JP2002051539A - チョッパ型レギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 過電流遮断型の保護機能を有するチョッパ型
レギュレータにおいて、出力電圧立ち上がり時に遮断保
護機能の解除を可能としながら設計の容易化を図ること
のできるチョッパ型レギュレータを提供する。 【解決手段】 出力電圧Ｖ_O の立ち上がり期間において
出力トランジスタ２に過電流が流れると、過電流検出回
路４はＲＳフリップフロップ３ｄにセット信号を出力す
る。このタイミングでＱバー出力は“Ｌｏｗ”、ＮＡＮ
Ｄ回路３ａの出力信号は“Ｈｉｇｈ”となって、一旦出
力トランジスタ２を遮断した状態でスイッチングを停止
させる。しかし、立ち上がり期間では出力電圧検出回路
５からの“Ｈｉｇｈ”の信号と、発信回路３ｅからの周
期パルスとを基にＡＮＤ回路３ｃがＲＳフリップフロッ
プ３ｄにリセット信号を入力する。これによりＱバー出
力を“Ｈｉｇｈ”とし、出力トランジスタ２にスイッチ
ングを行わせる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、遮断型過電流保護
機能を有するチョッパ型レギュレータに関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】従来、直流安定化電源には電圧を安定化
させるべくレギュレータ回路が用いられている。レギュ
レータ回路には、入力電圧より低い出力電圧を必要とす
る場合にトランジスタを一種の可変抵抗として用いるこ
とにより電圧を降下させる降圧型のレギュレータとして
のドロッパ型レギュレータと、オン／オフデューティ比
により出力電圧を安定に保つチョッパ型レギュレータと
がある。

【０００３】ドロッパ型レギュレータは、電圧のドロッ
プを行って出力電圧を安定化させているので、ドロップ
分が熱として放出され、入出力間電圧差が大きいときに
は特に効率が良好とは言えないが、設計が容易であると
ともにノイズが小さいため、用途が限定されにくいとい
う利点を有している。また、チョッパ型レギュレータは
スイッチングを行って、そのデューティ比により出力電
圧を調整するので、入出力間の電圧差が大きい用途で効
率が良いという利点がある。

【０００４】このチョッパ型レギュレータには多機能の
保護回路が内蔵されており、例えば過熱保護機能、過電
流保護機能などがある。また、過電流保護方式について
は非遮断型のパルス・バイ・パルス方式と、過電流が流
れるとラッチを行う遮断型とがある。非遮断型のパルス
・バイ・パルス方式では、機器の異常で過電流が流れた
場合にチョッパ型レギュレータにも該電流が流れるの
で、このような状態が長時間持続すると発熱が大きくな
り、デバイス、機器ともに安全面および信頼性面で悪影
響を及ぼす。遮断型保護では、過電流が流れると出力が
遮断されるので、この電流による発熱はなく安全であ
る。特開平６−６２５６４号公報には、電流制限回路が
故障したときにも、レギュレータの動作を停止させて過
電流保護を行うことができるようにしたチョッパ方式ス
イッチングレギュレータが開示されている。

【０００５】上記保護機能を有するチョッパ型レギュレ
ータの従来の構成を図１１および図１２に従って説明す
る。図１１のチョッパ型レギュレータ５１は、ＰＮＰ型
トランジスタ５２ａとＮＰＮ型トランジスタ５２ｂとの
ダーリントン接続で構成された出力トランジスタ５２、
制御回路５３、および抵抗５４ａと過電流検出コンパレ
ータ５４ｂとから構成された過電流保護のための過電流
検出回路５４からなる。さらに制御回路５３は、ＮＡＮ
Ｄ回路５３ａ、ＰＷＭコンパレータ５３ｂ、ＲＳフリッ
プフロップ５３ｃ、ＡＮＤ回路５３ｄ、発信回路５３
ｅ、誤差増幅器５３ｆ、基準電圧回路５３ｇ、ソフトス
タート回路５３ｈ、電圧検出用コンパレータ５３ｉ、基
準電圧回路５３ｊ、定電流源５３ｋ、およびツェナーダ
イオード５３ｍからなっている。

【０００６】上記の構成のチョッパ型レギュレータ５１
の入力端子Ｖ_INに、入力電圧回路２１から、入力線とＧ
ＮＤ線との間に接続された平滑コンデンサ２２によって
平滑化された入力電圧が印加されると、チョッパ型レギ
ュレータ５１は制御回路５３の制御により出力トランジ
スタ５２にスイッチングを行わせる。チョッパ型レギュ
レータ５１の出力端子Ｖ_OUT から出力された電圧は、出
力線に直列に介在するコイル２７を介して、出力線とＧ
ＮＤ線との間に接続された平滑コンデンサ２４で平滑化
されて出力電圧Ｖ_O となり、電力が負荷２８に供給され
る。出力電圧Ｖ _O は出力線とＧＮＤ線との間に平滑コン
デンサ２４と並列に設けられた分圧抵抗２５・２６によ
り検出されており、この検出電圧はチョッパ型レギュレ
ータ５１の端子Ｏ_adj に入力される。誤差増幅器５３ｆ
は該検出電圧と基準電圧回路５３ｇの基準電圧Ｖ_REF と
の誤差増幅を行い、ＰＷＭコンパレータ５３ｂが図１２
（ｌ）に示すような該誤差増幅出力と発信回路５３ｅの
三角波発信波形とを用いてパルス幅変調を行う。ＮＡＮ
Ｄ回路５３ａはこの変調信号と、通常は“Ｈｉｇｈ”と
なるＲＳフリップフロップ５３ｃのＱバー出力とから、
出力トランジスタ５２のスイッチングデューティを決定
する信号を生成して出力する。

【０００７】出力トランジスタ５２がＯＮのときには入
力端子Ｖ_INから出力トランジスタ５２、コイル２７へと
電流が流れ、コイル２７にエネルギーが蓄えられるとと
もに負荷２８に電流が供給される。一方、出力トランジ
スタ５２がＯＦＦのときにはコイル２７に蓄えられてい
たエネルギーが、コイル２７の上流側の出力線とＧＮＤ
線との間に出力線側をカソードとして設けられたダイオ
ード２３を介して放出され、ＯＮ時とＯＦＦ時とを通し
て出力電圧Ｖ_O が一定に保たれる。

【０００８】また、出力電圧Ｖ_O が設定電圧まで立ち上
がっている定常状態では、過電流を検出していない場合
に、過電流検出回路５４の抵抗５４ａの両端の電圧が入
力される過電流検出コンパレータ５４ｂの出力は“Ｌｏ
ｗ”となっているが、あるレベル以上の電流が流れて過
電流を検出すると過電流検出コンパレータ５４ｂの出力
は“Ｈｉｇｈ”となる。これにより、ＲＳフリップフロ
ップ５３ｃにセット信号が入力されてＱバー出力が“Ｌ
ｏｗ”となり、ＮＡＮＤ回路５３ａの出力が“Ｈｉｇ
ｈ”となる。従って、出力トランジスタ５２がＯＦＦと
なってこの状態が保持される。この状態を解除するに
は、後述する端子Ｖ_C の電圧を一端“Ｌｏｗ”にする
か、入力電圧を再投入するかすればよい。

【０００９】また、チョッパ型レギュレータ５１の入力
立ち上がり時においては、最初出力電圧Ｖ_O が立ち上が
るまでの間、出力コンデンサとしての平滑コンデンサ２
４に充電電流が流れ、この電流によりチョッパ型レギュ
レータ５１にもこの期間に過電流が流れる（図１２
（ａ）〜（ｅ））。過電流遮断型保護の場合、該期間に
流れる過電流で遮断保護がかかってしまうと出力電圧Ｖ
_O が立ち上がらなくなってしまう。このような状態を避
けるために、立ち上がり開始時に、ツェナーダイオード
５３ｍと端子Ｖ_C を介して並列に接続されたソフトスタ
ートコンデンサ５５に定電流源５３ｋから充電電流を流
す。

