JP4311117B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、共振形のスイッチングコンバータを備えるスイッチング電源装置に関する。

スイッチング電源装置として、各種共振形コンバータによるスイッチング電源装置が知られている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。

上記のような共振形コンバータの１つとして、電流共振形コンバータが知られている。電流共振形コンバータの代表的な構成としては、２組のスイッチング素子を直列接続したスイッチング回路を、直流入力電圧に対して並列に設けるようにした、ハーフブリッジ結合方式を採るものが知られている。ハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータは、２組のスイッチング素子が交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行うようにされている。

また、このようなハーフブリッジ結合方式のスイッチングコンバータにおいて、２組のスイッチング素子のうち、１組のスイッチング素子についてのみ、部分電圧共振を得るための部分共振コンデンサ（補助コンデンサ）を並列に接続したものが知られている（例えば特許文献１参照）。
電流共振形コンバータにおけるスイッチング駆動では、２組のスイッチング素子が交互にオン／オフするようにされるとともに、両者がオフ期間となる、いわゆるデッドタイムを形成するようにしている。上記のようにして、１組のスイッチング素子に対してのみ部分共振コンデンサを並列に接続すると、上記デッドタイムとしての期間において、部分共振コンデンサからの放電電流が直流入力電圧に流入しないようにされ、共振動作がより安定したものとなる。

図８は、上記したように、ハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータにおいて、１組のスイッチング素子に対してのみ部分共振コンデンサを並列接続した形態を採る、スイッチング電源装置の構成例を示している。なお、この図に示す電源装置は、他励式によりスイッチング素子を駆動する構成を採っている。

この図に示す電流共振形コンバータにおいては、いわゆるハイサイドのスイッチング素子Ｑ1と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ2とによる直列接続回路を形成している。つまり、２本のスイッチング素子をハーフブリッジ結合している。そして、このスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のハーフブリッジ回路を直流入力電圧Ｖinに対して図示するようにして並列に接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、後述するようにしてスイッチング駆動されることで、直流入力電圧Ｖinを入力してスイッチングを行う。
また、スイッチング素子Ｑ1に対しては、ボディダイオードＤ1がいわゆる逆並列に接続される。同様にして、スイッチング素子Ｑ2に対しては、ボディダイオードＤ2が逆並列に接続される。

そして、ローサイド側のスイッチング素子Ｑ2に対しては、さらに、部分電圧共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分電圧共振コンデンサＣｐが接続されることで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ターンオフ時において、部分電圧共振コンデンサＣｐに充放電が行われる、部分電圧共振動作が得られる。
なお、ハイサイド側のスイッチング素子Ｑ1に対しては、部分共振コンデンサは接続されていないが、周知のように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の両者に対して部分電圧共振コンデンサを並列に接続したとしても、同様にして部分共振動作は得られるものである。

スイッチング駆動／制御回路１は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を他励式によりスイッチング駆動するために設けられ、例えば図示するようにして、発振器１０及び駆動回路１１を備える。
発振器１０は、所要の周波数による発振信号を発生させ、駆動回路１１に出力する。駆動回路１１は、入力された発振信号を利用して、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2をスイッチング駆動するためのドライブ信号ＳG1，ＳG2を生成する。このドライブ信号ＳG1，ＳG2の周波数は、入力された発振信号に対応したものとなる。また、ドライブ信号ＳG1，ＳG2は、互いに１８０°の位相差を有する。
これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、発振回路１１にて生成される発振信号周波数に応じたスイッチング周波数により、交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行うことになる。
また、実際には、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がターンオン又はターンオフする短時間のタイミングで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が共にオフとなるデッドタイム期間が形成されるように、ドライブ信号ＳG1，ＳG2の波形が形成されている。部分電圧共振動作としての部分電圧共振コンデンサＣｐに対する充放電は、このデッドタイム期間に行われる。
また、スイッチング駆動／制御回路１においては誤差増幅器１２とフォトカプラ１４が設けられているが、これについては後述する。

トランスＴ１は、先に説明したスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を、一次側から二次側に伝送するために設けられ、この場合には、コアに対して、一次巻線Ｎｐと、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を巻装して形成される。
トランスＴ１の一次巻線Ｎｐの巻始め端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点と接続され、巻終わり端部は、一次側直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して、直流入力電圧Ｖinの負極と接続される。また、この場合のトランスＴ１は、所定の結合係数による疎結合の状態が得られるようになっていることで、漏洩インダクタンスを生じるようにされている。そこで、この図では、トランスＴ１の一次側に得られる漏洩インダクタンスＬｒと、励磁インダクタンスＬｐを等価的に示している。漏洩インダクタンスＬｒは、一次巻線Ｎｐとスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点との間に直列に接続されるものとしてみることができる。また、励磁インダクタンスＬｐは、一次巻線Ｎｐと並列に接続されるものとしてみることができる。

ここで、漏洩インダクタンスＬｒは一次側直列共振コンデンサＣ１と直列接続されていることになるが、この直列接続により一次側直列共振回路を形成する。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力は、一次側直列共振回路に供給されることになるが、これにより、スイッチング動作は電流共振形となる。即ち、一次側においては電流共振形コンバータが形成されることになる。

この場合のトランスＰＩＴの二次側においては、同等巻数の２組の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の中点をセンタータップとして二次側アースに接地すると共に、整流ダイオードＤ3，Ｄ4、及び平滑コンデンサＣｏを図示するようにして接続することで、二次側両波整流回路を形成している。
この二次側両波整流回路によっては、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に励起された交番電圧を整流平滑化して、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次側直流電圧を生成する。この二次側直流電圧が、図示するようにして負荷に供給される。

上記二次側直流電圧は、分岐して、スイッチング駆動／制御回路１内の誤差増幅器１２に対しても入力される。
誤差増幅器１２では、上記二次側直流電圧のレベルと、所定レベルの基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して、その誤差に応じてレベルが可変となる誤差増幅信号をフォトカプラ１４を介して発振器１０に出力する。フォトカプラ１４は、一次側に在るとされる発振器１０に対して、二次側から誤差増幅信号をフィードバックさせるのにあたって、一次側と二次側とを直流的に絶縁するために設けられる。また、抵抗Ｒ１は、誤差増幅信号に応じて、フォトカプラ１４のフォトダイオードに流すべき電流を調整するために挿入される。

発振器１０は、上記誤差増信号に応じて発振周波数を可変するが、これに応じてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数も変化する。スイッチング周波数が変化すれば、一次側から二次側に伝送されるエネルギー量も変化し、二次側直流電圧のレベルが可変制御されることになる。このような制御系により、二次側直流出力電圧についての安定化が図られる。
この場合の安定化制御としては、二次側直流電圧のレベルが低下したときには、スイッチング周波数を低くするように制御する。これにより、二次側へのエネルギー伝送量が増加して二次側直流電圧が上昇する。また、二次側直流電圧のレベルが上昇したときには、スイッチング周波数を高くするように制御して、これにより二次側へのエネルギー伝送量を減少させて、二次側直流電圧を低下させるようにしている。

図９の波形図は、上記図８に示した構成による電源装置における要部の動作として、定常動作時の動作を示している。
駆動回路１１からスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して出力されるドライブ信号ＳG1，ＳG2により、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲート−ソース間には、図９（ａ）（ｂ）に示すゲートソース間電圧Ｖgs(Q1),Ｖgs(Q2)が生じる。ドライブ信号ＳG1，ＳG2の実際の波形は、これらゲートソース間電圧Ｖgs(Q1),Ｖgs(Q2)に対応する。
ゲートソース間電圧Ｖgs(Q1),Ｖgs(Q2)の各々について、正極性のパルスが立ち上がっている期間が、スイッチング素子をオンとするオン期間であり、０レベルとなる期間がスイッチング素子をオフとするオフ期間である。
これらゲートソース間電圧Ｖgs(Q1),Ｖgs(Q2)の波形から分かるように、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2は、交互にオン／オフするタイミングでスイッチングを行う。また、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2がターンオン／ターンオフする際において、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2が共にオフとなるデッドタイムといわれる短時間の期間が形成されていることも分かる。
また、図９（ｃ）は、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間電圧Ｖds(Q1)を示す。ここでは図示していないが、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間電圧とは、１８０°の位相差を有する。

図９（ｄ）は、スイッチング素子Ｑ1及びボディダイオードＤ1から成るハイサイド側のスイッチング回路部に流れるスイッチング電流Ｉd1を示す。また、図９（ｅ）は、スイッチング素子Ｑ2及びボディダイオードＤ2から成るローアーサイドスイッチング回路部に流れるスイッチング電流Ｉd2を示す。
ここで、図９（ｄ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ1のターンオン時には、先ず、ボディダイオードＤ1（アノード→カソード）を介して、負極性によるスイッチング電流Ｉd1が流れる。このボディダイオードＤ1を流れるスイッチング電流Ｉd1は、スイッチング素子Ｑ1のターンオン直前まで、部分電圧共振コンデンサＣｐに充電するようにして流れていた電流が転移して流れたものとしてみることができる。そこで本明細書では、ボディダイオードに流れる電流を転流電流ということにする。そして、この負極性のスイッチング電流Ｉd1が反転して、正極性によりスイッチング素子Ｑ1（ドレイン−ソース）に流れた後に、スイッチング素子Ｑ1はターンオフする。
このターンオフ直後の期間（デッドタイム期間Ｔｄ）においては、部分電圧共振コンデンサＣｐにおいて部分電圧共振動作が生じる期間が得られ、この期間において、部分電圧共振コンデンサＣｐに部分電圧共振電流が流れて放電が行われる。

そして、上記スイッチング素子Ｑ1のターンオフ直後のデッドタイム期間Ｔｄが経過した後に、スイッチング素子Ｑ2がターンオンする。このスイッチング素子Ｑ2のターンオン時には、図９（ｅ）に示すようにして、ボディダイオードＤ2（アノード→カソード）を介してスイッチング電流Ｉd2が負極性方向に流れる。このボディダイオードＤ2を流れる電流も、スイッチング素子Ｑ2のターンオン直前まで、部分電圧共振コンデンサＣｐから放電されるようにして流れていた電流が転移して流れたものであり、転流電流である。
この転流電流は、反転して正極性によりスイッチング素子Ｑ2（ドレイン→ソース）を流れた後にターンオフする。そして、このスイッチング素子Ｑ2のターンオフ時（デッドタイム期間Ｔｄ）においても、部分電圧共振コンデンサＣｐにおいて部分電圧共振動作が生じる期間が得られ、この期間においては、部分電圧共振コンデンサＣｐに部分電圧共振電流としての充電電流が流れる。

図９（ｆ）には、励磁インダクタンスＬｐに流れる電流ＩLPと、一次巻線Ｎｐに流れる電流ＩNPとを合成して得られる、一次側直列共振電流ＩLP＋ＩNPが示される。
この一次側直列共振電流ＩLP＋ＩNPは、図９（ｄ）（ｅ）に示すスイッチング電流Ｉd1，Ｉd2と、図９においては図示されていないが、上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時（デッドタイム期間Ｔｄ）において部分電圧共振コンデンサＣｐに流れる充放電電流（部分共振電流）とが合成されたものとなる。

この場合、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間に対応しては、二次巻線Ｎs1に励起される順方向の電圧により、整流ダイオードＤ3が導通して、図９（ｇ）に示す整流電流ＩD3により、平滑コンデンサＣｏへの充電が行われる。また、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間に対応しては、二次巻線Ｎs2に励起される順方向の電圧により、整流ダイオードＤ4が導通して、図９（ｈ）に示す整流電流ＩD4により、平滑コンデンサＣｏへの充電が行われる。

図１０は、図８に示した電源装置において、スイッチング駆動／制御回路１に備えられる、発振器１０及び駆動回路１１から成る回路の構成例を示している。また、図１１の波形図は、図１０に示す回路の動作を示している。

図１０に示す発振器１０においては、直流電圧Ｖccが動作電源として供給されており、この直流電圧Ｖccに対して、抵抗２２、トランジスタ２３、抵抗２４、トランジスタ２５を図示するようにして接続して形成される差動回路を備える。この差動回路によっては、時定数コンデンサ２７を充電する動作が得られる。また、後述するようにして、トランジスタ２９がオン／オフすることにより、時定数コンデンサ２７を放電する動作がオン／オフ制御される。これにより、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1は、図１１（ａ）に示すようにして、周期的に鋸歯状波が連続した波形となる。
この鋸歯状波形の両端電圧Ｖ1は、後述するようにして、レベルの上昇期間Ｔupが可変で、下降期間Ｔdnが固定となる。

