JP6007931B2 - 電流共振型電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、電流共振型電源装置に関し、特に電流共振型電源装置の軽負荷時の出力電圧制御に関する。

図１３は従来の電流共振型電源装置を示す回路図である。図１３において、交流電圧を整流する全波整流回路ＲＣ１の出力両端には、平滑コンデンサＣ１が接続されるとともに、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２との直列回路が接続される。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とは交互にオン／オフされる。スイッチ素子Ｑ２の両端には共振リアクトルＬｒとトランスＴの一次巻線Ｐと電流共振コンデンサＣ２との直列回路が接続される。

トランスＴの二次巻線Ｓ１と二次巻線Ｓ２とは直列に接続され、二次巻線Ｓ１の一端にはダイオードＤ１のアノードが接続され、二次巻線Ｓ２の一端にはダイオードＤ２のアノードが接続される。ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のカソードは平滑コンデンサＣ３の一端に接続され、平滑コンデンサＣ３の他端は、二次巻線Ｓ１の一端と二次巻線Ｓ２の一端との接続点に接続される。平滑コンデンサＣ３の両端には検出器１１が接続される。なお、共振リアクトルＬｒはトランスＴのリーケージインダクタンスを代用しても良い。

検出器１１は、平滑コンデンサＣ３の出力電圧を検出し、発振器１３に出力する。発振器１３は、平滑コンデンサＣ３の出力電圧に応じて発振周波数を可変した周波数信号を生成する。コンパレータＣＭ１は、発振器１３からの周波数信号が電源Ｖｃｃの電圧を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧した分圧電圧以上である場合にＨレベルを出力し、発振器１３からの周波数信号が電源Ｖｃｃの電圧を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧した分圧電圧未満である場合にＬレベルを出力する。

インバータＩＮ１は、コンパレータＣＭ１からの出力を反転して反転出力によりスイッチ素子Ｑ２をオン／オフさせる。ハイサイドドライバー１２は、コンパレータＣＭ１からの出力によりスイッチ素子Ｑ１をオン／オフさせる。

次にこのように構成された従来の電流共振型電源装置の動作を説明する。まず、スイッチ素子Ｑ１がオンすると、ＲＣ１→Ｑ１→Ｌr→Ｐ→Ｃ２→ＲＣ１の経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴの１次側の励磁インダクタンスＬｐに流れる励磁電流と、一次巻線Ｐ、二次巻線Ｓ２、ダイオードＤ２、コンデンサＣ３を介して出力端子ＯＵＴから負荷へ供給される負荷電流との合成電流となる。前者の電流は、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣ２との正弦波状の共振電流となり、スイッチ素子Ｑ１のオン期間に比べて低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者の電流は、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣ２との共振要素が現れた正弦波状の共振電流となる。

スイッチ素子Ｑ１がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣ２、スイッチ素子Ｑ２の両端に有する電圧共振コンデンサＣｒｖ（図示せず）による電圧疑似共振が発生する。このとき、小さい容量の電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２の両端電圧として観測される。即ち、スイッチ素子Ｑ１の電流は、スイッチ素子Ｑ１のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移る。電圧共振コンデンサＣｒｖがゼロボルトまで放電されると、スイッチ素子Ｑ２の内部ダイオードに電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギーがスイッチ素子Ｑ２の内部ダイオードを介して電流共振コンデンサＣ２を充電する。この期間にスイッチ素子Ｑ２をオンさせることでスイッチ素子Ｑ２のゼロボルトスイッチが可能となる。

スイッチ素子Ｑ２がオンすると、電流共振コンデンサＣ２を電源として、Ｃ２→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ２→Ｃ２の経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴの励磁インダクタンスＬｐに流れる励磁電流と、一次巻線Ｐ、二次巻線Ｓ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ３を介して出力端子ＯＵＴから負荷へ供給される負荷電流との合成電流となる。前者の電流は、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣ２の正弦波状の共振電流となり、スイッチ素子Ｑ２のオン期間に比べて低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者の電流は、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣ２との共振要素が現れた正弦波状の共振電流となる。

スイッチ素子Ｑ２がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣ２、電圧共振コンデンサＣｒｖによる電圧疑似共振が発生する。このとき、小さい容量の電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２の両端電圧として観測される。即ち、スイッチ素子Ｑ２の電流は、スイッチ素子Ｑ２のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移る。電圧共振コンデンサＣｒｖが平滑コンデンサＣ１の出力電圧まで充電されると、スイッチ素子Ｑ１の内部ダイオードに電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギがスイッチ素子Ｑ１の内部ダイオードを介して平滑コンデンサＣ１に回生される。この期間にスイッチ素子Ｑ１をオンさせることでスイッチ素子Ｑ１のゼロボルトスイッチが可能となる。

図１４に従来の電流共振型電源装置の軽負荷時の各部の波形を示す。図１４において、Ｉｄ（Ｑ１）はスイッチ素子Ｑ１のドレイン電流、Ｉ（Ｐ）は一次巻線Ｐに流れる電流、Ｖ（Ｃ２）は電流共振コンデンサＣ２の両端電圧、Ｖｄｓ（Ｑ２）はスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間の電圧、Ｖ（Ｐ）は一次巻線Ｐの両端電圧、Ｖ（Ｄ１）はダイオードＤ１の両端電圧、Ｖ（Ｄ２）はダイオードＤ２の両端電圧を示す。

また、従来の電流共振型電源装置は、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とがデューティ５０％で交互にオン／オフを繰り返し、スイッチング周波数を制御することにより出力電圧を制御している。このとき、図１４に示すように、電流共振コンデンサＣ２の電圧Ｖ（Ｃ２）は、平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖ（Ｃ１）の両端電圧の１／２電圧を中心に上下対象の充放電を繰り返す。これにより、一次巻線Ｐに電圧Ｖ（Ｐ）が発生し、二次巻線Ｓ１，Ｓ２に電圧が発生し、この電圧をダイオードＤ１，Ｄ２で整流することにより出力電圧が得られる。

なお、従来の技術の関連技術として、例えば特許文献１〜特許文献２に記載された電流共振型電源装置が知られている。

特開２０１３−７８２２８号公報 特開平７−１３５７６９号公報

しかしながら、従来の電流共振型電源装置では、重負荷で起動させると、電圧を十分に出力することができず、起動性が悪かった。

本発明は、起動性を向上させることができる電流共振型電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明は、直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、リアクトルとトランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、前記トランスの二次巻線に発生する電圧を全波整流及び平滑して直流電圧を取り出す全波整流平滑回路と、前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間とを交互にオン／オフさせる制御回路と、前記全波整流平滑回路の直流電圧を検出する検出器と、前記トランスの一次巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、第１コンデンサを有し、起動時に前記第１コンデンサに流れる電流から定電流を減算したソフトスタート信号を生成するとともにソフトスタート時定数を設定するソフトスタート時定数設定部と、前記電流検出部で検出された電流を充電する第２コンデンサと、前記第２コンデンサの電圧を電流に変換する電圧電流回路と、前記検出器からの直流電圧に基づく電流と前記ソフトスタート信号とを加算する第１加算器と、前記第１加算器からの電流を充電する第３コンデンサと、前記ソフトスタート時定数設定部で設定された時定数により生ずる電圧が設定電圧未満の場合、前記検出器からの直流電圧に基づく電流と前記ソフトスタート信号とを加算し、前記時定数により生ずる電圧が設定電圧以上の場合、前記電圧電流回路からの電流を入力する第２加算器と、前記第２加算器からの電流を充電する第４コンデンサと、前記第３コンデンサの電圧に基づき前記第１スイッチ素子の第１オン時間を設定し前記第４コンデンサの電圧に基づき前記第２スイッチ素子の第２オン時間を設定するオン時間設定部とを備えることを特徴とする。

