JP4921433B2

JP4921433B2 - 保護機能付きｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number: JP4921433B2
Application number: JP2008185678A
Authority: JP
Inventors: 公一矢野
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 2008-07-17
Filing date: 2008-07-17
Publication date: 2012-04-25
Anticipated expiration: 2022-06-05
Also published as: JP2008253140A

Description

本発明は、保護回路の誤動作を抑えた保護機能付きＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流や短絡等の異常が発生した際の回路を保護する方法としては、従来から下記の３通りのものが知られている。
（１）まず、出力負荷の前段に抵抗を追加し、その抵抗に流れる電流による電圧降下を監視して過電流を検出し、過電流が検出された場合に保護動作に入る方法がある。この方法は一般的によく使われている方法である（従来技術１という）。

（２）次に、ＰＷＭ（Pulse Ｗidth Ｍodulation；パルス幅変調）制御の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する場合の簡易な保護回路方式として、基準電圧と抵抗分圧された帰還電圧を差動アンプで比較し、その出力電圧をＤＣ−ＤＣコンバータを構成する三角波（鋸歯状波）発振器出力の上限および下限の電圧と比較し、出力電圧がその上限および下限の電圧の間からはみ出す状態を一定時間継続した場合に過電流等による出力電圧の低下等の出力電圧の異常が発生したとみなして保護動作に入る方法がある（特許第２５０１９０９号公報参照：従来技術２という）。

（３）さらに、ＰＷＭ制御の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの主スイッチがオン状態を継続する時間を測定し、オン状態が一定時間保持された場合に過電流等による出力電圧の低下が発生したとして保護動作に入る方法もある（従来技術３という）。

図７は上記従来技術３の保護回路を模式的に示す図である。図８は、図７の回路の電源投入時のタイミングチャートを示す図である。
図７において、１０１は基準電圧（周知の基準電圧発生回路からの基準電圧）、１０２は差動アンプ（エラー増幅器）、１０３は三角波発生回路、１０４はＰＷＭコンパレータ、１０５は信号バッファ制御回路、１０６はスイッチオン検出回路、１０７はタイマ回路、１０８は負荷である。また、ＳＷ１は主スイッチ、Ｒ１およびＲ２は抵抗、Ｄ１はダイオード、Ｌ１はインダクタンス、Ｃ１およびＣ２は容量である。Ａ〜Hは回路点（またはその回路点の信号）を示している。

図７に示した従来の保護回路においては、出力電圧ＶＯＵＴを抵抗Ｒ１およびＲ２により分圧して差動アンプ１０２の一方の入力端子（−）に入力し、差動アンプ１０２の他方の入力端子(＋)に基準電圧１０１を入力する。

さらに、差動アンプ１０２の出力をＰＷＭコンパレータ１０４の一方の入力端子（−）に入力し、三角波発生回路１０３の出力を該ＰＷＭコンパレータ１０４の他方の入力端子（＋）に入力する。

ＰＷＭコンパレータ１０４の出力を信号バッファ制御回路１０５に入力するとともに、主スイッチＳＷ１のオン状態を検出するスイッチオン検出回路１０６にも入力する。スイッチオン検出回路１０６からの主スイッチのオン状態を示す検出信号をタイマ回路１０７で計測し、主スイッチＳＷ１がオン状態を一定時間保持した場合に過電流等による出力電圧の低下が発生したとして信号バッファ制御回路１０５を制御して主スイッチＳＷ１をオフにして保護動作に入る。

以上の動作を行なう従来の保護回路においては、最初からＤＣ−ＤＣコンバータ回路は動作状態になっている。電源投入時に、図８に示すように、Ａ点の電圧が徐々に上昇し、それに伴ってＢ点（＝Ｃ点）の電圧、Ｆ点の電圧も上昇する。

Ｐ３時点で回路が通常動作に入り、入力電圧が出力設定電圧（図８では破線で示す）未満なので出力電圧が出力設定電圧以下となり、主スイッチＳＷ１がオン状態で保持されて保護回路が動作を始める。タイマ回路１０７で設定された一定時間後のＰ４の時点で保護動作に入って出力を停止する。上記の従来の保護回路はこのまま停止状態を保持してしまって自動復帰できないという不具合が発生する。