この時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1は、コンパレータ３４に入力される。コンパレータ３４は、図１１（ｂ）に示すようにして、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1が、上限閾値値に相当するレベルのときに、検出信号Ｓ１としてＨレベルを出力するように動作する。検出信号Ｓ１は、ＲＳ(Reset-Set)フリップフロップ３６のセット（Ｓ）入力となる。
また、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1は、コンパレータ３５にも入力される。コンパレータ３５は、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1が、下限閾値のレベルとなるときに、図１１（ｃ）に示すようにして、検出信号Ｓ2を出力するように動作する。検出信号Ｓ2は、ＲＳフリップフロップ３６のリセット（Ｒ）入力となる。

上記のようにして検出信号Ｓ1，Ｓ2が入力されるＲＳフリップフロップ３６では、図１１（ｄ）に示すように、検出信号Ｓ1が立ち上がるのに続いて検出信号Ｓ2が立ち上がるまでの期間において、Ｈレベルとなる非反転出力信号Ｓ3を出力する。この非反転出力信号Ｓ3は、トランジスタ２９のベースに入力される。
トランジスタ２９は、ベースに入力される非反転出力信号Ｓ3がＨレベルの期間に対応してオンとなることで、抵抗２８を介して、時定数コンデンサ２７の充電電荷を放電させる放電モードに移行する。これにより、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1は、上限閾値レベルから下降していくことになる。つまり、下降期間Ｔdnを形成する。そして、非反転出力信号Ｓ3がＨレベルからＬレベルに変化すると、トランジスタ２９はオフとなるので、前述した差動回路による時定数コンデンサ２７に対する充電が有効となる、充電モードに移行する。
このような動作により、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1は、図１１（ａ）に示すようにして、鋸歯状波となるものである。

また、ＲＳフリップフロップ３６の反転出力信号Ｓ4は、図１１（ｅ）に示すようにして、上記した非反転出力信号Ｓ3が反転された波形となる。つまり、上昇期間Ｔupに対応してはＨレベルで、下降期間Ｔdnに対応してはＬレベルとなる。
この反転出力信号Ｓ4は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するためのドライブ信号ＳG1，ＳG2を生成する源信号として、駆動回路１１に入力される。

駆動回路１１に入力された反転出力信号Ｓ4は、Ｔ(Toggle)フリップフロップ３７の入力端子（Ｔ）に入力されると共に、分岐して、ＡＮＤゲート３８及びＡＮＤゲート３９の各一方の入力端子に入力される。Ｔフリップフロップ３７の非反転出力はＡＮＤゲート３８の他方の入力端子に入力され、反転出力は、ＡＮＤゲート３９の他方の入力端子に入力される。
このような駆動回路１１の回路構成では、ＡＮＤゲート３８及びＡＮＤゲート３９の出力であるドライブ信号ＳG1，ＳG2は、それぞれ、例えば図１１（ｆ）（ｇ）に示すものとなる。ドライブ信号ＳG1は、［上昇期間Ｔup（Ｈレベル）−下降期間Ｔdn（Ｌレベル）−上昇期間Ｔup（Ｌレベル）−下降期間Ｔdn（Ｌレベル）]から成る周期の繰り返しによる波形となる。ドライブ信号ＳG2は、ドライブ信号ＳG1に対して、１８０°の位相差を有した波形となる。

このようにして生成されるドライブ信号ＳG1，ＳG2がスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に印加されることになるが、それぞれ、ドライブ信号ＳG1，ＳG2がＨレベルとなる期間がスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオンとなる期間となる。また、Ｌレベルとなる期間が、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオフとなる期間となる。このことから、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン／オフするタイミングでスイッチングを行っていることがわかる。また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各オン期間は、上昇期間Ｔupに相当する時間であることが分かる。また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオン／ターンオフ時に対応して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が共にオフとなるデッドタイム期間が形成されており、このデッドタイム期間は、下降期間Ｔdnに相当する時間であることが分かる。

また、発振器１０において、トランジスタ２３，２５を備えて成る差動回路とアース間に対しては、フォトカプラ１４のフォトトランジスタが介在するようにして備えられている。このため、差動回路が時定数コンデンサ２７に流す充電電流は、フォトトランジスタのコレクタ電流に応じて可変されることになる。つまり、時定数コンデンサ２７に流れる充電電流は、電源装置の二次側直流電圧（平滑コンデンサＣｏの両端電圧）のレベルに応じて変化することになる。時定数コンデンサ２７に流れる充電電流が変化すれば、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1が下限閾値レベルから上限閾値レベルに上昇するまでの上昇期間Ｔupの時間長が変化することになる。なお、これに対して、両端電圧Ｖ1が上限レベルから下限レベルまでに下降する下降期間Ｔdnは、時定数コンデンサと抵抗２８の時定数によって決まるために固定となる。

このことから、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1は、下降期間Ｔdnについては固定とされたうえで、二次側直流出力電圧のレベルに応じて上昇期間Ｔupが変化することとなる。ここで、両端電圧Ｖ1の上昇期間Ｔupは、ドライブ信号ＳG1，ＳG2がＨレベルとなる期間、つまり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のオン期間に対応するから、二次側直流電圧のレベルに応じては、デッドタイムは固定とされたうえで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のオン期間が可変されることになる。オン期間が変化すれば、１スイッチング周期の長さも変化することになる。つまり、スイッチング周波数が変化することになる。
このようにしてスイッチング周波数が可変制御されることで前述もしたように、二次側直流電圧が安定化されることになる。

また、発振器１０においては、ソフトスタート回路４０が備えられている。このソフトスタート回路４０は、図示するようにして、コンデンサ４２、増幅器４３、ダイオード４４とから成る。コンデンサ４２は、直流電圧Ｖccとアース間に挿入される。増幅器４３の非反転入力は、直流電圧Ｖccに対して接続されており、これにより、増幅器４３の非反転入力には、電流源４１が接続されていることと等価となる。増幅器４３の出力は、反転入力に帰還されると共に、ダイオード４４のカソード→アノードを介して、フォトカプラ１４のフォトトランジスタのコレクタと接続されている。

ソフトスタート回路４０の動作としては、次のようになる。
先ず、図８に示す電源装置が起動された直後においては、二次側直流電圧は規定レベルに上昇する過渡期にあるので、誤差増幅器１２による二次側直流電圧の正常なレベル検出動作は得られず、このために、例えばフォトカプラ１４のフォトトランジスタも導通していない状態にある。
また、電源装置の起動後においては、図１０に示す直流電圧Ｖccのラインに電流源４１が発生し、この電流源４１の電流によりコンデンサ４２への充電が開始されることになるが、起動直後においては、コンデンサ４２における充電電荷はほぼ０であり、非反転入力はほぼアース電位となっているから、オペアンプ４３からは負極性の出力が生じ、これに応じて、差動回路のトランジスタ２３，２５のベースから、ダイオード４４を介して、オペアンプ４３に電流が流れることになる。つまり、差動回路のトランジスタ２３，２５のベース電流が流れる。このようにしてベース電流が流れることで、差動回路による時定数コンデンサ２７への充電も行われることになるが、このときのベース電流レベルに応じた充電電流量は、ほぼ最短の上昇期間Ｔupが得られる程度に増加されたものとなっている。つまり、電源起動直後においては、スイッチング周波数をほぼ上限にまで強制的に上昇させる動作が得られることになる。
前述したように、スイッチング周波数が高くなるのに応じて二次側直流出力電圧を低下させる傾向で制御することになる。従って、上記したように、起動時においてスイッチング周波数を強制的に高くすることによっては、二次側直流出力電圧レベルを強制的に低下させる動作が得られることになる。つまり、電源起動時における二次側直流電圧の急峻なレベル上昇を抑制する、いわゆるソフトスタート動作が得られるものである。

そして、上記のようにしてソフトスタート回路４０が動作を開始して以降は、電流源４１からの電流によってコンデンサ４２への充電が行われて、コンデンサ４２の両端電圧が徐々に上昇していくことなる。これに応じて、オペアンプ４３の非反転入力の電位も上昇していくことになり、オペアンプ４３に流入する電流、つまり、差動回路におけるトランジスタ２３，２５のベース電流も減少していき、時定数コンデンサ２７への充電電流量も減少していくことになる。これにより、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1の上昇期間Ｔupも徐々に長くなっていき、スイッチング周波数も徐々に低下していくように制御される。スイッチング周波数が低下していくのに応じては、二次側直流出力電圧のレベルが徐々に定常レベルにまで引き上げられていくことになる。
そして、例えば、コンデンサ４２の電位が所定以上となって、オペアンプ４３に電流が流入しなくなると、スイッチング周波数の強制的な引き上げ制御は以降停止することになる。つまりソフトスタート動作が終了される。そして、ソフトスタート動作が終了した時点では、二次側直流出力電圧は、ほぼ定常に近いレベルにまで引き上げられており、以降においては、誤差増幅器１２による通常の定電圧制御に移行することになる。

特開平８−６６０２５号公報

図８に示した電源装置では、図９の定常動作時に対応する波形図により説明したように、スイッチング素子Ｑ1（Ｑ2）のターンオン時には、ボディダイオードＤ1（Ｄ2）を介して負極性方向のスイッチング電流Ｉd1（Ｉd2）である転流電流が流れる。そして、この転流電流が反転して正極性方向のスイッチング電流Ｉd1（Ｉd2）がスイッチング素子Ｑ1（Ｑ2）に流れることになる。そして、この後において、これまでオン状態にあったスイッチング素子Ｑ1（Ｑ2）がオフとなるようにされると、これまでオフ状態にあったスイッチング素子側のボディダイオードＤ2（Ｄ1）に電流の流れが移行する（転流する）ようになっている。
スイッチング動作に応じた電流の流れをこのようなものとしていることで、例えばスイッチング素子などについてストレスが生じないようにされている。

しかしながら、何らかの要因で一次側直列共振電流がアンバランスとなっているような状態では、スイッチング素子のボディダイオードに電流が流れている期間に、そのスイッチング素子をオフに駆動するようなドライブ信号が入力されるタイミングとなってしまうことがある。つまり、一方のサイドのスイッチング素子のボディダイオードに電流が流れている状態と、他方サイドのスイッチング素子がオンとなる状態とが重複する動作モードとなる場合がある。
このような動作モードは、定電圧制御のための応答が何らかの原因によって急激に変化して、スイッチング周波数も急激に変化したような場合に発生しやすい。また、図８に示した電源装置では、図１０に示したように、ソフトスタート回路４０を備えているが、電源起動時においてソフトスタート回路４０が動作することで、スイッチング周波数を強制的に上昇させている状態のときにも発生しやすい。

このような動作モードとなった場合、ボディダイオードに流れる電流は停止することができない。そして、このボディダイオードには、ドライブ信号のデッドタイム期間後において、他方サイド側のスイッチング素子のボディダイオードに対してオン駆動のためのドライブ信号が入力されて、この他方サイド側のスイッチング素子がオンとなるまで、電流が流れることになる。
このような状態では、ボディダイオードには、逆方向電圧が印加されることになる。このため、ボディダイオードのカソードからアノードの方向に、直流入力電圧Ｖinから他方サイドのスイッチング素子（ＭＯＳ−ＦＥＴ）を介して、内部の残留キャリアに起因した逆回復電流が流れる。このようにして流れる逆回復電流は、貫通電流ともいわれる。

図１２は、このような貫通電流が流れる動作モード時の一次側直列共振電流（ＩLP＋ＩNP）、及びスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2側の各スイッチング電流Ｉd1，Ｉd2を示している。
この図では、時点ｔ１においてスイッチング素子Ｑ2がターンオンしていることで、時点ｔ１以降において、負極性のスイッチング電流Ｉd2が流れている。つまり、ボディダイオードＤ2のアノード→カソードを介して一次側直列共振電流が流れている。そして、時点ｔ１から或る時間を経過した時点ｔ２において、ボディダイオードＤ2に一次側直列共振電流が流れている状態で、他方サイドのスイッチング素子Ｑ1がオンとなっている。これにより、上記したようにして、スイッチング素子Ｑ1に過大レベルの貫通電流が流れている。
貫通電流が流れる動作モードとなった場合において、ボディダイオードの逆回復電流のdi/dtが大きいと、スイッチング素子であるＭＯＳ−ＦＥＴの内部構造上、寄生的に形成されるサイリスタがオン状態となって、上記図１２の時点ｔ２に示すようにして、貫通電流レベルは過大なものとなる。このようにして、貫通電流レベルが過大となった場合、許容以上の電流ストレスがかかることもあるので好ましくない。