また、本発明は、直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、リアクトルとトランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、前記トランスの二次巻線に発生する電圧を全波整流及び平滑して直流電圧を取り出す全波整流平滑回路と、前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間とを交互にオン／オフさせるとともに前記直流電圧の値に応じて前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子のスイッチング周波数を制御する制御回路と、前記全波整流平滑回路の直流電圧を検出する検出器と、前記コンデンサの電流を検出する電流検出部と、第１コンデンサを有し、起動時に前記第１コンデンサに流れる電流から定電流を減算したソフトスタート信号を生成するとともにソフトスタート時定数を設定するソフトスタート時定数設定部と、前記電流検出部で検出された電流を充電する第２コンデンサと、前記検出器からの直流電圧に基づく電流と前記ソフトスタート信号とを加算する加算器と、前記加算器で得られた信号に応じて前記スイッチング周波数を可変した周波数信号を生成する発振器と、前記ソフトスタート時定数設定部で設定された時定数により生ずる電圧が設定電圧未満の場合、前記発振器で生成された周波数信号に基づいて、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子のオン時間を設定し、前記時定数により生ずる電圧が設定電圧以上の場合、前記第２コンデンサの電圧に基づいて、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子のオン時間を設定するオン時間設定部とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、起動性を向上させることができる電流共振型電源装置を提供することができる。

本発明の実施例１の電流共振型電源装置の回路図である。 本発明の実施例１の電流共振型電源装置の起動時にソフトスタートで出力電圧を上昇させるための各部の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例１の電流共振型電源装置の重負荷時及び軽負荷時の各部の波形を示す図である。 本発明の実施例２の電流共振型電源装置の回路図である。 本発明の実施例２の電流共振型電源装置の起動時にソフトスタートで出力電圧を上昇させるための各部の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例３の電流共振型電源装置の回路図である。 本発明の実施例３の電流共振型電源装置の起動時にソフトスタートで出力電圧を上昇させるための各部の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例４の電流共振型電源装置の回路図である。 本発明の実施例４の電流共振型電源装置の起動時にソフトスタートで出力電圧を上昇させるための各部の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例５の電流共振型電源装置の回路図である。 本発明の実施例５の電流共振型電源装置の起動時にソフトスタートで出力電圧を上昇させるための各部の動作を示すタイミングチャートである。 従来の電流共振電源のオンデューティー５０％制御における重負荷から軽負荷まで変化させたときのＶｅ波形及び実施例５の制御における重負荷から軽負荷まで変化させたときのＶｅ波形を示す図である。 従来の電流共振型電源装置を示す回路図である。 従来の電流共振型電源装置の軽負荷時の各部の波形を示す図である。

以下、本発明の電流共振型電源装置のいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１の電流共振型電源装置の回路図である。図１において、起動時はコンデンサＣ５の電圧ＶＣ５が十分に大きくなっていないため、重負荷時で起動させると、軽負荷、中負荷時で出力電圧が十分でない状態が維持され、起動性が悪化する。このため、実施例１の電流共振型電源装置は、起動時にある一定期間だけデューティが５０％で動作する構成を設けたことを特徴とする。

具体的には、起動時に、Ｖ／Ｉ(電圧電流変換器)１４の出力を遮断し、コンデンサＣ６のチャージ電流の一部をソフトスタート信号Ｉ１５，Ｉ１６としてコンデンサＣ７，Ｃ８に流すことにより、ある一定期間だけ、デューティが５０％で動作させる。この動作により、電圧ＶＣ５が上昇するので、起動性を向上することができる。

図１に示す実施例１の電流共振型電源装置は、起動時にソフトスタートするためのソフトスタート回路を備えている。このソフトスタート回路は、以下のように構成されている。

電源ＶｃｃにはＰＮＰ型のトランジスタＱ５，Ｑ６，Ｑ７のエミッタと電流源Ｉ３の一端と抵抗Ｒ７の一端とが接続され、トランジスタＱ５，Ｑ６，Ｑ７のベースは共通に接続されている。トランジスタＱ５のベースとコレクタは抵抗Ｒ９の一端に接続されている。

トランジスタＱ６のコレクタはＮＰＮ型のトランジスタＱ８のコレクタと加算器１７に接続されている。トランジスタＱ７のコレクタはＮＰＮ型のトランジスタＱ９のコレクタと加算器１６に接続されている。

トランジスタＱ６は起動時にソフトスタート信号Ｉ１６を加算器１７に伝達する。トランジスタＱ７は起動時にソフトスタート信号Ｉ１５を加算器１６に伝達する。トランジスタＱ５，Ｑ６，Ｑ７は、ソフトスタート信号伝達回路、ミラー回路を構成する。

抵抗Ｒ９の他端はコンデンサＣ６の一端に接続され、コンデンサＣ６の他端は接地されている。トランジスタＱ５から抵抗Ｒ９を介して流れる電流Ｉ４によりコンデンサＣ６は充電される。抵抗Ｒ９とコンデンサＣ６とは、起動時にソフトスタート信号を生成するとともにソフトスタート時定数を設定するソフトスタート時定数設定回路を構成する。

トランジスタＱ６のコレクタにはＮＰＮ型のトランジスタＱ８のコレクタが接続され、トランジスタＱ８のエミッタは接地されている。トランジスタＱ７のコレクタにはＮＰＮ型のトランジスタＱ９のコレクタが接続され、トランジスタＱ９のエミッタは接地されている。電流源Ｉ３の他端にはＮＰＮ型のトランジスタＱ１０のコレクタ及びベースが接続され、トランジスタＱ１０のエミッタは接地されている。トランジスタＱ８，Ｑ９，Ｑ１０のベースは共通に接続されている。
トランジスタＱ８，Ｑ９，Ｑ１０と電流源Ｉ３はソフトスタート終了設定回路を構成する。

抵抗Ｒ７の他端にはコンパレータＧ９の非反転入力端子と抵抗Ｒ８の一端とが接続され、抵抗Ｒ８の他端は接地されている。抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８とは、検出電圧設定回路を構成し、検出電圧設定回路は、コンデンサＣ６の電圧と比較すべき電圧として、電源Ｖｃｃを抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８とで分圧した電圧を設定する。

抵抗Ｒ９の他端とコンデンサＣ６の一端とは、コンパレータＧ９の反転入力端子に接続されている。コンパレータＧ９は、コンデンサＣ６の電圧が抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８とで分圧された設定電圧Ｖａ未満の場合にＨレベルをインバータＧ１０とスイッチＳＷ２とに出力し、スイッチＳＷ２をオンさせることにより検出器１１からのフィードバック量（ＦＢ量）を加算器１７に出力させる。即ち、コンデンサＣ６の電圧が設定電圧未満の場合には、検出器１１からのＦＢ量とソフトスタート信号Ｉ１５，Ｉ１６に基づきスイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏとスイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｌｏとを設定する。