【００１０】このとき、端子Ｖ_C の電圧が徐々に立ち上
がり（同図（ｈ））、該電圧が基準電圧回路５３ｊの基
準電圧Ｖ_S ’に達するまでの期間は電圧検出用コンパレ
ータ５３ｉの出力が“Ｈｉｇｈ”となる（同図
（ｉ））。従って、過電流が流れて過電流検出回路５４
からＲＳフリップフロップ５３ｃにセット信号が入力さ
れて（同図（ｆ））、ＲＳフリップフロップ５３ｃのＱ
バー出力が“Ｌｏｗ”となった場合（同図（ｋ））で
も、発信回路５３ｅの出力が“Ｈｉｇｈ”となるたびに
（同図（ｇ））ＡＮＤ回路５３ｄの出力が“Ｈｉｇｈ”
となって（同図（ｊ））、ＲＳフリップフロップ５３ｃ
にリセット信号が入力される。これにより、ＲＳフリッ
プフロップ５３ｃのＱバー出力は再び“Ｈｉｇｈ”とな
り（同図（ｋ））、ＮＡＮＤ回路５３ａの動作がＰＷＭ
コンパレータ５３ｂの出力を反転させる動作に戻るため
（同図（ｍ）・（ｎ））、この期間は出力が遮断されず
に正常に立ち上がる。

【００１１】端子Ｖ_C の電圧が基準電圧Ｖ_S ’以上にな
ると、電圧検出用コンパレータ５３ｉの出力が“Ｌｏ
ｗ”となるので（同図（ｉ））、上記の遮断解除機能は
働かなくなり、過電流が検出されたときに遮断保護が行
われる。このソフトスタート立ち上げを行った場合に
は、ソフトスタート回路５３ｈが端子Ｖ_C の電圧に基づ
いて誤差増幅器５３ｆの出力電圧を徐々に立ち上げるの
で（同図（ｌ））、出力トランジスタ５２は小さいパル
ス幅から徐々にパルス幅を広げながらスイッチングを行
っていき（同図（ｅ））、出力電圧Ｖ_O の立ち上がり時
間は遅くなる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のチョッパ型レギュレータ回路５１では、出力電圧Ｖ
_O の立ち上がり期間において上述のように過電流遮断保
護を機能させないようにすると、ソフトスタート時間が
ソフトスタートコンデンサ５５の静電容量により決定さ
れるので、ソフトスタート時間を出力電圧Ｖ_O が立ち上
がり設定電圧になるまでの時間以上となるように静電容
量を設定しなければならない。また、電源機器によって
入力の立ち上がり時間、外付け定数などの条件が異なる
ので、上記のようなソフトスタートコンデンサ５５の静
電容量の設定を状況に応じて変えなければならい。この
ように、従来は出力電圧の立ち上がり期間に過電流遮断
保護機能を働かせないようにすると、コンデンサの面倒
な静電容量設定が必要なソフトスタートを行わなければ
ならず、設定によりチョッパ型レギュレータの設計が困
難となり、また出力電圧の立ち上がり時間に自由度を持
たせることができないという問題があった。

【００１３】本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされ
たものであり、その目的は、過電流遮断型の保護機能を
有するチョッパ型レギュレータにおいて、出力電圧立ち
上がり時に遮断保護機能の解除を可能としながら設計の
容易化を図ることのできるチョッパ型レギュレータを提
供することにある。また、上記目的に加えて、出力電圧
の立ち上がり時間に自由度を持たせることのできるチョ
ッパ型レギュレータを提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明のチョッパ型レギ
ュレータは、上記課題を解決するために、直流安定化電
源に用いられ、上記直流安定化電源の出力電圧に応じた
スイッチングを行うスイッチング素子と、上記スイッチ
ング素子に流れる過電流を検出する過電流検出手段と、
上記過電流検出手段によって上記過電流が検出されると
上記スイッチング素子を遮断した状態でスイッチングを
停止させる遮断停止動作を行うスイッチング遮断停止手
段とを有するチョッパ型レギュレータにおいて、上記出
力電圧を検出して立ち上がり設定電圧に達したか否かの
判定信号を出力する出力電圧検出手段と、上記出力電圧
検出手段によって上記出力電圧が上記立ち上がり設定電
圧に達していないことを示す判定信号が出力されると上
記過電流が流れても上記遮断停止動作を解除する遮断停
止動作解除手段とを有していることを特徴としている。

【００１５】上記の発明によれば、スイッチング遮断停
止手段を有する構成、すなわち過電流遮断型の保護機能
を有する構成において、直流安定化電源の出力電圧が立
ち上がり設定電圧に達していない間は、過電流が流れて
も遮断停止動作解除手段によってスイッチング遮断停止
手段の遮断停止動作を解除するようにする。従って、出
力電圧の立ち上がりが阻害されることがなく、出力電圧
が立ち上がり設定電圧に達した後で過電流が流れたとき
にのみスイッチング遮断停止手段によってスイッチング
素子のスイッチングを遮断停止させることができる。

【００１６】このように実際の出力電圧が立ち上がり設
定電圧に達しているか否かを判定してスイッチング遮断
停止手段に遮断停止動作を行わせるか否かを決定するの
で、従来のような遮断保護機能の解除のために予め決め
た立ち上がり時間に合わせてコンデンサの静電容量を設
定するソフトスタート回路が必要なくなり、設計が容易
になる。この結果、出力電圧立ち上がり時に遮断保護機
能の解除を可能としながら設計の容易化を図ることので
きるチョッパ型レギュレータを提供することができる。

【００１７】また、さらにソフトスタート機能を付加す
れば、通常の速い出力電圧の立ち上がりからゆっくりし
た出力電圧の立ち上がりまで自由に設定することができ
る。この結果、さらに、出力電圧の立ち上がり時間に自
由度を持たせることのできるチョッパ型レギュレータを
提供することができる。

【００１８】さらに本発明のチョッパ型レギュレータ
は、上記課題を解決するために、上記出力電圧検出手段
は、上記スイッチング素子のスイッチングデューティ制
御のための出力電圧フィードバック値から出力電圧を検
出することを特徴としている。

【００１９】上記の発明によれば、上記出力電圧フィー
ドバック値をスイッチングデューティ制御用と、出力電
圧検出手段による出力電圧検出用との両方に用いるの
で、両方に用いるこの電圧をチョッパ型レギュレータの
共通の端子から入力することができる。従って、チョッ
パ型レギュレータの端子数を少なくすることができる。

【００２０】さらに本発明のチョッパ型レギュレータ
は、上記課題を解決するために、上記過電流検出手段
は、入力端子と上記スイッチング素子との間に流れる電
流から上記過電流を検出することを特徴としている。

【００２１】上記の発明によれば、過電流検出手段を入
力端子とスイッチング素子との間に直列に介在させるこ
とになるので、必要最低限の端子数でチョッパ型レギュ
レータを構成することができる。また、スイッチング素
子に流れる電流そのものを検出することができるので、
スイッチング素子を確実に保護することができる。

【００２２】さらに本発明のチョッパ型レギュレータ
は、上記課題を解決するために、上記過電流検出手段
は、上記入力端子と上記スイッチング素子との間に直列
に介在する抵抗と、上記抵抗の両端間の電圧から上記過
電流が流れているか否かの判定信号を出力する過電流判
定コンパレータとを有していることを特徴としている。

【００２３】上記の発明によれば、過電流検出手段を、
入力端子とスイッチング素子との間に流れる電流を抵抗
により電圧に変換し、過電流判定コンパレータで基準の
電圧と比較するだけで過電流を検出する簡単な回路構成
で実現することができる。

【００２４】さらに本発明のチョッパ型レギュレータ
は、上記課題を解決するために、上記スイッチング素子
はマルチコレクタトランジスタであり、上記過電流検出
手段は上記マルチコレクタトランジスタの小電流用のコ
レクタに流れる電流から上記過電流を検出することを特
徴としている。

【００２５】上記の発明によれば、スイッチング素子と
して用いるマルチコレクタトランジスタの小電流用のコ
レクタに流れる電流から過電流を検出するので、チョッ
パ型レギュレータのメインループで抵抗により過電流を
検出する方法と比較して電力損失が少なく、効率良く過
電流を検出することができる。

【００２６】さらに本発明のチョッパ型レギュレータ
は、上記課題を解決するために、上記出力電圧検出手段
は、上記出力電圧に応じた電圧と基準電圧とを比較して
上記出力電圧が上記立ち上がり設定電圧に達しているか
否かの判定信号を出力する立ち上がり判定コンパレータ
を有していることを特徴としている。