そこで本発明は上記した課題を考慮してスイッチング電源装置として次のように構成する。
つまり、第１の転流用ダイオード素子を逆並列接続した第１のスイッチング素子と、第２の転流用ダイオード素子を逆並列接続した第２のスイッチング素子とを直列接続して形成されるスイッチング回路を少なくとも１組備えて形成され、直流入力電圧の両端間に対して接続されるスイッチング手段と、上記第１のスイッチング素子、及び上記第２のスイッチング素子をスイッチング駆動するための駆動信号についての源信号を生成して出力する発振器手段と、上記源信号を入力して上記駆動信号を生成する駆動回路手段と、一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次巻線に得られる上記スイッチング回路のスイッチング出力により、二次巻線に交番電圧が励起されるトランスと、上記一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自己のキャパシタンスとにより、共振形のスイッチング動作を得るための共振回路を形成する共振コンデンサと、上記二次巻線に励起された交番電圧を入力して整流平滑動作を行うことで二次側直流電圧を生成する二次側直流電圧生成手段と、上記スイッチング回路のスイッチング動作に応じて流れる電流と、上記駆動信号とを入力して、上記第１のスイッチング素子が上記駆動信号によりオンとされている状態で上記第１の転流用ダイオード素子に転流電流が流れていない期間と、上記第２のスイッチング素子が上記駆動信号によりオンとされている状態で上記第２の転流用ダイオード素子に転流電流が流れていない期間とにおいてＨレベルとなる期間信号を出力する電流状態検出手段とを備え、上記発振器手段は、スイッチング周波数に応じて変化する期間により下限閾値から上限閾値まで増加し、固定とされる期間により上限閾値から下限閾値まで減少するレベル変化を繰り返す鋸歯状波を生成し、上記鋸歯状波が上記上限閾値のレベルのときにＨレベルとなる上限閾値検出信号と、この鋸歯状波が上記下限閾値のレベルのときにＨレベルとなる下限閾値検出信号とを生成し、ＡＮＤゲートにより、上記上限閾値検出信号と上記期間信号との論理積の信号を出力し、ＲＳフリップフロップにより、上記論理積の信号をセット入力とし、上記下限閾値検出信号をリセット入力として、デットタイム期間においてＨレベルとなる非反転信号と、その反転信号とを出力し、さらに、本電源装置が起動するときに応じて、上記鋸歯状波が増加する期間を短くさせるように動作するソフトスタート回路を備え、上記駆動回路手段は、上記ＲＳフリップフロップの反転信号を上記源信号として入力して、デッドタイム期間以外の期間において上記第１のスイッチング素子、及び上記第２のスイッチング素子を交互にオン／オフさせる駆動信号を生成することとした。

上記構成によると、スイッチング電源装置としては、転流用ダイオード素子が逆並列接続される２つのスイッチング素子から成るスイッチング回路を、少なくとも１組備え、このスイッチング回路を直流入力電圧の両端間に接続して形成される。また、トランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と共振コンデンサとによりスイッチング回路のスイッチング動作を共振形とするための共振回路を形成している。つまり、少なくともハーフブリッジ結合方式を採る電流共振形のスイッチングコンバータとしての基本構成を有する。
そのうえで、転流用ダイオード素子にスイッチング電流が流れる状態にあることを検出したことに基づいて、スイッチング素子がターンオンする動作と、ターンオフする動作が生じないように制御される。
このような構成により、例えば第１のスイッチング素子側の転流用ダイオード素子に転流電流が流れている途中で、この第１のスイッチング素子がターンオフし、また、第２のスイッチング素子がターンオンするという状態には遷移することがないようにされる。

以上説明したように本発明は、第１及び第２のスイッチング素子と、これらのスイッチング素子に対して逆並列接続される第１及び第２の転流用ダイオード素子を備える、いわゆるハーフブリッジ結合方式によるスイッチング回路を少なくとも１組備え、さらに、トランスの一次巻線の漏洩インダクタンスと共振コンデンサとから成る、スイッチング回路のスイッチング動作を共振形とするための共振回路を備えた、共振形スイッチングコンバータとしての基本構成を採っている。そのうえで本発明では、スイッチングコンバータのスイッチング動作により生じる電流状態として、上記第１及び第２の転流用ダイオード素子に転流電流が流れているとされる期間を検出し、この転流電流が流れている期間においては、第１及び第２のスイッチング素子をターンオン又はターンオフさせないようにしている。
これにより、例えば、スイッチング周波数が急峻に変動したような状態になったとしても、転流用ダイオード素子に転流電流が流れている途中で、スイッチング素子がターンオン／ターンオフして貫通電流が流れてしまうことを回避することができる。つまり、スイッチング素子のスイッチング動作を適正に保って、回路を保護することが可能となり、電源装置としての信頼性が向上される。

図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源装置の全体的な構成例を示している。
この図に示すスイッチング電源装置においては、一次側に２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えられる。この場合には、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。
この場合には、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとを接続していることで、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなる関係により、これらスイッチング素子を直列接続している。
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソースに対しては、ボディダイオードＤ1が並列に接続される。ボディダイオードＤ1のアノード、カソードは、それぞれ、スイッチング素子Ｑ1のドレイン、ソースに対して接続される。ここで、スイッチング素子Ｑ1のドレイン→ソースの順方向と、ボディダイオードＤ1のアノード→カソードの順方向は、相互に逆向きとなっている。つまり、ボディダイオードＤ1は、スイッチング素子Ｑ1に対して逆並列接続されている。
どうようにして、スイッチング素子Ｑ2に対しても、ボディダイオードＤ2が逆並列接続される。
このようにして、それぞれボディダイオードＤ1，Ｄ2が逆並列接続されたスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を直列接続して形成される回路が、ハーフブリッジ結合方式によるスイッチング回路となる。

また、このスイッチング回路において、スイッチング素子Ｑ2に対しては、さらに、部分電圧共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分電圧共振コンデンサＣｐが接続されることで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ターンオフ時に対応し、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が共にオフ状態となる、いわゆるデッドタイム期間において、部分電圧共振コンデンサＣｐに対する充放電が行われる。つまり、部分電圧共振動作が得られる。

上記スイッチング回路は、直流入力電圧Ｖinに対して図示するようにして並列に接続される。なお、直流入力電圧Ｖinは、例えば実際には、ここでは図示していない、整流ダイオード及び平滑コンデンサから成る整流平滑回路が商用交流電源を入力して整流平滑動作を行うことで生成することができる。

スイッチング駆動／制御回路１は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を他励式によりスイッチング駆動するために設けられ、ここでは、発振器１０、駆動回路１１、誤差増幅器１２、及びフォトカプラ１４を備えて成るものとされている。

発振器１０は、後述する構成により、所要の周波数による発振信号を発生させ、駆動回路１１に出力する。駆動回路１１は、入力された発振信号を利用して、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2をスイッチング駆動するためのドライブ信号ＳG1，ＳG2を生成する。このため、ドライブ信号の周波数は、入力された発振信号に対応したものとなり、従って、ドライブ信号周波数が、スイッチング周波数に対応することにもなる。
また、ドライブ信号ＳG1，ＳG2は、互いに１８０°の位相差を有したうえで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がターンオン又はターンオフする短時間のタイミングで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が共にオフとなるデッドタイム期間を形成するような波形ともされている。
これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、発振回路１１にて生成される発振信号周波数に応じたスイッチング周波数により、交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行うように駆動される。また、スイッチング動作として、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオン、ターンオフ時に対応してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が共にオフとなるデッドタイム期間が得られるようにも駆動される。前述した部分電圧共振動作である部分電圧共振コンデンサＣｐに対する充放電は、このデッドタイム期間に行われる。
なお、スイッチング駆動／制御回路１内の誤差増幅器１２とフォトカプラ１４については後述する。

トランスＴ１は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作により得られるスイッチング出力を、一次側から二次側に伝送するために設けられるもので、この場合には、コアに対して、一次巻線Ｎｐと、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を巻装して形成される。
トランスＴ１の一次巻線Ｎｐの巻始め端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のソース，ドレインの接続点（スイッチング出力点）と接続され、巻終わり端部は、一次側直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して、直流入力電圧Ｖinの負極と接続される。また、この場合のトランスＴ１は、所定の結合係数による疎結合の状態が得られるようになっており、結合係数に応じた漏洩インダクタンスを生じる。
この図では、トランスＴ１の一次側に得られる漏洩インダクタンスＬｒと、励磁インダクタンスＬｐを等価的に示している。漏洩インダクタンスＬｒは、一次巻線Ｎｐとスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点との間に直列に接続されるものとして示される。また、励磁インダクタンスＬｐは、一次巻線Ｎｐと並列に接続されるものとして示される。

ここで、漏洩インダクタンスＬｒは一次側直列共振コンデンサＣ１と直列接続されていることになるが、この直列接続により一次側直列共振回路を形成する。そして、この一次側直列共振回路が、上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作に応じたスイッチング出力電流が一次側直列共振回路に供給されることになる。これにより、スイッチング動作は電流共振形となる。即ち、電流共振形コンバータが形成されることになる。
なお、トランスＴ１については密結合で構成した上で、漏洩インダクタンスＬｒに相当するチョークコイルを挿入するようにして構成しても、上記と同様に電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成することができる。

また、図１に示す電源装置においては、上記一次側直列共振回路と、直流入力電圧Ｖinとの間に、電流／電圧変換回路（Ｉ／Ｖ変換回路）５１が挿入される。このＩ／Ｖ変換回路５１は、一次側直列共振回路に流れるとされる一次側直列共振電流（ＩLP＋ＩNP）を検出して電圧に変換して出力する。そして、このＩ／Ｖ変換回路５１から出力される検出電圧は、電流状態検出回路５２に対して入力される。
電流状態検出回路５２は、例えば後述する構成を採ることで、スイッチング回路（Ｑ1，Ｄ1，Ｑ2，Ｄ2）に流れるとされるスイッチング電流（Ｉd1，Ｉd2）の電流方向として、スイッチング素子Ｑ1及びスイッチング素子Ｑ2のいずれかにおいて正方向（ドレイン→ソース）の方向に電流が流れている状態にあるか否かについて検出するように動作する。

また、この場合のトランスＰＩＴの二次側においては、同等巻数の２組の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の中点をセンタータップとして二次側アースに接地すると共に、整流ダイオードＤ3，Ｄ4、及び平滑コンデンサＣｏを図示するようにして接続することで、二次側両波整流回路を形成している。
この二次側両波整流回路によっては、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に励起された交番電圧を整流平滑化して、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次側直流電圧を生成する。この二次側直流電圧が、図示するようにして負荷に供給される。

上記二次側直流電圧は、分岐して、スイッチング駆動／制御回路１内の誤差増幅器１２に対しても入力される。
誤差増幅器１２では、上記二次側直流電圧のレベルと、所定レベルの基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して、その誤差に応じてレベルが可変となる誤差増幅信号をフォトカプラ１４を介して発振器１０に出力する。フォトカプラ１４は、一次側に在るとされる発振器１０に対して、二次側から誤差増幅信号をフィードバックさせるのにあたって、一次側と二次側とを直流的に絶縁するために設けられる。また、抵抗Ｒ１は、誤差増幅信号に応じて、フォトカプラ１４のフォトダイオードに流すべき電流を調整するために挿入される。

発振器１０は、上記誤差増信号に応じて発振周波数を可変するが、これによりスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が変化することとなって、一次側から二次側に伝送されるエネルギー量も変化し、二次側直流電圧のレベルが可変制御されることになる。そして、この制御系では、誤差増幅器１２にて比較される二次側直流電圧レベルと、基準電圧Ｖｒｅｆとに誤差が生じない状態に収束するように、スイッチング周波数を変化させることになる。
つまり、負荷電流が増加して二次側直流電圧のレベルが低下したときには、スイッチング周波数を低くするように制御する。これにより二次側へのエネルギー伝送量が増加して二次側直流電圧が上昇するようにして制御される。
逆に、負荷電流が減少して二次側直流電圧のレベルが上昇したときには、スイッチング周波数を高くするように制御して、これにより二次側へのエネルギー伝送量を減少させて、二次側直流電圧を低下させる。このようにして、スイッチング周波数の可変制御により二次側直流電圧の安定化が図られることとなる。

