JP2012039792A - コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】力率を改善する機能を有し、高調波電流を低減し、スイッチングロス及びノイズを低減できる安価なコンバータ。
【解決手段】整流回路DBからの整流電圧を平滑する入力平滑コンデンサCiの両端に接続され、スイッチング素子Q1と第２スイッチング素子Q2とが直列に接続された直列回路と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との接続点と入力平滑コンデンサの一端とに接続され、１次巻線Pと第１コンデンサCriとが直列に接続された直列回路と、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を交互にオン・オフさせる制御回路1と、２次巻線S1に発生する高周波電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路D1,Coと、１次巻線と第１コンデンサとの接続点と交流電源ACの一端との間に接続された第２コンデンサCrbとを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、力率改善機能を有するコンバータに関する。

図１４に従来のコンバータの回路構成図を示す。図１４に示すコンバータは、力率改善を行うＰＦＣ部Ａと、トランスにより電気的に絶縁して電圧を変換するＤＣ−ＤＣコンバータ部Ｂとから構成されている。ＰＦＣ部Ａは、交流電源ＡＣからの交流電圧を整流し、昇圧チョッパ回路により入力電圧と波形が同じ入力電流となるようにスイッチング素子Ｑｐをオンオフ制御するとともに、ＰＦＣ部Ａの出力電圧Ｖｐを一定値に制御する。ＤＣ−ＤＣコンバータ部Ｂは、ＰＦＣ部Ａの出力電圧Ｖｐを、任意の出力電圧Ｖｏへ絶縁して変換する。ＤＣ−ＤＣコンバータ部Ｂとしては、例えば、半波整流型電流共振コンバータを用いている。

上記コンバータは、以下のように動作する。交流電源ＡＣの正弦波電圧は、フィルタ回路ＦＬを介してブリッジ整流器ＤＢにより整流されて、昇圧チョッパ回路に全波整流波形が供給される。昇圧チョッパ回路は、トランス構成のリアクトルＬ１の巻線Ｎ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑｐと整流ダイオードＤｐとで構成されている。

まず、フリップフロップＦＦがセットされ、図１５に示すゲート波形（信号）によりスイッチング素子Ｑｐがオンし、ＡＣ→ＦＬ→ＤＢ→Ｌ１のＮ１→Ｑｐ→Ｒ５→ＤＢ→ＦＬ→ＡＣの経路に電流が流れて、リアクトルＬ１にエネルギが蓄えられる。スイッチング電流は、スイッチング電流検出用抵抗Ｒ５により図１５に示すように電圧ＶＲ５として検出され、コンパレータＣＯＭＰ２により目標値ＶＭと比較される。

スイッチング電流が目標値ＶＭに達すると、フリップフロップＦＦがリセットされ、スイッチング素子Ｑｐがオフする。スイッチング素子Ｑｐがオフすると、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギと交流電源ＡＣから供給される電圧との合成により、整流ダイオードＤｐを通してＰＦＣ部Ａの出力コンデンサＣｉが充電される。ＰＦＣ部Ａの出力コンデンサＣｉには、供給された正弦波電圧のピーク値より高い電圧が出力される。ＰＦＣ部Ａの出力コンデンサＣｉの電圧Ｖｐは抵抗Ｒ６、Ｒ７により検出され、電圧Ｖｐと第２の基準電圧ＥＳ２とはオペアンプＯＴＡにより比較され、抵抗Ｒ６、Ｒ７により検出された電圧Ｖｐと第２の基準電圧ＥＳ２との誤差信号が乗算器ＭＵＬに供給される。乗算器ＭＵＬは、抵抗Ｒ１、Ｒ２により検出された全波整流波形と上記誤差信号とを乗算し、乗算出力をスイッチング電流の目標値ＶＭとしてコンパレータＣＯＭＰ２に供給する。

リアクトルＬ１のエネルギの放出が終了すると、臨界検出用巻線Ｎ２の電圧ＶＮ２が図１５に示すように反転する。コンパレータＣＯＭＰ１は、電圧ＶＮ２と第１の基準電圧ＥＳ１とを比較してフリップフロップＦＦをセットする。これにより、再びスイッチング素子Ｑｐがオンされる。以後この動作の繰り返しにより、スイッチング素子Ｑｐの制御信号が生成され、ＰＦＣ部Ａの出力コンデンサＣｉの電圧Ｖｐは、一定に保持されると同時に入力電流が入力電圧波形に追従した正弦波電流波形となる。ＰＦＣ部Ａの出力コンデンサＣｉの電圧Ｖｐは、ＤＣ−ＤＣコンバータ部Ｂの直流電源となる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ部Ｂの制御回路１の一例を図１６に示す。制御回路１は以下のように動作する。ＤＣ−ＤＣコンバータ部Ｂの制御回路１の各部の波形を図１７に示す。

まず、発振器ＯＳＣからパルス（図１７に示すＯＳＣ出力）がワンショットマルチバイブレータからなるワンショット回路ＯＳＴに出力される。ワンショット回路ＯＳＴは、発振器ＯＳＣからのパルスにより、一定のパルス幅のパルスを出力する（図１７に示すＯＳＴ出力）。この一定のパルス幅を持つパルスはデットタイム生成器ＤＴ１に出力される。このため、パルスの立ち上がり時にデッドタイムが付加される（図１７に示すＤＴ１出力）。