【００２７】上記の発明によれば、出力電圧検出手段
を、出力電圧に応じた電圧と基準電圧とを立ち上がり判
定コンパレータにより比較して出力電圧の立ち上がり判
定を行う簡単な回路構成で実現することができ、また精
度良く出力電圧を検出することができる。さらに、基準
電圧を変えることにより出力電圧の立ち上がり判定レベ
ルを容易に変更することができる。

【００２８】さらに本発明のチョッパ型レギュレータ
は、上記課題を解決するために、上記スイッチング素子
のスイッチングデューティ制御のための出力電圧フィー
ドバック値を基準電圧と比較する比較手段を有し、上記
比較手段の基準電圧が上記立ち上がり判定コンパレータ
の基準電圧を兼ねていることを特徴としている。

【００２９】上記の発明によれば、基準電圧を比較手段
と立ち上がり判定コンパレータとで共用するので、チョ
ッパ型レギュレータの回路を簡素化することができると
ともにコストダウンを図ることができる。

【００３０】さらに本発明のチョッパ型レギュレータ
は、上記課題を解決するために、上記出力電圧が上記立
ち上がり設定電圧に達した後に上記立ち上がり設定電圧
よりも低下した場合に、上記出力電圧検出手段から出力
される判定信号を上記出力電圧が上記立ち上がり設定電
圧に達していることを示す判定信号として上記遮断停止
動作解除手段に入力するマスキング手段を有しているこ
とを特徴としている。

【００３１】上記の発明によれば、出力電圧が立ち上が
り設定電圧に達した後に、例えば異常によって入力電圧
が低下するなどして立ち上がり設定電圧よりも低下した
場合に、出力電圧検出手段から出力される判定信号をマ
スキング手段により立ち上がり設定電圧に達しているも
のとして、遮断停止動作解除手段に入力する。従って、
このときに過電流が流れても、出力電圧の立ち上がり期
間とは区別してスイッチング遮断停止手段に遮断停止動
作を行わせることができる。

【００３２】さらに本発明のチョッパ型レギュレータ
は、上記課題を解決するために、上記マスキング手段
は、上記出力電圧検出手段から上記出力電圧が上記立ち
上がり設定電圧に達していることを示す判定信号が出力
された後、上記立ち上がり設定電圧に達したことを示す
判定信号を上記遮断停止動作解除手段に入力する状態を
保持し続けるフリップフロップを有していることを特徴
としている。

【００３３】上記の発明によれば、前記マスキング手段
の動作をフリップフロップという簡単な回路で行うの
で、マスキング手段を容易に実現することができる。

【００３４】

【発明の実施の形態】〔実施の形態１〕本発明のチョッ
パ型レギュレータを具現する実施の一形態について図１
ないし図３を用いて説明すれば以下の通りである。な
お、前記従来の技術で述べた構成要素と同一の機能を有
する構成要素については同一の符号を付し、その説明を
省略する。

【００３５】図１に、本実施の形態に係るチョッパ型レ
ギュレータ１の構成を示す。チョッパ型レギュレータ１
は、出力トランジスタ２、制御回路３、過電流検出回路
４、および出力電圧検出回路５を有している。さらに制
御回路３は、ＮＡＮＤ回路３ａ、ＰＷＭコンパレータ３
ｂ、ＡＮＤ回路３ｃ、ＲＳフリップフロップ３ｄ、発信
回路３ｅ、誤差増幅器３ｆ、および基準電圧回路３ｇを
有している。

【００３６】出力トランジスタ（スイッチング素子）２
はダーリントン接続されたＰＮＰ型トランジスタ２ａと
ＮＰＮ型トランジスタ２ｂとから構成されており、制御
回路３のＮＡＮＤ回路３ａの出力電圧レベルに応じてス
イッチングを行って、ＮＰＮ型トランジスタ２ｂにより
チョッパ型レギュレータ１の出力端子Ｖ_OUT から流れ出
る電流のスイッチングを行う。

【００３７】制御回路３において、ＮＡＮＤ回路３ａの
出力端子はＰＮＰ型トランジスタ２ａのベースに接続さ
れており、また、２つの入力端子のうち一方はＰＷＭコ
ンパレータ３ｂの出力端子に、他方はＲＳフリップフロ
ップ３ｄのＱバー端子に接続されている。ＰＷＭコンパ
レータ３ｂの反転入力端子は発信回路３ｅの三角波発信
出力端子に接続されており、非反転入力端子は誤差増幅
器３ｆの出力端子に接続されている。発信回路３ｅから
出力される三角波は図２（ｋ）に実線で示す波形となっ
ている。ＰＷＭコンパレータ３ｂは、反転入力端子に入
力される三角波と、非反転入力端子に入力される誤差増
幅器３ｆの出力信号（図２（ｋ）の破線）とから図２
（ｌ）に示すように出力トランジスタ２のスイッチング
デューティに対応するパルス幅変調した信号を出力す
る。

【００３８】ＲＳフリップフロップ３ｄのセット端子は
過電流検出回路４の出力端子に接続されており、リセッ
ト端子はＡＮＤ回路３ｃの出力端子に接続されている。
ＡＮＤ回路３ｃの２つの入力端子のうち一方は発信回路
３ｅの周期パルス発信出力端子に接続されており、他方
は出力電圧検出回路５の出力端子に接続されている。発
信回路３ｅから出力される周期パルスは図２（ｈ）に示
す波形となっている。誤差増幅器３ｆの反転入力端子は
チョッパ型レギュレータ１の端子Ｏ_adj に接続されてお
り、端子Ｏ_adj はさらに分圧抵抗２５・２６の接続点に
接続されている。また、誤差増幅器３ｆの非反転入力端
子は基準電圧回路３ｇの基準電圧Ｖ_REF出力端子に接続
されている。誤差増幅器３ｆは、反転入力端子に入力さ
れる、前記スイッチングデューティの制御を行うための
分圧抵抗２５・２６による出力電圧フィードバック値
と、非反転入力端子に入力される基準電圧回路３ｇの基
準電圧Ｖ_REF との誤差増幅を行い、図２（ｋ）に破線で
示すような波形の信号を出力する。

【００３９】過電流検出回路（過電流検出手段）４は出
力トランジスタ２に流れる電流、すなわちチョッパ型レ
ギュレータ１のメインループに流れる電流が過電流とな
ったときにこれを検出し、ＲＳフリップフロップ３ｄの
セット端子にセット信号を出力する。出力電圧検出回路
（出力電圧検出手段）５の入力端子はチョッパ型レギュ
レータ１の端子Ｖ_SENSE に接続されており、端子Ｖ
_SENSE はさらに平滑コンデンサ２４とコイル２７との接
続点に接続されている。

【００４０】次に、上記の構成のチョッパ型レギュレー
タ１の動作について説明する。入力端子Ｖ_INに、入力電
圧回路２１から平滑コンデンサ２２によって平滑化され
た入力電圧が印加されると、チョッパ型レギュレータ１
は制御回路３による制御で出力トランジスタ２にスイッ
チングを行わせる。出力端子Ｖ_OUT から出力され平滑コ
ンデンサ２４で平滑化された出力電圧Ｖ_O は、負荷２８
に印加され電力が供給される。出力電圧Ｖ_O から分圧抵
抗２５・２６によって得られる出力電圧フィードバック
値は端子Ｏ_adj を介して誤差増幅器３ｆの反転入力端子
に入力される。誤差増幅器３ｆは該出力電圧フィードバ
ック値と基準電圧回路３ｇの基準電圧Ｖ _REF との誤差増
幅を行い、ＰＷＭコンパレータ３ｂが図２（ｌ）に示す
ように該誤差増幅器３ｆの出力と発信回路３ｅの三角波
とを用いてパルス幅変調を行う。ＮＡＮＤ回路３ａはこ
の変調信号と、ＲＳフリップフロップ３ｄのＱバー出力
とから、同図（ｍ）に示すような出力トランジスタ２の
スイッチングデューティを決定する信号を生成して出力
する。