上記図１に示した電源装置の定常時における動作としては、先に示した図９の波形図に示されるものと同様となる。
つまり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲート−ソース間には、図９（ａ）（ｂ）に示すゲートソース間電圧Ｖgs(Q1),Ｖgs(Q2)が生じており、これらの波形は、駆動回路１１からスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加されるドライブ信号ＳG1，ＳG2の波形に対応する。つまり、ゲートソース間電圧Ｖgs(Q1),Ｖgs(Q2)の各々について、正極性のパルスが立ち上がっている期間が、スイッチング素子がオンとなるオン期間となり、０レベルの期間がスイッチング素子がオフとなるオフ期間となる。
これらゲートソース間電圧Ｖgs(Q1),Ｖgs(Q2)の波形から分かるように、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2は、交互にオン／オフするタイミングでスイッチングを行う。また、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2がターンオン／ターンオフする際において、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2が共にオフとなるデッドタイム期間（Ｔｄ）といわれる短時間の期間を形成するようにしてスイッチング動作を行っていることも分かる。
また、このようにしてスイッチングを行うスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のうち、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間電圧Ｖds(Q1)は、図９（ｃ）に示すように、オンとなる期間においては０レベルで、オフとなる期間においては一定レベルでクランプされ、デッドタイムにおいてレベル遷移する波形となる。なお、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間電圧とは、１８０°の位相差を有する。

図９（ｄ）は、スイッチング素子Ｑ1及びボディダイオードＤ1から成るハイサイドのスイッチング回路部に流れるスイッチング電流Ｉd1を示す。また、図９（ｅ）は、スイッチング素子Ｑ2及びボディダイオードＤ2から成るローアーサイドのスイッチング回路部に流れるスイッチング電流Ｉd2を示す。
図９（ｄ）に示されるように、スイッチング電流Ｉd1は、先ず、スイッチング素子Ｑ1のターンオン時において、一次側直列共振コンデンサＣｒ→励磁インダクタンスＬｐ→漏洩インダクタンスＬｒからボディダイオードＤ1を介して、負極性の方向で流れる。このボディダイオードＤ1の順方向（アノード→カソード）を流れる期間のスイッチング電流Ｉd1は、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子のドレイン→ソース方向である正方向に対しては逆方向に流れる電流であり、波形的には負極性となる。そして、この負極性によりボディダイオードＤ1に流れるスイッチング電流は、スイッチング素子Ｑ1がターンオンする直前まで、部分電圧共振コンデンサＣｐに充電するようにして流れていた電流が転移して流れたものとしてみることができる。つまり、スイッチング電流としては、転流電流である。

この転流電流としての期間が経過するとスイッチング電流Ｉd1は反転して、スイッチング素子Ｑ1（ドレイン→ソース）→漏洩インダクタンスＬｒ→励磁インダクタンスＬｐ→一次側直列共振コンデンサＣｒの経路で正極性により流れ、この後、スイッチング素子Ｑ1がターンオフするタイミングで０レベルとなる。
このスイッチング素子Ｑ1のターンオフ直後の期間（デッドタイム期間Ｔｄ）においては、部分電圧共振コンデンサＣｐにおいて部分電圧共振動作が生じる期間が得られる。つまり、この期間において、漏洩インダクタンスＬｒ→励磁インダクタンスＬｐ→一次側直列共振コンデンサＣｒ→部分電圧共振コンデンサＣｐの経路で部分電圧共振電流が流れて、部分電圧共振コンデンサＣｐに対する放電が行われる。

そして、上記スイッチング素子Ｑ1のターンオフ直後のデッドタイム期間Ｔｄが経過した後は、スイッチング素子Ｑ2がターンオンすることになる。
このスイッチング素子Ｑ2のターンオン時には、上記のようにして、部分電圧共振コンデンサＣｐからの放電電流が転流して、漏洩インダクタンスＬｒ→励磁インダクタンスＬｐ→一次側直列共振コンデンサＣｒ→ボディダイオードＤ2の経路により電流が流れる。つまり、ボディダイオードＤ2に転流電流が流れる期間が生じる。これにより、スイッチング素子Ｑ2のターンオン時のスイッチング電流Ｉd2は、図９（ｅ）に示すように負極性となる。スイッチング電流Ｉd2は、この後に反転して、スイッチング素子Ｑ2（ドレイン→ソース）→一次側直列共振コンデンサＣｒ→励磁インダクタンスＬｐ→漏洩インダクタンスＬｒの経路で流れ、続いて、スイッチング素子Ｑ2がターンオフするタイミングで０レベルとなる。
そして、このスイッチング素子Ｑ2のターンオフ時（デッドタイム期間Ｔｄ）においても、部分電圧共振コンデンサＣｐにおいて部分電圧共振動作が生じる期間が得られることになるが、この期間においては、一次側直列共振コンデンサＣｒ→励磁インダクタンスＬｐ→漏洩インダクタンスＬｒ→部分電圧共振コンデンサＣｐの経路で部分電圧共振電流が流れることで、部分電圧共振コンデンサＣｐに対する充電が行われることになる。

図９（ｆ）には、励磁インダクタンスＬｐに流れる電流ＩLPと、一次巻線Ｎｐに流れる電流ＩNPとを合成して得られる、一次側直列共振電流ＩLP＋ＩNPが示される。
この一次側直列共振電流ＩLP＋ＩNPは、図９（ｄ）（ｅ）に示すスイッチング電流Ｉd1，Ｉd2と、図９においては図示されていないが、上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時（デッドタイム期間Ｔｄ）において部分電圧共振コンデンサＣｐに流れる充放電電流（部分電圧共振電流）とが合成されたものとなる。

図９（ｇ）（ｈ）は、二次側の動作を示す。つまり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間に対応しては、二次巻線Ｎs1に励起される順方向の電圧により、整流ダイオードＤ3が導通して、図９（ｇ）に示す整流電流ＩD3により、平滑コンデンサＣｏへの充電が行われる。また、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間に対応しては、二次巻線Ｎs2に励起される順方向の電圧により、整流ダイオードＤ4が導通して、図９（ｈ）に示す整流電流ＩD4により、平滑コンデンサＣｏへの充電が行われる。このようにして両波整流動作が二次側で行われることで、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流電圧が生成されることになる。

図２は、上記図１に示した電源装置において、スイッチング駆動／制御回路１内の発振器１０及び駆動回路１１から成る回路部位と、Ｉ／Ｖ変換回路５１及び電流状態検出回路５２の具体的構成例を示している。なお、図２において、先に説明した図１０と同一とされる部位、信号等には、同一符号を付している。

先ず、図２に示す発振器１０には、抵抗２２、トランジスタ２３、抵抗２４、トランジスタ２５を下記のようにして形成される差動回路が設けられる。トランジスタ２３，２５にはＰＮＰのバイポーラトランジスタが選定されている。
トランジスタ２３のエミッタは、抵抗Ｒ22を介して直流電圧Ｖccと接続され、コレクタは、フォトカプラ１４のフォトトランジスタ（コレクタ→エミッタ）と抵抗２６の並列接続を介して一次側アースと接続される。また、トランジスタ２３のエミッタは、発振器１０内に備えられるとされる、ソフトスタート回路４０の出力（ダイオード４４のアノード）と接続される。
トランジスタ２５のエミッタは、抵抗Ｒ22を介して直流電圧Ｖccと接続され、コレクタは、時定数コンデンサ２７を介して一次側アースと接続される。また、トランジスタ２５のコレクタと時定数コンデンサの接続点は、コンパレータ３５の反転入力と接続される。
そして、トランジスタ２３，２５のベースは、共にフォトカプラ１４のフォトトランジスタのエミッタと接続される。

また、発振器１０においては、直流電圧Ｖccとアース間に対して、分圧抵抗３１，３２，３３の直列回路が接続され、分圧抵抗３１，３２の接続点に対してコンパレータ３４の反転入力が接続されている。コンパレータ３４の非反転入力は、差動回路を形成するトランジスタ２５のエミッタと時定数コンデンサ２７の接続点に対して接続される。このトランジスタ２５のエミッタと時定数コンデンサ２７の接続点は、前述もしたように、コンパレータ３５の反転入力と接続される。
さらに、トランジスタ２５のエミッタと時定数コンデンサ２７の接続点には、抵抗２８の一端が接続され、その他端はＮＰＮのトランジスタ２９のコレクタと接続される。エミッタは、一次側アースに接続される。つまり、時定数コンデンサ２７に対して、抵抗２８−トランジスタ２９の直列接続回路を並列に接続している。

また、コンパレータ３４の出力は検出信号Ｓ1とされるが、この検出信号Ｓ1は、後述するようにして時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1が上限閾値レベルであるときにＨレベルとなる信号である。この検出信号Ｓ１は、ＡＮＤゲート５９の一方の入力端子に入力される。ＡＮＤゲート５９の他方の入力端子には、電流状態検出回路５２から出力される検出信号Ｓ１４が入力される。
ＡＮＤゲート５９の出力であるＡＮＤ出力信号Ｓ１３は、ＲＳ(Reset-Set)フリップフロップ３６のセット入力（Ｓ）に入力される。
また、コンパレータ３５の出力は、ＲＳフリップフロップ３６のリセット入力（Ｒ）に入力される。

ＲＳフリップフロップ３６の反転出力（反転Ｑ）から出力される反転出力信号Ｓ4は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するためのドライブ信号ＳG1，ＳG2を生成する源信号として、駆動回路１１に入力される。

駆動回路１１は、Ｔ(Toggle)フリップフロップ３７、及び、ＡＮＤゲート３８、３９を備えて形成される。
上記のようにしてＲＳフリップフロップ３６から出力された反転出力信号Ｓ4は、駆動回路１１において、Ｔ(Toggle)フリップフロップ３７の入力端子（Ｔ）に入力されると共に、分岐して、ＡＮＤゲート３８及びＡＮＤゲート３９の各一方の入力端子に入力される。Ｔフリップフロップ３７の非反転出力（Ｑ）はＡＮＤゲート３８の他方の入力端子に入力され、反転出力（反転Ｑ）は、ＡＮＤゲート３９の他方の入力端子に入力される。
そして、ＡＮＤゲート３８の出力がスイッチング素子Ｑ1をスイッチング駆動するドライブ信号ＳG1となり、ＡＮＤゲート３９の出力がスイッチング素子Ｑ2をスイッチング駆動するドライブ信号ＳG2となる。

また、発振器１０においては。電源起動時における二次側直流電圧レベルの急峻な上昇を抑制するソフトスタート動作を得るためのソフトスタート回路４０が備えられる。
ソフトスタート回路４０においては、増幅器としてのオペアンプ４３が備えられ、オペアンプ４３の非反転入力は、直流電圧Ｖccのラインと接続される。また、オペアンプ４３の非反転入力は、所定の時定数を有するコンデンサ２７を介して一次側アースと接続される。これにより、オペアンプ４３の非反転入力からは、直流電圧Ｖccのラインが電流源としてみえることになる。
オペアンプ４３の反転入力には、同じオペアンプ４３の出力が帰還されている。また、オペアンプ４３の出力は、ダイオード４４のカソード→アノードを介して、フォトカプラ１４のフォトトランジスタのエミッタと、差動回路を形成するトランジスタ２３，２５のベースとの接続点に対して接続される。なお、このソフトスタート回路の動作については後述する。

また、図２には、Ｉ／Ｖ変換回路５１及び電流状態検出回路５２の具体的構成例も示されている。
この場合のＩ／Ｖ変換回路５１は、図示するようにして、直列共振コンデンサＣｒと一次側アース間に対して挿入した電流検出用抵抗ＲDを備えて構成される。この場合、電流検出用抵抗ＲDは、一次側直列共振回路（Ｃｒ−Ｌｐ//Ｎｐ）の端部に接続されていることになるから、一次側直列共振電流（ＩLp＋ＩNp）の経路に挿入されていることになる。従って、電流検出用抵抗ＲDの両端電圧としては、一次側直列共振電流に応じたレベル変化が得られることになる。つまり、一次側直列共振電流を電流検出用抵抗ＲDの両端電圧に変換していることになる。