特許第２５０１９０９号公報

上記従来技術１のような抵抗を追加して電流を監視する方法の場合、抵抗による熱損失があるため電力効率の低下が生じるという問題がある。また、部品点数の増加や検出用端子の追加が必要となり、回路も複雑化して実装面積やコストが高くなり、特にＩＣ化した際にはその影響が大きくなるという問題もある。

上述したような電流検出機能のないＤＣ−ＤＣコンバータを用いて保護回路を構成する場合は、差動アンプの出力電圧で保護動作に入るかどうかを判定する方法（従来技術２）あるいはＤＣ−ＤＣコンバータスイッチのＯＮ状態を保持する時間を積分して保護動作にはいるかどうかを判定する方法（従来技術３）が簡易な方法である。しかしこれらの判定方式を用いた場合は、本当の過電流なのか、あるいは入力電圧が出力設定電圧以下になったために生じる誤動作なのかを判別できないという問題がある。

また、保護回路形式をラッチ型とした場合は、どちらの場合も区別できずに出力を停止し、そのまま停止状態を保持してしまい自動復帰しなくなるという問題がある。

これを回避するには保護回路形式をリセット型とすれば自動復帰するようになるが、結局はショートや過電流状態に対してもオン／オフを繰り返してしまうので完全な保護になっていないばかりでなく、発熱等の不具合が残ってしまう。

また、電源投入時に入力電圧の立ち上りがゆっくりとした場合は、出力設定電圧より入力電圧が低い状態が長く続くため保護回路が動作してしまうことがあり、保護形式がラッチ型の場合には出力電圧が立ち上がらないこともある。

そこで、本発明は上述した問題点を解消することを目的としており、具体的には各請求項は次のような目的を有している。
請求項１記載の発明の目的は、電源投入時などの入力電圧の立ち上り時における保護の誤動作を防止することを目的としている。

また、請求項２記載の発明の目的は、真性な保護検出状態（本当の過電流状態）と擬似的な保護検出状態（入力電圧が出力設定電圧以下になった状態）を識別可能とすることである。

上記目的を達成するために、本発明は次のような構成を有している。
請求項１記載の発明は、入力電源と、該入力電源と出力端子との間に接続されたオンオフ可能な主スイッチと、抵抗分割回路と、一方の入力端子に基準電圧が入力され、他方の入力端子に前記抵抗分割回路によって分割された電圧が入力される差動アンプ兼コンパレータと、前記出力端子からの出力電圧または前記入力電源からの入力電圧のいずれか一方を前記抵抗分割回路に与える切替回路と、一方の入力端子に前記差動アンプ兼コンパレータの出力が接続され、他方の入力端子に三角波発生回路の出力がそれぞれ接続されたＰＷＭコンパレータと、該ＰＷＭコンパレータの出力に接続され、前記主スイッチにオンオフを制御する信号を出力する制御回路と、前記入力電源の電圧が所定の電圧以下の場合に前記切替回路により前記入力電源からの入力電圧を前記抵抗分割回路に与え、前記入力電源の電圧が所定の電圧を超えた場合に前記切替回路により前記出力端子からの出力電圧を前記抵抗分割回路に与える手段とを有することを特徴とする。

請求項２記載の発明は、入力電源と、該入力電源と出力端子との間に接続されたオンオフ可能な主スイッチと、抵抗分割回路と、一方の入力端子に基準電圧が入力され、他方の入力端子に前記抵抗分割回路によって分割された電圧が入力される差動アンプ兼コンパレータと、前記出力端子からの出力電圧または前記入力電源からの入力電圧のいずれか一方を前記抵抗分割回路に与える切替回路と、一方の入力端子に前記差動アンプ兼コンパレータの出力が接続され、他方の入力端子に三角波発生回路の出力がそれぞれ接続されたＰＷＭコンパレータと、該ＰＷＭコンパレータの出力に接続され、前記主スイッチにオンオフを制御する信号を出力する制御回路と、前記切替回路により前記出力端子からの出力電圧を前記抵抗分割回路に与えているＤＣ−ＤＣコンバータ通常動作中に入力電圧が出力設定電圧以下となった場合に前記主スイッチをオンからオフして一旦通常動作を停止させると共に前記切替回路により前記入力電源からの入力電圧を前記抵抗分割回路に与えてオフ状態を保持し、
一定時間経過後に切り替え回路により前記入力電圧が前記抵抗分割回路に与えられている状態から前記出力電圧が前記抵抗分割回路に与えられている状態に前記切り替え回路を切り替えると共に、該入力電圧が出力設定電圧より高いか否かを判断し、前記入力電圧が出力設定電圧より低い場合は前記通常動作状態に戻して前記主スイッチをオンした状態で前記入力電圧をそのまま出力させ、前記入力電圧が前記出力設定電圧を超えた場合に前記主スイッチをオフする手段を有することを特徴とする。