【００４１】出力トランジスタ２がＯＮのときには入力
端子Ｖ_INから出力トランジスタ２、コイル２７へと電流
が流れ、コイル２７にエネルギーが蓄えられるとともに
負荷２８に電流が供給される。一方、出力トランジスタ
２がＯＦＦのときにはコイル２７に蓄えられていたエネ
ルギーがダイオード２３を介して放出され、ＯＮ時とＯ
ＦＦ時とを通して直流安定化電源の出力電圧Ｖ_O が一定
に保たれる。

【００４２】ここで、出力電圧Ｖ_O が立ち上がり設定電
圧に達する前の直流安定化電源の立ち上がり期間におい
ては、出力電圧検出回路５は出力電圧Ｖ_O を検出して図
２（ｇ）に示すように出力電圧Ｖ_O が立ち上がり設定電
圧に達していないことを示す“Ｈｉｇｈ”の信号を判定
信号として出力する。従って、ＡＮＤ回路３ｃは出力電
圧検出回路５の出力電圧と発信回路３ｅから出力される
同図（ｈ）の周期パルスとから、同図（ｉ）に示すよう
に該周期パルスの周期で“Ｈｉｇｈ”となるパルスを出
力する。また、出力トランジスタ２に過電流が流れてい
ないときには過電流検出回路４からはＲＳフリップフロ
ップ３ｄのセット信号が出力されないので、ＡＮＤ回路
３ｃから出力されるパルスがＲＳフリップフロップ３ｄ
のリセット信号となる。これにより、同図（ｊ）に示す
ようにＲＳフリップフロップ３ｄのＱバー出力は“Ｈｉ
ｇｈ”となり、同図（ｍ）に示すようにＮＡＮＤ回路３
ａはＰＷＭコンパレータ３ｂの出力信号を反転させた信
号を出力する。この結果、同図（ｄ）・（ｅ）に示すよ
うに出力トランジスタ２はＮＡＮＤ回路３ａの出力信号
の“Ｌｏｗ”の期間に導通するスイッチング動作を行
う。

【００４３】また、上記立ち上がり期間において出力ト
ランジスタ２に過電流が流れると、同図（ｆ）に示すよ
うに過電流検出回路４からはＲＳフリップフロップ３ｄ
のセット信号が出力される。このセット信号の出力タイ
ミングで、同図（ｊ）に示すようにＲＳフリップフロッ
プ３ｄのＱバー出力は“Ｌｏｗ”となり、同図（ｍ）に
示すようにＮＡＮＤ回路３ａの出力信号は“Ｈｉｇｈ”
となって、同図（ｄ）・（ｅ）に示すように出力トラン
ジスタ２が一旦遮断された状態でスイッチングを停止す
る。しかし、その後にＡＮＤ回路３ｃから出力されるパ
ルスがＲＳフリップフロップ３ｄのリセット端子に入力
されるので、ＲＳフリップフロップ３ｄは再びリセット
状態となってＱバー出力が“Ｈｉｇｈ”となる。従っ
て、ＮＡＮＤ回路３ａはＰＷＭコンパレータ３ｂの出力
信号を反転させた信号を出力する動作に戻り、同図
（ｄ）・（ｅ）に示すように出力トランジスタ２はこの
信号の“Ｌｏｗ”の期間に導通するスイッチング動作を
行う。これにより、出力電圧Ｖ_Oが立ち上がり設定電圧
に達する時点では、ＲＳフリップフロップ３ｄはリセッ
ト状態となっている。

【００４４】一方、出力電圧Ｖ_O が立ち上がり設定電圧
に達した後の定常状態においては、出力電圧検出回路５
は出力電圧Ｖ_O を検出して同図（ｇ）に示すように出力
電圧Ｖ_O が立ち上がり設定電圧に達していることを示す
“Ｌｏｗ”の信号を判定信号として出力する。従って、
ＡＮＤ回路３ｃは同図（ｉ）に示すように常に“Ｌｏ
ｗ”の信号を出力する。また、出力トランジスタ２に過
電流が流れていないときには過電流検出回路４からはＲ
Ｓフリップフロップ３ｄのセット信号が出力されないの
で、ＲＳフリップフロップ３ｄはリセット状態を保持し
ている。すなわちＱバー出力は“Ｈｉｇｈ”となってい
る。従って、ＮＡＮＤ回路３ａはＰＷＭコンパレータ３
ｂの出力信号を反転させた信号を出力する動作を行い、
同図（ｄ）・（ｅ）に示すように出力トランジスタ２は
この信号の“Ｌｏｗ”の期間に導通するスイッチング動
作を行う。

【００４５】上記定常状態において、同図（ｃ）に示す
ように負荷に過電流が流れることにより出力トランジス
タ２に過電流が流れると、同図（ｆ）に示すように過電
流検出回路４からはＲＳフリップフロップ３ｄのセット
信号が出力される。このセット信号の出力タイミング
で、同図（ｊ）に示すようにＲＳフリップフロップ３ｄ
のＱバー出力は“Ｌｏｗ”となり、同図（ｍ）に示すよ
うにＮＡＮＤ回路３ａの出力信号は“Ｈｉｇｈ”となっ
て、同図（ｅ）に示すように出力トランジスタ２が遮断
された状態でスイッチングを停止する。この場合、同図
（ｉ）に示すようにＡＮＤ回路３ｃの出力は“Ｌｏｗ”
のままであるので、ＲＳフリップフロップ３ｄはセット
状態のままとなる。すなわち、Ｑバー出力は“Ｌｏｗ”
となっている。従って、同図（ｍ）に示すようにＮＡＮ
Ｄ回路３ａの出力信号は“Ｈｉｇｈ”を保持するので、
同図（ｄ）・（ｅ）に示すように出力トランジスタ２は
スイッチングの遮断停止状態を保持する。

【００４６】以上の動作により、チョッパ型レギュレー
タ１の入力電圧と直流安定化電源の出力電圧Ｖ_O との関
係は、同図（ａ）・（ｂ）に示す通りになる。図１の構
成のチョッパ型レギュレータ１では、出力電圧Ｖ_O がそ
のまま出力電圧検出回路５に入力されるので、立ち上が
り設定電圧は図２（ｂ）の出力電圧Ｖ_O の定常時電圧と
なる。

【００４７】このように、ＮＡＮＤ回路３ａおよびＲＳ
フリップフロップ３ｄは、過電流検出回路４によって過
電流が検出されたときに出力トランジスタ２を遮断した
状態でスイッチングを停止させる遮断停止動作を行うス
イッチング遮断停止手段を構成しているのに対し、ＮＡ
ＮＤ回路３ａ、ＡＮＤ回路３ｃ、およびＲＳフリップフ
ロップ３ｄは、出力電圧検出回路５によって出力電圧Ｖ
_O が立ち上がり設定電圧に達していないと判定されたと
きに上記スイッチング遮断停止手段の遮断停止動作を解
除する遮断停止動作解除手段を構成している。

【００４８】すなわち、過電流遮断型の保護機能を有す
る構成において、直流安定化電源の出力電圧が立ち上が
り設定電圧に達していない間は、過電流が流れても遮断
停止動作解除手段によってスイッチング遮断停止手段の
遮断停止動作を解除するようにする。従って、出力電圧
の立ち上がりが阻害されることがなく、出力電圧が立ち
上がり設定電圧に達した後で過電流が流れたときにのみ
スイッチング遮断停止手段によってスイッチング素子の
スイッチングを遮断停止させることができる。

【００４９】このように実際の出力電圧が立ち上がり設
定電圧に達しているか否かを判定してスイッチング遮断
停止手段に遮断停止動作を行わせるか否かを決定するの
で、従来のような遮断保護機能の解除のために予め決め
た立ち上がり時間に合わせてコンデンサの静電容量を設
定するソフトスタート回路が必要なくなり、設計が容易
になる。この結果、出力電圧立ち上がり時に遮断保護機
能の解除を可能としながら設計の容易化を図ることので
きるチョッパ型レギュレータを提供することができる。

【００５０】また、図示しないが、小さいパルス幅から
徐々にパルス幅を広げながらスイッチングを行わせるソ
フトスタート機能をさらに付加すれば、通常の速い出力
電圧の立ち上がりからゆっくりした出力電圧の立ち上が
りまで自由に設定することができる。この結果、さら
に、出力電圧の立ち上がり時間に自由度を持たせること
のできるチョッパ型レギュレータを提供することができ
る。

