WO2004010743A1

WO2004010743A1 - 高圧放電灯点灯装置

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Publication number: WO2004010743A1
Application number: PCT/JP2002/012240
Authority: WO
Inventors: Tomoyuki Kanno; Naoki Sasaki
Original assignee: Sumida Technologies Incorporated; Sumida Corporation
Priority date: 2002-07-23
Filing date: 2002-11-22
Publication date: 2004-01-29
Also published as: CN100534254C; EP1542513B1; US20050258782A1; US7161308B2; EP1542513A1; EP1542513A4; CA2493285A1; JP2004055447A; CN1656859A

Description

明細書高圧放電灯点灯装置技術分野

本発明は HIDランプ等の高圧放電灯の点灯装置に関し、特に車両用の前照灯を点灯させる高圧放電灯点灯装置に関するものである。背景技術

夜間における運転手の視認性を向上させるため、車両用のヘッドランプ用光源として高輝度放電灯（High Intensity Discharge Lamp； HIDランプ）を装備したものが知られている。

この HID ランプは、従来のハロゲンランプ等に比して、小電力で明るい光を得ることができるものの、従来とは異なる HIDランプ特有の点灯装置が必要となる。

また、この点灯装置は車両用のへッドランプ用としての特有の条件を満たす必要もある。すなわち、車両用のヘッドランプは短時間のうちに安定した高輝度の光束を出力しなければならない。

一般に、ランプの始動点灯直後には定格電力の 2倍以上のランプ電力を点灯装置から供給する必要がある。第 5図はこのことを示すもので、定格電力が 3 5 W であるのに対して始動点灯直後には 7 0 W 程度の電力が必要となる。

このように、車両用のへッドランプの点灯装置として機能させるためには始動点灯直後において大きな電力を供給しなければならないという特殊事情を有するために、点灯装置の D C— D Cコンパ一夕回路も始動点灯時において大きな電力を供給し得るような設計とする必要がある。一方、多くの運転者の安全性をさらに向上させるため、中級車以上の大型車のみならず、今後は大衆車や軽自動車についても上記 HIDランプを搭載することが要求されており、また、近年の、車両の小型化および軽量化の要請に沿うべく、上記点灯装置の小型化、軽量化が急務である。従来、上記点灯装置の小型化、軽量化を図るため、 D C— D Cコンパ

—夕トランスの巻線の径を細くし、このトランスを小型化することで、点灯装置の小型化、軽量化を図る努力がなされていた。

なお、巻線の径を細くすれば発熱の問題が生じるが、大きな電力は始動点灯から所定期間に限って供給すればよい、という条件の下に D C— D Cコンバータトランスの小型化、軽量化を優先する上記措置が採られていた。

ところで、上記 D C— D Cコンバータトランスの小型化、軽量化を促進するためには、トランス重量の大きな部分を占めるコア部分についての小型化を図る必要がある。

しかしながら、従来の D C _ D Cコンパ一夕回路の構成では、 D C—

D Cコンバータトランスのコア部分の小型化を図ろうとすると磁気飽和が生じやすくなり、点灯に必要な大きな電力が得られなくなる。すなわち、車両用のへッドランプの点灯装置として機能させるための上述した特殊事情が、コア部分の小型化を図る上で大きな障害となっており、点灯装置の小型化、軽量化は、上記巻線部分の僅かな小型化、軽量化によるもののみにとどまつていた。

本発明はこのような事情に鑑みなされたもので、車両用の HIDへッドランプを点灯するための点灯装置において、ランプ始動点灯時においても、トランスコア部の磁気飽和を生じることなく、 D C— D Cコンパ一夕回路の小型化、軽量化、ひいては点灯装置の小型化、軽量化を図りうる高圧放電灯点灯装置を提供することを目的とするものである。発明の開示