本発明の各請求項の効果は次の如くである。
請求項１記載の発明によれば、電源投入時に入力電圧を検出する状態にしてスタンバイ状態を保ち、入力電圧が出力設定電圧を超えた時点で通常の動作に切り替えるようにしているので、入力電圧の立ち上り時における保護の誤動作を防止することが可能になる。

請求項２記載の発明によれば、保護動作の後、出力を一時的に停止して入力電圧が出力設定電圧以下の場合は、入力電圧が出力設定電圧以下になった状態である擬似的な保護検出状態と判断し、保護回路を動作させずに通常動作状態に戻してスイッチをオンした状態で入力電圧をそのまま出力し、入力電圧が出力設定電圧を超える場合は過電流状態である真性の保護検出状態と判断し、保護回路を動作させて出力を停止したままで保持するようにしたので、真性な保護検出状態と擬似的な保護検出状態を識別でき、それぞれに対応した動作を行わせることが可能になる。

以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。
（第１の実施例）
図１は、図７に説明した従来のＤＣ−ＤＣコンバータを基本にして構成した本発明の第１の実施例を説明するための回路図である。図２は、本発明の第１の実施例の電源投入時のタイミングチャート例を示す図である。

図１において、１は電源投入リセット信号回路、２はフリップフロップ、３は切替回路、４は基準電圧（周知の基準電圧発生回路からの基準電圧）、５は差動アンプ兼コンパレータ、６は三角波発生回路、７はＰＷＭコンパレータ、８は信号バッファ制御回路、９はスイッチオン検出回路、１０はタイマ回路、１１は負荷、１２はインバータである。また、図７と同様に、ＳＷ１は主スイッチ、Ｒ１およびＲ２は抵抗、Ｄ１はダイオード、Ｌ１はインダクタンス、Ｃ１およびＣ２は容量である。Ａ〜Hは回路点（またはそこの信号）を示している。
電源投入リセット信号回路１、フリップフロップ２、切替回路３、周知の基準電圧発生回路、差動アンプ兼コンパレータ５、スイッチオン検出回路９、タイマ回路１０、インバータ１２、抵抗Ｒ１、Ｒ２は、三角波発生回路６、ＰＷＭコンパレータ７、信号バッファ制御回路８、主スイッチＳＷ１からなるPWM制御の降圧型DC−DCコンバータの保護回路を構成し、主スイッチＳＷ１のオン状態が一定時間保持された場合に過電流等による回路の破壊から回路を保護する機能を有する。

図１において、電源投入リセット信号回路１、フリップフロップ２、切替回路３、インバータ１２を除いた回路構成は図７の従来回路と同様の回路構成である。

図１の回路において、最初は電源投入リセット信号により図示のようにＣ点の電圧＝Ａ点の電圧になるように切替回路３を接続設定し、本回路を、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を待機状態に保持する。ここで、切替回路３は如何なる切替スイッチであってもよく、例えばＭＯＳトランジスタを用いた周知の切替スイッチを利用できる。

図２に示すように、電源投入時に、入力電圧Ａ点の電圧（＝Ｃ点の電圧）が０Ｖから徐々に上昇し、それに伴ってＤ点の電圧（図示せず）およびＦ点の電圧が上昇する。入力電圧Ａ点の電圧（＝Ｃ点の電圧）が回路の動作電圧になるＰ１までは回路素子が正常動作はしないが、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を待機状態に保持する。

図２のタイミングチャート中のＰ１で回路が正常動作に入るが、入力電圧ＡがまだＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力設定電圧（図２の破線参照）を超えていないので続けてＤＣ−ＤＣコンバータ回路を待機状態に保持する。

続いて、入力電圧ＡがＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力設定電圧（図２の破線参照）を超えたＰ２の時点で、差動アンプ兼コンパレータ５がその旨の検出信号（Ｆ点の電圧の下落）を出力し、この信号がインバータ１２を介してフリップフロップ回路２のセット端子Ｓに入力されフリップフロップの状態をセット状態に切り替える。