【００５１】上述のチョッパ型レギュレータ１は出力電
圧Ｖ_O を入力電圧とする出力電圧検出回路５を有するも
のであったが、これに限らず、図３に示すように分圧抵
抗２５・２６からの出力電圧フィードバック値を入力電
圧とし、これから出力電圧Ｖ _O を検出する出力電圧検出
回路６を有するチョッパ型レギュレータ３１としても構
わない。出力電圧検出回路６は、分圧抵抗２５・２６か
ら入力される出力電圧フィードバック値が、立ち上がり
設定電圧に対応する基準の出力電圧フィードバック値に
達していない間は“Ｈｉｇｈ”の信号を出力し、達した
後は“Ｌｏｗ”の信号を出力する。これにより、出力ト
ランジスタ２のスイッチングを遮断停止させる動作はチ
ョッパ型レギュレータ１と同様になる。

【００５２】このように、チョッパ型レギュレータ３１
では、出力トランジスタ２のスイッチングデューティ制
御のための出力電圧フィードバック値を、スイッチング
デューティ制御用と出力電圧検出用との両方に用いるの
で、両方に用いるこの電圧をチョッパ型レギュレータ３
１の共通の端子Ｏ_adj から入力し、チョッパ型レギュレ
ータ３１内部で誤差増幅器３ｆと出力電圧検出回路６と
に分岐印加することができる。従って、チョッパ型レギ
ュレータの端子数を少なくすることができる。

【００５３】〔実施の形態２〕本発明のチョッパ型レギ
ュレータを具現する他の実施の形態について図４および
図５を用いて説明すれば以下の通りである。なお、前記
従来の技術および実施の形態１で述べた構成要素と同一
の機能を有する構成要素については同一の符号を付し、
その説明を省略する。

【００５４】図４に、本実施の形態に係るチョッパ型レ
ギュレータ３２の構成を示す。チョッパ型レギュレータ
３２は、過電流検出手段として実施の形態１における図
３のチョッパ型レギュレータ３１の過電流検出回路４
を、入力端子Ｖ_INと出力トランジスタ２との間に設けて
過電流検出回路７とした構成である。過電流検出回路７
は、入力端子Ｖ_INと出力トランジスタ２との間に流れる
電流から過電流を検出する。なお、出力電圧検出回路６
は図１の出力電圧検出回路５でもよい。

【００５５】過電流検出回路７を設けることにより、過
電流検出手段を入力端子Ｖ_INと出力トランジスタ２との
間に直列に介在させることになるので、必要最低限の端
子数でチョッパ型レギュレータを構成することができ
る。また、出力トランジスタ２に流れる電流そのものを
検出することができるので、出力トランジスタ２を確実
に保護することができる。

【００５６】図５に、上記過電流検出回路７の具体的構
成を例示する。過電流検出回路７は抵抗７ａと過電流検
出コンパレータ７ｂとから構成される。抵抗７ａは入力
端子Ｖ_INと出力トランジスタ２との間に直列に介在して
いる。過電流検出コンパレータ７ｂには抵抗７ａの両端
の電圧が入力され、この電圧から過電流が流れているか
否かの判定信号を出力する。過電流が流れていないとき
には抵抗７ａの両端の電圧が基準電圧よりも小さくな
り、これから過電流が流れていないと判定して“Ｌｏ
ｗ”の信号を判定信号として出力する。過電流が流れて
いるときには抵抗７ａの両端の電圧が基準電圧よりも大
きくなり、これから過電流が流れていると判定して“Ｈ
ｉｇｈ”の信号を判定信号として出力し、この信号はＲ
Ｓフリップフロップ３ｄのセット信号となる。出力トラ
ンジスタ２に対するスイッチングの遮断停止動作および
遮断停止動作の解除とその効果、さらにソフトスタート
機能を付加する場合の効果は、チョッパ型レギュレータ
１・３１と同様である。

【００５７】このように、図５の過電流検出回路７によ
れば、入力端子Ｖ_INと出力トランジスタ２との間に流れ
る電流を抵抗７ａ電圧に変換し、過電流検出コンパレー
タ７ｂで基準の電圧と比較するだけで過電流を検出する
簡単な回路構成で過電流検出手段を実現することができ
る。

【００５８】〔実施の形態３〕本発明のチョッパ型レギ
ュレータを具現するさらに他の実施の形態について図６
を用いて説明すれば以下の通りである。なお、前記従来
の技術および実施の形態１および２で述べた構成要素と
同一の機能を有する構成要素については同一の符号を付
し、その説明を省略する。

【００５９】図６に、本実施の形態に係るチョッパ型レ
ギュレータ３３の構成を示す。チョッパ型レギュレータ
３３は、スイッチング素子として実施の形態１における
図３のチョッパ型レギュレータ３１の出力トランジスタ
２の代わりに出力トランジスタ８、過電流検出手段とし
て過電流検出回路４の代わりに過電流検出回路９とした
構成である。なお、出力電圧検出回路６は図１の出力電
圧検出回路５でもよい。

【００６０】出力トランジスタ８はＰＮＰ型のマルチコ
レクタトランジスタであり、大電流用のコレクタ８ｂが
チョッパ型レギュレータ３３のメインループに接続され
ている。また、過電流検出回路９は、抵抗９ａ、基準電
圧回路９ｂ、および過電流検出コンパレータ９ｃを有し
ており、さらに上記出力トランジスタ８を含んでいる。
抵抗９ａの一端は出力トランジスタ８の小電流用のコレ
クタ８ａと接続されており、他端はＧＮＤ電位とされて
いる。抵抗９ａとコレクタ８ａとの接続点は過電流検出
コンパレータ９ｃの反転入力端子に接続されている。基
準電圧回路９ｂの基準電圧出力端子は過電流検出コンパ
レータ９ｃの非反転入力端子に接続されている。

【００６１】出力トランジスタ８の大電流用のコレクタ
８ｂと小電流用のコレクタ８ａとの面積比は例えば１０
０：１であり、コレクタ８ｂに電流が流れると、上記面
積比に応じた電流がコレクタ８ａに流れる。この電流が
抵抗９ａに流れて、抵抗９ａとコレクタ８ａとの接続点
の電位と、基準電圧回路９ｂから出力される基準電圧と
が過電流検出コンパレータ９ｃで比較される。抵抗９ａ
とコレクタ８ａとの接続点の電位が基準電圧よりも低い
ときには、過電流検出コンパレータ９ｃは出力トランジ
スタ８に過電流が流れていないと判定して“Ｌｏｗ”の
信号を判定信号として出力する。一方、抵抗９ａとコレ
クタ８ａとの接続点の電位が基準電圧よりも高いときに
は、過電流検出コンパレータ９ｃは出力トランジスタ８
に過電流が流れていると判定して“Ｈｉｇｈ”の信号を
判定信号として出力し、この信号はＲＳフリップフロッ
プ３ｄのセット信号となる。

【００６２】本実施の形態では、小電流用のコレクタ８
ａに流れる電流から過電流を検出するので、チョッパ型
レギュレータのメインループで抵抗により過電流を検出
する方法と比較して電力損失が少なく、効率良く過電流
を検出することができる。出力トランジスタ８に対する
スイッチングの遮断停止動作および遮断停止動作の解除
とその効果、さらにソフトスタート機能を付加する場合
の効果は、チョッパ型レギュレータ１・３１・３２の出
力トランジスタ２に対するものと同様である。

【００６３】〔実施の形態４〕本発明のチョッパ型レギ
ュレータを具現するさらに他の実施の形態について図７
および図８を用いて説明すれば以下の通りである。な
お、前記従来の技術および実施の形態１ないし３で述べ
た構成要素と同一の機能を有する構成要素については同
一の符号を付し、その説明を省略する。