なお、Ｉ／Ｖ変換回路５１としては、電流検出用抵抗としての抵抗素子を備える以外の構成を採っても構わない。
例えば、この場合において、一次側直列共振電流（ＩLp＋ＩNp）は交流であるから、図３に示すようにして、カレントトランスＴ２を備えた構成とすることも可能である。この場合には、直列共振コンデンサＣｒと一次側アース間に対してカレントトランスＴ２の一次巻線を直列に挿入する。これにより、カレントトランスＴ２の二次巻線には、一次巻線に流れる一次側直列共振電流（ＩLp＋ＩNp）に応じた交番電圧が励起されることになり、カレントトランスＴ２の二次側において、一次側直列共振電流（ＩLp＋ＩNp）が電圧として変換されたこととなる。そして、例えば、このカレントトランスＴ２の二次巻線と抵抗素子との並列接続回路の両端電圧を検出すれば、一次側直列共振電流（ＩLp＋ＩNp）のレベルを電圧として検出することができる。

電流状態検出回路５２は、図示するようにして、コンパレータ５３，５４、ＡＮＤゲート５６，５７、及びＯＲゲート５８を備えて成る。
コンパレータ５３の非反転入力は、直列共振コンデンサＣｒと電流検出用抵抗ＲDの接続点と接続され、反転入力は一次側アースと接続される。また、コンパレータ５４の非反転入力は一次側アースと接続され、反転入力は直列共振コンデンサＣｒと電流検出用抵抗RDの接続点と接続される。
このようにして電流検出用抵抗RDとコンパレータ５３、５４が接続されることにより、コンパレータ５３、５４では相互に逆極性となる関係により、電流検出用抵抗RDの両端電圧を検出することになる。この場合、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpが正極性（Ｃｒ→ＲDの方向）に流れるときには、コンパレータ５３はＨレベルを出力することになり、コンパレータ５４はＬレベル（０レベル）を出力することになる。また、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpが負極性（ＲD→Ｃｒの方向）に流れるときには、コンパレータ５４がＨレベルを出力することになり、コンパレータ５４がＬレベル（０レベル）を出力する。

ＡＮＤゲート５６は、コンパレータ５３の出力と、スイッチング素子Ｑ1をドライブするためのドライブ信号ＳG1を入力して、これらの入力の論理積をとる。ＡＮＤゲート５６では、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpが正極性方向に流れ、かつ、ドライブ信号ＳG1がＨレベルとなってスイッチング素子Ｑ1がオン状態とされている状態のときにＨレベルを出力し、これ以外の状態ではＬレベルを出力することになる。
また、ＡＮＤゲート５７は、コンパレータ５４の出力と、スイッチング素子Ｑ2をドライブするためのドライブ信号ＳG2が入力され、これらの入力の論理積をとる。従って、ＡＮＤゲート５７では、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpが負極性方向に流れ、かつ、ドライブ信号ＳG2がＨレベルとなってスイッチング素子Ｑ2がオン状態とされている状態のときにＨレベルを出力し、これ以外の状態ではＬレベルを出力することになる。

上記ＡＮＤゲート５６，５７の出力は、ＯＲゲート５８に対して入力される。ＯＲゲート５８では、ＡＮＤゲート５６，５７の出力についての論理和をとって出力する。
ＯＲゲート５８の出力がＡＮＤゲート５６，５７の出力の論理和であるということは、ＯＲゲート５８では、先ず、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpが正極性で、かつ、スイッチング素子Ｑ1がオン状態となっているときと、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNPが負極性で、かつ、スイッチング素子Ｑ2がオン状態となっているときとでＨレベルとなる信号を出力するということになる。これは、即ち、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のそれぞれにおいて、ドレイン→ソースの順方向により電流が流れている期間に対応してのみＨレベルとなるものである。
逆に言えば、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2が共にオフとなるべきデッドタイム期間Ｔｄとされて、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpとして、部分電圧共振コンデンサＣｐに部分電圧共振電流が流れる状態のときにはＬレベルとなる。また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ターンオン時で、ボディダイオードＤ1，Ｄ2に、転流電流（スイッチング電流Ｉd1，Ｉd2として負極性に流れる電流）が、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpとして流れる状態のときにもＬレベルとなる。そして、このＯＲゲート５８の出力が、電流状態検出回路５２における検出出力として、発振器１０のＡＮＤゲート５９に入力される。

上記図２に示した回路部位の基本動作として定常時の動作について説明する。
電流状態検出回路５２からの出力は、上記もしているように、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2において順方向（ドレイン→ソース方向）によりスイッチング電流が流れているときにＨレベルとなる。

また、発振器１０内のＡＮＤゲート５９においては、コンパレータ３４から出力される検出信号Ｓ1と、電流状態検出回路５２の検出出力である検出信号Ｓ14との論理積を、ＲＳフリップフロップ３６のセット入力(S)に出力することとしている。後述するようにして、コンパレータ３４から出力される検出信号Ｓ1は、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1の上限閾値レベルに対応してＨレベルとなり、その立ち上がりタイミングは、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2に正極性（順）方向（ドレイン→ソース）に電流が流れている状態から、デッドタイム期間Ｔｄに移行するタイミングに対応する。

従って、定常動作時においては、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2に正極性（順）方向（ドレイン→ソース）に電流が流れている状態からデッドタイム期間Ｔｄに移行する過程において、検出信号Ｓ1がＬレベルからＨレベルに立ち上がるタイミングに対応しては、検出信号Ｓ14がＨレベルからＬレベルに立ち下がるタイミングとがほぼ同時となって、検出信号Ｓ1と検出信号Ｓ14がＨレベルとなる期間が得られる。
このため、定常動作時としては、検出信号Ｓ1がＬレベルからＨレベルに立ち上がれば、ほぼ確実にＡＮＤゲートからも、Ｈレベルが出力されてＲＳフリップフロップ３６のセット入力（Ｓ）に入力されるといえる。
このことから、定常動作時の動作を考えるのにあたっては、発振器１０の構成としては、ＡＮＤゲート５９を省略して、コンパレータ３４の検出信号Ｓ1を、そのままＲＳフリップフロップ３６のセット入力（Ｓ）に入力させたものとしてみてよいことになる。これは、発振器１０については、先に説明した図１０と同一の構成であると捉えてよいということである。
そこで、図２に示した回路の基本的な動作については、説明を分かりやすいものとするために、先に述べた図１１の波形図を参照することとする。この場合において、図１１の波形図は、図２に示す回路部位における定常（正常）時の動作を示すものとなる。

先ず、発振器１０において、トランジスタ２３，２５を備えて成る差動回路によっては、トランジスタ２５のコレクタと一次側アース間に接続された時定数コンデンサ２７を充電する動作が得られる。
例えばここで、差動回路による時定数コンデンサ２７に対する充電が開始されたとすると、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1は、時定数コンデンサ２７の時定数と、充電電流レベルに応じた増加率（傾き）でもって、波形的には直線的（比例的）に上昇していくことになる。

また、時定数コンデンサ２７に対しては、前述もしたように、抵抗２８とトランジスタ２９とを直列接続した直列回路が並列に接続されている。トランジスタ２９のベースには、図１１（ｄ）示されるＲＳフリップフロップ３６から出力される非反転出力信号Ｓ3が入力される。トランジスタ２９は、非反転出力信号Ｓ3がＨレベルのときにオンで、Ｌレベルのときにオフとなる。
そして、トランジスタ２９がオフとされるときには、抵抗２８とトランジスタ２９から成る直列回路はオープンとなるので、差動回路により時定数コンデンサ２７に対する充電を行う充電モードとなる。これに対して、トランジスタ２９がオンとなったときには、時定数コンデンサ２７に対して抵抗２８が並列接続されたものとみることができるが、これにより、時定数コンデンサ２７に蓄積された充電電荷は、抵抗２８からトランジスタを介して放電されることになる。つまり、トランジスタ２９がオンとなったときには、時定数コンデンサ２７が放電する放電モードとなる。このようにして、トランジスタ２９がオン／オフコントロールされることで、時定数コンデンサ２７に対する充電モードと放電モードとの間での切換が行われる。

この時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1は、コンパレータ３４の非反転入力に入力される。コンパレータ３４の反転入力には、分圧抵抗３１，３２−３３により直流電圧Ｖccを分圧して得られる基準電圧が入力される。これにより、コンパレータ３４は、図１１（ｂ）に示すようにして、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1が、所定の上限閾値に相当するレベルのときに、検出信号Ｓ１としてＨレベルを出力することになる。検出信号Ｓ１は、（ＡＮＤゲート５９を介して）ＲＳ(Reset-Set)フリップフロップ３６のセット（Ｓ）入力となる。

また、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1は、コンパレータ３５の反転入力に対しても入力される。コンパレータ３５の非反転入力には、分圧抵抗３１−３２、３３により直流電圧Ｖccを分圧して得られる基準電圧が入力される。これにより、コンパレータ３５は、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1が、ほぼ下限閾値レベルとなるときに、図１１（ｃ）に示すようにして、検出信号Ｓ2を出力する。検出信号Ｓ2は、ＲＳフリップフロップ３６のリセット（Ｒ）入力となる。

ＲＳフリップフロップ３６では、検出信号Ｓ1（Ｓ13）がＨレベルに立ち上がることでセットされ、検出信号Ｓ2がＨレベルに立ち上がることでリセットされることになる。
従って、ＲＳフリップフロップ３６の非反転出力（Ｑ）から出力される非反転出力信号Ｓ3は、図１１（ｄ）に示す波形が得られることになる。つまり、図１１（ａ）に示す時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ１が上限閾値レベルとなって検出信号Ｓ1が立ち上がるタイミングでＨレベルとなり、両端電圧Ｖ１が下限閾値レベルとなって、検出信号Ｓ2が立ち上がるタイミングでＬレベルに立ち下がる波形が得られることになる。つまり、両端電圧Ｖ１が上限閾値レベルから下限閾値レベルに下降する下降期間Ｔdnに対応してＨレベルとなる。

トランジスタ２９は、先に述べたように、ベースに入力される非反転出力信号Ｓ3がＨレベルの期間に対応してオンとなることで、抵抗２８を介して、時定数コンデンサ２７の充電電荷を放電させる放電モードに移行する。これにより、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1は、上限レベルから下降していくことになる。つまり、下降期間Ｔdnが開始される。そして、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1が下限閾値レベルにまで至ることで非反転出力信号Ｓ3がＨレベルからＬレベルに変化すると、トランジスタ２９はオフとなる。これにより、前述した差動回路による時定数コンデンサ２７に対する充電動作が有効となって、充電モードに移行する。
このような動作により、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1は、図１１（ａ）に示すようにして、鋸歯状波となるものである。

また、ＲＳフリップフロップ３６の反転出力信号Ｓ4は、図１１（ｅ）に示すようにして、上記した非反転出力信号Ｓ3が反転された波形となる。つまり、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ１が下限閾値レベルに至って検出信号Ｓ2が立ち上がるタイミングでＨレベルとなり、両端電圧Ｖ１が上限閾値レベルとなって、検出信号Ｓ1が立ち上がるタイミングでＬレベルに立ち下がる波形である。これは、両端電圧Ｖ１についての上昇期間Ｔupに対応してはＨレベルで、下降期間Ｔdnに対応してはＬレベルとなる波形であるということにもなる。
この反転出力信号Ｓ4は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するためのドライブ信号ＳG1，ＳG2を生成する源信号として、駆動回路１１に入力される。

駆動回路１１に入力された反転出力信号Ｓ4は、Ｔ(Toggle)フリップフロップ３７の入力端子（Ｔ）に入力されると共に、分岐して、ＡＮＤゲート３８及びＡＮＤゲート３９に各一方の入力端子に入力される。Ｔ(Toggle)フリップフロップ３７の非反転出力はＡＮＤゲート３８の他方の入力端子に入力され、反転出力は、ＡＮＤゲート３９の他方の入力端子に入力される。
このような駆動回路１１の回路構成では、ＡＮＤゲート３８及びＡＮＤゲート３９の出力であるドライブ信号ＳG1，ＳG2は、それぞれ、例えば図１１（ｆ）（ｇ）に示すものとなる。ドライブ信号ＳG1は、［上昇期間Ｔup（Ｈレベル）−下降期間Ｔdn（Ｌレベル）−上昇期間Ｔup（Ｌレベル）−下降期間Ｔdn（Ｌレベル）]から成る周期の繰り返しによる波形となる。ドライブ信号ＳG2は、このドライブ信号ＳG1に対して、１８０°の位相差を有した波形となる。

このようにして生成されるドライブ信号ＳG1，ＳG2がスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に印加されることになる。スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2は、それぞれ、ドライブ信号ＳG1，ＳG2がＨレベルとなる期間においてオンとなるように駆動される。また、Ｌレベルとなる期間が、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオフとなる期間となる。
そこで、図１１（ｆ）（ｇ）に示すドライブ信号ＳG1，ＳG2をみると、定常動作時においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン／オフするタイミングでスイッチングを行っていることがわかる。また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各オン期間は、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ１の上昇期間Ｔupに相当する時間であることが分かる。また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオン／ターンオフ時に対応して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が共にオフとなるデッドタイム期間が形成されており、このデッドタイム期間は、下降期間Ｔdnに相当する時間であることが分かる。