このフリップフロップ回路２の状態がセット状態に切り替わったことによりその出力Ｑで切替回路３の接点をＣ点の電圧＝Ａ点の電圧（Ｃ点とＡ点間が導通）からＣ点の電圧＝Ｂ点の電圧（Ｃ点とＢ点間が導通）になるように、すなわち出力側に切り替え、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を動作状態にさせる。この時点では先に述べたように入力電圧が既に出力設定電圧を超えているので保護回路は通常動作を行う。

なお、フリップフロップ２として、ここでは単純なフリップフロップ回路を想定しているが、電源投入時に電源投入リセット回路１からリセット信号を受けてＤＣ−ＤＣコンバータ回路を停止状態（Ｃ点の電圧＝Ａ点の電圧）にし、差動アンプ兼コンパレータ５の検出信号を受けてＤＣ−ＤＣコンバータ回路を動作状態（Ｃ点の電圧＝Ｂ点の電圧）にする回路であれば如何なるものであってもよい。

ここで、差動アンプ兼コンパレータ５は、電源投入後入力電圧ＡがＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力設定電圧になったことを検知してＤＣ−ＤＣコンバータ回路を動作状態に移行するためのコンパレータとして機能し、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路が通常動作中は差動アンプとして機能する。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を停止させる際には信号バッファ制御回路８だけを停止するのではなくてＰＷＭコンパレータ７や三角波発生回路６等を停止するようにすれば消費電流を抑えることもできる。

以上説明したように、本実施例によれば、電源投入時の電源立ち上りの保護回路の誤動作を防ぐとともに、電源が立ち上がった後に通常のＤＣ−ＤＣコンバータ動作に切り替えることができる。

本実施例の回路では、電源投入時に入力電圧を検出する状態にしてスタンバイ状態を保ち、入力電圧が出力設定電圧を超えた時点で通常の動作に切り替えることにより、立ち上りでの保護の誤動作を防止できる。

本発明の機能および構成は、回路の構成として急峻な立ち上がりを防ぐソフトスタート機能や特定の設定電圧以下で動作を停止させて不確定状態の誤動作を防ぐＵＶＬＯ（アンダーボルテージロックアウト）機能等との組合せを妨げるものではなく、必要に応じてこれらの組み合わせが可能であることはいうまでもない。
また、上記実施例の回路では三角波発生回路を用いた例を示したが、必ずしも厳密な意味での三角波発生回路である必要はなく、例えば、所定の信号レベルとの比較結果に基づいて主スイッチのオンオフ比（デューティー比）を制御することができる一定の周波数発生回路であれば如何なるものであってもよい。本明細書ではこれらの周波数発生回路を含めて三角波発生回路と呼ぶことにする。

（第２の実施例）
図３は、本発明の第２の実施例を説明するための回路図である。また、図４は、本発明の第２の実施例のタイミングチャート例を示す図である。

図３において、２１はＵＶＬＯ（アンダーボルテージロックアウト）回路、２２は動作制御回路、２３は切替回路、２４は基準電圧（周知の基準電圧発生回路からの基準電圧）、２５は差動アンプ兼コンパレータ、２６は三角波発生回路、２７はＰＷＭコンパレータ、２８はタイマ回路、２９はスイッチオン検出回路、３０は信号バッファ制御回路、３１は負荷である。また、図１と同様に、ＳＷ１は主スイッチ、Ｒ１およびＲ２は抵抗、Ｄ１はダイオード、Ｌ１はインダクタンス、Ｃ１およびＣ２は容量である。Ａ〜Ｈは回路点（またはそこの信号）を示している。
ＵＶＬＯ回路２１、動作制御回路２２、切替回路２３、周知の基準電圧発生回路、差動アンプ兼コンパレータ２５、スイッチオン検出回路９、タイマ回路１０は、三角波発生回路２６、ＰＷＭコンパレータ２７、信号バッファ制御回路３０、主スイッチＳＷ１からなるPWM制御の降圧型DC−DCコンバータの保護回路を構成している。
ここで、この保護回路は、保護動作の後、出力を一時的に停止して入力電圧が出力設定電圧以下の場合は、入力電圧が出力設定電圧以下になった状態である擬似的な保護検出状態と判断し、保護回路を動作させずに通常動作状態に戻してスイッチをオンした状態で入力電圧をそのまま出力し、入力電圧が出力設定電圧を超える場合は過電流状態である真性の保護検出状態と判断し、保護回路を動作させて出力を停止したままで保持する機能を有する。
なお、ここで、ＵＶＬＯ（アンダーボルテージロックアウト）回路２１とは、特定の設定電圧以下で回路動作を停止させて、不確定状態における誤動作を防止する機能を有する回路をいう。

