（Ｇ）間の電圧の分圧値と基準電圧との比較によって帰還信号を発生し、絶縁状態でスイッチング制御用ＩＣ２００のフィードバック端子ＦＢへフィードバック電圧を入力する回路である。
　ソフトスタート端子ＳＳとグランドＧＮＤとの間には、抵抗Ｒｓｓ及びキャパシタＣｓｓによる外部回路が接続されている。
　フィードバック端子ＦＢとグランド端子との間にはキャパシタＣ４が接続されている。
　帰還回路１２は、出力端子ＰＯ（＋），ＰＯ（Ｇ）への出力電圧が設定電圧より高くなる程、フィードバック端子ＦＢの電圧が低くなる関係で作用する。
　スイッチング制御用ＩＣ２００は、出力端子ＯＵＴから矩形波信号を出力し、駆動回路１１を介して第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２を所定のスイッチング周波数でオン／オフする。これにより、スイッチング電源装置３０４Ａ，３０４Ｂは電流共振コンバータとして動作する。
　過電流動作時でない通常動作時には、スイッチング制御用ＩＣ２００はフィードバック端子ＦＢの入力信号によって出力電圧を検知し、この電圧が一定となるように出力端子ＯＵＴへ出力する方形波信号の周波数を制御する。これにより、スイッチング電源装置３０４Ａ，３０４Ｂの出力電圧を安定化する。
　スイッチング制御用ＩＣ２００のソフトスタート端子ＳＳの本来の機能は、ソフトスタート動作させるための端子である。ソフトスタートとは、コンバータの起動時に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するための出力パルスのオン幅を徐々に広げていく制御である。ソフトスタート端子ＳＳに接続される外付け回路の時定数によってソフトスタート期間の長さを設定する。具体的にはソフトスタート端子ＳＳの内部には定電流回路が接続されていて、この定電流の値と外付けのキャパシタＣｓｓの容量とによって、キャパシタＣｓｓに対する充電時定数が定められる。
　スイッチング制御用ＩＣ２００は次の機能を備える。
（１）スイッチング素子を制御する出力端子電圧をローレベルにしてスイッチング動作を停止させて出力電力を制限する第１の過電流保護機能。
（２）スイッチング素子Ｑ１を急速にターンオフして流れる電流のピーク値を制限する第２の過電流保護機能。
（３）ソフトスタート端子ＳＳを用いて、最大オンパルス幅を設定する機能。
（４）ソフトスタート端子ＳＳを用いて、過電流方式を選択する信号を検出し、ソフトスタート回路と連動させて、ソフトスタート期間が終了した時点で、第１過電流保護機能の設定／非設定を選択する機能。
（５）ソフトスタート端子ＳＳを用いて、ソフトスタート回路に最大オンパルス幅を制限する回路を設けることにより、最大オンパルス幅を制限する第３の過電流保護機能。
　図４は、ソフトスタート端子ＳＳの電圧と最大オンパルス幅との関係を示す図である。ソフトスタート端子ＳＳの電圧が０Ｖ～３．３Ｖの範囲では、最大オンパルス幅はソフトスタート端子ＳＳの電圧に比例して０～１６．５μｓの範囲で定められる。ソフトスタート端子ＳＳの電圧が３．３Ｖ以上では、最大オンパルス幅は１６．５μｓのまま維持される。
　図５は、スイッチング制御用ＩＣ２００の内部の構成をブロック化して表した図である。図５において、ワンショット回路２４０がフリップフロップ２１３をセットすると、フリップフロップ２１３のＱ出力信号がＡＮＤゲート２１４を経由し、ドライバ２１５を介してＯＵＴ端子へハイレベルのゲート制御電圧として出力される。