同時にワンショット回路ＯＳＴの出力は反転回路ＩＮＶにより反転され（図１７に示すＩＮＶ出力）、デッドタイム生成器ＤＴ２に出力される。デッドタイム生成器ＤＴ１の出力は、バッファ回路ＢＵＦ１を介してローサイドのスイッチング素子Ｑ１のドライブ信号となる。デッドタイム生成器ＤＴ２の出力（図１７に示すＤＴ２出力）は、レベルシフト回路ＬＥＳにより電位の異なるレベルに変換され、バッファ回路ＢＵＦ２を介してハイサイドのスイッチング素子Ｑ２のドライブ信号となる。発振器ＯＳＣの発振周波数は、フィードバック（ＦＢ）端子の流出電流で制御され、フィードバック端子電流ＩＦＢが大きくなると周波数が上昇する。

ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは、所定のデッドタイムを有して、交互にオン・オフする。ＤＣ−ＤＣコンバータ部Ｂの各部の波形を図１８に示す。

スイッチング素子Ｑ２がオンすると、Ｃｉ→Ｑ２→Ｌｒ→Ｐ→Ｃｒｉ→Ｃｉの経路で電流ＩＱ２が流れる。この時の電流波形は、電流共振コンデンサＣｒｉと（Ｌｒ＋Ｌｐ（トランスＴａの１次側巻線Ｐのインダクタンス））との共振周波数が支配的となる。この時の共振周波数は、スイッチング周波数よりも十分に低く正弦波の一部が三角波状（図１８のＩＱ２参照）に確認できる。この電流は、トランスＴａの１次巻線Ｐの励磁電流でもある。

次に、スイッチング素子Ｑ２の電流が流れている間にスイッチング素子Ｑ２をオフすると、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との両端の電圧は、電圧共振コンデンサＣｒｖと電流共振コンデンサＣｒｉとの合成値とトランスＴａの１次巻線ＰのインダクタンスＬｐとリーケージインダクタンスＬｒの合成値との電圧擬似共振波形となる。Ｃｒｖ＜＜Ｃｒｉの関係から、この時の共振周波数は、電圧共振コンデンサＣｒｖにより支配的となる。

スイッチング素子Ｑ２に流れていた１次巻線Ｐの励磁電流はスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードに転流する。スイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１が、ゼロに達した後にスイッチング素子Ｑ１をオンする。これにより、ゼロ電圧スイッチングが可能となる。その後、スイッチング素子Ｑ１に転流した電流ＩＱ１は、減少して極性が反転し、スイッチング素子Ｑ１のＭＯＳＦＥＴ部に流れる。これにより、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流ＩＱ１が流れる。この時の電流波形は、最も共振周波数が高い電流共振コンデンサＣｒｉとリーケージインダクタンスＬｒとの共振周波数の共振電流と、トランスＴａの１次巻線Ｐの励磁電流との合成電流が流れる。共振電流は、トランスＴａの２次巻線Ｓ１−出力整流ダイオードＤ１を介して出力コンデンザＣｏと負荷に供給される。２次側に流れる共振電流がゼロとなり、励磁電流だけになったところでスイッチング素子Ｑ１をオフする。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との両端の電圧は、電圧共振コンデンサＣｒｖと電流共振コンデンサＣｒｉの合成値とトランスＴａの１次巻線ＰのインダクタンスＬｐとリーケージインダクタンスＬｒの合成値との電圧擬似共振波形となる。Ｃｒｖ＜＜Ｃｒｉの関係から、この時の共振周波数も、電圧共振コンデンサＣｒｖにより支配的となる。スイッチング素子Ｑ１に流れていた１次巻線Ｐの励磁電流はスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードに転流する。スイッチング素子Ｑ２の両端電圧ＶＱ２が、ゼロに達した後にスイッチング素子Ｑ２をオンする。これにより、ゼロ電圧スイッチングが可能となる。その後、スイッチング素子Ｑ２に転流した電流ＩＱ２は減少し極性が反転し、スイッチング素子Ｑ２のＭＯＳ−ＦＥＴ部に流れる。以後、この動作を繰り返す。

スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２は、デッドタイムを有して交互にオン・オフする。スイッチング素子Ｑ１は、オン時の共振電流がゼロになるオン幅でオンすることでほぼゼロ電流スイッチングが可能となる。即ち、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は固定とし、スイッチング素子Ｑ２のオン時間を可変することにより、電流共振コンデンサＣｒｉの充電電圧を調節し、出力電圧Ｖｏを制御する。

ところで、制御回路１の一例として図１６にローサイドオン幅固定、ハイサイドオン幅可変のＰＷＭ制御回路を示した。これに対して、制御回路１の他の一例として図１９に周波数固定のＰＷＭ制御回路の一例を示す。この周波数固定のＰＷＭ制御回路は、スイッチング周波数を一定とし、ローサイドのスイッチング素子とハイサイドのスイッチング素子とのオン・オフ比率を制御する。図１９に示す周波数固定のＰＷＭ制御回路は、発振器ＰＷＯＳＣ、反転回路ＩＮＶ、デットタイム生成器ＤＴ１，ＤＴ２、レベルシフト回路ＬＥＳ、バッファ回路ＢＵＦ１，ＢＵＦ２から構成される。ローサイドのスイッチング素子のオン幅と共振期間とが適切な範囲内であれば、図１６と同様に使用することができる。これは安価なＰＷＭ制御回路を利用することができる。周波数固定のＰＷＭ制御回路の各部の波形を図２０に示す。