コンパレータＧ９は、電圧検出回路を構成し、コンデンサＣ６の電圧が設定電圧Ｖａ以上である場合にはＬレベルをインバータＧ１０とスイッチＳＷ２とに出力し、インバータＧ１０を介してスイッチＳＷ３をオンさせることによりＶ／Ｉ１４からの出力を加算器１７に出力する。即ち、コンデンサＣ６の電圧が設定電圧以上の場合には、Ｖ／Ｉ１４からの電流の値に基づきスイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏを設定する。

スイッチＳＷ２は、コンパレータＧ９からのＨレベルによりオンして、検出器１１からのＦＢ信号を加算器１７に出力する。スイッチＳＷ３は、コンパレータＧ９からのＬレベルによりオンして、Ｖ／Ｉ１４からの出力を加算器１７に出力する。即ち、スイッチＳＷ２，ＳＷ３は、制御切り替え回路を構成する。

また、実施例１の電流共振型電源装置は、ＦＢ量が小さい重負荷時に、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間とスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間とを同一の所定時間に設定して交互にオン／オフさせる制御回路を備える。即ち、デューティが５０％に設定される。

なお、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ時には、両スイッチ素子が同時にオフする期間、いわゆるデッドタイムが必要であるが、本制御形態の説明に影響を与えないので、デッドタイムは別途設定されているものとして説明は割愛する。

この制御回路は、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間を設定するための回路として、電流源Ｉ１、加算器１６、コンデンサＣ７、ＭＯＳＦＥＴＱ３、バッファＢＦ１、フリップフロップ回路ＦＦ１を備える。

制御回路は、スイッチ素子Ｑ２の第２オン時間Ｔｌｏを設定するための回路として、電流源Ｉ２、加算器１７、コンデンサＣ８、ＭＯＳＦＥＴＱ４、バッファＢＦ２、フリップフロップ回路ＦＦ１を備える。

また、検出器１１で検出された直流電圧に基づきＦＢ量が大きい軽負荷時には、加算器１６は、電流源Ｉ１の電流とより大きいフィードバック電流ＩＦＢとソフトスタート信号Ｉ１５を加算することにより、電流を大きくして、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間Ｔｈｏを所定時間よりも短くする。電流源Ｉ１と加算器１６とは第１オン時間制御部を構成する。

なお、スイッチ素子Ｑ１は、第１スイッチ素子に対応し、スイッチ素子Ｑ２は、第２スイッチ素子に対応する。ダイオードＤ１，Ｄ２と平滑コンデンサＣ３は、トランスＴの二次巻線Ｓ１，Ｓ２に発生する電圧を全波整流及び平滑して直流電圧を取り出す全波整流平滑回路を構成する。

次に、制御回路の接続構成について説明する。電源Ｖｃｃには電流源Ｉ１の一端が接続され、電流源Ｉ１の他端は加算器１６を介してコンデンサＣ７の一端とＭＯＳＦＥＴＱ３のドレインとバッファＢＦ１の入力端とに接続される。コンデンサＣ７の他端とＭＯＳＦＥＴＱ３のソースとは接地される。ＭＯＳＦＥＴＱ３のゲートはフリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力端子Ｑｂとローサイドのスイッチ素子Ｑ２のゲートに接続される。バッファＢＦ１の出力端子はフリップフロップ回路ＦＦ１のリセット端子Ｒに接続される。

加算器１６は、電流源Ｉ１の電流と検出器１１で検出されたＦＢ量に応じたフィードバック電流ＩＦＢとソフトスタート信号Ｉ１５とを加算して、加算された電流でコンデンサＣ７を充電する。

電源Ｖｃｃには電流源Ｉ２の一端が接続され、電流源Ｉ２の他端は加算器１７を介してコンデンサＣ８の一端とＭＯＳＦＥＴＱ４のドレインとバッファＢＦ２の入力端とに接続される。コンデンサＣ８の他端とＭＯＳＦＥＴＱ４のソースとは接地される。ＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートはフリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子Ｑとハイサイドドライバー１２に接続される。バッファＢＦ２の出力端子はフリップフロップ回路ＦＦ１のセット端子Ｓに接続される。

また、電流共振型電源装置は、コンデンサＣ４，Ｃ５、抵抗Ｒ３，Ｒ４、スイッチＳＷ１、ツェナーダイオードＺＤ１、Ｖ／Ｉ１４を有する第２オン時間制御部を備えることを特徴とする。

第２オン時間制御部は、共振コンデンサＣ２に流れる電流をコンデンサＣ２とコンデンサＣ４との容量比で分流し、コンデンサＣ４により検出された電流の平均値に基づきスイッチ素子Ｑ１の平均電流値が小さい時即ち軽負荷時にはスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間Ｔｌｏを所定時間よりも長くし、スイッチ素子Ｑ１の平均電流値が大きい時即ち重負荷時にはスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間Ｔｌｏを所定時間に設定する。

コンデンサＣ４の一端は、トランスＴの一次巻線Ｐの一端とコンデンサＣ２の一端とに接続され、トランスＴの一次巻線Ｐに流れる電流を検出する電流検出部を構成する。コンデンサＣ４の他端には、抵抗Ｒ４の一端とスイッチＳＷ１の一端とが接続され、抵抗Ｒ４の他端は接地される。

スイッチＳＷ１の他端は、抵抗Ｒ３の一端に接続され、抵抗Ｒ３の他端はコンデンサＣ５の一端とＶ／Ｉ１４の入力端子に接続され、コンデンサＣ５の他端は接地される。コンデンサＣ５の両端にはツェナーダイオードＺＤ１が接続される。電圧をクランプするためのツェナーダイオードＺＤ１は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のデューティを初期値として５０％にするために設けられる。Ｖ／Ｉ１４の出力端子はスイッチＳＷ３に接続される。

スイッチＳＷ１は、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＨレベルが入力されたときにオンする。加算器１７は、電流源Ｉ２の電流とスイッチＳＷ３からの電流とソフトスタート信号Ｉ１６とを加算して、加算された電流でコンデンサＣ８を充電する。

次にこのように構成された実施例１の電流共振型電源装置の動作を図１及び図２を参照しながら詳細に説明する。図２は、実施例１の電流共振型電源装置の起動時にソフトスタートで出力電圧ＶＣ５を上昇させるための各部の動作を示すタイミングチャートである。

まず、時刻ｔ１において、電源Ｖｃｃが投入されると、トランジスタＱ５，Ｑ６，Ｑ７がオンして、電流Ｉ４が抵抗Ｒ９を介してコンデンサＣ６に流れる。このため、コンデンサＣ６の電圧ＶＣ６は時刻ｔ５まで直線的に増加していく。電流Ｉ４は時刻ｔ１から時刻ｔ５まで直線的に減少していく。

時刻ｔ１から時刻ｔ４までは、コンデンサＣ６の電圧Ｖｃ６が設定電圧Ｖａ未満であるので、コンパレータＧ９はＨレベルをスイッチＳＷ２に出力し、スイッチＳＷ２はオンし、スイッチＳＷ３はオフする。

