JP2002354801A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、定常時や軽負荷時など、一定電力
以下の時には動作周波数を下げ、トランス等が限界とな
るような重負荷時には動作周波数を上昇させ、小型化と
負荷効率の改善に寄与することができるスイッチング電
源装置を提供することにある。 【解決手段】 スイッチ素子Ｑ１にハイレベルの出力パ
ルスＶｅが入力するとスイッチ素子Ｑ１のソースに接続
された抵抗Ｒ１７には電圧Ｖｇが発生してトランジスタ
Ｑ５のベースに入力され、このベース電圧が検出レベル
を超えると、トランジスタＱ５がオンしてトランジスタ
Ｑ７のベース電圧が抵抗Ｒ５５を介してＧＮＤレベルに
接地され、トランジスタＱ７がオンして基準電圧Ｖｃ
ｃ’からの電流がエミッタからコレクタと抵抗Ｒ５７を
介して発振回路のコンデンサＣ１３に充電され、コンデ
ンサＣ１３の充電電流を増加して動作周波数を上昇す
る。
以下の時には動作周波数を下げ、トランス等が限界とな
るような重負荷時には動作周波数を上昇させ、小型化と
負荷効率の改善に寄与することができるスイッチング電
源装置を提供することにある。 【解決手段】 スイッチ素子Ｑ１にハイレベルの出力パ
ルスＶｅが入力するとスイッチ素子Ｑ１のソースに接続
された抵抗Ｒ１７には電圧Ｖｇが発生してトランジスタ
Ｑ５のベースに入力され、このベース電圧が検出レベル
を超えると、トランジスタＱ５がオンしてトランジスタ
Ｑ７のベース電圧が抵抗Ｒ５５を介してＧＮＤレベルに
接地され、トランジスタＱ７がオンして基準電圧Ｖｃ
ｃ’からの電流がエミッタからコレクタと抵抗Ｒ５７を
介して発振回路のコンデンサＣ１３に充電され、コンデ
ンサＣ１３の充電電流を増加して動作周波数を上昇す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置の動作周波数に関する。
装置の動作周波数に関する。
【０００２】
【従来の技術】電子機器の小型化に伴い、スイッチング
電源装置の小型化が強く求められるようになってきてい
る。図４は、従来のスイッチング電源装置の一例となる
回路構成である。整流平滑回路１１は、交流電源コネク
タ９からヒューズＦ１と保護回路Ｒ１を介してラインフ
ィルタＬＦ１に入力された交流電源をダイオードブリッ
ジＤＢ１により全波整流してコンデンサＣ３により平滑
してトランス１３の１次巻線Ｌ１の一端に出力する。
電源装置の小型化が強く求められるようになってきてい
る。図４は、従来のスイッチング電源装置の一例となる
回路構成である。整流平滑回路１１は、交流電源コネク
タ９からヒューズＦ１と保護回路Ｒ１を介してラインフ
ィルタＬＦ１に入力された交流電源をダイオードブリッ
ジＤＢ１により全波整流してコンデンサＣ３により平滑
してトランス１３の１次巻線Ｌ１の一端に出力する。
【０００３】トランス１３の１次巻線Ｌ１の他端には、
スイッチ素子Ｑ１のドレインが接続され、この素子Ｑ１
のソースは抵抗Ｒ１７を介して整流平滑回路１１のコン
デンサＣ３のＧＮＤ側に接続されている。このスイッチ
素子Ｑ１が後述するコントロールＩＣ１７によりオンオ
フ制御されてスイッチ動作を行うことにより、トランス
１３の１次巻線Ｌ１に蓄えられた磁気エネルギーが順次
に２次巻線Ｌ５に放出され、さらに、２次巻線Ｌ５の一
端に接続されたダイオードＤ１により半波整流されてコ
ンデンサＣ５により平滑されて出力検出回路１５に入力
される。また、２次巻線Ｌ５の他端は、出力となるＢＬ
端子に接続されている。
スイッチ素子Ｑ１のドレインが接続され、この素子Ｑ１
のソースは抵抗Ｒ１７を介して整流平滑回路１１のコン
デンサＣ３のＧＮＤ側に接続されている。このスイッチ
素子Ｑ１が後述するコントロールＩＣ１７によりオンオ
フ制御されてスイッチ動作を行うことにより、トランス
１３の１次巻線Ｌ１に蓄えられた磁気エネルギーが順次
に２次巻線Ｌ５に放出され、さらに、２次巻線Ｌ５の一
端に接続されたダイオードＤ１により半波整流されてコ
ンデンサＣ５により平滑されて出力検出回路１５に入力
される。また、２次巻線Ｌ５の他端は、出力となるＢＬ
端子に接続されている。
【０００４】出力検出回路１５は、軽負荷時のように、
出力電圧がＲ３９，Ｒ３７により分圧された電圧が基準
電圧よりも高くなると、その誤差信号に応じてコンパレ
ータＣＯＭＰ１からロウレベルを出力してフォトカプラ
の発光ダイオードＰＣ１ａを発光させ、発光ダイオード
ＰＣ１ａと一体のフォトトランジスタＰＣ１ｂにフィー
ドバック信号を出力する。この信号は抵抗Ｒ２１により
フィードバック信号ＦＢに変換される。
出力電圧がＲ３９，Ｒ３７により分圧された電圧が基準
電圧よりも高くなると、その誤差信号に応じてコンパレ
ータＣＯＭＰ１からロウレベルを出力してフォトカプラ
の発光ダイオードＰＣ１ａを発光させ、発光ダイオード
ＰＣ１ａと一体のフォトトランジスタＰＣ１ｂにフィー
ドバック信号を出力する。この信号は抵抗Ｒ２１により
フィードバック信号ＦＢに変換される。
【０００５】ところで、図４に示すコントロールＩＣ１
７には、発振用の外付け部品として抵抗Ｒ２３、コンデ
ンサＣ１３が発振回路に接続されており、トランス１３
の補助巻線Ｌ３の一端に接続されたダイオードＤ５によ
り半波整流されてコンデンサＣ９により平滑された電圧
Ｖｃｃが基準電源レギュレーターＲｅｇ１に入力されて
いる。そして、基準電源レギュレーターＲｅｇ１の出力
電圧Ｖｃｃ’（例えば、５Ｖ）は、抵抗Ｒ２３からコン
デンサＣ１３を充電し、コンデンサＣ１３の充電電圧Ｖ
ａが基準電圧Ｖｆを超えるとコンパレータＣＯＭＰ３か
らハイレベルの発振パルス信号Ｖｄをスイッチ素子Ｑ３
に出力し、充電電圧Ｖａが抵抗Ｒ２５とスイッチ素子Ｑ
３のコレクタとエミッタを介して接地される。この結