ところで、近年、商用の交流電源ラインに流れる高調波電流を規制する規格が制定されており、国際規格のＩＥＣ６１０００−３−２などがある。高調波電流を減らすためには、入力電流波形を正弦波に近づけることが重要であり、一般には入力力率を改善することにより、高調波電流を減らしている。図１４に示す従来のコンバータはこれに対応したもので、ＤＣ−ＤＣコンバータ部Ｂの前段にアクティブフィルタ回路を設けている。アクティブフィルタ回路は、昇圧チョッパ回路を基本とし、交流電圧の正弦波の電圧の低い部分を昇圧し連続で入力電流を流す。

特開２００５−２８７２５７号公報

しかしながら、図１４に示すように、従来のコンバータにあっては、部品点数が多く、ＰＦＣ部ＡとＤＣ−ＤＣコンバータ部Ｂとの各々においてスイッチングが行われるため、スイッチングロスの増大、スイッチングノイズの増大などの問題があった。

本発明は、力率を改善する機能を有するとともに、高調波電流を低減でき、しかもスイッチングロス及びノイズを低減できる安価なコンバータを提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明は、交流電源の交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路からの整流電圧を平滑する入力平滑コンデンサと、前記入力平滑コンデンサの両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と前記入力平滑コンデンサの一端とに接続され、トランスの１次巻線と第１コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を交互にオン・オフさせる制御回路と、前記トランスの２次巻線に発生する高周波電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路と、前記トランスの１次巻線と前記第１コンデンサとの接続点と前記交流電源の一端との間に接続された第２コンデンサとを有することを特徴とする。

請求項２の発明は、交流電源の交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路からの整流電圧を平滑する入力平滑コンデンサと、前記整流回路と前記入力平滑コンデンサの間に接続された整流器と、前記入力平滑コンデンサの両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と前記入力平滑コンデンサの一端とに接続され、トランスの１次巻線と第１コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を交互にオン・オフさせる制御回路と、前記トランスの２次巻線に発生する高周波電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路と、前記トランスの１次巻線と前記第１コンデンサとの接続点と前記整流回路と前記整流器の接続点との間に接続された第２コンデンサとを有することを特徴とする。

本発明によれば、力率を改善する機能を有するとともに、高調波電流を低減でき、しかもスイッチングロス及びノイズを低減できる安価なコンバータを提供することができる。

本発明の実施例１のコンバータを示す回路構成図である。 図１に示す交流電源ＡＣの上端が正極の時のコンバータの各部の波形を示す図である。 図１に示す交流電源ＡＣの下端が正極の時のコンバータの各部の波形を示す図である。 本発明の実施例１のコンバータの各部の波形を示す図である。 本発明の実施例２のコンバータを示す回路構成図である。 本発明の実施例３のコンバータを示す回路構成図である。 本発明の実施例４のコンバータを示す回路構成図である。 本発明の実施例５のコンバータを示す回路構成図である。 本発明の実施例６のコンバータを示す回路構成図である。 本発明の実施例７のコンバータを示す回路構成図である。 本発明の実施例７のコンバータ内の制御回路を示す回路構成図である。 本発明の実施例７のコンバータの各部の波形を示す図である。 本発明の実施例７のコンバータのスイッチング周波数と出力電力との関係を示す図である。 従来のコンバータを示す回路構成図である。 従来のコンバータの各部の波形を示す図である。 従来のコンバータ内の制御回路を示す回路構成図である。 図１６に示す従来のコンバータ内の制御回路の各部の波形を示す図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータ部の各部の波形を示す図である。 従来のコンバータ内の制御回路の他の一例を示す回路構成図である。 図１９に示す従来のコンバータ内の制御回路の他の一例の各部の波形を示す図である。

以下、本発明のコンバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１のコンバータを示す回路図である。図１において、交流電源ＡＣは、交流電圧をフィルタ回路ＦＬを介してブリッジ整流器ＤＢに供給する。ブリッジ整流器ＤＢの出力両端には、入力平滑コンデンサＣｉが接続されるとともに、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続されている。

スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には電圧共振コンデンサＣｒｖが接続されるとともに、トランスＴの１次巻線Ｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの直列回路が接続されている。ＬｒはトランスＴの１次巻線Ｐ及び２次巻線Ｓ１間
のリーケージインダクタンスからなる。又は、リアクトル単体により構成しても良い。

トランスＴの１次巻線Ｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの接続点に帰還コンデンサＣｒｂの一端が接続され、帰還コンデンサＣｒｂの他端がブリッジ整流器ＤＢとフィルタ回路ＦＬとの接続点に接続されている。即ち、帰還コンデンサＣｒｂは、フィルタ回路ＦＬを省略すれば、交流電源ＡＣの一端に接続されていることになる。