時刻ｔ１から時刻ｔ２までは、トランジスタＱ６には、電流Ｉ４から電流源Ｉ３を減算したソフトスタート信号Ｉ１５が流れ、ソフトスタート信号Ｉ１５は加算器１６に伝達される。また、トランジスタＱ７にも、電流Ｉ４から電流源Ｉ３を減算したソフトスタート信号Ｉ１６が流れ、ソフトスタート信号Ｉ１６は加算器１７に伝達される。

加算器１６は、ソフトスタート信号Ｉ１５と電流源Ｉ１とを加算し、加算された電流でコンデンサＣ７が充電される。加算器１７は、ソフトスタート信号Ｉ１６と電流源Ｉ２とを加算し、加算された電流でコンデンサＣ８が充電される。このとき、ソフトスタート信号Ｉ１５，Ｉ１６は、時刻ｔ１から時刻ｔ２にかけて減少していくので、デューティ５０％でスイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏとスイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｌｏとは徐々に長くなっていく。

また、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とのオンオフによりコンデンサＣ５の電圧ＶＣ５も徐々に上昇していく。時刻ｔ３になると、検出器１１からのＦＢ量が直線的に上昇していく。時刻ｔ４になると、コンデンサＣ６の電圧ＶＣ６が設定電圧Ｖａ以上となるので、コンパレータＧ９はＬレベルをスイッチＳＷ２に出力し、スイッチＳＷ２はオフし、スイッチＳＷ３はオンする。このため、Ｖ／Ｉ１４からの出力が加算器１７に出力される。

次に、重負荷時の動作を説明する。最初に、コンデンサＣ８が充電されているものとする。この時、バッファＢＦ２からＨレベルがフリップフロップ回路ＦＦ１のセット端子Ｓに出力されるので、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＨレベルがハイサイドドライバー１２に出力される。このため、スイッチ素子Ｑ１がオンする。

このとき、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＨレベルがＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートに出力されるので、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオンする。このため、コンデンサＣ８の電荷が放電する。また、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱｂからＬレベルがＭＯＳＦＥＴＱ３のゲートに出力されるので、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオフする。

次に、加算器１６で加算された電流源Ｉ１の電流とフィードバック電流ＩＦＢとがコンデンサＣ７に流れると、コンデンサＣ７が充電されて電圧が上昇していく。

コンデンサＣ７の電圧が所定値を超えると、バッファＢＦ１はＨレベルをフリップフロップ回路ＦＦ１のリセット端子Ｒに出力するので、フリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力端子ＱｂからＨレベルがスイッチ素子Ｑ２のゲートに出力される。このため、スイッチ素子Ｑ２がオンする。また、フリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力端子ＱｂからＨレベルがＭＯＳＦＥＴＱ３のゲートに出力されるので、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオンする。このため、コンデンサＣ７が放電する。

また、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＬレベルがＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートに出力されるので、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオフする。このため、後述するように、コンデンサＣ８の電圧が上昇していく。

また、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＬレベルがハイサイドドライバー１２に出力されるので、スイッチ素子Ｑ１はオフする。

重負荷時には、フィードバック量が小さいので、フィードバック電流ＩＦＢも小さく、コンデンサＣ７の電圧が所定値に達するまでの充電時間がより長くなる。

一方、軽負荷時には、フィードバック量が大きいので、フィードバック電流ＩＦＢも大きく、コンデンサＣ７の電圧が所定値に達するまでの充電時間がより短くなる。このため、スイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏは、重負荷時には長く、軽負荷時には短くなる。

一方、電流源Ｉ２側では、以下のような動作が行われる。まず、スイッチ素子Ｑ１がオンしている時には、スイッチ素子Ｑ１を介してトランスＴの一次巻線Ｐに電流が流れるので、コンデンサＣ４は、コンデンサＣ２との容量比でトランスＴの一次巻線Ｐに流れる電流を分流検出して抵抗Ｒ４に出力する。

また、スイッチ素子Ｑ１がオンしている時には、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＨレベルが出力されるので、スイッチＳＷ１がオンする。このため、抵抗Ｒ４に発生した電圧は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との積分回路により積分され、コンデンサＣ５には電流の平均値が得られる。図３に示すようにコンデンサＣ５の電圧ＶＣ５は軽負荷時には小さく、重負荷時には大きくなる。

さらに、Ｖ／Ｉ１４は、コンデンサＣ５の電圧を電流に変換し、変換された電流を加算器１７に入力する。加算器１７は、Ｖ／Ｉ１４からの電流と電流源Ｉ２の電流とを加算して、コンデンサＣ８を充電する。すると、コンデンサＣ８の電圧が上昇していく。

コンデンサＣ８の電圧が所定値を超えると、バッファＢＦ２の出力からＨレベルをフリップフロップ回路ＦＦ１のセット端子Ｓに出力するので、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＨレベルがハイサイドドライバー１２に出力されるので、スイッチ素子Ｑ１がオンする。また、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＨレベルがＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートに出力されるので、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオンする。このため、コンデンサＣ８が放電する。

フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＬレベルがＭＯＳＦＥＴＱ３のゲートに出力されるので、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオフする。このとき、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＬレベルがスイッチ素子Ｑ２に出力されるので、スイッチ素子Ｑ２はオフする。

重負荷時には、Ｖ／Ｉ１４からの電流が大きいので、コンデンサＣ８の電圧が所定値に達するまでの充電時間がより短くなる。

一方、軽負荷時には、Ｖ／Ｉ１４からの電流が小さいので、コンデンサＣ８の電圧が所定値に達するまでの充電時間がより長くなる。このため、重負荷時にはスイッチ素子Ｑ２のオン時間は短くなり、軽負荷時にはスイッチ素子Ｑ２のオン時間は長くなる。

従って、軽負荷時には、電流共振コンデンサＣ２の電圧Ｖ（Ｃ２）は、１／２Ｖ（Ｃ１）より低い電圧で上下に変動している。即ち、軽負荷時にスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２のオン／オフの時間を可変して、デューティ５０％から変化させることにより、電流共振コンデンサＣ２の充放電電流及び損失を小さくして効率を向上させることができる。

このように実施例１の電流共振型電源装置によれば、起動時に、時刻ｔ１〜ｔ４において、Ｖ／Ｉ１４の出力を遮断し、コンデンサＣ６のチャージ電流の一部をソフトスタート信号Ｉ１５，Ｉ１６としてコンデンサＣ７，Ｃ８に流すことにより、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間を設定し、このオン期間だけ、デューティが５０％でスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を動作させる。この動作により、電圧ＶＣ５が上昇するので、起動性を向上することができる。

また、図２に示すように、ハイサイドのスイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏは、軽負荷には所定時間（デューティが５０％の時の時間）よりも短くなる。このため、電流共振コンデンサＣ２は、平滑コンデンサＣ１より低い電圧を中心に充放電させることで、充放電電流が小さいにもかかわらず、一次巻線Ｐに十分な電圧を印加することができる。

図４は、本発明の実施例２の電流共振型電源装置の回路図である。図４に示す本発明の実施例２の電流共振型電源装置は、図１に示す実施例１の電流共振型電源装置の構成に対して、さらに、Ｖ／Ｉ１４ａと、加算器１８と、スイッチＳＷ４を備えることを特徴とする。コンデンサＣ４，Ｃ５、抵抗Ｒ３，Ｒ４、スイッチＳＷ１、ツェナーダイオードＺＤ１、Ｖ／Ｉ１４ａ、加算器１８は第３オン時間制御部を構成する。