図３では、図１の電源投入リセット信号回路１、フリップフロップ２、切替回路３、スイッチオン検出回路９、タイマ回路１０、インバータ１２の代わりに、ＵＶＬＯ（アンダーボルテージロックアウト）回路２１、動作制御回路２２、タイマ回路２８、スイッチオン検出回路２９を用いている。

図３の回路構成では、図４に示したタイミングチャート中のＰ５までは切替回路２３はＣ点は出力側Ｂ点に接続すなわちＣ点の電圧＝Ｂ点の電圧になっていて通常のＤＣ−ＤＣコンバータ動作状態になっている。さらにＰ６までは入力電圧の低下でも出力設定電圧より高いので通常のＤＣ−ＤＣコンバータ動作状態を保つ。すなわち、Ｐ６の時点までは主スイッチＳＷ１は差動アンプ兼コンパレータ２５とＰＷＭコンパレータ２７で生成され、信号バッファ制御回路３０を経由して与えられるパルス状信号によってオン状態とオフ状態を繰り返す。

しかし、Ｐ６−Ｐ７間では入力電圧Ａが出力設定電圧より低くなるのでＦ点の電圧（差動アンプ兼コンパレータ２５の出力）が上昇し、主スイッチＳＷ１はオン状態のまま保持される。Ｐ７の時点でタイマ回路２８を動作させるとともに動作制御回路２２からの信号によって信号バッファ制御回路３０をコントロールして主スイッチＳＷ１をオフ状態に保持し一旦ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を停止させ、また、動作制御回路２２からの信号によって切替回路２３を図示のようにＣ点の電圧＝Ｂ点の電圧からＣ点の電圧＝Ａ点の電圧になるように切替える。

Ｐ７−Ｐ８間で差動アンプ兼コンパレータ２５が入力電圧Ａの出力設定電圧以下への低下を検出して動作制御回路２２（図１のフリップフロップ回路２に対応している）はタイマ回路２８を用いてＰ８までの一定時間だけこの状態を保持し擬似的な保護検出状態と認識して保護する。

一定時間経過したＰ８の時点で、動作制御回路２２からの信号により切替回路２３ではＣ点の電圧＝Ａ点の電圧からＣ点の電圧＝Ｂ点の電圧になるように切替える。同様に動作制御回路２２からの信号でＤＣ−ＤＣコンバータ回路を動作状態に戻すとともに、タイマ回路２８を停止させる。Ｐ８−Ｐ９の間では、差動アンプ兼コンパレータ２５が入力電圧Ａが出力設定電圧以下であることを検出しているので、主スイッチＳＷ１をオン状態に保持する。

さらに、Ｐ９では入力電圧Ａの上昇に伴い出力設定電圧を超えた時点で主スイッチＳＷ１はオン状態とオフ状態の両方が可能となり、オンとオフを繰り返すとともに、スイッチオン検出回路２９、続いてタイマ回路２８がリセットされて動作制御回路２２は通常状態になる。

Ｐ１０までは通常状態で動作するが、Ｐ１０−Ｐ１１で再度主スイッチＳＷ１がオン状態のままで保持されてＰ１１の時点でタイマ回路２８が動作し、動作制御回路２２からの信号で信号バッファ回路３０をコントロールしてＤＣ−ＤＣコンバータ回路を停止させ、また動作制御回路２２からの信号で切替回路２３ではＣ点の電圧＝Ｂ点の電圧（Ｃ点とＢ点間が導通）からＣ点の電圧＝Ａ点の電圧（Ｃ点とＡ点間が導通）、すなわち入力側に切替える。

この時点で出力の過電流が切り離されて入力電圧が復帰し差動アンプ兼コンパレータ２５は入力電圧が出力設定電圧を超えることを検出して真性の保護検出状態と認識してＤＣ−ＤＣコンバータ回路を停止したまま保持する。