トランスＴの２次巻線Ｓ１には、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣｏとの直列回路が接続されている。平滑コンデンサＣｏには出力端子（＋Ｖｏ，−Ｖｏ）が接続されるとともに、電圧検出器３が接続されている。電圧検出器３にはフォトカプラＰＣのフォトダイオードが接続されている。電圧検出器３は、平滑コンデンサＣｏの出力電圧を検出して、検出電圧をフォトカプラＰＣのフォトダイオードとフォトトランジスタを介して制御回路１のフィードバック端子ＦＢにフィードバック信号として出力する。

制御回路１は、フィードバック端子ＦＢからのフィードバック信号に基づき、ＰＷＭ制御によりスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオンオフさせる。あるいは、制御回路１は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との一方のオン期間を一定にし、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との他方のオン期間を可変としても良い。

即ち、図１に示すコンバータは、図１４に示す従来のコンバータに対して、ＰＦＣ部の昇圧チョッパ回路を削除し、新たに帰還デンサＣｒｂを追加して構成されることを特徴とする。

なお、実施例１のコンバータの主回路方式は、半波整流型の電流共振コンバータから構成されている。

次に、図２を参照ながら実施例１のコンバータの動作を説明する。図２は図１に示す交流電源ＡＣの上端が正極の時のコンバータの各部の波形を示す図である。１周期の動作は、期間Ｔ１〜Ｔ７の各動作に分けられる。帰還コンデンサＣｒｂは、ブリッジ整流器ＤＢとフィルタ回路ＦＬとに接続される端子側が負極性に充電されている。

なお、以下の説明では、従来と同じタイミングで流れるトランスＴの２次側の電流の説明、および、電圧共振コンデンサＣｒｖの電流および電圧擬似共振動作の説明は省略する。

図２において、ＶＡＣは交流電源ＡＣの両端電圧、ＶＣｉは出力コンデンサＣｉの両端電圧、ＶＣｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧、ＶＣｒｂは帰還コンデンサＣｒｂの両端電圧、ＩＡＣは交流電源ＡＣを流れる電流、ＩＤｂはダイオードＤｂを流れる電流、ＩＤａはダイオードＤａを流れる電流、ＩＣｉは入力平滑コンデンサＣｉを流れる電流、ＩＣｒｂは帰還コンデンサＣｒｂを流れる電流、ＩＱ２はスイッチング素子Ｑ２のドレインを流れる電流、ＩＬｒはリーケージインダクタンスを流れる電流、Ｉｃｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉを流れる電流、ＩＱ１はスイッチング素子Ｑ１のドレインを流れる電流、ＶＱ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧を示す。

まず、期間Ｔ１では、スイッチング素子Ｑ１がオフであり、スイッチング素子Ｑ２がオンの状態である。この時の電流経路は、ＡＣ→ＦＬ→Ｃｒｂ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ２→Ｃｉ→Ｄｂ→ＦＬ→ＡＣの第１経路と、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ２→Ｃｉ→Ｃｒｉの第２経路との２つの経路があり、電流ＩＣｒｂ、ＩＬｒ、ＩＱ２、ＩＣｉ、ＩＤｂ、Ｉｃｒｉが流れる。このため、交流電源ＡＣから入力平滑コンデンサＣｉが充電されて、帰還コンデンサＣｒｂが充電し、電流共振コンデンサＣｒｉが放電する。

期間Ｔ２では、引き続きスイッチング素子Ｑ１がオフであり、スイッチング素子Ｑ２がオンの状態である。この時の電流経路は、Ｃｉ→Ｑ２→Ｌｒ→Ｐ→Ｃｒｉ→Ｃｉの経路で電流ＩＬｒ、ＩＱ２、ＩＣｉ、Ｉｃｒｉが流れる。このため、入力平滑コンデンサＣｉが放電されて、電流共振コンデンサＣｒｉが充電される。

期間Ｔ３では、引き続きスイッチング素子Ｑ１がオフであり、スイッチング素子Ｑ２がオンの状態である。この時の電流経路は、Ｃｉ→Ｑ２→Ｌｒ→Ｐ→Ｃｒｉ→Ｃｉの経路で電流ＩＬｒ、ＩＱ２、ＩＣｉ、Ｉｃｒｉが流れて、出力コンデンサＣｉが放電されて、電流共振コンデンサＣｒｉが充電される期間と、Ｃｒｂ→Ｄａ→Ｑ２→Ｌｒ→Ｐ→Ｃｒｂの経路で電流ＩＣｒｂ、ＩＤａ、ＩＬｒ、ＩＱ２が流れて、帰還コンデンサＣｒｂが放電する期間とがある。

期間Ｔ４では、一転して、スイッチング素子Ｑ１がオンであり、スイッチング素子Ｑ２がオフの状態である。この時の電流経路は、Ｃｒｂ→Ｄａ→Ｃｉ→Ｑ１→Ｌｒ→Ｐ→Ｃｒｂ経路で電流ＩＣｒｂ、ＩＤａ、ＩＣｉ、ＩＬｒ、ＩＱ１が流れて、帰還コンデンサＣｒｂが放電されて、出力コンデンサＣｉが充電される期間と、Ｐ→Ｃｒｉ→Ｑ１→Ｌｒ→Ｐの経路で電流Ｉｃｒｉ、ＩＱ１、ＩＬｒが流れて、電流共振コンデンサＣｒｉが充電される期間とがある。