Ｖ／Ｉ１４ａは、コンデンサＣ５の電圧を電流に変換し、変換された電流Ｉ４をスイッチＳＷ４を介して加算器１８に出力する。スイッチＳＷ４は、インバータＧ１０からの出力によりオンオフする。加算器１８は、検出器１１からのＦＢ量からＶ／Ｉ１４ａからの電流Ｉ４を減算して減算されたフィードバック電流ＩＦＢを加算器１６に出力する。加算器１６は、加算器１８からの減算されたフィードバック電流ＩＦＢと電流源Ｉ１の電流とを加算して、加算された電流でコンデンサＣ７を充電する。

次に、図５を参照しながら、動作を説明する。まず、時刻ｔ１〜ｔ４までのソフトスタート動作は、図２に示すソフトスタート動作と同様であるので、その説明は省略する。なお、時刻ｔ１〜ｔ４までは、スイッチＳＷ４はオフである。

次に、時刻ｔ４において、コンデンサＣ６の電圧ＶＣ６が設定電圧Ｖａ以上となると、スイッチＳＷ３，ＳＷ４がオンする。このため、Ｖ／Ｉ１４からの出力が加算器１７に出力され、Ｖ／Ｉ１４ａからの出力が加算器１８に出力される。

重負荷時では、ＦＢ量がゼロであるので、コンデンサＣ７に流れる電流は、電流Ｉ１から、Ｖ／Ｉ１４ａからの電流Ｉ４を減算した値となる。中負荷時から軽負荷時になるに連れて、ＦＢ量が徐々に大きくなり、かつＶ／Ｉ１４ａからの電流Ｉ４が小さくなるので、フィードバック電流ＩＦＢの変化は、大きくなっていく。

従って、軽負荷時にはさらに大きい電流でコンデンサＣ７が充電されるので、図５の時刻ｔ４以降に示すように、スイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏが実施例１のスイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏよりもさらに短くなる。従って、実施例２の電流共振型電源装置においては、実施例１の電流共振型電源装置よりもその効果が大となる。

また、起動時には、実施例１の電流共振型電源装置と同様に、起動性を向上することができる。

図６は、本発明の実施例３の電流共振型電源装置の回路図である。図６に示す本発明の実施例３の電流共振型電源装置は、図４に示す実施例２の電流共振型電源装置の構成に対して、ツェナーダイオードＺＤ１を削除し、さらに、基準電源Ｖ１、加算器１９，２０を備えることを特徴とする。

基準電源Ｖ１、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５、加算器２０、Ｖ／Ｉ１４，１４ａは、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間とスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間とのデューティが５０％から５０％以外に切り替えるための負荷状態を設定する負荷状態設定部を構成する。

負荷状態設定部で設定された負荷状態から軽負荷になるに連れてスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間Ｔｌｏを所定時間よりも徐々に長くする。本実施例は、実施例２の前記第３オン時間制御部の代わりに、負荷状態設定部で設定された負荷状態から軽負荷になるに連れてスイッチ素子Ｑ１の第１オン時間を所定時間よりも徐々に短くする第４オン時間制御部を備えることを特徴とする。

加算器２０は、基準電源Ｖ１の電圧からコンデンサＣ５の電圧を減算し、減算出力をＶ／Ｉ１４，１４ａに出力する。Ｖ／Ｉ１４，１４ａは、基準電源Ｖ１の電圧がコンデンサＣ５の電圧を超える時に、即ち、減算出力が正電圧である時に、電圧を電流に変換して出力する。

加算器１９は、ＦＢ量からＶ／Ｉ１４を減算して、減算された電流を電流Ｉ１９として加算器１７に出力する。加算器１７は、加算器１９からの電流Ｉ１９と電流源Ｉ２の電流とを加算して、加算された電流でコンデンサＣ８を充電する。

加算器１８は、Ｖ／Ｉ１４ａからの電流とＦＢ量とを加算して、加算された電流をＩ１８として加算器１６に出力する。加算器１６は、加算器１８からの電流Ｉ１８と電流源Ｉ１の電流を加算して加算された電流でコンデンサＣ７を充電する。

次にこのように構成された実施例３の電流共振型電源装置の動作を図７を参照して説明する。まず、時刻ｔ１〜ｔ４までのソフトスタート動作は、図２に示すソフトスタート動作と同様であるので、その説明は省略する。なお、時刻ｔ１〜ｔ４までは、スイッチＳＷ４はオフである。

次に、時刻ｔ４において、コンデンサＣ６の電圧Ｖｃ６が設定電圧Ｖａ以上となると、スイッチＳＷ３，ＳＷ４がオンする。このため、Ｖ／Ｉ１４からの出力が加算器１９に出力され、Ｖ／Ｉ１４ａからの出力が加算器１８に出力される。

次に、基準電源Ｖ１の電圧が中負荷位の負荷状態に設定されている。コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５が基準電源Ｖ１の電圧以上である場合には、Ｖ／Ｉ１４，１４ａは動作しない。このため、重負荷から中負荷位までは、Ｖ／Ｉ１４，１４ａから電流が、加算器１８，１９に出力されない。従って、通常のＦＢ量のみによる制御により、スイッチ素子Ｑ１のオン時間、スイッチ素子Ｑ２のオン時間が決定される。この時、５０％デューティで動作する。

一方、時刻ｔ６において、中負荷位から軽負荷時になるに連れて、電圧ＶＣ５が低下するため、電圧Ｖ２０の減算結果が正となるので、Ｖ／Ｉ１４，１４ａから電流が加算器１８，１９に出力されるので、通常のＦＢ量にＶ／Ｉ１４，１４ａからの電流が加算される。このため、中負荷位から軽負荷時までは、実施例２と同様な動作が行われる。

このように実施例３の電流共振型電源装置によれば、基準電源Ｖ１、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５、Ｖ／Ｉ１４，１４ａにより、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間Ｔｈｏとスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間Ｔｌｏとのデューティが５０％から５０％以外に切り替えるための負荷状態を設定する。この例では、基準電源Ｖ１の電圧を中負荷位の負荷状態に設定し、基準電源Ｖ１の電圧がコンデンサＣ５の電圧ＶＣ５を超える時に、Ｖ／Ｉ１４，１４ａを動作させることで、デューティを５０％から５０％以外に切り替えることができる。

即ち、デューティを５０％から５０％以外に切り替える負荷状態を重負荷、中負荷、軽負荷のいずれか最適な負荷に設定できるので、電流共振型電源装置の効率を良くすることができる。

なお、デューティを５０％以外から５０％に切り替える負荷状態を設定する場合についても、デューティを５０％から５０％以外に切り替える負荷状態を設定する場合と同様である。

また、起動時には、実施例１の電流共振型電源装置と同様に、起動性を向上することができる。

図８は、本発明の実施例４の電流共振型電源装置の回路図である。図８に示す本発明の実施例４の電流共振型電源装置は、図１に示すソフトスタート回路に対して、トランジスタＱ７，Ｑ９とインバータＧ１０を削除し、ダイオードＤ１０を追加したソフトスタート回路を設けている。トランジスタＱ６のコレクタは加算器２１に接続され、加算器２１は、トランジスタＱ６からのソフトスタート信号と検出器１１からのＦＢ量とを加算して発振器１３に出力する。発振器１３は、ソフトスタート信号とＦＢ量とが加算された信号に応じて発振周波数を可変した周波数信号を生成する。