果、コンデンサＣ１３の充電電圧Ｖａは、図５に示すタ
イミングチャートのように、略０Ｖから基準電圧Ｖｆの
範囲で発振することとなる。
７には、発振用の外付け部品として抵抗Ｒ２３、コンデ
ンサＣ１３が発振回路に接続されており、トランス１３
の補助巻線Ｌ３の一端に接続されたダイオードＤ５によ
り半波整流されてコンデンサＣ９により平滑された電圧
Ｖｃｃが基準電源レギュレーターＲｅｇ１に入力されて
いる。そして、基準電源レギュレーターＲｅｇ１の出力
電圧Ｖｃｃ’（例えば、５Ｖ）は、抵抗Ｒ２３からコン
デンサＣ１３を充電し、コンデンサＣ１３の充電電圧Ｖ
ａが基準電圧Ｖｆを超えるとコンパレータＣＯＭＰ３か
らハイレベルの発振パルス信号Ｖｄをスイッチ素子Ｑ３
に出力し、充電電圧Ｖａが抵抗Ｒ２５とスイッチ素子Ｑ
３のコレクタとエミッタを介して接地される。この結
果、コンデンサＣ１３の充電電圧Ｖａは、図５に示すタ
イミングチャートのように、略０Ｖから基準電圧Ｖｆの
範囲で発振することとなる。
【０００６】そして、コンパレータＣＯＭＰ３から出力
された発振パルス信号Ｖｄは、フリップフロップＦＦ１
のセット入力端子ＳとＮＯＲ１に入力される。一方、ス
イッチ素子Ｑ１を流れる電流は抵抗Ｒ１７によって電圧
信号に変換され、さらに、抵抗Ｒ１９とコンデンサＣ１
１により積分された電流検出信号Ｖｃが電流検出端子Ｉ
Ｓに入力される。また、上述したフォトカプラのフォト
トランジスタＰＣ１ｂのコレクタからの出力（フィード
バック信号ＦＢ）は、コンパレータＣＯＭＰ５に入力さ
れる。
された発振パルス信号Ｖｄは、フリップフロップＦＦ１
のセット入力端子ＳとＮＯＲ１に入力される。一方、ス
イッチ素子Ｑ１を流れる電流は抵抗Ｒ１７によって電圧
信号に変換され、さらに、抵抗Ｒ１９とコンデンサＣ１
１により積分された電流検出信号Ｖｃが電流検出端子Ｉ
Ｓに入力される。また、上述したフォトカプラのフォト
トランジスタＰＣ１ｂのコレクタからの出力（フィード
バック信号ＦＢ）は、コンパレータＣＯＭＰ５に入力さ
れる。
【０００７】ここで、軽負荷時のようにフォトカプラＰ
Ｃ１内を伝達される光量が最も多いときには、フォトト
ランジスタＰＣ１ｂのコレクタ電圧が低下するので、コ
ンパレータＣＯＭＰ５の−入力端子に入力される電圧Ｖ
ｂは低下している。一方、重負荷時にはフォトカプラＰ
Ｃ１内を伝達される光量が低下するので、コンパレータ
ＣＯＭＰ５に入力される電圧Ｖｂは上昇している。
Ｃ１内を伝達される光量が最も多いときには、フォトト
ランジスタＰＣ１ｂのコレクタ電圧が低下するので、コ
ンパレータＣＯＭＰ５の−入力端子に入力される電圧Ｖ
ｂは低下している。一方、重負荷時にはフォトカプラＰ
Ｃ１内を伝達される光量が低下するので、コンパレータ
ＣＯＭＰ５に入力される電圧Ｖｂは上昇している。
【０００８】スイッチング電源装置の起動時や重負荷時
には、コンパレータＣＯＭＰ５の−入力端子の電圧は高
くなり、スイッチ素子Ｑ１がオフ状態にあるとき、電流
検出端子ＩＳにはローレベルが入力されているので、コ
ンパレータＣＯＭＰ５の出力はローレベル状態である。
図５に示すように、タイミングｔ６からｔ７において、
フリップフロップＦＦ１のセット端子に発振パルス信号
Ｖｄが入力されると、出力ＱＢがローレベルにセットさ
れＮＯＲ１に出力される。
には、コンパレータＣＯＭＰ５の−入力端子の電圧は高
くなり、スイッチ素子Ｑ１がオフ状態にあるとき、電流
検出端子ＩＳにはローレベルが入力されているので、コ
ンパレータＣＯＭＰ５の出力はローレベル状態である。
図５に示すように、タイミングｔ６からｔ７において、
フリップフロップＦＦ１のセット端子に発振パルス信号
Ｖｄが入力されると、出力ＱＢがローレベルにセットさ
れＮＯＲ１に出力される。
【０００９】この結果、タイミングｔ７以降では、ＮＯ
Ｒ１からハイレベルのオン信号がドライブ回路１９に出
力され、さらに、ドライブ回路１９からオン信号Ｖｅが
抵抗Ｒ１５を介してスイッチ素子Ｑ１に入力され、スイ
ッチ素子Ｑ１を駆動する。そして、スイッチ素子Ｑ１か
ら抵抗Ｒ１７に流れる電流により抵抗Ｒ１９を介してコ
ンデンサＣ１１の電流検出信号Ｖｃが上昇される。電流
検出信号Ｖｃが電圧Ｖｂを超えるタイミングｔ８では、
コンパレータＣＯＭＰ５の出力はローレベルからハイレ
ベルに切り替わるので、フリップフロップＦＦ１がリセ
ットされ、その結果、ドライブ回路１９から出力されて
いたオン信号がオフされる。なお、タイミングｔ７〜ｔ
８はスイッチ素子のオン期間である。一方、スイッチン
グ電源装置が軽負荷時には、コンパレータＣＯＭＰ５の
−入力端子に加わる電圧Ｖｂは０Ｖ近くになるので、タ
イミングｔ１〜ｔ２において、スイッチ素子のオン期間
は、重負荷時よりも短くなる。
Ｒ１からハイレベルのオン信号がドライブ回路１９に出
力され、さらに、ドライブ回路１９からオン信号Ｖｅが
抵抗Ｒ１５を介してスイッチ素子Ｑ１に入力され、スイ
ッチ素子Ｑ１を駆動する。そして、スイッチ素子Ｑ１か
ら抵抗Ｒ１７に流れる電流により抵抗Ｒ１９を介してコ
ンデンサＣ１１の電流検出信号Ｖｃが上昇される。電流
検出信号Ｖｃが電圧Ｖｂを超えるタイミングｔ８では、
コンパレータＣＯＭＰ５の出力はローレベルからハイレ
ベルに切り替わるので、フリップフロップＦＦ１がリセ
ットされ、その結果、ドライブ回路１９から出力されて
いたオン信号がオフされる。なお、タイミングｔ７〜ｔ
８はスイッチ素子のオン期間である。一方、スイッチン
グ電源装置が軽負荷時には、コンパレータＣＯＭＰ５の
−入力端子に加わる電圧Ｖｂは０Ｖ近くになるので、タ
イミングｔ１〜ｔ２において、スイッチ素子のオン期間
は、重負荷時よりも短くなる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところが、近年、ノー