期間Ｔ５では、引き続き、スイッチング素子Ｑ１がオンであり、スイッチング素子Ｑ２がオフの状態である。この時の電流経路は、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流Ｉｃｒｉ、ＩＱ１、ＩＬｒが流れて、電流共振コンデンサＣｒｉが放電される。

期間Ｔ６では、引き続き、スイッチング素子Ｑ１がオンであり、スイッチング素子Ｑ２がオフの状態である。この時の電流経路は、ＡＣ→ＦＬ→Ｃｒｂ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｄｂ→ＦＬ→ＡＣの経路で電流ＩＣｒｂ、ＩＬｒ、ＩＱ１、ＩＤｂが流れて、交流電源ＡＣから帰還コンデンサＣｒｂが充電される期間と、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流Ｉｃｒｉ、ＩＬｒ、ＩＱ１が流れて、電流共振コンデンサＣｒｉが放電する期間とがある。

期間Ｔ７では、引き続き、スイッチング素子Ｑ１がオンであり、スイッチング素子Ｑ２がオフの状態である。この時の電流経路は、ＡＣ→ＦＬ→Ｃｒｂ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｄｂ→ＦＬ→ＡＣの経路で電流Ｉｃｒｂ、ＩＬｒ、ＩＱ１、ＩＤｂが流れて、交流電源ＡＣから帰還コンデンサＣｒｂが充電される期間と、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流Ｉｃｒｉ、ＩＬｒ、ＩＱ１が流れて、電流共振コンデンサＣｒｉが放電する期間とがある。

なお、期間Ｔ４〜期間Ｔ６では、トランスＴの２次側に電流が流れて、負荷に電力が供給される。

図３は図１に示す交流電源ＡＣの下端が正極の時のコンバータの各部の波形を示す図である。１周期の動作は、期間Ｔ８〜Ｔ１４の各動作に分けられる。帰還コンデンサＣｒｂはブリッジ整流器ＤＢとフィルタ回路ＦＬとに接続される端子側が正極性に充電されている。なお、以下の説明では、従来と同じタイミングで流れるトランスＴの２次側の電流の説明、および、電圧共振コンデンサＣｒｖの電流および電圧擬似共振動作の説明は省略する。

まず、期間Ｔ８では、スイッチング素子Ｑ１がオフであり、スイッチング素子Ｑ２がオンの状態である。この時の電流経路は、Ｃｒｂ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ２→Ｃｉ→Ｄｄ→Ｃｒｂの経路と、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ２→Ｃｉ→Ｃｒｉの経路とがあり、電流ＩＣｒｂ、ＩＬｒ、ＩＱ２、ＩＣｉ、Ｉｃｒｉが流れる。このため、帰還コンデンサＣｒｂが放電して、入力平滑コンデンサＣｉが充電され、電流共振コンデンサＣｒｉが放電する。

期間Ｔ９では、引き続きスイッチング素子Ｑ１がオフであり、スイッチング素子Ｑ２がオンの状態である。この時の電流経路は、Ｃｉ→Ｑ２→Ｌｒ→Ｐ→Ｃｒｉ→Ｃｉの経路で電流ＩＣｉ、ＩＱ２、ＩＬｒ、Ｉｃｒｉが流れて、出力コンデンサＣｉが放電されて、電流共振コンデンサＣｒｉが充電される。

期間Ｔ１０では、引き続きスイッチング素子Ｑ１がオフであり、スイッチング素子Ｑ２がオンの状態である。この時の電流経路は、Ｃｉ→Ｑ２→Ｌｒ→Ｐ→Ｃｒｉ→Ｃｉの経路で電流ＩＣｉ、ＩＱ２、ＩＬｒ、Ｉｃｒｉが流れて、出力コンデンサＣｉが放電されて、電流共振コンデンサＣｒｉが充電される期間と、ＡＣ→ＦＬ→Ｄｃ→Ｑ２→Ｌｒ→Ｐ→Ｃｒｂ→ＦＬ→ＡＣの経路で電流ＩＤｃ、ＩＱ２、ＩＬｒ、ＩＣｒｂが流れて、交流電源ＡＣから帰還コンデンサＣｒｂが充電される期間とがある。

期間Ｔ１１では、一転して、スイッチング素子Ｑ１がオンであり、スイッチング素子Ｑ２がオフの状態である。この時の電流経路は、ＡＣ→Ｄｃ→Ｃｉ→Ｑ１→Ｌｒ→Ｐ→Ｃｒｂ→ＦＬ→ＡＣの経路で電流ＩＤｃ、ＩＣｉ、ＩＱ１、ＩＬｒ、Ｉｃｒｉが流れて、交流電源ＡＣから入力平滑コンデンサＣｉおよび帰還コンデンサＣｒｂが充電される期間と、Ｐ→Ｃｒｉ→Ｑ１→Ｌｒ→Ｐの経路で電流Ｉｃｒｉ、ＩＱ１、ＩＬｒが流れて、電流共振コンデンサＣｒｉが充電される期間とがある。

期間Ｔ１２では、引き続き、スイッチング素子Ｑ１がオンであり、スイッチング素子Ｑ２がオフの状態である。この時の電流経路は、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流Ｉｃｒｉ、ＩＬｒが流れて、電流共振コンデンサＣｒｉが放電される。