　ＣＴジェネレータ回路２４１は、ＡＮＤゲート２１４の出力がハイレベルになってからランプ波形電圧を出力する。コンパレータ２１２は、ＣＴジェネレータ回路２４１の出力電圧が、３つの（－）端子に入力される電圧のうち最も低い電圧を超えた時点で、フリップフロップ２１３をリセットする。これによりＯＵＴ端子の電圧をローレベルに戻す。
　以上の繰り返しによって、ＯＵＴ端子の出力電圧を方形波状に変化させる。
　ソフトスタート端子ＳＳには定電流回路ＣＣＣ１が接続されている。図２に示したように、ソフトスタート端子ＳＳにキャパシタＣｓｓを接続することによって、ソフトスタート端子ＳＳの電圧はキャパシタＣｓｓの充電電圧に等しくなる。ソフトスタート端子ＳＳの電圧上昇にともなって、コンパレータ２１２の出力が反転するタイミングが遅くなり、スイッチング素子のオン時間が徐々に長くなる。このことによってソフトスタート動作する。なお、このように定電流回路ＣＣＣ１をスイッチング制御用ＩＣ内部に備えたことにより、外部に定電流回路を接続する必要がなく部品点数の削減と小型化が図れる。
　図２に示したように、ソフトスタート端子ＳＳに抵抗Ｒｓｓを外付けすることで、キャパシタＣｓｓが満充電された状態で、ソフトスタート端子ＳＳの電圧は、定電流回路ＣＣＣ１の電流値及び抵抗Ｒｓｓの抵抗値に応じて定まる。
　ソフトスタート期間中、コンパレータ２１２の３つの（－）端子に入力される電圧のうち抵抗分圧回路２１６の出力電圧が最も低いので、ソフトスタート端子ＳＳの電圧が上昇するにつれてスイッチング素子のオン時間幅が次第に広がることによってソフトスタート動作がなされる。
　ソフトスタート動作が完了すると、コンパレータ２１２の３つの（－）端子に入力される電圧のうち、抵抗分圧回路２２４の出力電圧が最も低い状態となるので、フィードバック端子ＦＢに掛かる電圧に応じてスイッチング素子のオン時間が定められる。フィードバック端子ＦＢの電圧が、外付け抵抗Ｒｓｓの抵抗値で決定されるＳＳ端子に印加される電圧（抵抗分圧回路２２５での電圧値３．３Ｖ以下の電圧）を超える状態になると、コンパレータ２１２の３つの（－）端子に入力される電圧のうち、ＳＳ端子に印加される電圧が最も低い状態となるので、それ以上はオン時間が長くならないように制御され、最大のオン時間、若しくは最大の時比率が設定される。
　このことにより、最大オンパルス幅の制限による第３の過電流保護機能が実現される。
　第１過電流保護選択回路２１７は、例えば４Ｖをしきい値とし、ソフトスタート端子ＳＳの電圧が４Ｖを超える電圧であれば、ＡＮＤゲート２１８を有効にすることで第１過電流検出回路２２２の出力を有効にする。第１過電流検出回路２２２はＩＳ端子の電圧が０．３Ｖを超えたとき出力をハイレベルにし、過電流保護タイマー２１９のタイマー動作をスタートさせる。過電流保護タイマー２１９は、第１過電流検出回路２２２の出力がハイレベルになって、それが５０ｍｓ持続したとき、ＯＲゲート２２０を介してタイマーラッチ２２１をラッチさせる。タイマーラッチ２２１は３．２ｓだけスイッチング素子のスイッチングを停止させる。これにより第１の過電流保護機能が実現される。
　第１の過電流保護機能によってラッチするとき、フィードバック端子ＦＢの電圧は過電流状態ではないことを示す帰還信号であるフィードバック電圧が入力されている。そのためＩＳ端子の電圧が０．３Ｖを超えたときに、フィードバック端子ＦＢの機能によってラッチすることはなく、第１の過電流保護機能によってラッチする。
　また、第１の過電流保護機能として、ＩＳ端子の電圧が０．３Ｖを超えたときを５０ｍｓ持続したときにラッチさせることに代えて、ＩＳ端子の電圧が０．３Ｖを超えたときを所定回数検出したときにラッチさせてもよい。