また、本実施例の回路では、保護動作の後、出力を一時的に停止して入力電圧が出力設定電圧以下の場合は、入力電圧が出力設定電圧以下である擬似的な保護検出状態として保護回路を動作させずに通常動作状態に戻してスイッチをオンした状態で入力電圧をそのまま出力し、入力電圧が出力設定電圧を超える場合は本当の過電流状態としての真性の保護検出状態として保護回路を動作させて出力を停止したままで保持する。これにより真性と擬似的な保護検出状態を識別できる。

（第３の実施例）
図５は、本発明の第３の実施例を説明するための図である。また、図６は、該第３の実施例のタイミングチャートを示す図である。

図５において、４０はタイマ回路、４１は動作制御回路、４２は信号保持回路、４３は切替回路、４４は基準電圧、４５は差動アンプ兼コンパレータ、４６は三角波発生回路、４７はＰＷＭコンパレータ、４８は信号バッファ制御回路、４９は負荷である。また、ＳＷ１は主スイッチ、Ｒ１〜Ｒ４は抵抗、Ｄ１はダイオード、Ｌ１はインダクタンス、Ｃ１およびＣ２は容量である。Ａ〜Hは回路点（またはそこの信号）を示し、ＪおよびＫは検出信号、Ｌはリセット信号を示している。

図６において、Ｐ１２までは通常のＤＣ−ＤＣコンバータの動作状態になる。Ｐ１２にタイマ回路４０からの信号で動作制御回路４１を動かして信号バッファ制御回路４８を通じて主スイッチＳＷ１を停止させてＤＣ−ＤＣコンバータの動作を停止させる。同時に、切替回路４３を制御しＤ点の電圧＝Ｃ点の電圧からＤ点の電圧＝Ｋ点の電圧になるように切替えて検出信号Ｋ（検出信号Ｊと分割抵抗Ｒ３，Ｒ４により生成される）を検出する。

リセット信号Ｌは初期状態をＬＯＷとしてＰ１２−Ｐ１３間の信号ＦのＬＯＷを検出するが、リセット信号ＬはＬＯＷ状態のまま保存する。Ｐ１２−Ｐ１３間はＤＣ−ＤＣ出力動作が停止しているので出力電圧が低下していく。

Ｐ１３でタイマ回路４０からの制御により動作制御回路４１を動かしてまた切替回路４３を制御してＤ点の電圧＝Ｋ点の電圧からＤ点の電圧＝Ｃ点の電圧になるように切替えて出力電圧Ｂの分割レベル（Ｃ点の電圧）を検出するようにして通常のＤＣ−ＤＣコンバータの動作状態に戻す。

Ｐ１３−Ｐ１４間は通常のＤＣ−ＤＣ動作状態になる。Ｐ１４でもＰ１２と同じ手順で回路動作を切り替える。Ｐ１４−Ｐ１５間の信号ＦはＨＩＧＨを出すのでリセット信号ＬをＨＩＧＨにする。

Ｐ１５では、Ｐ１３と同じ手順でＤＣ−ＤＣ動作状態に戻すが、リセット信号ＬはＨＩＧＨを保持したままになる。Ｐ１５−Ｐ１６間は通常のＤＣ−ＤＣ動作状態になる。

Ｐ１６でもＰ１２と同じ手順で回路動作を切り替える。Ｐ１６−Ｐ１７間の信号ＦはＬＯＷを出すのでリセット信号ＬをＬＯＷにする。Ｐ１７ではＰ１３と同じ手順でＤＣ−ＤＣ通常動作に戻すが、リセット信号ＬはＬＯＷを保持したままになる。

本実施例によれば、通常のＤＣ−ＤＣコンバータ動作中、切替回路を用いて定期的に差動アンプの入力端子を一度出力電圧検出用抵抗分割器の出力から前記出力電圧検出用抵抗分割器とは別の電圧検出用抵抗分割器の出力と切替えて任意の端子電圧がある任意の電圧より高いか否かを判断し、高いか否かに対応した信号を出力することが可能になる。従って、定常的な検出の必要ない端子電圧を少ない部品点数の追加でＤＣ−ＤＣコンバータの回路に追加できる。

本発明の第１の実施例を説明するための図である。本発明の第1の実施例の電源投入時のタイミングチャートを示す図である。本発明の第２の実施例を説明するための図である。本発明の第２の実施例のタイミングチャートを示す図である。本発明の第３の実施例を説明するための図である。本発明の第３の実施例のタイミングチャートを示す図である。従来技術３の保護回路を模式的に示す図である。図７の回路の電源投入時のタイミングチャートを示す図である。