トＰＣ（パーソナルコンピュータ）等に設けられたＣＰ
Ｕが高性能化しており、これに伴いピーク電流に対応で
きるような容量のスイッチング電源装置が求められてい
る。これに対して、上述したスイッチング電源装置で
は、動作周波数を上げるとともに、トランスや電解コン
デンサを小型化して対応しているが、動作周波数の上昇
はスイッチ素子の損失を増大させる原因となっている。
また、スイッチング電源装置の動作周波数が７５ＫＨｚ
以上になった場合、第２次高調波が１５０ＫＨｚ以上に
なり、ＶＣＣＩ等の規制範囲に入るので、ノイズフィル
タが大きくなり、折角、トランス等を小型化しても意味
がなくなってしまう。
トＰＣ（パーソナルコンピュータ）等に設けられたＣＰ
Ｕが高性能化しており、これに伴いピーク電流に対応で
きるような容量のスイッチング電源装置が求められてい
る。これに対して、上述したスイッチング電源装置で
は、動作周波数を上げるとともに、トランスや電解コン
デンサを小型化して対応しているが、動作周波数の上昇
はスイッチ素子の損失を増大させる原因となっている。
また、スイッチング電源装置の動作周波数が７５ＫＨｚ
以上になった場合、第２次高調波が１５０ＫＨｚ以上に
なり、ＶＣＣＩ等の規制範囲に入るので、ノイズフィル
タが大きくなり、折角、トランス等を小型化しても意味
がなくなってしまう。
【００１１】一方、小さなトランスを用いる場合に、起
動時等の短い時間に大きな電流が流れるモータを有する
負荷や、ノートパソコンなどの増大するピーク負荷に対
応するためには、動作周波数を上げなければならず、小
型化の妨げになっていた。また、近年のパソコンはＣＰ
Ｕ等に電力制御機能を採用するものが充実してきている
ので、ピーク電力に対して実負荷電力が小さくなってき
ており、安全性の面からケース温度を抑えるため、実負
荷領域での効率アップを求められてきている。
動時等の短い時間に大きな電流が流れるモータを有する
負荷や、ノートパソコンなどの増大するピーク負荷に対
応するためには、動作周波数を上げなければならず、小
型化の妨げになっていた。また、近年のパソコンはＣＰ
Ｕ等に電力制御機能を採用するものが充実してきている
ので、ピーク電力に対して実負荷電力が小さくなってき
ており、安全性の面からケース温度を抑えるため、実負
荷領域での効率アップを求められてきている。
【００１２】本発明は、上記に鑑みてなされたもので、
その目的としては、定常時や軽負荷時など、一定電力以
下の時には動作周波数を下げ、トランス等が限界となる
ような重負荷時には動作周波数を上昇させ、小型化と負
荷効率の改善に寄与することができるスイッチング電源
装置を提供することにある。
その目的としては、定常時や軽負荷時など、一定電力以
下の時には動作周波数を下げ、トランス等が限界となる
ような重負荷時には動作周波数を上昇させ、小型化と負
荷効率の改善に寄与することができるスイッチング電源
装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
上記課題を解決するため、直流電源に接続されたトラン
スの１次巻線に直列に接続したスイッチ素子と、前記ト
ランスの２次巻線に誘起された交流電力を整流平滑する
整流平滑回路と、整流平滑した出力電圧と基準信号との
誤差出力を前記トランスの１次側に帰還信号を出力する
出力検出回路と、コンデンサの充放電動作により一定振
幅の三角波信号を発生し、前記帰還信号により前記スイ
ッチ素子のオンデューティを制御する制御回路とを備え
たスイッチング電源装置において、前記スイッチ素子に
流れる電流の大きさを検出する電流検出回路を設け、該
電流検出回路の出力に応じた電流を前記コンデンサの充
電又は放電電流に重畳させて前記駆動信号の周波数を可
変することを要旨とする。
上記課題を解決するため、直流電源に接続されたトラン
スの１次巻線に直列に接続したスイッチ素子と、前記ト
ランスの２次巻線に誘起された交流電力を整流平滑する
整流平滑回路と、整流平滑した出力電圧と基準信号との
誤差出力を前記トランスの１次側に帰還信号を出力する
出力検出回路と、コンデンサの充放電動作により一定振
幅の三角波信号を発生し、前記帰還信号により前記スイ
ッチ素子のオンデューティを制御する制御回路とを備え
たスイッチング電源装置において、前記スイッチ素子に
流れる電流の大きさを検出する電流検出回路を設け、該
電流検出回路の出力に応じた電流を前記コンデンサの充
電又は放電電流に重畳させて前記駆動信号の周波数を可
変することを要旨とする。
【００１４】請求項２記載の発明は、上記課題を解決す
るため、前記電流検出回路は、前記スイッチ素子に流れ
る電流の大きさが所定検出レベルを超えたときには、前
記コンデンサに流す電流を急激に増加し、前記駆動信号
の周波数を急激に上昇することを要旨とする。
るため、前記電流検出回路は、前記スイッチ素子に流れ
る電流の大きさが所定検出レベルを超えたときには、前
記コンデンサに流す電流を急激に増加し、前記駆動信号
の周波数を急激に上昇することを要旨とする。
【００１５】請求項３記載の発明は、上記課題を解決す
るため、前記電流検出回路は、前記スイッチ素子に流れ
る電流の大きさが所定検出レベルを超えた後に所定検出
レベルよりも低くなるときには、前記コンデンサに流す
電流を徐々に減少し、前記駆動信号の周波数を徐々に減
少することを要旨とする。
るため、前記電流検出回路は、前記スイッチ素子に流れ
る電流の大きさが所定検出レベルを超えた後に所定検出
レベルよりも低くなるときには、前記コンデンサに流す
電流を徐々に減少し、前記駆動信号の周波数を徐々に減
少することを要旨とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。 （第１の実施の形態）図１は、本発明の第１の実施の形