期間Ｔ１３では、引き続き、スイッチング素子Ｑ１がオンであり、スイッチング素子Ｑ２がオフの状態である。この時の電流経路は、Ｃｒｂ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｄｄ→Ｃｒｂの経路で電流ＩＣｒｂ、ＩＬｒ、ＩＱ１、ＩＤｂが流れて、帰還コンデンサＣｒｂが放電する期間と、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流Ｉｃｒｉ、ＩＬｒ、ＩＱ１が流れて、電流共振コンデンサＣｒｉが放電する期間とがある。

期間Ｔ１４では、引き続き、スイッチング素子Ｑ１がオンであり、スイッチング素子Ｑ２がオフの状態である。この時の電流経路は、Ｃｒｂ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｄｄ→Ｃｒｂの経路で電流ＩＣｒｂ、ＩＬｒ、ＩＱ１、ＩＤｄが流れて、帰還コンデンサＣｒｂが放電する期間と、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流Ｉｃｒｉ、ＩＬｒ、ＩＱ１が流れて、電流共振コンデンサＣｒｉが放電する期間とがある。

なお、期間Ｔ１１〜Ｔ１３の期間では、トランスＴの２次側に電流が流れ負荷に電力が供給される。

このように実施例１のコンバータによれば、帰還コンデンサＣｒｂを追加することにより新しい電流経路が形成される。このため、入力平滑コンデンサＣｉの電圧よりも交流電源ＡＣの電圧が低い場合でも、入力平滑コンデンサＣｉを充電することができる。従って、幅広い交流電源電圧において、交流電源電流を流すことができ、図４に示すように、交流電源電圧ＶＡＣに近似した交流電源電流ＩＡＣを流すことができる。従って、力率は改善され、高調波電流が低減される。

ところで、上記力率改善機能を有したコンバータでは、出力電圧の制御しかできないため、重負荷時と軽負荷時の昇圧エネルギを制御できないことが多い。従って、重負荷時に十分な昇圧電圧を設定すると、軽負荷時の入力平滑コンデンサＣｉの電圧は著しく高くなり、入力平滑コンデンサＣｉの耐電圧が大きくなるばかりでなく、コンバータの耐電圧が大きくなる欠点があった。

これに対して、実施例１のコンバータでは、新たに追加した帰還コンデンサＣｒｂへ負荷電流の一部が流れるため、負荷電流に応じて昇圧エネルギが変化して、軽負荷時に入力平滑コンデンサＣｉの電圧が著しく高くならない。このため、入力平滑コンデンサＣｉの耐電圧を大きくする必要がなくなる。

また、コンバータは、半波整流型電流共振コンバータを基本として改良を加えたもので、従来からの電流共振および電圧擬似共振動作は維持される。これにより、効率良くノイズの少ない力率改善機能を有したコンバータを提供できる。

図５は本発明の実施例２のコンバータを示す回路構成図である。図５に示す実施例２のコンバータは、図１に示す実施例１のコンバータに対して、帰還コンデンサＣｒｂの他端を、フィルタ回路ＦＬとブリッジ整流器ＤＢとの接続点に接続した点が異なる。

実施例２のコンバータによれば、図１に示す実施例１のコンバータと同様に動作し、同様の効果が得られる。

図６は本発明の実施例３のコンバータを示す回路構成図である。図６に示す実施例３のコンバータは、図１に示す実施例１のコンバータに対して、電流共振コンデンサＣｒｉとリーケージインダクタンスＬｒとトランスＴの１次巻線Ｐとの直列回路の接続位置をスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に変更した点が異なる。ハーフブリッジ型のコンバータは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が上下対象の構成となっているため、接続位置を変更することができる。

また、この場合には、トランスＴの２次側の整流極性に応じて、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との制御信号を図１の場合と入れ替える必要がある。実施例３においても、実施例１の効果と同様の効果が得られる。

なお、電圧共振コンデンサＣｒｖをスイッチング素子Ｑ１の両端から、スイッチング素子Ｑ２の両端へ移動させることもできる。

図７は本発明の実施例４のコンバータを示す回路構成図である。図７に示す実施例４のコンバータは、図１に示す実施例１のコンバータに対して、ブリッジ整流器ＤＢと入力平滑コンデンサＣｉの正極側との間にダイオードＤｉを設け、帰還コンデンサＣｒｂの他端をブリッジ整流器ＤＢとダイオードＤｉとの間に接続した点が異なる。

このように実施例４のコンバータによれば、ブリッジ整流器ＤＢの出力側に帰還コンデンザＣｒｂを接続することもでき、実施例１のコンバータと同様の効果が得られる。

図８は本発明の実施例５のコンバータを示す回路構成図である。図８に示す実施例５のコンバータは、図１に示す実施例１のコンバータに対して、ブリッジ整流器ＤＢの出力側と入力平滑コンデンサＣｉの負極側との間にダイオードＤｉを設け、帰還コンデンサＣｒｂの他端をブリッジ整流器ＤＢの出力側とダイオードＤｉとの間に接続した点が異なる。なお、図８に示す例は、フィルタ回路ＦＬをブリッジ整流器ＤＢの入力側から出力側に移動した例である。