符号の説明

１：電源投入リセット信号回路、
２：フリップフロップ、
３：切替回路、
４：基準電圧、
５：差動アンプ兼コンパレータ、
６：三角波発生回路、
７：ＰＷＭコンパレータ、
８：信号バッファ制御回路、
９：スイッチオン検出回路、
１０：タイマ回路、
１１：負荷、
１２：インバータ、
２１：ＵＶＬＯ（アンダーボルテージロックアウト）回路、
２２：動作制御回路、
２３：切替回路、
２４：基準電圧、
２５：差動アンプ兼コンパレータ、
２６：三角波発生回路、
２７：ＰＷＭコンパレータ、
２８：タイマ回路、
２９：スイッチオン検出回路、
３０：信号バッファ制御回路、
３１：負荷、
４０：タイマ回路、
４１：動作制御回路、
４２：信号保持回路、
４３：切替回路、
４４：基準電圧、
４５：差動アンプ兼コンパレータ、
４６：三角波発生回路、
４７：ＰＷＭコンパレータ、
４８：信号バッファ制御回路、
４９：負荷、
ＳＷ１：主スイッチ、
Ｒ１〜Ｒ４：抵抗、
Ｄ１：ダイオード、
Ｌ１：インダクタンス、
Ｃ１，Ｃ２：容量、
Ａ〜Ｈ：回路点（またはその回路点の信号）。
Ｊ，Ｋ：検出信号、
Ｌ：リセット信号。

Claims

入力電源と、該入力電源と出力端子との間に接続されたオンオフ可能な主スイッチと、抵抗分割回路と、一方の入力端子に基準電圧が入力され、他方の入力端子に前記抵抗分割回路によって分割された電圧が入力される差動アンプ兼コンパレータと、前記出力端子からの出力電圧または前記入力電源からの入力電圧のいずれか一方を前記抵抗分割回路に与える切替回路と、一方の入力端子に前記差動アンプ兼コンパレータの出力が接続され、他方の入力端子に三角波発生回路の出力がそれぞれ接続されたＰＷＭコンパレータと、該ＰＷＭコンパレータの出力に接続され、前記主スイッチにオンオフを制御する信号を出力する制御回路と、前記入力電源の電圧が所定の電圧以下の場合に前記切替回路により前記入力電源からの入力電圧を前記抵抗分割回路に与え、前記入力電源の電圧が所定の電圧を超えた場合に前記切替回路により前記出力端子からの出力電圧を前記抵抗分割回路に与える手段とを有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
入力電源と、該入力電源と出力端子との間に接続されたオンオフ可能な主スイッチと、抵抗分割回路と、一方の入力端子に基準電圧が入力され、他方の入力端子に前記抵抗分割回路によって分割された電圧が入力される差動アンプ兼コンパレータと、前記出力端子からの出力電圧または前記入力電源からの入力電圧のいずれか一方を前記抵抗分割回路に与える切替回路と、一方の入力端子に前記差動アンプ兼コンパレータの出力が接続され、他方の入力端子に三角波発生回路の出力がそれぞれ接続されたＰＷＭコンパレータと、該ＰＷＭコンパレータの出力に接続され、前記主スイッチにオンオフを制御する信号を出力する制御回路と、
前記切替回路により前記出力端子からの出力電圧を前記抵抗分割回路に与えているＤＣ−ＤＣコンバータ通常動作中に入力電圧が出力設定電圧以下となった場合に前記主スイッチをオンからオフして一旦通常動作を停止させると共に前記切替回路により前記入力電源からの入力電圧を前記抵抗分割回路に与えてオフ状態を保持し、
一定時間経過後に切り替え回路により前記入力電圧が前記抵抗分割回路に与えられている状態から前記出力電圧が前記抵抗分割回路に与えられている状態に前記切り替え回路を切り替えると共に、該入力電圧が出力設定電圧より高いか否かを判断し、前記入力電圧が出力設定電圧より低い場合は前記通常動作状態に戻して前記主スイッチをオンした状態で前記入力電圧をそのまま出力させ、前記入力電圧が前記出力設定電圧を超えた場合に前記主スイッチをオフする手段を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。