態に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す図であ
る。なお、本発明の第１の実施の形態は、図４に示す従
来のスイッチング電源装置と同様の基本的構成を有して
おり、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明
を省略することとする。
を参照して説明する。 （第１の実施の形態）図１は、本発明の第１の実施の形
態に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す図であ
る。なお、本発明の第１の実施の形態は、図４に示す従
来のスイッチング電源装置と同様の基本的構成を有して
おり、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明
を省略することとする。
【００１７】本実施の形態における特徴は、コンデンサ
Ｃ１３の充放電動作により一定振幅の三角波信号を発生
し、フィードバック信号によりスイッチ素子のオンデュ
ーティを制御し、さらに、スイッチ素子に流れる電流の
大きさを検出する電流検出回路２１を設け、電流検出回
路２１の出力に応じた電流をコンデンサ１３の充電又は
放電電流に重畳させて駆動信号の周波数を可変するよう
に構成することにある。
Ｃ１３の充放電動作により一定振幅の三角波信号を発生
し、フィードバック信号によりスイッチ素子のオンデュ
ーティを制御し、さらに、スイッチ素子に流れる電流の
大きさを検出する電流検出回路２１を設け、電流検出回
路２１の出力に応じた電流をコンデンサ１３の充電又は
放電電流に重畳させて駆動信号の周波数を可変するよう
に構成することにある。
【００１８】詳しくは、図４に示す従来のスイッチング
電源装置に対して、スイッチ素子Ｑ１のソースと抵抗Ｒ
１９，Ｒ１７との接続点に抵抗Ｒ５１を接続し、抵抗Ｒ
５１の他端子を抵抗Ｒ５３によりＶｃｃ’にプルアップ
するとともにトランジスタＱ５のベースに接続し、さら
に、トランジスタＱ５がオンしたときにトランジスタＱ
７のベース電圧をＧＮＤレベルに接地してトランジスタ
Ｑ７をオンさせ、Ｖｃｃ’からトランジスタＱ７のエミ
ッタからコレクタと抵抗Ｒ５７を介して発振回路のコン
デンサＣ１３に電流を供給することにある。
電源装置に対して、スイッチ素子Ｑ１のソースと抵抗Ｒ
１９，Ｒ１７との接続点に抵抗Ｒ５１を接続し、抵抗Ｒ
５１の他端子を抵抗Ｒ５３によりＶｃｃ’にプルアップ
するとともにトランジスタＱ５のベースに接続し、さら
に、トランジスタＱ５がオンしたときにトランジスタＱ
７のベース電圧をＧＮＤレベルに接地してトランジスタ
Ｑ７をオンさせ、Ｖｃｃ’からトランジスタＱ７のエミ
ッタからコレクタと抵抗Ｒ５７を介して発振回路のコン
デンサＣ１３に電流を供給することにある。
【００１９】次に、図２に示すタイミングチャートを参
照して、図１に示すスイッチング電源装置の特徴的動作
を説明する。なお、図４に示す従来のスイッチング電源
装置における動作と同様の動作内容については、その説
明を省略する。
照して、図１に示すスイッチング電源装置の特徴的動作
を説明する。なお、図４に示す従来のスイッチング電源
装置における動作と同様の動作内容については、その説
明を省略する。
【００２０】（１）電流検出回路２１の動作 コントロールＩＣ１７からスイッチ素子Ｑ１にハイレベ
ルの出力パルスＶｅが入力するとスイッチ素子Ｑ１のソ
ースに接続された抵抗Ｒ１７には、図２に示すように、
電圧Ｖｇが発生して抵抗Ｒ５１を介してトランジスタＱ
５のベースに入力される。そして、トランジスタＱ５の
ベース電圧が検出レベルを超えると、トランジスタＱ５
がオンしてトランジスタＱ７のベース電圧が抵抗Ｒ５５
を介してＧＮＤレベルに接地され、トランジスタＱ７が
オンして基準電圧Ｖｃｃ’からの電流がエミッタからコ
レクタと抵抗Ｒ５７を介して発振回路のコンデンサＣ１
３に充電される。
ルの出力パルスＶｅが入力するとスイッチ素子Ｑ１のソ
ースに接続された抵抗Ｒ１７には、図２に示すように、
電圧Ｖｇが発生して抵抗Ｒ５１を介してトランジスタＱ
５のベースに入力される。そして、トランジスタＱ５の
ベース電圧が検出レベルを超えると、トランジスタＱ５
がオンしてトランジスタＱ７のベース電圧が抵抗Ｒ５５
を介してＧＮＤレベルに接地され、トランジスタＱ７が
オンして基準電圧Ｖｃｃ’からの電流がエミッタからコ
レクタと抵抗Ｒ５７を介して発振回路のコンデンサＣ１
３に充電される。
【００２１】（２）コンデンサＣ１３の充電電流 タイミングｔ１０〜ｔ１１の間では、コンデンサＣ１３
の充電電流Ｉは、トランジスタＱ７がオフ状態にあるの
で、基準電圧Ｖｃｃ’から抵抗Ｒ２３を介してコンデン
サＣ１３に充電される電流のみである。一方、タイミン
グｔ１１以降では、トランジスタＱ７がオン状態にある
ので、コンデンサＣ１３の充電電流Ｉは、基準電圧Ｖｃ
ｃ’から抵抗Ｒ２３を介してコンデンサＣ１３に充電さ
れる電流と、電流検出回路２１から抵抗Ｒ５７を介して
コンデンサＣ１３に充電される電流の和である。
の充電電流Ｉは、トランジスタＱ７がオフ状態にあるの
で、基準電圧Ｖｃｃ’から抵抗Ｒ２３を介してコンデン
サＣ１３に充電される電流のみである。一方、タイミン
グｔ１１以降では、トランジスタＱ７がオン状態にある
ので、コンデンサＣ１３の充電電流Ｉは、基準電圧Ｖｃ
ｃ’から抵抗Ｒ２３を介してコンデンサＣ１３に充電さ
れる電流と、電流検出回路２１から抵抗Ｒ５７を介して
コンデンサＣ１３に充電される電流の和である。
【００２２】（３）コンデンサＣ１３の充電電圧 コンデンサＣ１３にこの充電電流Ｉが供給される過程で
充電電圧Ｖａが徐々に上昇し、コンパレータＣＯＭＰ３