実施例５のコンバータによれば、ダイオードＤｉの接続を入力平滑コンデンサＣｉの負極側としても実施例１の効果と同様な効果が得られる。

図９は本発明の実施例６のコンバータを示す回路構成図である。図９に示す実施例６のコンバータは、図１に示す実施例１のコンバータに対して、電流共振コンデンサＣｒｉを電流共振コンデンサＣｒｉ１と電流共振コンデンサＣｒｉ２とに分けて、電流共振コンデンサＣｒｉ１と電流共振コンデンサＣｒｉ２との直列回路を入力平滑コンデンサＣｉに並列に接続している。

また、電圧共振コンデンサＣｒｖも電圧共振コンデンサＣｒｖ１と電圧共振コンデンサＣｒｖ２とに分けて、電圧共振コンデンサＣｒｖ１と電圧共振コンデンサＣｒｖ２とを、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とに並列にそれぞれ接続している。この実施例６のコンバータの場合にも、実施例１のコンバータと同様な効果が得られる。

図１０は本発明の実施例７のコンバータを示す回路構成図である。図１に示す実施例１のコンバータでは、トランスＴの２次側が半波整流であるのに対して、図１０に示す実施例７では、直列に接続された第１の２次巻線Ｓ１と第２の２次巻線Ｓ２とをセンタータップ構成として、ダイオードＤ１，Ｄ２により両波整流とした両波整流回路と、両波整流回路に接続された平滑コンデンサとを用いている。

即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータは、両波整流型電流共振コンバータである。両波整流型電流共振コンバータは、図１に示す半波整流型電流共振コンバータと出力電圧の制御方法が異なる。このため、制御回路１ａを用いている。制御回路１ａの詳細な構成図を図１１に示す。制御回路１ａは、発振器ＯＳＣ、フリップフロップ回路ＦＦ、デットタイム生成器ＤＴ１，ＤＴ２、レベルシフト回路ＬＥＳ、バッファ回路ＢＵＦ１，ＢＵＦ２から構成される。

次に、両波整流型電流共振コンバータの動作を説明する。まず、発振器ＯＳＣからの信号がフリップフロップ回路ＦＦに入力されて、交互にオン・オフするそれぞれデューティ５０％の２つのパルス信号が出力される。

一方のパルス信号は、デットタイム生成器ＤＴ１、バッファ回路ＢＵＦ１を介してローサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートドライブ信号（図１２のＱ１ｇ）となる。

他方のパルス信号は、デットタイム生成器ＤＴ２、レベルシフト回路ＬＥＳ、バッファ回路ＢＵＦ２を介して、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートドライブ信号（図１２のＱ２ｇ）となる。即ち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、デットタイム生成器ＤＴ１，ＤＴ２によりデッドタイムを有して、交互にオン・オフする。

まず、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、Ｃｉ→Ｑ２→Ｌｒ→Ｐ→Ｃｒｉ→Ｃｉの経路で電流ＩＱ２が流れる。この電流ＩＱ２は、トランスＴの１次側の励磁インダクタンスＬｐ（図示せず）に流れる励磁電流と、１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ２、ダイオードＤ２、平滑コンデンサＣｏを介して、出力端子＋Ｖｏおよび−Ｖｏから負荷へ供給され負荷電流との合成電流となる。

即ち、前者は、（リーケージインダクタンスＬｒ＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉとの正弦波状の共振電流となり、スイッチング素子Ｑ２のオン期間に比べて、低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者は、リーケージインダクタンスＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振要素が現われた正弦波状の共振電流となる。

スイッチング素子Ｑ２がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギにより、電圧擬似共振が発生する。この電圧擬似共振は、（リーケージインダクタンスＬｒ＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉ、電圧共振コンデンサＣｒｖとによる電圧擬似共振であるが、容量の少ない電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数が、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の両端電圧として観測される。

即ち、スイッチング素子Ｑ２の電流ＩＱ２は、スイッチング素子Ｑ２のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移り、電圧共振コンデンサＣｒｖがゼロボルトまで放電されると、スイッチング素子Ｑ１の内蔵ダイオードにその電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギがスイッチング素子Ｑ１の内蔵ダイオードを介して電流共振コンデンサＣｒｉを充電している。この期間に、スイッチング素子Ｑ１をオンさせることによりスイッチング素子Ｑ１のゼロボルトスイッチが可能となる。

スイッチング素子Ｑ１がオンすると、電流共振コンデンサＣｒｉを電源として、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流ＩＱ１が流れる。この電流は、トランスＴの１次側の励磁インダクタンスＬｐに流れる励磁電流と、１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣｏを介して、出力端子＋Ｖｏおよび−Ｖｏから負荷へ供給され負荷電流との合成電流となる。

即ち、前者は、（リーケージインダクタンスＬｒ＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉとの正弦波状の共振電流となり、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に比べて、低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者は、リーケージインダクタンスＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振要素が現われた正弦波状の共振電流となる。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギにより、電圧擬似共振が発生する。この電圧擬似共振は、（リーケージインダクタンスＬｒ＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉ、電圧共振コンデンサＣｒｖとによる電圧擬似共振であるが、容量の少ない電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数が、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の両端電圧として観測される。

即ち、スイッチング素子Ｑ１の電流は、スイッチング素子Ｑ１のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移り、電圧共振コンデンサＣｒｖが電源電圧Ｖｉｎまで充電されると、スイッチング素子Ｑ２の内蔵ダイオードにその電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギがスイッチング素子Ｑ２の内蔵ダイオードを介して入力平滑コンデンサＣｉに回生されている。この期間にスイッチング素子Ｑ２をオンさせることによりスイッチング素子Ｑ２のゼロボルトスイッチが可能となる。これらの各部の波形を図１２に示す。