本発明の高圧放電灯点灯装置は、直流電圧源の電圧をスィツチング素子を用いて昇圧し、平滑して出力する直流電源回路と、

この直流電源回路から出力された直流電圧を交流電圧に変換し、高圧放電灯を継続点灯させるフルブリッジ回路と、

このフルプリッジ回路から出力された交流電圧信号に重畳される、前記高圧放電灯を始動点灯させるための高電圧パルスを発生する高電圧パルス発生回路と、

前記高圧放電灯の始動点灯時には前記スィツチング素子の O N状態の期間が長くなるように、通常時には前記スイッチング素子の O N状態の期間が短くなるように、信号波形のデュ一ティ比が制御されてなる PWM制御信号を出力するスィツチ切替信号制御回路とを備え、

前記スィッチ切替信号制御回路に、前記 PWM 制御信号の周波数を、前記高圧放電灯の始動点灯時から所定期間は高い周波数に、該所定期間経過後は低い周波数になるように制御する発振周波数制御手段を設けたことを特徴とするものである。

また、前記発振周波数制御手段は、前記高圧放電灯の始動点灯時からの時間に対応した周波数の矩形波を発生するスィツチング周波数信号発生部と、該スィツチング周波数信号発生部からの矩形波を三角波または正弦波に変換する発振器とを備えるように構成することが可能である。また、例えば、前記直流電源回路はフライバック回路を備え、前記スィツチング素子は、該フライバック回路の昇圧トランスの 1次巻線に流れる電流を制御するように構成することが可能である。図面の簡単な説明第 1図は本発明の実施形態にかかる点灯装置の PWM制御部を示すブロック図、

第 2図は本発明の実施形態にかかる点灯装置を示すプロック図、第 3図は本発明の実施形態にかかる点灯装置を示す回路図、

第 4図（A) ( I ) は第 1図に示す発振周波数制御手段からの発振周波数 200KHz の出力信号波形を示す図、第 4図（A) (Π) は、発振周波数制御手段からの出力信号が第 4図（A) ( I ) である場合に、第 1図に示す比較器における入力信号波形を示す、第 4図（A) (1) は、発振周波数制御手段からの出力信号が第 4図（A) ( I ) である場合に、第 1 図に示す比較器からの PWM制御信号波形を示す図、第 4図（B) ( I ) は第 1図に示す発振周波数制御手段からの発振周波数 ΙΟΟΚΗζの出力信号波形を示す図、第 4図（B) (Π) は、発振周波数制御手段からの出力信号が第 4図（B) ( I ) である場合に、第 1図に示す比較器における入力信号波形を示す図、第 4図（B) (ΠΙ) は、発振周波数制御手段からの出力信号が第 4図（B) ( I ) である場合に、第 1図に示す比較器からの PWM制御信号波形を示す図、

第 5図は本発明の実施形態における HID ランプの供給電力変化を示すグラフ、

第 6図は第 1図に示す発振周波数制御手段における C P Uの処理手順を示すフローチヤ一ト、

第 7図は従来の点灯装置の PWM制御部を示すプロック図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の高圧放電灯点灯装置に係る実施形態について図面を用いて説明する。ここで、本実施形態装置は車載用の HIDヘッドランプの高圧放電灯点灯装置であり、本実施形態装置のポイントである PWM制御部（スィッチ切替信号制御回路）の説明を行なう前に、装置全体の回路構成を第 2図および第 3図を用いて説明しておく。

第 2図は、装置全体の回路構成を示すブロック図であり、本実施形態装置が直流電圧源 1としての車載バッテリ、直流電圧源 1の電圧をスィツチング素子を用いて昇圧し、平滑して出力する D C — D Cコンバータ回路（直流電源回路） 2と、この D C—D Cコンバータ回路 2から出力された直流電圧を交流電圧に変換し、高圧放電灯を継続点灯させるフルプリッジ回路 3と、このフルブリッジ回路 3から出力された交流電圧信号に重畳される、 HIDランプ（高圧放電灯） 5を始動点灯させるための高電圧パルスを発生するイダナイ夕回路（高電圧パルス発生回路） 4と、前記 HID ランプ 5の始動点灯時には上記スイッチング素子の O N状態の期間が長くなるように、通常時には上記スイッチング素子の O N状態の期間が短くなるように、矩形波のデューティが制御されてなる FWM 制御信号を出力する PWM制御部（スィッチ切替信号制御回路） 6とにより構成されることが示されている。