ダイオードＤ１０のアノードはコンパレータＧ９の出力端子に接続され、ダイオードＤ１０のカソードはコンデンサＣ５の一端に接続される。

また、実施例４の電流共振型電源装置は、図１３に示す従来の電流共振型電源装置の構成に対して、コンデンサＣ４，Ｃ５、抵抗Ｒ３，Ｒ４、スイッチＳＷ１、ダイオードＤ３を有する第５オン時間制御部を備えることを特徴とする。

この第５オン時間制御部は、コンデンサＣ４により分流検出された電流の値に基づき軽負荷には、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間Ｔｈｏとスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間Ｔｌｏとの一方のオン時間を所定時間よりも短くし、第１オン時間Ｔｈｏと第２オン時間Ｔｌｏとの他方のオン時間を所定時間よりも長くする。

コンデンサＣ４，Ｃ５、抵抗Ｒ３，Ｒ４、スイッチＳＷ１の接続構成は、図１に示すそれらの接続構成と同じであるので、その説明は省略する。

コンデンサＣ５の一端にはダイオードＤ３のカソードが接続され、ダイオードＤ３のアノードは、抵抗Ｒ２の一端と抵抗Ｒ１の一端とコンパレータＣＭ１の反転入力端子に接続される。コンパレータＣＭ１の出力端子にはインバータＩＮ２の入力端子が接続されるとともにスイッチ素子Ｑ２のゲートが接続される。インバータＩＮ２の出力端子はハイサイドドライバー１２に接続され、スイッチ素子Ｑ１のゲートに接続される。

次にこのように構成された実施例４の電流共振型電源装置の動作を図９を参照しながら詳細に説明する。

まず、時刻ｔ１〜ｔ４までは、コンデンサＣ６の電圧Ｖｃ６が設定電圧Ｖａ未満である場合、ダイオードＤ１０がオンし、電圧ＶＣ５が一定電圧となる。同時に、トランジスタＱ６からのソフトスタート信号の値に応じて発振器１３の周波数が変化し、デューティ５０％でオン時間Ｔｌｏ，Ｔｈｏが変化する。

次に、時刻ｔ４において、コンデンサＣ６の電圧Ｖｃ６が設定電圧Ｖａ以上となると、ダイオードＤ１０がオフする。

次に、スイッチ素子Ｑ１がオンしている時には、スイッチ素子Ｑ１を介してトランスＴの一次巻線Ｐに電流が流れるので、コンデンサＣ４は、トランスＴの一次巻線Ｐに流れる電流をコンデンサＣ２とＣ４との容量比で分流して抵抗Ｒ４に出力する。

また、スイッチ素子Ｑ１がオンしている時には、インバータＩＮ２からはＨレベルが出力されるので、スイッチＳＷ１がオンする。このため、抵抗Ｒ４に発生した電圧は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との積分回路により積分され、コンデンサＣ５の両端には電流の平均値が得られる。電流の平均値、即ち、電圧ＶＣ５は、軽負荷時（時刻ｔ６）には小さく、重負荷時には大きくなる。

このため、軽負荷時には、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点における基準電圧が重負荷時における基準電圧よりも小さくなる。コンパレータＣＭ１は、発振器１３からの三角波信号が基準電圧以上のときにＨレベルをスイッチ素子Ｑ２に出力してオンさせ、三角波信号が基準電圧未満のときにＬレベルをスイッチ素子Ｑ２に出力してオフさせる。軽負荷時には、基準電圧が重負荷時における基準電圧よりも小さくなるので、Ｈレベル期間が長くなり、スイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｌｏが長くなる。

一方、インバータＩＮ２は、コンパレータＣＭ１の出力を反転し、発振器１３からの三角波信号が基準電圧未満のときにＨレベルをスイッチ素子Ｑ１に出力してオンさせ、三角波信号が基準電圧以上のときにＬレベルをスイッチ素子Ｑ１に出力してオフさせる。このため、軽負荷時には、基準電圧が重負荷時における基準電圧よりも小さくなるので、Ｈレベル期間が短くなり、図９に示すように、スイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏが短くなる。

従って、実施例４の電流共振型電源装置においても、実施例１の電流共振型電源装置効果の効果と同様な効果が得られる。

図１０は、本発明の実施例５の電流共振型電源装置の回路図である。図１０に示す実施例５の電流共振型電源装置は、図８に示すソフトスタート回路に対して、コンパレータＧ９とダイオードＤ１０との間に、インバータＧ１０を追加したソフトスタート回路を設けている。

また、この電流共振型電源装置は、図１３に示す従来の電流共振型電源装置の構成に対して、コンデンサＣ５、抵抗Ｒ３，Ｒ１６〜Ｒ２０、ダイオードＤ３，Ｄ４、オペアンプＧ１２を有する第６オン時間制御部を備えることを特徴とする。

この第６オン時間制御部は、コンデンサＣ２電圧を抵抗分割して検出された電圧の値に基づき軽負荷には、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間Ｔｈｏとスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間Ｔｌｏとの一方のオン時間を所定時間よりも短くし、第１オン時間Ｔｈｏと第２オン時間Ｔｌｏとの他方のオン時間を所定時間よりも長くする。

コンデンサＣ２の一端と一次巻線Ｐの一端とには抵抗Ｒ１７の一端が接続され、抵抗Ｒ１７の他端には抵抗Ｒ２０の一端とオペアンプＧ１２の非反転入力端子が接続される。オペアンプＧ１２の反転入力端子には抵抗Ｒ１６の一端と抵抗Ｒ１９の一端とが接続され、抵抗Ｒ１６の他端は電源Ｖｃｃに接続され、抵抗Ｒ１９の他端は接地される。

オペアンプＧ１２の反転入力端子と出力端子との間には、抵抗Ｒ１８とダイオードＤ４との直列回路が接続される。オペアンプＧ１２の出力端子には抵抗Ｒ３の一端とダイオードＤ４のアノードとが接続される。抵抗Ｒ３の他端にはコンデンサＣ５の一端とダイオードＤ３のアノードとが接続される。ダイオードＤ３のカソードは抵抗Ｒ１の一端と抵抗Ｒ２の一端とに接続される。

次にこのように構成される実施例５の電流共振型電源装置の動作を図１１及び図１２を参照しながら詳細に説明する。

まず、時刻ｔ１〜ｔ４までは、コンデンサＣ６の電圧Ｖｃ６が設定電圧Ｖａ未満である場合、コンパレータＧ９がＨレベルをインバータＧ１０に出力し、インバータＧ１０がＬレベルをダイオードＤ１０のカソードに出力するので、ダイオードＤ１０がオンする。このため、電圧ＶＣ５は略ゼロ電圧となる。同時に、トランジスタＱ６からのソフトスタート信号の値に応じて発振器１３の周波数が変化し、デューティ５０％でオン時間Ｔｌｏ，Ｔｈｏが変化する。