図１０に示すコンバータは、制御回路１ａによりスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２をデッドタイム固定し交互にオン・オフし周波数制御している。入力電圧変化に対しては、スイッチング周波数を可変制御している。これは、負荷に流れる共振電流の周波数は一定であることを利用し、周波数制御によりオン幅を広げることにより、循環電流である励磁電流を増やし、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧の振幅を変化させ出力電圧を制御している。

このスイッチング周波数と出力電力の関係を図１３に示す。電圧検出器３により検出された誤差信号は、フォトカプラＰＣにより制御回路１ａにＦＢ端子の電流として伝えられる。制御回路１ａにおいて、発振器ＯＳＣは、ＦＢ端子電流により周波数が可変する。このため、負荷変動や入力電圧変動などの様々な変動に対して、電流共振コンデンサＣｒｉには振幅電圧が発生する。即ち、この振幅電圧を帰還コンデンサＣｒｂにより入力に帰還することで、入力平滑コンデンサＣｉを幅広い入力電圧にて充電することができる。従って、実施例７においても、実施例１の効果と同様な効果が得られる。

このように、実施例１乃至７のコンバータによれば、僅かな部品の追加のみで力率改善機能を有した電流共振型コンバータを提供できる。このため、ノイズが少なく効率の良い共振型コンバータでありながら、入力力率を改善する機能を有するため、安価に高調波規制に対応した電源装置を構成できる。

また、昇圧エネルギを各部の定数で容易に調整できるため、必要最小限の昇圧エネルギで力率改善が可能となり、大幅に効率が低下しない力率改善機能を有した共振型コンバータを提供できる。特に、共振型が難しい力率改善を、共振を維持しながら達成できる。

なお、本発明は、実施例１乃至実施例７のコンバータに限定されるものではない。実施例１乃至６のコンバータでは、トランスＴの２次側に半波整流回路及び平滑コンデンサを用い、実施例７のコンバータでは、トランスＴの２次側に両波整流回路及び平滑コンデンサを用いたが、例えば、トランスＴの２次側に全波整流回路及び全波整流回路に接続された平滑コンデンサを用いても良い。

本発明は、ＡＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ等のコンバータに適用可能である。

ＡＣ 交流電源
ＦＬ フィルタ回路
ＤＢ ブリッジ整流器
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
１ 制御回路
３ 電圧検出器
Ｃｉ 入力平滑コンデンサ（出力コンデンサ）
Ｃｒｉ 電流共振コンデンサ
Ｃｒｖ 電圧共振コンデンサ
Ｃｒｂ 帰還コンデンサ
Ｌｒ リーケージインダクタンス
Ｔ，Ｔａ トランス
Ｐ １次巻線
Ｓ１，Ｓ２ ２次巻線
Ｄｉ，Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｃｏ 平滑コンデンサ
ＰＣ フォトカプラ
ＯＳＣ 発振器
ＦＦ フリップフロップ
ＤＴ１，ＤＴ２ デットタイム生成器
ＢＵＦ１，ＢＵＦ２ バッファ回路
ＬＥＳ レベルシフト回路

Claims (7)

1. 交流電源の交流電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路からの整流電圧を平滑する入力平滑コンデンサと、
   前記入力平滑コンデンサの両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と前記入力平滑コンデンサの一端とに接続され、トランスの１次巻線と第１コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
   前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を交互にオン・オフさせる制御回路と、
   前記トランスの２次巻線に発生する高周波電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路と、
   前記トランスの１次巻線と前記第１コンデンサとの接続点と前記交流電源の一端との間に接続された第２コンデンサと、
   を有することを特徴とするコンバータ。
2. 交流電源の交流電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路からの整流電圧を平滑する入力平滑コンデンサと、
   前記整流回路と前記入力平滑コンデンサの間に接続された整流器と、
   前記入力平滑コンデンサの両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と前記入力平滑コンデンサの一端とに接続され、トランスの１次巻線と第１コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
   前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を交互にオン・オフさせる制御回路と、
   前記トランスの２次巻線に発生する高周波電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路と、
   前記トランスの１次巻線と前記第１コンデンサとの接続点と前記整流回路と前記整流器の接続点との間に接続された第２コンデンサと、
   を有することを特徴とするコンバータ。
3. 前記整流平滑回路は、前記トランスの２次巻線に接続された全波整流回路と、前記全波整流回路に接続された出力平滑コンデンサとを有することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のコンバータ。
4. 前記トランスの２次巻線は、直列に接続された第１の２次巻線と第２の２次巻線とを有し、前記整流平滑回路は、前記第１の２次巻線と前記第２の２次巻線とに接続された両波整流回路と、前記両波整流回路に接続された出力平滑コンデンサとを有することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のコンバータ。
5. 前記整流平滑回路は、前記トランスの２次巻線に接続された半波整流回路と、前記半波整流回路に接続された平滑コンデンサとを有することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のコンバータ。
6. 前記制御回路は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを周波数制御することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のコンバータ。
7. 前記制御回路は、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子のオン期間を一定に制御することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のコンバータ。

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