　一方、ソフトスタート動作が終了した後もソフトスタート端子ＳＳの電圧が４Ｖに達しない場合には、第１過電流保護選択回路２１７は出力をローレベルに保って、ＡＮＤゲート２１８の出力をローレベルにし、第１過電流検出回路２２２の出力を無効にする。すなわち、第１の過電流保護が非選択（解除）される。
　図２に示す、ソフトスタート端子ＳＳに接続する抵抗Ｒｓｓの抵抗値を、ソフトスタート動作が終了した後にソフトスタート端子ＳＳの電圧が４Ｖに達するように選択すると、第１の過電流保護が設定される。４Ｖに達しないように選択すると、第１の過電流保護は非設定となる。また、図３に示したように、ソフトスタート端子ＳＳに、ツェナー電圧が４Ｖ未満のツェナーダイオードＤ４を接続することにより、ソフトスタート動作が終了した後もソフトスタート端子ＳＳの電圧が４Ｖに達しないので、第１の過電流保護は非設定となる。
　以上の構成により、外付け抵抗Ｒｓｓの抵抗値によって、ソフトスタート期間が終了した以降の時点で、第１過電流保護機能の設定／非設定が選択される。
　なお、ＩＳ端子の電圧が０．４Ｖを超えるほどの大きな過電流状態となると、第２過電流検出回路２２３の出力がハイレベルになって、スイッチング素子Ｑ１を急速にターンオフして流れる電流のピーク値を制限し、回路素子の電流ピーク値による破壊を防止する。すなわち第２の過電流保護機能が実現される。
　このようにして、各種過電流保護機能を有するスイッチング制御用ＩＣを個別に設計し、製造する必要がない。そのため、在庫数が低減し、部品の標準化を推進でき、コスト低減を図ることができる。
　また、過電流保護機能の設定／非設定を行うための専用のＩＣ端子を設ける必要がないために、ＩＣの小型化を図ることができる。また、ＩＣ端子を有効に利用することにより、ＩＣの高機能化を図ることができる。
　また、ＩＣの端子に周辺回路としてツェナーダイオードを接続するのみで、過電流保護機能の設定／非設定を行うことができる。ＩＣの通常動作に影響を与える悪影響が発生しない。
　以上に示した例では、ソフトスタート端子ＳＳに接続される外部回路が、ツェナーダイオードによる電圧クランプ回路であった。この外部回路としては、ツェナーダイオード以外に抵抗、トランジスタ、オペアンプの何れかであってもよい。
《第２の実施形態》
　図６・図７は、本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置３１２Ａ，３１２Ｂの回路図である。スイッチング電源装置３１２Ａ，３１２Ｂは、本発明のスイッチング制御回路に相当するスイッチング制御用ＩＣ２００を備えている。スイッチング電源装置３１２Ａ，３１２Ｂは、何れもトランスＴの二次側がフォワード形である。図６と図７とでは、一次側の共振キャパシタＣｒの接続位置が異なる。
　このように、トランスＴの二次側に、ダイオードＤｓ，Ｄｆ、インダクタＬｒｏ、キャパシタＣｏによる整流平滑回路を設けて、フォワード方式にしてもよい。
　また、一次側の共振キャパシタＣｒは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ２のオン時に形成される閉ループに直列に挿入されていればよいので、図７に示すように、スイッチング素子Ｑ２のドレインに対してキャパシタＣｒが直列に接続されていてもよい。
　その他の構成は第１の実施形態で示したものと同様であり、同様の作用効果を奏する。
《第３の実施形態》