【００６４】図７に、本実施の形態に係るチョッパ型レ
ギュレータ３４の構成を示す。チョッパ型レギュレータ
３４は、実施の形態２における図５のチョッパ型レギュ
レータ３２の出力電圧検出回路６を、立ち上がり判定コ
ンパレータ６ａと基準電圧回路６ｂとで構成したもので
ある。なお、この出力電圧検出回路６の具体的構成は、
図１の出力電圧検出回路５、図３・４・６の出力電圧検
出回路６にも適用することができる。また、抵抗７ａと
過電流検出コンパレータ７ｂとで構成される過電流検出
回路７は、図１および図３の過電流検出回路４、図４の
過電流検出回路７、図６の過電流検出回路９であっても
よい。ただし、過電流検出回路９の場合は出力トランジ
スタ２を出力トランジスタ８とする。

【００６５】立ち上がり判定コンパレータ６ａの反転入
力端子は端子Ｏ_adj に接続されており、非反転入力端子
は基準電圧回路６ｂの基準電圧Ｖ_S の出力端子に接続さ
れている。基準電圧Ｖ_S は立ち上がり設定電圧に対応す
る基準の出力電圧フィードバック値である。立ち上がり
判定コンパレータ６ａは、分圧抵抗２５・２６から入力
される出力電圧フィードバック値を基準電圧Ｖ_S と比較
し、基準電圧Ｖ_S に達していなければ出力電圧Ｖ_O が立
ち上がり設定電圧に達していないと判定して、“Ｈｉｇ
ｈ”の判定信号を出力する。出力電圧フィードバック値
が基準電圧Ｖ_Sに達していれば出力電圧Ｖ_O が立ち上が
り設定電圧に達していると判定して、“Ｌｏｗ”の判定
信号を出力する。出力電圧検出回路が図１の出力電圧検
出回路５である場合には、立ち上がり判定コンパレータ
６ａの反転入力端子には直流安定化電源の出力電圧Ｖ_O
が入力されるので、基準電圧Ｖ_S を立ち上がり設定電圧
とし、立ち上がり判定コンパレータ６ａが両者の比較を
行って上記判定信号を出力する。

【００６６】出力トランジスタ２あるいは出力トランジ
スタ８に対するスイッチングの遮断停止動作および遮断
停止動作の解除とその効果、さらにソフトスタート機能
を付加する場合の効果は、チョッパ型レギュレータ１・
３１〜３３の出力トランジスタ２あるいは出力トランジ
スタ８に対するものと同様である。本実施の形態ではさ
らに、出力電圧検出手段を、出力電圧Ｖ_O に応じた電圧
と基準電圧Ｖ_S とを立ち上がり判定コンパレータ６ａに
より比較して出力電圧Ｖ_O の立ち上がり判定を行う簡単
な回路構成で実現することができ、また精度良く出力電
圧を検出することができる。さらに、基準電圧Ｖ_S を変
えることにより出力電圧Ｖ_O の立ち上がり判定レベルを
容易に変更することができる。

【００６７】上述のチョッパ型レギュレータ３４は出力
電圧検出回路６の基準電圧回路６ｂを出力電圧検出回路
６に専用に設けたものである。これに対して、図８に示
すように、上記立ち上がり判定コンパレータ６ａに相当
する立ち上がり判定コンパレータ１０ａは有するが、そ
の基準電圧を基準電圧回路３ｇの基準電圧Ｖ_REF が兼ね
るようにした出力電圧検出回路１０を有するチョッパ型
レギュレータ３５としてもよい。誤差増幅器３ｆはスイ
ッチングデューティ制御のために、分圧抵抗２５・２６
からの出力電圧フィードバック値を基準電圧回路３ｇの
基準電圧Ｖ_REFと比較する比較手段である。従って、図
３ないし図７の出力電圧検出回路６のように出力電圧フ
ィードバック値から出力電圧Ｖ_O の立ち上がりを判定す
る回路に対しては、出力電圧検出回路１０の構成を適用
して誤差増幅器３ｆの基準電圧Ｖ _REF を用いることがで
きる。このように、チョッパ型レギュレータ３５では基
準電圧_REF を誤差増幅器３ｆと出力電圧検出回路１０の
立ち上がり判定コンパレータ１０ａとで共用するので、
チョッパ型レギュレータの回路を簡素化することができ
るとともにコストダウンを図ることができる。

【００６８】〔実施の形態５〕本発明のチョッパ型レギ
ュレータを具現するさらに他の実施の形態について図９
および図１０を用いて説明すれば以下の通りである。な
お、前記従来の技術および実施の形態１ないし４で述べ
た構成要素と同一の機能を有する構成要素については同
一の符号を付し、その説明を省略する。

【００６９】図９に、本実施の形態に係るチョッパ型レ
ギュレータ３６の構成を示す。チョッパ型レギュレータ
３６は、実施の形態１における図３のチョッパ型レギュ
レータ３１にマスキング手段としてのマスキング回路１
１を追加した構成である。なお、過電流検出回路４は、
図４・５・７・８の過電流検出回路７、図６の過電流検
出回路９でもよく、また、出力電圧検出回路６は図１の
出力電圧検出回路５、図８の出力電圧検出回路１０でも
よい。ただし、過電流検出回路９の場合は出力トランジ
スタ２を出力トランジスタ８とする。

【００７０】図９のマスキング回路１１は出力電圧検出
回路６の出力を入力とし、出力をＡＮＤ回路３ｃに入力
する。マスキング回路１１は、直流安定化電源の出力電
圧Ｖ _O が立ち上がり設定電圧に達するまでの立ち上がり
期間においては、出力電圧検出回路６から出力される信
号、すなわち出力電圧Ｖ_O が立ち上がり設定電圧に達し
ていないことを示す判定信号を“Ｈｉｇｈ”の信号とし
てＡＮＤ回路（遮断停止動作解除手段）３ｃに入力す
る。出力電圧Ｖ_O が立ち上がり設定電圧に達した後で
は、出力電圧検出回路６から出力される信号、すなわち
出力電圧Ｖ_O が立ち上がり設定電圧に達していることを
示す判定信号を“Ｌｏｗ”の信号としてＡＮＤ回路３ｃ
に入力する。そして、立ち上がり設定電圧に達した後
で、例えば異常によって入力電圧が低下するなどして出
力電圧Ｖ_O が立ち上がり設定電圧よりも低下した場合で
も、出力電圧検出回路６から出力される信号、すなわち
出力電圧Ｖ_O が立ち上がり設定電圧に達していないこと
を示す判定信号を、“Ｌｏｗ”の出力信号、すなわち出
力電圧Ｖ_O が立ち上がり設定電圧に達していることを示
す判定信号としてＡＮＤ回路３ｃに入力する。つまり、
マスキング回路１１は、出力電圧Ｖ_O が立ち上がり設定
電圧に達した後では、出力電圧Ｖ_O が立ち上がり設定電
圧に達していないことを示す出力電圧検出回路６の判定
信号のマスキングを行う。出力電圧検出回路６から出力
される判定信号は、出力電圧Ｖ_O の立ち上がり期間と立
ち上がり後とで反転していればよく、図２（ｇ）とは逆
でもよい。

【００７１】上述の動作により、出力電圧Ｖ_O が立ち上
がり設定電圧に達した後、出力電圧Ｖ_O が立ち上がり設
定電圧よりも低くなったときに過電流が流れても、マス
キング回路１１によって出力電圧Ｖ_O は立ち上がり設定
電圧に達しているものとされるため、遮断停止動作解除
手段は動作しない。従って、出力電圧Ｖ_O の立ち上がり
期間とは区別してスイッチング遮断停止手段に遮断停止
動作を行わせることができる。

【００７２】図１０に、上記マスキング回路１１と出力
電圧検出回路６との具体的構成を例示する。マスキング
回路１１はＲＳフリップフロップ（フリップフロップ）
１１ａで構成され、また出力電圧検出回路６は図７の構
成と同様である。ただし、ここでは出力電圧検出回路６
の立ち上がり判定コンパレータ６ａは、入力される出力
電圧フィードバック値が基準電圧Ｖ_S に達していないと
きは“Ｌｏｗ”の信号を出力し、基準電圧Ｖ_S に達して
いるときに“Ｈｉｇｈ”の信号を出力する。この場合、
ＲＳフリップフロップ１１ａのセット端子は立ち上がり
判定コンパレータ６ａの出力端子に接続されている。ま
た、Ｑバー出力端子はＡＮＤ回路３ｃの一方の入力端子
に接続されている。さらに、図示しないが、リセット端
子にはチョッパ型レギュレータ３６の起動開始時や、定
常状態における過電流保護状態からの復帰時にリセット
信号が入力されるようになっている。