また、上記 PWM制御部 6には、上記 PWM制御信号の周波数を、上記 HIDランプ 5の始動点灯時から所定期間は高い周波数に、その所定期間経過後は低い周波数になるように制御する発振周波数制御手段が設けられている。

なお、この本実施形態装置においては、 HIDランプ 5として、自動車用の 3 5 Wバルブを用いている。

次に、第 3図を用いて上記回路構成をより具体的に説明する。

上記 D C _ D Cコンバ一夕回路 2は一般にフライバック回路と称される構成をなしており、直流電圧源 1側に配された 1次卷線 1 1 aと HID ランプ 5側に配された 2次卷線 1 1 bを備えたフライバックトランス 1 1と、 1次巻線 1 1 aに接続されたスィツチング素子としての F E T 1 2とを備えている。また、 2次巻線 1 1 bに接続された整流用ダイォ一ド 1 3と出力平滑用コンデンサ 14を備えている。ここで、 FET 1 2 がオン状態となると、フライバックトランス 1 1の 1次巻線 1 1 aに 1 次電流 i iが流れて 1次卷線 1 1 aにエネルギーが蓄えられ、 F E T 1 2がオフ状態となった際に、この蓄えられたエネルギーが 2次巻線 1 1 bから電流 i ₂として放出される。引き続きこのような動作が繰り返されることにより、ダイオード 1 3と平滑用コンデンサ 1 4の接続点（上述した電圧検出信号の検出点）から高電圧がフルブリッジ回路 3に対して出力される。

フルブリッジ回路 3はインバータ回路を形成しており、 HIDランプ 1

2を矩形波信号により交流点灯させるもので、プリッジ状に配置された 4つの FET 2 1 a〜2 1 dからなる。なお、 4つの FET 2 1 a〜2 1 dは図示されないブリッジ駆動回路によって、 FET 2 1 a、 2 I d と F ET 2 1 b、 2 1 cが交互にオンオフ駆動されるようになっている。したがって、 HID ランプ 5の放電電流の向きが交互に切り替えられ、 HID ランプ 5の放電電圧の極性が反転して HID ランプ 5が交流点灯することになる。

ィグナイタ回路 4は HIDランプ 5の始動点灯時に HIDランプ 5に高電圧パルスを印加してこの HIDランプ 5を点灯させるものである。すなわち、イダナイ夕回路 4は、パルスエネルギーを蓄積するコンデンサ、パルストランス、およびコンデンサのエネルギーをパルストランスの 1 次側に印加するためのスィッチ素子（サイリス夕）を備えており、スィツチ素子（サイリス夕）にゲート信号が印加されると、コンデンサがパルストランスの 1次巻線を介して放電し、パルストランスの 2次巻線に高電圧パルスを発生させ、この高電圧パルスが HIDランプ 5に印加され， HIDランプ 5の電極間で絶縁破壊を生じさせ、 HIDランプ 5を始動点灯させるものである。

なお、 D C— D Cコンバータ回路 2、フルブリッジ回路 3およびイダナイ夕回路 4の各素子は図示されない制御回路により制御されている (実際には PWM制御部 6と隣接した制御部において行なわれる）。

ところで、 D C— D Cコンバータ回路 2においては、前述したようにスィツチング素子である F E T 1 2のオンオフ状態の切替えによって、フライバックトランス 1 1からのエネルギー放出量を変化させている。この F E T 1 2のオンオフ状態の切替えの制御は上述したように PWM 制御部 6において行なわれる。

第 7図は従来の PWM制御部 6 aの構成を示すブロック図である。なお、第 7図において、後述する本実施形態の PWM制御部 6における各部と対応するものについては、その実施形態各部に付した番号と同一番号を付し、さらに従来技術に係るものであることを示すために aを付して表すことにする。