の基準電圧Ｖｆを超えると、コンパレータＣＯＭＰ３か
らハイレベルの発振パルス信号Ｖｄをスイッチ素子Ｑ３
に出力し、充電電圧Ｖａが抵抗Ｒ２５とスイッチ素子Ｑ
３のコレクタとエミッタを介して接地される。この結
果、コンデンサＣ１３の充電電圧Ｖａは、図２に示すタ
イミングチャートのように、略０Ｖから基準電圧Ｖｆの
範囲で発振することとなる。
充電電圧Ｖａが徐々に上昇し、コンパレータＣＯＭＰ３
の基準電圧Ｖｆを超えると、コンパレータＣＯＭＰ３か
らハイレベルの発振パルス信号Ｖｄをスイッチ素子Ｑ３
に出力し、充電電圧Ｖａが抵抗Ｒ２５とスイッチ素子Ｑ
３のコレクタとエミッタを介して接地される。この結
果、コンデンサＣ１３の充電電圧Ｖａは、図２に示すタ
イミングチャートのように、略０Ｖから基準電圧Ｖｆの
範囲で発振することとなる。
【００２３】ここで、コンデンサＣ１３の充電時間Ｔｃ
は、電流検出回路２１からコンデンサＣ１３に充電され
る電流に応じて変化する。すなわち、タイミングｔ１０
〜ｔ１１の間では、トランジスタＱ７がオフ状態にある
ので、基準電圧Ｖｃｃ’から抵抗Ｒ２３を介してのみコ
ンデンサＣ１３に電流が充電され、コンデンサＣ１３の
充電時間Ｔｃ１は長くなる。
は、電流検出回路２１からコンデンサＣ１３に充電され
る電流に応じて変化する。すなわち、タイミングｔ１０
〜ｔ１１の間では、トランジスタＱ７がオフ状態にある
ので、基準電圧Ｖｃｃ’から抵抗Ｒ２３を介してのみコ
ンデンサＣ１３に電流が充電され、コンデンサＣ１３の
充電時間Ｔｃ１は長くなる。
【００２４】一方、タイミングｔ１１以降では、トラン
ジスタＱ７がオン状態にあるので、電流検出回路２１か
らもコンデンサＣ１３に電流が充電され、コンデンサＣ
１３の充電時間Ｔｃ２は短くなる。すなわち、
ジスタＱ７がオン状態にあるので、電流検出回路２１か
らもコンデンサＣ１３に電流が充電され、コンデンサＣ
１３の充電時間Ｔｃ２は短くなる。すなわち、
【数１】充電時間Ｔｃ１ ＞ 充電時間Ｔｃ２ となる。
【００２５】この結果、コンデンサＣ１３の発振周波数
ｆは、電流検出回路２１からコンデンサＣ１３に充電さ
れる電流が小さければ低く、電流が大きくなれば高くな
る。従って、スイッチング電源装置の負荷が大きくなっ
た時に、急速に動作周波数を上げてトランスの飽和を防
ぐことができる。
ｆは、電流検出回路２１からコンデンサＣ１３に充電さ
れる電流が小さければ低く、電流が大きくなれば高くな
る。従って、スイッチング電源装置の負荷が大きくなっ
た時に、急速に動作周波数を上げてトランスの飽和を防
ぐことができる。
【００２６】このように、スイッチ素子Ｑ１の負荷が一
定以下のときは動作周波数を下げ、トランスの限界が近
づいた時に、動作周波数を上げ、トランスの限界を高め
ているので、例えば伝導ノイズをＶＣＣＩ等の規制範囲
からずらしたり、軽負荷効率の改善に寄与することがで
きる。この結果、小型化と負荷効率の改善とをわずかな
部品の追加で達成することができる。
定以下のときは動作周波数を下げ、トランスの限界が近
づいた時に、動作周波数を上げ、トランスの限界を高め
ているので、例えば伝導ノイズをＶＣＣＩ等の規制範囲
からずらしたり、軽負荷効率の改善に寄与することがで
きる。この結果、小型化と負荷効率の改善とをわずかな
部品の追加で達成することができる。
【００２７】（第２の実施の形態）本発明の第２の実施
の形態に係るスイッチング電源装置は、第１の実施の形
態において用いられた概略構成を示す図と同様である。
なお、本発明の第２の実施の形態では、図１に示すスイ
ッチング電源装置の電流検出回路２１に用いる抵抗Ｒ５
５とコンデンサＣ２１による時定数τを後述するように
して設定したものである。
の形態に係るスイッチング電源装置は、第１の実施の形
態において用いられた概略構成を示す図と同様である。
なお、本発明の第２の実施の形態では、図１に示すスイ
ッチング電源装置の電流検出回路２１に用いる抵抗Ｒ５
５とコンデンサＣ２１による時定数τを後述するように
して設定したものである。
【００２８】次に、図３に示すタイミングチャートを参
照して、図１に示すスイッチング電源装置の特徴的動作
を説明する。 （１）電流検出回路２１の動作 コントロールＩＣ１７からスイッチ素子Ｑ１にハイレベ
ルの出力パルスＶｅが入力するとスイッチ素子Ｑ１のソ
ースに接続された抵抗Ｒ１７には、図３に示すように、
電圧Ｖｇが発生して抵抗Ｒ５１を介してトランジスタＱ
５のベースに入力される。
照して、図１に示すスイッチング電源装置の特徴的動作
を説明する。 （１）電流検出回路２１の動作 コントロールＩＣ１７からスイッチ素子Ｑ１にハイレベ
ルの出力パルスＶｅが入力するとスイッチ素子Ｑ１のソ
ースに接続された抵抗Ｒ１７には、図３に示すように、
電圧Ｖｇが発生して抵抗Ｒ５１を介してトランジスタＱ
５のベースに入力される。
【００２９】そして、図３に示すように、トランジスタ
Ｑ５のベース電圧が検出レベルを超えると、トランジス
タＱ５がオンしてトランジスタＱ７のベース電圧が抵抗
Ｒ５５を介してＧＮＤレベルに接地され、例えば、タイ
ミングｔ２１のように、トランジスタＱ５のコレクタ電
圧Ｖｈが急激に略０Ｖになる。このとき、トランジスタ
Ｑ７が急激にオンして基準電圧Ｖｃｃ’からの電流がエ
ミッタからコレクタと抵抗Ｒ５７を介して発振回路のコ
ンデンサＣ１３に充電される。
Ｑ５のベース電圧が検出レベルを超えると、トランジス
タＱ５がオンしてトランジスタＱ７のベース電圧が抵抗
Ｒ５５を介してＧＮＤレベルに接地され、例えば、タイ
ミングｔ２１のように、トランジスタＱ５のコレクタ電
圧Ｖｈが急激に略０Ｖになる。このとき、トランジスタ
Ｑ７が急激にオンして基準電圧Ｖｃｃ’からの電流がエ
ミッタからコレクタと抵抗Ｒ５７を介して発振回路のコ