【００７３】また、出力電圧検出回路６の立ち上がり判
定コンパレータ６ａは、出力電圧Ｖ _O の立ち上がり期間
には出力電圧Ｖ_O が立ち上がり設定電圧に達していない
ことを示す判定信号として“Ｌｏｗ”の信号を出力す
る。これにより、ＲＳフリップフロップ１１ａはチョッ
パ型レギュレータ３６の起動開始時からのリセット状態
を保持してＱバー出力が“Ｈｉｇｈ”となり、過電流が
流れたときに遮断停止動作解除手段に遮断停止動作の解
除を行わせる。また、立ち上がり判定コンパレータ６ａ
は、出力電圧Ｖ_O が立ち上がり設定電圧に達すると、立
ち上がり設定電圧に達していることを示す判定信号とし
て“Ｈｉｇｈ”の信号を出力する。これによりＲＳフリ
ップフロップ１１ａのリセット状態が解除されてＱバー
出力は“Ｌｏｗ”となり、過電流が流れたときに遮断停
止動作解除手段に遮断停止動作の解除を行わせないよう
にする。立ち上がり判定コンパレータ６ａからの入力は
ＲＳフリップフロップ１１ａのセット端子への入力しか
ないので、このように一旦“Ｌｏｗ”となったＱバー出
力はその後も保持される。

【００７４】従って、出力電圧Ｖ_O が立ち上がり設定電
圧に達した後に立ち上がり設定電圧よりも低下するよう
なことがあって、立ち上がり判定コンパレータ６ａの判
定信号が“Ｌｏｗ”になったとしても、ＲＳフリップフ
ロップ１１ａは立ち上がり設定電圧に達したことを示す
判定信号をＡＮＤ回路３ｃに入力する状態を保持し続け
る。これにより、出力電圧Ｖ_O が立ち上がり設定電圧に
達した後で過電流が流れたとき、遮断停止動作解除手段
が遮断停止動作の解除を行うことはない。このように、
図１０の構成によれば、マスキング回路１１の動作をＲ
Ｓフリップフロップ１１ａという簡単な回路で行うの
で、マスキング手段を容易に実現することができる。

【００７５】その他の、出力トランジスタ２あるいは出
力トランジスタ８に対するスイッチングの遮断停止動作
および遮断停止動作の解除とその効果、さらにソフトス
タート機能を付加する場合の効果は、チョッパ型レギュ
レータ１・３１〜３５の出力トランジスタ２あるいは出
力トランジスタ８に対するものと同様である。

【００７６】

【発明の効果】本発明のチョッパ型レギュレータは、以
上のように、出力電圧を検出して立ち上がり設定電圧に
達したか否かの判定信号を出力する出力電圧検出手段
と、上記出力電圧検出手段によって上記出力電圧が上記
立ち上がり設定電圧に達していないことを示す判定信号
が出力されると過電流が流れても遮断停止動作を解除す
る遮断停止動作解除手段とを有している構成である。

【００７７】それゆえ、出力電圧の立ち上がりが阻害さ
れることがなく、出力電圧が立ち上がり設定電圧に達し
た後で過電流が流れたときにのみスイッチング遮断停止
手段によってスイッチング素子のスイッチングを遮断停
止させることができる。従って、実際の出力電圧が立ち
上がり設定電圧に達しているか否かを判定してスイッチ
ング遮断停止手段に遮断停止動作を行わせるか否かを決
定するので、従来のような遮断保護機能の解除のために
予め決めた立ち上がり時間に合わせてコンデンサの静電
容量を設定するソフトスタート回路が必要なくなり、設
計が容易になる。この結果、出力電圧立ち上がり時に遮
断保護機能の解除を可能としながら設計の容易化を図る
ことのできるチョッパ型レギュレータを提供することが
できるという効果を奏する。

【００７８】また、さらにソフトスタート機能を付加す
れば、通常の速い出力電圧の立ち上がりからゆっくりし
た出力電圧の立ち上がりまで自由に設定することができ
る。この結果、さらに、出力電圧の立ち上がり時間に自
由度を持たせることのできるチョッパ型レギュレータを
提供することができるという効果を奏する。

【００７９】さらに本発明のチョッパ型レギュレータ
は、以上のように、上記出力電圧検出手段は、上記スイ
ッチング素子のスイッチングデューティ制御のための出
力電圧フィードバック値から出力電圧を検出する構成で
ある。

【００８０】それゆえ、スイッチングデューティ制御用
と、出力電圧検出手段による出力電圧検出用との両方に
用いる出力電圧フィードバック値を、チョッパ型レギュ
レータの共通の端子から入力することができる。従っ
て、チョッパ型レギュレータの端子数を少なくすること
ができるという効果を奏する。

【００８１】さらに本発明のチョッパ型レギュレータ
は、以上のように、上記過電流検出手段は、入力端子と
上記スイッチング素子との間に流れる電流から上記過電
流を検出する構成である。

【００８２】それゆえ、過電流検出手段を入力端子とス
イッチング素子との間に直列に介在させることになるの
で、必要最低限の端子数でチョッパ型レギュレータを構
成することができるという効果を奏する。また、スイッ
チング素子に流れる電流そのものを検出することができ
るので、スイッチング素子を確実に保護することができ
るという効果を奏する。

【００８３】さらに本発明のチョッパ型レギュレータ
は、以上のように、上記過電流検出手段は、上記入力端
子と上記スイッチング素子との間に直列に介在する抵抗
と、上記抵抗の両端間の電圧から上記過電流が流れてい
るか否かの判定信号を出力する過電流判定コンパレータ
とを有している構成である。

【００８４】それゆえ、過電流検出手段を、入力端子と
スイッチング素子との間に流れる電流を抵抗により電圧
に変換し、過電流判定コンパレータで基準の電圧と比較
するだけで過電流を検出する簡単な回路構成で実現する
ことができるという効果を奏する。

【００８５】さらに本発明のチョッパ型レギュレータ
は、以上のように、上記スイッチング素子はマルチコレ
クタトランジスタであり、上記過電流検出手段は上記マ
ルチコレクタトランジスタの小電流用のコレクタに流れ
る電流から上記過電流を検出する構成である。

【００８６】それゆえ、スイッチング素子として用いる
マルチコレクタトランジスタの小電流用のコレクタに流
れる電流から過電流を検出するので、チョッパ型レギュ
レータのメインループで抵抗により過電流を検出する方
法と比較して電力損失が少なく、効率良く過電流を検出
することができるという効果を奏する。

【００８７】さらに本発明のチョッパ型レギュレータ
は、以上のように、上記出力電圧検出手段は、上記出力
電圧に応じた電圧と基準電圧とを比較して上記出力電圧
が上記立ち上がり設定電圧に達しているか否かの判定信
号を出力する立ち上がり判定コンパレータを有している
構成である。

【００８８】それゆえ、出力電圧検出手段を、出力電圧
に応じた電圧と基準電圧とを立ち上がり判定コンパレー
タにより比較して出力電圧の立ち上がり判定を行う簡単
な回路構成で実現することができ、また精度良く出力電
圧を検出することができるという効果を奏する。さら
に、基準電圧を変えることにより出力電圧の立ち上がり
判定レベルを容易に変更することができるという効果を
奏する。

【００８９】さらに本発明のチョッパ型レギュレータ
は、以上のように、上記スイッチング素子のスイッチン
グデューティ制御のための出力電圧フィードバック値を
基準電圧と比較する比較手段を有し、上記比較手段の基
準電圧が上記立ち上がり判定コンパレータの基準電圧を
兼ねている構成である。

【００９０】それゆえ、基準電圧を比較手段と立ち上が
り判定コンパレータとで共用するので、チョッパ型レギ
ュレータの回路を簡素化することができるとともにコス
トダウンを図ることができるという効果を奏する。

【００９１】さらに本発明のチョッパ型レギュレータ
は、以上のように、上記出力電圧が上記立ち上がり設定
電圧に達した後に上記立ち上がり設定電圧よりも低下し
た場合に、上記出力電圧検出手段から出力される判定信
号を上記出力電圧が上記立ち上がり設定電圧に達してい
ることを示す判定信号として上記遮断停止動作解除手段
に入力するマスキング手段を有している構成である。