すなわち、 D C— D Cコンバータ回路 2の、ダイオード 1 3と平滑用コンデンサ 4 4の接続点からの電圧を検出して得られた電圧検出信号を入力され、その検出電圧値に基づく信号を出力する電力制御部 3 1 aと、この電力制御部 3 1 aからの出力値と基準電圧値を比較しその誤差電圧値に基づくレベルの誤差レベル信号を出力する誤差増幅器 3 2 aと、予め定められた周波数の矩形波を出力する発振回路 3 3 aと、この発振回路 3 3 aからの矩形波を三角波に変換する三角波発振器 3 4 aと、上記誤差レベル信号と三角波発振器 3 4 aから出力された三角波信号を比較して、三角波信号が大きくなる期間において Hレベルとなる PWM制御信号をスイッチング素子 1 2 aに出力する比較器 3 5 aとを備えており、スイッチング素子 1 2 aは、入力された PWM制御信号の Hレベル期間において O N状態となるように制御されることになる。一般に、ランプの始動点灯直後には定格電力の 2倍以上のランプ電力を点灯装置から供給する必要があり、上述した HIDランプ 5においても、定格電力が 3 5 W であるのに対して始動点灯直後には 7 0 W 程度の電力が必要となる。このような電力の切替えは上述した検出電圧値に基づく信号を出力する電力制御部 3 1 aにおいて制御されている。すなわち、この電力制御部 3 1 aからの出力値が制御されることにより、上記誤差レベル信号のレベルが制御され、 HIDランプ 5の始動点灯直後においては通常時に比べて Hレベル期間のデュ一ティが大きくなるように制御される。

しかし、このように HIDランプ 5の始動点灯時に大きな電力を得ようとすると、フライバックトランス 1 1のコア部分の磁気飽和が生じやすくなり、このコア部分の小型化を図ることが困難となる。

そこで、本実施形態の高圧放電灯点灯装置においては、第 1図に示すように PWM制御部 6に発振周波数制御手段 3 6を設け、 F E T 1 2に出力する P WM制御信号を、 HIDランプ 5の始動点灯時から所定期間は高い周波数に、その所定期間経過後は低い周波数になるように制御しる構成としている。すなわち、本実施形態においては、 PWM 制御信号の周波数を高く設定して、スィツチング素子のスィツチング周波数を高く設定すると、トランスの巻線に流れる電流波形のピーク値が下がり磁気飽和が起きにくくなる、ことを利用してコア部分の小型化を達成している。

なお、第 1図に示す如く PWM制御部 6は、上述した PWM制御部 6 aと同様に、 D C—D Cコンバータ回路 2の、ダイオード 1 3と平滑用コンデンサ 1 4の接続点からの電圧を検出して得られた電圧検出信号を入力され、その検出電圧値に基づく信号を出力する電力制御部 3 1と、この電力制御部 3 1からの出力値と基準電圧値を比較しその誤差電圧値に基づくレベルの誤差レベル信号を出力する誤差増幅器 3 2と、 HIDランプ 5の始動点灯から所定期間は 2 0 0 K H z , その期間経過後は 1 0 0 K H zの矩形波を出力する発振周波数制御手段 3 6と、この発振周波数制御手段 3 6の矩形波を三角波に変換する三角波発振器 3 4と、上記誤差レベル信号と三角波発振器 3 4から出力された三角波信号を比較して、三角波信号の方が大きくなる期間において Hレベルとなる PWM制御信号をスイッチング素子 1 2に出力する比較器 3 5とを備えており、スィツチング素子 1 2は、入力された PWM制御信号の Hレベル期間において O N状態となるように制御される。

以下、第 4図を用いて上記 PWM制御部 6における作用を説明する。まず、 HIDランプ 5の始動点灯時から所定期間は、発振周波数制御手段 3 6から第 4図（A ) に示すような 200KHzの発振周波数信号 (矩形波）が出力される（信号波形（ I ) )。この 200KHzの発振周波数信号は、三角波発振器 3 4において 200KHzの三角波信号とされ、比較器 3 5において誤差増幅器 3 2からの誤差レベル信号と比較される（信号波形 ( Π ) )。そして、比較器 3 5の信号比較処理により、三角波信号の方が大きくなる期間において Ηレベルとなる 200ΚΗζの PWM制御信号（信号波形において Ηレベルのデューティが大きくなつている）がスィツチング素子 1 2に出力される（信号波形（m) )。