　図８は、本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源装置３１３の回路図である。スイッチング電源装置３１３は、本発明のスイッチング制御回路に相当するスイッチング制御用ＩＣ２００を備えている。スイッチング電源装置３１３は、トランスＴの二次側がフォワード形である。
　図２に示したスイッチング電源装置３０４Ａと異なるのは、インダクタＬｒ、キャパシタＣｒ及び第２のスイッチング素子Ｑ２を設けずに、単純なフォワードコンバータを構成している点である
　このように、単純なフォワードコンバータにも同様に適用でき、同様の作用効果を奏する。
《第４の実施形態》
　図９・図１０は、本発明の第４の実施形態に係るスイッチング電源装置３１４Ａ，３１４Ｂの回路図である。スイッチング電源装置３１４Ａ，３１４Ｂは、本発明のスイッチング制御回路に相当するスイッチング制御用ＩＣ２００を備えている。スイッチング電源装置３１４Ａ，３１４Ｂは、何れもトランスＴの二次側がフライバック形である。図９と図１０とでは、一次側の共振キャパシタＣｒの接続位置が異なる。
　このように、トランスＴの二次側に、ダイオードＤｓ及びキャパシタＣｏによる整流平滑回路を設けて、フライバック方式にしてもよい。
　また、一次側の共振キャパシタＣｒは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ２のオン時に形成される閉ループに直列に挿入されていればよいので、図１０に示すように、スイッチング素子Ｑ２のドレインに対してキャパシタＣｒが直列に接続されていてもよい。
　その他の構成は第１の実施形態で示したものと同様であり、同様の作用効果を奏する。
《第５の実施形態》
　図１１は、本発明の第５の実施形態に係るスイッチング電源装置３１５の回路図である。スイッチング電源装置３１５は、本発明のスイッチング制御回路に相当するスイッチング制御用ＩＣ２００を備えている。スイッチング電源装置３１５は、トランスＴの二次側がフライバック形である。
　図９に示したスイッチング電源装置３１４Ａと異なるのは、インダクタＬｒ、キャパシタＣｒ及び第２のスイッチング素子Ｑ２を設けずに、単純なフライバックコンバータを構成している点である。
　このように、単純なフライバックコンバータにも同様に適用でき、同様の作用効果を奏する。
《他の実施形態》
　以上に示した各実施形態では、スイッチング素子に流れる電流が所定電流値を超える過電流状態を所定時間に亘って検出したとき第１の過電流保護を行うようにしたが、過電流状態の検知は、所定時間に亘って過電流を連続して検出することに限らない。所定時間間隔で電流値を読み取り、過電流状態を所定回数以上計数したときに第１の過電流保護を行うようにしてもよい。
　本発明のスイッチング電源装置のコンバータ方式は、絶縁型コンバータに限らず非絶縁型コンバータであってもよい。また、ハーフブリッジ型に限らずフルブリッジ型等に適用することもできる。
Ｄ４…ツェナーダイオード
ＦＢ…フィードバック端子
２００…スイッチング制御用ＩＣ
ＩＳ…電流検出端子
Ｌｒ…インダクタ
ＯＵＴ…出力端子
ＰＩ…入力端子
ＰＯ…出力端子
Ｑ１…第１のスイッチング素子
Ｑ２…第２のスイッチング素子
ＳＳ…ソフトスタート端子
Ｔ…トランス
３０１…スイッチング電源装置
３０４Ａ，３０４Ｂ…スイッチング電源装置
３１２Ａ，３１２Ｂ…スイッチング電源装置
３１３…スイッチング電源装置
３１４Ａ，３１４Ｂ…スイッチング電源装置
３１５…スイッチング電源装置