【００９２】それゆえ、出力電圧が立ち上がり設定電圧
に達した後で立ち上がり設定電圧よりも低下した場合に
過電流が流れても、出力電圧の立ち上がり期間とは区別
してスイッチング遮断停止手段に遮断停止動作を行わせ
ることができるという効果を奏する。

【００９３】さらに本発明のチョッパ型レギュレータ
は、以上のように、上記マスキング手段は、上記出力電
圧検出手段から上記出力電圧が上記立ち上がり設定電圧
に達していることを示す判定信号が出力された後、上記
立ち上がり設定電圧に達したことを示す判定信号を上記
遮断停止動作解除手段に入力する状態を保持し続けるフ
リップフロップを有している構成である。

【００９４】それゆえ、前記マスキング手段の動作をフ
リップフロップという簡単な回路で行うので、マスキン
グ手段を容易に実現することができるという効果を奏す
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態におけるチョッパ型レギ
ュレータの構成と、それが用いられる直流安定化電源の
構成とを示す回路ブロック図である。

【図２】（ａ）ないし（ｍ）は、図１のチョッパ型レギ
ュレータの動作時における各信号の関係を示すタイミン
グチャートである。

【図３】図１のチョッパ型レギュレータの変形例の構成
と、それが用いられる直流安定化電源の構成とを示す回
路図である。

【図４】本発明の他の実施の形態におけるチョッパ型レ
ギュレータの構成と、それが用いられる直流安定化電源
の構成とを示す回路ブロック図である。

【図５】図４のチョッパ型レギュレータの一部を具体的
に例示した構成と、それが用いられる直流安定化電源の
構成とを示す回路ブロック図である。

【図６】本発明のさらに他の実施の形態におけるチョッ
パ型レギュレータの構成と、それが用いられる直流安定
化電源の構成とを示す回路ブロック図である。

【図７】本発明のさらに他の実施の形態におけるチョッ
パ型レギュレータの構成と、それが用いられる直流安定
化電源の構成とを示す回路ブロック図である。

【図８】図７のチョッパ型レギュレータの変形例の構成
と、それが用いられる直流安定化電源の構成とを示す回
路ブロック図である。

【図９】本発明のさらに他の実施の形態におけるチョッ
パ型レギュレータの構成と、それが用いられる直流安定
化電源の構成とを示す回路ブロック図である。

【図１０】図９のチョッパ型レギュレータの一部を具体
的に例示した構成と、それが用いられる直流安定化電源
の構成とを示す回路ブロック図である。

【図１１】従来のチョッパ型レギュレータの構成と、そ
れが用いられる直流安定化電源の構成とを示す回路ブロ
ック図である。

【図１２】（ａ）ないし（ｎ）は、図１１のチョッパ型
レギュレータの動作時における各信号の関係を示すタイ
ミングチャートである。

【符号の説明】

１ チョッパ型レギュレータ ２ 出力トランジスタ（スイッチング素子） ３ａ ＮＡＮＤ回路（スイッチング遮断停止手
段、遮断停止動作解除手段） ３ｃ ＡＮＤ回路（遮断停止動作解除手段） ３ｄ ＲＳフリップフロップ（スイッチング遮断
停止手段、遮断停止動作解除手段） ３ｆ 誤差増幅器（比較手段） ４ 過電流検出回路（過電流検出手段） ５ 出力電圧検出回路（出力電圧検出手段） ７ 過電流検出回路（過電流検出手段） ７ａ 抵抗 ７ｂ 過電流判定コンパレータ ８ 出力トランジスタ（スイッチング素子、マ
ルチコレクタトランジスタ） ８ａ 小電流用のコレクタ ９ 過電流検出回路（過電流検出手段） １０ 出力電圧検出回路（出力電圧検出手段） １０ａ 立ち上がり判定コンパレータ １１ マスキング回路（マスキング手段） １１ａ ＲＳフリップフロップ（フリップフロッ
プ） ３１ チョッパ型レギュレータ ３２ チョッパ型レギュレータ ３３ チョッパ型レギュレータ ３４ チョッパ型レギュレータ ３５ チョッパ型レギュレータ ３６ チョッパ型レギュレータ Ｖ_IN 入力端子 Ｖ_O 出力電圧 Ｖ_REF 基準電圧 Ｖ_S 基準電圧

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 佐藤 努 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シ ャープ株式会社内 Ｆターム(参考） 5H730 AA20 AS01 AS05 BB13 BB57 DD02 DD15 DD27 EE59 FD01 FD41 FD51 FG05 XC04 XX02 XX15 XX22 XX35 XX44

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流安定化電源に用いられ、上記直流安定
   化電源の出力電圧に応じたスイッチングを行うスイッチ
   ング素子と、上記スイッチング素子に流れる過電流を検
   出する過電流検出手段と、上記過電流検出手段によって
   上記過電流が検出されると上記スイッチング素子を遮断
   した状態でスイッチングを停止させる遮断停止動作を行
   うスイッチング遮断停止手段とを有するチョッパ型レギ
   ュレータにおいて、 上記出力電圧を検出して立ち上がり設定電圧に達したか
   否かの判定信号を出力する出力電圧検出手段と、上記出
   力電圧検出手段によって上記出力電圧が上記立ち上がり
   設定電圧に達していないことを示す判定信号が出力され
   ると上記過電流が流れても上記遮断停止動作を解除する
   遮断停止動作解除手段とを有していることを特徴とする
   チョッパ型レギュレータ。
2. 【請求項２】上記出力電圧検出手段は、上記スイッチン
   グ素子のスイッチングデューティ制御のための出力電圧
   フィードバック値から出力電圧を検出することを特徴と
   する請求項１に記載のチョッパ型レギュレータ。
3. 【請求項３】上記過電流検出手段は、入力端子と上記ス
   イッチング素子との間に流れる電流から上記過電流を検
   出することを特徴とする請求項１または２に記載のチョ
   ッパ型レギュレータ。
4. 【請求項４】上記過電流検出手段は、上記入力端子と上
   記スイッチング素子との間に直列に介在する抵抗と、上
   記抵抗の両端間の電圧から上記過電流が流れているか否
   かの判定信号を出力する過電流判定コンパレータとを有
   していることを特徴とする請求項３に記載のチョッパ型
   レギュレータ。
5. 【請求項５】上記スイッチング素子はマルチコレクタト
   ランジスタであり、上記過電流検出手段は上記マルチコ
   レクタトランジスタの小電流用のコレクタに流れる電流
   から上記過電流を検出することを特徴とする請求項１ま
   たは２に記載のチョッパ型レギュレータ。
6. 【請求項６】上記出力電圧検出手段は、上記出力電圧に
   応じた電圧と基準電圧とを比較して上記出力電圧が上記
   立ち上がり設定電圧に達しているか否かの判定信号を出
   力する立ち上がり判定コンパレータを有していることを
   特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載のチョッ
   パ型レギュレータ。
7. 【請求項７】上記スイッチング素子のスイッチングデュ
   ーティ制御のための出力電圧フィードバック値を基準電
   圧と比較する比較手段を有し、上記比較手段の基準電圧
   が上記立ち上がり判定コンパレータの基準電圧を兼ねて
   いることを特徴とする請求項６に記載のチョッパ型レギ
   ュレータ。
8. 【請求項８】上記出力電圧が上記立ち上がり設定電圧に
   達した後に上記立ち上がり設定電圧よりも低下した場合
   に、上記出力電圧検出手段から出力される判定信号を上
   記出力電圧が上記立ち上がり設定電圧に達していること
   を示す判定信号として上記遮断停止動作解除手段に入力
   するマスキング手段を有していることを特徴とする請求
   項１ないし７のいずれかに記載のチョッパ型レギュレー
   タ。
9. 【請求項９】上記マスキング手段は、上記出力電圧検出
   手段から上記出力電圧が上記立ち上がり設定電圧に達し
   ていることを示す判定信号が出力された後、上記立ち上
   がり設定電圧に達したことを示す判定信号を上記遮断停
   止動作解除手段に入力する状態を保持し続けるフリップ
   フロップを有していることを特徴とする請求項８に記載
   のチョッパ型レギュレータ。