一方、 HIDランプ 5の始動点灯時から所定期間が経過した後は、発振周波数制御手段 3 6から第 4図（B ) に示すような ΙΟΟΚΗζの発振周波数信号（矩形波）が出力される（信号波形（ 1 ) )。この ΙΟΟΚΗζの発振周波数信号は、三角波発振器 3 4において ΙΟΟΚΗζの三角波信号とされ、上記（A ) の場合と同様に、比較器 3 5において誤差増幅器 3 2からの誤差レベル信号と比較される（信号波形（Π ) )。そして、比較器 3 5の信号比較処理により、三角波信号の方が大きくなる期間において Ηレべルとなる ΙΟΟΚΗζの PWM制御信号（信号波形において Hレベルのデュ —ティが小さくなつている）がスイッチング素子 1 2に出力される（信号波形（ΠΙ ) )。

このように、本実施形態の高圧放電灯点灯装置においては、 PWM 制御部 6に発振周波数制御手段 3 6を設けることで、 F E T 1 2に出力する PWM制御信号を、 HIDランプ 5の始動点灯時から所定期間は高い周波数に、その所定期間経過後は低い周波数になるように制御し得る構成とすることが可能である。

PWM制御信号を、 HIDランプ 5の始動点灯時においては Hレベルのデュ一ティを大きくすることで、フライバックトランス 1 1の 1次巻線 1 1 aに大きなエネルギーが蓄えられ、 F E T 1 2がオフ状態となった際に、この蓄えられた大きなエネルギーが 2次巻線 1 1 bから放出されることになる。上記実施形態のものにおいては、 HIDランプ 5の始動点灯時は、通常時に対し、 PWM 制御信号の Hレベルのデューティを 2倍程度としているから、 HIDランプ 5に供給される電力も、 HIDランプ 5 の始動点灯時では、通常時に対し 2倍程度となる。上述したように通常時において HIDランプ 5の供給電力は 3 5 Wであるから、 HIDランプ 5の始動点灯時から所定期間の供給電力を 7 0 W 程度とすることがでさる。

第 5図はこのことを示すグラフであり、 HIDランプ 5の始動点灯時から所定期間の供給電力は 7 0 W程度、通常時においては 3 5 W程度に設定されることが示されている。

なお、上記所定期間は、適宜設定しうるが、例えば、第 5図に示すように 1 0秒程度とする。

第 6図は、上記発振周波数制御手段 3 6を制御する C P U (不図示）の処理手順を示すフローチャートであり、その具体的な手順は C P Uに付属する R〇 Mに記憶されている。

すなわち、放電灯（HIDランプ）スィッチが O N状態とされたか否かが常時判断され（S 1 )、 O N状態となったと判断されると、発振周波数制御手段 3 6から始動点灯時発振周波数 (200KHz) の発振周波数信号を出力せしめる（S 2 )。この後、始動点灯時から所定期間が経過したか否かが判断され（S 3 )、所定期間が経過したと判断された場合には、発振周波数制御手段 3 6から通常時発振周波数（ΙΟΟΚΗζ) の発振周波数信号を出力せしめる（S 4 )。

このように、本実施形態においては、 HIDランプ 5の始動点灯時から所定期間はスイッチング周波数を高く設定し、フライバックトランス 1 1のコア部分における磁気飽和を起きにくくしているので、このコア部分を小型化しても磁気飽和が起こらず、点灯に必要な電力を継続して得ることが可能となる。また、電流値が低くなるためにスイッチング素子である F E T 1 2も小型化でき、全体として D C— D Cコンバータ回路 2の大幅な小型化および軽量化を図ることが可能となる。

なお、発振周波数を高くすると、 F E T 1 2のスイッチング周波数が高くなり、上記フライバックトランス 1 1のコア部における鉄損、渦電流等のコアロスが多くなりトランス 1 1の変換効率が悪くなつたり、 F

E T 1 2によるスィツチングロスが大きくなつて発熱量が大きくなる、という問題が考え得るが、前述したように周波数を高くする期間は短時間であるので、上述したコアロス、スイッチングロスは無視してよい。なお、本発明の高圧放電灯点灯装置は、上記実施形態のものに限られるものではなく、種々の態様の変更が可能である。