Claims (17)

  1. 　複数の外部端子を有し、スイッチング電源装置の電力変換回路に設けられてスイッチング素子を制御する半導体集積回路を備えたスイッチング制御回路であって、
    　前記スイッチング制御回路の動作により得られる出力電圧を検出して制御するための帰還信号が入力される帰還端子と、
    　前記スイッチング素子を制御する制御信号を出力する出力端子と、
    　前記スイッチング制御回路の動作により前記電力変換回路に流れる電流を検出する電流検出回路からの電流検出用信号が入力される電流検出用端子と、
    　前記電力変換回路の動作開始から定常動作までの起動期間におけるソフトスタート期間において前記スイッチング素子の制御を設定する信号が入力されるソフトスタート端子と、
    　前記ソフトスタート端子の信号に基づいて、前記起動期間におけるスイッチング素子のオン幅を制御するソフトスタート制御手段と、
    　前記電流検出用信号に基づいて、前記電力変換回路の電流が第１の所定電流値を超える状態を検出したときに、前記出力端子の出力電圧を制御して前記電力変換回路のスイッチング動作を停止させる第１の過電流保護手段と、
    　前記電流検出用端子に入力される電流検出用信号に基づいて、前記電力変換回路の電流が第２の所定電流値を超える状態を検出したときに、前記出力端子の出力電圧を制御して前記スイッチング素子を急速にターンオフして前記電力変換回路に流れる電流を制限する第２の過電流保護手段と、
    　前記ソフトスタート端子に接続される、抵抗素子又は半導体素子を少なくとも含む外部回路に誘起される電圧を判定対象信号として検出し、前記判定対象信号を検出する所定の検出期間において、前記判定対象信号に応じて、前記第１の過電流保護手段の設定／非設定の選択を行う第１の過電流保護選択手段と、
    を備えたスイッチング制御回路。
  2. 　前記第１の過電流保護手段は、前記電流検出回路が第１の所定電流値を超える状態を所定時間に亘って検出したとき、または所定回数検出したときに前記出力端子の出力電圧を制御して前記スイッチング素子をオフ状態に保ちスイッチング動作を停止する、請求項１に記載のスイッチング制御回路。
  3. 　前記第１の過電流保護手段は、前記電流検出回路が第１の所定電流値を超える状態を所定時間に亘って検出したとき、または所定回数検出し、かつ、前記帰還端子に出力電圧が制御され、過電流状態ではないことを示す帰還信号が入力されているときに、前記出力端子の出力電圧を制御して前記スイッチング素子をオフ状態に保ちスイッチング動作を停止する、請求項１に記載のスイッチング制御回路。
  4. 　前記第２の過電流保護手段は、前記電流検出回路が前記第１の所定電流値よりも高い前記第２の所定電流値を検出したとき、前記スイッチング素子を急速にターンオフする、請求項１乃至３の何れかに記載のスイッチング制御回路。
  5. 　前記第１の過電流保護手段は前記電力変換回路から出力する電力の最大値を制限し、前記第２の過電流保護手段は前記スイッチング素子に流れる電流の最大値を制限する、請求項１乃至４の何れかに記載のスイッチング制御回路。
  6. 　前記第１の過電流保護選択手段は、前記判定対象信号の電圧と所定電圧との比較によって、前記第１の過電流保護手段の設定／非設定の選択を行う、請求項１乃至５の何れかに記載のスイッチング制御回路。
  7. 　前記外部回路は抵抗を備え、前記判定対象信号は前記抵抗に誘起される電圧信号である、請求項１乃至６の何れかに記載のスイッチング制御回路。
  8. 　前記外部回路はツェナーダイオードを備え、前記判定対象信号は前記ツェナーダイオードに誘起される電圧信号である、請求項１乃至７の何れかに記載のスイッチング制御回路。
  9. 　前記検出期間の開始は、ソフトスタート期間が終了した時点である、請求項１乃至８の何れかに記載のスイッチング制御回路。
  10. 　前記検出期間の開始は、前記スイッチング制御回路に入力される電源が所定電圧以上になり、前記半導体集積回路が動作を開始する時点である、請求項１乃至９の何れかに記載のスイッチング制御回路。
  11. 　前記検出期間の終止は、前記スイッチング制御回路に入力される電源が所定電圧以上になり、前記出力端子から前記スイッチング素子を制御する制御信号の出力を開始する時点である、請求項１乃至１０の何れかに記載のスイッチング制御回路。
  12. 　前記ソフトスタート端子に定電流を供給する定電流回路を備えた、請求項１乃至１１の何れかに記載のスイッチング制御回路。
  13. 　前記第１の過電流保護手段が作用する電圧未満の電圧であるときの前記判定対象信号に応じて、定常動作でのスイッチング素子のオン時間の制限値を設定する最大オン時間制限手段を備えた、請求項１乃至１２の何れかに記載のスイッチング制御回路。
  14. 　前記最大オン時間制限手段は、前記外部回路に含まれる抵抗によって誘起される電圧を検出して前記誘起される電圧に応じて前記オン時間の制限値を設定する、請求項１３に記載のスイッチング制御回路。
  15. 　前記外部回路は、前記ソフトスタート端子の電圧の上限を定める上限設定回路を含む、請求項１４に記載のスイッチング制御回路。
  16. 　前記上限設定回路にツェナーダイオードを備える、請求項１５に記載のスイッチング制御回路。
  17. 　請求項１乃至１６の何れかに記載のスイッチング制御回路を前記電力変換回路に備えるスイッチング電源装置。
PCT/JP2011/057093 2010-04-16 2011-03-24 スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置 WO2011129185A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012510607A JP5660131B2 (ja) 2010-04-16 2011-03-24 スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置
CN201180019375.7A CN102844974B (zh) 2010-04-16 2011-03-24 开关控制电路以及开关电源装置
GB1214411.9A GB2492260C (en) 2010-04-16 2011-03-24 Switching control circuit and switching power supply apparatus
US13/650,190 US9142947B2 (en) 2010-04-16 2012-10-12 Switching control circuit and switching power supply apparatus