次に、時刻ｔ４において、コンデンサＣ６の電圧Ｖｃ６が設定電圧Ｖａ以上となると、ダイオードＤ１０がオフし、電圧ＶＣ５は徐々に上昇する。

次に、スイッチ素子Ｑ１がオンしている時には、スイッチ素子Ｑ１を介してトランスＴの一次巻線Ｐに電流が流れるので、コンデンサＣ２が充電され、抵抗Ｒ１７を介して抵抗Ｒ２０に電圧Ｖｅが発生する。オペアンプＧ１２は、電源Ｖｃｃの電圧を抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１９とで分圧した分圧電圧Ｖｄと抵抗Ｒ２０の両端電圧とを比較する。

図１２（ａ）は、従来の電流共振電源のオンデューティー５０％制御における重負荷から軽負荷まで変化させたときのＶｅ波形を示し、図１２（ｂ）は実施例５の制御における重負荷から軽負荷まで変化させたときのＶｅ波形を示す。

ここで、オペアンプＧ１２の出力からダイオードＤ４を介して抵抗Ｒ１８が反転端子に接続されているので、図１２（ｃ）に示すように、初期設定された電圧を非反転端子電圧Ｖｅが超えることで、反端端子にはオペアンプＧ１２の出力電圧が抵抗Ｒ１８を介して加えられ、抵抗Ｒ１８と抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１９の定数によりゲインが決定される。図１２（ｃ）のＶｄラインより軽負荷側のＶｆ特性が相当する。電圧Ｖｄは、Ｖｄ＝Ｖｃｃ×Ｒ１９／（Ｒ１６＋Ｒ１９）である。Ｖｃｃは電源電圧である。

ここで、初期設定された電圧より非反転端子電圧Ｖｅが小さい場合には、オペアンプＧ１２の動作は、ダイオードＤ４が逆バイアスされてオフするので、オープンループゲインとなり、ゼロボルトを出力する。この時、抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣ５の電荷を放電する。

重負荷においては、オペアンプＧ１２からの充電よりも放電が大きく、図１２（ｃ）のＶｄラインより重負荷側のＶｆ特性はゼロボルトとなる。また、軽負荷時においては、図１２（ｂ）に示されるように、抵抗Ｒ２０に発生する波形のボトム電圧が抵抗Ｒ１９の電圧Ｖｄより高くなり、コンデンサＣ５を充電する状態となり、ダイオードＤ３を介してコンパレータＣＭ１の反転端子電圧を上昇させる。

軽負荷時には、抵抗Ｒ２０に発生する波形のボトム電圧が重負荷時の波形のボトム電圧よりも高くなるので、軽負荷時のオペアンプＧ１２の出力は重負荷時の出力よりも大きくなる。このため、軽負荷時のコンデンサＣ５の電圧も大きくなるので、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点における基準電圧は大きくなる。

コンパレータＣＭ１は、発振器１３からの三角波信号が基準電圧以上であるときにＨレベルをスイッチ素子Ｑ１に出力する。軽負荷時には、基準電圧が重負荷時よりも上がるので、Ｈレベルの時間が短くなり、スイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏが短くなる。

一方、インバータＩＮ１は、コンパレータＧ１１の出力を反転するので、発振器１３からの三角波信号が基準電圧未満であるときにＨレベルをスイッチ素子Ｑ２に出力する。即ち、軽負荷時には、基準電圧が重負荷時よりも上がるので、スイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｌｏが長くなる。

従って、実施例５の電流共振型電源装置においても、実施例１の電流共振型電源装置効果の効果と同様な効果が得られる。

なお、本発明は、実施例１乃至５の電流共振型電源装置に限定されるものではない。実施例５の電流共振型電源装置では、抵抗Ｒ１６の電源を電源Ｖｃｃから供給したが、例えば、抵抗Ｒ１６の一端を平滑コンデンサＣ１の一端と全波整流回路ＲＣ１の出力端とに接続して、平滑コンデンサＣ１から抵抗Ｒ１６に電源を供給するようにしても良い。このようにしても実施例５の効果と同様な効果が得られる。また、本発明は、実施例１乃至５の電流共振型電源装置を組み合わせて用いても良い。

本発明は、スイッチング電源装置に利用可能である。

ＲＣ１ 全波整流回路
Ｑ１，Ｑ２ スイッチ素子
Ｌｒ 共振リアクトル
Ｔ トランス
Ｐ 一次巻線
Ｓ１，Ｓ２ 二次巻線
Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ１０ ダイオード
Ｃ１，Ｃ３ 平滑コンデンサ
Ｃ２ 電流共振コンデンサ
Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６，Ｃ７，Ｃ８ コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ４，Ｒ７〜Ｒ９，Ｒ１６〜Ｒ２０ 抵抗
ＣＭ１，Ｇ９ コンパレータ
Ｇ１２ オペアンプ
ＳＷ１〜ＳＷ４ スイッチ
ＢＦ１，ＢＦ２ バッファ
ＦＦ１ フリップフロップ回路
Ｇ１０ インバータ
Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３ 電流源
１１ 検出器
１２ ハイサイドドライバー
１３ 発振器
１４，１４ａ Ｖ／Ｉ
１６〜２０ 加算器
Ｑ５〜Ｑ１０ トランジスタ

Claims (12)