また、発振器１０内の差動回路を形成するトランジスタ２３，２５のベースと一次側アースの間には、フォトカプラ１４のフォトトランジスタのコレクタ−エミッタが挿入されている。また、フォトトランジスタのコレクタ−エミッタに対しては、抵抗２６が並列に接続される。
ここで、フォトカプラ１４のフォトトランジスタのコレクタには、誤差増幅器１２からの出力に応じて可変されたレベルの電流が流れることになる。このフォトトランジスタのコレクタ電流が可変することによっては、差動回路を形成するトランジスタ２３，２５のベース電流量を変化さえることになるから、差動回路により流すべき時定数コンデンサ２７への充電電流量が可変されることになる。

上記のようにして、時定数コンデンサ２７への充電電流量が変化すれば、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1が下限閾値レベルから上限閾値レベルに上昇するまでの上昇期間Ｔupとしての時間長が変化することになる。なお、これに対して、両端電圧Ｖ1が上限閾値レベルから下限閾値レベルまでに下降する下降期間Ｔdnは、時定数コンデンサ２７と抵抗２８の時定数によって決まるために固定となる。

このことから、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1は、下降期間Ｔdnについては固定とされたうえで、上昇期間Ｔupが変化するということになる。ここで、両端電圧Ｖ1の上昇期間Ｔupは、ドライブ信号ＳG1，ＳG2がＨレベルとなる期間、つまり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のオン期間に対応するから、二次側直流電圧のレベルに応じては、デッドタイムは固定とされたうえで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のオン期間が可変されることになる。オン期間が変化すれば、１スイッチング周期の長さも変化することになる。つまり、スイッチング周波数が可変制御されていることになる。そして、このようなスイッチング周波数の可変制御は、二次側直流電圧レベルに応じて可変となるフォトカプラ１４のフォトトランジスタのコレクタ電流に応じたものとなる。つまり、二次側直流電圧レベルに応じてスイッチング周波数の可変制御するように構成されているものであり、これにより、先にも説明したようにして、二次側直流電圧が安定化される。

上記のようにしてスイッチング周波数制御により二次側直流電圧を安定化する構成である場合、例えば電源起動直後において二次側直流出力電圧が規定レベルに上昇するとされる過渡期においては、適正な二次側直流出力レベルが得られていない状態にある。この場合、そのままではスイッチング周波数がほぼ最低周波数で維持されることになるので、二次側直流出力電圧が急峻に上昇してしまい、回路に負担を与える。
発振器１０内に備えられるソフトスタート回路４０は、いわゆるソフトスタート動作として、上記のようにして電源起動直後において、二次側直流出力電圧の急峻な上昇を抑制するように動作する。

ここで、図１に示す電源装置が起動されたとする。電源装置が起動されてスイッチングコンバータが動作を開始したときにおいては、二次側直流電圧は規定レベルに上昇する過渡期にあるので、誤差増幅器１２による二次側直流電圧の正常なレベル検出動作は得られず、このために、例えばフォトカプラ１４のフォトトランジスタも導通していない状態にある。

また、電源装置の起動後においては、直流電圧Ｖccが生じるのに伴い、この直流電圧Ｖccのラインに電流源４１が発生する。この電流源４１の電流によりコンデンサ４２への充電が開始されることになるが、起動直後においては、コンデンサ４２における充電電荷はほぼ０であり、非反転入力はほぼアース電位となっているから、オペアンプ４３からは負極性の出力が生じることになる。このオペアンプ４３の出力に応じてダイオード４４を介してオペアンプ４３に負極性の電流が流れることとなって、これにより、差動回路のトランジスタ２３，２５のベースを強制的に流すことになる。このようにしてベース電流が流れることで、差動回路による時定数コンデンサ２７への充電も強制的に行われることになるが、このときのベース電流レベルに応じた充電電流量は、ほぼ最短の上昇期間Ｔupが得られる程度に増加されたものとなっている。従って、このときに生成される時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ１の鋸歯状波の周期もほぼ最短であることになる。このことから、電源起動直後においては、スイッチング周波数をほぼ上限にまで強制的に上昇させる動作が得られることになる。

前述したように、図１に示す電源装置としては、スイッチング周波数が高くなるのに応じて二次側直流出力電圧を低下させる傾向で制御することになる。従って、上記したように、起動時においてスイッチング周波数を強制的に高くすることによっては、二次側直流出力電圧レベルを強制的に低下させる動作が得られることになる。つまり、電源起動時における二次側直流電圧の急峻なレベル上昇を抑制する、いわゆるソフトスタート動作が得られるものである。

上記のようにしてソフトスタート回路４０が動作を開始して以降は、電流源４１からの電流によってコンデンサ４２への充電が行われて、コンデンサ４２の両端電圧が徐々に上昇していくことなる。これに応じて、オペアンプ４３の非反転入力の電位も上昇していくことになり、オペアンプ４３に流入する電流が減少する。これに伴って、差動回路におけるトランジスタ２３，２５のベース電流も減少していき、時定数コンデンサ２７への充電電流量も減少していくことになる。これにより、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1の上昇期間Ｔupも徐々に長くなっていき、スイッチング周波数も徐々に低下していくように制御される。スイッチング周波数が低下していくのに応じては、二次側直流出力電圧のレベルが徐々に定常レベルにまで引き上げられていくことになる。
そして、例えば、コンデンサ４２の電位が所定以上となって、オペアンプ４３に電流が流入しなくなると、スイッチング周波数の強制的な制御は以降停止することになる。つまりソフトスタート動作が終了する。ソフトスタート動作が終了した時点では、二次側直流出力電圧は、ほぼ定常に近いレベルにまで引き上げられている。そして、以降においては、誤差増幅器１２による通常の定電圧制御に移行することになる。

続いては、上記した発振器１０及び駆動回路１１から成る回路部の基本動作を踏まえ、Ｉ／Ｖ変換回路５１及び電流状態検出回路５２による保護動作について、図４の波形図を参照して説明する。
図４においては、この図に示されるスイッチング周期の２周期目においてスイッチング周波数を急峻に上昇させようとスイッチング周波数制御系が動作し、これにより、スイッチング動作が不安定となった場合の動作例を示している。先に説明しているように、このような状態は、何らかの要因によって、定電圧制御のための応答が急激に変化したことで、スイッチング周波数が急激に変化したような場合に生じる場合がある。また、図２に示したソフトスタート回路４０が電源起動時において動作することで、前述のようにして、スイッチング周波数が強制的に上昇されている状態のときにも生じやすい。

図４において、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング動作としては、図４（ｂ）（ｃ）に示されている。
つまり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、それぞれ、図４（ｂ）（ｃ）のスイッチング電流Ｉd1，Ｉd2の波形に示されるようにして、オン／オフを行っている。ここで、スイッチング素子Ｑ1がオン状態にある場合のスイッチング電流Ｉd1の波形としては、先ず、負極性により電流が流れ、この後反転して正極性となっている。負極性による電流は、ボディダイオードＤ1のアノード→カソードを介して流れる転流電流であり、正極性による電流が、スイッチング素子Ｑ1のドレイン→ソースを介して正方向に流れるとされる電流である。同様にしてスイッチング素子Ｑ2がオン状態にある場合のスイッチング電流Ｉd2としても、負極性の区間がボディダイオードＤ2のアノード→カソードを介して流れる転流電流であり、正極性の区間が、スイッチング素子Ｑ２のドレイン→ソースを介して正方向に流れるとされる電流となる。
図４（ａ）に示す一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpは、上記図４（ｂ）（ｃ）に示されるスイッチング電流Ｉd1，Ｉd2と、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2の各ターンオフ時（デッドタイム期間Ｔｄ）に対応して得られる部分電圧共振動作により、部分電圧共振コンデンサＣｐに流れる充放電電流とが合成されて得られるものとなる。

先に説明したように、電流状態検出回路５２において、コンパレータ５３から出力される検出信号Ｓ11は、図４（ｄ）に示すように、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpが正極性に流れているときに対応してＨレベルとなる。また、コンパレータ５４から出力される検出信号Ｓ12は、図４（ｅ）に示すように、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpが負極性に流れているときに対応してＨレベルとなる。つまり、コンパレータ５３，５４の出力によって、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpの極性（電流方向）を検出していることになる。

また、上記図４（ａ）（ｂ）（ｃ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2がスイッチングを行っているときに、発振器１０の時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ1は、図４（ｆ）に示すようにして鋸歯状波となっている。そして、コンパレータ３４から出力される検出信号Ｓ1は、両端電圧Ｖ1が上限閾値レベル以上となったときに対応して、図４（ｇ）に示すようにしてＨレベルとなる変化を示す。なお、ここでの図示は省略しているが、コンパレータ３５からは、両端電圧Ｖ1が上限閾値レベル以下となったときに対応して、Ｈレベルの検出信号Ｓ2を出力している。

ここで、図４におけるスイッチング周期の１周期目内の時点ｔ１においては、検出信号Ｓ1がＨレベルに立ち上がっているが、このときには、図４（ａ）の一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpが正極性で流れていることから、コンパレータ５３の検出信号Ｓ11は図４（ｄ）に示すようにＨレベルとなっている。また、スイッチング素子Ｑ1のためのドライブ信号ＳG1もＨレベルとなっているから、電流状態検出回路５２のＯＲゲート５８から出力される検出信号Ｓ14もＨレベルとされていることになる。従って、このときには、発振器１０におけるＡＮＤゲート５９の入力は共にＨレベルとなって、ＡＮＤゲート５９の出力であるＡＮＤ出力信号Ｓ13は、図４（ｊ）に示すようにしてＨレベルとなる。つまり、図４（ｇ）の検出信号Ｓ1とほぼ同様のタイミングでＨレベルとなるものであり、この信号が、駆動回路１１におけるＲＳフリップフロップ３６のセット入力（Ｓ）に入力される。
これにより、時点ｔ１にてＨレベルに立ち上がった検出信号Ｓ1が立ち下がる時点ｔ２に対応するタイミングで、スイッチング素子Ｑ1のドライブ信号ＳG1はＬレベルとなってスイッチング素子Ｑ1をオフさせることになる。そして、期間ｔ２〜ｔ３に対応するデッドタイム期間を経て、ドライブ信号ＳG2がＨレベルに立ち上がることで、スイッチング素子Ｑ2をターンオンさせることになる。

上記した一周期目のタイミングでは、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2が適正にスイッチングを行っているのであるが、ここでは、２周期目に移行したときに、スイッチング周波数を急峻に上昇させるような動作が生じており、これにより、スイッチング動作が不安定な状態となっている。
スイッチング周波数を急峻に上昇させる動作は、図４（ｆ）に示す時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ１として、これまでよりも大きな傾きで急峻に上昇する波形となっていることで示されている。このとき、発振回路１０では、差動回路による時定数コンデンサ２７への充電電流量を短時間のうちに大幅に増加させていることになる。このような状態では、実際のスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のオン／オフタイミングに対して、ドライブ信号ＳG1，ＳG2が不適正なタイミングとなる場合がある。このタイミングが、図４においては、時点ｔ４となる。

時点ｔ４における時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ１は、図４（ｆ）から分かるように、上限閾値レベルに達しており、図４（ｇ）に示す検出信号Ｓ1はＨレベルに立ち上がることになる。
例えば先に図１０に示した従来の構成では、検出信号Ｓ1がＨレベルに立ち上がるのに応じて、ドライブ信号ＳG1がＬレベルに立ち下がるようにされるので、スイッチング素子Ｑ1はオフし、デッドタイム期間を経過して、ドライブ信号ＳG1がＨレベルに立ち上がってスイッチング素子Ｑ2をオンさせることになる。

仮に、図４の時点ｔ４にて、上記のような従来の動作が行われたとする。時点ｔ４においては、図４（ｂ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ1側のボディダイオードＤ1のアノード→カソードを介して転流電流が流れている状態にあるから、このときに、上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1がオフしてスイッチング素子Ｑ2がオンしたとすると、スイッチング素子Ｑ2がオンとなったときに、直流入力電圧Ｖinから、ボディダイオードＤ1のカソード→アノードの方向により逆回復電流が流れ、さらに、この逆方向電流がＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ2を流れることになる。このような電流を貫通電流という。前述もしたように、ボディダイオードの逆回復電流のdi/dtが大きい場合には、上記貫通電流が過大となってＭＯＳ−ＦＥＴであるスイッチング素子に許容以上の電流ストレスがかかる。