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010095124 2010-04-16
JP2010-095124 2010-04-16

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US13/650,190 Continuation US9142947B2 (en) 2010-04-16 2012-10-12 Switching control circuit and switching power supply apparatus

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2011129185A1 true WO2011129185A1 (ja) 2011-10-20

Family

ID=44798564

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2011/057093 WO2011129185A1 (ja) 2010-04-16 2011-03-24 スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9142947B2 (ja)
JP (1) JP5660131B2 (ja)
CN (1) CN102844974B (ja)
GB (1) GB2492260C (ja)
WO (1) WO2011129185A1 (ja)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013146339A1 (ja) * 2012-03-30 2013-10-03 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP2014027819A (ja) * 2012-07-27 2014-02-06 Rohm Co Ltd Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器
DE102015205633A1 (de) 2014-03-28 2015-10-01 Omron Automotive Electronics Co., Ltd. Energieversorgungsgerät
JP2020148422A (ja) * 2019-03-14 2020-09-17 富士電機株式会社 冷却装置及び冷却制御方法
US11121622B2 (en) 2019-03-18 2021-09-14 Fuji Electric Co., Ltd. Control apparatus of switching power supply for generating drive signal of incremental on-width

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9578692B2 (en) * 2012-04-19 2017-02-21 Infineon Technologies Americas Corp. Power converter with tank circuit and over-voltage protection
JP6007931B2 (ja) * 2014-03-06 2016-10-19 サンケン電気株式会社 電流共振型電源装置
CN103969494B (zh) * 2014-04-30 2017-07-28 广州钧衡微电子科技有限公司 一种高精度电流检测电路及应用该电路的限流装置
JP6500522B2 (ja) * 2015-03-16 2019-04-17 セイコーエプソン株式会社 回路装置、物理量検出装置、電子機器及び移動体
CN106026619B (zh) * 2016-06-24 2019-03-22 成都芯源系统有限公司 限流峰值调整电路、限流单元、控制电路及功率变换器
CN113632336A (zh) * 2019-10-11 2021-11-09 富士电机株式会社 开关控制电路、驱动控制装置及开关控制方法
CN111585266B (zh) * 2020-04-20 2023-05-30 上海泓语电气技术有限公司 一种直流配电电子软启动开关
CN111740607B (zh) * 2020-06-29 2023-06-09 漳州科华技术有限责任公司 电路控制装置