ンデンサＣ１３に充電される。
【００３０】また、タイミングｔ２２〜ｔ２３では、ト
ランジスタＱ５のベース電圧が検出レベル未満のため、
トランジスタＱ５がオフしており、トランジスタＱ７の
ベース電圧は抵抗Ｒ５５とコンデンサＣ２１による時定
数τに応じて徐々に増加する。なお、抵抗Ｒ５５とコン
デンサＣ２１による時定数τは、
ランジスタＱ５のベース電圧が検出レベル未満のため、
トランジスタＱ５がオフしており、トランジスタＱ７の
ベース電圧は抵抗Ｒ５５とコンデンサＣ２１による時定
数τに応じて徐々に増加する。なお、抵抗Ｒ５５とコン
デンサＣ２１による時定数τは、
【数２】τ＝（Ｃ２１）＊（Ｒ５５） ＞ Ｔｃ１ とする。
【００３１】（２）コンデンサＣ１３の充電電流 タイミングｔ２０〜ｔ２１の間では、コンデンサＣ１３
の充電電流Ｉは、トランジスタＱ７がオフ状態にあるの
で、基準電圧Ｖｃｃ’から抵抗Ｒ２３を介してコンデン
サＣ１３に充電される電流のみである。タイミングｔ２
１〜ｔ２２の間では、トランジスタＱ７がオン状態にあ
るので、コンデンサＣ１３の充電電流Ｉは、基準電圧Ｖ
ｃｃ’から抵抗Ｒ２３を介してコンデンサＣ１３に充電
される電流と、電流検出回路２１から抵抗Ｒ５７を介し
てコンデンサＣ１３に充電される電流の和である。
の充電電流Ｉは、トランジスタＱ７がオフ状態にあるの
で、基準電圧Ｖｃｃ’から抵抗Ｒ２３を介してコンデン
サＣ１３に充電される電流のみである。タイミングｔ２
１〜ｔ２２の間では、トランジスタＱ７がオン状態にあ
るので、コンデンサＣ１３の充電電流Ｉは、基準電圧Ｖ
ｃｃ’から抵抗Ｒ２３を介してコンデンサＣ１３に充電
される電流と、電流検出回路２１から抵抗Ｒ５７を介し
てコンデンサＣ１３に充電される電流の和である。
【００３２】タイミングｔ２２〜ｔ２３の間では、トラ
ンジスタＱ７がオン状態〜オフ状態に移行する過渡状態
にあるので、コンデンサＣ１３の充電電流Ｉは、基準電
圧Ｖｃｃ’から抵抗Ｒ２３を介してコンデンサＣ１３に
充電される電流と、電流検出回路２１から抵抗Ｒ５７を
介してコンデンサＣ１３に充電される電流の和であり、
タイミングｔ２２からｔ２３に移行する過程で徐々に減
少する。
ンジスタＱ７がオン状態〜オフ状態に移行する過渡状態
にあるので、コンデンサＣ１３の充電電流Ｉは、基準電
圧Ｖｃｃ’から抵抗Ｒ２３を介してコンデンサＣ１３に
充電される電流と、電流検出回路２１から抵抗Ｒ５７を
介してコンデンサＣ１３に充電される電流の和であり、
タイミングｔ２２からｔ２３に移行する過程で徐々に減
少する。
【００３３】（３）コンデンサＣ１３の充電電圧 コンデンサＣ１３にこの充電電流Ｉが供給される過程で
充電電圧Ｖａが徐々に上昇し、コンパレータＣＯＭＰ３
の基準電圧Ｖｆを超えると、コンパレータＣＯＭＰ３か
らハイレベルの発振パルス信号Ｖｄをスイッチ素子Ｑ３
に出力し、充電電圧Ｖａが抵抗Ｒ２５とスイッチ素子Ｑ
３のコレクタとエミッタを介して接地される。この結
果、コンデンサＣ１３の充電電圧Ｖａは、図３に示すタ
イミングチャートのように、略０Ｖから基準電圧Ｖｆの
範囲で発振することとなる。
充電電圧Ｖａが徐々に上昇し、コンパレータＣＯＭＰ３
の基準電圧Ｖｆを超えると、コンパレータＣＯＭＰ３か
らハイレベルの発振パルス信号Ｖｄをスイッチ素子Ｑ３
に出力し、充電電圧Ｖａが抵抗Ｒ２５とスイッチ素子Ｑ
３のコレクタとエミッタを介して接地される。この結
果、コンデンサＣ１３の充電電圧Ｖａは、図３に示すタ
イミングチャートのように、略０Ｖから基準電圧Ｖｆの
範囲で発振することとなる。
【００３４】ここで、コンデンサＣ１３の充電時間Ｔｃ
は、電流検出回路２１からコンデンサＣ１３に充電され
る電流に応じて変化する。すなわち、タイミングｔ２０
〜ｔ２１の間では、トランジスタＱ７がオフ状態にある
ので、基準電圧Ｖｃｃ’から抵抗Ｒ２３を介してのみコ
ンデンサＣ１３に電流が充電され、コンデンサＣ１３の
充電時間Ｔｃ２１は長くなる。
は、電流検出回路２１からコンデンサＣ１３に充電され
る電流に応じて変化する。すなわち、タイミングｔ２０
〜ｔ２１の間では、トランジスタＱ７がオフ状態にある
ので、基準電圧Ｖｃｃ’から抵抗Ｒ２３を介してのみコ
ンデンサＣ１３に電流が充電され、コンデンサＣ１３の
充電時間Ｔｃ２１は長くなる。
【００３５】タイミングｔ２１〜ｔ２２の間では、トラ
ンジスタＱ７がオン状態にあるので、電流検出回路２１
からもコンデンサＣ１３に電流が充電され、コンデンサ
Ｃ１３の充電時間Ｔｃ２２は最も短くなる。タイミング
ｔ２２〜ｔ２３の間では、トランジスタＱ７がオン状態
にあるので、電流検出回路２１からもコンデンサＣ１３
に電流が徐々に減少して充電され、コンデンサＣ１３の
充電時間Ｔｃ２２は徐々に長くなる。
ンジスタＱ７がオン状態にあるので、電流検出回路２１
からもコンデンサＣ１３に電流が充電され、コンデンサ
Ｃ１３の充電時間Ｔｃ２２は最も短くなる。タイミング
ｔ２２〜ｔ２３の間では、トランジスタＱ７がオン状態
にあるので、電流検出回路２１からもコンデンサＣ１３
に電流が徐々に減少して充電され、コンデンサＣ１３の
充電時間Ｔｃ２２は徐々に長くなる。
【００３６】すなわち、
【数３】充電時間Ｔｃ２１ ＞ 充電時間Ｔｃ２３ ＞
充電時間Ｔｃ２２ となる。
充電時間Ｔｃ２２ となる。
【００３７】この結果、コンデンサＣ１３の発振周波数
ｆは、スイッチ素子Ｑ１のソース電圧Ｖｇが電流検出回
路２１の検出レベルを超えると急激に上昇し、ソース電
圧Ｖｇが検出レベルを超えた後にこの検出レベル未満に
なると徐々に低下するようになる。従って、スイッチン
グ電源装置の負荷が大きくなった時に、急速に動作周波
数を上げてトランスの飽和を防ぐことができる。負荷が
減る時には徐々に周波数を下げることによって、乱調を
起こりにくくする。