例えば、上記実施形態では、発振周波数制御手段 3 6からの発振周波数信号を始動点灯時から所定期間は 200KHz、所定期間が経過した後は ΙΟΟΚΗζとしているが、その周波数は適宜変更可能であり、発振周波数信号を始動点灯時から所定期間は例えば 300KHzに設定することも可能である。また、誤差レベル信号と比較するための信号としては上記三角波のほか、例えば正弦波とすることも可能である。

また、上記実施形態では、発振周波数制御手段による発振周波数の変更は始動点灯から 1 0秒程度となっているが、電力制御部からの供給電力信号が指示する電力が所定電力以下（例えば 6 0 W以下）となったときに発振周波数を変更してもよい。

また、上記発振周波数制御手段 3 6における周波数制御は C P Uに付属する R〇 Mに記憶されたプログラムに基づいて行なわれているが、この発振周波数制御手段 3 6内に設けられた、発振周波数決定用の夕イミング C , R (コンデンサおよび抵抗）の時定数を電子スィッチにより切り替えるような構成とすることも可能である。

また、上述した直流電源回路としての D C— D Cコンバータ回路 2、フルブリッジ回路 3およびイダナイ夕回路 4の回路構成としても上記実施形態のものに限られるものではなく、その他の種々の態様のものに変更可能である。

以上詳細に説明したように、本発明の高圧放電灯点灯装置によれば、高圧放電灯の始動点灯時から所定期間は、その後の通常時と比べて、直流電源電圧を昇圧するためのスィツチング素子のスィツチング周波数を高く設定するように構成している。このようにスイッチング周波数を高く設定すると、巻線に流れる電流波形のピーク値が下がるため磁気飽和が起きにくくなる。このことにより、直流電源回路のコンバータトランスを形成している磁性体コア部を小型化しても磁気飽和が起こらず、始動点灯に必要な電力を得ることが可能となる。また、電流値が低くなるためにスイッチング素子も小型化でき、全体として点灯装置の大幅な小型化および軽量化を図ることが可能となる。

Claims

請求の範囲

1 直流電圧源の電圧をスイッチング素子を用いて昇圧し、平滑して出力する直流電源回路と、

このフルブリッジ回路から出力された交流電圧信号に重畳される、前記高圧放電灯を始動点灯させるための高電圧パルスを発生する高電圧パルス発生回路と、

前記高圧放電灯の始動点灯時には前記スィツチング素子の O N状態の期間が長くなるように、通常時には前記スイッチング素子の O N状態の期間が短くなるように、信号波形のデューティが制御されてなる PWM 制御信号を出力するスィツチ切替信号制御回路とを備え、

前記スィッチ切替信号制御回路に、前記 PWM 制御信号の周波数を、前記高圧放電灯の始動点灯時から所定期間は高い周波数に、該所定期間経過後は低い周波数になるように制御する発振周波数制御手段を設けたことを特徴とする高圧放電灯点灯装置。

2 前記発振周波数制御手段は、前記高圧放電灯の始動点灯時からの時間に対応した周波数の矩形波を発生するスィツチング周波数信号発生部と、該スイッチング周波数信号発生部からの矩形波を三角波または正弦波に変換する発振器とを備えていることを特徴とする請求の範囲第 1項記載の高圧放電灯点灯装置。

3 前記直流電源回路はフライバック回路を備え、前記スイッチング素子は、該フライバック回路の昇圧トランスの 1次巻線に流れる電流を制御するように構成されていることを特徴とする請求の範囲第 1項記載の高圧放電灯点灯装置。

4 . 前記スィツチング素子が F E Tであることを特徴とする請求の範囲第 1項記載の高圧放電灯点灯装置。

5 . 前記高い周波数が略 200KHzであり、前記低い周波数が略 ΙΟΟΚΗζ であることを特徴とする請求の範囲第 1項記載の高圧放電灯点灯装置。

6 . 前記所定の期間が略 1 0秒であることを特徴とする請求の範囲第 1 項記載の高圧放電灯点灯装置。

7 . 前記高圧放電灯が車両用へッドライト用光源であることを特徴とする請求の範囲第 1項記載の高圧放電灯点灯装置。