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61501305A (ja) * 1984-02-27 1986-06-26 サンドストランド・コ−ポレ−ション 磁束平衡回路によるプッシユプル変換調整器のソフトスタ−ト制御装置
JPH10243650A (ja) * 1997-02-27 1998-09-11 Sharp Corp 電源装置用デバイスおよびスイッチング電源装置
JP2002051539A (ja) * 2000-07-31 2002-02-15 Sharp Corp チョッパ型レギュレータ
JP2003088117A (ja) * 2001-09-10 2003-03-20 Murata Mfg Co Ltd スイッチング電源装置
JP2007159316A (ja) * 2005-12-07 2007-06-21 Ricoh Co Ltd スイッチングレギュレータ及びスイッチングレギュレータの制御回路
JP2010075044A (ja) * 2008-09-19 2010-04-02 Power Integrations Inc 集積回路、電源制御回路、方法、および電源
JP2010148162A (ja) * 2008-12-16 2010-07-01 Shindengen Electric Mfg Co Ltd スイッチング電源
WO2010104172A1 (ja) * 2009-03-13 2010-09-16 富士電機システムズ株式会社 スイッチング電源装置、集積回路およびスイッチング電源装置の動作状態設定方法

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1155946A (ja) 1997-07-31 1999-02-26 Nec Home Electron Ltd 過電流保護回路
JP3415759B2 (ja) 1998-02-17 2003-06-09 富士通アクセス株式会社 スイッチング電源装置の過電流保護回路
JP3693625B2 (ja) 2002-04-15 2005-09-07 沖電気工業株式会社 過電流保護回路およびその集積回路
JP2005323413A (ja) * 2004-05-06 2005-11-17 Rohm Co Ltd 過電流検出回路及びこれを有する電源装置
DE112005002954B4 (de) * 2004-11-30 2013-03-07 Autonetworks Technologies, Ltd. Energieversorgungssteuerung
US7339359B2 (en) 2005-03-18 2008-03-04 Fairchild Semiconductor Corporation Terminal for multiple functions in a power supply
JP4751108B2 (ja) * 2005-06-06 2011-08-17 ローム株式会社 他励式ｄｃ／ｄｃコンバータの制御回路およびそれを用いた電源装置、発光装置、電子機器
US7215107B2 (en) 2005-07-11 2007-05-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to limit output power in a switching power supply
US7425834B2 (en) 2005-08-26 2008-09-16 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to select a parameter/mode based on a time measurement
JP2007209054A (ja) 2006-01-31 2007-08-16 Sharp Corp スイッチングレギュレータ及びその制御回路
JP5056055B2 (ja) 2007-02-19 2012-10-24 富士電機株式会社 スイッチング電源制御用集積回路およびスイッチング電源装置
US8077483B2 (en) 2007-04-06 2011-12-13 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for sensing multiple voltage values from a single terminal of a power converter controller
JP4943939B2 (ja) * 2007-05-14 2012-05-30 矢崎総業株式会社 過電流保護装置

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61501305A (ja) * 1984-02-27 1986-06-26 サンドストランド・コ−ポレ−ション 磁束平衡回路によるプッシユプル変換調整器のソフトスタ−ト制御装置
JPH10243650A (ja) * 1997-02-27 1998-09-11 Sharp Corp 電源装置用デバイスおよびスイッチング電源装置
JP2002051539A (ja) * 2000-07-31 2002-02-15 Sharp Corp チョッパ型レギュレータ
JP2003088117A (ja) * 2001-09-10 2003-03-20 Murata Mfg Co Ltd スイッチング電源装置
JP2007159316A (ja) * 2005-12-07 2007-06-21 Ricoh Co Ltd スイッチングレギュレータ及びスイッチングレギュレータの制御回路
JP2010075044A (ja) * 2008-09-19 2010-04-02 Power Integrations Inc 集積回路、電源制御回路、方法、および電源
JP2010148162A (ja) * 2008-12-16 2010-07-01 Shindengen Electric Mfg Co Ltd スイッチング電源
WO2010104172A1 (ja) * 2009-03-13 2010-09-16 富士電機システムズ株式会社 スイッチング電源装置、集積回路およびスイッチング電源装置の動作状態設定方法