ｆは、スイッチ素子Ｑ１のソース電圧Ｖｇが電流検出回
路２１の検出レベルを超えると急激に上昇し、ソース電
圧Ｖｇが検出レベルを超えた後にこの検出レベル未満に
なると徐々に低下するようになる。従って、スイッチン
グ電源装置の負荷が大きくなった時に、急速に動作周波
数を上げてトランスの飽和を防ぐことができる。負荷が
減る時には徐々に周波数を下げることによって、乱調を
起こりにくくする。
【００３８】このように、スイッチ素子Ｑ１の負荷が一
定以下のときは周波数を下げ、トランスの限界が近づい
た時に、動作周波数を上げ、トランスの限界を高めてい
るので、例えば伝導ノイズをＶＣＣＩ等の規制範囲から
ずらしたり、軽負荷効率の改善に寄与することができ
る。この結果、小型化と負荷効率の改善とをわずかな部
品の追加で達成することができる。
定以下のときは周波数を下げ、トランスの限界が近づい
た時に、動作周波数を上げ、トランスの限界を高めてい
るので、例えば伝導ノイズをＶＣＣＩ等の規制範囲から
ずらしたり、軽負荷効率の改善に寄与することができ
る。この結果、小型化と負荷効率の改善とをわずかな部
品の追加で達成することができる。
【００３９】なお、本発明の実施の形態においては、コ
ンデンサＣ１３の充電電流を変えて周波数を可変させて
いるが、コンデンサＣ１３の放電電流を変えて周波数を
可変させるようにしてもよい。
ンデンサＣ１３の充電電流を変えて周波数を可変させて
いるが、コンデンサＣ１３の放電電流を変えて周波数を
可変させるようにしてもよい。
【００４０】
【発明の効果】本発明によれば、スイッチ素子の負荷が
一定以下のときは周波数を下げ、トランスの限界が近づ
いた時に、動作周波数を上げ、トランスの限界を高めて
いるので、例えば伝導ノイズをＶＣＣＩ等の規制範囲か
らずらしたり、軽負荷効率の改善に寄与することができ
る。この結果、小型化と負荷効率の改善とをわずかな部
品の追加で達成することができる。
一定以下のときは周波数を下げ、トランスの限界が近づ
いた時に、動作周波数を上げ、トランスの限界を高めて
いるので、例えば伝導ノイズをＶＣＣＩ等の規制範囲か
らずらしたり、軽負荷効率の改善に寄与することができ
る。この結果、小型化と負荷効率の改善とをわずかな部
品の追加で達成することができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング
電源装置の概略構成を示す図である。
電源装置の概略構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング
電源装置の特徴的動作を説明するためのタイミングチャ
ートである。
電源装置の特徴的動作を説明するためのタイミングチャ
ートである。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング
電源装置の特徴的動作を説明するためのタイミングチャ
ートである。
電源装置の特徴的動作を説明するためのタイミングチャ
ートである。
【図４】従来のスイッチング電源装置の概略構成を示す
図である。
図である。
【図５】従来のスイッチング電源装置の概略構成の特徴
的動作を説明するためのタイミングチャートである。
的動作を説明するためのタイミングチャートである。
１１ 整流平滑回路 １３ トランス １５ 出力検出回路 １７ コントロールＩＣ ２１ 電流検出回路
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源に接続されたトランスの１次巻
線に直列に接続したスイッチ素子と、 前記トランスの２次巻線に誘起された交流電力を整流平
滑する整流平滑回路と、 整流平滑した出力電圧と基準信号との誤差出力を前記ト
ランスの１次側に帰還信号を出力する出力検出回路と、 コンデンサの充放電動作により一定振幅の三角波信号を
発生し、前記帰還信号により前記スイッチ素子のオンデ
ューティを制御する制御回路とを備えたスイッチング電
源装置において、 前記スイッチ素子に流れる電流の大きさを検出する電流
検出回路を設け、 該電流検出回路の出力に応じた電流を前記コンデンサの
充電又は放電電流に重畳させて前記駆動信号の周波数を
可変することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 前記電流検出回路は、 前記スイッチ素子に流れる電流の大きさが所定検出レベ
ルを超えたときには、前記コンデンサに流す電流を急激
に増加し、前記駆動信号の周波数を急激に上昇すること
を特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 前記電流検出回路は、 前記スイッチ素子に流れる電流の大きさが所定検出レベ
ルを超えた後に所定検出レベルよりも低くなるときに
は、前記コンデンサに流す電流を徐々に減少し、前記駆
動信号の周波数を徐々に減少することを特徴とする請求
項１記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001158783A JP2002354801A (ja) | 2001-05-28 | 2001-05-28 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001158783A JP2002354801A (ja) | 2001-05-28 | 2001-05-28 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002354801A true JP2002354801A (ja) | 2002-12-06 |
Family
ID=19002454