これに対して、本実施の形態としての図２に示す回路では、ＡＮＤゲート５９により、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ１が上限閾値レベルに至ったことを示す検出信号Ｓ1と、電流状態検出回路５２からの出力である検出信号Ｓ14とをＡＮＤゲート５９に入力して論理積をとることとしており、このＡＮＤゲート５９の出力をＲＳフリップフロップ３６のセット入力(S)に入力することとしている。これにより、図４の時点ｔ４以降においては次のような動作となる。

時点ｔ４においては、図４（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ1側のボディダイオードＤ1にスイッチング電流Ｉd1が流れているから、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpは図４（ａ）に示すようにして負極性となっている。従って、コンパレータ５３の出力である検出信号Ｓ11はＬレベルであり、これに応じて、ＡＮＤゲート５６の出力も、ドライブ信号ＳG1がＨレベルであるのにかかわらず、Ｌレベルとなる。
また、時点ｔ４では、ドライブ信号ＳG2はＬレベルであるから、コンパレータ５４の出力である検出信号Ｓ12がＨレベルであるとしても、ＡＮＤゲート５７の出力もＬレベルとなる。このようにして、時点ｔ４ではＯＲゲート５８には共にＬレベルが入力されるので、Ｌレベルの検出信号Ｓ14を出力する。ここで、Ｌレベルの検出信号Ｓ14が出力されているということは、前述もしたように、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpの状態として、スイッチング素子のボディダイオードにおいて転流電流が流れていることを示すものである。そして、この時点ｔ４においてＬレベルの検出信号Ｓ14が得られているということは、スイッチング素子Ｑ1のボディダイオードＤ1において転流電流が流れている状態に対応していることになる。

これにより、時点ｔ４においては、コンパレータ３４の出力である検出信号Ｓ1がＨレベルであるとしても、ＡＮＤゲート５９からのＡＮＤゲート出力信号Ｓ１３は時点ｔ４以前からのＬレベルを維持することになる。これにより、ＲＳフリップフロップ３６は、時点ｔ４以前の信号出力状態を維持する。つまり、時点ｔ４においては、検出信号Ｓ1がＨレベルに立ち上がったのに応答して、ドライブ信号ＳG1がＨレベルからＬレベルに遷移しないようにされる。つまり、時点ｔ４以前からのスイッチング素子Ｑ1のオン状態を維持することになる。また、ドライブ信号ＳG2についても、ＬレベルからＨレベルに立ち上がることはないようにされ、時点ｔ４以前からのスイッチング素子Ｑ2のオフ状態を維持する。

つまり、本実施の形態では、電流状態検出回路５２により、少なくとも、スイッチング動作により生じる電流の状態として、ボディダイオードＤ1、Ｄ2に転流電流が流れているとされる状態を検出するようにされている。そして、この状態が続く期間においては、時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ１が上限閾値に至って検出信号Ｓ1がＨレベルに立ち上がったとしても、この信号変化をキャンセルしている。

図１１にて示しているように、検出信号Ｓ1は、Ｈレベルに立ち上がることで、これまでＨレベルであったドライブ信号をＬレベルとすることで、これまでオン状態にあったスイッチング素子をオフに変化させ、さらにデッドタイム期間を経過したら、これまでＬレベルであったドライブ信号をＨレベルにして、これまでオフ状態にあったスイッチング素子をオン状態にすることの開始タイミングを決める機能を有している。従って、この検出信号Ｓ1がＨレベルに立ち上がることの信号変化がキャンセルされるということは、これより以前のスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のオン／オフ状態を切り換えることなく、そのまま維持させることを意味する。

このようにして、図４の時点ｔ４以降においては、この時点ｔ４以前からの、スイッチング素子Ｑ1がオンで、スイッチング素子Ｑ2がオフとなっている状態が維持される。これにより、従来の場合のように、スイッチング素子Ｑ1のボディダイオードＤ1に転流電流が流れているときに、スイッチング素子Ｑ2がオン状態に遷移してしまい、上述した貫通電流が流れるような状態となることは無いようにされる。また、この図４では示されていないが、同様の動作により、スイッチング素子Ｑ2のボディダイオードＤ2に転流電流が流れているときについても、スイッチング素子Ｑ1がオンに遷移して貫通電流が流れる状態となることは無いようにされる。
この時点ｔ４の後においては、スイッチング電流Ｉdは、図４（ｂ）に示すようにして、ボディダイオードＤ1に転流電流として流れる期間を経過して、時点ｔ５に至ると、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソースに流れるようにされ、負極性から正極性に反転する。

そして、上記のようにして、時点ｔ５において、スイッチング電流Ｉd1が正極性に反転するのに応じて、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpは、図４（ａ）に示すように正極性に反転する。これに応じて、電流状態検出回路５２のコンパレータ５３の出力である検出信号Ｓ11は、Ｈレベルに立ち上がることになるが、このとき、図４（ｈ）に示すようにして、ドライブ信号ＳG1もＨレベルとなっているので、ＡＮＤゲート５６からはＨレベルが出力され、ＯＲゲート５８の出力である検出信号Ｓ14もＨレベルとなる。

時点ｔ４以降においては、検出信号Ｓ1のＨレベル変化がキャンセルされてＲＳフリップフロップ３６が状態遷移しなかったことで、検出信号Ｓ2もＨレベルに立ち上がらなかったために、時定数コンデンサ２７への放電動作が開始されずに、充電されたままとなっている。このため、時点ｔ５においては、図１１（ｆ）の時定数コンデンサ２７の両端電圧Ｖ１は上限閾値を越えて上昇しており、従って、検出信号Ｓ1としてはＨレベルの出力が継続されている。
このため、時点ｔ５において、ＯＲゲート５８の出力である検出信号Ｓ14もＨレベルとなったことで、図４（ｊ）に示すようにして、ＡＮＤゲート５９の出力であるＡＮＤ出力信号Ｓ13がＬレベルからＨレベルに立ち上がることになる。

ＡＮＤ出力信号Ｓ13がＨレベルに立ち上がることは、ＲＳフリップフロップ３６のセット入力（Ｓ）がＨレベルに変化したことであり、これにより、ＡＮＤ出力信号Ｓ13がＨレベルとなる期間ｔ５〜ｔ６が経過したタイミングで、スイッチング素子Ｑ1側のドライブ信号ＳG1がＬレベルに変化するようにされる。従って、時点ｔ６以降は、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるようにされ、この時点ｔ６からデッドタイム期間を経過するとドライブ信号ＳG2がＨレベルに立ち上がって、スイッチング素子Ｑ2をターンオンさせることになる。このときには、スイッチング素子Ｑ1側のボディダイオードＤ1に転流電流が流れる期間が終了していることから、スイッチング素子Ｑ2がターンオンしても、貫通電流が流れるモードにはならない。

上記図４による説明から理解されるように、第１の実施の形態における、Ｉ／Ｖ変換回路５１及び電流状態検出回路５２によっては、スイッチングコンバータのスイッチング動作に応じて流れる電流の状態として、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2の各々において、スイッチング電流が正方向（ドレイン→ソース）に流れているとされる期間であるか否かを検出しており、検出結果を検出信号Ｓ14として出力するようにされている。

ここで、スイッチング電流が正方向に流れている期間以外は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に寄生するボディダイオードＤ1，Ｄ2において、転流電流が流れている期間を有しているものであり、換言すれば、Ｉ／Ｖ変換回路５１及び電流状態検出回路５２は、ボディダイオードＤ1又はボディダイオードＤ2において転流電流が流れている期間を検出していることになる。
そして、発振器１０及び駆動回路１１から成るスイッチング素子の駆動回路系では、検出信号Ｓ14が示す検出結果として、ボディダイオード（Ｄ1，Ｄ2）において転流電流が流れている期間を検出してＬレベルを出力しているときには、ドライブ信号ＳG1，ＳG2のＨ／Ｌのレベル状態について変化を与えずに、そのときの状態を維持させることとしている。

このことから、ボディダイオード（Ｄ1，Ｄ2）において転流電流が流れているとされる期間においては、図４により例説したようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のオン／オフ状態が切り換わらないようにされる。つまり、ボディダイオード（Ｄ1，Ｄ2）において転流電流が流れているとされる期間においてスイッチング素子（Ｑ2，Ｑ1）がオン状態に移行することがないようにされる。
これにより、スイッチング周波数が急峻に上昇／下降するように制御されたときや、また、ソフトスタート回路４０が動作したときなどにおいて、スイッチング動作（スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のオン／オフ動作）が正常に保たれる。このようにして、貫通電流が流れることが避けられ、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2などをはじめスイッチングコンバータを形成する素子にかかる電流ストレスの問題も解消されることになって、回路の保護が図られることになる。

図５は、本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源装置の構成例を示している。なお、図５において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源装置においては、一次側の電流共振形コンバータの構成として、２本の直列共振コンデンサＣｒ1，Ｃｒ2を備える。直列共振コンデンサＣｒ1は、トランスＴ１の一次巻線Ｎｐの巻終わり端部と、一次側アースとの間に挿入されることで、一次巻線Ｎｐと直列接続されることになる。直列共振コンデンサＣｒ2は、トランスＴ１の一次巻線Ｎｐの巻終わり端部と、直流入力電圧Ｖinの正極端子との間に直列に挿入される。

また、この場合には、スイッチング動作に応じて流れる電流を電圧として検出するＩ／Ｖ変換回路５１は、直流入力電圧Ｖinの負極端子と一次側アースとの間に挿入している。なお、この第２の実施の形態においても、第１の実施の形態と同様のＩ／Ｖ変換回路５１の挿入形態としてもよい。つまり、Ｉ／Ｖ変換回路５１を、直列共振コンデンサＣｒ1と一次側アースとの間に直列に挿入するものである。

また、上記図５に示した電源装置における、発振器１０、駆動回路１１、及び電流変換回路５１、電流状態検出回路５２から成る回路部位の構成例を図６に示す。
なお、この図において、発振器１０及び駆動回路１１の内部構成は、図２と同様であり、同一符号を付している。従って、これら発振器１０及び駆動回路１１の動作としては、図４による説明と同様となる。

図６に示されるＩ／Ｖ変換回路５１は、電流検出用抵抗ＲDにより構成されるものとしている。つまり、電流検出用抵抗ＲDを、一次側アースと直流入力電圧Ｖinの負極端子間に挿入することで構成している。なお、この場合にも、電流検出用抵抗ＲDに代えて、カレントトランスＴ２を採用することができる。
そして、この場合の電流状態検出回路５２は、１つのコンパレータ５３を備えて構成される。コンパレータ５３の非反転入力端子は一次側アース側と接続されることで、アース電位としての電圧が入力される。反転入力端子は、直流入力電圧Ｖinの負極端子と接続されることで、電流検出用抵抗ＲDの両端電圧が入力される。コンパレータ５３の出力は検出信号Ｓ14とされて、発振器１０内のＡＮＤゲート５９に入力される。

図７の波形図は、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2を備えるスイッチング回路のスイッチング動作と、これに応じたＩ／Ｖ変換回路５１及び電流状態検出回路５２から成る、スイッチング電流状態の検出動作を示している。なお、この図に示す動作は定常時に対応した動作を示している。
スイッチング素子Ｑ1がターンオンすると、それまで、直列共振コンデンサＣｒ1→励磁インダクタンスＬｐ→漏洩インダクタンスＬｒ→部分電圧共振コンデンサＣｐの経路で流れていた電流が、部分電圧共振コンデンサＣｐからボディダイオードＤ1（アノード→カソード）に転流するようにして流れる。つまり、ボディダイオードＤ1に転流電流が流れ、図７（ａ）に示すスイッチング電流Ｉd1としては、負極性となる。
この後、スイッチング電流Ｉd1は反転して正極性方向により流れる。このときには、スイッチング素子Ｑ1（ドレイン→ソース）→漏洩インダクタンスＬｒ→励磁インダクタンスＬｐ→直列共振コンデンサＣｒ1→（Ｉ／Ｖ変換回路５１）→直流入力電圧Ｖinの経路で流れる。また、このときには、スイッチング電流Ｉd1は、スイッチング素子Ｑ1（ドレイン→ソース）→漏洩インダクタンスＬｒ→励磁インダクタンスＬｐ→直列共振コンデンサＣｒ2の経路によっても同時に流れる。