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013146339A1 (ja) * 2012-03-30 2013-10-03 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
GB2514969A (en) * 2012-03-30 2014-12-10 Murata Manufacturing Co Switching power source device
CN104221267A (zh) * 2012-03-30 2014-12-17 株式会社村田制作所 开关转换电源装置
JPWO2013146339A1 (ja) * 2012-03-30 2015-12-10 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
US9385617B2 (en) 2012-03-30 2016-07-05 Murata Manufacturing Co., Ltd. Overcurrent protection circuit for a switching power supply apparatus
GB2514969B (en) * 2012-03-30 2018-10-10 Murata Manufacturing Co Switching power supply apparatus
JP2014027819A (ja) * 2012-07-27 2014-02-06 Rohm Co Ltd Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器
DE102015205633A1 (de) 2014-03-28 2015-10-01 Omron Automotive Electronics Co., Ltd. Energieversorgungsgerät
US9667158B2 (en) 2014-03-28 2017-05-30 Omron Automotive Electronics Co., Ltd. Power supply device
JP2020148422A (ja) * 2019-03-14 2020-09-17 富士電機株式会社 冷却装置及び冷却制御方法
JP7459455B2 (ja) 2019-03-14 2024-04-02 富士電機株式会社 冷却装置及び冷却制御方法
US11121622B2 (en) 2019-03-18 2021-09-14 Fuji Electric Co., Ltd. Control apparatus of switching power supply for generating drive signal of incremental on-width

Also Published As

Publication number Publication date
US9142947B2 (en) 2015-09-22
GB2492260B (en) 2014-10-22
GB2492260C (en) 2014-12-10
GB201214411D0 (en) 2012-09-26
CN102844974B (zh) 2015-09-16
JP5660131B2 (ja) 2015-01-28
GB2492260A (en) 2012-12-26
US20130271876A1 (en) 2013-10-17
JPWO2011129185A1 (ja) 2013-07-11
CN102844974A (zh) 2012-12-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5660131B2 (ja) スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置
JP5494009B2 (ja) スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置
JP5900607B2 (ja) スイッチング電源装置
JP5170117B2 (ja) スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置
JP5532135B2 (ja) スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置
KR101365873B1 (ko) 파워 컨버터, 컨트롤러 ic 및 그 동작 방법
JP5353119B2 (ja) スイッチング電源装置
US9368961B2 (en) Overvoltage protection circuit
CN107210676B (zh) 电源控制用半导体装置
US9602009B1 (en) Low voltage, closed loop controlled energy storage circuit
JP2009189170A (ja) エネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法
JP5117980B2 (ja) エネルギー伝達装置およびエネルギー伝達制御用半導体装置
US10170906B2 (en) Semiconductor device for power supply control
JP5660133B2 (ja) スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置
JP2016158399A (ja) 電源制御用半導体装置
JP5633536B2 (ja) スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置
JP5633535B2 (ja) スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置
JP2015186405A (ja) 絶縁型直流電源装置
JP2000245144A (ja) スイッチング電源装置
JP2013039034A (ja) エネルギー伝達装置およびエネルギー伝達制御用半導体装置

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 201180019375.7

Country of ref document: CN

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 11768706

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 1214411

Country of ref document: GB

Kind code of ref document: A

Free format text: PCT FILING DATE = 20110324

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1214411.9

Country of ref document: GB

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2012510607

Country of ref document: JP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 11768706

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1