1. 直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
   前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、リアクトルとトランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
   前記トランスの二次巻線に発生する電圧を全波整流及び平滑して直流電圧を取り出す全波整流平滑回路と、
   前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
   前記全波整流平滑回路の直流電圧を検出する検出器と、
   前記トランスの一次巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
   第１コンデンサを有し、起動時に前記第１コンデンサに流れる電流から定電流を減算したソフトスタート信号を生成するとともにソフトスタート時定数を設定するソフトスタート時定数設定部と、
   前記電流検出部で検出された電流を充電する第２コンデンサと、
   前記第２コンデンサの電圧を電流に変換する電圧電流回路と、
   前記検出器からの直流電圧に基づく電流と前記ソフトスタート信号とを加算する第１加算器と、
   前記第１加算器からの電流を充電する第３コンデンサと、
   前記ソフトスタート時定数設定部で設定された時定数により生ずる電圧が設定電圧未満の場合、前記検出器からの直流電圧に基づく電流と前記ソフトスタート信号とを加算し、前記時定数により生ずる電圧が設定電圧以上の場合、前記電圧電流回路からの電流を入力する第２加算器と、
   前記第２加算器からの電流を充電する第４コンデンサと、
   前記第３コンデンサの電圧に基づき前記第１スイッチ素子の第１オン時間を設定し前記第４コンデンサの電圧に基づき前記第２スイッチ素子の第２オン時間を設定するオン時間設定部と、
   を備えることを特徴とする電流共振型電源装置。
2. 直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
   前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、リアクトルとトランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
   前記トランスの二次巻線に発生する電圧を全波整流及び平滑して直流電圧を取り出す全波整流平滑回路と、
   前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
   前記全波整流平滑回路の直流電圧を検出する検出器と、
   前記コンデンサの電流を検出する電流検出部と、
   第１コンデンサを有し、起動時に前記第１コンデンサに流れる電流から定電流を減算したソフトスタート信号を生成するとともにソフトスタート時定数を設定するソフトスタート時定数設定部と、
   前記電流検出部で検出された電流を充電する第２コンデンサと、
   前記第２コンデンサの電圧を電流に変換する電圧電流回路と、
   前記ソフトスタート時定数設定部で設定された時定数により生ずる電圧が設定電圧未満の場合、前記検出器からの直流電圧に基づく電流と前記ソフトスタート信号とを加算し、前記時定数により生ずる電圧が設定電圧以上の場合、前記検出器からの直流電圧に基づく電流と前記電圧電流回路からの電流とを入力する第１加算器と、
   前記第１加算器からの電流を充電する第３コンデンサと、
   前記時定数により生ずる電圧が設定電圧未満の場合、前記検出器からの直流電圧に基づく電流と前記ソフトスタート信号とを加算し、前記時定数により生ずる電圧が設定電圧以上の場合、前記電圧電流回路からの電流を入力する第２加算器と、
   前記第２加算器からの電流を充電する第４コンデンサと、
   前記第３コンデンサの電圧に基づき前記第１スイッチ素子の第１オン時間を設定し前記第４コンデンサの電圧に基づき前記第２スイッチ素子の第２オン時間を設定するオン時間設定部と、
   を備えることを特徴とする電流共振型電源装置。
3. 直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
   前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、リアクトルとトランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
   前記トランスの二次巻線に発生する電圧を全波整流及び平滑して直流電圧を取り出す全波整流平滑回路と、
   前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
   前記全波整流平滑回路の直流電圧を検出する検出器と、
   前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出部と、
   第１コンデンサを有し、起動時に前記第１コンデンサに流れる電流から定電流を減算したソフトスタート信号を生成するとともにソフトスタート時定数を設定するソフトスタート時定数設定部と、
   前記電圧検出部の前記コンデンサで検出された電圧に基づく電流を充電する第２コンデンサと、
   前記第２コンデンサの電圧を電流に変換する電圧電流回路と、
   前記ソフトスタート時定数設定部で設定された時定数により生ずる電圧が設定電圧未満の場合、前記検出器からの直流電圧に基づく電流と前記ソフトスタート信号とを加算し、前記時定数により生ずる電圧が設定電圧以上の場合、前記検出器からの直流電圧に基づく電流と前記電圧電流回路からの電流とを入力する第１加算器と、
   前記第１加算器からの電流を充電する第３コンデンサと、
   前記時定数により生ずる電圧が設定電圧未満の場合、前記検出器からの直流電圧に基づく電流と前記ソフトスタート信号とを加算し、前記時定数により生ずる電圧が設定電圧以上の場合、前記検出器からの直流電圧に基づく電流と前記電圧電流回路からの電流とを加算する第２加算器と、
   前記第２加算器からの電流を充電する第４コンデンサと、
   前記第３コンデンサの電圧に基づき前記第１スイッチ素子の第１オン時間を設定し前記第４コンデンサの電圧に基づき前記第２スイッチ素子の第２オン時間を設定するオン時間設定部と、
   を備えることを特徴とする電流共振型電源装置。
4. 前記検出器で検出された直流電圧に基づき軽負荷時には、前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間との一方のオン時間を所定時間よりも短くする第１オン時間制御部を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電流共振型電源装置。
5. 前記電流検出部により検出された電流の値に基づき軽負荷時には、前記第１オン時間と前記第２オン時間との他方のオン時間を所定時間よりも長くする第２オン時間制御部を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電流共振型電源装置。
6. 前記電流検出部により検出された電流の値に基づき軽負荷時には、前記第１オン時間と前記第２オン時間との一方のオン時間を所定時間よりも短くする第３オン時間制御部を備えることを特徴とする請求項４又は請求項５記載の電流共振型電源装置。
7. 前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間とのデューティが５０％から５０％以外に切り替えるための負荷状態を設定する負荷状態設定部を備え、
   前記負荷状態設定部で設定された負荷状態から軽負荷になるに連れて前記第１オン時間と前記第２オン時間との他方のオン時間を所定時間よりも徐々に長くする第４オン時間制御部を備えることを特徴とする請求項５記載の電流共振型電源装置。
8. 前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間とのデューティを５０％から５０％以外に切り替えるための負荷状態を設定する負荷状態設定部を備え、
   前記第３オン時間制御部は、前記負荷状態設定部で設定された負荷状態から軽負荷になるに連れて前記第１オン時間と前記第２オン時間との一方のオン時間を所定時間よりも徐々に短くすることを特徴とする請求項６記載の電流共振型電源装置。
9. 直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
   前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、リアクトルとトランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
   前記トランスの二次巻線に発生する電圧を全波整流及び平滑して直流電圧を取り出す全波整流平滑回路と、
   前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間とを交互にオン／オフさせるとともに前記直流電圧の値に応じて前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子のスイッチング周波数を制御する制御回路と、
   前記全波整流平滑回路の直流電圧を検出する検出器と、
   前記コンデンサの電流を検出する電流検出部と、
   第１コンデンサを有し、起動時に前記第１コンデンサに流れる電流から定電流を減算したソフトスタート信号を生成するとともにソフトスタート時定数を設定するソフトスタート時定数設定部と、
   前記電流検出部で検出された電流を充電する第２コンデンサと、
   前記検出器からの直流電圧に基づく電流と前記ソフトスタート信号とを加算する加算器と、
   前記加算器で得られた信号に応じて前記スイッチング周波数を可変した周波数信号を生成する発振器と、
   前記ソフトスタート時定数設定部で設定された時定数により生ずる電圧が設定電圧未満の場合、前記発振器で生成された周波数信号に基づいて、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子のオン時間を設定し、前記時定数により生ずる電圧が設定電圧以上の場合、前記第２コンデンサの電圧に基づいて、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子のオン時間を設定するオン時間設定部と、
   を備えることを特徴とする電流共振型電源装置。
10. 前記電流検出部により検出された電流の値に基づき軽負荷時には、前記第１オン時間と前記第２オン時間との一方のオン時間を所定時間よりも短くし、前記第１オン時間と前記第２オン時間との他方のオン時間を前記所定時間よりも長くする第５オン時間制御部を備えることを特徴とする請求項９記載の電流共振型電源装置。
11. 直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
    前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、リアクトルとトランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
    前記トランスの二次巻線に発生する電圧を全波整流及び平滑して直流電圧を取り出す全波整流平滑回路と、
    前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間とを交互にオン／オフさせるとともに前記直流電圧の値に応じて前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子のスイッチング周波数を制御する制御回路と、
    前記全波整流平滑回路の直流電圧を検出する検出器と、
    前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出部と、
    第１コンデンサを有し、起動時に前記第１コンデンサに流れる電流から定電流を減算したソフトスタート信号を生成するとともにソフトスタート時定数を設定するソフトスタート時定数設定部と、
    前記電圧検出部で検出された電圧により充電される第２コンデンサと、
    前記検出器からの直流電圧に基づく電流と前記ソフトスタート信号とを加算する加算器と、
    前記加算器で得られた信号に応じて前記スイッチング周波数を可変した周波数信号を生成する発振器と、
    前記ソフトスタート時定数設定部で設定された時定数により生ずる電圧が設定電圧未満の場合、前記発振器で生成された周波数信号に基づいて、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子のオン時間を設定し、前記時定数により生ずる電圧が設定電圧以上の場合、前記第２コンデンサの電圧に基づいて、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子のオン時間を設定するオン時間設定部と、
    を備えることを特徴とする電流共振型電源装置。
12. 前記リアクトルは、トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする請求項１乃至請求項１１のいずれか１項記載の電流共振型電源装置。

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