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001158783A Pending JP2002354801A (ja) | 2001-05-28 | 2001-05-28 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002354801A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004010743A1 (ja) * | 2002-07-23 | 2004-01-29 | Sumida Technologies Incorporated | 高圧放電灯点灯装置 |
| JP2007215268A (ja) * | 2006-02-07 | 2007-08-23 | Fujitsu Ltd | 電流制御型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、電流制御型ｄｃ−ｄｃコンバータ、および電流制御型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 |
| JP2009512406A (ja) * | 2005-10-09 | 2009-03-19 | システム ジェネラル コーポレーション | 一次側が制御された電力変換器用の可変スイッチング周波数を有するスイッチング制御回路 |
| JP2010045971A (ja) * | 2009-11-20 | 2010-02-25 | Eco Power Design Kk | スイッチング電源装置 |
| US8284578B2 (en) | 2009-03-19 | 2012-10-09 | Canon Kabushiki Kaisha | Power supply apparatus |
| JP2013081368A (ja) * | 2006-10-04 | 2013-05-02 | Power Integrations Inc | 電源レギュレータで用いるためのコントローラ |
| JP2015171212A (ja) * | 2014-03-06 | 2015-09-28 | サンケン電気株式会社 | 電流共振型電源装置 |
| CN112751394A (zh) * | 2020-12-29 | 2021-05-04 | 宁波道充科技有限公司 | 一种适用于电池负载的大功率无线充电系统及方法 |
-
2001
- 2001-05-28 JP JP2001158783A patent/JP2002354801A/ja active Pending
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004010743A1 (ja) * | 2002-07-23 | 2004-01-29 | Sumida Technologies Incorporated | 高圧放電灯点灯装置 |
| US7161308B2 (en) | 2002-07-23 | 2007-01-09 | Sumida Corporation | High-voltage discharge lamp operating device |
| JP2009512406A (ja) * | 2005-10-09 | 2009-03-19 | システム ジェネラル コーポレーション | 一次側が制御された電力変換器用の可変スイッチング周波数を有するスイッチング制御回路 |
| JP4733186B2 (ja) * | 2005-10-09 | 2011-07-27 | システム ジェネラル コーポレーション | 一次側が制御された電力変換器用の可変スイッチング周波数を有するスイッチング制御回路 |
| JP2007215268A (ja) * | 2006-02-07 | 2007-08-23 | Fujitsu Ltd | 電流制御型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、電流制御型ｄｃ−ｄｃコンバータ、および電流制御型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 |
| JP2013081368A (ja) * | 2006-10-04 | 2013-05-02 | Power Integrations Inc | 電源レギュレータで用いるためのコントローラ |
| US8284578B2 (en) | 2009-03-19 | 2012-10-09 | Canon Kabushiki Kaisha | Power supply apparatus |
| JP2010045971A (ja) * | 2009-11-20 | 2010-02-25 | Eco Power Design Kk | スイッチング電源装置 |
| JP2015171212A (ja) * | 2014-03-06 | 2015-09-28 | サンケン電気株式会社 | 電流共振型電源装置 |
| US9641088B2 (en) | 2014-03-06 | 2017-05-02 | Sanken Electric Co., Ltd. | Current resonant power source apparatus |
| CN112751394A (zh) * | 2020-12-29 | 2021-05-04 | 宁波道充科技有限公司 | 一种适用于电池负载的大功率无线充电系统及方法 |
| CN112751394B (zh) * | 2020-12-29 | 2023-04-11 | 宁波道充科技有限公司 | 一种适用于电池负载的大功率无线充电系统及方法 |
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