そして、スイッチング素子Ｑ1がターンオフするタイミングになると、上記のようにして正極性方向により流れていたスイッチング電流Ｉd1は０レベルとなり、この後、部分電圧共振コンデンサＣｐに放電電流が流れるデッドタイム期間を経過してスイッチング素子Ｑ2がターンオンすることになる。このターンオン時には、漏洩インダクタンスＬｒ→励磁インダクタンスＬｐ→直列共振コンデンサＣｒ1→部分電圧共振コンデンサＣｐの経路で流れていた電流が、部分電圧共振コンデンサＣｐからボディダイオードＤ2に転流する。これにより、スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時に対応して、ボディダイオードＤ2に転流電流が流れる期間が形成され、図７（ｂ）に示すスイッチング電流Ｉd2は負極正の方向により流れはじめることになる。
この後、スイッチング電流Ｉd2は反転して正極性方向となって、直流入力電圧Ｖin→直列共振コンデンサＣｒ2→励磁インダクタンスＬｐ→漏洩インダクタンスＬｒ→スイッチング素子Ｑ2（ドレイン→ソース）→（Ｉ／Ｖ変換回路５１）の経路で流れる。また、スイッチング素子Ｑ2（ドレイン→ソース）→直列共振コンデンサＣｒ1→励磁インダクタンスＬｐ→漏洩インダクタンスＬｒの経路でも同時に流れる。そして、スイッチング素子Ｑ2がターンオフすると、部分電圧共振コンデンサＣｐに充電電流が流れるデッドタイム期間Ｔｄの経過後に、スイッチング素子Ｑ１がターンオンする。このようにして、スイッチング動作が繰り返される。

そして、上記のようにしてスイッチング回路にスイッチング電流が流れることで、Ｉ／Ｖ変換回路５１に流れる電流Ｉ2は、図７（ｃ）に示す波形となる。つまり、スイッチング電流Ｉd1，Ｉd2が正方向（正極性）で流れているときに対応しては、これに応じた正極性となり、スイッチング電流Ｉd1，Ｉd2が逆方向（負極性）で流れているときに対応しては、これに応じた負極性となる波形が得られる。
これに応じて、コンパレータ５３の反転入力端子の接続位置に対応する、直流入力電圧Ｖinと電流検出用抵抗ＲDとの接続点に生じる電圧ＶDとしては、図７（ｄ）に示すものとなる。つまり、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2に正極性の電流が流れている期間に対応しては負極性で、ボディダイオードＤ1，Ｄ2の何れか一方に転流電流が流れているときには正極性となる波形が得られることになる。
スイッチング動作に応じてこのような電圧ＶDの波形が得られるということは、電圧ＶDが正極性となっていることを検出すれば、ボディダイオードＤ1，Ｄ2に転流電流が流れている期間を検出できるということになる。

そして、コンパレータ５３は、弁別動作として、図７（ｅ）に示すようにして、電圧ＶDがグランド電位よりも高いとされるときにはＬレベルとなり、低いときにはＨレベルとなる検出信号Ｓ14を出力するように動作する。
検出信号Ｓ14としては、スイッチング素子のボディダイオードにおいて転流電流が流れている状態であることに対応して、Ｌレベルが出力される信号となるべきものであるが、上記図７（ｅ）に示す検出信号Ｓ14としても、このような信号となっていることが理解される。

例えば先の第１の実施の形態では、Ｉ／Ｖ変換回路５１は、直列共振コンデンサＣｒと直流入力電圧Ｖinの負極端子間に挿入されていたことから、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpが流れていることになる。従って、Ｉ／Ｖ変換回路５１に流れる電流は、スイッチング素子Ｑ1に正方向の電流が流れるときと、スイッチング素子Ｑ2側のボディダイオードＤ2に電流が流れるときには正極性、スイッチング素子Ｑ2に正方向の電流が流れるときと、スイッチング素子Ｑ1側のボディダイオードＤ1に電流が流れるときには負極性、というようにして極性が反転する。
そこで、ＡＮＤゲート５６、５７により、ドライブ信号ＳG1，ＳG2と、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpがそれぞれ正／負となる期間との論理積をとることで、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpが正極性により流れている期間において、スイッチング素子Ｑ1に正方向の電流が流れる期間と、スイッチング素子Ｑ2側のボディダイオードＤ2に電流が流れる期間とを弁別するようにしていた。また、一次側直列共振電流ＩLp＋ＩNpが負極性により流れている期間において、スイッチング素子Ｑ2に正方向の電流が流れる期間と、スイッチング素子Ｑ1側のボディダイオードＤ1に電流が流れる期間とを弁別するようにしていた。

これに対して、第２の実施の形態においては、Ｉ／Ｖ変換回路５１の挿入位置を、図５に示したように変更していることで、このＩ／Ｖ変換回路５１に流れる電流Ｉ2と、このＩ／Ｖ変換回路５１により得られる電圧ＶDは、図７（ｃ）（ｄ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2に対して正方向にスイッチング電流が流れている期間と、ボディダイオードＤ1，Ｄ2に対して転流電流が流れているとされる期間とで、互いに反転する波形となる。従って、この場合において、ボディダイオードＤ1，Ｄ2に対して転流電流が流れている期間を弁別するためには、例えば、図７（ｅ）に示す波形について、ＧＮＤレベルを基準として比較を行えばよいことになる。具体的には、図６に示したように、電流状態検出回路５２としては、グランド電位と、電圧ＶDとを比較するコンパレータ３３のみを備えればよいこととなる。
このようにして、第２の実施の形態では、電流状態検出回路５２についての回路の簡略化が図られている。

なお、本発明としては、例えばＩ／Ｖ変換回路５１及び電流状態検出回路５２の構成は変更されて構わない。
つまり、Ｉ／Ｖ変換回路５１及び電流状態検出回路５２から成る回路の構成としては、例えば、スイッチング電流（一次側直列共振電流）の電流状態として、ボディダイオードＤ1，Ｄ2に対して転流電流が流れているとされる期間を検出できるように、論理回路等により構成すればよい。
また、発振器１０及び駆動回路１１の構成としても、安定化のためのスイッチング周波数制御を伴うスイッチング駆動が可能とされた上で、電流状態検出回路５２から出力される検出信号に応じて、ボディダイオードＤ1，Ｄ2に対して転流電流が流れているとされる期間には、ターンオン／ターンオフを生じさせないように動作する構成とされればよいものである。

また、上記実施の形態では、電流共振形コンバータとして、２本のスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2ハーフブリッジ結合方式の構成を採っている場合を例に挙げている。しかしながら、４本のスイッチング素子を備えたフルブリッジ結合方式よる電流共振形コンバータも知られている。本発明は、このようなフルブリッジ結合方式よる電流共振形コンバータにも適用することが容易にできる。

本発明の第１の実施の形態としての電源装置の構成例を示す回路図である。 第１の実施の形態の電源装置における発振器、駆動回路、Ｉ／Ｖ変換回路、電流状態検出回路の構成例を示す回路図である。 Ｉ／Ｖ変換回路の他の構成例を示す図である。 第１の実施の形態における発振器、駆動回路、Ｉ／Ｖ変換回路、電流状態検出回路の動作を示す波形図である。 第２の実施の形態としての電源装置の構成例を示す回路図である。 第２の実施の形態としての電源装置における発振器、駆動回路、Ｉ／Ｖ変換回路、電流状態検出回路の構成例を示す回路図である。 第２の実施の形態におけるＩ／Ｖ変換回路、電流状態検出回路の動作を示す波形図である。 従来例としての電源装置の構成例を示す回路図である。 図８に示す電源装置のスイッチング動作を示す波形図である 図８に示す電源装置における発振器、駆動回路の構成例を示す回路図である。 図８に示す電源装置における発振器、駆動回路の動作を示す波形図である。 図８に示す電源装置において、スイッチング素子に貫通電流が流れた動作状態を示す波形図である。

符号の説明

Ｑ1，Ｑ2 スイッチング素子、Ｄ1，Ｄ2 転流用ダイオード、Ｖin 直流入力電圧、Ｃｐ 部分電圧共振コンデンサ、Ｃｒ，Ｃｒ1，Ｃｒ2 直列共振コンデンサ、Ｔ１ トランス、Ｎｐ 一次巻線、Ｎｓ1，Ｎs2 二次巻線、Ｌｐ 励磁インダクタンス、Ｌｒ リーケージインダクタンス、Ｄ3，Ｄ4、Ｃｏ 平滑コンデンサ、１ スイッチング駆動制御回路、１０ 発振器、１１ 駆動回路、１２ 誤差増幅器、１４ フォトカプラ、４０ ソフトスタート回路

Claims (3)

1. 第１の転流用ダイオード素子を逆並列接続した第１のスイッチング素子と、第２の転流用ダイオード素子を逆並列接続した第２のスイッチング素子とを直列接続して形成されるスイッチング回路を少なくとも１組備えて形成され、直流入力電圧の両端間に対して接続されるスイッチング手段と、
   上記第１のスイッチング素子、及び上記第２のスイッチング素子をスイッチング駆動するための駆動信号についての源信号を生成して出力する発振器手段と、
   上記源信号を入力して上記駆動信号を生成する駆動回路手段と、
   一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次巻線に得られる上記スイッチング回路のスイッチング出力により、二次巻線に交番電圧が励起されるトランスと、
   上記一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自己のキャパシタンスとにより、共振形のスイッチング動作を得るための共振回路を形成する共振コンデンサと、
   上記二次巻線に励起された交番電圧を入力して整流平滑動作を行うことで二次側直流電圧を生成する二次側直流電圧生成手段と、
   上記スイッチング回路のスイッチング動作に応じて流れる電流と、上記駆動信号とを入力して、上記第１のスイッチング素子が上記駆動信号によりオンとされている状態で上記第１の転流用ダイオード素子に転流電流が流れていない期間と、上記第２のスイッチング素子が上記駆動信号によりオンとされている状態で上記第２の転流用ダイオード素子に転流電流が流れていない期間とにおいてＨレベルとなる期間信号を出力する電流状態検出手段とを備え、
   上記発振器手段は、
   スイッチング周波数に応じて変化する期間により下限閾値から上限閾値まで増加し、固定とされる期間により上限閾値から下限閾値まで減少するレベル変化を繰り返す鋸歯状波を生成し、
   上記鋸歯状波が上記上限閾値のレベルのときにＨレベルとなる上限閾値検出信号と、この鋸歯状波が上記下限閾値のレベルのときにＨレベルとなる下限閾値検出信号とを生成し、
   ＡＮＤゲートにより、上記上限閾値検出信号と上記期間信号との論理積の信号を出力し、
   ＲＳフリップフロップにより、上記論理積の信号をセット入力とし、上記下限閾値検出信号をリセット入力として、デットタイム期間においてＨレベルとなる非反転信号と、その反転信号とを出力し、
   さらに、本電源装置が起動するときに応じて、上記鋸歯状波が増加する期間を短くさせるように動作するソフトスタート回路を備え、
   上記駆動回路手段は、
   上記ＲＳフリップフロップの反転信号を上記源信号として入力して、デッドタイム期間以外の期間において上記第１のスイッチング素子、及び上記第２のスイッチング素子を交互にオン／オフさせる駆動信号を生成する、
   スイッチング電源装置。
2. 上記直列共振コンデンサと上記直流入力電圧の負極ラインとの間に挿入されて、この挿入位置に流れる一次側直列共振電流を電圧に変換して出力する電流／電圧変換手段をさらに備え、
   上記電流状態検出手段は、
   上記電流／電圧変換手段から出力される電圧と、上記駆動回路手段から出力される上記駆動信号に基づいて、上記一次側直列共振電流が正極性であり、かつ、上記第１のスイッチング素子をオンにする駆動信号波形が得られている期間と、上記一次側直列共振電流が負極性であり、かつ、上記第２のスイッチング素子をオンにする駆動信号波形が得られている期間とにおいてＨレベルとなる信号を、上記期間信号として生成する、
   請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 上記電流状態検出手段は、
   上記直流入力電圧の負極ラインとグランドとの間に挿入されて、この挿入位置に流れる一次側直列共振電流を電圧に変換して出力する電流／電圧変換手段をさらに備え、
   上記電流状態検出手段は、
   上記電流／電圧変換手段から出力される電圧レベルがグランド電位よりも高いときにＨレベルで、低いときにＬレベルとなる信号を、上記期間信号として出力する、
   請求項１に記載のスイッチング電源装置。

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